ES2288314T3 - Cancelacion adaptativa de interferencias fijas. - Google Patents
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Abstract
Un sistema de cancelación de interferencias (24) para uso conjuntamente con una estación de comunicaciones (23) que tiene una antena principal (37) para recibir señales de otras estaciones de comunicaciones, en donde es conocida al menos una fuente de interferencia, que comprende: una primera antena direccional (39) enfocada de haz estrecho, que tiene una pluralidad de alimentaciones coplanarias (491-49n) para montaje próxima a la antena principal, dirigida hacia una primera fuente de interferencia conocida (47); la antena principal (37) y dichas alimentaciones coplanarias (491-49n) de dicha primera antena direccional (39) acopladas a un cancelador adaptativo, el cual tiene una salida para acoplamiento a un receptor de RF de la estación de comunicaciones; y dicho cancelador adaptativo (41) incluye medios para producir una señal de cancelación en respuesta a señales ponderadas procedentes de dichas alimentaciones coplanarias (491-49n) de dicha primera antena direccional y que tiene bucles derealimentación para ajustar una pluralidad de pesos asociados para dichas señales ponderadas recibidas por dichas alimentaciones coplanarias (491-49n) hasta que dicha realimentación alcance dicho estado uniforme; medios para sumar dicha señal de cancelación con señales recibidas desde la antena principal para producir una señal de salida de RF sustancialmente libre de interferencias generadas por la primera fuente de interferencias conocida; medios para convertir la señal de salida de RF en una señal digital; y medios para, en respuesta a una distorsión de múltiples caminos, efectuar la corrección de fase de la señal digital, para producir una señal digital de salida.
Description
Cancelación adaptativa de interferencias
fijas.
El presente invento se refiere a sistemas de
comunicaciones digitales inalámbricas. Más en particular, el
presente invento se refiere a un cancelador de interferencias
adaptativo incluido dentro de las estaciones de base de
telecomunicaciones y usa al menos una antena auxiliar, conjuntamente
con una antena principal para aumentar la capacidad del sistema de
telecomunicaciones, reduciendo para ello sustancialmente la
interferencias producida por una o más fuentes de interferencias
conocidas, próximas a la estación de base.
A lo largo de la última década los consumidores
se han llegado a acostumbrar a la conveniencia de los sistemas de
comunicaciones inalámbricas. Esto ha dado como resultado un tremendo
aumento de la demanda de teléfonos inalámbricos, de transmisión de
datos inalámbrica, y de acceso inalámbrico a Internet. La cantidad
de espectro de RF disponible para cualquier sistema particular está
frecuentemente bastante limitada, debido a las regulaciones
gubernamentales y a las asignaciones de espectros.
Los sistemas de comunicaciones de CDMA (Acceso
Múltiple con División de Código) se han revelado como prometedores
en cuanto al esfuerzo de proporcionar una utilización eficiente del
espectro de RF. Al menos una rama delos sistemas de CDMA, la de
Acceso Múltiple con División de Código de Banda Ancha^{TM} o los
sistemas de comunicaciones de B-CDMA^{TM}, que
pueden obtenerse de la firma Interdigital Communications
Corporation, permiten que sean transmitidas muchas comunicaciones
sobre la misma anchura de banda, aumentándose con ello la capacidad
del espectro de RF asignado. En los sistemas de comunicaciones
B-CDMA^{TM}, una señal de datos en el transmisor
se mezcla con un "código de dispersión" pseudoaleatorio para
dispersar la señal de información a través de toda la anchura de
banda de transmisión o el espectro empleado por el sistemas de
comunicaciones. Después, la señal del espectro dispersa es modulada
con una señal portadora de RF para su transmisión. Un receptor
recibe la señal portadora de RF transmitida y convierte la señal
rebajándola a una señal de banda de base dispersa. La dispersión de
la señal de datos dispersa se deshace mezclando para ello el código
de dispersión pseudoaleatoria generado localmente con la señal
dispersa.
Con objeto de detectar la información
introducida en una señal recibida, un receptor debe usar el mismo
código de dispersión pseudoaleatoria que haya sido usado para
dispersar la señal. Las señales que no sean codificadas con el
código pseudoaleatorio del receptor, aparecen como ruido de fondo en
el receptor. Sin embargo, las frecuencias de señal que estén dentro
de la anchura de banda de transmisión, contribuyen al ruido de fondo
total, haciendo que sea difícil que los receptores detecten
apropiadamente dichas señales de recepción. Un abonado puede
aumentar la potencia de su señal transmitida para compensar, pero
el exceso de potencia interfiere con la recepción de otros canales
de comunicación que compartan la misma anchura de banda de
comunicaciones.
Las anchuras de banda de transmisión asignadas
de muchos sistemas de comunicaciones CDMA, se aproximan o comparten
a las frecuencias con otros sistemas de comunicaciones, tales como
los de retransmisión por microondas, o los sistemas de
comunicaciones celulares. Estos sistemas pueden presentar señales de
interferencia que pueden exceder con mucho de la potencia de las
señales de comunicaciones de CDMA en regiones específicas de la
anchura de banda de transmisión.
En la Patente de EE.UU. Nº 4.644.359 (Katagi y
otros) se describe un sistema de antenas que tiene una primera
antena dirigida para recibir una onda de señal deseada, y una
segunda antena dirigida para recibir solamente una onda de señal de
interferencias superpuesta sobre la onda de señal deseada. Se pueden
calcular tanto las diferencias de amplitud como las diferencias de
fase entre las señales de entrada de las antenas primera y segunda.
A partir de la diferencia de amplitud y de la diferencia de fase, se
calcula un factor de modificación. La onda de interferencias
superpuesta en la primera señal de antena será eliminada por
extracción selectiva basada en el factor de
modificación.
modificación.
En la patente Alemana Nº DEC 32 23 598 C (de
Heickelkamp y otros) se describe un sistema que proporciona
compensación del ruido recibido por vía de los lóbulos laterales de
una antena principal, con ayuda de señales de recepción de una
antena auxiliar, las cuales se añaden a la señal de recepción de la
antena principal después de haber sido convenientemente
establecidas en cuanto a amplitud y fase por medio de elementos de
ponderación controlados. Este sistema incluye una antena principal
altamente direccional, una o más antenas auxiliares y uno o más
bucles de control de compensación, cada uno asignado a una antena
auxiliar para avisar al diagrama de lóbulo lateral de la antena
principal de modo que la modificación del diagrama de lóbulo lateral
origine un nivel mínimo a se situado en la dirección dela señal de
ruido, empleando elementos de ponderación conectados a cada antena
auxiliar y operados con ayuda de voltajes de control para establecer
la amplitud y la fase, y que incluyen un circuito de adición en el
cual se suman las señales de la antena auxiliar ponderadas y la
señal de la antena principal.
En la Patente Europea Nº EPO 684 660 (Tsujimo)
se describe un cancelador de lóbulo lateral que incluye una antena
principal, una matriz de antenas secundarias, un sustractor que
tiene una primera entrada conectada a la antena principal, un
procesador de matriz principal y M procesadores de matrices
secundarias. Este invento es para eliminar la interferencia que se
produce para separar mediante proceso a través de los lóbulos
laterales de patrones de directividad conducidos de la matriz de
antenas secundarias. El procesador de la antena principal tiene una
pluralidad de primeros multiplicadores de peso para multiplicar las
señales de salida de las antenas secundarias por coeficientes de
peso, un primer controlador de pesos para detectar la corrección
entre la señal de salida de las antenas secundarias, una señal de
salida del sustractor, la deducción a partir de las mismas de los
coeficientes de peso del primer multiplicador, y el primer sumador
para sumar la señal de salida del primer multiplicador para
producir una señal de salida y que suministra la señal de salida al
segundo sustractor como unas señales de cancelador de
interferencias. Se ha previsto un filtro acoplado de adaptación
para recibir la señal de salida del sustractor para producir una
señal de salida que tiene una relación de señal a ruido que es la
máxima. El presente invento presenta una mejora de reducción de
coste más eficaz, comparada con todas las de la técnica anterior
antes identificada.
Los solicitantes han reconocido la necesidad de
disminuir la cantidad de interferencias procedentes de
interferidores artificiales identificados, con objeto de aumentar
eficazmente la capacidad del espectro asignado de un sistema de
comunicaciones de CDMA.
En consecuencia, un objeto del presente invento
es disminuir la cantidad de interferencias producidas por fuentes
de interferencias artificiales que se procesa, como una señal de
comunicación de CDMA recibida. Esto se consigue gracias a las
propiedades características expresadas en las reivindicaciones
independientes 1 y 7.
Otras ventajas pueden resultar evidentes para
quienes sean expertos en la técnica, después de leer la descripción
detallada de la realización preferida.
La Figura 1 es una realización de una red de
comunicaciones del presente invento.
La Figura 2 representa la propagación de las
señales entre una estación de base y una pluralidad de unidades de
abonados.
La Figura 3A es un diagrama de una estación de
base del presente invento.
La Figura 3B es un diagrama de la estación de
base del presente invento con cuatro alimentaciones coplanarias
(n=4).
La Figura 4 es un diagrama de una primera
realización de un cancelador adaptativo de RF del presente
invento.
La Figura 5 es un diagrama detallado de una
estación de base del presente invento.
La Figura 6 es un diagrama de un correlacionador
de vectores.
La Figura 7 es un diagrama de un bucle
enganchado en fase (PLL).
La Figura 8A es un diagrama de una segunda
realización de una estación de base del presente invento.
La Figura 8B es un diagrama de la segunda
realización de la estación de base, con cuatro alimentaciones
coplanarias (n=4) para ambas antenas auxiliares, la primera y la
segunda.
La Figura 9 es un diagrama de una segunda
realización de un cancelador adaptativo de RF del presente
invento.
La Figura 10 es un diagrama de una tercera
realización de una estación de base del presente invento.
La Figura 11 es un diagrama de una cuarta
realización de una estación de base del presente invento.
La Figura 12 es un diagrama de una quinta
realización de una estación de base del presente invento.
La Figura 13 es un diagrama de una sexta
realización de una estación de base del presente invento.
Las realizaciones actualmente preferidas se
describen a continuación con referencia a las figuras de los
dibujos, en las que los números que son iguales representan los
mismos elementos en todos ellos.
En la Figura 1 se ha representado una red de
comunicaciones 21 que realiza el presente invento. La red de
comunicaciones 21 comprende generalmente una o más estaciones de
base 23, cada una de las cuales está en comunicación inalámbrica
con una pluralidad de unidades de abonado 25, los cuales pueden ser
fijos o móviles. Cada unidad de abonado 25 comunica con ya sea la
estación de base 23 más próxima, o ya sea la estación de base 23 que
proporcione la señal de comunicación más intensa. Las estaciones de
base 23 comunican también con un controlador de estaciones de base
27, el cual coordina las comunicaciones entre las estaciones de base
23. La red de comunicaciones 21 puede ser también conectada a una
red telefónica conmutada pública (PSTN) 29, en la que el controlador
27 de estaciones de base coordina también las comunicaciones entre
las estaciones de base 23 y la PSTN 29. Preferiblemente, cada
estación de base 23 comunica con el controlador 27 de estaciones de
base por un enlace inalámbrico, aunque puede también preverse una
línea de tierra. Una línea de tierra es particularmente aplicable
cuando una estación de base 23 esté en estrecha proximidad al
controlador 27 de la estación de base.
El controlador 27 de estaciones de base realiza
varias funciones. Principalmente, el controlador 27 de estaciones
de base proporciona todas las señales de operaciones,
administrativas y de mantenimiento (OA&M) asociadas con el
establecimiento y el mantenimiento de todas las comunicaciones
inalámbricas entre las unidades de abonado 25, las estaciones de
base 23, y el controlador 27 de estaciones de base. El controlador
27 de estaciones de base proporciona también una interfaz entre el
sistema 21 de comunicaciones inalámbricas y la PSTN 29. Esta
interfaz incluye el multiplexado y el desmultiplexado de las señales
de comunicaciones que entren y salgan en y del sistema 21 a través
del controlador 27 de estaciones de base. Con referencia a la Figura
2, se ha representado en ella la propagación de señales entre una
estación de base 23 y una pluralidad de unidades de abonado 28. Un
camino de comunicaciones de dos vías 31 comprende una señal de envío
33 transmitida (TX) desde la estación de base 23 a un abonado 25, y
una señal de retorno recibida 35 (RX) por la estación de base 23
procedente del abonado 25. La señal entre la estación de base 23 y
el abonado 25 incluye la transmisión de una señal piloto global. La
señal piloto es un código de dispersión modulada de RF sin
modulación de datos. Se usa la señal piloto para sincronizar la
estación de base 23 con el abonado 25. Al tener lugar la
sincronización se establece un canal de comunicaciones.
Con referencia a la Figura 3A, una estación de
base 23 del presente invento incluye una antena principal 37 y una
antena auxiliar 39, las cuales están acopladas a un cancelador
adaptativo de RF 41. La salida del cancelador adaptativo 41 es
acoplada a un receptor de RF 43, el cual está acoplado a una
pluralidad de módems 45_{1}-45_{n} . Cada uno
de los canales de comunicaciones de CDMA es dispersado con un código
de dispersión único. La pluralidad de módems
45_{1}-45_{n} hace posible el procesado
simultáneo de múltiples comunicaciones de CDMA, procesando cada uno
una comunicación asociada con un código de dispersión diferente.
Las señales que no estén codificadas con el
código pseudoaleatorio apropiado, aparecen como ruido de fondo, o
interferencias, en una comunicación particular. Además, el nivel de
ruido puede aumentar debido a un interferidor conocido 47. Por
ejemplo, una estación de radio local puede ser un interferidor,
debido a que la misma emita una señal en la misma anchura de banda
de transmisión usada por la estación de base 23. Para anular la
interferencia, las unidades de abonado 25 deben aumentar su
potencia de transmisión exacerbando el nivel del ruido de fondo, ya
que el aumento de potencia por parte de los abonados 25 hace que
aumente el nivel de ruido, disminuyendo con ello el número de
abonados 25 que pueden ser acomodados por la estación de base
23.
Con objeto de cancelar los efectos del
interferidor 47 conocido, se dirige la antena auxiliar 39 hacia la
fuente de interferencia 47. La arquitectura de la antena auxiliar 39
está en gran medida enfocada y hecha direccional, de tal modo que
la única señal intensa recibida por la antena auxiliar 39 es la
señal procedente del interferidor 47, y no las señales procedentes
de las unidades de abonado 25. La antena auxiliar 39 tiene una
pluralidad de alimentaciones coplanarias
45_{1}-45_{n} para recibir una pluralidad de
réplicas de la señal transmitida por el interferidor 47. Quien sea
experto en la técnica deberá reconocer claramente que el número de
alimentaciones individuales usadas está basado en la especificación
de una aplicación dada. En la Figura 3B se ha representado una
realización preferida que tiene cuatro alimentaciones coplanarias
(n=4). Con referencia de nuevo a la Figura 3A, tal réplica de
interferencia tiene una fase diferente, correspondiente a la
posición de la alimentación coplanaria
49_{1}-49_{n} en el espacio libre. Después de
recibidas las réplicas de la interferencia a través de las
alimentaciones coplanarias 49_{1}-49_{n}, las
réplicas de interferencia se acoplan al cancelador adaptativo de RF
41. Las alimentaciones coplanarias 49_{1}-49_{n}
situadas en la antena auxiliar 39, están preferiblemente espaciadas
entre sí de un cuarto a media longitud de onda de la frecuencia de
la
portadora.
portadora.
Con referencia a la Figura 4, el cancelador
adaptativo de RF 41 retira las señales de interferencia de la señal
recibida por la antena principal 37 de modo que se reduce
grandemente el ruido de fondo total. Esto se consigue dotando al
cancelador adaptativo de RF 41 de circuitos para implementar un
algoritmo de promedio de mínimos cuadrados (LMS) u otro algoritmo
de adaptación, para asignar pesos apropiados a cada una de las
señales de interferencia recibidas por las alimentaciones
coplanarias 49_{1}-49_{n}. Los pesos apropiados
para cada réplica de interferencia se obtienen cuando el cancelador
adaptativo 41 alcanza el estado uniforme. Estas réplicas de
interferencia ponderadas se suman para proporcionar una señal de
interferencia combinada, la cual se resta de la señal procedente de
la antena principal 37, deduciéndose con ello una señal
sustancialmente libre de la fuente de interferencia 47.
El cancelador adaptativo de RF 41 incluye
mezcladores de ponderación 51_{1}-51_{n},
mezcladores de integración 53_{1}-53_{n},
amplificadores operacionales 55_{1}-55_{n},
integradores 57_{1}-57_{n}, una unidad de
adición 59, y el sumador 61. Los mezcladores de ponderación
51_{1}-51_{n} y los mezcladores de integración
53_{1}-53_{n} reciben las réplicas de
interferencia de las alimentaciones
49_{1}-49_{n} respectivamente. Cada
correspondiente mezclador de ponderación
51_{1}-51_{n}, amplificadores operacionales
55_{1}-55_{n}, e integradores
57_{1}-57_{n} son acoplados operativamente para
producir los respectivos pesos W_{r}W_{n}, los cuales son
mezclados con la respectiva réplica de interferencia a través delos
mezcladores 51_{1}-51_{n}. Los pesos
W_{r}W_{n} son inicialmente cero, de modo que las réplicas de
interferencia recibidas inicialmente pasan a la unidad de adición
58 sin ajustar. La salida de la unidad de adición 58 es una señal de
interferencia combinada, y se resta de la señal total recibida
desde la antena principal 37, usando el sumador 61.
El cancelador adaptativo 41 da salida a la señal
recibida con ausencia de la interferencia 47 conocida, tanto al
receptor de RF 43 como a los mezcladores
53_{1}-53_{n} para crear múltiples bucles de
realimentación para ejecutar los ajustes de peso W_{r}W_{n} de
la alimentación 49_{1}-49n. Las señales de salida
de los mezcladores de integración 53_{1}-53_{n}
son alimentadas a amplificadores 55_{1}-55_{n}
y a integradores 57_{1}-57_{n} para ajustar los
pesos W_{r}W_{n} que son dados de entrada a los mezcladores de
ponderación 51_{1}-51_{n}. Las señales
amplificadas e integradas son mezcladas con las réplicas de
interferencia. Esto completa el circuito de LMS. Una vez que los
niveles de entrada de señal a los integradores
57_{1}-57_{n} se hayan hecho cero, el
cancelador adaptativo 41 está en un estado uniforme, y los pesos
W_{r}W_{n} permanecen constantes hasta que se experimente una
perturbación en la interferencia.
Las salidas de los integradores
57_{1}-57_{n} proporcionan continuamente pesos
W_{r}W_{n} apropiados, a través de los bucles de realimentación
a la unidad de adición 59. La salida de la señal de interferencia
combinada desde la unidad de adición 59 se resta de la señal
recibida de la antena principal 37 mediante el sumador 61, de modo
que las señales recibidas desde la antena principal 37 son dadas de
salida 63 desde el cancelador adaptativo de RF 41 sustancialmente
libres de la interferencia producida por el interferidor fijo
47.
Con referencia de nuevo a la Figura 3A, el
cancelador adaptativo 41 está acoplado al receptor de RF 43, el
cual desmodula la señal de RF, retirando la frecuencia de la
portadora y dando salida a una señal de banda de base a los módems
45_{1}-45_{n}. Los módems
45_{1}-45_{n} buscan a través de posibles fases
de la señal de banda de base resultante, hasta que detectan la fase
correcta. Las copias distorsionadas en fase de la señal de
comunicación o "múltiples", son compensadas mediante la
superposición de las mismas sobre la fase correcta, lo que da por
resultado una mayor ganancia. Esta función se realiza mediante un
filtro acoplado de adaptación (AMF) 65, el cual opera conjuntamente
con los coeficientes de corrección de fase determinados por un
correlacionador de vectores o receptor "rake" 67, con un bucle
enganchado en fase (PLL) de recuperación de la portadora (Figura
5).
Más concretamente, cada uno de los módems
45_{1}-45_{n} incluye un convertidor 71 de
analógico a digital (A/D), el cual cuantifica la señal de banda de
base en una señal digital, con ayuda de un seguidor 73. El seguidor
73 dirige al convertidor 71 de A/D para muestrear la representación
analógica más intensa de los datos que sean transmitidos a la
estación de base 23, para proporcionar una señal digital exacta. La
señal digital puede incluir una pluralidad de señales de datos y
una señal piloto.
Como es bien sabido en esta técnica, las
unidades de comunicación de CDMA usan una señal piloto para
proporcionar sincronización de un código pseudoaleatorio generado
localmente con el código pseudoaleatorio transmitido por la
estación de transmisión, y para proporcionar una referencia de la
potencia de transmisión durante la subida en rampa de la potencia
inicial. Típicamente, una estación de base 23 transmite la señal
piloto a las unidades remotas 25, para proporcionar sincronización
de códigos pseudoaleatorios generados localmente con los códigos
pseudoaleatorios transmitidos. La señal piloto es una secuencia
pseudoaleatoria de números complejos que tienen una magnitud
(componente real) de uno, y una fase (componente imaginaria) de
cero.
La señal piloto digital sufrirá la misma
distorsión que la señal de datos digital, ya que ambas son
transmitidas dentro de la señal de RF. En consecuencia, el
correlacionador de vectores 67 recibe la señal piloto y determina,
conjuntamente con un bucle enganchado en fase (PLL) 69, los
coeficientes de filtro basándose en la distorsión de la señal
piloto. Los coeficientes derivados representan la distorsión o los
errores de la señal de datos. La señal de datos/señal de
comunicación de CDMA, la cual es dirigida al AMF 65, es procesada
por el AMF 65 de acuerdo con los coeficientes de filtro generados
por el correlacionador de vectores 67, en combinación con el PLL
69.
Como se ha descrito en la Solicitud de Patente
de EE.UU. Nº 08/266.769 y en la Solicitud de Patente de EE.UU. Nº
08/871.109, las cuales quedan aquí incorporadas por sus referencias
como si hubieran sido aquí descritas en su totalidad, los
correlacionadores de vectores, conjuntamente con los circuitos de
bucle enganchado en fase, han sido utilizados para producir
coeficientes de filtro para corregir la distorsión por múltiples
caminos. En el presente invento, el correlacionador de vectores 67
y el PLL 69 generan coeficientes de filtro asociados con la
distorsión por múltiples caminos.
Con referencia a la Figura 6, el correlacionador
de vectores 67 proporciona una estimación de la respuesta e impulso
de canal complejo, que tiene componentes real e imaginaria, de la
anchura de banda sobre la cual se transmite la señal de
comunicación de CDMA. El correlacionador de vectores 67 tiene una
pluralidad de elementos independientes o "dedos"
75_{1}-75_{n}, preferiblemente once, en que la
entrada de señal piloto pseudoaleatoria a cada dedo
75_{1}-75_{n} es retardada
\tau_{1}-\tau_{n} mediante un chip, para
definir una "ventana" de procesado. Una ventana de procesado
típica incluiría once chips. La señal piloto es dada de entrada a
cada elemento 75_{1}-75_{n}.
Cada elemento 75_{1}-75_{n}
realiza una estimación de bucle abierto de la respuesta de impulso
muestreada del canal de RF. Por consiguiente, el correlacionador de
vectores 67 produce estimaciones ruidosas de la respuesta de
impulso muestreada a intervalos espaciados uniformemente. En
consecuencia, el análisis de la señal efectuado por el
correlacionador de vectores 67 determina las distorsiones de fase
que tienen lugar en los diferentes puntos dentro de la ventana de
procesado, por ejemplo, la dispersión atribuible a interferencias
por múltiples caminos.
En funcionamiento, cada elemento
75_{1}-75_{n} del correlacionador de vectores 67
recibe una señal piloto pseudoaleatoria generada localmente. La
señal suministrada al correlacionador de vectores 67 desde el
convertidor de A/D 71 es dada de entrada a cada elemento. Los
mezcladores 77_{1}-77_{n} mezclan el código
pseudoaleatorio piloto generado localmente con la señal recibida,
para deshacer la dispersión de la señal piloto. Las unidades de
retardo \tau_{1}-\tau_{n} comunican un
retardo de un chip en la señal piloto en la que se ha deshecho la
dispersión. Cada elemento 75_{1}-75_{n} recibe
una señal de corrección de fase desplazada de la portadora desde el
PLL 69, la cual se mezcla con la señal piloto en la que se ha
deshecho la dispersión en cada elemento
75_{1}-75_{n} mediante mezcladores
79_{1}-79_{n} para proporcionar estimaciones de
la respuesta de impulso de la muestra. El correlacionador de
vectores 67 incluye además una pluralidad de filtros de paso bajo
81_{1}-81_{n} que están acoplados a cada
mezclador 79_{1}-79_{n} para suaviza cada
estimación de respuesta de impulso de muestra correspondiente. Se
usa la conjugada compleja de cada estimación de respuesta de
impulso muestreada suavizada, como los coeficientes de filtro, o
pesos, para el AMF 65. Además, la conjugada compleja de cada
respuesta muestreada suavizada es mezclada con la señal piloto en la
que se ha deshecho la dispersión, mediante mezcladores
83_{1}-83_{n}. La unidad de adición 85 recibe
las salidas de los mezcladores 83_{1}-83_{n} y
da salida a la señal piloto en la que se ha deshecho la dispersión,
combinada, la cual está sustancialmente libre de distorsión por
múltiples caminos.
El PLL 69 de recuperación de la portadora
procesa la salida del correlacionador de vectores 67 para estimar y
corregir el error o diferencia de fase debido al desplazamiento de
la señal de la portadora de RF. El desplazamiento puede ser debido
a inadaptaciones de la componente interna y/o a distorsión de RF.
Las desapasiones de los componentes entre el oscilador del abonado
y el oscilador del receptor pueden originar salidas de oscilador
ligeramente diferentes. Estas inadaptaciones de las componentes
pueden ser exacerbadas, además, por las condiciones locales y
ambientales, tales como el calentamiento y el enfriamiento de los
componentes electrónicos, que pueden afectar al coeficiente de
temperatura de los diversos componentes. Con respecto a la
distorsión del canal de RF, los efectos Doppler originados por el
movimiento de las estaciones de recepción con relación a la
estación de transmisión, o bien un receptor inadaptado, pueden ser
causa de que la portadora de RF resulte distorsionada durante la
transmisión. Esto puede dar por resultado un desplazamiento de la
portadora de RF. La arquitectura del PLL 69 se ejecuta,
preferiblemente, en un procesador de señales digitales programable
(DSP).
Con referencia a la Figura 7, el PLL 69 de
anchura de banda ajustada continuamente comprende un mezclador 87,
una unidad de normalización 89, un analizador del arco tangente 91,
un filtro de bucle enganchado en fase 93, un oscilador controlado
por voltaje (VCO) 95, y una sección de control de la anchura de
banda 97. El mezclador 87 recibe la salida desde el correlacionador
de vectores 67, la cual es la señal piloto en la que se ha deshecho
la dispersión procesada para corregir en cuanto a la distorsión de
canal debida a los efectos de múltiples caminos. La señal piloto en
la que se ha deshecho la dispersión es mezclada con una señal de
corrección procedente del VCO 95,para producir una señal de error
compleja, la cual se acopla a la unidad de normalización 89. La
señal normalizada se acopla al analizador de arco tangente 91. El
analizador de arco tangente 91 da salida a un ángulo de fase
derivado de la señal de error (número) compleja. La sección de
control de la anchura de banda 97 vigila continuamente la señal de
error de fase cuantificado y genera una señal de control, para
controlar la anchura de banda del filtro de bucle enganchado en
fase 93. La salida de señal para el filtro 93 de bucle enganchado
en fase es transmitida al VCO 95. El VCO 95 da salida a una señal de
realimentación al mezclador 87. La salida del filtro 93 de bucle
enganchado en fase indica el error del desplazamiento de la
portadora. Se repite el proceso hasta que una salida de señal de
error compleja desde el mezclador 87, sea la mínima. Las
actuaciones óptimas del módem 45 no tendrán lugar hasta que el
correlacionador de vectores 67 y el PLL 69 hayan alcanzado un punto
de equilibrio mutuamente satisfactorio.
El correlacionador de vectores 67 da salida a
coeficientes de ponderación al AMF 65. El AMF 65 procesa la señal
de comunicación para compensar la dispersión de canal debida a
efectos de múltiples caminos. Esta compensación aumenta la ganancia
de la señal mediante la superposición de hecho de las réplicas
retardadas de la señal. El AMF 65 da salida a la señal filtrada a
una pluralidad de unidades 99 para deshacer la dispersión del canal.
Las señales del canal en las que se ha deshecho la dispersión son
acopladas a descodificadores de Viterbi 101, para descodificar la
corrección de error hacia delante (FEC) de las señales de datos
codificadas
Las unidades 99 para deshacer la dispersión del
canal están acopladas a los descodificadores de Viterbi 101, cuya
función se ha descrito en la Solicitud pendiente de tramitación Nº
08/871.008, la cual queda aquí incorporada por su referencia como
si hubiera sido descrita en su totalidad, de codificador
convolucional (no representado) de una unidad de abonado 25. Los
descodificadores de Viterbi 101 descodifican la señal de FEC
proporcionando la señal de datos original. La señal de datos
resultante puede ser dada de salida, ya sea digitalmente o ya sea
convertida a analógica por un convertidor de digital a analógico
(DAC) 103. Los descodificadores de Viterbi 101 efectúan también un
cálculo del régimen de error de bits (VER) 106, el cual se acopla a
una unidad de control de potencia automático (APC) 105.
La unidad de APC 105 determina si la intensidad
de la señal de transmisión de la señal de datos recibida deberá ser
aumentada o disminuida para mantener un régimen de error de bits
aceptable sobre la base de la estimación de la interferencia
producida por las unidades 99 de deshacer la dispersión del canal.
La salida del VER 106 desde el descodificador de Viterbi 1101 es
acoplada a la unidad 105 de APC para ajustar la potencia de
transmisión. La unidad 105 de APC calcula un umbral de relación de
señal a interferencia (SIR) a mantener para el sistema. Una entrada
ajustable que represente una calidad deseada de servicio es dada de
entrada a la unidad 105 de APC como una combinación del error de
bits (BER_{0}) deseado 107 y la relación de la señal a la
interferencia (SIR_{0}) 108. La elección de la calidad depende de
si el sistema está proporcionando una simple comunicación de voz, o
bien una transmisión más elaborada, tal como la de un facsímil. La
determinación de la calidad se realiza durante la descodificación.
La relación
Ecuación
1SIR_{t} = SIR_{0} +
k(BER-BER_{0})
determina la SIR 109 que es el
umbral de interferencia buscado. Un peso o ganancia k ajusta la
desviación del BER_{0} deseado y deriva la SIR_{t} de la base
SIR_{0} que se usa para ajustar la potencia de transmisión. Esta
instrucción es conducida dentro de la señal inversa a un
abonado.
Con referencia a la Figura 8A se explicará una
estación de base 111 de acuerdo con una segunda realización del
presente invento. La estación de base 111 incluye una antena
principal 113 y antenas auxiliares primera 115 y segunda 117, las
cuales están acopladas a un cancelador adaptativo 119. Las antenas
auxiliares primera 115 y segunda 117 están dirigidas a
interferidores conocidos separados 121, 123. El cancelador
adaptativo 119 está acoplado a un receptor de RF 125, el cual está
conectado a una pluralidad de módems 127, como en la primera
realización. El cancelador adaptativo de RF 119 cancela los efectos
de los dos interferidores. Si hay presentes interferidores
adicionales conocidos en la región de funcionamiento de la antena
principal 113, se pueden añadir antenas auxiliares adicionales que
se enfrenten a los interferidores adicionales para cancelar los
efectos de los interferidores adicionales.
La primera antena auxiliar 115 tiene una
pluralidad de alimentaciones coplanarias
129_{1}-129_{n} para recibir réplicas de la
señal de interferencia desde el interferidor 121. En la Figura 8B se
ha representado una realización que tiene cuatro alimentaciones
coplanarias (n=4) para ambas antenas auxiliares, la primera y la
segunda. Con referencia de nuevo a la Figura 8A, las alimentaciones
coplanarias 129_{1}-129_{n} están,
preferiblemente, separadas entre sí a una distancia de un cuarto a
media longitud de onda. La segunda antena auxiliar 117 tiene
también una pluralidad de alimentaciones coplanarias
131_{1}-131_{n} para recibir las réplicas de la
señal de interferencia desde el segundo interferidor 123. Las
alimentaciones coplanarias 131_{1}-131_{n}
están separadas entre sí preferiblemente a una distancia de un
cuarto a media longitud de onda. Además, ambas antenas auxiliares,
la primera 115 y la segunda 117, están enfocadas de tal modo que
sustancialmente sólo las señales procedentes de los interferidores
primero 121 y segundo 123 serán recibidas por las antenas
auxiliares, respectivamente, y las señales procedentes de una
unidad de abonado 25 no serán recibidas por las antenas auxiliares.
Después de que hayan sido recibidas todas las réplicas de
interferencia a través de las alimentaciones coplanarias
129_{1}-129_{n} y
131_{1}-131_{n}, se pasan las réplicas de las
antenas auxiliares primera 115 y segunda 117 al cancelador
adaptativo de RF 119. Cada réplica tiene una fase diferente
correspondiente a la posición de cada alimentación coplanaria.
Con referencia a la Figura 9, de su examen se
pone de manifiesto que esta realización 111 es la misma que el
cancelador adaptativo 41 representado en la Figura 4, con las
entradas de la antena auxiliar 30 que ahora comprenden muestras de
interferencias procedentes de las alimentaciones
129_{1}-129_{n} de la primera antena auxiliar
115, y de las alimentaciones 131_{1}-131_{n} de
la segunda antena auxiliar 117. El cancelador adaptativo del
presente invento puede dar de entrada a una pluralidad de fuentes de
interferencia direccionales, que comprenden una pluralidad de
muestras de múltiples fases y que realizan un algoritmo de LMS
uniforme para eliminar las muestras de interferencia.
Con referencia a la Figura 10, se ha
representado en ella una tercera realización alternativa de una
estación de base 141 hecha de acuerdo con el presente invento. La
estación de base 141 incluye una antena principal 143 y una antena
direccional de haz estrecho 145 (antena auxiliar) acoplada a un
cancelador de interferencias 147. El cancelador de interferencias
147 incluye un sumador 149 y un amplificador 151. El método de
cancelación de interferencia implica dirigir la antena direccional
de haz estrecho 145 hacia un interferidor fijo (no representado)
como en las realizaciones anteriores, ponderar la señal recibida
mediante la antena direccional 145 de haz estrecho por un factor
\alpha y restarla de la señal recibida desde la antena principal
143, usando un sumador 149. La señal resultante se usa para
desmodular los datos transmitidos. La elección del factor de
ponderación \alpha determina cuánta reducción se obtiene en la
interferencia fija.
La potencia total recibida por la antena
principal (143) en ausencia de cualquier esquema de cancelación de
interferencia es:
Ecuación
2P_{0} = KP +
P_{i}
donde K es igual al número total de
usuarios, P es igual a la potencia recibida en la estación de base
desde un usuario, el cual no está en el haz estrecho de la antena
secundaria, y P_{i} es la potencia recibida desde un interferidor
fijo.
Con ambas antenas, la principal 143 y la de haz
estrecho 145, la potencia total recibida por la antena principal
143 es
Ecuación
3P_{p} = (K-M)P + MP' +
P_{i}
donde M es igual al número de
usuarios dentro del haz estrecho de la antena de haz estrecho 145, y
P^{\text{*}} es la potencia recibida desde un usuario que está en
el haz estrecho de una antena de haz estrecho 145. La potencia
total recibida por la antena 145 de haz estrecho
es
Ecuación 4P* =
MP^{\text{*}} +
P_{i}.
La señal que ha de usarse en la desmodulación
tiene la potencia total que es
Ecuación
5P_{t} = P_{p}{}^{\text{*}} - \alpha P* =
(K-M)P + MP^{\text{*}} + P_{i} - \alpha
MP^{\text{*}} - \alpha
P_{i}.
o lo que es
equivalente
Ecuación
6P_{t} = (K - M)P + M(1 -
\alpha)P^{\text{*}} + (1 -
\alpha)P_{i}.
Como resultado del control de la potencia
automático, todos los usuarios tienen la misma intensidad de señal
que contribuye a la potencia total P_{t}. Esto implica que
Ecuación 7P =
(1 -
\alpha)P^{\text{*}}
\vskip1.000000\baselineskip
Ecuación
8P^{\text{*}} = P/(1 -
\alpha)
Por lo tanto, P_{t} puede escribirse ahora
como
Ecuación
9P_{t} = KP + (1 -
\alpha)P_{i}.
Comparando la ecuación 9 con la ecuación 3, se
ve que la contribución del interferidor, fijo cuando se comparan
las señales recibidas por la antena principal solamente con la
recibida por el sistema combinado de antena principal/antena
auxiliar, ha disminuido por un factor de (1 - \alpha). Por
ejemplo, si \alpha = 0,9, la interferencia ha sido reducida en 10
dB. Por lo tanto, se consigue una atenuación espacial efectiva en
la dirección de la antena de haz estrecho. Esta atenuación no
solamente afectará al interferidor, sino también a los usuarios que
estén en el camino del haz estrecho. Para compensar, los usuarios
que estén dentro del camino de la antena direccional de haz
estrecho 145, deben tener ganancias de antena que sean más altas por
un factor de 1/(1 - \alpha). Esto puede conseguirse
proporcionando a esos usuarios particulares antenas de más alta
ganancia. Esto es práctico, debido a que solamente serán unos pocos
usuarios los que estén dentro del haz estrecho de la antena
direccional de haz estrecho 145.
La señal de interferencia ponderada procedente
del amplificador 151 se resta de las señales recibidas por medio de
la antena principal 143 por el sumador 149, de modo que las señales
procedentes de la antena principal 143 son pasadas desde el
cancelador de interferencias 147, sustancialmente libres de los
interferidores, a un receptor de RF 153, el cual desmodula y retira
la frecuencia de la portadora. La salida de la señal de banda de
base por el receptor de RF 153 es procesada por los módems
155_{1}-155_{n} como se vio en las primeras
realizaciones.
Con referencia a la Figura 11, se ha
representado en ella una cuarta realización alternativa de una
estación de base 159. La estación de base 159 incluye una antena
principal 161 y una pluralidad de antenas direccionales de haz
estrecho 163_{1}-163_{n} (antenas auxiliares)
acopladas a un cancelador de interferencias 165. El cancelador de
interferencias 165 incluye una unidad de adición 167 y una
pluralidad de amplificadores de ponderación
169_{1}-169_{n}, acoplados a cada antena
direccional de haz estrecho 163_{1}-163_{n}. El
método de cancelación de interferencia comporta dirigir cada antena
direccional de haz estrecho 163_{1}-163_{n}
hacia un interferidor fijo correspondiente, como en la segunda
realización alternativa, ponderar las señales recibidas por las
antenas direccionales de haz estrecho
163_{1}-163_{n} mediante los correspondientes
factores de ponderación
\alpha_{1}-\alpha_{n}, y restar las señales
ponderadas de la señal recibida por medio de la antena principal
161, usando la unidad de adición 167. La señal resultante se usa
después para desmodulación de los datos del usuario. La elección de
los factores de ponderación
\alpha_{1}-\alpha_{n} determina la
reducción en la interferencia fija, como se explicó en la tercera
realización.
Las señales de interferencia ponderadas
procedentes de los amplificadores
169_{1}-169_{n} son restadas de las señales
recibidas por la antena principal 161 por la unidad de adición 167,
de modo que las señales procedentes de la antena principal 161 son
pasadas desde el cancelador de interferencias 165 sustancialmente
libres de los interferidores conocidos, a un receptor de RF 171, el
cual desmodula y retira la frecuencia de la portadora. La salida de
la señal de banda de base por el receptor de RF 171 es procesada por
los módems 173_{1}-173_{n}, como se vio en la
primera realización.
Con referencia a las Figuras 12 y 13, se han
representado en ellas las realizaciones alternativas quinta 179 y
sexta 199, similares a las arquitecturas de las Figuras 10 y 11, de
las que difieren en que los receptores de RF están acoplados
directamente a las antenas, desmodulando primero las señales de RF a
la banda de base, y efectuando luego la sustracción de los
interferidores recibidos desde las antenas direccionales de haz
estrecho. Como reconocerá quien sea experto en esta técnica, el
procesado de la señal recibida y de los interferidores recibidos
individualmente se hace con una anchura de banda de la frecuencia
mucho menor que la anchura de banda de la frecuencia de
transmisión. Ambos canceladores de interferencias empleados en las
realizaciones alternativas quinta, 179, y sexta, 199, funcionan de
modo idéntico a como lo hacen los descritos en las realizaciones
tercera y cuarta representadas en las Figuras
10 y 11.
10 y 11.
Las realizaciones alternativas representadas en
las Figuras 10-13 requieren sincronización de las
señales recibidas antes de que pueda efectuarse la sustracción.
Esto significa que las longitudes de cable y otros retardos pasivos
en el camino de recepción de la antena principal y de la antena o
antenas auxiliares, deben estar acoplados. La antena principal y la
antena o antenas auxiliares deben estar situadas relativamente
próximas entre sí para tener la seguridad de que las señales de
recepción procedente de las antenas no están sujetas a diferentes
respuestas de canal.
Aunque se ha descrito el invento en parte
mediante referencia detallada a ciertas realizaciones específicas,
tal detalle está destinado a ser instructivo más que restrictivo.
Apreciarán quienes sean expertos en la técnica que se pueden
efectuar muchas variaciones en la estructura y en el modo de
funcionamiento del invento, tal como se ha expuesto en lo que aquí
se ha dado a conocer.
Claims (10)
1. Un sistema de cancelación de interferencias
(24) para uso conjuntamente con una estación de comunicaciones (23)
que tiene una antena principal (37) para recibir señales de otras
estaciones de comunicaciones, en donde es conocida al menos una
fuente de interferencia, que comprende:
una primera antena direccional (39) enfocada de
haz estrecho, que tiene una pluralidad de alimentaciones coplanarias
(49_{1}-49_{n}) para montaje próxima a la
antena principal, dirigida hacia una primera fuente de interferencia
conocida (47);
la antena principal (37) y dichas alimentaciones
coplanarias (49_{1}-49_{n}) de dicha primera
antena direccional (39) acopladas a un cancelador adaptativo, el
cual tiene una salida para acoplamiento a un receptor de RF de la
estación de comunicaciones; y
dicho cancelador adaptativo (41) incluye medios
para producir una señal de cancelación en respuesta a señales
ponderadas procedentes de dichas alimentaciones coplanarias
(49_{1}-49_{n}) de dicha primera antena
direccional y que tiene bucles de realimentación para ajustar una
pluralidad de pesos asociados para dichas señales ponderadas
recibidas por dichas alimentaciones coplanarias
(49_{1}-49_{n}) hasta que dicha realimentación
alcance dicho estado uniforme; medios para sumar dicha señal de
cancelación con señales recibidas desde la antena principal para
producir una señal de salida de RF sustancialmente libre de
interferencias generadas por la primera fuente de interferencias
conocida; medios para convertir la señal de salida de RF en una
señal digital; y medios para, en respuesta a una distorsión de
múltiples caminos, efectuar la corrección de fase de la señal
digital,para producir una señal digital de salida.
2. El sistema de cancelación de interferencias
de acuerdo con la reivindicación 1, en el que dichas señales
ponderadas recibidas por dichas alimentaciones coplanarias
(49_{1}-49_{n}) de dicha primera antena
direccional (39) y se suman dichas señales ponderadas usando un
algoritmo de promedio de mínimos cuadrados (LMS).
3. El sistema de cancelación de interferencias
de acuerdo con la reivindicación 2, en el que dicha primera antena
direccional (39) tiene cuatro (4) alimentaciones coplanarias
(49_{1}-49_{n}) y dichas alimentaciones
coplanarias están situadas a una distancia de separación entre sí de
un cuarto a media longitud de onda.
4. El sistema de cancelación de interferencias
de acuerdo con la reivindicación 1, en el que son conocidas n
fuentes de interferencia, siendo n un número entero mayor que 1, que
comprende, además:
segunda a n-ésima antenas direccionales, que
cada una tiene una pluralidad de alimentaciones coplanarias
(49_{1}-49_{n}) para montaje próximas ala
antena principal (37) y cada una dirigida hacia una fuente de
interferencias conocida segunda a n-ésima respectiva;
acopladas también dichas antenas segunda a
n-ésima direccionales a dicho cancelador adaptativo (41); y
dichos medios para producir una señal de
cancelación responden a las señales recibidas de todas las citadas
antenas direccionales.
5. El sistema de cancelación de interferencias
de acuerdo con la reivindicación 4, en el que dichos medios para
producir una señal de cancelación incluyen además ponderar las
señales recibidas por cada una de dichas alimentaciones coplanarias
(49_{1}-49_{n}) de dichas antenas direccionales
segunda a n-ésima, y sumar dichas señales ponderadas usando un
algoritmo de promedio de mínimos cuadrados (LMS).
6. El sistema de cancelación de interferencias
de acuerdo con la reivindicación 5, en el que dichas antenas
direccionales segunda a n-ésima tienen cuatro (4) alimentaciones
coplanarias, y dichas alimentaciones coplanarias están situadas con
una separación entre sí de un cuarto a media longitud de onda.
7. Un sistema de cancelación de interferencias
para uso conjuntamente con una estación de comunicaciones que tiene
una antena principal (181) para recibir señales de otras estaciones
de comunicaciones, en donde es conocida una al menos de las fuentes
de interferencia, que comprende:
una primera antena direccional enfocada de haz
estrecho (183) para montaje próxima a la antena principal dirigida
hacia una primera fuente de interferencias conocida;
acopladas la antena principal (181) y dicha
antena direccional (183) a receptores de radiofrecuencia (RF)
primero y segundo (191, 193), respectivamente, de la estación de
comunicaciones, en donde dichos receptores de RF primero y segundo
(191, 193) desmodulan las señales recibidas por dicha antena
principal y dicha antena direccional; y
un cancelador de interferencias (185) acoplado a
dichos receptores de RF primero y segundo (191, 193), incluyendo
dicho cancelador de interferencias (185) medios para ponderar dicha
señal de antena direccional desmodulada, ajustada mediante señales
ponderadas recibidas por una pluralidad de alimentaciones
coplanarias de dicha antena direccional (183) para producir una
señal de cancelación y medios para sumar dicha señal de cancelación
con dichas señales de la antena principal desmoduladas, de tal modo
que dichos medios de adición dan salida a una señal sustancialmente
libre de las interferencias generadas por la fuente de
interferencias conocida.
8. El sistema de cancelación de interferencias
de acuerdo con la reivindicación 7, en el que dicho cancelador de
interferencias (185) pondera dicha señal de antena direccional
desmodulada con un parámetro de ganancia predeterminado
selectivamente.
9. El sistema de cancelación de interferencias
de acuerdo con la reivindicación 8, en el que son conocidas n
fuentes de interferencias, siendo n un número entero mayor que 1,
que comprende, además:
antenas direccionales segunda a n-ésima
(203_{1}-203_{n}) para montaje próximas a la
antena principal (201) y cada una dirigida hacia una fuente de
interferencias conocida segunda a n-ésima respectiva;
acopladas dichas antenas direccionales segunda a
n-ésima (203_{1}-203_{n}) a receptores de
radiofrecuencia (RF) segundo a n-ésimo
(213_{1}-213_{n}) de la estación de
comunicaciones, respectivamente, y acoplados dichos receptores de
radiofrecuencia (RF) segundo a n-ésimo
(203_{1}-203_{n}) a dicho cancelador adaptativo;
y
dichos medios para producir una señal de
cancelación responden a las señales recibidas de todas las citadas
antenas direccionales (203_{1}-203_{n}).
10. El sistema de cancelación de interferencias
de acuerdo con la reivindicación 9, que comprende además medios de
ponderación segundo a n-ésimo, en donde dicho cancelador de
interferencias (205) pondera dichas señales de antena direccional
de haz estrecho desmoduladas segunda a n-ésima con parámetros de
ganancia predeterminados selectivamente.
Applications Claiming Priority (2)
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|---|---|---|---|
| US38922 | 1998-03-12 | ||
| US09/038,922 US6289004B1 (en) | 1998-03-12 | 1998-03-12 | Adaptive cancellation of fixed interferers |
Publications (1)
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| ES2288314T3 true ES2288314T3 (es) | 2008-01-01 |
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Family Applications (1)
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