ES2292471T3 - Aparato para correccion doppler en un sistema de comunicaciones inalambricas. - Google Patents
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- 238000012937 correction Methods 0.000 title claims abstract description 38
- 230000000694 effects Effects 0.000 claims abstract description 59
- 238000004891 communication Methods 0.000 claims abstract description 37
- 230000033764 rhythmic process Effects 0.000 claims description 29
- 230000005540 biological transmission Effects 0.000 claims description 17
- 238000000034 method Methods 0.000 claims description 10
- 230000008859 change Effects 0.000 description 10
- 230000033001 locomotion Effects 0.000 description 10
- 238000009825 accumulation Methods 0.000 description 9
- 230000007423 decrease Effects 0.000 description 7
- 230000000737 periodic effect Effects 0.000 description 6
- 238000013459 approach Methods 0.000 description 5
- 230000005672 electromagnetic field Effects 0.000 description 5
- 230000008901 benefit Effects 0.000 description 4
- 238000006073 displacement reaction Methods 0.000 description 4
- 238000004364 calculation method Methods 0.000 description 3
- 230000005465 channeling Effects 0.000 description 2
- CLOMYZFHNHFSIQ-UHFFFAOYSA-N clonixin Chemical compound CC1=C(Cl)C=CC=C1NC1=NC=CC=C1C(O)=O CLOMYZFHNHFSIQ-UHFFFAOYSA-N 0.000 description 2
- 238000012545 processing Methods 0.000 description 2
- 238000011002 quantification Methods 0.000 description 2
- 238000000926 separation method Methods 0.000 description 2
- 230000008054 signal transmission Effects 0.000 description 2
- 230000007480 spreading Effects 0.000 description 2
- 101100217231 Caenorhabditis elegans asic-1 gene Proteins 0.000 description 1
- 230000001133 acceleration Effects 0.000 description 1
- 210000000481 breast Anatomy 0.000 description 1
- 238000006243 chemical reaction Methods 0.000 description 1
- 239000013078 crystal Substances 0.000 description 1
- 230000003247 decreasing effect Effects 0.000 description 1
- 230000003111 delayed effect Effects 0.000 description 1
- 238000001514 detection method Methods 0.000 description 1
- 230000010339 dilation Effects 0.000 description 1
- 230000006870 function Effects 0.000 description 1
- 238000005259 measurement Methods 0.000 description 1
- 230000007246 mechanism Effects 0.000 description 1
- 230000008569 process Effects 0.000 description 1
- 230000003595 spectral effect Effects 0.000 description 1
- 238000012546 transfer Methods 0.000 description 1
Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04B—TRANSMISSION
- H04B7/00—Radio transmission systems, i.e. using radiation field
- H04B7/14—Relay systems
- H04B7/15—Active relay systems
- H04B7/204—Multiple access
- H04B7/208—Frequency-division multiple access [FDMA]
-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04B—TRANSMISSION
- H04B7/00—Radio transmission systems, i.e. using radiation field
- H04B7/01—Reducing phase shift
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- Y—GENERAL TAGGING OF NEW TECHNOLOGICAL DEVELOPMENTS; GENERAL TAGGING OF CROSS-SECTIONAL TECHNOLOGIES SPANNING OVER SEVERAL SECTIONS OF THE IPC; TECHNICAL SUBJECTS COVERED BY FORMER USPC CROSS-REFERENCE ART COLLECTIONS [XRACs] AND DIGESTS
- Y10—TECHNICAL SUBJECTS COVERED BY FORMER USPC
- Y10S—TECHNICAL SUBJECTS COVERED BY FORMER USPC CROSS-REFERENCE ART COLLECTIONS [XRACs] AND DIGESTS
- Y10S367/00—Communications, electrical: acoustic wave systems and devices
- Y10S367/904—Doppler compensation systems
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- Engineering & Computer Science (AREA)
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- Signal Processing (AREA)
- Radio Relay Systems (AREA)
- Mobile Radio Communication Systems (AREA)
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Abstract
Un aparato para la corrección de frecuencia en un sistema (100) de comunicaciones inalámbricas, en el que las transmisiones dentro del sistema experimentan un efecto Doppler, comprendiendo el aparato: (i) un contador (404) acoplado a una primera entrada (424) para generar una señal (426) de compensación Doppler, teniendo dicho contador (404) una entrada de reloj; (ii) un primer sintetizador (402a) de frecuencia acoplado a dicho contador para generar una señal (210) portadora, oscilando dicha señal portadora a un ritmo que responde a dicha primera entrada (424); y (iii) un segundo sintetizador (402B) de frecuencia acoplado a dicha entrada de reloj para generar una señal (420) de reloj que oscila a un ritmo que responde a una entrada (422) de ritmo; en el que dicha entrada (422) de ritmo se ajusta en el tiempo según una secuencia predeterminada de modo que dicha señal (426) de compensación Doppler compensa dicho efecto Doppler.
Description
Aparato para corrección Doppler en un sistema de
comunicaciones inalámbricas.
La presente invención se refiere en general a
comunicaciones inalámbricas, y más particularmente a la corrección
de señales de comunicaciones que se cruzan entre estaciones
transmisoras y receptoras que están moviéndose unas con respecto a
otras, para compensar efectos Doppler.
Hoy en día, se usan sistemas de comunicaciones
inalámbricas para una variedad de fines, incluyendo comunicaciones
telefónicas locales y globales, emisiones de televisión y
posicionamiento terrestre, por mencionar algunos. Un componente de
todos estos sistemas es la relación entre una estación transmisora y
una estación receptora y, más particularmente, la velocidad
relativa entre las dos estaciones. Un ejemplo de esto es en el campo
de las comunicaciones tierra a satélite. Dependiendo del sistema
particular, los satélites podrían comunicarse con una variedad de
estaciones terrestres, desde estaciones en tierra fijas que se
diseñan para manejar un alto volumen de tráfico, hasta teléfonos
inalámbricos que porta un usuario individual. Los satélites también
pueden comunicarse con otros satélites que se mueven en diferentes
planos orbitales y/o en diferentes direcciones. Otros ejemplos
pueden incluir comunicaciones con y entre aviones de alta velocidad
o incluso trenes de alta velocidad, del tipo que se encuentra, por
ejemplo, en Europa y Japón.
Los diseñadores de tales sistemas de
comunicaciones deben compensar con frecuencia efectos Doppler cuando
la estación transmisora está moviéndose con respecto a la(s)
estación/estaciones receptora(s) con la(s) que está
comunicándose. El efecto Doppler fue descubierto por Christian
Johann Doppler quien estableció el principio por primera vez en
1842. El efecto Doppler es la variación aparente en la frecuencia de
una onda emitida, a medida que se mueve la fuente de la onda hacia
o alejándose del observador. Sólo la componente radial (de
aproximación o alejamiento) del movimiento produce este fenómeno. Si
la fuente de una onda se está aproximando a un observador, aumenta
la frecuencia aparente y disminuye la longitud de onda aparente. Si
la fuente está alejándose de un observador, disminuye la frecuencia
aparente y aumenta la longitud de onda aparente. Si hay varios
observadores, cada uno moviéndose radialmente a diferentes
velocidades con respecto a la fuente de un campo EM, cada
observador percibirá una frecuencia y longitud de onda únicas para
el campo EM producido por la fuente.
La frecuencia percibida por un observador se
determina como sigue. Supongamos que la velocidad de propagación de
un campo electromagnético (EM), en metros por segundo (m/s), está
representada por c, y la componente de velocidad (radial) del
observador (por ejemplo, el satélite) con respecto a la fuente (por
ejemplo, el transmisor terrestre), también en metros por segundo,
está representada por \nu. Además, supongamos que la frecuencia
aparente (observada) de la onda EM, en hercios (Hz), está
representada por f_{app}, y la frecuencia real, también en Hz, by
f. Entonces:
En el espacio libre, el valor de c es de
aproximadamente 300.000.000 m/s. Si el transmisor y el receptor se
están moviendo (relativamente) el uno hacia el otro, la separación
relativa está disminuyendo y la componente de velocidad de la
ecuación es negativa. A la inversa, si el transmisor y el receptor
se están moviendo (relativamente) alejándose entre sí, la
separación relativa está aumentando y la componente de velocidad de
la ecuación es positiva.
La fórmula anterior es razonablemente válida
para velocidades de hasta aproximadamente el 10 por ciento de la
velocidad de la luz. Para velocidades superiores, se produce la
dilatación relativista del tiempo, reduciéndose la frecuencia y
aumentando la longitud de onda independientemente del efecto
Doppler.
El efecto Doppler es significativo en
aplicaciones en las que el producto de velocidad y frecuencia es lo
suficientemente alto de modo que el ancho de banda se verá afectado
significativamente. Tal es el caso con los sistemas de satélite de
órbita terrestre baja (LEO,), en los que los intervalos de
frecuencia son del orden de 1 a 2 GHz para señales de enlace
directo (es decir, señales transmitidas desde una estación base a
un satélite) y del orden de 5 a 6 GHz para señales de enlace inverso
(es decir, señales transmitidas desde un satélite a una estación
base). Los satélites LEO normalmente están en continuo movimiento
unos con respecto a otros y con respecto a puntos sobre la
superficie terrestre. Esto produce variaciones en las frecuencias y
las longitudes de onda de las señales recibidas. En sistemas de
satélites geoestacionarios, el efecto Doppler no es un factor a
menos que el usuario final (transceptor móvil) se esté moviendo a
una alta velocidad como cuando se está a bordo de un tren de alta
velocidad o un avión de alta velocidad.
El efecto Doppler puede tener una variedad de
efectos sobre las comunicaciones por satélite, que dependen, en
parte, de los tipos de señales usadas dentro del sistema. Por
ejemplo, el efecto Doppler producirá un desplazamiento aparente en
la frecuencia portadora para aquellas señales de comunicaciones
tierra a satélite que emplean una portadora. Este efecto se
denomina como "frecuencia Doppler." Para aquellas señales que
también emplean un código de ensanchamiento, tal como señales de
acceso múltiple por división de código (CDMA), el efecto Doppler
también producirá un desplazamiento aparente en el periodo del
código de ensanchamiento. Este efecto se denomina como "código
Doppler." Aunque la frecuencia Doppler y el código Doppler son
dos manifestaciones del mismo efecto Doppler, las implicaciones son
bastante diferentes en cuanto a su impacto sobre los sistemas de
comunicación por satélite basados en CDMA.
El documento US5640166 describe un sistema de
comunicación por satélite en el que un controlador determina un
desplazamiento de frecuencia a aplicar a un sintetizador de
frecuencia para compensar el efecto Doppler. El controlador
recupera un valor de compensación Doppler desde una tabla de
memoria.
Por tanto, existe una necesidad de un aparato
mejorado que compense efectos Doppler dentro de un sistema de
comunicaciones inalámbricas. Esta necesidad es especialmente grave
en sistemas de comunicaciones por satélite.
Expuesto brevemente, la presente invención se
refiere a un aparato para la corrección Doppler en un sistema de
comunicaciones inalámbricas. Un primer sintetizador de frecuencia
genera una señal portadora que oscila a un ritmo que responde a una
primera entrada. Un contador acoplado a la primera entrada genera
una señal de compensación Doppler; el contador tiene una entrada de
reloj. Un segundo sintetizador de frecuencia está acoplado a la
entrada de reloj para generar una señal de reloj que oscila a un
ritmo que responde a una entrada de ritmo. La entrada de ritmo se
ajusta en el tiempo según una secuencia predeterminada de modo que
la señal de compensación Doppler compensa el efecto Doppler
experimentado, por ejemplo, por comunicaciones tierra a satélite en
un sistema de comunicaciones por satélite.
Una ventaja de la presente invención es que las
transmisiones de tierra a satélite (o satélite a tierra), y otros
tipos, se corrigen para compensar efectos Doppler. En un sistema
CDMA, por ejemplo, la frecuencia portadora aparente y el ritmo de
código de la señal recibida es, por tanto, la frecuencia correcta
esperada por el sistema.
Otra ventaja de la presente invención es que la
corrección Doppler se consigue en una realización preferida usando
una implementación sencilla y barata. La entrada de ritmo controla
la señal de compensación Doppler, y sólo es necesario actualizarla
rara vez en comparación con la actualización de la señal de
compensación Doppler directamente.
A continuación, se describen en detalle
características y ventajas adicionales de la invención, así como la
estructura y funcionamiento de diversas realizaciones de la
invención, con referencia a los dibujos adjuntos. En los dibujos,
los números de referencia iguales indican generalmente elementos
idénticos, funcionalmente similares y/o estructuralmente similares.
El dibujo en el que aparece por primera vez un elemento se indica
con el dígito(s) que está más a la izquierda en el
correspondiente número de referencia.
La figura 1 representa un entorno de
comunicaciones por satélite dentro del que se usa la presente
invención;
La figura 2 representa un transmisor que incluye
un módulo de corrección previa acoplado a un modulador y una antena
según la presente invención;
La figura 3A representa la desviación de
frecuencia Doppler de una transmisión de señal de tierra a satélite
como se recibe por un satélite en movimiento, y la señal de
compensación Doppler ideal para compensar los efectos Doppler;
La figura 3B representa una señal de
compensación Doppler de ejemplo generada según una realización
preferida de la presente invención;
La figura 4 ilustra el módulo de corrección
previa y el modulador en mayor detalle;
La figura 5 representa una realización de un
módulo de corrección previa que tiene un único oscilador y dos
multiplicadores de frecuencia;
La figura 6 muestra la relación para el impacto
del desplazamiento Doppler (kHz) sobre señales para un satélite que
pasa directamente por encima, con una frecuencia portadora de
transmisión de 5,125 GHz frente al tiempo de vuelo(s);
La figura 7 muestra acumuladores de frecuencia y
fase para la corrección previa de la frecuencia Doppler; y
La figura 8 muestra un acumulador de alcance de
corrección previa de sincronización.
Expuesto brevemente, la presente invención se
refiere a un aparato para la corrección Doppler en un sistema de
comunicaciones inalámbricas. La invención incluye un primer
sintetizador de frecuencia para generar una señal portadora que
oscila a un ritmo que responde a una primera entrada, un contador
acoplado a la primera entrada para generar una señal de
compensación Doppler, teniendo el contador una entrada de reloj, y
un segundo sintetizador de frecuencia acoplado a la entrada de
reloj para generar una señal de reloj que oscila a un ritmo que
responde a una entrada de ritmo. La entrada de ritmo se ajusta en el
tiempo según una secuencia predeterminada de modo que la señal de
compensación Doppler compensa el efecto Doppler experimentado por
estaciones transmisoras y receptoras a medida que se mueven unas
con respecto a otras.
Un tipo de sistema de comunicaciones
inalámbricas ejemplar que se ve afectado por Doppler es un sistema
de comunicaciones por satélite. Se presenta la siguiente
descripción en cuanto a un sistema de comunicaciones tierra a
satélite a tierra. Sin embargo, será evidente para los expertos en
las técnicas pertinentes que esta invención es aplicable igualmente
a sistemas de comunicaciones terrestres o sistemas de comunicaciones
satélite a satélite en los que es probable que el Doppler afecte a
la recepción de señales inalámbricas. En sistemas de comunicaciones
por satélite en particular, se transmiten señales desde una pasarela
terrestre (o estación base) a un satélite y desde el satélite a un
terminal de usuario. Normalmente, los terminales de usuario (o UT)
son de tres tipos: portátiles (de mano), móviles (montados en
vehículo) o estacionarios. Las señales transmitidas a o que llegan
a cada tipo de UT son sensibles a Doppler. En un sistema ejemplar,
el satélite actúa principalmente como un repetidor (o "satélite
transparente") para retransmitir las señales transmitidas por la
pasarela al UT o desde el UT a la pasarela. Normalmente, con el fin
de minimizar el coste y la complejidad del UT, no tiene lugar
corrección en el UT. La señal de enlace directo transmitida desde la
pasarela al UT a través del satélite se corrige previamente en la
pasarela y se corrige posteriormente en el satélite. Más
específicamente, un modulador de pasarela (GMOD) corrige
previamente la señal de enlace directo de manera que la frecuencia
portadora de la transmisión desde la pasarela parece, en el
satélite, no verse afectada por el desplazamiento Doppler debido al
movimiento relativo del satélite y la pasarela. Será evidente para
los expertos en las técnicas pertinentes que esta invención es
aplicable a cualquier o ambas de las señales de corrección previa y
de corrección posterior. Por conveniencia, se presenta la siguiente
descripción en cuanto a la corrección previa.
La figura 1 representa un entorno 100 de
comunicaciones por satélite dentro del que se usa la presente
invención. Una estación 104 terrestre transmite una señal 106 de
tierra a satélite a un satélite 102 en órbita alrededor de la
Tierra. El satélite 102 se desplaza a una velocidad orbital \nu' y
a una velocidad radial \nu(t) con respecto a una estación
104 terrestre. La señal 106 experimenta efectos Doppler debido al
movimiento relativo entre el satélite 102 y la estación 104
terrestre. El efecto Doppler se manifiesta como un desplazamiento
aparente en la señal recibida por el satélite 102, incluyendo, pero
sin limitarse a, efectos Doppler de frecuencia y efectos Doppler de
código.
El satélite 102 representa cualquier satélite
útil en la transferencia de señales de comunicación o información.
Por ejemplo, el satélite 102 podría enviar y recibir señales de
televisión, señales de teléfonos móviles o señales de
geolocalización. Los expertos en la técnica reconocerán que se usan
satélites en una amplia variedad de aplicaciones. Generalmente,
sólo aquellos satélites que no están en una órbita geoestacionaria
(tal como un satélite LEO) experimentan efectos Doppler con
respecto a puntos sobre la superficie terrestre.
De manera similar, la estación 104 terrestre
puede representar cualquier dispositivo que puede proporcionar
comunicaciones tierra a satélite. Por ejemplo, la estación 104
terrestre puede representar una pasarela (o estación base) diseñada
para manejar un gran volumen de tráfico de señales de tierra a
satélite, un dispositivo de geolocalización tal como un receptor
GPS, o un teléfono por satélite inalámbrico portátil o móvil.
La señal 106 de tierra a satélite representa las
transmisiones de señales apropiadas para el satélite 102 y la
estación 104 terrestre particulares en un sistema. La señal 106
experimenta efectos Doppler debido al movimiento radial relativo
entre el satélite 102 y la estación 104 terrestre. La señal 106
puede representar, por ejemplo, una emisión de televisión, una
señal GPS, o una llamada de teléfono móvil.
La figura 2 representa un transmisor 200 según
la presente invención que incluye un módulo 202 de corrección
previa, un modulador 204, y una antena 206. Preferiblemente, la
estación 104 terrestre emplea el transmisor 200 para transmisiones
de tierra a satélite corregidas previamente. Sin embargo, los
expertos en la técnica reconocerán que el satélite 102 puede
emplear también el transmisor 200 para transmisiones de satélite a
tierra corregidas previamente.
El módulo 202 de corrección previa genera una
señal 210 portadora corregida previamente. El modulador 204 usa la
señal 210 portadora corregida previamente y una señal 212 de datos
para generar una señal 214 de transmisión corregida previamente que
entonces se transmite a través de la antena 206. A continuación, se
describen en detalle el módulo 202 de corrección previa y el
modulador 204.
La figura 3A representa una desviación 302 de
frecuencia de ejemplo producida por el efecto Doppler sobre una
transmisión de tierra a satélite. El eje x representa el tiempo, y
el eje y representa la desviación de frecuencia producida por el
efecto Doppler, donde la desviación de frecuencia cero representa la
presencia de una señal a la frecuencia transmitida por la estación
104 terrestre. Los expertos en la técnica reconocerán que esta
desviación de frecuencia se manifestará de modo diferente
dependiendo de la señal 106 particular. Por ejemplo, las señales
CDMA experimentarán tanto efectos de Doppler de frecuencia y como
efectos Doppler de código.
En este ejemplo, el satélite 102 se está
aproximando a la estación 104 terrestre en un tiempo t_{0}. Dado
que el satélite 102 se está moviendo hacia la estación 104
terrestre, la frecuencia aparente de la señal 106 recibida en el
satélite 102 es superior a la frecuencia transmitida, indicado por
una desviación de frecuencia positiva. A medida que el satélite 102
se acerca más a la estación 104 terrestre, disminuye el movimiento
radial relativo al igual que lo hace el efecto Doppler producido por
el movimiento. La componente radial de la señal 106 es cero cuando
el satélite 102 está directamente encima en un tiempo t_{1}. Por
tanto, la señal 106 no experimenta efecto Doppler en un tiempo
t_{1}, como está indicado por una desviación de frecuencia cero.
A medida que el satélite 102 pasa por encima y empieza a moverse
alejándose de la estación 104 terrestre, la señal 106 empieza a
experimentar un desplazamiento Doppler negativo, tal como está
indicado por una desviación de frecuencia negativa en un tiempo
t_{2}. Claramente, el efecto Doppler produce una desviación de
frecuencia no lineal en el tiempo.
La figura 3A también representa una señal 304 de
compensación Doppler ideal, que si se aplicara a la señal 106 antes
de la transmisión por la estación 104 terrestre, compensaría los
efectos Doppler representados por la desviación 302 de frecuencia.
Esto se denomina en el presente documento como corrección Doppler
previa. Por ejemplo, en un tiempo t_{0}, la señal 106 se corrige
previamente mediante un desplazamiento descendente de frecuencia
proporcionado por la señal 304 de compensación ideal. Esta
corrección previa cancela el desplazamiento de frecuencia positivo
producido por el efecto Doppler, de modo que la señal 106 parece
tener para el satélite 102 la frecuencia nominal. De manera
similar, en un tiempo t_{2}, la señal 106 se corrige previamente
mediante un desplazamiento ascendente de frecuencia proporcionado
por la señal 304 de compensación ideal que cancela el
desplazamiento de frecuencia Doppler negativo.
La figura 4 representa el transmisor 200 en
mayor detalle según una realización preferida de la presente
invención. El módulo 202 de corrección previa incluye un primer
sintetizador 402A de frecuencia, un segundo sintetizador 402B de
frecuencia, y un contador 404. El modulador 204 incluye un divisor
406 de frecuencia, un codificador 408 de datos y un mezclador
410.
El sintetizador 402A de frecuencia genera una
señal 210 portadora corregida previamente que tiene una frecuencia
determinada por una señal 426 de compensación Doppler. La frecuencia
de la señal 210 portadora corregida previamente está centrada en la
frecuencia portadora nominal del sistema de comunicación, y desviada
una cantidad determinada por la señal 426 de compensación Doppler.
Por ejemplo, la frecuencia portadora nominal podría ser de 5 GHz,
variando la señal de compensación Doppler entre -1 KHz y +1 KHz,
dando como resultado que la señal 210 portadora corregida
previamente tenga una frecuencia portadora de 5 GHz \pm 1 KHz. Los
expertos en la técnica reconocerán que el sintetizador 402A de
frecuencia podría implementarse usando uno cualquiera de una
variedad de sintetizadores de frecuencia ajustables conocidos en la
técnica pertinente. La elección de un sintetizador de frecuencia
particular dependerá, en parte, de los intervalos de frecuencia de
interés particulares y otras limitaciones tales como el espacio
disponible y el gasto.
El contador 404 representa preferiblemente un
contador digital bien conocido en la técnica pertinente. El
contador 404 genera una salida de N bits (señal 426 de compensación
Doppler) que empieza con un valor 424 inicial y cuenta a un ritmo
determinado por una señal 420 de reloj. De nuevo, la elección de un
contador digital particular dependerá, en parte, de las frecuencias
a las que debe operar el contador y otras limitaciones tales como
el espacio disponible y el gasto.
La señal de reloj del contador la proporciona el
segundo sintetizador 402B de frecuencia, que opera de forma similar
al sintetizador 402A de frecuencia. La frecuencia de la señal 420 de
reloj está fijada por una entrada 422 de ritmo. La entrada 422 de
ritmo varía en el tiempo, y preferiblemente se caracteriza por una
secuencia predeterminada de valores, como se describe a
continuación.
La figura 3B representa una señal 426 de
compensación Doppler de ejemplo generada por el funcionamiento
combinado del contador 404 y el sintetizador 402B de frecuencia. La
señal 426 de compensación Doppler se aproxima de manera ideal a la
señal de 304 compensación ideal. Sin embargo, se requeriría un
hardware relativamente sofisticado para generar una señal de
compensación Doppler que coincidiese exactamente con la ideal. Por
ejemplo, los valores de la señal de 304 compensación ideal podrían
almacenarse en una memoria y proporcionarse al sintetizador 402A de
frecuencia en el tiempo, en vez de usar el contador 404. Esta
implementación requeriría una memoria que pudiera suministrar datos
a un ritmo muy elevado con el fin conseguir una alta resolución.
\newpage
En una realización preferida de la presente
invención, la velocidad de reloj del contador 404 varía según la
entrada 422 de ritmo para producir una señal 426 de compensación
Doppler. La frecuencia de la señal 420 de reloj determina el ritmo
al que el contador 404 incrementa su salida de N bits (señal 426 de
compensación Doppler). Suponiendo que el valor en el que se
incrementa el contador 404 permanece constante, variar el ritmo al
que se incrementa el contador tiene el efecto de variar la pendiente
de la señal 426 de compensación Doppler, representada en la figura
3B como la pendiente 306. El aumento de la frecuencia de la señal
420 de reloj aumenta la pendiente de la señal 426 de compensación
Doppler, y viceversa con la disminución de la frecuencia de reloj.
A medida que cambia el valor de la entrada 422 de ritmo, cambia la
pendiente. Esto explica el aspecto segmentado de la señal 426 de
compensación Doppler mostrada en la figura 3B. Cada punto mostrado
en la curva corresponde a un tiempo en el que se proporciona un
nuevo valor 422 de entrada de ritmo al sintetizador 402B de
frecuencia.
Para el ejemplo mostrado en la figura 3B, la
señal 426 de compensación Doppler se genera preferiblemente fijando
el valor 424 inicial para que sea igual al punto en el que la señal
se encuentra con el eje y, y se fija la entrada 422 de ritmo para
producir la pendiente deseada. Cierto tiempo después, se actualiza
la entrada 422 de ritmo para producir la pendiente del segundo
segmento mostrado en la figura 3B. De esta manera, puede controlarse
la forma de la señal 426 de compensación Doppler para que coincida
de la manera más próxima necesaria o deseada para el sistema
particular con la forma de la señal de 304 compensación ideal.
Los expertos en la técnica reconocerán que
pueden alterarse los diversos parámetros para conseguir una mejor o
peor aproximación a lo ideal. Por ejemplo, el aumento de la
frecuencia con que se actualiza la entrada 422 de ritmo aumentará
la granularidad de la señal 426 de compensación Doppler, y permitirá
una coincidencia más próxima a lo ideal. El aumento del ritmo al
que se incrementa el reloj (con un factor a escala correspondiente
para garantizar que se mantiene la pendiente apropiada) también
proporciona una aproximación más granular. Aunque la figura 3B
representa un ritmo de actualización periódico para el valor de la
entrada 422 de ritmo, esto no es necesario. En una realización
alternativa, la entrada 422 de ritmo es aperiódica, con una
actualización más rápida durante periodos de cambio más rápido de
la señal 426 de compensación Doppler, y una actualización más lenta
durante los periodos de cambio lento. Los expertos en la técnica
reconocerán que pueden obtenerse otras ventajas de este tipo
alterando el ritmo de actualización de la entrada 422 de ritmo y la
frecuencia de la señal 420 de reloj.
La figura 5 representa una implementación
preferida del módulo 202 de corrección previa y los sintetizadores
402A y 402B de frecuencia. En el presente documento, un único
sintetizador 502 de frecuencia y los multiplicadores 504A y 504B de
frecuencia sustituyen a los sintetizadores 402A y 402B de
frecuencia. Esta implementación opera de la misma manera que se
describió anteriormente con respecto a la figura 4. El sintetizador
502 emite una señal 510 que se proporciona como entrada a cada uno
de los multiplicadores de frecuencia que entonces proporcionan las
señales 210 y 420 apropiadas. Además, se usa una memoria 506 para
suministrar la secuencia deseada de valores para la entrada 422 de
ritmo y el valor 424 inicial.
Volviendo a la figura 4, una realización de
ejemplo para el modulador 204 también está representada para un
esquema de modulación CDMA. Tal como se trató anteriormente, el
efecto Doppler tal como se aplica a una señal CDMA da como
resultado tanto efectos Doppler de frecuencia como efectos Doppler
de código. Con el fin de proporcionar una corrección previa
apropiada, deben compensarse tanto la frecuencia portadora como el
ritmo de código porque ambos están sujetos al efecto Doppler. La
realización representada en la figura 4 supone que el ritmo de
código es un múltiplo de la frecuencia portadora, que a menudo es
el caso en la práctica. Tal como se muestra, la señal 210 portadora
corregida previamente se introduce en el divisor 406 de frecuencia
que realiza la conversión necesaria de la frecuencia portadora al
ritmo de código, formando la señal 429 de reloj de codificación. El
codificador 408 de datos modula la señal 212 de datos usando la
señal 428 de reloj de codificación, dando como resultado la señal
430 de datos codificada. El mezclador 410 modula la señal 430 de
datos codificada mediante la señal 210 portadora corregida
previamente para formar la señal 214 de transmisión corregida
previamente. Obsérvese que para el caso en el que la frecuencia
portadora no es un múltiplo del ritmo de código, puede usarse una
segunda modulación de corrección previa para generar
independientemente una señal de reloj de codificación corregida
previamente.
Los expertos en la técnica reconocerán que el
modulador 204 puede adoptar muchas formas, dependiendo del esquema
de modulación particular. Además, los diferentes tipos de modulación
van a presentar diversos efectos a partir del efecto Doppler,
siendo los más comunes los efectos Doppler de frecuencia y Doppler
de código.
La siguiente parte de esta descripción describe
el procedimiento o los algoritmos usados para proporcionar los
circuitos o elementos del modulador de pasarela (GMOD), generalmente
implementados en la forma de ASIC, con actualizaciones periódicas
de la información Doppler requerida por los GMOD para corregir
previamente la transmisión de enlace directo para efectos Doppler
de frecuencia y código. También se describen los circuitos
digitales en los GMOD que procesan las actualizaciones periódicas de
la información Doppler y los efectos de punto fijo de este
procesamiento digital.
Una consideración fundamental en esta discusión
es que los efectos Doppler cambian demasiado rápido para que el
controlador de pasarela (GC) comunique en tiempo real a cada tarjeta
de modulador (MC) tras la que se sitúa una serie de GMOD (en este
ejemplo hay ocho). El GC proporcionará en su lugar a cada MC
actualizaciones periódicas de la información Doppler. Las MC
retransmiten esta información a cada GMOD que entonces calcula la
información Doppler requerida entre actualizaciones periódicas.
Los GMOD corrigen previamente la señal de enlace
directo de tal manera que la frecuencia portadora de la transmisión
desde la pasarela parece, en el satélite, no verse afectada por el
desplazamiento Doppler debido al movimiento relativo del satélite y
la pasarela. La corrección previa se efectúa mediante la rotación
compleja de la corriente de muestra I y Q en el dominio digital. En
la figura 6 se muestra el desplazamiento Doppler en función del
tiempo, que indica el resultado para un satélite que pasa
directamente por encima y para una frecuencia portadora de
transmisión de pasarela de 5,125 GHz.
El ritmo de cambio máximo del desplazamiento
Doppler se produce cuando pasa un satélite directamente por encima
y es de aproximadamente 0,1 ppm/s veces la frecuencia portadora, o
de aproximadamente 512,5 Hz/s con una portadora de 5,125 GHz. No es
factible para el GC calcular el desplazamiento Doppler y transmitir
esta información a cada MC en tiempo real. El GC proporcionará en
su lugar a cada MC información Doppler de forma periódica (por
ejemplo, una vez por segundo, u otro periodo deseado). Las MC
retransmitirán esta información a los GMOD que realizan cálculos
Doppler en tiempo real en el hardware.
La información Doppler proporcionada por el GC a
las MC es la frecuencia de rotación y el ritmo de tiempo de cambio
de la frecuencia de rotación a intervalos periódicos. Sin embargo,
de hecho, tras proporcionarse una frecuencia inicial a cada GMOD al
comienzo del primer intervalo de tiempo, sólo se usará el ritmo de
cambio de la frecuencia al comienzo de los intervalos posteriores.
La frecuencia de la rotación compleja, f_{r}, es la suma de una
frecuencia de canalización fina y la frecuencia requerida para
compensar el desplazamiento Doppler tal como se observa mediante la
relación:
en la
que
f_{can} = frecuencia de canalización fina,
f_{c} = frecuencia portadora deseada,
\nu(t) = velocidad relativa satélite a
pasarela, y
c = velocidad de la luz.
Para un \nu(t)/c pequeño, el
denominador del segundo término en la ecuación anterior puede
aproximarse a la unidad (pero NO debería aproximarse en los
cálculos reales). Por tanto, la corrección Doppler es casi igual al
desplazamiento Doppler. Sería casi igual al valor negativo del
desplazamiento Doppler si no fuera por una inversión espectral que
se produce en los convertidores ascendentes analógicos tras los
GMOD.
En la figura 7 se muestran los acumuladores de
frecuencia y fase para la corrección previa de frecuencia Doppler.
Los anchos de bit indicados son representativos. Se elegirán los
valores reales basándose en los errores de frecuencia que se
introducen por los efectos de punto fijo. La acumulación de
frecuencia se efectúa en la parte inferior del circuito. Al
comienzo del primer intervalo de 1 s, se cargará la frecuencia
inicial en un registro 702 de incremento de fase (PIR_{o}). Para
aumentar la resolución de este valor de frecuencia, se cargan bits
fraccionales adicionales de la frecuencia inicial en un registro 704
de \Delta_{PIR}. Se carga el ritmo inicial de cambio de la
frecuencia en un registro 706 de \delta_{PIR}. El valor en el
registro 702 y los bits en números enteros más significativos (MSB)
del valor en el registro 704 (en la primera etapa de tiempo, los
bits en números enteros son todos cero) se suman juntos utilizando
un elemento de suma o sumador 712 para formar el valor de
frecuencia en un registro 708 de incremento de fase (PIR). Se
determina el valor en un registro 710 de acumulación de fase (PAR)
mediante la suma, en cada ciclo del reloj de acumulación de fase,
del incremento de fase en el registro 708 usando un elemento de suma
o sumador 714. Los MSB del valor en el registro 710 se convierten
luego en el valor de fase usado por un CORDIC (no mostrado) para
rotar los canales I y Q de entrada. El CORDIC es un ordenador
digital de rotación de coordenadas. Es esencialmente un algoritmo
para calcular senos y cosenos, basado en un procedimiento que es
sencillo y eficaz para implementarse en hardware digital. Sólo se
usan los MSB del registro 710 para reducir la cantidad de hardware
requerido en el CORDIC. El número de MSB determina el nivel de
trazas de modulación de fase (PM) en la salida del CORDIC.
El valor en el registro 704 aumenta o disminuye
durante el primer intervalo de 1 s mediante la suma, en cada ciclo
del reloj de acumulación de frecuencia, del valor cargado en el
registro 706, usando un elemento de suma o sumador 716. La
velocidad de reloj de la acumulación de fase (9,8304 MHz en la
figura 7) y la acumulación de frecuencia (1,2288 MHz) no son
necesariamente iguales. Se determina un nuevo valor para el registro
708 mediante la suma del valor en el registro 702 y los MSB del
registro 704 (salida del sumador 712) a la velocidad de reloj de
acumulación de frecuencia.
Al final de un primer intervalo \deltat, se
almacena el valor del registro 708 en el registro 702, se fijan a
cero los bits en números enteros (MSB) del registro 704, y se somete
a extensión de signo el valor fraccional en el registro 704. En
otras palabras, el valor fraccional restante debe tener el mismo
signo que el valor antes de eliminarse el valor en número entero.
Se carga un nuevo valor del registro 706 desde la MC. Por tanto,
sólo la información adicional requerida generalmente por los
acumuladores de frecuencia y fase tras el primer intervalo es el
valor que va a cargarse en el registro 706, que es proporcional a la
aceleración del satélite.
Se eligen los tamaños de los registros y las
velocidades de reloj de la acumulación de frecuencia y fase tras
una consideración de los efectos de punto fijo. Si la velocidad de
reloj del acumulador de fase se indica como fp_clk y se supone un
registro de acumulador de fase de N bits, la resolución de la
frecuencia \Deltaf de la rotación compleja viene dada como:
Con fp_clk = 9,8304 MHz y N = 24, por ejemplo,
se obtiene una resolución de la frecuencia de \Deltaf = 0,5859
Hz. Aunque una resolución de la frecuencia inferior a Hz parece
bastante pequeña, se supone que la frecuencia deseada es constante
en un intervalo de 1 s y que está situada exactamente entre dos
valores de frecuencia cuantificados. Tras un intervalo \Deltat,
el error de fase integrado total \Phi_{err} en radianes debido
a la diferencia entre las frecuencias deseada y cuantificada vendrá
dado por la relación:
El uso de los valores supuestos anteriormente
con \Deltat = 2 s da \Phi_{err} = 211º. Este nivel de error
de fase es inaceptable para la técnica de cuenta Doppler (el error
de fase integrado total que surge del error de frecuencia debido a
los efectos de punto fijo en el satélite debería ser inferior a
aproximadamente 10º) que estima la desviación y la deriva lineal
del oscilador del dispositivo inalámbrico, por ejemplo un oscilador
de cristal de transmisor telefónico (TCXO). Se combinarán la
desviación y la deriva lineal de la frecuencia portadora de enlace
directo en el satélite con los valores obtenidos para el error de
frecuencia del TCXO telefónico. Sin embargo, si la pasarela está
transmitiendo a través de múltiples canales al mismo teléfono, el
error de frecuencia debido a los efectos de punto fijo (por ejemplo,
cuantificación de frecuencia) diferirá de un canal a otro.
Los GMOD corrigen previamente la señal de enlace
directo de tal manera que la sincronización de código de la
transmisión desde la pasarela parece, en el satélite, no verse
afectada por el movimiento relativo del satélite y la pasarela. El
movimiento da como resultado un retardo de la trayectoria de cambio
que conduce a un ritmo de tiempo de cambio de la sincronización de
código conocido simplemente como Doppler de código.
El tiempo se corrige previamente integrando la
velocidad relativa del satélite con respecto a la pasarela en
intervalos de tiempo \deltat (elegidos por conveniencia para que
sean de la misma duración que los intervalos de actualización de la
frecuencia) y adelantando o retrasando la sincronización en los
elementos de procesamiento de circuito de GMOD, lógicos, o ASIC en
1/8 del periodo de elementos de código (chip) PN (que es de
101,73 ns en el ejemplo anterior) siempre que aumenta o disminuye
el alcance relativo del satélite con respecto a la pasarela en una
cantidad igual a 1/8 elementos de código PN (para la tasa de
transmisión de elementos de código que se está utilizando)
multiplicado por la velocidad de la luz, es decir, (101,73
ns)(0,29979 m/ns) = 30,496 m. (El error en la posición del satélite
debido al error en las efemérides orbitales proporcionado por el
centro de mando de operaciones terrestres u otra fuente de
información o mando central varía lentamente en el tiempo y tendrá
un efecto pequeño sobre los cálculos de la velocidad del
satélite).
La corrección previa del tiempo se discretiza de
manera más aproximada que la corrección previa de frecuencia aun
cuando el Doppler de código da como resultado un ritmo de tiempo de
cambio de la sincronización de código de 20 ppm y el Doppler de
frecuencia da como resultado desplazamientos de frecuencia de 20 ppm
también. La cuantificación de la corrección previa del tiempo puede
dar como resultado un error de sincronización máximo de 1/16
elementos de código PN (en el presente documento de 50,86 ns). Este
error afecta a la determinación de la posición móvil (MPD) que se
basa en mediciones del retardo de ida y vuelta (RTD)]. Estos métodos
no requieren que se corrija previamente la sincronización usando un
tamaño de paso relativo tan fino como la corrección previa de
frecuencia en la que el mecanismo de error de MPD basado en la
cuenta Doppler es el principal impulsor en los requisitos de
precisión.
El acumulador de alcance es menos complejo que
los acumuladores de frecuencia y fase descritos anteriormente. El
acumulador integra valores constantes de velocidad en intervalos de
tiempo \deltat con el fin de obtener el alcance de módulo 30,496
m, o un periodo de 1/8 elementos de código PN cuando se expresa en
unidades de tiempo. Esto es similar al registro de acumulación de
fase que integra la frecuencia de módulo 2\pi radianes. El
circuito lógico tras el acumulador de alcance detecta una puesta a
cero (roll-over) en el registro de alcance.
Una puesta a cero indica que se requiere una corrección de la
sincronización, mientras que el signo de la velocidad determina si
la sincronización del GMOD debe adelantarse o retrasarse.
Se carga inicialmente un registro 802 de
alcance, de tamaño P, hasta la mitad de su valor terminal de
2^{P}-1. El registro se pone a cero cuando el
alcance integrado, medido en unidades de tiempo, cambia en más de
1/16 elementos de código PN, lo que se detecta por el circuito 804
lógico de detección de puesta a cero. Tras la primera corrección de
tiempo, el alcance debe cambiar en 1/8 elementos de código PN antes
de que se detecte una puesta a cero que conduce a un error de
sincronización. Un acumulador 806 integra valores constantes de
velocidad en intervalos de tiempo \deltat con el fin de obtener el
alcance de módulo periodo de 1/8 de elementos de código PN. Este
valor se suma al alcance usando un elemento de suma o sumador 808.
Los bucles de seguimiento de tiempo en los dedos de un receptor de
rastrillo en un dispositivo inalámbrico no podrán hacer un
seguimiento de los saltos instantáneos en la sincronización. Esto
conducirá a una desviación de la sincronización que disminuye la
energía de las muestra "en tiempo" y aumenta la interferencia
entre elementos de código.
La resolución del alcance, \Deltar, se expresa
mediante la relación:
Con un registro 802 de alcance (RR) de tamaño P
= 18, por ejemplo, se obtiene una resolución de alcance de 0,1 mm.
Este nivel de resolución puede parecer excesivo, aunque tiene un
impacto sobre la precisión con que puede hacerse un seguimiento del
alcance de intervalo a intervalo. Si el acumulador de alcance está
ejecutándose a un ritmo de f_{r_clk}, entonces la menor variación
distinta de cero en el alcance en un intervalo es:
El uso de \deltat = 1 s y f_{r\_clk} =
1,2288/32 MHz conduce a una variación de alcance mínimo de 4,5 m
equivalente a una variación del retardo de la trayectoria de 15 ns.
La variación de alcance mínimo puede volverse bastante grande
incluso para una resolución de alcance \Deltar pequeña (de varios
mm).
Aunque se han descrito anteriormente diversas
realizaciones de la presente invención, debe entenderse que se
presentan a modo de ejemplo únicamente y no de limitación. Por
tanto, la amplitud y el alcance de la presente invención no deben
estar limitados por ninguna de las realizaciones de ejemplo
descritas anteriormente, sino que sólo deben definirse según las
siguientes reivindicaciones.
Claims (4)
1. Un aparato para la corrección de frecuencia
en un sistema (100) de comunicaciones inalámbricas, en el que las
transmisiones dentro del sistema experimentan un efecto Doppler,
comprendiendo el aparato:
(i) un contador (404) acoplado a una primera
entrada (424) para generar una señal (426) de compensación Doppler,
teniendo dicho contador (404) una entrada de reloj;
(ii) un primer sintetizador (402a) de frecuencia
acoplado a dicho contador para generar una señal (210) portadora,
oscilando dicha señal portadora a un ritmo que responde a dicha
primera entrada (424); y
(iii) un segundo sintetizador (402B) de
frecuencia acoplado a dicha entrada de reloj para generar una señal
(420) de reloj que oscila a un ritmo que responde a una entrada
(422) de ritmo;
en el que dicha entrada (422) de ritmo se ajusta
en el tiempo según una secuencia predeterminada de modo que dicha
señal (426) de compensación Doppler compensa dicho efecto
Doppler.
2. Un sistema para transmisiones de corrección
de frecuencia entre transceptores primero y segundo en un sistema
de comunicaciones inalámbricas para minimizar los efectos de
frecuencia Doppler, que comprende:
(i) medios (404) de compensación Doppler
acoplados a una primera entrada (424) para generar una señal (424)
de compensación Doppler; y
(ii) medios (402A) de generación de portadora en
el primer transceptor acoplados a dichos medios (404) de
compensación Doppler para generar una señal (210) portadora,
oscilando dicha señal portadora a un ritmo que responde a dicha
primera entrada (426); y
(iii) medios (402B) de generación de reloj
acoplados a una entrada de reloj de dichos medios (404) de
compensación Doppler para generar una señal (420) de reloj que
oscila a un ritmo que responde a un ritmo predeterminado; y
(iv) medios (422) de entrada de ritmo acoplados
a dichos medios (402B) de generación de reloj y que pueden
ajustarse en el tiempo según una secuencia predeterminada de modo
que dicha señal de compensación Doppler compensa dicho efecto
Doppler.
3. El sistema según la reivindicación 2, en el
que el sistema de comunicaciones inalámbricas comprende un sistema
de comunicaciones por satélite que incluye una pasarela terrestre
que incorpora el primer transceptor, un satélite que incorpora el
segundo transceptor, y un terminal de usuario.
4. Un procedimiento para la corrección de
frecuencia de efectos Doppler en un sistema de comunicaciones
inalámbricas, que comprende:
(i) generar una señal (420) de reloj que oscila
a un ritmo que responde a una entrada (422) de ritmo; y
(ii) generar una señal (426) de compensación
Doppler que responde a una primera entrada (424) y dicha señal
(420) de reloj; y
(iii) generar una señal (210) portadora
oscilando dicha señal portadora a un ritmo que responde a dicha
primera entrada (424); y
(iv) ajustar dicha entrada (422) de ritmo en el
tiempo según una secuencia predeterminada de modo que dicha señal
(426) de compensación Doppler compensa dicho efecto Doppler.
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| US151773P | 1999-08-31 | ||
| US651820 | 2000-08-30 | ||
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| Country | Link |
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| US (1) | US6965753B1 (es) |
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| CN (1) | CN1188962C (es) |
| AT (1) | ATE373900T1 (es) |
| AU (1) | AU7472500A (es) |
| CA (1) | CA2383452C (es) |
| DE (1) | DE60036482T2 (es) |
| ES (1) | ES2292471T3 (es) |
| HK (1) | HK1049745B (es) |
| WO (1) | WO2001017129A1 (es) |
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-
2000
- 2000-08-30 AT AT00963290T patent/ATE373900T1/de not_active IP Right Cessation
- 2000-08-30 US US09/651,820 patent/US6965753B1/en not_active Expired - Fee Related
- 2000-08-30 EP EP00963290A patent/EP1208657B1/en not_active Expired - Lifetime
- 2000-08-30 AU AU74725/00A patent/AU7472500A/en not_active Abandoned
- 2000-08-30 CA CA002383452A patent/CA2383452C/en not_active Expired - Fee Related
- 2000-08-30 CN CNB008152586A patent/CN1188962C/zh not_active Expired - Fee Related
- 2000-08-30 DE DE60036482T patent/DE60036482T2/de not_active Expired - Lifetime
- 2000-08-30 WO PCT/US2000/023945 patent/WO2001017129A1/en not_active Ceased
- 2000-08-30 ES ES00963290T patent/ES2292471T3/es not_active Expired - Lifetime
- 2000-08-30 HK HK03101708.8A patent/HK1049745B/zh not_active IP Right Cessation
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| US6965753B1 (en) | 2005-11-15 |
| EP1208657A1 (en) | 2002-05-29 |
| WO2001017129A1 (en) | 2001-03-08 |
| HK1049745B (zh) | 2005-09-09 |
| DE60036482T2 (de) | 2008-06-12 |
| CN1188962C (zh) | 2005-02-09 |
| HK1049745A1 (en) | 2003-05-23 |
| CN1387706A (zh) | 2002-12-25 |
| EP1208657B1 (en) | 2007-09-19 |
| DE60036482D1 (de) | 2007-10-31 |
| CA2383452C (en) | 2009-02-17 |
| ATE373900T1 (de) | 2007-10-15 |
| CA2383452A1 (en) | 2001-03-08 |
| AU7472500A (en) | 2001-03-26 |
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