ES2283949T3 - Metodo de conversion de una señal analogica en una señal digital. - Google Patents
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Abstract
Un método de conversión de una señal analógica en una señal digital, comprendiendo el método: introducir una señal sinusoidal de dos fases que se compone de señales de modulación de la amplitud de dos fases (sen zeta.sen omegat, cos zeta.sen omegat) que son emitidas desde un discernidor (1) obtenidas a través de una modulación de la amplitud correspondiente a un ángulo (zeta) rotacional de entrada de una señal (sen omegat) de la fuente de excitación, que tienen componentes de excitación respectivos para una porción (3) de conversión de discernidor/digital (R/D); convertir el ángulo (zeta) rotacional de entrada en una salida (fi) de ángulo digital; y obtener la salida (fi) de ángulo digital usando un sistema de control de realimentación negativa, que incluye el discernidor (1) dentro de un bucle cerrado, caracterizado porque: el sistema de control de la realimentación negativa es del tipo de bucle (PLL) de fase bloqueada y el método comprende además usar la señal de control de realimentación negativa para realimentar una señal (omegaRt + fi) de modulación de fase, como la señal (sen omegat) de la fuente de excitación del discernidor (1), que usa la detección síncrona de una desviación (e) de control obtenida a través de una señal de conversión de la señal sinusoidal de dos fases que usa al menos la multiplicación analógica y la adición/sustracción analógica en la porción (3) de conversión de señal de R/D; y sincronizar una referencia (omegaRt) de la señal (omegaRt+ fi) de modulación de fase con la fase de la fuente (8) de excitación del discernidor, y efectuar la detección síncrona basada en una referencia de fase de excitación obtenida extrayendo la componente de excitación de las señales de modulación de la amplitud de dos fases (sen zeta.sen omegat, coszeta.sen omegat), que corrige automáticamente de ese modo el desplazamiento de fase de la señal (omegaRt + fi)de modulación de fase y el desplazamiento de fase de los componentes de excitación de las señales (senzeta.sen omegat, coszeta.sen omegat) de modulación de amplitud de dos fases.
Description
Método de conversión de una señal analógica en
una señal digital.
La presente invención se refiere en general a un
método de conversión de una señal analógica en una señal digital, y
más particularmente a un nuevo método de conversión de obtención de
una salida de ángulo digital que usa un sistema de control de
realimentación negativo que tiene un discernidor dentro de un bucle
cerrado para mejorar características de conversión (tales como
resolución, exactitud, propiedad de controlar la alta velocidad y
resistencia al ruido) para de ese modo poder proporcionar un
discernidor integrado en la unidad de conversión
discernidor/digital (R/D) económico y de altas características,
usado en el campo de los automóviles, robots, automatización de
fábricas (FA) y aplicaciones eléctricas domésticas).
En cuanto a un método para convertir en una
señal digital una salida de discernidor (señal analógica) de un
discernidor de esta clase que ha sido convenientemente usada, por
ejemplo, es posible proporcionar un método de seguimiento que el
descrito en los documentos JP 3.442.316 B y US 6.278.388 y se
establece como la técnica relacionada.
Puesto que el método convencional de conversión
de una señal analógica en una señal digital se establece como se ha
descrito anteriormente, este método presenta los problemas
siguientes.
En el método de seguimiento (véanse los
documentos JP 3.442.316 B y US 6.278.388) como el método de
conversión convencional, se configura un bucle cerrado con primera
y segunda señales de modulación de amplitud emitidas desde un
detector de rotación (discernidor) como un punto de partida. Por
consiguiente, el propio detector de la rotación (discernidor) es
independiente de un sistema de control, y por tanto es difícil
mejorar la estabilidad y la seguridad de la operación de
conversión, y la propiedad de supresión de perturbaciones tales como
ruidos.
En adición, los medios para escribir los datos
no lineales deseados en una memoria (ROM) no volátil de solamente
lectura por adelantado, y otros similares se usan para obtener las
características no lineales de una señal de SEN y una señal de COS,
y por consiguiente un área de chip mayor que la de otros circuitos
está acoplada también dependiendo de una capacidad de la ROM. Por
tanto, un área de chip no puede hacerse menor cuando los circuitos
están integrados entre sí en la forma de un IC (circuito integrado),
lo cual conduce a un incremento en el coste.
En adición, en el método de seguimiento
anteriormente mencionado, es difícil mantener la propiedad de
controlar la alta velocidad a menos que la resolución sea
reducida.
Asimismo, en adición al método de seguimiento
anteriormente mencionado, un método que incluye extraer una señal
\Phi de ángulo digital de la información de fase de un componente
de excitación es conocido convencionalmente como un método de fase.
En este método, no obstante, es difícil obtener una salida continua
en tiempo real con respecto a una entrada de ángulo giratorio.
El documento EP 0748 054 describe un método de
conversión de una señal analógica en una señal digital usando un
convertidor R/D que incluye un sistema de control de realimentación
negativa que incluye el discernidor dentro de un bucle cerrado. El
documento EP 1087 516 describe el uso de generadores sinusoidales en
la conversión de una señal de discernidor analógico en una señal
digital. El documento EP 0736 046 describe la corrección de
desplazamiento de fase en un sistema de detección de ángulo
digital.
Un objeto de la presente invención es
proporcionar un discernidor integrado en la unidad de conversión de
R/D de altas características y económico, en el campo de los
automóviles, robots. automatización de fábricas (FA) y aplicaciones
domésticas, que sea capaz de mejorar características de la
conversión (tales como resolución, exactitud, control de alta
velocidad resistencia al ruido) obteniendo una salida de ángulo
digital que usa un sistema de control de la realimentación negativa
que tiene un discernidor dentro de un bucle cerrado.
Para lograr el objeto anteriormente mencionado
de la presente invención, se proporciona un método de conversión de
una señal analógica en una señal digital, que comprende:
introducir una señal sinusoidal de dos fases que
se compone de señales de modulación de la amplitud de dos fases
(sen \theta.sen \omegat, cos \theta.sen \omegat) que son
emitidas desde un discernidor (1) y, moduladas en amplitud con las
señales de modulación de amplitud que tienen componentes de
excitación respectivos con una porción (3) de conversión de
discernidor/digital (R/D);
convertir un ángulo (\theta) rotacional de
entrada en una salida (\Phi) de ángulo digital; y
obtener la salida (\Phi) de ángulo digital
usando un sistema de control de realimentación negativa, que
incluye el discernidor (1) dentro de un bucle cerrado, caracterizado
porque:
el sistema de control de la realimentación
negativa es del tipo de bucle (PLL) de fase bloqueada y el método
comprende además usar la señal de control de realimentación negativa
para realimentar una señal (\omega_{R}t + \Phi) de modulación
de fase, como una señal (sen \omegat) de la fuente de excitación
del discernidor (1), que usa la detección síncrona de una
desviación (\varepsilon) de control obtenida a través de una señal
de conversión de la señal sinusoidal de dos fases que usa al menos
la multiplicación analógica y la adición/sustracción analógica en
la porción (3) de conversión de señal de R/D; y
sincronizar la referencia (\omega_{R}t) de
la señal (\omega_{R}t+\Phi) de modulación de fase con la fase
de la fuente (8) de excitación de discernidor, y efectuar la
detección síncrona basada en una referencia de fase de excitación
obtenida extrayendo la componente de excitación de las señales de
modulación de la amplitud de dos fases (sen \theta.sen \omegat,
cos \theta.sen \omegat), que corrige automáticamente de ese
modo el desplazamiento de fase de la señal (\omega_{R}t +
\Phi) de modulación de fase y el desplazamiento de fase de los
componentes de excitación de las señales (sen \theta.sen
\omegat, cos \theta.sen \omegat) de modulación de amplitud de
dos fases.
Preferiblemente, el método comprende la
configuración de al menos una porción de detección síncrona a la
cual se aplica la desviación (\varepsilon) de control de la
porción de conversión de la señal D/D, un compensador de bucle
conectado a la porción de detección síncrona, un oscilador
controlado por la tensión conectado al bucle compensador, y un
contador conectado al oscilador controlado por la tensión en la
forma de un circuito digital.
Preferiblemente el método comprende además,
sustraer una referencia (\omega_{R}t) de fase establecida por
adelantado de la señal (\omega_{R}t + \Phi) de modulación de
fase para proporcionar la información de ángulo rotacional
contenida como información de fase en la señal (\omega_{R}t +
\Phi) de modulación de fase como una salida (\Phi) de ángulo
digital de valor absoluto en tiempo real.
Preferiblemente el método comprende además, usar
generadores seudosinusoidales para convertir la señal
(\omega_{R}t + \Phi) de modulación de fase y la referencia
(\omega_{R}t) de fase en señales analógicas.
Preferiblemente, el método comprende además
obtener una salida (\omega_{R}t) de ángulo de fase de la señal
(sen \omegat) de la fuente de excitación.
Puesto que el método de conversión de una señal
analógica en una señal digital según la presente invención está
constituido como se ha descrito anteriormente, pueden obtenerse las
ventajas siguientes:
Es decir, este método tiene un principio de
conversión (concepto) completamente diferente del método de
seguimiento establecido como técnica relacionada para crear una
desviación de control de la PLL por medio de la porción de
conversión de la señal R/D basado en el tratamiento de la señal
analógica, y el sistema (PLL) de control de la realimentación
negativa que incluye el detector (discernidor) de la rotación dentro
del bucle cerrado que está configurado para obtener de ese modo la
salida \Phi de ángulo digital. Por consiguiente, es posible
conseguir la mejora de propiedades de la conversión (tales como la
resolución, exactitud, propiedad de controlar la alta velocidad y
la resistencia al ruido), y por tanto resulta posible construir el
sistema discernidor (un discernidor y un convertidor) de modo que
no requieren ajuste de fase.
En adición, la señal de entrada que ha sido
originalmente convertida en amplitud es racionalmente convertida en
la señal de modulación de fase por medio del procedimiento de
conversión de la señal analógica para obtener la desviación de
control del PLL. Por tanto, la frecuencia de control para el PLL
puede ser limitada a un margen fijo, y por tanto puede esperarse un
funcionamiento estable.
En adición el sistema de control de la
realimentación negativa (el PLL establecido como un sistema de
control de realimentación negativa estable) que incluye el detector
de la rotación (discernidor) que también está configurado con la
señal (\theta) de rotación de entrada el mismo como un punto de
inicio. Como un resultado, es posible mejorar la estabilidad y la
seguridad en la operación de conversión (control de la
realimentación negativa) y la propiedad de supresión de
perturbaciones tales como ruidos.
En adición, en el método de seguimiento (véase
los documentos JP 3.442.316 o US 6.278.388) como un método de
conversión convencional, los medios para escribir datos no lineales
en una memoria no volátil de solamente lectura (ROM), y así
sucesivamente, se usan para obtener las características no lineales
de una señal de SEN y una señal de COS, y por tanto un área de chip
mayor que la necesaria en otros circuitos, que depende de la
capacidad de la ROM, es ocupada también. Por tanto, el área de chip
no puede hacerse menor cuando los circuitos son integrados unos con
otros en la forma de IC (circuito integrado), lo cual conduce a un
incremento en su coste. No obstante, la introducción del
procedimiento de señal analógica hace la ROM innecesaria. También,
la introducción del procedimiento de señal analógica permite reducir
el área de chip cuando los circuitos son integrados en la forma de
un IC monolítico. Como un resultado, resulta posible realizar de
manera muy fiable, la miniaturación y comercialización económica
(producción en masa) del dispositivo.
\newpage
En adición, la información de la amplitud de las
primera y segunda señales de modulación de la amplitud como la
información del ángulo rotacional del detector (discernidor) de la
rotación es sustituida con la información de fase continuamente y
en tiempo real por medio de la conversión de la señal analógica
anteriormente mencionada, y la información de fase se introduce
entonces en la forma de la desviación de control en la PLL. De este
modo, como en el método de seguimiento (véanse los documentos JP
3.442.316 B y US 6.278.388) como el método de conversión
convencional, incluso si la resolución no se reduce, resulta posible
controlar la alta velocidad y también es posible efectuar la
conversión digital continua.
En adición, el PLL está configurado como medio
para extraer la información de ángulo rotacional incluida en la
señal de modulación de fase como la información de fase. Por tanto,
la referencia de fase es sustraída de la señal de modulación de
fase obtenida como la señal digital paralela para de ese modo poder
obtener la salida (\Phi) de ángulo digital paralela en tiempo
real.
En adición, la señal de modulación de fase
anteriormente mencionada es dividida sistemáticamente en las primera
y segunda señales de modulación. Por tanto, la referencia de fase
de la segunda señal de modulación está sincronizada con la fase de
la señal fuente de excitación del discernidor para corregir el
desplazamiento de fase originado a causa de la provisión de la
porción de amplificación de la señal de excitación o similar. De
este modo, resulta posible realizar la conversión digital muy
exacta de la señal analógica.
En adición, la detección síncrona se efectúa en
base a la referencia de fase de excitación obtenida extrayendo la
componente de excitación de la propia señal de discernidor (las
primera y segunda señales de modulación de amplitud), por lo que es
posible corregir el desplazamiento de fase de la señal de
discernidor originado a causa de la provisión del detector
(discernidor) o similar, de la rotación, y también es posible
efectuar la conversión digital muy precisa de la señal
analógica.
Asimismo, debido a la configuración del sistema
que tiene la redundancia de permitir que sean obtenidas tanto la
salida (\Phi) de ángulo digital como la salida (\omegat(=
\omega_{R}t + \Phi)) de ángulo de fase, es posible construir
un sistema de detección de ángulos que es excelente en cuanto a
seguridad y fiabilidad.
En los dibujos que se acompañan:
la figura 1 es un diagrama de bloques que
muestra una configuración de un método de conversión de una señal
analógica en una señal digital según la presente invención; y
la figura 2 es un diagrama de bloques que
muestra concretamente la configuración mostrada en la figura 1.
A continuación se efectuará la descripción de
una realización preferida de un método para convertir una señal
analógica en una señal digital, según la presente invención, con
referencia a los dibujos que se acompañan.
La figura 1 es un diagrama de bloques que
muestra esquemáticamente una configuración global de un método de
conversión de una señal analógica en una señal digital según la
presente invención, y la figura 2 es un diagrama de bloques que
muestra una configuración concreta mostrada en la figura 1.
Haciendo referencia a la figura 1, el número 1
de referencia designa un discernidor como un detector de rotación
para detectar un ángulo \theta giratorio de entrada. Las primera
y segunda señales "sen \theta\cdotsen \omegat" y "cos
\theta\cdotsen \omegat" (es decir, que son obtenidas por
medio de la modulación de amplitud con una señal "sen
\omegat" de la fuente de excitación como una componente de
excitación) como una señal 2 sinusoidal de dos fases obtenida del
discernidor 1 son ambas aplicadas a una porción 3 de conversión de
señales R/D para realizar la conversión (R/D) de
discernidor/digital. Una desviación (\varepsilon) de control
"sen(\omegat-\omega_{R}t-\theta)\cdotsen
\omegat" de la porción 3 de conversión de la señal R/D es
introducida entonces en una porción 4 de detección síncrona. Una
salida 4a de detección de la porción 4 de detección síncrona es
aplicada a un oscilador (VCO) 6 controlado por la tensión, después
una válvula o similar de la salida "4a" de detección requerida
para configurar un bucle cerrado es compensada en un compensador 5
de bucle.
Después, una salida 6a del oscilador 6
controlado por la tensión, se recuenta en un contador 7, una salida
del contador 7 es aplicada como señal (\omega_{R}t + \Phi) de
modulación de fase a un generador 8 de señales de excitación. Tanto
"cos \omegat" como "sen \omegat" del generador 8 de la
señal de excitación son aplicados a la porción 3 de conversión de
la señal. Después "sen \omegat" es amplificado en una porción
9 de amplificación de la señal de excitación, la señal resultante
es aplicada como una señal "sen \omegat" de la fuente de
excitación que actúa como una componente (portadora) de excitación
para un cableado (no mostrado) de excitación del discernidor 1.
Consecuentemente, al menos el discernidor 1, la
porción 3 de conversión de señales de R/D, la porción 4 de
detección síncrona, el compensador 5 de bucle, el oscilador 6
controlado por la tensión, el contador 7, el generador 8 de la
señal de excitación, y la porción 9 de amplificación de la señal de
excitación constituyen un sistema 10 de control de realimentación
negativa de un tipo de bucle cerrado.
Después, una salida 11a de oscilación de un
oscilador 11 que se proporciona independientemente del sistema 10
de control de realimentación negativa para generar una señal de
reloj es contada en un primer contador 12, la salida 11a de
oscilación es aplicada como una referencia \omega_{R}t a un
generador 13 seudosinusoidal. Las señales de las seudosinusoides
"sen \omega_{R}t" y "cos \omega_{R}t" del
generador sinusoidal 13 son aplicadas entonces a la porción 3 de
conversión de señal
R/D.
R/D.
En adición, la referencia "\omega_{R}t"
de fase es aplicada a un tercer sustraendo 20 al que la señal
(\omega_{R}t + \Phi) se aplica también para restar la
referencia "\omega_{R}t" de fase de la señal
(\omega_{R}t + \Phi) de modulación de fase para obtener de ese
modo una salida \Phi de ángulo digital.
El circuito mostrado en la forma del diagrama de
bloques en la figura 1 está concretamente configurado como se
muestra en la figura 2. Por tanto, la porción 3 de conversión de la
señal R/D incluye del primer al sexto multiplicadores 30 a 35,
primer y segundo sustraendos 40 y 41, un adicionador 50, un primer
generador 13 seudosinusoidal y una porción 60 de extracción del
componente de excitación. Ha de tenerse en cuenta que el generador
seudosinusoidal es también denominado un PSG (Pseudo Sinusoid
Generator) para acortar.
El contador 7 incluye el tercer y el segundo
contadores 7A y 7B, y el generador 8 de la señal de excitación
incluye los tercero y segundo generadores seudosinusoidales 8A y
8B.
La señal (\omega_{R}t + \Phi) se compone
de segunda y primera señales (\omegat = \omega_{R}t + \Phi)
y (\omegaT = \omega_{R}t + \Phi + \beta) de modulación de
fase de los segundo y primer contadores 7A y 7B, respectivamente.
Las señales (\omegat = \omega_{R}t + \Phi) y (\omegaT =
\omega_{R}t + \Phi + \beta) de modulación de fase segunda y
primera son aplicadas a los generadores seudosinusoidales 8A y 8B
tercero y segundo respectivamente. Ambas "sen \omegat" y
"cos \omegat" son aplicadas desde el tercer generador 8A
seudosinusoidal al convertidor 3 de señales de R/D.
La señal "sen \omegat" fuente de
excitación se aplica a un comparador 70 para obtener una salida
(\omegat (= \omega_{R}t + \Phi)) de ángulo de fase como una
señal digital. La salida \omegaT de ángulo de fase resultante es
aplicada también al tercer contador 7A.
Una salida \Phi de ángulo digital es aplicada
desde el tercer sustraendo 20 simultáneamente con la salida
"\omegat" de ángulo de fase, Por tanto, la redundancia del
sistema está configurada.
El discernidor 1 adaptado al detector de
rotación en la presente invención es un discernidor sin escobillas
(BRX) del sistema de modulación de la amplitud de un tipo de
excitación de una fase/salida de dos fases. Por tanto, la señal
(sen \omegat) de la fuente de excitación que tiene esencialmente
una frecuencia fija es aplicada como una portadora al discernidor 1
que proporciona dos salidas de una primera señal (sen
\theta\cdotsen(\omegat-\alpha)) de
modulación de la amplitud y una segunda señal (cos
\theta\cdotsen(\omegat-\alpha)) que
son obtenidas por medio de la modulación de amplitud
correspondiente a un ángulo \theta giratorio de entrada mecánica.
En las primera y segunda señales de modulación de la amplitud, el
símbolo "\alpha" de referencia representa el desplazamiento
de fase (retardo de fase) debido a la provisión del propio detector
(discernidor) de la rotación, el cable de sensor y similares. No
obstante, en la presente invención, la fase (frecuencia) de la
señal (sen \omegat) de la fuente de excitación no es fija, y por
tanto cambia en correspondencia con el ángulo rotacional
(velocidad) del detector (discernidor) de la rotación.
La presente invención se refiere a un método de
conversión de una señal analógica en una señal digital, que
incluye, introducir la primera señal (sen
\theta\cdotsen(\omegat-\alpha)) de
modulación de la amplitud y la segunda señal (cos
\theta\cdotsen(\omegat-\alpha)) de
modulación de la amplitud en la porción 3 de conversión de la señal
R/D; configurar el bucle (PLL) bloqueado de fase como el sistema 10
de realimentación negativa que incluye el detector de la rotación
(discernidor) dentro del bucle cerrado basado en la desviación
(\varepsilon) del control resultante; convertir la información de
amplitud del ángulo rotacional (velocidad) en la información de
fase (frecuencia); permitir que la salida \Phi de ángulo digital
que ha de ser obtenida a partir de la señal (\omega_{R}t +
\Phi) de modulación de fase que es generada a través del
procedimiento para realimentar la información de fase (frecuencia)
resultante como la señal (sen \omegat) de la fuente de
excita-
ción.
ción.
Seguidamente, se describirá en esta memoria un
funcionamiento.
En primer lugar, la primera señal (sen
\theta\cdotsen(\omegat-\alpha)) de
modulación de la amplitud y la segunda señal (cos
\theta\cdotsen(\omegat-\alpha)) de
modulación de la amplitud como salidas del detector (discernidor) 1
de la rotación son aplicadas a los multiplicadores primero a cuarto,
30 a 33, respectivamente.
El primer multiplicador 30 multiplica la primera
señal (sen
\theta\cdotsen(\omegat-\alpha)) por
la tercera señal (sen \omegat) de PSG del tercer generador 8A
seudosinusoidal para efectuar una operación aritmética analógica
expresada por la ecua-
ción (1):
ción (1):
(1)sen \
\theta \cdot \ sen \ (\omega t-\alpha) \ \times \ sen \ \omega t =
sen \ \theta \cdot \ sen \ (\omega \ t-\alpha) \cdot \ sen \ \omega
t
\newpage
De modo similar, el segundo multiplicador 31
multiplica la segunda señal (cos
\theta\cdotsen(\omegat-\alpha)) de
modulación de la amplitud por la tercera señal (sen \omegat) de
PSG para efectuar una operación aritmética analógica expresada por
la Ecuación (2):
(2)cos \theta
\cdot sen \ (\omega t-\alpha) \ \times \ sen \ \omega t = cos \
\theta \cdot \ sen \ (\omega t-\alpha) \cdot \ sen \ \omega
t
De modo similar, el tercer multiplicador 32
multiplica la primera señal (sen
\theta\cdotsen(\omegat-\alpha)) de
modulación de la amplitud por la tercera señal PSG (cos \omegat)
para efectuar una operación aritmética analógica expresada por la
Ecuación (3):
(3)sen \
\theta \cdot sen \ (\omega t-\alpha) \ \times \ cos \ \omega t = sen
\ \theta \cdot sen \ (\omega t-\alpha) \cdot cos \ \omega
t
Asimismo, de modo similar, el cuarto
multiplicador 33 multiplica la segunda señal (cos
\theta\cdotsen(\omegat-\alpha)) de
modulación de la amplitud por la tercera señal (cos \omegat) de
PSG para efectuar una operación aritmética analógica expresada por
la Ecuación (4):
(4)cos \
\theta \cdot sen \ (\omega t-\alpha) \ \times \ cos \ \omega t = cos
\ \theta \cdot sen \ (\omega t-\alpha) \cdot cos \ \omega
t
La sumadora 50 suma la salida del primer
multiplicador 30, expresada por la Ecuación (1), a la salida del
cuarto multiplicador 33 expresada por la Ecuación (4) para efectuar
una operación aritmética analógica expresada por la Ecuación
(5):
(5)Ecuación \
(1) + Ecuación \ (4) = sen \ \theta \cdot \ sen \ (\omega
t-\alpha)\cdot sen \ \omega t + cos \ \theta \cdot sen \ (\omega
t-\alpha) \cdot cos \ \omega t = cos \ (\omega t - \theta)
\cdot sen \ (\omega
t-\alpha)
También, el primer sustraendo 40 sustrae la
salida del tercer multiplicador 32 expresada por la Ecuación (3) de
la salida del segundo multiplicador 31 expresada por la Ecuación (2)
para efectuar una operación aritmética analógica expresada por la
Ecuación (6):
(6)Ecuación \
(2) - Ecuación \ (3) = cos \ \theta \cdot sen \ (\omega t-\alpha)
\cdot sen \ \omega t - sen \ \theta \cdot sen \ (\omega t-\alpha)
\cdot cos \ \omega t = sen \ (\omega t-\theta) \cdot sen \
(\omega
t-\alpha)
Además, el quinto multiplicador 34 multiplica la
salida la sumadora 50 expresada mediante la Ecuación (5) por la
primera señal PSG (sen \omega_{R}t) del primer generador 13
seudosinusoidal para efectuar una operación aritmética analógica
expresada por la Ecuación (7):
(7)cos \
(\omega t-\theta) \cdot sen \ (\omega t-\alpha) \times
sen\omega_{R}t=cos \ (\omega t-\theta) \cdot sen \omega_{R}t\cdot
sen \ (\omega
t-\alpha)
De modo similar, el sexto multiplicador 35
multiplica la salida del primer sustraendo 40 expresada por la
Ecuación (6) por la primera señal (cos \omega_{R}t) del primer
generador (13) seudosinusoidal para efectuar una operación
aritmética analógica expresada por la Ecuación (8):
(8)sen \
(\omega t-\theta ) \cdot sen \ (\omega t-\alpha) \times cos
\omega_{R}t=sen \ (\omega t-\theta) \cdot cos\omega_{R}t\cdot sen \
(\omega
t-\alpha)
Aquí, el segundo sustraendo 41 sustrae la salida
del quinto multiplicador 34 expresada por la Ecuación (7) de la
salida del sexto multiplicador 35 expresada por la Ecuación (8) para
efectuar una operación analógica aritmética expresada por la
Ecuación (9):
(9)Ecuación \
(8) - Ecuación \ (7) = sen \ (\omega t-\theta) \cdot cos\omega
_{R}t\cdot sen \ (\omega t-\alpha)- cos \ (\omega t-\theta) \cdot
sen \ \omega_{R}t\cdot sen \ (\omega t-\alpha)=sen \ (\omega
t-\omega _{R}t-\theta) \cdot sen \ (\omega
t-\alpha)
La primera señal (sen \theta\cdotsen
(\omegat-\alpha)) de modulación de la amplitud
y la segunda señal (cos \theta\cdotsen
(\omegat-\alpha)) de modulación de la amplitud
como salida del detector (discernidor) 1 de la rotación son
convertidas en una desviación (\varepsilon) de control del sistema
(PLL) de control de la conversión R/D expresada por la Ecuación (9)
a través de los procedimientos para procesar la señal analógica
expresados mediante las Ecuaciones (1) a (9).
En el método de conversión de una señal
analógica en una señal digital según la presente invención, como se
conoce bien, el control se efectúa de modo que la desviación
(\varepsilon) de control se hace cero en todas las ocasiones.
\newpage
La desviación (\varepsilon) de control
sen(\omegat-\omega_{R}t-\theta)\cdotsen
\omegat expresada por la Ecuación (9) se introduce en la porción
4 de detector síncrona de modo que
sen(\omegat-\alpha) como la componente
de la excitación es expresada en la forma de un valor absoluto
expresado mediante la Ecuación (10):
Ecuación 1
(10)\varepsilon = sen \ (\omega
t- \omega _{R}t - \theta) \cdot \left\bracevert sen \ (\omega
t-\alpha)
\right\bracevert
Una referencia
(\omegat-\alpha) de la fase de excitación
aplicada desde la porción 60 de extracción del componente de
excitación en la porción 4 de detección síncrona se obtiene
extrayendo solamente los componentes de la excitación de la primera
señal (sen
\theta\cdotsen(\omegat-\alpha)) de
modulación de la amplitud y la segunda señal (cos
\theta\cdotsen(\omegat-\alpha)) de
modulación de la amplitud en la porción 60 de extracción de
componente de la excitación, respectivamente. Por tanto, es posible
evitar el desplazamiento de fase (desplazamiento síncrono) en la
porción 4 de detección síncrona. Consecuentemente, este
procedimiento contribuye a que la conversión digital (conversión
R/D) sea muy exacta para una señal analógica. Se ha de tener en
cuenta que la desviación (\varepsilon) de control expresada por
la Ecuación (10) se introduce en el compensador 5 de bucle en la
etapa siguiente, y por tanto puede ser considerada de modo
equivalente como una señal expresada por la Ecuación (11):
...
(11)\varepsilon = sen \ (\omega t- \omega _{R}t -
\theta)
Aquí, como se ha descrito anteriormente, el
sistema 10 (FLL) de control de la realimentación negativa del
convertidor R/D según la presente invención está controlado de modo
que la desviación (\varepsilon) de control se hace cero en todas
las ocasiones. Por tanto, la desviación (\varepsilon) de control
puede ser expresada por la Ecuación (12):
Ecuación 2
(12)\varepsilon = sen \ (\omega
t- \omega_{R}t - \theta) = 0 \therefore \omega t = \omega _{R}t +
\theta
Seguidamente, la desviación (\varepsilon) de
control expresada por la Ecuación (11) se convierta en un tren de
impulsos digitales que corresponde a una tensión de entrada en el
oscilador 6 controlado por la tensión (VCO) para ser introducido en
los segundo y tercer convertidores 7B y 7A en la etapa siguiente,
respectivamente. Los contadores 7B y 7A segundo y tercero integran
los trenes de impulsos digitales introducidos en los mismos para
convertir las señales resultantes de estos en señales paralelas que
se convierten en una primera señal (\omegat= \omega_{R}t +
\Phi + \beta) de modulación y una segunda señal (\omegat=
\omega_{R}t + \Phi) de modulación, respectivamente. Aquí, en
esas señales de salida, \Phi es una salida de ángulo digital que
se obtiene finalmente, y \beta corresponde al desplazamiento de
fase que es causado en la porción 9 de amplificación o similar de
la señal de excitación.
Seguidamente, la primera señal (\omegaT=
\omega_{R}t + \Phi + \beta) de modulación es una señal
digital paralela. Entonces, después de haber sido convertida la
primera señal (\omegaT= \omega_{R}t + \Phi + \beta) de
modulación en una señal sinusoidal analógica por medio del segundo
generador 8B seudosinusoidal, la señal sinusoidal analógica
resultante se introduce en la porción 9 de amplificación de la señal
de excitación para que sirva como la señal (sen \omegaT) de la
fuente de excitación para excitar el detector (discernidor) 1 de la
rotación. Como un resultado, el sistema 10 de control de la
realimentación negativa está configurado incluyendo el gran bucle
(PLL) de control de realimentación negativa que tiene el detector
(discernidor) 1. Se ha de tener en cuenta que un simple
amplificador de tensión puede ser destinado a la porción 9 de
amplificación de la señal de excitación. No obstante, un
amplificador controlado por la corriente que sea muy eficaz en la
compensación de las características de temperatura del detector
(discernidor) 1 de la rotación es eficaz para ser adoptado por la
porción 9 de amplificación de la señal de excitación. No obstante,
puesto que el detector (discernidor) 1 de la rotación es
básicamente una carga inductiva (L), es difícil evitar el
desplazamiento de fase entre la entrada y la salida. Por tanto,
como absorber el desplazamiento (\beta') de fase incluyendo el
segundo generador 8B seudosinisoidal es una clave importante para la
mejora de la exactitud en términos de la conversión R/D.
En adición, la señal (sen \omegat) de la
fuente de excitación excita el detector (discernidor) 1 de la
rotación, mientras que la señal (sen \omegat) de la fuente de
excitación es introducida en el comparador 70 para ser
digitalizada, y la señal resultante es entonces aplicada en la forma
de la salida (\omegat(= \omega_{R}t + \Phi)). También, la
señal (sen \omegat) de fuente de excitación es utilizada para la
sincronización del tercer contador 7A. Como un resultado, el
desplazamiento (\beta) de fase que pertenece a la primera señal
(\omegat = \omega_{R}t + \Phi + \beta) de modulación de
fase puede ser eliminado con la segunda señal (\omegat =
\omega_{R}t + \Phi) de modulación de fase que es la salida del
tercer contador 7A. Por tanto, la referencia (\omega_{R}t) de
fase es sustraída de la segunda señal (\omegat=\omega_{R}t +
\Phi) de modulación de fase en el tercer dispositivo 20 de
sustracción para de ese modo hacer posible la obtención de la
salida (\Phi) de ángulo digital exacto.
Por otra parte, la segunda señal (\omegat =
\omega_{R}t + \Phi) de modulación de fase se introduce dentro
del tercer generador 8A seudosinusoidal para ser realimentada como
la tercera señal (sen \omegat) de PSG y la tercera señal (cos
\omegat) a los primero y segundo multiplicadores 30 y 31, y los
tercero y cuarto multiplicadores 32 y 33, respectivamente.
\newpage
El funcionamiento para convertir una señal
analógica en una señal digital (conversión R/D) según la presente
invención se efectúa secuencialmente de acuerdo con una señal de
reloj de referencia generada desde un oscilador 11. La señal de
reloj de referencia se proporciona como una señal de reloj síncrona
a cada una de las porciones de tratamiento de la señal digital,
mientras que la señal de reloj de referencia se convierte en
paralelo en el primer contador 12 para ser proporcionada como una
referencia (\omega_{R}t) de fase que aumenta linelmente con el
transcurso del tiempo. La referencia (\omega_{R}t) de fase se
aplica en la forma de una referencia de cronomedición para la
salida (\omegat(= \omega_{R}t + \Phi)) de ángulo de fase,
en tanto que la referencia (\omega_{R}t) de fase es introducida
en el primer generador 13 seudosinusoidal para ser realimentada
como la primera señal (sen \omegat) de PSG y la primera señal (cos
\omega_{R}t) de PSG a los quinto y sexto multiplicadores 34 y
35, respectivamente.
Consecuentemente, la señal sen \omegat de la
fuente de excitación contiene la información de ángulo de detección
en su componente de fase. Por tanto, la información de ángulo de
detección es extraída en el exterior, haciendo posible obtener la
salida equivalente a la salida (\Phi) de ángulo distal que se
obtiene directamente según la presente invención, y para garantizar
la redundancia para la salida de ángulo.
En adición, como la señal sen \omegat de
fuente de excitación contiene la información de ángulo de detección
en su componente de fase como se describe anteriormente, la
velocidad rotacional del detector 1 de rotación (discernidor) puede
ser obtenida en la forma de un cambio de fase (frecuencia) de la
señal de fuente de excitación.
Por esta razón, cuando una velocidad rotacional
máxima del detector (discernidor) 1 de rotación es de 160.000
r.p.m. por ejemplo, la frecuencia de control del sistema (PLL) de
control de la realimentación negativa que incluye el detector
(discernidor) 1 de rotación corresponde a un cambio de frecuencia de
\pm1.000 Hz. Por tanto, cuando la frecuencia de la señal de
fuente de excitación es de 10 kHz, la frecuencia de cambio de
\pm10% ha de ser controlada, lo cual es favorable para el control
del bucle cerrado.
Además, el funcionamiento mencionado
anteriormente se resume como sigue.
El método de conversión de una señal analógica
en una señal digital según la presente invención incluye: introducir
la señal sinusoidal de dos fases compuesta de las señales (sen
\theta\cdotsen \omegat, cos \theta\cdotsen \omegat) de
modulación de la amplitud de dos fases que son proporcionadas desde
el discernidor 1 y moduladas en amplitud con las señales de
modulación de la amplitud de dos fases que tienen respectivos
componentes de excitación para la porción de conversión R/D;
convertir el ángulo (\theta) rotacional de entrada en la salida
(\Phi) de ángulo digital; y obtener la salida (\Phi) de ángulo
digital usando el sistema 10 de control de la realimentación
negativa que incluye el discernidor 1 dentro del bucle cerrado.
El método de la presente invención incluye
además: realimentar la señal (\omega_{R}t + \Phi) de
modulación de fase, como la señal (sen \omegat) del discernidor
1, del sistema 10 de control de la realimentación negativa del tipo
de bucle (PLL) bloqueado de fase que usa una desviación
(\varepsilon) de control obtenida por medio de la conversión de
señales de la señal 2 sinusoidal de dos fases que usa al menos la
multiplicación analógica y la adición y la sustracción analógicas
en la porción 3 de conversión de la señal R/D.
El método de la presente invención incluye
además: configurar al menos la porción 4 de detección síncrona a la
cual se aplica la desviación (\varepsilon) de control de la
porción 3 de conversión de señal R/D, un compensador 5 de bucle
conectado a la porción 4 de detección síncrona, un oscilador 6
controlado por la tensión conectado al compensador 5 de bucle, y un
contador 7 conectado al oscilador 6 controlado por la tensión en la
forma del circuito digital para usar el circuito digital.
El método de la presente invención incluye
además: sustraer la referencia (\omega_{R}t) de fase establecida
por adelantado de la señal (\omega_{R}t + \Phi) de modulación
de fase para proporcionar la información de ángulo rotacional
contenida como información de fase de la señal (\omega_{R}t +
\Phi) de modulación de fase como una salida (\Phi) de ángulo
digital de valor absoluto en tiempo real.
El método de la presente invención que incluye
además: corregir automáticamente el desplazamiento de fase de la
señal (\omega_{R}t + \Phi) de modulación de fase, y el
desplazamiento de fase de los componentes de excitación de las
señales (sen \theta\cdotsen \omegat, cos \theta\cdotsen
\omegat) de modulación de la amplitud de dos fases que usan los
generadores 13, 8A y 8B seudosinusoidales para convertir la señal
(\omega_{R}t + \Phi) de modulación de fase y la referencia
(\omega_{R}t) de fase en señales analógicas.
Se ha de tener en cuenta que aunque no se
ilustra en las figuras, es posible adoptar una configuración tal en
el discernidor 1, que la porción 3 de conversión de la señal R/D o
similar sea proporcionada con un circuito, una función o similar
para detectar varias clases de anormalidades, o que incluya una
función de autodiagnóstico que detecte constantemente si el
funcionamiento es normal o no.
Claims (5)
1. Un método de conversión de una señal
analógica en una señal digital, comprendiendo el método:
introducir una señal sinusoidal de dos fases que
se compone de señales de modulación de la amplitud de dos fases
(sen \theta.sen \omegat, cos \theta.sen \omegat) que son
emitidas desde un discernidor (1) obtenidas a través de una
modulación de la amplitud correspondiente a un ángulo (\theta)
rotacional de entrada de una señal (sen \omegat) de la fuente de
excitación, que tienen componentes de excitación respectivos para
una porción (3) de conversión de discernidor/digital (R/D);
convertir el ángulo (\theta) rotacional de
entrada en una salida (\Phi) de ángulo digital; y
obtener la salida (\Phi) de ángulo digital
usando un sistema de control de realimentación negativa, que
incluye el discernidor (1) dentro de un bucle cerrado,
caracterizado porque:
el sistema de control de la realimentación
negativa es del tipo de bucle (PLL) de fase bloqueada y el método
comprende además usar la señal de control de realimentación negativa
para realimentar una señal (\omega_{R}t + \Phi) de modulación
de fase, como la señal (sen \omegat) de la fuente de excitación
del discernidor (1), que usa la detección síncrona de una
desviación (\varepsilon) de control obtenida a través de una señal
de conversión de la señal sinusoidal de dos fases que usa al menos
la multiplicación analógica y la adición/sustracción analógica en
la porción (3) de conversión de señal de R/D; y
sincronizar una referencia (\omega_{R}t) de
la señal (\omega_{R}t+ \Phi) de modulación de fase con la
fase de la fuente (8) de excitación del discernidor, y efectuar la
detección síncrona basada en una referencia de fase de excitación
obtenida extrayendo la componente de excitación de las señales de
modulación de la amplitud de dos fases (sen \theta.sen
\omegat,cos \theta.sen \omegat), que corrige automáticamente
de ese modo el desplazamiento de fase de la señal (\omega_{R}t +
\Phi) de modulación de fase y el desplazamiento de fase de los
componentes de excitación de las señales (sen \theta.sen
\omegat, cos \theta.sen \omegat) de modulación de amplitud de
dos fases.
2. Un método de conversión de una señal
analógica en una señal digital según la reivindicación 1, que
comprende además:
configurar al menos la porción (4) de detección
síncrona a la cual se aplica la desviación (\varepsilon) de
control de la porción de conversión de señal R/D, un compensador de
bucle conectado a la porción de detección síncrona, un oscilador
controlado por la tensión conectado al compensador de bucle, y un
contador conectado al oscilador controlado por la tensión en la
forma de un circuito digital.
3. Un método de conversión de una señal
analógica en una señal digital según las reivindicaciones 1 ó 2, que
comprende además:
sustraer la referencia (\omega_{R}t) de fase
establecida por adelantado de la señal (\omega_{R}t + \Phi)
de modulación de fase para proporcionar la información del ángulo
rotacional contenida como información de fase de la señal
(\omega_{R}t + \Phi) de modulación de fase como una salida
(\Phi) de ángulo digital de valor absoluto en tiempo real.
4. Un método de conversión de una señal
analógica en una señal digital según la reivindicación 3, que
comprende además:
usar generadores (13, 8A, 8B) seudosinusoidales
para convertir la señal (\omega_{R}t + \Phi) de modulación de
fase y la referencia (\omega_{R}t) de fase en señales
analógicas.
5. Un método de conversión de una señal
analógica en una señal digital según una cualquiera de las
reivindicaciones 1 a 4, que comprende además:
obtener una salida (\omegat) de ángulo de fase
de la señal (sen \omegat) de la fuente de excitación.
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