ES2292048T3 - Metodo y aparato para la adquisicion y seguimiento de una señal portadora de desplazamiento binario (boc). - Google Patents
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Abstract
Un método de seguimiento de una señal de Portadora de Desplazamiento Binario (BOC) con un receptor de de navegación por satélite, que comprende las etapas de: (a) recibir una señal BOC; (b) generar una señal BOC interna de réplica; (c) generar una señal BOC interna de réplica del código de dispersión de la señal BOC; (d) proporcionar un discriminador para retardo de código combinando una función de autocorrelación de BOC y una función de correlación transversal BOC/PRN.
Description
Método y aparato para la adquisición y
seguimiento de una señal Portadora de Desplazamiento Binario
(BOC).
La presente invención se refiere a un método y a
un aparato para la adquisición y el seguimiento de una señal
Portadora de Desplazamiento Binario (BOC) como parte de un receptor
de navegación por satélite.
La inmensa mayoría de las aplicaciones de la
navegación por satélite se basan actualmente en el Sistema de
Posicionamiento Global (GPS) controlado por el Departamentos de
Defensa y Transporte de Estados Unidos. Este panorama cambiará
perceptiblemente con el advenimiento de GALILEO.
GALILEO es una iniciativa europea para un
sistema navegación global basado en satélites (GNSS), que
proporciona un servicio de posicionamiento global altamente exacto
bajo control civil. Mientras que proporciona unos servicios de
navegación y posicionamiento autónomos, GALILEO podrá interfuncionar
con GPS y GLONASS, otro sistema global de navegación por satélite.
Un usuario podrá tomar una posición con el mismo receptor de
cualquiera de los satélites en cualquier combinación. Ofreciendo
frecuencias duales como norma, sin embargo, GALILEO puede
proporcionar exactitud de posicionamiento en tiempo hasta un rango
de un metro. Se esforzará en garantizar la disponibilidad del
servicio bajo todas las circunstancias excepto las más extremas e
informará a los usuarios dentro de segundos de un fallo de
cualquier satélite. Esto lo hará adecuado para los usos donde la
seguridad es crucial, por ejemplo la circulación de trenes de
funcionamiento, la conducción de coches el aterrizaje de aviones. El
uso combinado de GALILEO y otros sistemas de GNSS pueden ofrecer
unas características de funcionamiento mucho mejores para todas las
clases de comunidades de usuarios.
En la nueva generación de GNSS, se ha prestado
atención en tener señales eficientes y espectralmente relevantes.
GALILEO y GPS compartirán dos frecuencias centrales y ambos enviarán
varias señales sobre las mismas portadoras. Por lo tanto, tuvieron
que ser estudiadas las nuevas modulaciones de señal para reducir al
mínimo la interferencia inter- e intra-sistema.
Surgió una modulación debido a su espectro dividido que aísla
espectral la señal de la actualmente utilizada modulación por
Código de Cambio Bifásico (BPSK) [Godet y otros 2002; Betz, 2002].
Esta nueva modulación se conoce como Portador de Desplazamiento
Binario (BOC). La nueva modulación de BOC es parte del plan de
señales de GALILEO.
Según se utiliza aquí, "BOC" refiere a una
señal que resulta de una modulación que multiplica un código de
dispersión de ruido pseudoaleatorio (PRN) con una onda subportadora
cuadrada (SC) que tiene un múltiplo del valor de del código. Crea
un espectro dividido simétrico con dos lóbulos principales
desplazados de la frecuencia central en la frecuencia de la
subportadora. Las características de una señal BOC dependen de la
tasa del chip de código de dispersión, de la frecuencia de la
subportadora, y de la fase de la subportadora dentro de un chip de
código de PRN. La notación común para las señales moduladas por BOC
en el campo de GNSS es BOC(f_{c}, f_{s}) donde f_{c}
representa el valor del código de chip, y f_{s} es la frecuencia
de la subportadora. Tanto f_{c} como fs se establecen
generalmente como múltiplos de la frecuencia de referencia de 1,023
MHz. Se puede entonces expresar BOC(n, m) como
PRN_{m\text{*}fc}\timesSC_{n\text{*}fc}.
PRN_{m\text{*}fc}\timesSC_{n\text{*}fc}.
Una señal BOC induce mejor un seguimiento en
ruido blanco y una mitigación multitrayecto inherente mejor en
comparación con la dispersión de código solamente. Sin embargo,
también plantea la adquisición más desafíos y un seguimiento
potencialmente ambiguo debido a su función de autocorrelación de
pico múltiple. Un resumen de las características básicas y de las
mejoras aportadas por las señales de BOC comparadas con las señales
de BPSK viene dado por Betz (2002).
Según lo ya mencionado, la presencia de una
subportadora en la señal BOC introduce unos picos secundarios en el
chip de la gama [- 1, +1] en la autocorrelación de BOC. La presencia
de estos picos secundarios puede causar un problema serio si el
receptor se cierra sobre un pico lateral en vez de sobre el pico
principal. Estaría entonces presente en las medidas de alcance un
sesgo significativo de aproximadamente 150 m, que es inaceptable
para las aplicaciones de navegación.
Se han propuesto varios métodos para seguir las
señales de BOC sin sufrir ningún sesgo de seguimiento potencial.
Fine y Wilson (1999), Lin y otros (2003), Martin y otros (2003) y
Ward (2004) son algunos ejemplos. Tratan el problema de la
ambigüedad de seguimiento del BOC en un sentido amplio, intentando
encontrar una solución que se podría aplicar a cualquier señal
BOC(n, m). Cada uno de éstos adolece de varias
desventajas.
Por lo tanto, hay una necesidad en la técnica de
métodos eficientes de adquirir y de seguir una señal BOC que
reduzcan al mínimo el sesgo de seguimiento potencial y permitan un
seguimiento inequívoco de la señal.
\newpage
Los métodos y los aparatos descritos y
reivindicados aquí pueden aplicarse a cualquier señal BOC. En una
realización preferida, la señal BOC es un
seno-BOC(n, n) y más preferiblemente la señal
BOC es una señal BOC(1,1). Los métodos utilizan una función
de correlación local sintetizada.
Por tanto, en un aspecto, la invención comprende
un método de seguimiento de una señal BOC con un receptor de
navegación por satélite, que comprende las etapas de:
- (a)
- recibir una señal BOC;
- (b)
- generar una señal BOC interna de réplica;
- (c)
- generar una señal BOC interna de réplica del código de dispersión de la señal BOC;
- (d)
- proporcionar un discriminador para el retardo de código combinando una función de autocorrelación de BOC y una función de BOC/PRN de correlación transversal.
En otro aspecto, la invención puede comprender
un método para adquirir una señal BOC con un receptor de navegación
por satélite, que comprende las etapas de:
- (a)
- recibir una señal BOC;
- (b)
- generar una señal BOC interna de réplica;
- (c)
- generar una señal BOC interna de réplica del código de dispersión de la señal BOC;
- (d)
- obtener una función de ensayo de adquisición sintetizada combinando una función de autocorrelación de BOC y una función de BOC/PRN de correlación transversal.
- (e)
- si el ensayo realizado en (d) es negativo, repetir entonces las etapas (b) a (d) hasta que supere la prueba la función de ensayo o se abandone el proceso de adquisición.
Preferiblemente, el método de adquisición de
señal es seguido por el método de seguimiento de señal.
En otro aspecto, la invención puede comprender
un receptor de navegación por satélite capaz de adquirir una señal
de satélite, comprendiendo dicho receptor:
- (a)
- un dispositivo de función de ensayo que comprende una entrada de señal; unos medios de cálculo para combinar los puntos de correlación de una función de autocorrelación de BOC y una función de correlación transversal BOC/PRN y unos medios para dar salida a una función de ensayo de adquisición que incluye una frecuencia de Doppler de ensayo y un retardo de código de ensayo;
- (b)
- un generador de frecuencia que comprende un oscilador de portadora y un oscilador de portadora en cuadratura que tiene una entrada de frecuencia de ensayo acoplada a la salida de la función de ensayo de adquisición, y una salida acoplada a la entrada de la señal del dispositivo de función de ensayo de adquisición; y
- (c)
- un generador de código que comprende un oscilador de código, un generador de código para generar una réplica de PRN del código de dispersión de la señal BOC, un generador de subportadora para generar una réplica de subportadora, donde el oscilador de código recibe el retardo de código de ensayo y está acoplado al generador de código y al generador de subportadora; y donde el generador de código y el generador de subportadora están acoplados cada uno al dispositivo de ensayo de adquisición.
Preferiblemente, el dispositivo de la función de
ensayo de adquisición comprende:
- (a)
- un canal de entrada;
- (b)
- unos primer y segundo canales secundarios divididos del canal de entrada;
- (c)
- unos primer y segundo canales terciarios divididos del primer canal secundario, unos tercer y cuarto canales terciarios divididos del segundo canal secundario;
- (d)
- y donde el oscilador de la portadora está acoplado al primer canal secundario y el oscilador de portadora en cuadratura está acoplado al segundo canal secundario; y donde el generador de código está acoplado al primer canal terciario y también acoplado al tercer canal terciario; y donde el generador de subportadora está acoplado al generador de código, y el producto del generador de subportadora y el generador de código está acoplado al segundo canal terciario y al cuarto canal terciario.
Preferiblemente, el receptor comprende además un
dispositivo de estimación de retardo de código, para el seguimiento
de una señal adquirida usando los medios de cálculo.
En otro aspecto, la invención puede comprender
un receptor de navegación por satélite capaz de dar seguimiento a
una señal de satélite, comprendiendo dicho receptor:
- (a)
- un dispositivo de estimación de retardo de código que comprende una entrada de señal, unos medios de cálculo para combinar los puntos de correlación de una función de autocorrelación de BOC y una función de correlación transversal de BOC/PRN y unos medios para dar salida a un retardo de código;
- (b)
- un generador de frecuencia que comprende un oscilador de portadora y un oscilador de portadora en cuadratura que tiene una entrada de frecuencia acoplada a una ayuda de velocidad externa, y una salida acoplada a la entrada de la señal del dispositivo de estimación de retardo de código; y
- (c)
- un generador de código que comprende un oscilador de código, un generador de código para generar una réplica de PRN del código de dispersión de la señal BOC, un generador de subportadora para generar una réplica de subportadora, donde el oscilador de código recibe el retardo de código de ensayo y está acoplado al generador de código y al generador de subportadora; y donde el generador de código y el generador de subportadora están acoplados cada uno al dispositivo de estimación de retardo de código;
Preferiblemente, el generador de subportadora
genera una réplica temprana, tardía y espontánea y el generador de
código genera una réplica de PRN temprana, tardía y espontánea. En
una realización, el dispositivo de estimación de retardo de código
comprende:
- (a)
- un canal de entrada;
- (b)
- unos primer y segundo canales secundarios divididos del canal de entrada;
- (c)
- unos primer y segundo canales terciarios divididos del primer canal secundario, unos tercer y cuarto canales terciarios divididos del segundo canal secundario
- (d)
- y donde el oscilador de la portadora está acoplado al primer canal secundario y el oscilador de portadora en cuadratura está acoplado al segundo canal secundario; y donde el generador de código está acoplado al primer canal terciario y también acoplado al tercer canal terciario; y donde el generador de subportadora está acoplado al generador de código, y el producto del generador de subportadora y el generador de código está acoplado al segundo canal terciario y al cuarto canal terciario.
Preferiblemente, el receptor comprende además un
dispositivo de adquisición de función de ensayo.
La invención se describirá a continuación
haciendo referencia a los diagramas siguientes:
La Figura 1 muestra una autocorrelación
normalizada para BPSK (1) y BOC (1, 1) en fase de seno.
La Figura 2 muestra un discriminador de potencia
Temprana- Menos-Tardía de BOC (1, 1) normalizada
estándar para un espaciamiento temprana-tardía de
0,2 chips (filtro de doble cara de extremo delantero de 6 MHz).
La Figura 3 muestra la probabilidad de detección
de unas señales de BOC (1, 1) de pico principal y secundario para
15, 40 y 60 sumas no coherentes y un tiempo de integración coherente
de 1 ms.
La Figura 4 muestra un ejemplo de seguimiento
sesgado BOC (1, 1) sobre un falso pico con un error de retardo de
código inicial de 0,5 chips (DLL de 2 Hz).
La Figura 5 muestra una correlación cuadrada
normalizada de BOC (1, 1), una correlación cuadrada normalizada de
BOC (1, 1) PRN, y una correlación sintetizada obtenida por
diferenciación de ambas (filtro de doble cara de extremo delantero
de 6 MHz).
La Figura 6 muestra unas funciones de
autocorrelación cuadrada normalizada de BOC (1, 1), y de correlación
sintetizada obtenidas con Beta = 1 y 1,4 (filtro de doble cara de
extremo delantero de 6 MHz).
La Figura 7A muestra una representación
esquemática de una estructura de adquisición que pone en práctica
un método según la presente invención.
La Figura 7B muestra una representación
esquemática de una estructura de seguimiento que pone en práctica
un método según la presente invención.
La Figura 8 muestra una salida de un Producto de
Discriminador de EMLP sintetizado para las tres normalizaciones
propuestas, y para el discriminador original normalizado de BOC (1,
1) para un espaciamiento temprana-tardía de 0,2
chips (filtro de doble cara de extremo delantero de 6 MHz).
La Figura 9 muestra la salida de un
discriminador de producto escalar que usa las cuatro normalizaciones
propuestas diferentes (doble banda comienzo final BW = 50 MHz,
espaciamiento de chip = 0,2 chips).
La Figura 10 muestra la respuesta de seguimiento
del seguimiento normal de BOC (1, 1) y del seguimiento sintetizado
de BOC (1, 1) usando NORM2 y NORM3 con un retardo de código inicial
de 0,5 chips para C/N_{0} = 40 dB-Hz (PLL de 10
Hz. DLL de 1 Hz, PLL con ayuda de DLL, tiempo de integración de 1
ms).
La Figura 11 muestra la respuesta de seguimiento
del seguimiento normal de BOC (1, 1) y del seguimiento sintetizado
de BOC (1, 1) usando NORM2 y NORM3 con un retardo de código inicial
de 0,1 chips para C/N_{0} = 40 dB -Hz (PLL de 10 Hz. DLL de 1 Hz,
DLL con ayuda de PLL, tiempo de integración de 1 ms).
La Figura 12 muestra la desviación típica de los
errores de seguimiento de código para los tres métodos considerados
(PLL de 10 Hz. DLL de 1 Hz, PLL con ayuda de PLL, tiempo de
integración de 1 ms) para los simuladores de la Universidad de
Calgary (arriba) y ENAC (abajo).
La Figura 13 muestra las envolventes de
trayectos múltiples para los discriminadores normal de BOC (1, 1) y
nuevo sintetizado de EMLP (Beta = 1) para un conjunto único de
trayectos múltiples con la Mitad de Potencia de la Señal Directa y
un Espaciamiento Temprana-Tardía de 0,2 Chips
(filtro de doble cara de extremo delantero de 6 MHz).
La Figura 14 muestra las envolventes de
trayectos múltiples para los discriminadores normal de BOC (1, 1) y
nuevo sintetizado de EMLP (Beta = 1) y 1,4 para un conjunto único de
trayectos múltiples con la Mitad de Potencia de la Señal Directa y
un Espaciamiento Temprana-Tardía de 0,2 Chips
(filtro de doble cara de extremo delantero de 6 MHz).
La Figura 15 ilustra el impacto de un tiempo de
integración coherente y el C/N_{0} sobre FOM1 y FOM2.
La Figura 16 ilustra la probabilidad de
detección del pico principal usando el BOC (1,1) normal y los nuevos
criterios de adquisición con sumas que no sean del tipo
no-coherente y tiempos de integración coherentes de
10, 20 y 30 ms.
La Figura 17 ilustra la probabilidad de
detección del pico principal usando el BOC (1,1) normal y los nuevos
criterios de adquisición con 15, 40 y 60 sumas que no sean del tipo
no-coherente y tiempos de integración coherentes de
1 ms.
La presente invención se refiere a un método y a
un aparato para adquirir una señal BOC y dar seguimiento a la misma
de manera inequívoca en un receptor de navegación por satélites.
Salvo que aquí se defina otra cosa, los términos aquí utilizados
tendrán el significado que se entiende comúnmente por los expertos
en la técnica.
La siguiente descripción se refiere
específicamente a una señal de seno de BOC (1, 1). Debe entenderse
que los métodos de la presente invención pueden adaptarse a
cualquier señal BOC. Este método se puede ampliar directamente a
cualquier señal de seno-BOC(n, n) puesto que
todos los seno-BOC(n, n) comparten
características idénticas de correlación.
Como será evidente para los expertos en la
técnica, se puede hacer varias modificaciones, adaptaciones y
variaciones de la descripción específica que sigue sin apartarse
del objeto de la invención aquí reivindicado.
La Figura 1 muestra la autocorrelación de una
señal BPSK con una tasa de dispersión de código de 1,023 MHz y un
BOC(1,1) en fase de seno con el mismo código de dispersión.
Según lo observado, la autocorrelación de BOC presenta picos
secundarios que pueden conducir a una adquisición ambigua y a
problemas de seguimiento. Aunque es bien sabido que las señales de
BOC tienen un aspecto de ambigüedad de seguimiento, la comprensión
y la cuantificación de la amenaza ayuda a entender la solución que
proporciona la presente invención.
Dos fuentes principales, pero no exclusivas,
pueden conducir a una ambigüedad de alcance cuando se usa la
modulación de BOC para establecer el alcance:
- \sqbullet
- Una pérdida corta de cierre (debida, por ejemplo, a una C/N_{0} baja) después de una deriva del seguimiento de código, sobre un pico secundario (un aumento de C/N_{0} poco después de la pérdida de cierre).
- \sqbullet
- Una adquisición incorrecta que adquiriría el pico secundario de la función de autocorrelación y a continuación un seguimiento ambiguo.
Como la presente invención se refiere a la
adquisición inequívoca y al seguimiento de las señales de
seno-BOC (n, n), los dos aspectos mencionados
anteriormente que podrían conducir a un sesgo de alcance se tratan
específicamente en el contexto de la señal de
seno-BOC (1, 1).
La función de autocorrelación de la señal BOC
(n, n) con la puesta en fase de seno, R_{BOC}, representada en la
Figura 1, puede escribirse como sigue:
es el valor den x de una función
triangular centrada en \alpha con una anchura de base y una
magnitud de pico de 1; \tau es el retardo de código en
chips.
Suponiendo que el Lazo de Cierre de Retardo
(DLL) usa un discriminador de Potencia
Temprana-Menos-Tardía (EMLP), la
expresión teórica de la salida del discriminador es:
Suponiendo que el error de seguimiento de código
\varepsilon_{\tau} es menor que la mitad del espaciamiento
Temprana-Tardía C_{S}, y que C_{S} es menor que
un chip, la expresión del discriminador de EMLP en la región
central viene dada por:
donde A es la amplitud de la señal
de
entrada.
Se prefiere normalizar el discriminador para
eliminar la dependencia de esa señal respecto a la potencia de la
señal recibida. La normalización usada típicamente para un
discriminador EMLP es:
Por consiguiente, suponiendo un error de fase de
portadora despreciable, el discriminador EMLP normalizado estándar
de seno-BOC (n, n) puede ser expresado mediante:
La Figura 2 muestra la salida del discriminador
EMLP normalizado de seno-BOC(1,1) para un
espaciamiento temprana-tardía de 0,2 chips usando
un filtro de doble cara de extremo delantero de 6 MHz. El dominio de
estabilidad se identifica claramente alrededor del retardo de
código cero en la región [- 0,33; 0,33] chips. Sin embargo, se
pueden identificar otros dos puntos estables de cierre alrededor de
un código de retardo de \pm0,56 chips. Estos dos puntos falsos
de cierre representan la amenaza de un sesgo de seguimiento. Un
error de seguimiento del código mayor de 0,33 chips conduciría a un
cierre sesgado.
Los dos puntos falsos de cierre no se sitúan
exactamente con el mismo retardo de código que el pico secundario
(0,5 chips), sino ligeramente al lado debido a las diferentes
pendientes que constituyen los picos secundarios.
Debido a la existencia de puntos de cierre no
deseados, un ruido alto o una adquisición incorrecta que conduce a
un retardo de código cerca de un pico secundario, conduce a la
posibilidad de un seguimiento sesgado.
El seno-BOC(1,1) tiene
una función del autocorrelación que posee picos secundarios con una
magnitud de 0,5 respecto a su pico principal, como se ve en la
Figura 1. Una persona experta en la técnica se dará cuenta de que
ésta tendrá un impacto en las características de la adquisición,
puesto que a diferencia de los picos de correlación transversal,
esta magnitud relativa seguirá siendo constante con independencia
del valor C/N_{0}. Un análisis basado en la teoría descrita por
Bastide y otros (2002) permite la visualización de la probabilidad
de adquirir en el pico secundario. Este método, válido para la
dispersión de las señales por un código de norma pseudoaleatoria
puede ser utilizado completamente cuando una subportadora modula el
código porque los picos de correlación transversal de las señales de
BOC tienen la misma magnitud que los del código de dispersión. Para
fijar los umbrales de adquisición, se ha elegido una probabilidad
del falsa alarma (P_{fa}) de 10^{-3} y se ha supuesto una señal
de interferencia con un C/N_{0} de 45 dB-Hz. Los
cálculos supusieron el mismo aislamiento de correlación para el
código de dispersión que para la función de correlación del GPS
código-C/A. La Figura 3 muestra la probabilidad de
detección de los picos principales y secundarios de las señales de
BOC(1,1) suponiendo que no se presentan ni Doppler ni error
de retardo de código para un tiempo coherente de integración de 1
ms y para 15, 40 y 60 sumas no
coherentes.
coherentes.
Las probabilidades de detección de los picos
secundarios se separan respecto a las del pico principal en 6 dB,
que es la diferencia en la potencia de correlación entre los dos
picos. Puede observarse en la Figura 3 que cuando el C/N_{0}
alcanza 35 a 40 DB-Hz, los picos secundarios se
pueden considerar como amenazas verdaderas para la adquisición
debido a su probabilidad no-insignificante de
detección. La diferencia de 6 dB entre las curvas que corresponden
a los picos principales y secundarios no es el peor caso posible. De
hecho, las células de búsqueda podrían caer ligeramente en el lado
del pico principal y así tener una probabilidad más baja de
detección que la indicada en la Figura 3 para un C/N_{0} dado.
La Figura 4 muestra que los resultados de una
simulación para ilustrar el problema que puede proporcionar la
combinación de una adquisición incorrecta seguida por un seguimiento
ambiguo. Usando el discriminador normalizado de EMLP ya descrito,
se alimentó un valor de retardo de código inicial de 0,5 chips a los
lazos de seguimiento (suponiendo un Doppler correcto). La señal del
seno-BOC(1,1) fue simulada usando el código
C/A de GPS como código de dispersión. Se eligió como C/N_{0} 40
DB-Hz, el tiempo de integración coherente fue de 1
ms y el filtro de lazo de DLL fue fijado en 2 Hz. Como se ve en la
Figura 4, el DLL se cierra claramente sobre el pico secundario y
permanece aproximadamente a 0,55 chips apartado del retardo
verdadero, confirmando la estabilidad del punto falso de
cierre.
La presente invención comprende una función de
correlación sintetizada inequívoca como solución a la amenaza
creada por la función de autocorrelación de multipico de
seno-BOC(n, n). Puesto que los puntos falsos
de cierre descritos en la sección 1 están causados por los picos
secundarios de la función de correlación
seno-BOC(n, n), la presente invención
comprende un método para sintetizar una función de correlación sin
ningún pico lateral.
Para adquirir y seguir una señal de satélite, un
receptor genera réplicas locales del código y de la portadora, que
entonces correlaciona con la señal recibida. En una fase inicial de
la adquisición, el receptor funciona en lazo abierto para buscar la
señal recibida probando varios supuestos con respecto la posición y
a la velocidad del código local y de la portadora local. Una vez
que se haya adquirido la señal, el receptor funciona en lazo
cerrado.
Se llegó a la función de la discriminación de la
presente invención considerando las dos funciones de correlación
siguientes:
- \sqbullet
- Una autocorrelación de señales de seno-BOC(n, n), R_{BOC}, cuya función de autocorrelación viene dada por la ecuación (1.1), considerando un filtro infinito de extremo delantero.
- \sqbullet
- Una correlación cruzada R_{BOC/PRN} de una señal de seno-BOC(n, n) con su código de dispersión PRN (sin la subportadora), que se puede expresar como:
Como se muestra en las ecuaciones (1.1) y (2.1),
los picos laterales de la autocorrelación de
seno-BOC(n, n) tienen la misma magnitud
absoluta y el mismo emplazamiento que funcionan los dos picos de la
función de correlación transversal de BOC/PRN. Así, en términos
generales, la función de correlación sintetizada de la presente
invención se obtiene diferenciando los puntos de correlación
cuadrada de estas dos funciones. La Figura 5 muestra las dos
funciones de correlación cuadradas usando un filtro de doble cara de
6 MHz y la función de correlación sintetizada que resulta. Como se
ve en la Figura 5, los dos picos laterales de la función de
autocorrelación de BOC(1,1) están casi totalmente cancelados.
La mala correspondencia se debe debido al filtro de extremo
delantero que puede tener un efecto diverso en cada función de
correlación. Para cancelar totalmente el resto de los picos
secundarios, se puede introducir un coeficiente \beta en la
combinación de las dos funciones de correlación. La función de
correlación sintetizada entonces viene dada por:
En la Figura 6 se muestra el efecto del
parámetro \beta A menos que se indique otra cosa, se supondrá que
el coeficiente \beta vale 1.
El pico principal mostrado en la Figura 5 y la
Figura 6 mantiene la misma agudeza. Aparecen dos lóbulos laterales
negativos junto al pico principal (alrededor de \pm0,35 chips),
debido a las pendientes no coincidentes entre las dos funciones de
correlación consideradas inicialmente. No representan ninguna
amenaza como puntos de cierre potenciales mientras apunten hacia
abajo. Los valores de correlación obtenidos después de 0,5 chip
están muy cerca de cero.
La expresión para la función de correlación
sintetizada en el caso de una anchura infinita de banda de extremo
delantero se obtiene restando el cuadrado de las ecuaciones (1.1) y
(2.1):
\vskip1.000000\baselineskip
Considerando la simetría y forma de la nueva
función de correlación sintetizada, en una realización preferida,
la invención puede comprender diferentes tipos de discriminadores
derivados. Aquí se considerarán dos tipos de discriminadores de
DLL, referidos como los discriminadores modificado de EMLP y de
Producto Escalar (DP), como ejemplos de discriminadores posibles
que resultan del uso de la combinación de la función de
autocorrelación de BOC, y de la función de correlación de
BOC/PRN.
Un discriminador de seguimiento de código de
EMLP modificado, extrapolado de un discriminador convencional para
un seguimiento normal de seno-BOC(1,1) puede
ser adecuado con la presente invención.
Para formular el discriminador, se dan en la
región central unas expresiones ideales de las funciones de
autocorrelación de seno-BOC(1,1) y de
correlación de BOC/PRN. Para esta finalidad, si se supone que el
error de seguimiento de código \varepsilon_{\tau}, es menor que
la mitad del espaciamiento C_{s} entre los correladores tempranas
y tardías, la función de discriminación, en ausencia de filtración y
de ruido, puede ser entonces reescrita como sigue usando la
ecuación (1.1):
\vskip1.000000\baselineskip
De manera similar, se puede expresar
R_{BOC/PRN} (\tau) como:
\newpage
Suponiendo que
V_{EMLP}^{BOC/PRN} es la salida del
discriminador EMLP modificado, se deduce que:
\vskip1.000000\baselineskip
\vskip1.000000\baselineskip
Entonces se puede expresar la función de
discriminación como:
\vskip1.000000\baselineskip
\vskip1.000000\baselineskip
De este modo, suponiendo que
\vskip1.000000\baselineskip
\vskip1.000000\baselineskip
la expresión final del discriminador de EMPL
modificado viene dada por:
\vskip1.000000\baselineskip
\vskip1.000000\baselineskip
En una realización preferida, la normalización
del discriminador es necesaria para estimar el término de amplitud
en el discriminador. Sin embargo, se prefiere para cerciorarse de
que esta normalización no limita el dominio de la estabilidad del
discriminador. Se prefiere además tener un discriminador normalizado
con una respuesta "correcta" para un error de seguimiento de
código tan grande como sea posible. Los ejemplos de las
normalizaciones dadas de aquí en adelante utilizan una combinación
de la función de autocorrelación del BOC y la función de correlación
de BOC/PRN.
En una realización, la normalización del
discriminador modificado de EMLP se basa en el mismo método según
lo utilizado por el discriminador convencional de
seno-BOC(1,1) EMLP
\vskip1.000000\baselineskip
\newpage
Lleva a la expresión de salida siguiente:
En una realización alternativa, una segunda
expresión usa la misma normalización que la normalización de
seguimiento estándar seno-BOC (1, 1):
la cual da la misma salida
normalizada
siguiente:
En otra realización, la normalización comprende
una versión modificada de la expresión (3.6), pero tiene en cuenta
la propiedad antisimétrica de la función de correlación BOC/PRN:
La salida del discriminador normalizado se
convierte en
La Figura 8 muestra la salida de cada uno de los
tres discriminadores modificados normalizados de EMLP (para \beta
= 1) descrita también como la salida del discriminador normalizado
estándar de seno-BOC(1,1) para un
espaciamiento temprana-tardía de 0,2 chips y un
filtro de extremo delantero de 6 MHz (de de doble cara). A
diferencia del discriminador estándar de
seno-BOC(1,1) que tiene un punto falso de
cierre, no hay tal problema potencial para los tres discriminadores
nuevos a título de ejemplo para los valores habituales de C/N_{0}.
Para C/N_{0} alto, hay un problema potencial a \pm0,65 chips
puesto que la salida del discriminador cruza levemente el eje y
"en dirección a la derecha". Se puede eliminar este problema
fácilmente levemente aumentando el parámetro \beta, o eligiendo
un filtro de extremo delantero más grande.
Las tres normalizaciones a título de ejemplo
pueden conducir a diversos funcionamientos de seguimiento debido a
su impacto en la forma de la salida del discriminador. La primera
normalización NORM1 puede tener un funcionamiento más débil
comparada a los dos otros debido a su rápida retorno a 0 cuando el
error de seguimiento de código llega a ser mayor de 0,2 chips. Las
dos otras normalizaciones, NORM2 y NORM3, tienen unas respuestas
similares y tienen áreas de estabilidad ligeramente mayores que el
discriminador estándar seno-BOC(1,1) EMLP: [-
0,38; 0,38] chips en comparación con [- 0,33; 0,33] chips. Por
consiguiente, el discriminador modificado de EMLP de la presente
invención usando una de las normalizaciones NORM2 y de NORM3 tendrá
una resistencia ligeramente mayor a los errores de seguimiento que
el seguimiento puro BOC(1,1).
Un discriminador alternativo al discriminador
EMLP modificado comprende un discriminador de DP modificado
adaptado a la técnica novedosa del seguimiento de
seno-BOC(n,n) de la presente invención.
La expresión del DP modificado viene dada por la
expresión:
\vskip1.000000\baselineskip
\vskip1.000000\baselineskip
En este caso usando las expresiones para las
salidas del correlador, en ausencia de ruido, tenemos:
\vskip1.000000\baselineskip
\vskip1.000000\baselineskip
Usando los modelos anteriores para las funciones
de correlación BOC y BOC-PRN se llega al siguiente
discriminador:
\vskip1.000000\baselineskip
\vskip1.000000\baselineskip
Como puede verse, este discriminador no tiene
una variación lineal como función del error de seguimiento de
código \varepsilon_{\tau}, lo cual disminuye el dominio de
linealidad del discriminador.
Se pueden realizar muchas normalizaciones para
el discriminador DP. Cuando se considera el discriminador DP en una
aplicación de seguimiento de señal tradicional de
seno-BOC(1,1), un aspecto interesante de la
normalización es que puede ayudar a eliminar los términos
multiplicativos que impiden una variación no lineal del
discriminador. Sin embargo, en el caso de la presente invención de
seguimiento, esto es difícil puesto que el término estrictamente
multiplicativo
(6(1-3|\varepsilon_{\tau}|)+\betaC_{s})
es difícil de sintetizar por sí mismo.
Una normalización de DP a título de ejemplo
viene dada por:
\vskip1.000000\baselineskip
El término más importante de esta normalización
es el primer término de (3.17) dependiendo del valor que se
prefiriera cancelar
puesto que el segundo término depende del valor
del cuadrado de \varepsilon_{\tau}, que puede ser
despreciado
\vskip1.000000\baselineskip
\vskip1.000000\baselineskip
Otra posible normalización de DP se deriva de la
normalización de seno-BOC(1,1) DP
convencional, y viene dada por:
\vskip1.000000\baselineskip
En este ejemplo, esta normalización depende de
la potencia de la señal y de
\vskip1.000000\baselineskip
\vskip1.000000\baselineskip
lo cual constituye una cancelación
del discriminador.clasico DP de seno-BOC(1,1)
Sin embargo, por lo que se refiere al discriminador de DP
modificado, no cancela completamente el error
cuadrático.
\newpage
La expresión resultante es:
Otra posible normalización de DP todavía usa
solo los valores espontáneos de la función de autocorrelación de
BOC:
Este ejemplo de normalización depende de la
potencia de señal, pero no eliminará los términos que impiden una
evolución no lineal del discriminador:
La última normalización de DP aquí descrita usa
una versión modificada de DP NORM3:
\vskip1.000000\baselineskip
\vskip1.000000\baselineskip
Habiendo descrito cuatro normalizaciones de DP a
título de ejemplo, se puede efectuar su comparación. La Figura 9
muestra la salida del discriminador para cada caso, considerando un
filtro de extremo delantero de 50 MHz de anchura de banda (doble
cara) e incluyendo el discriminador normalizado tradicional de DP de
seno-BOC(1,1).
Según lo visto en la Figura 9, cada una de las
normalizaciones de DP quita el punto de cierre falso situado
alrededor de 0,56 chips. En cuanto al EMLP sin embargo, hay una
amenaza potencial remanente con un retardo de código de 0,6 chips
para C/N_{0} alto, cuando se utilizan anchuras de banda de filtro
de extremo delantero limitadas. Esto puede ser solucionado
aumentando ligeramente el valor del parámetro \beta. Las
características de cada normalización considerada son muy
diferentes:
- \bullet
- DP NORM1 ofrece una respuesta limitada cuando el error de retardo de código se aproxima al borde del dominio de estabilidad;
- \bullet
- DP NORM4 no necesita ningún correlador complejo adicional, lo cual es una ventaja fuerte de cara a la puesta en práctica, sin embargo, su salida en el borde del dominio de estabilidad es débil y podría ofrecer menos estabilidad cuando el nivel de ruido fuera alto;
- \bullet
- DP NORM2 tiene un dominio de linealidad grande en la región de estabilidad comparada con NORM3 y NORM4. Sin embargo, se requiere para la normalización un correlador más complejo, puesto que se necesita independientemente la salida de ambos correladores BOC/BOC temprana y tardía.
- \bullet
- DP NORM3 parece más adaptada en este sentido, pues utiliza solamente la salida del correlador espontánea, y puesto que estos valores se necesitan de todos modos para el PLL, no aumenta los requisitos en términos de correladores.
Por consiguiente, DP NORM2 y DP NORM3 son las
normalizaciones preferidas para los métodos de la presente
invención que usan un discriminador de DP. Tiene el mismo dominio
característico de estabilidad que el discriminador normalizado de
EMLP descrito anteriormente.
\vskip1.000000\baselineskip
Para el discriminador de EMLP descrito aquí, con
el método de seguimiento novedoso seno-BOC(1,
1) aquí descrito, se necesitan 5 correladores complejos:
Se requieren los mismos 5 correladores complejos
para un discriminador de DP con un seguimiento nuevo BOC(1,
1) seguimiento inequívoco y normalización DP NORM2. Si se usara la
normalización DPNORM4, se necesitan 4 correladores complejos
Para el DP con seguimiento tradicional
BOC(1,1) que usa una técnica de salto de golpe y la
normalización DP NORM3, se necesitan 4 correladores complejos:
Por tanto, el método de seguimiento de señal que
usa un discriminador de DP normalizado por DP NORM3, no aumenta los
requisitos en términos de correladores. Complejos.
\vskip1.000000\baselineskip
Según se muestra en la figura 7A, en modo de
adquisición, una realización de un receptor basado en los satélites
comprende un dispositivo de decisión de adquisición (10) que tiene
una primera entrada (100) y tres salidas (S1, S2, S3). Un generador
de frecuencia (12) y un generador de código (14) proporcionan
entradas al dispositivo de decisión de la adquisición (10). La
señal del satélite se recibe en la primera entrada (100), siguiendo
el filtrado, la conversión descendente, el muestreo y la
cuantificación.
El dispositivo de decisión de adquisición (10)
da como salida bien una decisión positiva de adquisición (S1), o
una decisión negativa. Si la decisión de adquisición es negativa, el
dispositivo (10) da como salida el conjunto siguiente de la
frecuencia (S2) y el retardo de código (S3) para intento.
En el generador de código (14), el oscilador de
código (16) recibe el retardo de código (S3) para utilizar para
usar en el siguiente intento de adquisición. Este oscilador de
código (16) acciona el generador de código (18) y el generador del
subportadora (20). El generador de código (18) da como salida una
réplica del código (22) con el retardo de código correcto recibido
de (S3). El generador del subportadora (20) da como salida la
subportadora con el retardo de código correcto recibido de (S3) que
entonces se multiplica por la réplica del código (22) para
proporcionar la réplica de BOC (24) con el retardo de código
correcto (S3).
En el generador de frecuencia (12), el oscilador
de portadora (26) recibe la frecuencia (S2) para utilizar para el
intento siguiente de adquisición y da como salida una señal de
portadora (28) y una señal de portadora desplazada en fase 90º
(30).
La señal entrante (100) es multiplicada por la
señal de portadora en un primer canal secundario (201) y por la
señal de portadora en cuadratura en el segundo canal secundario
(202). Cada uno de los canales secundarios entonces es entonces
dividido en dos canales terciarios.
El primer canal terciario (301) resulta del
primer canal secundario (201) y es multiplicado por la señal de
réplica de código (22). El segundo canal terciario (302) es
multiplicado por la señal de réplica de BOC (24). El tercer canal
terciario (303) resulta del segundo canal secundario (202) y es
multiplicado por la señal de la réplica de código (22). El cuarto
canal terciario (304) es multiplicado por la señal de réplica de BOC
(24).
Las señales obtenidas en cada uno de los cuatro
canales terciarios son procesadas por un dispositivo de integración
y volcado (40), después procesadas por un dispositivo de cuadrado
(42) y después combinadas por un dispositivo de combinación (44)
por medio de la reproducción de la función de correlación
sintetizada descrita aquí. El dispositivo de combinación da como
salida un valor sintetizado de correlación (401) que es introducido
en un dispositivo de suma (50) que acumula varios valores
sintetizados de correlación antes de dar como salida el valor de
prueba de adquisición (501). Este valor de prueba de adquisición
(501) es entonces introducido en el dispositivo de prueba de
decisión (60) que toma la decisión de declarar la adquisición
acertada (S1) o de continuar el proceso de adquisición con la
frecuencia (S2) y retardo de código (S3) siguientes.
Una vez que se ha adquirido la señal, el
dispositivo puede entrar en el modo de seguimiento, según lo
descrito aquí. La figura 7B ilustra una estructura de seguimiento
de receptor de una realización de la presente invención. El
dispositivo comprende un receptor que comprende un dispositivo de
estimación de retardo de código retrasa el la valoración (10') que
tiene una primera entrada (100) y una salida (S'). Un lazo de cierre
(12') de fase y/o de frecuencia y un lazo de código (14')
proporciona entradas al dispositivo de estimación de retardo de
código (10'). La señal de satélite se recibe en un primera entrada
(100), seguida de filtración, conversión descendente, muestreo y
cuantificación.
El dispositivo de estimación de retardo de
código (10') da como salida la información de discriminación (S')
que es utilizada por el lazo del código (14'). Específicamente, el
lazo de cierre de retardo o DLL (16') que funciona como un
corrector de código, calcula la información de corrección de código
o la estimación de Doppler del código y la agrega (con un factor de
escala) a la referencia externa de velocidad (18') del PLL (o de
FLL), que entonces es utilizada por el oscilador de código (20'). El
oscilador de código (20 ') controla el generador (22') de señal de
subportadora y el generador (24') de señal de código El generador
(24') de señal del código da como salida una señal (26') de réplica
de código de dispersión temprana, tardía y espontánea mientras que
el generador (22') de señal de código da como salida una señal de
réplica de subportadora de dispersión temprana, tardía y espontánea
subportadora que es multiplicada por la réplica de código (26') para
producir la señal de réplica de BOC (28').
En el lazo de cierre de fase y/o de frecuencia
(12'), el oscilador (30') de portadora recibe la referencia externa
de velocidad (18') y da como salida una señal de portadora (32') y
una señal de portadora desplazada en fase 90º (34').
La señal entrante (100) es multiplicada por la
señal de portadora en un primer canal secundario (201') y por la
señal de portadora de cuadratura en el segundo canal secundario
(202'). Cada uno de los canales secundarios es entonces dividido en
dos canales terciarios.
El primer canal terciario (301') resulta del
primer canal secundario (201') y es multiplicado por las señales de
réplica de código (26') temprana, tardía y espontánea. El segundo
canal terciario (302') es multiplicado por las señales de réplica
de BOC (28') temprana, tardía y espontánea. El tercer canal
terciario (303') resulta del segundo canal secundario (202') y es
multiplicado por las réplicas de código de dispersión (26')
temprana, tardía y espontánea.. El cuarto canal terciario (304') es
multiplicado por las réplicas de BOC (28') temprana, tardía y
espontánea.
Las señales obtenidas en cada uno de los cuatro
canales terciarios son procesadas por unos dispositivo de
integración y volcado (40') y se combinan las salidas de canal en el
discriminador (42') que produce la información de discriminación o
el retardo de código en bruto por medio de la función de correlación
sintetizada descrita aquí.
Los siguientes ejemplos describen los resultados
de ensayo y pretenden ilustrar la invención y no limitar la
invención reivindicada.
Los resultados de ensayo son el resultado de las
investigaciones sobre el efecto de dos de las fuentes principales
de error en GNSS; el ruido térmico y los trayectos múltiples. Se
muestran los resultados de simulación comparando el seguimiento en
ruido térmico blanco de la técnica de seguimiento tradicional de
seno-BOC(1, 1) y la presente invención.
Los discriminadores normalizados descritos aquí
parecen tener un comportamiento asintótico en el borde de su región
de seguimiento. Por consiguiente, para evitar los grandes saltos de
seguimiento debido a una gran salida del discriminador, puede ser
necesario un valor de corte dependiente de C_{s}.
El PLL necesita tener la información correcta de
fase en los dos canales en fase y en cuadratura de fase para
estimar consistentemente la compensación de fase. Por consiguiente,
se hace funcionar el PLL usando los valores espontáneas de los
correladores normales de seno-BOC(1,1). Por
lo tanto, el PLL es exactamente igual que el PLL en un sistema de
seguimiento de seno-BOC(1,1)
convencional.
Una primera prueba confirmó que un discriminador
de la presente invención evita cualquier punto falso de la cierre.
Por este ejemplo, se compararon los tres discriminadores diferentes
normalizados de EMLP descritos en la sección 3.1. El primero
utilizó el discriminador normalizado estándar de
seno-BOC(1,1) EMLP. Los otros dos utilizaron
los discriminadores modificados de EMLP con dos normalizaciones
diferentes: NORM2 y NORM3. Se utilizó un DLL ayudado por PLL. Se
fijó un valor de corte para las tres salidas de los discriminadores.
Usando un espaciamiento de temprana-tardía de 0,2
chips, se estableció la salida del discriminador en 0,4 chips
siempre que el valor absoluto real de la salida absoluta fuera mayor
de 0,4 chips. El filtro de extremo delantero tiene una anchura de
banda de doble cara de 6 MHz. Las anchuras de banda de lazo de DLL y
de PLL fueron fijadas en 1 y 10 Hz respectivamente. El tiempo de
integración fue escogido para ser 1 ms y el retardo de código
inicial fue fijado en 0,5 chips, suponiendo una adquisición en el
pico lateral. El C/N_{0} era 40 dB-Hz. Los
resultados se muestran en la Figura 10.
La Figura 10 muestra que a diferencia de un
discriminador estándar del seno-BOC(1,1) de
la técnica anterior, los otros dos no hacen el cierre de DLL en
cualquier punto estable compensado, confirmando los resultados
mostrados en la Figura 8. El uso del mismo PLL que en el seguimiento
estándar de seno-BOC(1,1) habría podido
crear una preocupación puesto que los PLL que ayuda usa valores de
correlación espontáneas de seno-BOC(1,1)
normales. La Figura 10
muestra que el PLL no limita la deriva del retardo código inicial sesgado, siguiendo la valoración procedente del PLL.
muestra que el PLL no limita la deriva del retardo código inicial sesgado, siguiendo la valoración procedente del PLL.
Es importante observar de nuevo que para
C/N_{0} alto, y para una anchura de banda de de filtro de extremo
delantero limitada, puede haber todavía una ocasión de seguimiento
de un pico secundario, según lo tratado anteriormente. Para
solucionar esto se puede elegir \beta de forma que tenga un valor
mayor de 1. El valor mínimo a utilizar depende del filtro de
extremo delantero, pero también del espaciamiento de
temprana-tardía.
Las pruebas se realizaron con los mismos ajustes
descritos previamente. En este ejemplo, sin embargo, el retardo de
código inicial retrasa fue fijado en 0,1 chips para observar la
convergencia hacia cero, una pista relevante de seguimiento
correcto, así como para estudiar el ruido de seguimiento del código
cuando se alcanza la convergencia. Las simulaciones se efectuaron
sobre 20 segundos de datos simulados. Fueron elegidos los mismos
parámetros exactos de seguimiento que los que usados para obtener
la Figura 10. La Figura 11 muestra los resultados de una de las
simulaciones para una señal con un C/N_{0} de 40
dB-Hz usando las puestas en práctica del
discriminador de EMLP.
El período de convergencia en la Figura 11 toma
aproximadamente 1 segundo. Se calcula la desviación típica del
error de seguimiento de código para toda salida obtenida después de
dos segundos de que se hayan procesado los datos para cerciorarse
de que los valores usados se han tomado después del período de
convergencia. Para los discriminadores de EMLP, a fin de tener un
análisis fiable, se hicieron las pruebas independientemente en dos
receptores de software diferentes: uno desarrollado por ENAC,
Toulouse, Francia, y otro desarrollado en la universidad de
Calgary, Canadá. La Figura 12 resume los resultados obtenidos
durante la campaña de simulación. Para todos los casos
considerados, se obtuvo la convergencia.
La Figura 12 muestra resultados consistentes, lo
cual tiende a confirmar la corrección de la puesta en práctica,
particularmente paran C/N_{0} mayor de 30 dB-Hz.
Comparando los dos discriminadores normalizados de EMLP nuevos, el
que usa NORM3 parece superar al que usa NORM2. Aunque la diferencia
es muy pequeña para C/N_{0} alto, aumenta conforme disminuye la
fuerza de la señal. Por lo tanto, Norm3 es una normalización
preferida seleccionada como un discriminador modificado de EMLP
preferido.
Sin embargo, sus características de
funcionamiento en cuanto a la mitigación del ruido siguen siendo
ligeramente peores que para el seguimiento de código usando el
discriminador normalizado estándar de
seno-BOC(1,1). Se puede explicar la razón
principal al ver el nuevo discriminador sintetizado como la
diferencia de dos discriminadores de EMLP: uno asociado a la
autocorrelación pura del seno-BOC(1,1), y el
otro a la correlación de BOC/PRN. Esta combinación linear trae un
ruido adicional que es cancelado parcialmente por la correlación de
los valores del ruido de ambos pares. Sin embargo, todavía hay
ruido adicional que penetra en los lazos de seguimiento. El
cociente entre las desviaciones típicas de error de seguimiento de
código está entre 1,07 y 1,22 (excluyendo los resultados 30
dB-Hertzios) según las pruebas consideradas, el cual
es muy pequeño. Cuando se observa la Figura 12, esto representa una
pérdida en C/N_{0} de menos de 1 dB.
Usando los mismos ajustes exactos, se ha
comparado las características de funcionamiento de los
discriminadores de DP normalizados con el discriminador de DP
convencional de seno-BOC-(1, 1), usando también como
normalización DP NORM2 y DP NORM3. Las pruebas se basaron en una
señal de 20 segundos Los resultados se muestran en la Tabla 4.1
\vskip1.000000\baselineskip
Puede observarse que en el caso del seguimiento
tradicional con seno-BOC(1, 1), usando un
discriminador de DP, existe una mejor mitigación de ruido usando
NORM2. Sin embargo, esta diferencia entre las dos normalizaciones
propuestas disminuye conforme aumenta C/N_{0}.
Con respecto al método novedoso de la presente
invención, tiene unas características de funcionamiento ligeramente
peores que el seguimiento tradicional. Sin embargo, la degradación
es típicamente inferior a 1 dB.
La aplicación del método sintetizado que usa
NORM3 puede ser llevada a la práctica fácilmente en una plataforma
de seno-BOC(1, 1) por los expertos en la
técnica, puesto que usa el mismo número de correladores complejos
con los que se lleva a cabo el DP tradicional (cuando se hace con
salto de golpe (Fine y Wilson, 1999) y no requiere cálculos
adicionales.
Otro parámetro importante de las características
de funcionamiento cuando se estudia una técnica de seguimiento es
su resistencia inherente a multitrayecto. Aunque se tratará en esta
sección solamente el discriminador de EMLP, el experto se dará
cuenta de que los resultados se pueden transponer directamente al
caso del DP.
Según lo tratado anteriormente, la función de
correlación sintetizada tiene una función de soporte más pequeña
que la función de autocorrelación del
seno-BOC(1,1). En el caso ideal de una
anchura de banda infinita, tiene valores diferentes a cero
solamente dentro de \pm 0,5 chips. Sin embargo, debido al uso de
una combinación no lineal de salida de correladores para formar los
discriminadores, no implica que esté cancelado el impacto de un
multitrayecto de largo retardo. La Figura 13 muestra la envolvente
de multitrayecto de los discriminadores de EMLP normales y
sintetizados (para \beta = 1) para un multitrayecto recibido de la
mitad de la amplitud de la señal directa y con un espaciamiento
temprana-tardía de 0,2 chips. El filtro de extremo
delantero usado tiene una anchura de banda de doble cara de 6 MHz.
La envolvente multitrayecto de un método novedoso de la presente
invención tiene la misma forma que la del método de seguimiento
tradicional de seno-BOC(1,1). Sin embargo,
tienen dos diferencias principales: (1) el primer lóbulo del nuevo
método es ligeramente más ancho para retardos de multitrayecto
entre 0,25 y 0,55 chips; (2) el segundo lóbulo para el nuevo método
de seguimiento es más estrecho, lo cual implica un mejor rechazo de
multitrayecto para multitrayectos de gran retardo. Debe observarse
que las opciones de la anchura de banda del filtro de extremo
delantero y del espaciamiento de temprana-tardía
tienen un impacto en la magnitud de la diferencia entre los dos
métodos. Sin embargo, da la misma forma general. El nuevo método
sintetizado parece ofrecer una buena resistencia para multitrayectos
de gran retardo mientras que da unas mediciones fiables. El uso de
un parámetro \beta ligeramente mayor no modifica la forma general
de la envolvente multitrayecto, según lo mostrado en la Figura 14.
Es también importante observar dos desventajas de la técnica de
seguimiento del seno-BOC(1.1) tradicional
cuando están presentes los multitrayecto. En primer lugar, la
envolvente de multitrayecto trazada en la Figura 13 no es realista,
puesto que supone posible un seguimiento correcto que puede no estar
ocurriendo. En segundo lugar, debe observarse que usando el método
tradicional, es posible que un multitrayecto fuerte cree un pico de
la correlación que interfiere que sea más alto o tan alto como el
pico secundario de la función del autocorrelación del
seno-BOC(1.1). En tal caso, si el receptor
está siguiendo el pico secundario, esto puede engañar peligrosamente
al
receptor.
receptor.
Según lo demostrado aquí, el dominio de
estabilidad de un discriminador novedoso de la presente invención
es ligeramente mayor que el de uno asociado al discriminador normal
de EMLP del seno-BOC(1,1). Sus
características de funcionamiento de seguimiento son casi
equivalentes a las del seguimiento estándar del
seno-BOC(1,1). Finalmente, tiene una
mitigación inherente mejor de multitrayecto de gran retardo. Sin
embargo, si el error de seguimiento inicial es mayor que
aproximadamente 0,35 chips el discriminador no podrá converger hacia
el retardo de código cero, y el lazo perderá el cierre. Observe que
el comportamiento del seguimiento puro de
seno-BOC(1,1) en ese caso sería deslizarse
hacia un punto falso de cierre según lo indicado en la primera
sección. Esto significa que para cerciorarse de que el receptor que
usa la nueva técnica de seguimiento tiene éxito en el seguimiento
de la señal entrante, tiene que adquirir la señal relativamente
cerca del pico principal. Según se ha visto ya, esto puede ser un
problema cuando se usa una técnica convencional de adquisición
basada en una búsqueda de potencia máxima usando la potencia de
autocorrelación debido a la presencia de los picos laterales. Por
esta razón, se hace de aquí en adelante una investigación de una
técnica de adquisición que usa la función de correlación
sintetizada.
A continuación se efectúa la evaluación de las
características de funcionamiento del nuevo esquema de
adquisición.
Si se supone que M es el número de adiciones no
coherentes, la potencia de la señal en la salida de la correlación
sintetizada viene dada por:
\vskip1.000000\baselineskip
\newpage
Puesto que la potencia de ruido den cada salida
de correlador es la misma, es posible tener los siguientes
criterios de adquisición:
\vskip1.000000\baselineskip
donde
\sigma_{n}^{2} es la varianza de la
correlación del ruido de salida con la potencia
\sigma_{n}^{2}
T_{p} es el tiempo de integración coherente; C
es la potencia de la señal a la salida de la antena del receptor;
n_{BOC}, n_{QBOC}, n_{IBOC/PRIN} y n_{IBOC/PRN} son ruidos
centrados Gaussianos con una varianza unidad;
\varepsilon_{\theta} es el error de fase; y f_{D} es el error
de frecuencia.
El criterio de adquisición puede verse como la
diferencia entre dos distribuciones Chi-cuadradas.
Por consiguiente, el criterio de adquisición puede ser definido
como:
\vskip1.000000\baselineskip
\vskip1.000000\baselineskip
donde
\vskip1.000000\baselineskip
y
\vskip1.000000\baselineskip
Puesto que el criterio de adquisición es la
diferencia entre las dos distribuciones
Chi-cuadradas, su valor previsto puede ser
expresado como
\vskip1.000000\baselineskip
\vskip1.000000\baselineskip
Se ha determinado que se puede suponer las dos
distribuciones TBOC y TBOC/PRN interdependientes cuando no se usó
ningún filtro de extremo delantero puesto que la correlación entre
el ruido de los dos correladores es nula.
Empíricamente, se ha determinado que esta
covarianza es muy baja cuando se usa un filtro de extremo delantero,
de manera que
Es posible a partir de las ecuaciones (5.6) y
(5.7) comparar la media y la varianza del nuevo criterio de
adquisición con los valores del criterio de adquisición estándar
(simbolizados por \BoxT_{BOC}). Con esta finalidad se han
definido dos factores de calidad: el coeficiente de las medias
(FOM1) y el coeficiente de las varianzas (FOM2). Estos dos factores
de calidad pueden expresarse usando las ecuaciones:
y
A partir de las ecuaciones (.6) y (5.7) puede
verse que ambos factores de calidad favorecen al criterio de
adquisición estándar. Sin embargo, la relación de las medias será
siempre menor que 1, lo cual quiere decir que \BoxT_{new} será
siempre menor que \BoxT_{BOC}). Cuando se usan los mismos
parámetros de adquisición. De manera similar, FOM2 será siempre
mayor que 1, lo cual significa que
será siempre mayor que
Debido al valor relativamente pequeño de
(R_{BOC,PRN} (\varepsilon_{T}))^{2} en comparación con
(R_{BOC} (\varepsilon_{T}))^{2} en las proximidades de
\varepsilon_{T} = 0, su impacto en las características de
funcionamiento de la adquisición será pequeño.
El número de sumas no coherentes parece tener un
impacto nulo en los dos factores de calidad. Esto significa que la
diferencia entre los dos criterios no puede ser acortada usando un
gran número de sumas no coherentes. Las ecuaciones (5.6) y (5.7)
muestran también que la diferencia entre los dos criterios de
adquisición se reduce cuando el valor de CT_{p} aumenta. En la
Figura 15 se representa el impacto de C/N_{0} y T_{P} en los
dos factores de calidad.
Sabiendo que la diferencia entre dos variables
aleatorias independientes tiene una distribución que el la
convolución entre la distribución de la primera variable y la
opuesta de la distribución de la segunda variable (Papoulis, 1991),
puede escribirse que:
donde p_{\alpha} es la
distribución de la variable aleatoria
\alpha
Por consiguiente, es posible modelar con
simulaciones de la distribución de T_{new} como una distribución
no-central del Chi-cuadrada. Por
tanto, se puede estimar la probabilidad de detección del pico
principal usando los nuevos criterios de adquisición. Haciendo los
mismos supuestos que en las secciones anteriores, se obtienen las
Figuras
\hbox{16 y 17.}
Como cabía esperar, el tiempo de integración
coherente tiene un mayor efecto en las características de
funcionamiento de adquisición que el número de sumas no coherentes
comparado con la estrategia original de adquisición BOC(1,1).
Para las integraciones coherentes largas, el nuevo método incluso
supera el método estándar BOC(1,1UN experto en la técnica
puede darse cuenta de la importancia de esto pues la nueva señal
civil de GNSS tendrá un canal sin datos que autoriza integraciones
coherentes más largas.
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Claims (16)
1. Un método de seguimiento de una señal de
Portadora de Desplazamiento Binario (BOC) con un receptor de de
navegación por satélite, que comprende las etapas de:
- (a)
- recibir una señal BOC;
- (b)
- generar una señal BOC interna de réplica;
- (c)
- generar una señal BOC interna de réplica del código de dispersión de la señal BOC;
- (d)
- proporcionar un discriminador para retardo de código combinando una función de autocorrelación de BOC y una función de correlación transversal BOC/PRN.
2. Un método para adquirir una señal BOC con un
receptor de navegación por satélite, que comprende las etapas
de:
- (a)
- recibir una señal BOC;
- (b)
- generar una señal BOC interna de réplica;
- (c)
- generar una señal BOC interna de réplica del código de dispersión de la señal BOC;
- (d)
- obtener una función de ensayo de adquisición sintetizada combinando una función de autocorrelación de BOC y una función de BOC/PRN de correlación transversal.
- (e)
- si el ensayo realizado en (d) es negativo, repetir entonces las etapas (b) a (d) hasta que supere la prueba la función de ensayo o se abandone el proceso de adquisición.
3. El método de la reivindicación 1 ó 2, en el
que la señal BOC es una señal seno-BOC(n,
n).
4. El método de la reivindicación 3, en el que
la señal de seno-BOC es una señal de
seno-BOC(n, n) es una señal de
seno-BOC(1, 1).
5. El método de la reivindicación 1, en el que
el discriminador es un discriminador de potencia
Temprana-Menos-Tardía.
6. El método de la reivindicación 1, en el que
el discriminador es un discriminador de producto escalar.
7. El método de la reivindicación 5, en el que
el discriminador de EMLP está normalizado por una de NORM1, NORM2 o
NORM3.
8. El método de la reivindicación 6, en el que
el discriminador de producto escalar está normalizado por una de DP
NORM2, o DP NORM3.
9. Un receptor de navegación por satélite capaz
de adquirir una señal de satélite, comprendiendo dicho receptor:
- (a)
- un dispositivo (10) de función de ensayo que comprende una entrada (100) de señal; unos medios de cálculo para combinar los puntos de correlación de una función de autocorrelación de BOC y una función de correlación transversal BOC/PRN y unos medios para dar salida a una función de ensayo de adquisición que incluye una frecuencia de Doppler de ensayo y un retardo de código de ensayo;
- (b)
- un generador (12) de frecuencia que comprende un oscilador (26) de portadora y un oscilador de portadora en cuadratura que tiene una entrada de frecuencia de ensayo acoplada a la salida de la función de ensayo de adquisición, y una salida acoplada a la entrada de la señal del dispositivo (10) de función de ensayo de adquisición; y
- (c)
- un generador (14) de código que comprende un oscilador (16) de código, un generador de código para generar una réplica de PRN del código de dispersión de la señal BOC, un generador de subportadora para generar una réplica de subportadora, donde el oscilador de código (16) recibe el retardo de código de ensayo y está acoplado al generador (18) de código y al generador (20) de subportadora; y donde el generador (18) de código y el generador (20) de subportadora están acoplados cada uno al dispositivo (10) de ensayo de adquisición.
10. El receptor de la reivindicación 9, en el
que el dispositivo de la función de ensayo de adquisición
comprende:
- (a)
- un canal de entrada (100);
- (b)
- unos primer y segundo canales secundarios (201, 202) divididos del canal de entrada;
- (c)
- unos primer y segundo canales terciarios (301, 302) divididos del primer canal secundario (201), y unos tercer y cuarto canales terciarios (303, 304) divididos del segundo canal secundario (202);
- (d)
- y donde el oscilador (26) de la portadora está acoplado al primer canal secundario (201) y el oscilador de la portadora en cuadratura está acoplado al segundo canal secundario (202); y donde el generador (18) de código está acoplado al primer canal terciario (301) y también acoplado al tercer canal terciario (303); y donde el generador (20) de subportadora está acoplado al generador (18) de código, y el producto del generador (20) de subportadora y el generador (18) de código está acoplado al segundo canal terciario (302) y al cuarto canal terciario (304).
11. El receptor de la reivindicación 10, en el
que los medios de cálculo del dispositivo de función de ensayo de
adquisición comprenden un dispositivo (40) de integración y volcado,
y un dispositivo (44) de correlación sintética.
12. El receptor de la reivindicación 10, que
comprende un dispositivo de función de ensayo de estimación de
retardo de código (10) como el de la reivindicación 13, para dar
seguimiento a una señal adquirida usando los medios de cálculo.
13. Un receptor de navegación por satélite capaz
de dar seguimiento a una señal de satélite, comprendiendo dicho
receptor:
- (a)
- un dispositivo (10') de estimación de retardo de código que comprende una entrada de señal (100), unos medios de cálculo para combinar los puntos de correlación de una función de autocorrelación de BOC y una función de correlación transversal de BOC/PRN y unos medios de dar salida a un retardo de código;
- (b)
- un generador de frecuencia (12') que comprende un oscilador de portadora (30') y un oscilador de portadora en cuadratura que tiene una entrada de frecuencia acoplada a una ayuda de velocidad externa, y una salida acoplada a la entrada de la señal del dispositivo de estimación de retardo de código; y
- (c)
- un generador (14') de código que comprende un oscilador (20') de código, un generador (24') de código para generar una réplica de PRN del código de dispersión de la señal BOC, un generador (22') de subportadora para generar una réplica de subportadora, donde el oscilador (20') de código recibe el retardo de código de ensayo y está acoplado al generador (24') de código y al generador (22') de subportadora; y donde el generador (24') de código y el generador (22') de subportadora están acoplados cada uno al dispositivo de estimación de retardo de código (10').
14. El receptor de la reivindicación 13, en el
que el generador (22') de subportadora genera una réplica de
subportadora temprana, tardía y espontánea y que el generador (24')
de subportadora genera una réplica de PRN temprana, tardía y
espontánea.
15. El receptor de la reivindicación 13, en el
que el dispositivo (10') de estimación del retardo de código
comprende:
- (a)
- un canal de entrada (100);
- (b)
- unos primer y segundo canales secundarios (201', 202') divididos del canal de entrada;
- (c)
- unos primer y segundo canales terciarios (301', 302') divididos del primer canal secundario (201'), y unos tercer y cuarto canales terciarios (303', 304') divididos del segundo canal secundario (202');
- (d)
- y donde el oscilador (26') de la portadora está acoplado al primer canal secundario (201') y el oscilador de la portadora en cuadratura está acoplado al segundo canal secundario (202'); y donde el generador (18') de código está acoplado al primer canal terciario (301') y también acoplado al tercer canal terciario (303'); y donde el generador (20') de subportadora está acoplado al generador (18') de código, y el producto del generador (20') de subportadora y el generador (18') de código está acoplado al segundo canal terciario (302') y al cuarto canal terciario (304').
16. El receptor de la reivindicación 14, que
comprende además un dispositivo (10) de función de ensayo de
adquisición como el de la reivindicación 9.
Applications Claiming Priority (2)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| US57149604P | 2004-05-17 | 2004-05-17 | |
| US571496P | 2004-05-17 |
Publications (1)
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| ES2292048T3 true ES2292048T3 (es) | 2008-03-01 |
Family
ID=34938275
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Country Status (6)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US7916771B2 (es) |
| EP (1) | EP1598677B1 (es) |
| AT (1) | ATE369570T1 (es) |
| DE (1) | DE602005001889T2 (es) |
| ES (1) | ES2292048T3 (es) |
| NO (1) | NO20052398L (es) |
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