ES2293910T3 - Aparato de transferencia de cargas y su procedimiento de utilizacion. - Google Patents
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Abstract
Un procedimiento de transferencia de carga eléctrica entre un dispositivo de almacenamiento de carga (25) y un primer terminal de alimentación (11) que tiene una pluralidad de primeros nodos, comprendiendo dicho procedimiento: intercambiar carga entre el dispositivo de almacenamiento de carga (25) y un primer nodo de los primeros nodos de la pluralidad de primeros nodos a través de una sección inductiva (22, 26); cuando una carga predeterminada ha sido intercambiada entre el dispositivo de almacenamiento de carga (25) y el primer nodo de los primeros nodos, el procedimiento incluye generar una señal de control que causa una conmutación eléctrica del primer nodo de los primeros nodos a un segundo nodo de los primeros nodos de la pluralidad de primeros nodos; después intercambiar carga entre el dispositivo de almacenamiento de carga y el segundo nodo de los primeros nodos a través de la sección inductiva; intercambiar carga entre el dispositivo de almacenamiento de carga (25) y un primer nodode los segundos nodos de una pluralidad de segundos nodos de un segundo terminal de alimentación (12) a través de la sección inductiva (22, 26); cuando una carga predeterminada ha sido intercambiada entre el dispositivo de almacenamiento de carga (25) y el primer nodo de los segundos nodos, generar una segunda señal de control que causa una conmutación eléctrica del primer nodo de los segundos nodos a un segundo nodo de los segundos nodos de la pluralidad de segundos nodos; intercambiar carga entre el dispositivo de almacenamiento de carga y el segundo nodo de los segundos nodos a través de la sección inductiva (22, 26); estando el procedimiento caracterizado por alternar el intercambio de carga entre el dispositivo de almacenamiento de carga (25) y el primer terminal de alimentación (11) con el intercambio de carga entre el dispositivo de almacenamiento de carga y el segundo terminal de alimentación (12).
Description
Aparato de transferencia de carga y su
procedimiento de utilización.
La presente invención se refiere en general al
ámbito de la conversión de energía eléctrica y, más particularmente,
a un aparato de transferencia de carga y un procedimiento para
conversión de energía de corriente alterna a corriente alterna (CA
a CA), rectificación de corriente alterna a corriente continua (CA a
CC), inversión de CC a CA, conversión de energía de CC a CC, y
control del voltamperios reactivos (VAR). Aunque la invención está
sujeta a una amplia gama de aplicaciones, es especialmente apropiada
para uso en sistemas de distribución y transmisión de energía en
empresas eléctricas, aplicaciones industriales, comerciales y
marinas.
El aparato estándar de rectificación de CA a CC
que usa dispositivos no lineales, por ejemplo, puentes de diodos o
tiristores, causa armónicos y potencia reactiva en una alimentación
de CA trifásica que proporciona energía eléctrica al aparato. Los
armónicos y la potencia reactiva están causados por la carga
desigual de las fases de entrada. Es decir, se extrae corriente de
la fase cuando el voltaje de fase de CA de entrada es mayor que el
voltaje de CC de salida, y no se extrae corriente de una fase cuando
el voltaje de fase de CA de entrada es menor que el voltaje de CC
de salida.
Con la proliferación de accionamientos por
motores de velocidad variable y alimentaciones de reserva, que
requieren típicamente una conversión de CA a CC y luego de CC a CA
para obtener el voltaje y la frecuencia deseados del motor de CA,
surge distorsión adicional de la forma de onda de la alimentación de
CA. A medida que se deteriora la forma de onda de la alimentación,
como la red de las empresas eléctricas, un generador en una
embarcación marina, pueden producirse malfuncionamientos en los
equipos que dependen de una fuente "limpia" de energía para un
funcionamiento correcto.
Por lo tanto, existe una necesidad de un aparato
de conversión de energía, y por lo tanto un procedimiento, que
reduzca la distorsión de la forma de onda de la alimentación de
CA.
El documento "A Review of
Soft-Switched DC-AC Converters",
de Bellar M D y col., IEEE Transactions on Industry Applications,
IEEE Inc., Nueva York, EE.UU., vol. 34, nº 4, julio de 1998
(1998-07), páginas 847-860, desvela
un convertidor de CC a CA paralelo resonante en serie.
El documento US 4.096.557 describe un
dispositivo bilateral para transformar una potencia polifásica de CA
a potencia controlable de CA o CC, o para realizar esta
transformación a la inversa, mediante el uso de un enlace único de
alta frecuencia que comprende circuitos resonantes en serie. Un
convertidor de subida de ciclo transforma la potencia de baja
frecuencia entrante en frecuencias sustancialmente más altas del
orden de kilohercios directamente y sin la interposición de un
enlace de CC, y de este modo sin los filtros de paso bajo asociados
al mismo. El enlace de alta frecuencia incluye circuitos resonantes
en serie que facilitan la conmutación de corriente natural de
elementos de elementos de conmutación electrónica, como
rectificadores controlados. La energía se transforma del enlace de
alta frecuencia a un circuito de salida de frecuencia más baja por
medio de un convertidor de bajada de ciclo, como es sabido en la
técnica. De nuevo, no se usa enlace de CC para el procedimiento. El
circuito de salida de baja frecuencia referido anteriormente puede
funcionar a frecuencia nula y por lo tanto alimentar una carga de
CC.
El documento US 5.270.914 describe un aparato y
un procedimiento para un sistema de control mejorado para un
convertidor resonante en serie que incluye un condensador y un
inductor con una primera y una segunda matrices de conmutación que
conectan el circuito resonante en serie a la fuente y la carga
respectivamente. Un controlador selecciona una combinación de
interruptores para transferir potencia entre la fuente y la carga
usando una forma de onda resonante de medio ciclo de segmento único
que produce un voltaje final en el condensador dentro de un límite
preseleccionado.
El documento US 3.982.167 describe un sistema
que incluye un cicloconvertidor de entrada que activa un tanque
resonante de alta frecuencia desde una fuente de voltaje de baja
frecuencia suministrado a través de un reactor, con o sin un
cicloconvertidor de salida, un circuito de control de
cicloconvertidor de entrada y un procedimiento que controla
independientemente la potencia real y la reactiva o la potencia real
y el factor de potencia de entrada. Se controlan las componentes en
fase y en cuadratura de la corriente de la línea de entrada así
como el voltaje del tanque, y para las aplicaciones principales una
implementación más sencilla tiene una gama limitada de
configuraciones de ángulo de desfase cercano a 0º y a +90º. La
técnica de control de corriente tiene las ventajas de respuesta
rápida y simplicidad.
La presente invención, que tiende a ocuparse de
esta necesidad, reside en un aparato de transferencia de carga
resonante (RCTA, y un procedimiento de intercambio de carga
resonante diferencia y secuencial (DSCI) para el mismo. El RCTA y
el procedimiento DSCI descritos en este documento proporcionan
ventajas sobre el aparato de conversión de energía conocido porque
reduce la distorsión de la forma de onda de la alimentación de CA,
entre otras cosas.
El RCTA reduce este problema extrayendo carga de
todas las fases de una fuente polifásica en relación a la relación
de la corriente de las fases de entrada. Esto produce potencia libre
de armónicos, extrae potencia con factor de potencia unidad, y no
introduce potencia reactiva en la alimentación de CA.
Además, como el RCTA puede ser bidireccional,
puede inyectar corriente libre de armónicos a la frecuencia
fundamental dentro de la alimentación de CA polifásica así como
sintetizar una forma de onda de corriente sinusoidal con una
frecuencia y fase deseadas.
En términos generales, el RCTA funciona en dos
ciclos. Primero, se extrae una carga deseada de cada fase de una
alimentación para cargar un dispositivo de almacenamiento de
energía. Segundo, la carga del dispositivo de almacenamiento de
energía es descargada a través de la salida del RCTA. A través de
muchos ciclos de funcionamiento por segundo, el RCTA puede extraer
carga de la alimentación e inyectar la carga a través de la salida
del RCTA para construir una forma de onda de salida deseada.
Estas transferencias de cargas pueden
proporcionar o no una transferencia neta de energía a o desde el
terminal de entrada. Con intercambios de carga repetidos, puede
producirse un flujo de potencia neto y controlado desde un terminal
de entrada hasta un terminal de salida; o el intercambio de carga
repetido puede proporcionar potencia reactiva controlada de una
alimentación de CA.
La potencia aplicada al RCTA puede ser CA
polifásica o CC. La forma de onda de salida producida puede ser CA
polifásica que tenga un voltaje y frecuencia deseados o CC que tenga
un nivel de voltaje y polaridad deseados. La conversión puede ser
de CA a CA o CC, y de CC a CA o CC.
Para el control de flujo de potencia, el
intercambio de carga se produce, en la mayoría de las aplicaciones,
por un intercambio de carga entre la alimentación y el dispositivo
de almacenamiento de carga seguido de un intercambio de carga entre
el dispositivo de almacenamiento de carga y la salida. Sin embargo,
puede llevarse a cabo un flujo de potencia directo entre el
terminal de entrada y el terminal de salida.
Controlando el procedimiento de intercambio de
carga, puede extraerse corriente de un terminal o inyectarse dentro
de un terminal; y, si se promedia con un filtro de paso bajo,
producir flujo de corriente prácticamente libre de fluctuación.
Una ventaja de esta invención es que puede
utilizar tiristores de alta potencia que funcionan en un modo de
autoconmutación o conmutación natural. De este modo, no requiere
abrir interruptores, como los inversores moduladores de anchura de
impulso (PWM) que usan transistores bipolares de puerta aislada o
dispositivos de desconexión de puerta. Por consiguiente, no se
requiere un circuito para controlar la apertura de
interruptores.
La invención puede usar tiristores
convencionales, que han estado en uso durante aproximadamente 30
años. A diferencia de muchos circuitos electrónicos de potencia
convencionales, los componentes eléctricos de potencia utilizados
en la presente invención están disponibles y no tienen que ser
desarrollados. Además, estos dispositivos tienen la gama de voltaje
más alta, la gama de corriente más alta, y una de las caídas de
voltaje directo más bajas de cualquier interruptor electrónico de
potencia. Estos dispositivos también tienen bajas pérdidas, son
económicos, y están disponibles tanto con gamas de alto voltaje como
de alta intensidad. Por lo tanto, el RCTA puede ser ampliado con la
tecnología actual para aplicaciones de alta potencia y alto
voltaje.
Hay muchas aplicaciones para el RCTA y el
procedimiento DSCI. Por ejemplo, el RCTA puede utilizarse en un
convertidor de CA a CA con transferencia de potencia produciéndose
sin el típico enlace de CC intermedio. También puede utilizarse
como rectificador de CA a CC, inversor de CC a CA, convertidor de CC
a CC, convertidor multipuerto, compensador de armónicos,
compensador de VAR, y transformador electrónico.
Una característica del RCTA es la conversión
libre de armónicos de energía de CA polifásica a CA polifásica o
CC. Esto se logra extrayendo carga de todas las fases en relación a
la relación de la corriente de las fases de entrada cargando de
manera diferencial el dispositivo de almacenamiento de carga desde
dos fases de entrada, seguido de la sustitución de una de las dos
fases por una tercera fase (denominado "intercambio de carga
resonante diferencial y secuencial (DSCI)").
Realizar la carga a intervalos controlados carga
la alimentación de CA polifásica al nivel de potencia deseado en
cualquier parte del ciclo de CA. Cargar uniformemente la
alimentación de CA polifásica mantiene una potencia equilibrada y
constante. Mediante carga controlada, puede extraerse corriente de
la entrada que está en fase con el voltaje de entrada, así la
potencia de entrada tiene un factor de potencia unidad. Esto elimina
la necesidad de correcciones de ángulo de desfase o condensadores
VAR en la entrada el RCTA. Esta técnica no está restringida a un
sistema de energía de CA trifásica, sino que puede extenderse a
cualquier sistema polifásico.
Mediante la descarga controlada, el convertidor
de CA a CA puede sintetizar la frecuencia y la fase de salida.
Además, el convertidor de CA a CA puede
transferir energía de la alimentación de CA a un terminal de CA que
tenga su frecuencia y su fase determinadas por otra alimentación de
CA, como un generador. La carga inyectada puede estar en fase con
el voltaje de la otra alimentación de CA para transferir potencia de
CA real. O la carga inyectada puede contener una fracción de carga
que está desfasada con el voltaje de la otra alimentación de CA, de
manera que la transferencia de potencia contenga potencia reactiva.
Este modo de funcionamiento permite transferencia controlada de
potencia de una alimentación de CA a otra alimentación de CA que
tenga diferente fase, voltaje y frecuencia.
Una aplicación del convertidor de CA a CA es la
operación controlada de transferencia de potencia entre sistemas de
voltajes diferentes. Esto permite flujo de potencia controlado a un
sistema que puede experimentar inestabilidad de voltaje, fase y
frecuencia. Por ejemplo, el convertidor de CA a CA puede usarse en
la red de empresas eléctricas como controlador pasarela para
controlar el flujo de potencia deseado. El controlador pasarela
puede controlar el flujo de potencia a través de una línea de
transmisión de CA y limitar el flujo de potencia dentro del límite
térmico de las líneas de transmisión. El controlador pasarela
también puede usarse para transferir potencia de un sistema de
potencia de CA regional a un sistema de potencia de CA contiguo.
Esto podría sustituir la utilización de enlace de CC entre las
redes regionales del este, del oeste, la de Texas, la mejicana y la
canadiense.
En otra aplicación, el controlador pasarela
puede controlar el flujo de potencia para amortiguar la
inestabilidad subarmónica de la red de CA regional.
Otra aplicación del convertidor de CA a CA es
convertir la frecuencia de la alimentación de CA a una frecuencia
de salida diferente. Esta característica tiene muchas aplicaciones,
siendo una para el uso de accionamientos por motor de velocidad
variable. El convertidor de CA a CA puede controlar dinámicamente el
voltaje, la frecuencia, la fase, la potencia real, y la potencia
reactiva del motor a partir de una base continua sobre un intervalo
especificado. Como el convertidor de CA a CA puede ser controlado
para flujo de potencia bidireccional, el motor también puede ser
controlado para frenado dinámico para funcionamiento total de cuatro
cuadrantes.
En otra aplicación, con un transformador
monofásico insertado en el ciclo de carga o de descarga, el RCTA
puede ser un transformador electrónico con regulación de voltaje de
salida, cambio de frecuencia, y capacidades de control de fase. La
entrada y la salida pueden ser de CC o CA.
El transformador monofásico proporciona un
cambio de relación de voltaje de entrada a voltaje de salida sobre
un gran intervalo mayor que el convertidor de potencia de CA a CA
descrito previamente. El transformador monofásico puede usarse para
elevar o reducir el voltaje de entrada. Además, el transformador
monofásico puede usarse para obtener aislamiento galvánico total
entre la entrada y la salida. Como el transformador monofásico está
situado en la sección de alta frecuencia del convertidor
electrónico, puede reducirse el tamaño del núcleo magnético.
Además, un transformador de CA típico está
energizado todo el tiempo independientemente del factor de carga,
reduciendo significativamente la eficiencia con cargas bajas y
medias. En la presente invención, la eficiencia es relativamente
constante porque el núcleo del transformador sólo está energizado
cuando se requiere potencia producida.
El transformador puede ser parte del circuito de
carga, insertado entre los interruptores de entrada y el
dispositivo de almacenamiento de carga, o parte del circuito de
descarga, insertado entre el dispositivo de almacenamiento de carga
y los interruptores de salida.
La inserción de un transformador monofásico
permite que el RCTA sea utilizado como transformador electrónico
regulado. Cuando tiene que reducirse el voltaje de una alimentación
de CA para una instalación, el transformador electrónico no sólo
realiza la transformación de voltaje, la regulación del voltaje de
salida y la neutralización de VAR, sino que también actúa como
disyuntor electrónico, eliminando la necesidad de conmutador
mecánico.
Otra aplicación para el transformador
electrónico es como interfaz entre una alimentación de CA y la red
de CA. La potencia puede ser reducida del voltaje del generador al
voltaje de transmisión. Como el generador no tiene que funcionar a
la frecuencia de la potencia de la red de CA, se obtiene una
flexibilidad mucho mayor. Por ejemplo, la alimentación puede ser
una turbina, un generador de energía eólica, o una planta de energía
hidroeléctrica. Es bien sabido que una fracción significativamente
más alta de la potencia puede ser capturada tanto para la planta de
energía eólica como la hidroeléctrica si el generador no es forzado
a funcionar con una frecuencia constante.
Otras formas de realización adicionales del
transformador electrónico es una configuración reductora de CA a CC
para procedimientos industriales de CC, y una elevación de CA a CC
de la salida de un generador de CA a CC para transmisión directa de
CC.
Usando la técnica DSCI para rectificación de
potencia de CA a CC, puede regularse totalmente la producción de
potencia para producir una salida muy regulada con mínima
fluctuación de voltaje de salida de CC. La energía en el
dispositivo de almacenamiento de carga se descarga de manera
resonante dentro del terminal de salida de CC.
En una realización preferida, se aplica una
alimentación de CA trifásica al terminal de entrada del RCTA y se
genera una salida de CC que es positiva, negativa o bipolar. A
diferencia de la técnica de puente rectificador estándar, no se
requiere aislamiento del transformador para un sistema puesto a
tierra. Además, varios módulos de rectificación pueden accionarse
en paralelo con control total de producción de potencia
individual.
Una característica del rectificador de CA a CC
es que la polaridad de salida puede accionarse a lo largo de un
gran intervalo de voltaje de CC con inversión de polaridad casi
instantánea. A diferencia del procedimiento de rectificación
estándar, donde el voltaje de salida está limitado a un valor máximo
que depende del voltaje de entrada de CA, para esta invención puede
potenciarse significativamente la salida, estando limitada sólo por
la selección de los componentes activos y pasivos. La capacidad de
elevación implica que, para muchas operaciones, pueden usarse
voltajes estándar eliminando transformadores, y también puede
mantenerse una salida constante incluso con una dispersión
significativa de la alimentación de CA. La dispersión puede ser del
orden de un ciclo o a lo largo de un periodo de tiempo
prolongado.
Son posibles varios modos de regulaciones de
voltaje, por ejemplo, pero no limitadas a las siguientes:
a. Modulación por densidad de impulsos,
incrementando o disminuyendo el número de ciclos de carga y descarga
por un intervalo de tiempo seleccionado.
b. Regulación de voltaje residual del
dispositivo de almacenamiento de carga, típicamente controlado como
parte del ciclo de descarga del dispositivo de almacenamiento de
carga.
c. Control de la energía de carga del
dispositivo de almacenamiento de carga durante el ciclo de
carga.
d. Control de la energía de descarga del
dispositivo de almacenamiento de carga durante el ciclo de
descarga.
Una característica importante de todas las
opciones de regulación es que la mayoría de la regulación no
requiere abrir interruptores y entra en la categoría de operación
de "conmutación suave".
El RCTA también puede ser utilizado en un
inversor de CC a CA invirtiendo la operación de CA a CC. El inversor
de CC a CA conserva todos los beneficios que han sido ofrecidos
anteriormente para el convertidor de CA a CC.
El inversor de CC a CA puede sintetizar una
alimentación de CA con una amplitud de voltaje controlada,
frecuencia constante o variable, y ángulo de desfase seleccionado.
O puede transferirse energía desde la alimentación de CC a un
terminal de CA que tiene su frecuencia y fase determinadas por una
alimentación de CA. El inversor de CC a CA puede entregar
simultáneamente no sólo la potencia real, con la corriente inyectada
estando en fase con el voltaje, sino también generar
simultáneamente potencia reactiva con la corriente adelantada o
retrasada respecto a la forma de onda del voltaje de CA.
Una aplicación que saca partido de los modos
duales de rectificación de CA a CC e inversión de CC a CA es el
almacenamiento de energía en una batería. La energía puede extraerse
de la entrada de CA durante la disponibilidad de potencia de CA en
una red eléctrica, y la energía almacenada puede devolverse a la red
de CA cuando se requiera potencia.
Otra aplicación es para uso con motores de
velocidad variable. La operación de CC a CA puede suministrar tanto
la demanda de potencia real como reactiva del motor. La operación de
CA a CC sería aplicable durante el frenado dinámico controlado con
el inversor entregando la potencia real a la alimentación de CC.
El RCTA puede usarse para conectar más de dos
terminales de alimentación al dispositivo de almacenamiento de
carga para formar un inversor multipuerto. Todos estos puertos
pueden ser configurados para que tengan flujo de potencia
bidireccional y los puertos pueden ser combinaciones de CA o CC,
permitiendo la transferencia de carga o energía eléctrica desde
cualquiera de los puertos a cualquier otro puerto. Integrado en tal
inversor multipuerto puede estar un transformador. Esto permitiría
la conexión de terminales de alimentación que están a diferentes
niveles de voltaje. El inversor multipuerto tiene un gran número de
aplicaciones prácticas. Pueden usarse dos buses de potencia de CA
para proporcionar una alimentación redundante. O puede combinarse
una configuración similar de tres puertos con un dispositivo de
almacenamiento de carga para producir una alimentación
ininterrumpible.
El RCTA puede utilizarse como controlador
estático de voltamperios reactivos (VAR), compensador de armónicos,
regulador de voltaje, o controlador de oscilación.
La presente invención proporciona un
procedimiento y un aparato según las reivindicaciones 1 y 14,
respectivamente. En las reivindicaciones subordinadas se definen
realizaciones preferidas.
La Fig. 1 es un esquema eléctrico de un
convertidor de potencia con cambiador de frecuencia y capacidad de
flujo de potencia bidireccional;
la Fig. 2 es un gráfico de una forma de onda
tópica de intercambio de carga del convertidor de potencia, mostrado
en la Fig. 1, que funciona a factor de potencia de entrada y salida
unidad;
la Fig. 3 es un gráfico de otra forma de onda
típica de intercambio de carga del convertidor, mostrado en la Fig.
1, que funciona a factor de potencia de entrada unidad y que
suministra potencia reactiva y elevación de voltaje;
la Fig. 4 es un esquema eléctrico de la
arquitectura básica de un convertidor de CC a CC con capacidad de
flujo de potencia bidireccional;
la Fig. 5 es un diagrama de bloques de un
convertidor multipuerto con entradas de CA y CC y salidas de CA y
CC;
la Fig. 6 es un esquema eléctrico de otra
realización de un convertidor de potencia con funcionamiento
simultáneo de entrada y salida;
la Fig. 7 es un esquema eléctrico de un
compensador de VAR dinámico;
la Fig. 8 es un gráfico de una forma de onda
típica de intercambio de carga del compensador de VAR dinámico,
mostrado en la Fig. 7, con dos ciclos de funcionamiento;
la Fig. 9 es un esquema eléctrico de un
transformador electrónico que combina control de frecuencia con
transformación de voltaje;
la Fig. 10 es un esquema eléctrico de
transformador electrónico con funcionamiento simultáneo de entrada y
salida;
la Fig. 11 es un esquema eléctrico de
convertidor de potencia que usa tres condensadores;
la Fig. 12 es un gráfico de los voltajes de
condensador y las corrientes de carga para el convertidor de
potencia que usa tres condensadores, mostrado en la Fig. 11, para
un procedimiento de carga típico;
la Fig. 13 es un gráfico de varios ciclos de las
entradas de voltaje y corriente para el convertidor de potencia
mostrado en la Fig. 11;
la Fig. 14 es un gráfico del voltaje de salida a
lo largo de varios ciclos de CA del convertidor de potencia
mostrado en la Fig. 11;
la Fig. 15 muestra los voltajes de condensador y
las corrientes de carga para el convertidor de potencia con tres
condensadores, mostrado en la Fig. 11, para un procedimiento de
carga típico con un voltaje residual en los condensadores;
la Fig. 16 es un esquema eléctrico de otra
realización más de un convertidor de potencia con tres
condensadores;
la Fig. 17 es un gráfico de un conjunto de
curvas paramétricas de funcionamiento del flujo de potencia real
como función del ángulo de desfase de voltaje residual para el
convertidor de potencia con tres condensadores mostrado en las
Figs. 11 y 16;
la Fig. 18 es un gráfico de un conjunto de
curvas paramétricas de funcionamiento del flujo de potencia reactiva
como función del ángulo de desfase de voltaje residual para el
convertidor de potencia con tres condensadores mostrado en las
Figs. 11 y 16;
la Fig. 19 es un gráfico de un conjunto de
curvas paramétricas de funcionamiento para el control de flujo de
potencia de entrada dada la potencia reactiva como función del
ángulo de flujo de potencia real para el convertidor de potencia
con tres condensadores mostrado en las Figs. 11 y 16;
la Fig. 20 es un gráfico de un conjunto de
curvas paramétricas de funcionamiento para el control de flujo de
potencia de salida dada la potencia reactiva como función del ángulo
de flujo de potencia real para el convertidor de potencia con tres
condensadores mostrado en las Figs. 11 y 16;
la Fig. 21 es un esquema eléctrico de la
arquitectura básica de una sección de salida del convertidor de
potencia con el añadido de inductores de conmutación para reducir
la tasa de cambio de corriente de los interruptores de
conmutación.
La Fig. ilustra un esquema eléctrico de una
realización del RTCA empleado como convertidor de potencia de CA a
CA 5 con cambiador de frecuencia y capacidad de flujo de potencia
bidireccional. El convertidor de potencia de CA a CA ejemplifica la
estructura y funcionamiento básicos del RCTA y el procedimiento DSCI
y se describirá en primer lugar. Hay varias realizaciones del RCTA
y el procedimiento DSCI, pero la estructura y funcionamiento básico
de cada una es igual o similar.
\newpage
El convertidor de CA a CA puede estar conectado
directamente a la red de CA sin el uso de un transformador. Esto
eliminará las pérdidas del transformador y los requisitos de coste,
volumen y peso de un transformador. Obviamente, puede usarse un
transformador si un aparato específico está diseñado y construido
para requerir un voltaje de entrada diferente.
El convertidor de CA a CA 5 comprende un
terminal de entrada trifásico 11 para recibir una alimentación de
CA trifásica, un filtro de entrada de paso bajo trifásico 10, una
sección de interruptores de entrada 20, una sección inductiva de
entrada 22, un dispositivo de almacenamiento de carga 25, una
sección inductiva de salida 26, una sección de interruptores de
salida 30, un filtro de salida de paso bajo trifásico 40, y un
terminal de salida trifásico 12 para suministrar un voltaje de
salida.
El filtro de entrada 10 reduce la fluctuación de
corriente hasta un valor insignificante. Además, el filtrado de
altas frecuencias reduce los valores tanto del condensador del
filtro como del inductor. El filtro de entrada 10 comprende
inductores Lfi1, Lfi2 y Lfi3 y condensadores Cfi3/1, Cfi2/1 y Cfi2/3
en una configuración "L-C" o "triángulo".
También podría usarse una configuración en estrella. Con una
frecuencia de conmutación de aproximadamente 2000 Hz, se selecciona
una frecuencia de corte de aproximadamente 600 Hz para el filtro de
entrada de paso bajo.
La sección de interruptores de entrada 20
controla la carga del dispositivo de almacenamiento de carga 25
desde las fases de la alimentación trifásica. La sección de
interruptores de entrada 20 comprende seis interruptores de entrada
(Si1p, Si1n, Si2p, Si2n, Si3p y Si3n), dos interruptores de
polaridad opuesta para cada fase de entrada. Los interruptores de
entrada pueden ser tiristores convencionales.
La sección inductiva de entrada 22 es una parte
de un circuito de carga resonante formado con el dispositivo de
almacenamiento de carga 25. La sección inductiva de entrada 22
incluye dos inductores acoplados La1 y La2. La1 está acoplado en
serie entre los tres interruptores de entrada positivos (Si1p, Si2p
y Si3p) y el dispositivo de almacenamiento de carga 25; y La2 está
acoplado en serie entre los tres interruptores de entrada negativos
(Si1n, Si2n y Si3n) y el dispositivo de almacenamiento de carga 25.
Sólo puede usarse un inductor de carga pero, por simetría, se
muestran dos.
El dispositivo de almacenamiento de carga 25
almacena la carga procedente de las fases de entrada y descarga la
carga almacenada al terminal de salida 12. En esta realización, el
dispositivo de almacenamiento de carga 25 incluye un condensador Co
acoplado en serie con inductores La1 y La2.
La sección inductiva de salida 26 es una parte
de un circuito de descarga resonante formado con el dispositivo de
almacenamiento de carga 25. La sección inductiva de salida 26
incluye dos inductores acoplados Lb1 y Lb2. Sólo puede usarse un
inductor de descarga pero, por simetría, se muestran dos.
La sección de interruptores de salida 30
controla la descarga del condensador Co. La sección de interruptores
de salida 20 comprende seis interruptores de salida (So1p, So1n,
So2p, So2n, So3p y So3n), dos interruptores de polaridad opuesta
para cada fase de salida. Los interruptores de salida pueden ser
tiristores convencionales.
Lb1 está acoplado en serie entre el dispositivo
de almacenamiento de carga 25 y los tres interruptores de salida
positivos (So1p, So2p y So3p); y La2 está acoplado en serie entre el
dispositivo de almacenamiento de carga 25 y los tres interruptores
de salida negativos (So1n, So2n y So3n).
El filtro de salida 40 suaviza cualquier
fluctuación, produciendo una salida de CA trifásica casi libre de
armónicos. El filtro de salida 40 comprende inductores Lfo1, Lfo2 y
Lfo3 y condensadores Cfa3/1, Cfa2/1, Cfa2/3, Cfb3/1, Dfb2/1 y
Cfb2/3 acoplados en una configuración
"C-L-C" o "Pi". Si se ha
escogido una configuración de filtro de entrada en "Pi", el
circuito tendría simetría perfecta.
Para demostrar los principios subyacentes a la
operación DSCI y la característica de autoconmutación, a
continuación se describe la teoría matemática para operación de
factor de potencia de entrada y salida unidad.
Los voltajes de las fases de entrada y salida
pueden definirse de la siguiente manera:
donde V_{o} es el voltaje máximo
de fase de entrada; \omega_{i} es la frecuencia de la
alimentación de CA; V_{i1}, V_{i2} y V_{i3} son los voltajes
de fases de entrada de las fases de entrada 1, 2 y 3,
respectivamente; V_{ou} es el voltaje máximo de fase de salida;
\omega_{ou} es la frecuencia del voltaje de salida; y V_{o1},
V_{o2} y V_{o3} son los voltajes de fase de salida de las fases
de salida 1, 2 y 3,
respectivamente.
Los voltajes instantáneos de fases de entrada se
ordenan como, |V_{ii}| \geq |V_{ij}| \geq
|V_{ik}|, y dos de los tres voltajes de entrada de fase a
fase se definen como V_{a} =
|V_{ii}-V_{ij}| y V_{b} =
|V_{ii}-V_{ik}|, donde i, j y k pueden ser
la fase 1, 2 ó 3.
Para cargar el condensador Co y obtener
autoconmutación de los tiristores, en t'=t_{0}, los tiristores que
corresponden a los voltajes de fase de valor absoluto más alto y
más bajo, es decir, las fases de entrada "i" y "k", se
activan. De este modo, el voltaje diferencial V_{b} se aplica a
través del condensador Co con los inductores La1 y La2 en serie.
V_{b} se aplica hasta que el tiristor asociado con el voltaje de
fase de valor absoluto medio, es decir, la fase de entrada "j",
se active en t'=t_{1}.
La corriente de carga y el voltaje del
condensador para t_{0}'<t'<t_{1}' son (suponiendo que
t_{0}' es cero por conveniencia matemática),
donde
En t'=t_{1}', el tiristor de fase "j" se
activa para conectar el voltaje diferencial de V_{a} a través del
condensador 25. Además, aplicar V_{ij} al extremo opuesto del
tiristor asociado con la fase "k" hace que el tiristor de fase
"k" anule su autoconmutación.
En t'=t_{2}', cuando el condensador Co está
totalmente cargado al voltaje diferencial de
V_{c}(t_{2}'), la corriente de carga se hace cero y se
completa el procedimiento de carga. El voltaje y la corriente entre
t_{1}'>t'>t_{2}' está dado por las ecuaciones (5) y
(6).
donde
Las cargas extraídas de las fases "k" y
"j" están dadas por,
Para extraer potencia libre de armónicos de la
entrada, la relación de la carga extraída de cada fase de entrada
debe ser igual a la relación del valor absoluto de las corrientes de
las fases de entrada. Como Q_{i}=-(Q_{j}+Q_{k}), t_{1}' se
selecciona de manera que la relación de la carga extraída de las dos
fases "j" y "k" sea la misma relación que el valor
absoluto de las corrientes "j" y "k" de las fases de
entrada. Se deduce que la carga correcta también se extrae de la
fase de entrada "i". Para factor de potencia de entrada unidad,
la relación de corriente es idéntica a la relación de voltaje de
las fases de entrada. Se deduce que,
Resolviendo la ecuación (12), existe un único
valor para el tiempo t_{1}' para cada ángulo de fase de entrada
(\omega_{i}t). Los valores de t_{1}' pueden ser calculados y
almacenados en una tabla y ser leídos por un controlador que activa
los tiristores en el momento apropiado según el ángulo de desfase de
entrada.
Para factor de potencia de salida unidad, la
operación de descarga es la inversa de la operación de carga
descrita anteriormente. Es decir, los tiristores de salida que
corresponden a los dos voltajes de salida de valor absoluto más
alto se activan primero, y luego se activa el tiristor que
corresponde al voltaje de salida de valor absoluto más bajo de
manera que la relación de la carga inyectada dentro de las fases de
entrada sea igual a la relación de las corrientes de las fases de
salida.
A continuación se describirá la operación del
ciclo de carga descrito anteriormente con un ejemplo particular que
usa el convertidor de potencia de CA a CA mostrado en la Fig. 1. En
este ejemplo, se extrae potencia a factor de potencia unidad, así
las relaciones de voltajes de fases de entrada son iguales a las
relaciones de corrientes de fases de entrada. Para una fácil
comprensión, se usarán los voltajes de fases de entrada en vez de
las corrientes de fases de entrada para describir la
conmutación.
Se selecciona un ángulo de desfase de entrada de
80 grados eléctricos. Para una entrada de CA trifásica de 480
voltios (V), 60 hercios (Hz), los voltajes de fase son V_{i1}=386,
V_{i2}=-252 V, y V_{i3}=-134 V (véanse las ecuaciones
1a-1c).
El procedimiento de carga se inicia en
t'=t_{0}' activando Si1p (el tiristor que corresponde al voltaje
de fase de valor absoluto más alto) y Si3n (el tiristor que
corresponde al voltaje de fase de valor absoluto más bajo). De este
modo, el voltaje de fase a fase de V_{b}=520 V se aplica a través
de la entrada de los inductores La1 y La2. El voltaje inicial en el
condensador Co es 0 V (véase la ecuación 3b), y la corriente de
carga Ici a través del condensador empieza como una onda seno tal
como se muestra en la Fig. 2 (véase la ecuación 3a). La corriente
I1i de la fase de entrada 1 es la misma que la corriente de carga
Ici, y la corriente I3i de la fase de entrada 3 es la opuesta de
I1i para la primera parte del ciclo de carga.
En t'=t_{1}', se activa el tiristor Si2n (el
tiristor que corresponde al voltaje de fase de valor absoluto
medio). El voltaje de la fase de entrada 2 de -252 V invierte la
polarización de Si3n para anular su autoconmutación. Esto termina
el procedimiento de carga desde la fase de entrada 3.
Para la segunda parte del ciclo de carga, el
voltaje de entrada diferencial es V_{a}=638 V. Como la corriente
de carga Ici a través de los inductores y el voltaje a través del
condensador Vc no pueden cambiar instantáneamente, Ici y Vc no
cambian cuando se activa el tiristor Si2n. La transferencia de carga
continúa y concluye cuando el condensador Co alcanza el voltaje
máximo y la corriente de carga a través del condensador se hace
cero. Los tiristores conductores Si1p y Si2n anulan su
autoconmutación en este punto.
Usando la ecuación (12), y con Co=200 \muF y
La1+La2=50 \muH, el tiristor Si2n se activa en t_{1}'=136
\mus y se desconecta en t_{2}'=334 \mus. Tal como se muestra
en la Fig. 2, la corriente extraída de la fase de entrada positiva
1 es la suma de las dos fases de entrada negativas 3 y 2 y de
polaridad opuesta. El tiempo de activación t_{1}' se seleccionó
de manera que la relación de la carga extraída de las fases 2 y 3
es directamente proporcional a los voltajes de fases de entrada de
las fases 2 y 3. Esto también produce el resultado de que la
energía extraída de la entrada es proporcional al cuadrado del
voltaje de entrada.
A continuación se describirá la operación de
descarga. En este ejemplo, la potencia de salida es a factor de
potencia unidad, por lo tanto las relaciones de voltajes de fases de
salida son iguales a las relaciones de corrientes de fases de
salida. Para una fácil comprensión, se usarán los voltajes de fases
de salida en vez de las corrientes de fases de salida para
describir la conmutación.
Con la frecuencia de salida y la amplitud de
voltaje definidas como f_{ou} y V_{ou}, pueden determinarse los
requisitos de voltaje de salida. Por ejemplo, con un ángulo de
desfase de salida de 170 grados eléctricos, los tres requisitos de
voltaje de fase de salida son V_{o1}=68 V, V_{o2}=300 V, y
V_{o3}=-368 V (véanse las ecuaciones 2a-2c).
El ciclo de descarga comienza después del ciclo
de carga como se muestra en la Fig. 2. Primero se descargan los dos
voltajes de fase de valor absoluto más alto. Haciendo referencia a
la Fig. 1, So2p y So3n se activan en t_{3}'=335 \mus. De este
modo todo el voltaje del condensador Co se conecta a través de las
fases de salida 2 y 3.
La corriente de descarga Ico comienza como onda
seno y se altera en t_{4}' cuando el tiristor So1p se activa para
conectar el extremo positivo del condensador Co al voltaje de fase
de valor absoluto más bajo, es decir, la fase 1. Como el voltaje en
la fase de salida 1 es inferior al voltaje en la fase de salida 2,
el tiristor So2p anula su autoconmutación y la descarga continúa en
las fases de salida 1 y 3. Para que la relación de las cargas
inyectadas en las fases 2 y 1 sea directamente proporcional a los
voltajes de fases de salida de las fases de salida 2 y 1,
t_{4}'=579 \mus en este
ejemplo.
ejemplo.
Cuando el voltaje en Co decae a cero en t_{5},
se activa un interruptor de circulación libre Swo 29 para impedir
la recarga inversa de Co. La energía residual almacenada en los
inductores de salida Lb1 y Lb2 se aplica así a través de las fases
de salida 3 y 1. Además, cuando la corriente a través del inductor
de salida se hace cero, los tiristores So1p, So3n, y Swo se
autoconmutan y comienza el siguiente ciclo de carga.
En el ejemplo anterior, se selecciona la
activación del tiristor de salida So1p para obtener un factor de
potencia de salida equilibrado, libre de armónicos y unidad con la
distribución de energía requerida. Este es un caso especial y no es
típico, porque la mayoría de las cargas extraen potencia reactiva y
el convertidor de potencia debe suministrarla. Además, el requisito
de voltaje de salida puede ser mayor que el requisito de voltaje de
entrada, lo cual requiere que el condensador Co sea cargado a un
voltaje más alto.
La operación para suministrar potencia reactiva
y elevar el voltaje se describe en el siguiente ejemplo con
referencia a la Fig. 3. Como las relaciones de voltajes de fases de
salida no son iguales a las relaciones de corrientes de fases de
salida para el caso de salida de potencia reactiva, se usarán
corrientes de línea para describir la conmutación
El procedimiento de carga es similar al ejemplo
previo, porque sólo se extraen componentes de potencia real. Sin
embargo, un voltaje inicial residual del condensador proporciona la
elevación de voltaje. Como el voltaje residual del condensador es
-100 v y no cero, la activación del tiristor Si2n se desplaza
ligeramente de t_{1}'=136 \mus a t_{1}'=134 \mus.
Con un voltaje de salida gobernado por las
ecuaciones (2a) a (2c), y la corriente de salida adelantada al
voltaje de salida en 30 grados eléctricos (\pi/6), el requisito de
corriente de fase de salida es el siguiente:
Las corrientes de fase se ordenan como
|I_{o2}|>|I_{o3}|>|i_{o1}|. Como la fase de
salida 2 tiene el requisito de corriente de valor absoluto más alto
y es positiva, el tiristor So2p permanece activado durante toda la
descarga, y So1n y So3n comparten el periodo de descarga.
Esta es una secuencia de conmutación de descarga
diferente del ejemplo anterior debido al requisito de potencia
reactiva. En el ejemplo previo, So3p permaneció activado durante
todo el periodo de descarga, y So1n y So2n compartieron el periodo
de descarga.
Otra diferencia es que el condensador Co empieza
con un voltaje de -100 V. Este voltaje residual controlado, que
queda de la descarga previa, elevará la energía de entrada,
incrementando por lo tanto la producción de potencia.
Otra diferencia más es que el voltaje máximo en
Co se incrementa hasta 1294 V desde 1194 V, estando definida la
diferencia por el valor inicial negativo del voltaje residual del
condensador. Esto tiene como resultado un incremento de la energía
producida de aproximadamente el 18%. Operando a una frecuencia
constante del convertidor, la producción de potencia se incrementa
el mismo factor.
Además de suministrar potencia reactiva, el
requisito de voltaje de salida se incrementa el 10% hasta una
salida de fase a fase de 528 V rms. Por lo tanto, puede transferirse
potencia de una red de voltaje más bajo a una red de voltaje más
alto, en este caso de 480 V a 528 V.
El tiristor So2p se activa en t_{3}'=360
\mus. Como el tiristor So3n tiene el valor de voltaje más
negativo, también se activa en t_{3}'. En t_{4}'=578 \mus se
activa So1n. Este momento se selecciona porque es el momento en que
la relación de la carga extraída de las fases de salida 1 y 3 es
igual a la relación de las corrientes de salida en las fases 1 y 3.
Como el voltaje en la fase de salida 1 (68 V) es mayor que el
voltaje en la fase de salida 3 (-368 V), el tiristor So3n anula su
autoconmutación.
En t_{5}'=704 \mus, el condensador Co es
recargado a -100 V. Como este es el voltaje residual seleccionado
para la siguiente carga, un interruptor de circulación libre 29 Swo
se activa para fijar el voltaje del condensador e impedir la
recarga adicional del condensador. Para la operación de voltaje
residual negativo tiene que añadirse un diodo aditivo entre Co y
Swo para impedir que Co se recargue a través de Swo.
Además, cuando se activa el conmutador Swo, la
energía residual en los inductores de descarga Lb1 y Lb2 se
transfiere a la salida. La corriente de de circulación libre se hace
cero en t_{6}'=760 \mus y los tiristores Swo, So1n y So2n anula
su autoconmutación. Esto concluye el ciclo de descarga y permite que
el siguiente ciclo de carga comience con la misma condición inicial
que en el ciclo previo, concretamente con un voltaje residual de
-100 V.
El control del voltaje residual tiene muchas
implicaciones. El voltaje residual podría haber sido reducido o
incrementado activando el conmutador de de circulación libre Swo
antes o después. Esto implica que la producción de energía por
ciclo puede disminuirse o incrementarse.
En segundo lugar, con el control del voltaje
residual, puede transferirse energía de una alimentación de voltaje
más bajo a un terminal de voltaje más alto. Esta operación de modo
de elevación puede, en principio, permitir una elevación de voltaje
a cualquier nivel. En la práctica, la relación de transformación
estará limitada por las gamas de voltaje de tiristores y
condensadores. Sin embargo, un convertidor de potencia diseñado para
un voltaje particular puede funcionar con una alimentación de
entrada decreciente y entregar potencia de salida nominal sin
sobrecargar los componentes eléctricos. El convertidor de potencia
también puede funcionar con un voltaje residual positivo. Esto
reducirá la producción de energía por ciclo y hará funcionar el
convertidor de potencia a una frecuencia suficiente para limitar el
nivel de armónicos durante la demanda de potencia producida más
baja.
En tercer lugar, los requisitos de potencia de
salida real y reactiva son totalmente controlables. Para el mismo
ángulo de desfase de voltaje de salida, la corriente de salida
inyectada puede estar completamente en fase con el voltaje de
salida, totalmente adelantada o retrasada respecto al voltaje de
salida en 90 grados eléctricos, o estar en cualquier ángulo
intermedio. Sin embargo, a medida que el ángulo de desfase se
incrementa, así debe hacerlo el voltaje residual mínimo. Por
último, cuando la diferencia de ángulo de desfase se hace 90 grados
exactos, el voltaje residual será el mismo que el voltaje inicial
pero de polaridad opuesta ya que no está siendo transferida energía
neta.
Con un segundo interruptor de circulación libre
21 Swor, el convertidor de potencia puede funcionar como convertidor
de potencia bidireccional. Cuando la potencia circula de izquierda
a derecha, el condensador Co se carga positivamente. A la inversa,
cuando la potencia circula de derecha a izquierda, el condensador Co
se carga negativamente.
El interruptor Swi puede usarse en la operación
de carga con interruptores de entrada de apertura para flujo de
potencia de izquierda a derecha, mientras que Swir se usa con
interruptores de apertura con flujo de potencia de derecha a
izquierda.
A partir de los ejemplos anteriores, puede
desarrollarse un procedimiento generalizado de intercambio de carga
y conmutación que proporcione autoconmutación de los interruptores.
El procedimiento generalizado del ciclo de carga para un ángulo de
desfase de entrada dado es el siguiente:
- 1)
- Activar el tiristor de entrada (i) que corresponde a la corriente de fase de entrada que tiene el valor absoluto más alto y (ii) de la misma polaridad que la corriente de fase de entrada que tiene el valor absoluto más alto.
- 2)
- De las dos fases de entrada restantes, activar el tiristor de entrada (i) de polaridad opuesta al tiristor de entrada activado en la etapa 1 y (ii) (a) si la polaridad opuesta es positiva, que corresponde a la fase de salida que tiene el valor de voltaje menos positivo, o (b) si la polaridad opuesta es negativa, que corresponde a la fase de salida que tiene el valor de voltaje menos negativo.
- 3)
- Activar el otro tiristor de entrada de las dos fases de entrada restantes (i) que sea de polaridad opuesta al tiristor de entrada activado en la etapa 1 (ii) en un momento tal que la relación de la carga extraída de las dos fases de entrada restantes sea igual a la relación de las corrientes de entrada de las dos fases de entrada restantes.
El procedimiento generalizado del ciclo de
descarga para un ángulo de desfase de salida dado es el
siguiente:
- 1)
- Activar el tiristor de salida (i) que corresponde a la corriente de fase de salida que tiene el valor absoluto más alto y (ii) de la misma polaridad que la corriente de fase de salida que tiene el valor absoluto más alto.
- 2)
- De las dos fases de salida restantes, activar el tiristor de salida (i) de polaridad opuesta al tiristor de salida activado en la etapa 1 y (ii) (a) si la polaridad opuesta es positiva, que corresponde a la fase de salida que tiene el valor de voltaje más positivo, o (b) si la polaridad opuesta es negativa, que corresponde a la fase de salida que tiene el valor de voltaje más negativo.
- 3)
- Activar el otro tiristor de salida de las dos fases de salida restantes (i) que sea de polaridad opuesta al tiristor de salida activado en la etapa 1 (ii) en un momento tal que la relación de la carga inyectada dentro de las dos fases de salida restantes sea igual a la relación de las corrientes de salida de las dos fases de salida restantes.
- 4)
- Activar el interruptor de circulación libre cuando el voltaje del condensador alcance un voltaje residual predeterminado.
\vskip1.000000\baselineskip
El RCTA puede utilizarse como rectificador de CA
a CC. La salida de la Fig. 1 puede controlarse de manera que el
voltaje y las corrientes para dos de las fases de salida sean
equivalentes entre sí pero de polaridad opuesta.
Por ejemplo, para un ángulo de desfase de salida
de 60 grados eléctricos, los voltajes de fases de salida son
V_{o1}=+0,87 V_{ou}, V_{o2}=0,0 V, y V_{o3}=-0,87 V_{ou}
(véanse las ecuaciones 2). El funcionamiento continuado a este
ángulo de desfase de salida produce una salida de CC, porque se
inyecta carga positiva dentro de la primera fase de salida, no se
inyecta carga dentro de la segunda fase de salida, y carga negativa
dentro de la tercera fase de salida. Como no se está inyectando
energía o carga dentro de la segunda fase, puede omitirse y la
salida es en una configuración de dos terminales. Se deduce que el
voltaje entre las fase de salida 1 y la fase de salida 3 puede
mantenerse a un voltaje constante y por lo tanto representa una
alimentación de CC.
Como no hay conexiones galvánicas entre la
entrada y la salida, cualquiera de los terminales positivo o
negativo puede ser referenciado a tierra, de manera que podemos
tener una alimentación de CC positiva y negativa. No poner a tierra
ninguno de los dos terminales producirá una alimentación de CC
completamente aislada.
El procedimiento de descarga de CC es un
subconjunto del procedimiento de descarga de CA y comprende, para
el ejemplo anterior, activar los tiristores So1p y So3n al principio
del ciclo de descarga. En cuanto el condensador Co alcanza su
voltaje residual seleccionado, el interruptor de circulación libre
Swo se activa en cuanto a la operación de salida de CA. Esto
detendrá la recarga del condensador Co y la transferencia de la
energía residual almacenada en los inductores de carga de salida
Lb1 y Lb2 a las fases de salida 1 y 3. A medida que la corriente de
salida se hace cero, los tres tiristores Sop1, Son3 y Swo invierten
la polarización y anulan su autoconmutación.
Los interruptores restantes So1n, So2p, So2n y
So3p no se usan y pueden eliminarse del circuito de la Fig. 1. Para
funcionamiento bidireccional, se requieren los dos tiristores So1n y
So3p.
El voltaje de salida de CC máximo típico es
aproximadamente el 60% de la media cuadrática (RMS) del voltaje de
entrada de CA sin funcionamiento en modo de elevación. Con
funcionamiento en modo de elevación, el voltaje de salida puede
subirse con control de voltaje residual. Además, la fase de salida
puede cambiarse 180 grados eléctricos de un ciclo de descarga al
siguiente, produciendo una inversión total de polaridad de CC.
Este rectificador libre de armónicos tiene un
factor de potencia unidad. Si se extrae potencia de un generador de
inducción, puede controlarse el ciclo de carga para extraer potencia
reactiva, proporcionando la corriente de excitación requerida, o
puede mejorarse el factor de potencia para una alimentación.
Hacer funcionar el rectificador de CA a CC en la
dirección inversa producirá un inversor de CC a CA con capacidad
tanto de modo de elevación como de control de potencia reactiva en
el lado de CA.
El procedimiento de carga de CC es un
subconjunto de la operación del procedimiento de carga de CA.
Suponiendo un ángulo de desfase de entrada de CA de 60 grados
eléctricos, los voltajes de fase son V_{i1}=+0,87V_{o},
V_{i2}=0,0, y V_{i3}=-o,87V_{o} (véanse las ecuaciones 1).
Para un factor de potencia unidad, no se extrae carga de la fase 2
y el voltaje de entrada V_{a} es 1,73 V_{o}. El procedimiento de
carga se inicia activando los tiristores de entrada S_{i1p} y
S_{i3n} en t'=0. El procedimiento de carga prosigue de acuerdo
con las ecuaciones 3a y 3b, sustituyendo V_{b} por el valor 1,73
V_{o}. El procedimiento de carga continúa hasta que la corriente
de carga se hace cero en t_{2}'=\pi/\omega_{o}. Según la
ecuación 3b, el voltaje máximo del condensador se hace el doble que
el voltaje de entrada entre las fases de entrada
1 y 3.
1 y 3.
Puede obtenerse la misma condición de carga si
la alimentación de CA trifásica se sustituye por una alimentación
de CC de V_{DC} que tenga el idéntico voltaje de entrada de 1,73
V_{o}. El terminal de CC positivo está acoplado a la entrada de
Si1p y el terminal negativo a Si3n.
Como no se usan otros tiristores en el
procedimiento de carga, los cuatro tiristores de entrada restantes
pueden eliminarse. Sin embargo, para funcionamiento bidireccional se
requieren los tiristores S_{i1n} y S_{i3p}.
El circuito de la Fig. 1 también puede usarse
como convertidor de CC a CC. El procedimiento de carga de CC es
idéntico al procedimiento de carga del rectificador de CC a CA, y el
procedimiento de descarga de CC es idéntico al procedimiento de
descarga del rectificador de CA a CC.
La Fig. 4 ilustra la arquitectura básica de un
convertidor de CC a CC que tiene capacidades bidireccionales. La
alimentación de CC se aplica al terminal de entrada de CC 50, que
está acoplado a una sección de interruptores de entrada 54 por
medio de un filtro de entrada 52. Los inductores de carga La1 y La2,
el condensador 25, los inductores de salida Lb1 y Lb2, y los
interruptores de circulación libre 21 y 29 no se cambian. Una
sección de interruptores de salida 56 y el filtro de salida 57 son
idénticos a la sección de interruptores de entrada 54 y el filtro
de entrada 52.
Los tiristores Si1n, Si2p, Swor, So1n, y So2p
pueden eliminarse si sólo se requiere flujo de potencia
unidireccional. Además, si los terminales negativos para la entrada
y la salida pueden ser referenciados al mismo potencial, pueden
eliminarse todos los componentes adicionales y la parte inferior del
circuito, simplificando así en gran medida el circuito.
Las caídas de voltaje directo a través de dos
interruptores constituyen las principales pérdidas para le capacidad
mínima regulada de CC a CC. La operación no requiere apertura de
los interruptores, y pueden usarse tiristores con operación de
"conmutación suave" y autoconmutación.
Se aplican las mismas reglas de control para
este convertidor de CC a CC que para el control del convertidor de
CA a CA. La potencia puede controlarse tanto mediante la frecuencia
del inversor como el voltaje residual. Operando con un voltaje
residual, la potencia puede transferirse de una fuente de CC de
voltaje más bajo a una salida de CC más alta. Sustituir cualquiera
de los inductores de carga de entrada o de salida con un
transformador monofásico, como se describirá en una sección
posterior, permitirá una transferencia de potencia de CC con una
gran elevación o reducción de voltaje. La relación de voltaje está
determinada por la relación de transformación del transformador y
la capacidad reguladora adicional del inversor.
En el convertidor de potencia de la Fig. 1, una
sección de entrada (filtro de entrada 10 e interruptor de entrada
20) y una sección de salida (interruptor de salida 30 y filtro de
salida 40) están acopladas al dispositivo de almacenamiento de
carga 25. Con los dos interruptores de circulación libre 21 y 29,
ambas secciones pueden usarse como una entrada o una salida. Su
función puede conmutarse de un ciclo al siguiente.
El dispositivo de almacenamiento de carga 25,
los interruptores de circulación libre 21 y 29, la sección inductiva
de entrada 22, y la sección inductiva de salida 26 forman una
sección central 33. El número de inductores puede reducirse de
cuatro a uno colocando un único inductor en serie con el condensador
Co, produciendo el mismo periodo de carga y descarga resonante.
Pueden realizarse más de dos conexiones a la
sección central 33 para crear entradas, salidas o secciones
bidireccionales adicionales. La Fig. 5 ilustra un convertidor
multipuerto que tiene tres terminales de CA 62, 64 y 66 conectados
a la sección central 33 a través de tres secciones de conmutadores
de entrada/salida 20 y filtros de entrada/salida 10 idénticos.
Además, dos terminales de CC 50 y 59, para conectar una alimentación
de CC y una carga de CC, pueden estar acoplados con la sección
central 33 por medio de filtros de entrada/salida 52 y 57 y
secciones de conmutadores de entrada/salida 54 y 56.
Esta configuración permite el uso de múltiples
alimentaciones y cargas. Puede extraerse potencia de múltiples
alimentaciones de manera de entrelazado temporal, o puede
transferirse potencia de una alimentación a la siguiente,
lentamente o de un ciclo de carga al siguiente. Como el convertidor
multipuerto puede hacerse funcionar tanto con alimentaciones y
cargas de CC como de CA, el convertidor multipuerto proporciona
máxima flexibilidad de funcionamiento.
La Figura 6 es un esquema eléctrico de un
convertidor de potencia que utiliza un procedimiento de intercambio
de carga simultáneo diferencial y secuencial. Este circuito está
configurado como convertidor de potencia de CA a CA, sin embargo,
el circuito puede configurarse igualmente para rectificación de CA a
CCA, inversión de CC a CA, y conversión directa de CC a CC.
El funcionamiento de este circuito difiere del
funcionamiento del circuito de la Fig. 1 en que se transfiere
energía directamente de la entrada a la salida en vez de
transferirse primero de la entrada a un condensador y, en una
operación secuencial, del condensador a la salida.
El circuito usa los mismos interruptores de
entrada (Si1pu, Si2pu, Si3pu, Si1nl, Si2nl, Si3nl), interruptores
de salida (So1pu, So2pu, So3pu, So1nl, So2nl, So3nl) y operación de
conmutación, que los descritos en relación con el circuito de la
Fig. 1, para un flujo de corriente en sentido horario (CW). Sin
embargo, un segundo conjunto de interruptores de entrada (Si1nu,
Si2nu, Si3nu, Si1pl, Si2pl, Si3pl) e interruptores de salida
(So1nu, So2nu, So3nu, So1pl, So2pl, So3pl) permiten un control de
flujo de corriente en sentido antihorario (CCW).
En el funcionamiento CW, una fase positiva es
conmutada con uno de los tiristores de Si1pu, Si2pu, o Si3pu al
terminal de entrada intermedio Piu, mientras que el terminal de
salida intermedio superior Pou es conmutado con uno de los
tiristores de So1pu, So2pu, o So3pu a una de las fases de salida.
Para completar el circuito, el terminal de salida intermedio
inferior Pol está conectado a través de uno de los tiristores de
retorno de So1nl, So2nl, o So3nl a otra fase de salida, mientras
que uno de los tiristores Si1nl, Si2nl, o Si3nl está conectado a
una segunda fase de las fases de entrada al terminal de entrada
intermedio inferior Pil. Esto completa un circuito a través del
condensador en serie Csu y el inductor Lb1 que forman un circuito
resonante en serie. El segundo condensador Csl y el segundo
inductor Lb2 son opcionales, pero se han añadido para formar un
circuito simétrico y, en algunas aplicaciones, tiene otros
beneficios, como aislamiento adicional.
La selección de los dos primeros tiristores de
entrada y los dos primeros tiristores de salida es idéntica a la
del circuito de la Fig. 1 para las operaciones de carga y descarga
respectivas.
Con la polaridad de los dos condensadores Csu y
Csl mostrada, una corriente en sentido horario, aumentará una
corriente en sentido horario que extrae energía de las dos fases de
entrada conectadas y que la deposita directamente dentro de las dos
fases de salida conectadas. Cuando se ha extraído suficiente
corriente de una de las fases de entrada, la tercera fase de
entrada se conecta a través del interruptor de entrada seleccionado
y continúa el procedimiento de carga.
Igualmente, si se ha inyectado la carga deseada
dentro de una de las fases de salida, se conecta la tercera fase de
salida y el procedimiento de carga continúa. La conmutación del
tercer interruptor de entrada puede ocurrir antes o después de la
conmutación del tercer interruptor de salida y depende de los
ángulos de desfase de entrada y salida. A medida que continúa el
procedimiento de carga en sentido horario, la polaridad de los
condensadores se invierte tal como se muestra y se detiene la
transferencia de carga. La transferencia de carga es una función
del voltaje inicial del condensador, y se deduce que la
transferencia de carga y energía por ciclo puede controlarse con la
amplitud de voltaje.
Si el voltaje de salida es más bajo que el
voltaje de entrada, la teoría básica y los proyectos de modelado
indican que la amplitud final del voltaje del condensador es más
alta. Para controlar este incremento de voltaje, se activa el
interruptor de circulación libre Sofwc, deteniendo cualquier recarga
adicional y transfiriendo la energía restante del inductor a la
salida. En cuanto la corriente se hace cero, los tres interruptores
restantes anulan su autoconmutación. Los interruptores de entrada se
desconectan cuando se activa Sofwc.
Si el voltaje de salida es más alto que la
entrada, el voltaje final del condensador es más bajo si se permite
que se complete el procedimiento. Para mantener la misma amplitud de
voltaje en el condensador para la operación subsiguiente, se activa
el interruptor de elevación Siqcc, antes de que la corriente del
inductor se haga cero. Esto terminará la descarga de salida
adicional, pero si se activa en el momento correcto, tendrá como
resultado la carga de los condensadores hasta el valor deseado. Los
interruptores Sofwc y Siqcc permiten el control del voltaje del
condensador y con él el flujo de potencia.
Con la corriente detenida y la polaridad del
condensador invertida, el funcionamiento CCW se inicia activando
uno de los interruptores seleccionados de Si1nu, Si2nu, o Si3nu para
el terminal de entrada intermedio superior Piu; So1nu, So2nu, o
So3nu para el terminal de salida intermedio superior Pou; So1pl,
So2pl, o So3pl para el terminal de salida intermedio inferior Pol;
y Si1pl, Si2pl, o Sio3nu para el terminal de entrada intermedio
inferior Pil. Los dos tiristores Sofwcc y Siqcc realizan control de
circulación libre y voltaje en el funcionamiento en sentido
antihorario.
Para la misma condición que la descrita para la
Fig. 2, con un ángulo de desfase de entrada de 80 y un ángulo de
desfase de salida de 170 grados eléctricos, los voltajes
instantáneos de entrada y salida para una alimentación de 480 V de
CA son V_{i1}=386 V, V_{i2}=-252 V, V_{i3}=-134 V,
Vo_{u1}=68 V, V_{ou2}=300 V, y V_{ou3}=-368 V. Usando la
misma metodología que la descrita previamente, los interruptores
Si1pu, Si3nl, So2pu, So3nl se activan para comenzar la secuencia
CW. La corriente circula de la fase de entrada positiva 1 a la fase
de salida positiva 2 con el retorno de la fase de salida negativa 3
a la fase de entrada negativa 3.
Con el mismo periodo resonante definido por el
condensador y los inductores, el tiristor Si2nl se activa a
aproximadamente 136 \mus, desconectando el tiristor Si3nl. A
aproximadamente 300 \mus dentro de la descarga, el tiristor de
salida positiva So1np se activa para desconectar el tiristor
So2pu.
Como a estos ángulos de desfase el voltaje de
entrada es más alto que el voltaje de salida
(|V_{i1}|>|V_{ou3}|), el interruptor de circulación
libre Sofwc se activa deteniendo la recarga de los dos
condensadores. En este punto, los tiristores de entrada se
desconectan. A aproximadamente 334 \mus dentro de la duración de
transferencia de energía, la corriente de salida se hace cero y los
interruptores restantes se desconectan. Esto concluye el
funcionamiento CW.
El funcionamiento CCW tiene la extracción de
energía de la entrada y la entrega de energía a la salida idénticas
y usa la polaridad opuesta del tiristor para cada conexión de fase.
En este procedimiento, la corriente es CCw y la polaridad del
condensador se carga a su estado original.
La operación cíclica permite un factor de
trabajo de transferencia de potencia cercano al 100%. Tanto la
frecuencia de funcionamiento como el voltaje del condensador
controlan la producción de potencia. Como el voltaje puede ser
controlado a lo largo de grandes intervalos, la producción por ciclo
sólo está limitada por la limitación de voltaje y corriente de los
componentes activos y pasivos. Este circuito permite un
funcionamiento de alta frecuencia del inversor independiente de la
producción de potencia, ya que la potencia puede ser controlada en
su totalidad por la sección del voltaje del condensador. Esto tiene
la ventaja de mantener una baja frecuencia de fluctuación tanto en
la entrada como en la salida, cuando la producción de potencia
requerida es baja. Esta baja frecuencia de fluctuación puede
mantenerse a potencia de salida cero, con el sistema manteniendo el
voltaje requerido en el filtro de salida transfiriendo sólo la
potencia reactiva requerida.
Comparando este circuito con el del circuito
compensador de VAR dinámico (DVC) de la Fig. 7 descrito más
adelante, este circuito puede hacerse funcionar como DVC sin usar
los tiristores de salida. Una ampliación obvia es permitir que el
sistema controle no sólo la potencia producida sino que además
controle totalmente la potencia de entrada reactiva.
Bajo la operación de carga ilustrada en la Fig.
2, el convertidor de potencia de CA a CA genera una corriente
sinusoidal en fase con el voltaje de fase de salida. Bajo la
operación de carga ilustrada en la Fig. 3, la transferencia de
carga es de manera que una componente de la corriente de salida está
en fase con el voltaje de salida (potencia real), y una segunda
componente de la corriente de salida está desfasada con el voltaje
de salida (potencia reactiva).
Las componentes de la corriente pueden cambiarse
en relación con el voltaje de fase de salida de CA. En general,
bajo el control de modernos microprocesadores y dispositivos lógicos
programables, puede construirse cualquier forma de onda de
corriente de salida repetitiva dentro de la resolución de
reconstrucción del convertidor de potencia de CA a CA.
La forma de onda de corriente más general que
puede construirse está dada por la serie de Fourier para la primera
corriente de fase de salida:
Las otras dos fases están definidas por la misma
ecuación, pero desplazadas 120 y 240 grados eléctricos,
respectivamente. El conjunto de las tres corrientes de fase
proporciona, en cualquier punto de la fase de salida
(\omega_{ou}t), el requisito de transferencia de carga de las
tres fases de salida.
Por lo tanto, el convertidor de potencia de CA a
CA puede configurarse para la transferencia de potencia real con
B_{1} igual a cero, y como compensador de VAR con A_{1} igual a
cero.
El RCTA puede configurarse como compensador de
armónicos, neutralizando los armónicos de la línea generados por
las otras cargas del sistema. Tal compensador de armónicos puede
configurarse de varias maneras. Por ejemplo, el compensador de
armónicos puede tener el terminal de entrada conectado a una
alimentación, o cualquier otro dispositivo de almacenamiento de
energía, y el terminal de salida acoplado con un sistema de
alimentación de CA que tenga armónicos que necesiten ser
corregidos. El sistema de corrección de armónicos suministraría la
fluctuación de energía armónica neta durante el ciclo de CA. Además,
la corriente armónica puede extraerse simultáneamente con la
potencia de entrada.
El RCTA también puede utilizarse como
compensador de VAR dinámico (DVC). Un DVC es un compensador de VAR
con la capacidad de responder a un cambio en la demanda de potencia
reactiva o VAR en una fracción de un ciclo de CA. El DVC puede
conmutar el flujo de potencia reactiva de totalmente adelantado a
totalmente retrasado en menos de un décimo de ciclo de la
alimentación de CA. Esta velocidad permite el uso del DVC como
compensador de VAR para control de oscilación, regulación de
voltaje, y compensación de VAR estándar.
El DVC se acciona a una frecuencia interna
significativamente más alta que la frecuencia de línea de CA. En
conjunción con un pequeño filtro de corte de baja frecuencia, la
corriente extraída por el DVC está libre de armónicos, cumpliendo
todos los requisitos tanto de la norma IEEE 519-1992
como de la IEC 555-2.
El funcionamiento del circuito realiza
"conmutación suave" y autoconmutación de tiristores, sin
requisito de apertura de interruptores y un requisito de dI/dt
relativamente bajo. El requisito de dI/dt bajo es importante porque
permite el uso de rectificadores controlados de silicio (SCR)
estándar con capacidades tanto de alto voltaje como de alta
potencia. Tales dispositivos existen y han estado en uso desde 1970
en la industria de las empresas eléctricas para transmisión de CC
de alto voltaje y otras aplicaciones. La disponibilidad de
tiristores de alto voltaje y alta potencia permite el uso de
topología de DVC no sólo para aplicaciones industriales sino para
aplicaciones de empresas eléctricas de alto voltaje de múltiples
megavatios.
Además, el SCR es con diferencia el dispositivo
de electrónica de potencia de coste más bajo, tiene las pérdidas
por conducción más bajas, y puede ponerse en serie fácilmente para
producir interruptores para funcionamiento con megavoltios. La
activación de tales montajes de interruptores ha sido totalmente
desarrollada para activación directa o de fibra óptica.
Los restantes componentes también son estándar y
no requieren desarrollo tecnológico adicional.
El DVC funciona según el mismo principio de DSCI
resonante que el convertidor de potencia de CA a CA descrito
anteriormente. Para el convertidor de potencia de CA a CA, el primer
intercambio de carga fue una operación de carga del condensador Co
con energía extraída de la alimentación. Para el segundo intercambio
de carga, la carga del condensador fue descargada dentro del
terminal de salida. El funcionamiento del DVC también tiene dos
intercambios de carga similares; sin embargo, bajo condiciones de
estado estacionario no se transfiere energía neta entre el
condensador Co y el terminal de alimentación de CA. El efecto neto
es un cambio de energía entre las tres líneas de
CA.
CA.
La Fig. 7 es un esquema eléctrico de un
compensador de VAR dinámico. Existen varias variaciones de este
circuito, pero el funcionamiento básico es igual o similar.
El DVC puede estar conectado directamente a la
red de CA 70 sin el uso de un transformador. Esto elimina las
pérdidas del transformador y el coste, volumen y peso de un
transformador de aislamiento. Puede usarse un transformador si se
requiere un voltaje de entrada diferente.
La frecuencia de funcionamiento interno se
selecciona basándose en optimizar el funcionamiento y minimizar los
costes de componentes y de funcionamiento. Con una frecuencia de
funcionamiento de aproximadamente 2400 Hz, se selecciona una
frecuencia de corte de aproximadamente 600 Hz para el filtro de
entrada de paso bajo 72 para reducir la fluctuación de corriente a
un valor insignificante. El filtrado de altas frecuencias reduce
los valores de filtro tanto del condensador como del inductor. Los
componentes del filtro están constituidos por los condensadores
Cfiy los inductores Lfi. Los condensadores del filtro están
configurados en una configuración de "triángulo", pero también
podría usarse una configuración de estrella.
El componente central es el condensador Co 74.
Este condensador está cargado típicamente a un voltaje residual al
comienzo del ciclo de carga. Hay dos secciones de intercambio de
carga, mostradas en cualquier lado del condensador. La sección de
intercambio de carga "a" 76 está a la izquierda, y la sección
de intercambio de carga "b" 78 está a la derecha. Estas dos
secciones invierten alternativamente la polaridad del voltaje en el
condensador Co y, en el procedimiento, extraen corriente reactiva de
las tres fases de CA 70.
El intercambio de carga "a" comienza con un
voltaje residual negativo a través del condensador Co. La operación
de carga empieza activando un primer interruptor y un segundo
interruptor de los interruptores de entrada 82 para conectar una
primera fase y una segunda fase de la alimentación de CA a través
del condensador Co. La duración de la transferencia de carga está
definida por el valor de los inductores La (suponiendo que Co es
fijo según se determina por otras consideraciones). El inductor de
la sección "a" La se muestra como dos inductores, La1 84 y Lb2
96. El inductor de la sección "b" Lb se muestra como dos
inductores, Lb1 87 y Lb2 88. Los cuatro inductores pueden ser
sustituidos por un inductor en serie con el condensador Co.
La transferencia de carga comienza como media
onda seno. Al rato del intercambio de carga "a", se obtiene la
transferencia de carga deseada de la segunda fase, y el tiristor
para la tercera fase se activa posteriormente. La secuencia de
carga se selecciona de manera que la activación del tiristor de la
tercera fase invierte la polarización del tiristor de la segunda
fase para anular su autoconmutación. La transferencia de carga
continúa y concluye cuando la corriente a través del condensador se
hace cero. En este punto, los dos tiristores conductores anulan su
autoconmutación para completar el ciclo de carga.
El intercambio de carga "b" se inicia
después del ciclo de carga. La sección de intercambio de carga
"b" está configurada para realizar el intercambio de carga
idéntico con la red de CA como la sección de intercambio de carga
"a" 76. El circuito de la sección de intercambio de carga
"b" 78 difiere de la sección de intercambio de carga "a"
76 en que su conexión al condensador Co 80 está invertida respecto a
la de la sección de intercambio de carga "a" 76. Debido a esta
conexión invertida, el voltaje del condensador Co invierte
totalmente la polaridad. Por lo tanto, no se extrae o se transfiere
potencia neta a la red, ya que la energía en el condensador Co
permanece
inalterada.
inalterada.
La Fig. 8 es un gráfico de una forma de onda
típica de intercambio de carga con dos ciclos de funcionamiento del
compensador de VAr dinámico mostrado en la Fig. 7. Los componentes
han sido seleccionados para una frecuencia de intercambio de carga
total de 4000 Hz, completando 2000 ciclos por segundo tanto para el
intercambio de carga "a" como para el "b". Esta operación
se obtiene con Co=100 \muF y La+Lb=40 \muH. El voltaje de CA
seleccionado es 480 V, y las formas de onda de intercambio mostradas
en la Fig. 8 son para un ángulo de desfase de entrada de 40 grados
eléctricos. Los interruptores de circulación libre Swa y Swb,
mostrados en la Fig. 7, no se requieren para la operación. No
obstante, los interruptores, en paralelo con el condensador Co (Swa1
y Swb1) o en serie con Co (Swa2 y Swb2), incrementan la
flexibilidad de control.
El voltaje de entrada y la corriente reactiva
están definidos por las siguientes ecuaciones:
Suponiendo que el voltaje residual del
condensador Co es -1200 V, de la operación previa o precargando con
la forma de onda de entrada, el intercambio de carga es el
siguiente.
Usando el procedimiento generalizado para
cargar, los tiristores de entrada Sa2p ySa3n son activados en t'=0,
conectando los voltajes de fase V_{2} y V_{3} a través del
condensador Co. La corriente I_{c} en los inductores La1 y La2
aumenta, extrayendo carga de la fase 2 e inyectando la misma carga
dentro de la fase 3, como se muestra en la Fig. 8
Al rato del ciclo de carga, en t_{1}', el
tiristor Sa1p se activa. Como V_{1} es más positiva que V_{2},
se invierte la polarización del tiristor Sa2p y se anula su
autoconmutación. El intercambio de carga continúa con la fase y la
fase 3. En t_{2}'=244 \mus, la corriente decae a cero y los dos
tiristores conductores, se invierte la polarización de Sa1p y Sa3n
y son desconectados.
La activación en t_{1}' está definida por la
magnitud de la corriente reactiva de las tres fases, I_{r1},
I_{r2}, e I_{r3}. Activar en t_{1}'=134 \mus producirá una
transferencia de carga proporcional a los requisitos de corriente
reactiva y tendrá como resultado un voltaje del condensador igual al
voltaje residual inicial pero de polaridad opuesta.
Una activación más temprana de Sa1p tendrá como
resultado la carga del condensador a un voltaje más alto,
extrayendo, además de la potencia reactiva, algo de potencia real.
Este incremento del voltaje del condensador puede ser deseable para
compensar las pérdidas de los componentes o para el propósito de
incrementar el flujo de potencia reactiva sin tener que cambiar la
frecuencia del DVC. Por otra parte, una activación retrasada tiene
como resultado la transferencia de parte de la energía del
condensador de vuelta al sistema de alimentación de CA. Para un
sistema práctico, el momento t_{1}' puede calcularse en tiempo
real o calcularse previamente y almacenarse en una tabla de
referencia. El valor almacenado es una función del ángulo de desfase
de entrada y el voltaje del
condensador.
condensador.
Para la sección de intercambio de carga "b"
se usa el mismo procedimiento generalizado para cargar. El
intercambio de carga "b" comienza en t_{3}'=250 \mus
activando los tiristores Sb2p y Sb3n. Esto conecta de nuevo el
condensador Co a través de la fase 2 y la fase 3 con la polaridad
correcta. La única diferencia entre la operación "b" es que la
corriente a través del condensador tiene una polaridad opuesta. Como
se muestra en la Fig. 8, el flujo de corriente dentro de las fases
durante el intercambio de descarga "b" es idéntico a la
corriente extraída durante el intercambio de carga "a", sin
transferencia de energía neta desde la alimentación de CA.
A 134 \mus del comienzo del ciclo de descarga,
es decir, en t_{4}'=384 \mus, se activa el tiristor Sb1p,
forzando la desconexión del Sb2p mientras Sb3n permanece conectado.
El procedimiento de descarga continúa hasta aproximadamente
t_{5}'=494 \mus cuando la corriente decae a cero y Sb1p y Sp3n
se desconectan, dejando el condensador en el estado de voltaje
original.
Para transferencia de carga consecutiva, los
voltajes de línea y los requisitos de carga cambiarán cíclicamente.
Por lo tanto, la secuencia de activación y la sincronización deben
determinarse según el ángulo de desfase de corriente. El flujo
medio de corriente reactiva es la carga entregada durante el
intervalo de tiempo entre las transferencias de carga. Se deduce
que la corriente reactiva puede controlarse mediante la frecuencia
de funcionamiento. Además, la corriente reactiva también es una
función del voltaje residual del condensador Co. Este voltaje
puede, en principio, ser aumentado hasta cualquier valor y sólo está
limitado por las gamas de voltaje y corriente de los tiristores y
el condensador Co. Esto es una gran ventaja porque, típicamente,
los requisitos de VAR se incrementan a medida que cae el voltaje de
línea. Usando baterías de condensadores sencillas, la corriente de
VAR es proporcional a medida que cae el voltaje, mientras que con el
DVC la corriente reactiva puede incrementarse independientemente
del voltaje de línea.
Desde un punto de vista de la eficiencia, la
corriente reactiva pasa sólo a través de un conjunto de tiristores
por fase. Esto no sólo ofrece simplicidad y mayor fiabilidad, sino
que también reduce las pérdidas a un mínimo.
El convertidor de potencia de CA a CA mostrado
en la Fig. 1 puede proporcionar una forma de onda de voltaje de
salida que cumpla los requisitos de voltaje, frecuencia y fase de
salida. Si la frecuencia de salida es la misma que la frecuencia de
entrada, el convertidor de potencia de CA a CA puede usarse como
alimentación de CA regulada.
Para algunas aplicaciones, como motores de CA de
velocidad variable, es deseable variar la frecuencia de salida y el
voltaje de salida. Aunque el convertidor de potencia de CA a CA
puede transferir energía de un terminal de voltaje más bajo a un
terminal de voltaje más alto, su "transformación" de voltaje es
limitada. Puede conectarse un transformador de CA estándar a la
entrada de CA o la salida de CA para producir una salida de CA
regulada o controlada con transformación de voltaje. Sin embargo,
tal sistema aún tiene las desventajas de tener un gran
transformador de CA trifásico en el circuito.
La Fig. 9 es un esquema eléctrico de un
transformador electrónico que combina control de frecuencia con
transformación de voltaje. El esquema está dibujado como un
diagrama de línea única con el número de líneas oblicuas indicando
el número de fases o terminales. El transformador electrónico
funciona según principios similares al convertidor de potencia de
CA a CA mostrado en la Fig. 1. Una diferencia principal es que un
transformador monofásico sustituye a los inductores de salida.
La alimentación de CA está aplicada a un
terminal de entrada 102, que está acoplado al condensador Co 25 por
medio de un filtro de entrada 104 y la sección de interruptores de
entrada 106. El valor de los inductores de entrada 108 y 110
determina la duración de carga (suponiendo que Co es fijo según se
determina por otras consideraciones).
La operación de carga de la sección de entrada
es idéntica a la del convertidor de potencia de CA a CA mostrado en
la Fig. 1.
La sección de descarga es similar a la del
convertidor de potencia de CA a CA mostrado en la Fig. 1, que tiene
una sección de interruptores de salida 118 acoplada a un terminal de
salida 120 por medio de un filtro de salida 119. Los inductores de
descarga Lb1 y Lb2 han sido sustituidos por un transformador 117,
que proporciona la inductancia. Además, se ha añadido un tiristor
de salida primario Sdch 114, que desconecta el transformador 117
del condensador Co durante el ciclo de carga.
La relación de transformación del primario al
secundario del transformador de salida 117 se selecciona para que
coincida con la relación de voltaje deseada entre el voltaje de
entrada de CA y el voltaje de salida de CA. Además, la inductancia
de fuga tal como se ve desde el primario del transformador se
selecciona para que coincida con los valores de los inductores de
salida Lb1 y Lb2 mostrados en la Fig. 1.
La inductancia en derivación del transformador
117 puede seleccionarse para que sea mucho más alta que la
inductancia de fuga. De este modo, la inductancia en derivación
puede ignorarse para la mayoría de las operaciones del circuito. La
suma de la inductancia de los devanados es la inductancia efectiva
de fuga del transformador y, junto con Co, define el periodo de
descarga.
La energía del condensador se descarga dentro de
las fases de salida de CA de manera similar al convertidor de
potencia de CA a CA.
Usando el procedimiento general de descarga, el
tiristor Sdch 114 se activa simultáneamente con el tiristor
positivo Sop y el tiristor negativo Son de las fases con los
requisitos de voltaje de salida más alto y segundo más alto
(suponiendo salida de factor de potencia unidad). Esto acopla el
condensador Co a las fases de salida por medio del filtro de salida
119 y el transformador 117. Cuando se transfiere suficiente energía
a la fase de salida con el requisito de voltaje de salida segundo
más alto, se activa el tiristor con el requisito de voltaje de
salida más bajo. Esto desconectará el tiristor
para la salida segunda más alta, y la carga continúa para las líneas con los requisitos de salida más alto y más bajo.
para la salida segunda más alta, y la carga continúa para las líneas con los requisitos de salida más alto y más bajo.
El tiristor de circulación libre Swop 116 puede
activarse para impedir la recarga del condensador Co o para
seleccionar el voltaje residual del condensador Co. La activación
transfiere la energía de la inductancia de fuga a la salida. Cuando
la corriente se hace cero, los tiristores de conmutación se
desconectan y se completa el ciclo de descarga.
La transformación de voltaje puede ser una
reducción, una elevación o un aislamiento. La operación permite un
cambio de frecuencia, un cambio de fase o ambos. La salida puede
controlarse para permitir control tanto de potencia real como
reactiva con la entrada restringida preferentemente a extraer sólo
potencia real. Por lo tanto, el transformador electrónico puede ser
simultáneamente un regulador de voltaje y un compensador de VAR.
Además, este transformador puede extraer una entrada equilibrada
aunque la salida sea desequilibrada. Como el transformador
monofásico se acciona a alta frecuencia, si sección transversal
puede reducirse significativamente respecto a la de un
transformador estándar de 50 ó 60 Hz. El transformador puede usarse
incluso más eficazmente si se invierte el flujo magnético para cada
ciclo de descarga. Se dispone de varios procedimientos. Por ejemplo,
dos secciones de entrada con seis tiristores de salida adicionales
producirían un factor de trabajo del transformador casi total.
Este tipo de transformador tiene varias ventajas
adicionales. Proporciona una reducción significativa tanto de peso
como de volumen y produce beneficios de funcionamiento adicionales
que los transformadores de potencia convencionales no pueden
proporcionar. A diferencia de un transformador normal que extrae
corriente de magnetización continua, este transformador es
magnetizado sólo durante la transferencia de potencia. Esto implica
que las pérdidas en los tiristores y el transformador son una
fracción constante de la producción instantánea. Como la mayoría de
los transformadores de la empresa eléctrica tienen un factor de
carga medio inferior al 30% del factor de carga máximo, el
transformador electrónico no sólo incrementará la calidad de
potencia mediante su regulación y neutralizará la VAR de la carga
sino que también obtendrá una eficiencia más alta para la mayoría
de las aplicaciones.
La configuración del transformador electrónico
de la Fig. 9 permite la reconstrucción de una salida de CA. Puede
reconstruirse un voltaje positivo en una fase de salida y un voltaje
negativo en una segunda fase, como se describió en el rectificador
de CA a CC anterior, para proporcionar una alimentación de CC en la
salida.
Como con el rectificador de CA a CC, pueden
eliminarse ciertos interruptores de salida en el secundario del
transformador. Además, los dos interruptores de salida pueden
sustituirse por diodos, porque la conmutación de salida se realiza
en el primario del transformador mediante el tiristor Sdch. Si el
voltaje de la salida del secundario del transformador se invierte
con un funcionamiento de módulos de entrada dobles, la rectificación
de media onda en la salida se sustituye por una configuración de
rectificación total de puente monofásico.
Para el funcionamiento de CC a CA, la
modificación en el circuito de entrada es como se describe en el
párrafo previo. Esto permite la utilización de una alimentación de
CC y la reconstrucción de una forma de onda de CA o inyección de
potencia dentro de una alimentación de CA.
El transformador permite una diferencia de
voltaje significativamente más alta entre la entrada y la salida.
La relación de elevación o reducción se puede seleccionar por la
relación de transformación del transformador monofásico.
La siguiente ampliación de este circuito es para
realizar conversión directa de CC a CC a lo largo de un gran
intervalo de voltaje de entrada de CC a voltaje de salida de CC.
Además, la utilización de un transformador
permite el aislamiento galvánico total entre la entrada y la salida
para todos los procedimientos de conversión descritos.
El transformador electrónico ilustrado en la
Fig. 9 usa dos operaciones DSCI de terminales múltiples, una para
cargar el Co y una posterior para descargar el Co. Las operaciones
se alternan, teniendo así el transformador electrónico un factor de
trabajo de aproximadamente el 50%. Aproximadamente la mitad del
tiempo se utiliza para cargar y la otra mitad para descargar.
Además, la carga por fase circula a través de 2,5 tiristores de
media.
La Fig. 10 ilustra otra realización de un
transformador electrónico. Este transformador incrementa
significativamente la producción de potencia. El factor de trabajo
es casi el 100% y la potencia pasa a través de un tiristor menos,
produciendo una eficiencia más alta.
Este transformador modificado difiere del
transformador electrónico descrito previamente en que la operación
de carga y la operación de descarga se producen simultáneamente. La
carga extraída del terminal de entrada de CA se transfiere
directamente al terminal de salida de CA.
El transformador electrónico modificado está
basado en el convertidor de potencia de "intercambio de carga
simultáneo de entrada y salida" de la Fig. 6 y sustituye los
inductores de salida por un transformador monofásico como en el
transformador electrónico de la Fig. 9. El transformador electrónico
modificado de la Fig. 9 se muestra con un condensador, porque el
transformador monofásico produce aislamiento galvánico total entre
la entrada y la salida. El transformador monofásico no sólo tiene
la relación de transformación requerida para transformación de
voltaje, sino que también está diseñado de manera que tiene una
inductancia de fuga para duplicar la función de resonancia de Lb1 y
Lb2 en la Fig. 6.
En cuanto al circuito de la Fig. 6, la operación
de entrada y la operación de salida se producen en el mismo ciclo,
realizando simultáneamente la operación DSCI presentada
anteriormente. La secuencia de activación tanto para los tiristores
de entrada como para los de salida es como se describió
previamente.
El transformador monofásico de la Fig. 10 se
selecciona para que proporcione la relación de transformación
necesaria para la transformación de voltaje y para que produzca la
inductancia de fuga deseada que define, conjuntamente con el
condensador Cs, la resonancia y el periodo de transferencia de
energía.
Dos conjuntos de tiristores están conectados a
cada uno de los terminales de entrada y salida. Usando como para la
demostración anterior un ángulo de desfase de entrada de 80 grados y
de salida de 170 grados, y una polaridad negativa para Cs tal como
se muestra, los mismos tiristores de entrada Si1pu y Si3nl,
simultáneamente con los dos tiristores de salida So2pu y So3nl, se
activan para comenzar el funcionamiento CW. Durante parte del
periodo de transferencia, Si2nl se activa para desconectar Si3nl,
mientras que activar So1np en el momento correcto, desconecta el
tiristor de salida So2pu. De nuevo, el interruptor de circulación
libre Sfwc controla el voltaje de recarga de Cs y permite la
transferencia de la energía en la inductancia de fuga del
transformador monofásico a la salida.
Con la selección de una relación de
transformación apropiada de los transformadores, puede eliminarse la
función de los interruptores Siqcc y Siqccc mostrados en la Fig. 6,
reduciendo el número de componentes requeridos, porque el voltaje
de entrada es mayor que el voltaje de salida efectivo según se ve
desde el primario del transformador.
Al final de la transferencia de energía CW, la
polaridad del condensador se invierte y todos los tiristores se
desconectan. En ese punto se inicia el flujo de corriente CCW
siguiendo el mismo procedimiento; sin embargo, con el voltaje de
entrada, el voltaje de salida y el flujo magnético del transformador
invertidos. El funcionamiento de alta frecuencia del inversor y la
inversión de flujo reducen el tamaño y peso del transformador
monofásico. Además, como el requisito de potencia se reduce, puede
seleccionarse una frecuencia del inversor o un voltaje del
condensador más bajos. El resultado es, a diferencia de un
transformador normal donde las pérdidas por magnetización siguen
siendo las mismas, que las pérdidas de este transformador se reducen
con el requisito de transferencia de potencia. El resultado neto es
una eficiencia casi constante a lo largo de todo el intervalo de
factores de carga del transformador electrónico.
Para el funcionamiento de CA a CC, se puede
aplicar el mismo circuito y sólo se requieren dos terminales de
salida. Para un voltaje positivo en la fase de salida 1, y voltaje
negativo en la fase de salida 3, sólo se requieren los tiristores
de salida de So1pu, So1pl, So3nu, y So3nl, y pueden eliminarse los
ocho tiristores de salida restantes.
Igualmente para el funcionamiento de CC a CA o
de CC a CC, sólo se necesitan los tiristores de entrada Si1pu,
Si1pl, Si3nu, y Si3nl. Para el ciclo CW, los tiristores So1pu y
So3nl se activan y permanecen activados durante el ciclo CW,
mientras que los tiristores So1pl y So3nu se usan para el CCW. Estos
tiristores se desactivan al final de cada ciclo de carga y
transferencia de energía respectivos.
En resumen, el circuito de resonancia de
condensador en serie de la Fig. 6 puede ser modificado para producir
el circuito de transformador electrónico de la Fig. 10. Este
circuito permite, con el control apropiado, la extracción de
corriente libre de armónicos y la entrega de potencia libre de
armónicos. Con potencia de CA, no sólo se controla la potencia
real, la potencia reactiva puede extraerse simultáneamente para
proporcionar una corriente de entrada selectivamente adelantada o
retrasada. La relación de transformación del transformador
monofásico permite una elevación o reducción del voltaje de salida.
A diferencia de un transformador de CA normal, la salida no está
restringida a la frecuencia y fase de entrada de CA y puede
regularse el voltaje de salida. Además, la entrada y la salida no
están restringidas a CA, permitiendo también funcionamiento de CC a
CA, CA a CC, así como funcionamiento directo de CC a CC.
El procedimiento DSCI no está limitado a un
dispositivo de almacenamiento de carga de condensador único, una
entrada trifásica o una salida trifásica. La operación DSCI puede
utilizarse con una configuración de intercambio de carga resonante
estándar, es decir, con un condensador emparejado con cada terminal
de entrada o cada terminal de salida. La técnica de intercambio de
carga resonante estándar se describe, por ejemplo, en la patente de
EE.UU. Nº 5.764.501.
La Fig. 11 es un esquema eléctrico que ilustra
una realización alternativa de un convertidor de potencia de CA a
CA. La alimentación trifásica está acoplada a un filtro de entrada
de paso bajo 150, que comprende un inductor en serie L_{fi} y un
condensador en derivación C_{fi}por fase. Los condensadores pueden
estar conectados en la configuración estrella o triángulo. En la
salida se usa un filtro de salida de paso bajo 168 similar. El
mostrado es un filtro en "pi" típico que está constituido por
C_{fa}, L_{fo}, y C_{fb}.
El funcionamiento del convertidor de potencia
está constituido por dos ciclos de funcionamiento. El primer ciclo
es el ciclo de carga, que extrae energía de la alimentación de CA y
carga los condensadores 160 (C1, C2, y C3). Para este propósito, se
emplean seis tiristores de entrada (Si1p, Si2p, Si3p, Si1n, Si2n,
Si3n) de la sección de interruptores de entrada 152.
La sección de interruptores de entrada 152,
acoplada entre el filtro de paso bajo 150 y una sección inductiva
de entrada 158 que tiene inductores Lip y Lin, selecciona la
potencia extraída de las líneas de la alimentación de CA. Estos
tiristores de la sección de interruptores de entrada 152 se
denominarán en lo sucesivo interruptores de entrada.
Un segundo conjunto de seis tiristores (Sc1p,
Sc2p, Sc3p, Sc1n, Sc2n, Sc3n) de la sección de selección de
condensador 154 está acoplado entre una sección inductiva de entrada
158 y la sección de condensadores 160 que tiene los condensadores
C1, C2 y C3. Estos tiristores se denominarán en lo sucesivo
interruptores de selección de condensador. Los interruptores de
selección de condensador determinan la polaridad y el nivel de
voltaje al que se cargan los condensadores C1, C2, y C3. Los
interruptores de selección de condensador se muestran como
tiristores, pero pueden usarse otros interruptores. Lo que es más
importante, no se requiere apertura de los interruptores en este
circuito, aunque pueden usarse interruptores de apertura para
simplificar algunas operaciones a costa de un incremento de gasto y
pérdidas de interruptores.
Para conversión de potencia de CA a CA normal,
es deseable extraer potencia de entrada libre de armónicos a un
factor de potencia unidad. Por lo tanto, de cada línea de entrada se
extrae energía que es proporcional al cuadrado del voltaje de
entrada instantáneo. Repitiendo este procedimiento a una alta
frecuencia, en contraposición a la frecuencia de la línea de
entrada, el filtro de entrada promediará el flujo de potencia,
produciendo una corriente de entrada y una potencia de entrada
sinusoidales.
Además, la potencia producida puede regularse
cambiando la frecuencia de funcionamiento. El procedimiento es
extraer, durante uno o posiblemente a lo largo de varios ciclos de
carga, una cantidad de energía de manera que la producción de
potencia media sea proporcional al cuadrado del voltaje de entrada.
El requisito de extracción de energía es una función del ángulo de
desfase de entrada \omegat, donde \omega es la frecuencia
angular de la línea de entrada. Para reconstruir una salida
sinusoidal, es necesario cargar cada uno de los tres condensadores
de trabajo a un voltaje proporcional a la forma de onda de salida
definida por el ángulo de desfase de salida \omega't, donde
\omega' es la frecuencia de salida angular. A lo largo de varios
ciclos, el procedimiento de carga debe extraer energía de la
entrada con un ángulo de cero a 360 grados eléctricos y debe cargar
los condensadores a un voltaje y polaridad que representen
cualquier ángulo de desfase de salida desde cero a 360 grados
eléctricos. Este procedimiento se describirá con referencia a la
Fig. 11, con el voltaje y las formas de onda de corriente mostrados
en la Fig. 12 y la Tabla 1.
Para propósitos de ilustración, se seleccionan
un ángulo de entrada instantáneo de 80 grados eléctricos y un
ángulo de salida de 170 grados eléctricos. Para un sistema de CA
trifásico de 480 V, los voltajes de las fases de entrada se
muestran en la Tabla 1. La primera línea de entrada es positiva,
mientras que las otras dos líneas son negativas, y la suma de los
tres voltajes es cero. La suma de los tres voltajes es siempre cero
para una línea equilibrada, y también se aplica la misma regla a la
corriente. Se extraerá potencia libre de armónicos. La energía de
carga por línea está dada en la columna 3 como porcentaje de la
energía de carga total. Sin embargo, con un filtro de paso bajo,
existe la opción de promediar corrientes a lo largo de varios
ciclos.
Los requisitos ejemplares de voltaje de carga
vienen dados en la Tabla 1, columna 4, para una forma de onda de
salida de sistema trifásico de 480 V con ángulo de desfase
instantáneo de 170 grados eléctricos. En este ejemplo, las dos
primeras fases de salida son positivas y la tercera fase de salida
es negativa. De nuevo, la suma de las tres fases de salida es
cero.
Para cargar los condensadores correctamente y
obtener un flujo de potencia equilibrado, las energías en los tres
condensadores deben estar relacionadas entre sí por el cuadrado del
voltaje de salida especificado. Esta energía de carga está dada en
la última columna de la Tabla 1. Típicamente, para permitir la
descarga total de los condensadores cargados dentro del filtro de
salida, las polaridades del condensador deben ser idénticas a la
polaridad del voltaje de salida, y el voltaje de carga de cada
condensador debe ser proporcional y más del doble del requisito de
voltaje de la fase de salida correspondiente. Si el voltaje de carga
no es suficientemente alto, no puede producirse una descarga
total.
La siguiente operación describe la carga de un
conjunto de tres condensadores, igualando el ángulo de desfase de
salida, desde los terminales de entrada. Esta secuencia de
operaciones se selecciona porque permite el uso de interruptores
que no tienen que estar abiertos activados. El circuito permite
autoconmutación de dispositivos como tiristores que se desconectan
después de invertirse su polarización.
Usando el procedimiento generalizado para
cargar, el tiristor Si1p se activa porque la fase 1 tiene el voltaje
de fase de valor absoluto más alto. De las dos fases de entrada
restantes, el tiristor Si3n se activa porque es de polaridad
opuesta al tiristor Si1p y tiene un valor de voltaje menos negativo.
Esto accionará la entrada del inductor superior Lip 156 a +385,9 V,
mientras que el inductor de entrada inferior Lin 158 se hace -134,0
V.
Como el condensador C3 requiere el voltaje de
valor absoluto más alto y es negativo, el tiristor Sc3n se activa
para acoplar el condensador C3 al inductor negativo Lin. Después, C1
o C2 puede ser conectado al inductor positivo Lip. Para
funcionamiento con la potencia más alta con tiempo de carga
reducido, se conecta el condensador que requiera la energía de
salida más baja. Para el ejemplo actual, Sc1p se activa para acoplar
el condensador C1 en serie con el condensador C3.
Alternativamente, podría activarse Sc2p para
permitir el máximo tiempo de recuperación del interruptor de
tiristor. De cualquier manera, los tiristores anularán su
autoconmutación.
El cierre del cuarto interruptor Sc1p acopla un
circuito LC resonante entre las fases de entrada 1 y 3. El valor
del inductor es la suma de Lip y Lin, y el valor del condensador es
la mitad del de un condensador individual porque los condensadores
están conectados en serie. El voltaje y la corriente se describen en
función del tiempo con las siguientes ecuaciones:
donde,
y
El voltaje de carga y la corriente de carga del
condensador pueden calcularse con precisión. El tiempo que un
condensador requiere para alcanzar un voltaje deseable puede
calcularse usando funciones trigonométricas inversas.
Con la presente selección de interruptores, el
condensador C1 se carga a aproximadamente el doble del requisito de
voltaje de la fase de salida 1. Este voltaje se obtiene en
t_{1}=66 \mus con un valor nominal de inductor de 80 \muH y
un valor nominal de condensador de 100 \muF, como se muestra en la
Tabla 2.
En t_{1,} se activa el interruptor selector de
condensador positivo Sc2p. Se inicia la carga del condensador C2,
mientras que continúa la carga de C3. La potencia aún se extrae de
las dos mismas fases de entrada 1 y 3.
Como el voltaje del condensador C2 es menor que
el voltaje del condensador C1, se invierte la polarización del
interruptor Sc1p y dejará de conducir si es un interruptor
unidireccional, como un tiristor. Por lo tanto, pueden usarse
rectificadores controlados de silicio (SCRs) en lugar de
interruptores que requieren activación para desconectarlos.
\vskip1.000000\baselineskip
La Fig. 12 ilustra las formas de onda del
voltaje de condensador Vc1, Vc2 y Vc3 y la forma de onda de la
corriente de carga Ich. El cálculo de la corriente de carga y los
voltajes de los condensadores sigue la misma formulación
matemática, con la corriente de la primera parte de la descarga y el
voltaje del condensador C3 del primer segmento de carga usados como
las condiciones iniciales.
En t_{2}=93 \mus, la energía extraída de la
fase de entrada 3, que es la integral de la corriente de carga por
el voltaje de la fase de entrada 3, alcanza un valor predeterminado
y activa el interruptor de entrada Si2n. Como el voltaje de la fase
de entrada 2 es más negativo que el voltaje de la fase de entrada 3,
se invierte la polarización del interruptor de entrada Si3n y el
SCR anula su autoconmutación. El voltaje de carga es ahora la
diferencia entre los voltajes en la fase de entrada 1 y la fase de
entrada 2. La nueva condición inicial en t_{2} determina la
corriente y los voltajes de carga restantes para C2 y C3.
En t_{3}=222 \mus, la corriente de carga se
hace cero y los cuatro interruptores, se invierte la polarización
de Si1p, Si2n, Sc2p, y Sc3n y se desconectan. Los puntos de
activación t_{1} y t_{2} se calculan de manera que la relación
de energía de los condensadores cargados sea proporcional a la
relación del voltaje de salida al cuadrado.
En el lado de entrada, la secuencia de
activación seleccionada y la sincronización de activación de t_{1}
y t_{2} definen la energía de entrada correcta en las tres fases.
La energía de carga es proporcional a la potencia instantánea de
una línea trifásica equilibrada al ángulo de desfase de entrada
especificado. La distribución de energía de entrada está definida
por el momento de activación del tercer interruptor de carga de
entrada (en este ejemplo, Si2n en t_{2}). La distribución de carga
correcta del condensador está definida por la sincronización del
tercer interruptor de selección de condensador (en este ejemplo,
Sc2p en t_{1}).
Se usa el mismo procedimiento para otros ángulos
de desfase de entrada, de 0 a 360 grados eléctricos y otros ángulos
de desfase de salida. En todos los casos se requiere la activación
de los interruptores en t_{0}, t_{1}, y t_{2} con la
excepción de los casos en los que un voltaje de fase de entrada o de
salida es cero. En el ejemplo previo, la conmutación de la sección
de distribución se produjo antes de la conmutación de la sección de
entrada. Esto se produce sólo el 50% del tiempo, mientras que en
otros momentos el condensador se cambia después de cambiarse la
fase de entrada. El cálculo de los momentos de activación t_{1}, y
t_{2} puede calcularse en tiempo real o la sincronización puede
almacenarse en una tabla de referencia bidimensional como una
matriz de los ángulos de desfase de entrada y salida.
Con los condensadores cargados, los
interruptores de salida de la sección de salida 162 pueden ser
activados simultáneamente para descargar de manera resonante los
tres condensadores dentro de las fases de salida. El periodo de
descarga se determina por los valores de los condensadores
conjuntamente con los inductores de descarga Lo1, Lo2, y Lo3. Como,
por definición, la suma de las cargas positivas y las cargas
negativas son iguales, no es necesario que los tres condensadores
estén acoplados a un neutro. Si los voltajes en los tres
condensadores son idénticos a un valor de aproximadamente el doble
del voltaje del terminal de salida, la corriente de descarga se
hace cero simultáneamente con la caída a cero del voltaje del
condensador.
Como esta condición rara vez puede darse, se
activan tres de los seis interruptores de circulación libre de una
sección de interruptores de circulación libre 164. Esto impide que
los condensadores sean recargados y transfiere la energía restante,
almacenada en los tres inductores de salida, dentro de las fases de
salida. Al mismo tiempo, los interruptores de salida son
desconectados, y permiten, después de la total recuperación de los
interruptores, que sean recargados los condensadores. Para el
siguiente procedimiento de carga y descarga, tanto el ángulo de
desfase de entrada como el ángulo de desfase de salida cambian como
resultado del incremento de tiempo \Deltat, donde \Deltat es el
tiempo entre los sucesos de carga y descarga consecutivos.
Usando la secuencia de carga, la energía
extraída de la entrada es proporcional a la de una condición de
carga equilibrada. A diferencia de la carga de tres condensadores
individuales desde tres líneas de entrada separadas, donde las
energías de carga totales son siempre idénticas, la secuencia de
carga produce una pequeña diferencia en la energía cargada total de
una carga a la siguiente. La energía por carga puede describirse
por,
donde
El parámetro \Gamma(\omega,\omega')
es una función tanto de \omega como de \omega' y tiene una
fluctuación de amplitud similar a un voltaje de CC de salida
rectificado sin filtrar.
La potencia de salida media está dada por,
donde f es la frecuencia de
carga o descarga media. El parámetro
\Gamma(\omega,\omega') es una función continua de los
ángulos de desfase de entrada y salida y puede calcularse o
almacenarse en la misma tabla de referencia que t_{1}, t_{2}, y
la secuencia de
carga.
El intervalo de tiempo entre ciclos de descarga
está dado como una función de la potencia media como
Como la potencia producida y la frecuencia de
salida pueden cambiarse de un ciclo de carga al siguiente, el
cambio puede producirse en una fracción de un ciclo de CA. Los
factores limitadores son la capacidad de respuesta de los filtros
de entrada y salida de paso bajo.
Con un periodo de carga de 220 \mus y una
duración de descarga de 180 \mus, el convertidor puede hacerse
funcionar a una frecuencia de 2500 Hz. Para el valor del condensador
especificado esto produce una potencia producida de
115 kW.
115 kW.
Funcionando a una frecuencia del convertidor que
sea alta en comparación con la frecuencia de desfase de entrada o
de la salida reconstruida, los pequeños filtros de entrada/salida de
paso bajo suavizan la forma de onda del procedimiento de carga
intermitente del convertidor. La Fig. 13 muestra tanto las
corrientes como los voltajes trifásicos con un simple filtro de
entrada L-C a una frecuencia del convertidor de 1800
Hz. Los componentes de los filtros fueron seleccionados para
permitir la extracción de potencia de entrada limitada de manera
que la corriente de fluctuación sea significativamente inferior a la
recomendada por las directrices de las normas IEEE 519 e IEC
555-2.
Tal como se ilustra, las condiciones de
funcionamiento normales se obtienen en menos de un cuarto de un
ciclo de entrada. La corriente es sinusoidal con la excepción de
una fluctuación de bajo nivel a la frecuencia del convertidor.
La corriente de entrada no sólo es sinusoidal
sino que también está casi en fase con el voltaje de entrada,
produciendo casi un factor de potencia de entrada unidad. Sólo hay
un ligero desplazamiento de fase introducido por la sección de
filtro de entrada. Tal como se tratará en una sección posterior, la
forma de onda de la corriente de entrada puede modificarse y, en
una operación un poco más compleja de controlar, el convertidor
puede extraer componentes de potencia tanto real como reactiva.
Se seleccionó un filtro en "pi" de paso
bajo como el filtro de salida. Tiene mayor atenuación que el filtro
de entrada LC, pero requiere dos condensadores de filtro para cada
fase. La Fig. 14 muestra el voltaje del terminal de salida a una
frecuencia de reconstrucción para la condición de entrada mostrada
en la Fig. 13. Las formas de onda de voltaje y las formas de onda
de corriente son casi idénticas. Hay un contenido de armónicos
reconocible en los voltajes de las fases de salida. La carga de
salida, como un motor, vería voltajes de terminales limpios, como
si fueran producidos por un generador rotativo. Esto es
relativamente importante porque los motores estándar actualmente en
servicio no tendrían que ser sustituidos por un motor especial para
funcionar conjuntamente con un dispositivo de velocidad
variable.
La mayoría de los procesos físicos son de
naturaleza reversible siempre que las pérdidas de energía sean
despreciables. Esta también es el caso con este tipo de
convertidor. Haciendo referencia a la Fig. 11, la carga de los tres
condensadores C1, C2 y C3 puede realizarse del terminal del voltaje
de fase de la derecha activando los tres tiristores con
polarización directa. El inductor Lox y el condensador Cx forman un
circuito resonante, cargando el condensador al doble del voltaje
del terminal de línea. Esto es la inversa del ciclo de descarga
descrito anteriormente. Los únicos componentes que no se usan son
los interruptores de circulación libre. Como el flujo de potencia
es en la dirección opuesta, es obvio que para el ángulo de desfase
de salida se usan los interruptores que estaban inactivos al mismo
ángulo de desfase y flujo de potencia en la dirección de
funcionamiento opuesta. Los condensadores serán cargados a la misma
polaridad que en la fase de entrada. Esta carga reflejará el voltaje
del ángulo de desfase eléctrico en el terminal de CA izquierdo.
Para descargar estos condensadores, se usa el
procedimiento inverso. Haciendo referencia a la Fig. 12 y la Tabla
2, se conecta el condensador cargado más positivamente C2 sobre el
inductor inferior Lin activando Sc2n, y el condensador negativo C3
sobre el inductor superior Lip activando Sc3p. Al mismo tiempo, se
activa Si1n y Si2p para depositar la energía dentro de la fase
positiva 1 y la fase negativa 2, suponiendo el mismo ángulo de
desfase del lado izquierdo de 80 grados. En cuanto la energía
depositada dentro de la fase 2 alcanza su valor predeterminado, se
activa Si3p para conectar la fase negativa 3 e invertir la
polarización de Si2p. Poco después de que el voltaje del
condensador C2 se haga cero y el segundo condensador positivo se
conecte a través del interruptor Sc1n, continúa la descarga y, como
empezamos con una línea equilibrada, los voltajes de ambos
condensadores se hacen cero simultáneamente. Con energía adicional
en los dos inductores, se activa el interruptor Swa acoplado a
través de Lip y Lin. Esto conectará las dos secciones de inductores
e impedirá que los condensadores sean recargados parcialmente. A
medida que la corriente se hace cero, este interruptor se
desconectará y puede iniciarse el siguiente ciclo de carga de
condensadores.
Para incrementar la producción de potencia, el
voltaje en el condensador C2 se recarga a un voltaje negativo, como
el 30% de su voltaje de fase de entrada. Además, la activación del
interruptor Swa se retrasa, de manera que los voltajes de
condensador en C1 y C3 también se cargan a la inversa al mismo
porcentaje de su voltaje de entrada. Este voltaje residual será el
voltaje inicial para el siguiente ciclo de carga e incrementará la
energía de carga de entrada. Como se mostró previamente, este
control de voltaje residual permitirá la regulación de la potencia
producida a una relación dada de frecuencia del inversor. Además,
puede transferirse potencia de un sistema trifásico de voltaje más
bajo a un sistema trifásico de voltaje más alto.
La Fig. 15 muestra, para el mismo ángulo de
desfase de entrada de 80 grados y el mismo ángulo de desfase de
salida de 170 grados, los voltajes de condensador y la corriente de
carga. Este resultado debe compararse con la condición de sin
voltaje residual a los mismos ángulos de desfase, como se muestra en
la Fig. 12. La sincronización es idéntica y la energía extraída del
terminal de entrada se incrementa el 30%. El voltaje de condensador
más alto permite que se transfiera la energía a un terminal de
salida más alto. Habiendo seleccionado los componentes del
inversor, se define la frecuencia máxima y la producción de potencia
estará en un máximo. Sin embargo, implementar el control de voltaje
residual permitirá elevar la salida. El factor de elevación sólo
está limitado por las limitaciones de voltaje y corriente de los
componentes seleccionados.
En caso de que el voltaje caiga en la entrada el
50%, el modo de funcionamiento de elevación permite el mantenimiento
del voltaje y la potencia de salida, con sobrecarga limitada sobre
los componentes eléctricos.
En resumen, el inversor puede hacerse funcionar
en cualquier dirección, con el añadido de un interruptor de
circulación libre. El control de voltaje residual permite la
transferencia de potencia regulada desde un terminal de bajo
voltaje hasta un terminal de voltaje más alto. Se deduce que esta
configuración puede usarse para motores de velocidad variable que
proporcionan frenado dinámico a plena potencia.
Este convertidor de potencia tiene una parte
central que está constituida por los tres condensadores C1, C2, y
C3. A la izquierda, un puerto de entrada/salida se conecta a los
tres condensadores usando un procedimiento parcialmente secuencial.
Este circuito se denominará un puerto secuencial (SP). Incluye la
sección de filtrado de paso bajo. En el lado derecho está la
sección de puerto paralelo (PP) porque la carga o la descarga de
todos los condensadores se realiza simultáneamente de forma
preferente. Se pueden conectar varios puertos SP o PP a los
condensadores. Esto permitiría que se conectaran varias
alimentaciones así como cargas al mismo punto común. La potencia
puede controlarse selectivamente desde cualquier SP a PP o PP a SP,
convirtiendo a esto en un inversor multipuerto. No puede
reconstruirse la forma de onda en un PP a partir de una alimentación
de PP, a menos que la entrada y la salida estén en fase. Este
control
puede ser de interés para varias aplicaciones prácticas, como un UPS (sistema de alimentación ininterrumpida).
puede ser de interés para varias aplicaciones prácticas, como un UPS (sistema de alimentación ininterrumpida).
En la Fig. 16 se muestra otra realización de un
convertidor de potencia de CA a CA. Su ventaja respecto a
convertidor de potencia de CA a CA mostrado en la Fig. 11 son
menores pérdidas en los interruptores.
Con el convertidor de potencia de la Fig. 11,
tanto la corriente positiva como la corriente negativa deben pasar
a través de dos tiristores para el ciclo de carga. Como un tiristor
estándar tiene una caída de voltaje directo de 1,6 V, las pérdidas
típicas en los tiristores son del orden de 4,8 V. Esto tiene como
resultado unas pérdidas en los tiristores del 1,5% para un
convertidor de potencia de CA a CA de 480 V. La realización
mostrada en la Fig. 16 reduce las pérdidas de carga en un medio
porque la corriente pasa a través de sólo un tiristor, en vez de
dos. Esta mayor eficiencia reduce las pérdidas en los tiristores del
1,5% al 1,0%. Para un convertidor de 100 kW, estas pérdidas
reducidas constituyen 500 vatios de potencia. Usando un valor
actual de 10\textdollar/vatio, pueden conseguirse ahorros de
5000\textdollar para equipos que funcionen a lo largo de 20
años.
La comparación de la realización de la Fig. 11
con la realización de la Fig. 16 indica que el coste ascendería
porque el número de tiristores ha aumentado de 12 a 18. Sin embargo,
el número de tiristores es engañoso. El tamaño de los tiristores
también es una función del área superficial de los tiristores. Como
un tiristor está limitado a una disipación de potencia de 80
vatios/cm^{2}, se deduce que para esta configuración, el
requisito de área de los tiristores de entrada disminuye de 13
cm^{2} a 6,5 cm^{2}. Los seis sistemas de activación
adicionales aumentarán el coste; sin embargo, como el tamaño del
montaje de tiristores no aumenta, el coste total del equipo será
similar.
Con la excepción de las menores pérdidas, la
realización de la Fig. 16 es de funcionamiento similar al circuito
descrito en referencia a la Fig. 11. Para los mismos ángulos de
desfase de entrada y salida, la operación comienza conectando la
fase de entrada positiva 1 al condensador C1 y la fase de entrada
negativa 3 al condensador C3 activando los tiristores S1p1 y S3n3.
En t_{1}=66 \mus, el condensador C1 se carga al voltaje
requerido y C2 se conecta a la fase de entrada positiva 1 activando
el tiristor S1p2. En t_{2}=93 \mus, se ha extraído la energía
requerida de la fase 3. Por lo tanto, S2n3 se activa para acoplar la
fase de entrada negativa 2 al condensador C3.
Otra diferencia respecto al circuito de la Fig.
11 es el uso de dos inductores acoplados Li y Lin con tres
devanados estrechamente acoplados por inductor. Durante el ciclo de
carga, sólo se usa el hilo (6) en el Lin inferior, mientras que en
el inductor superior un interruptor está hecho de hilo (1) a hilo
(2) en t_{1}. S1p1 será forzado a desconectarse debido la
inductancia de acoplamiento en el hilo (1) con el voltaje de entrada
de hilo (2).
La corriente total a través del inductor de
carga superior o inferior no ha cambiado para las dos
configuraciones y el peso del inductor resulta poco afectado.
Se realizó un cambio en la salida de este
convertidor de potencia eliminando el inductor de filtro y el
segundo condensador de filtro. Esta configuración de filtro de
salida es económica para dispositivos de velocidad variable
utilizando en parte la inductancia del motor como filtro. Es
mediante la eliminación de parte del filtro como tendremos una
fluctuación de voltaje a la frecuencia fundamental del inductor con
una profundidad de modulación de aproximadamente el 15%; sin
embargo, este es un orden de magnitud menor que para un inversor
PWM y varios órdenes menor en dV/dt y por lo tanto produce
funcionamiento satisfactorio como dispositivo de velocidad
variable.
La operación de descarga es similar a la
descrita en referencia a la Fig. 11. Este inversor también puede
hacerse funcionar en la dirección opuesta, sin embargo, se
necesitarán interruptores de circulación libre adicionales.
La energía dentro del condensador de trabajo de
la sección de puerto paralelo (PP), tal como se describe en la
sección previa, puede incrementarse o disminuirse controlando el
voltaje residual del condensador. Se aplica lo mismo para la
sección de puerto secuencial. Como la sección de puerto paralelo
puede hacerse funcionar como la sección tanto de entrada como de
salida, el control de flujo de potencia real y reactiva de la
sección de puerto paralelo se describirá como puerto tanto de
entrada como de salida. Esta implementación teórica describirá no
sólo la flexibilidad del circuito sino también la técnica específica
requerida para satisfacer los requisitos de control de flujo de
potencia real y reactiva para cargas reales, como motores de
inducción. La siguiente descripción comenzará con el control de
flujo de potencia real suponiendo que la sección de puerto paralelo
está conectada a una alimentación de CA de tres terminales. Sin
embargo, como el PP es bidireccional, este control también se
aplica para la sección de salida de
SP.
SP.
Después del ciclo de descarga de control de
flujo de potencia real, el voltaje residual está en fase o desfasado
180 grados con el voltaje del sistema trifásico. Una distribución
de voltaje residual diferente de la del ángulo de desfase extraerá
potencia reactiva.
Empezamos con el voltaje de entrada en la
primera fase dado por la Ecuación (21) y la corriente de entrada
dada por la Ecuación (22).
Supongamos que I=I_{o}(1+\gamma),
donde I_{o} es la amplitud de corriente y donde \gamma es el
parámetro que describe la cantidad de voltaje residual del
condensador. Con el voltaje inicial del condensador a cero, se
deduce que la corriente requerida se obtiene con el control de la
frecuencia del inversor dado por la Ecuación 23.
La ecuación (22) se convierte en
El valor \gamma define el voltaje inicial del
condensador en función del voltaje de entrada dado por la Ecuación
(25). Se aplica para todas las fases de entrada.
La producción de potencia está dada entonces
por
Según las ecuaciones (25) y (26), la producción
de potencia puede controlarse regulando el voltaje inicial en el
condensador sin cambiar la frecuencia del inversor f. Se aplica lo
mismo para las otras dos fases de manera que la producción total es
independiente del tiempo. Resulta de importancia que la salida puede
variarse a lo largo de un gran intervalo. Para funcionamiento de
potencia aumentada el valor de \gamma es positivo, produciendo
una elevación de potencia y requiriendo, según la Ecuación (25), un
voltaje residual negativo. Para funcionamiento de potencia reducida
se requiere un valor de \gamma negativo. Esto reduce la potencia
producida, de acuerdo con la Ecuación (26) y requiere un voltaje
residual de la misma polaridad que el voltaje de entrada. A medida
que \gamma se hace 1, el voltaje residual se hace idéntico al
voltaje de entrada y no circula potencia. Se deduce que para el
intervalo de -1<\gamma<0, la potencia producida puede
regularse a una frecuencia del inversor limitada por las
condiciones de funcionamiento que restringirán los armónicos de
salida a un valor seleccionado. En el otro extremo del intervalo de
potencia, donde se funciona a la máxima frecuencia del inversor,
\gamma>0, se funciona en el modo de elevación de potencia y se
puede incrementar la salida de potencia. Este modo de elevación
también se usa para transferir potencia de un terminal de voltaje
más bajo a un terminal de voltaje más alto.
En la sección previa, los modos de reducción y
elevación fueron descritos con \gamma<0 y \gamma>0,
respectivamente. Si se define el valor de \gamma por
\gamma=rcos(\beta), la condición de voltaje residual en
modo de elevación puede definirse como \gamma=-r, con
\beta=\pi y r=V_{i}/V_{0}, mientras que el modo de
reducción está dado como \gamma=r, con \beta=0.
El valor de \beta de cero y \pi tiene como
resultado el control de flujo de potencia real con la potencia
reactiva siendo cero. El valor \beta es el ángulo de desfase entre
los voltajes inicial y de entrada.
Como podemos controlar el ángulo de desfase
durante la redistribución, tenemos la opción de redistribuir la
energía residual total para cualquier ángulo de desfase.
El voltaje residual en los tres condensadores
puede definirse como
El voltaje inicial de la primera fase puede
darse como
El intercambio de carga entre el condensador y
el terminal de entrada está dado entonces por
Multiplicando el segundo término por la
frecuencia del inversor f, obtenemos la corriente de línea media
de
Reconocemos que el primer término de corriente
está en fase con el voltaje de entrada y ahora es una función tanto
de la relación de voltaje residual r como del ángulo de desfase
\beta. El segundo término está desfasado con el voltaje de
entrada y representa la corriente reactiva. Es directamente
proporcional al voltaje residual. A un ángulo de desfase de cero y
\pi, la potencia reactiva es cero, y obtenemos funcionamientos en
modo de elevación y de reducción, respectivamente.
Multiplicando la corriente por el voltaje y
sumando juntos los tres términos, obtenemos el flujo de potencia
real de
Esto reduce el flujo de potencia del modo de
reducción con \beta=0 y el flujo de potencia del modo de elevación
para \beta=\pi.
A partir de las Ecuaciones 30 y 31, también
obtenemos que los términos de corriente real y de potencia real se
hacen cero cuando
Como el segundo término de corriente no es cero,
se deduce que extraemos sólo potencia reactiva y que la energía
total en los tres condensadores no cambia. Esto produce el
funcionamiento de un compensador de VAR estático.
El término de potencia reactiva por fase está
dado por
\newpage
Además, este control y funcionamiento se
obtienen sin la producción de armónicos. La Fig. 17 muestra el flujo
de potencia real como función de un intervalo de r desde 0 hasta
2,0. Un flujo de potencia negativo constituye una inversión de la
potencia. Permite control de flujo de potencia bidireccional. Vemos
que para un ángulo de desfase de cero la potencia puede controlarse
totalmente con una relación de voltaje residual de cero a uno. A
medida que aumenta la r residual, el flujo de potencia es en la
dirección inversa. A un ángulo de desfase de 180 grados, la salida
puede elevarse teóricamente a cualquier valor.
La Fig. 18 muestra el flujo de potencia reactiva
como función del ángulo de desfase. Con la misma energía residual
podemos saltar de controla de potencia reactiva totalmente
adelantada o totalmente retrasada mediante la selección del ángulo
de redistribución \beta. La cuestión es por qué es importante
controlar la potencia reactiva. Una de las razones importantes es
que con una máquina de inducción rotativa, como un generador o
motor de volante de inercia, que podría requerir potencia de salida
instantánea, acumular el voltaje y alcanzar plena potencia llevará
mucho tiempo. Sin embargo, si inyectamos potencia reactiva dentro de
esta máquina con anticipación a la extracción de alta potencia,
puede extraerse plena potencia de salida instantáneamente. Si no
está circulando potencia reactiva en los devanados de esa máquina,
tenemos la opción de usar potencia de otra fuente, como una
batería, para acumular la potencia reactiva en unos pocos ciclos y,
con ello, ganar la capacidad de obtener una subida rápida de la
potencia de salida real de un generador de inducción.
Como tanto el ángulo de desfase como la relación
de voltaje residual/inicial r son los factores de control para las
potencias real y reactiva, la potencia real fue trazada como función
de la potencia reactiva en la Fig. 19. Como puede observarse,
podemos obtener simultáneamente cualquier control de flujo de
potencia real y reactiva con la selección de los valores apropiados
de r y \beta. El punto (0,1), donde r=0, representa el modo
normal de funcionamiento, donde la producción de potencia se
controla con la frecuencia del inversor. El desplazamiento recto
hacia arriba el funcionamiento en modo de elevación con
\beta=\pi. El desplazamiento hacia abajo representa el
funcionamiento en modo de reducción con \beta=0. Desplazándonos a
lo largo del eje x obtenemos la condición de sólo control de flujo
de potencia reactiva. Esto corresponde a la solución de la Ecuación
33. La Fig. 19 ofrece el control de flujo de potencia de entrada
para la potencia de entrada deseada extraída de un generador o
cualquier otro sistema de terminales múltiples. El parámetro r y el
ángulo de desfase \beta corresponden a la configuración de
voltaje y fase en los condensadores internos del inversor. Esto
permite el control continuo de la potencia producida deseada dictada
por la carga y también permite la extracción simultánea de potencia
reactiva del generador para obtener las condiciones óptimas de
funcionamiento. El operador de una planta de energía eléctrica
tiene la opción de configurar el voltaje de excitación del
generador para igualar el ángulo de desfase del generador y
suministrar la demanda de potencia reactiva de la red. Este no es
el caso para un generador de inducción, con el cual es deseable
igualar la carga al generador para un óptimo funcionamiento porque
un generador de inducción no tiene capacidad de ajuste. En este modo
de funcionamiento, el extremo de entrada del convertidor también se
acciona como generador de VAR controlable.
El extremo de salida de un convertidor de
potencia de CA a CA o un inversor de CC a CA funciona de igual
manera que la entrada del convertidor de potencia de CA a CA o la
entrada del convertidor de CA a CC. Se aplica la misma dinámica,
pero el voltaje del condensador tiene que ser más alto que el
voltaje de la línea de salida para facilitar una transferencia de
potencia positiva. Si suponemos que r es igual al voltaje inicial
del condensador, normalizado al voltaje de la línea de salida,
obtenemos una representación gráfica similar. También definimos el
ángulo \alpha como el ángulo entre el ángulo de desfase de salida
y el ángulo de distribución del condensador y entonces podemos
generar una representación gráfica de transferencia de potencia real
y reactiva. La Fig. 20 muestra la representación gráfica de la
transferencia de potencia real y reactiva para diversos valores
iniciales de R. Sólo es de interés la parte de la representación
gráfica donde el flujo de potencia real es positivo; sin embargo,
la otra parte también es aplicable para flujo bidireccional. Esta
es la misma representación gráfica que la Fig. 19, volteada
alrededor del eje x.
En el eje y positivo, con el ángulo de desfase
\alpha cero no se transfiere potencia para R=1. En R=2 y
\alpha=o, se transfiere plena potencia descargándose toda la
energía. A medida que se incrementa el voltaje del condensador, la
transferencia se incrementa linealmente mientras la energía
almacenada se incrementa como el cuadrado del voltaje, o V. La
diferencia de energía permanece como voltaje residual en el
condensador y puede usarse como la condición inicial del siguiente
ciclo de carga. Para r>2 el voltaje residual en los
condensadores será el opuesto del voltaje inicial. Para 1>r>2
la transferencia total de energía del condensador no es
energéticamente posible y el voltaje residual tendrá la misma
polaridad que el voltaje inicial. Este voltaje residual puede ser
instrumental al extraer energía adicional en el siguiente ciclo de
carga, produciendo un voltaje más alto para permitir una mayor
transferencia de potencia.
La operación para potencia real >1 puede
modificarse con el uso de la operación de de circulación libre.
Cuando el voltaje del condensador llega a cero o en cualquier
momento posterior, puede impedirse o detenerse la recarga del
condensador, y la energía en el inductor de salida puede
transferirse completamente al terminal de salida. Mediante
activación en el momento correcto, podemos seleccionar un voltaje
residual y una energía inicial para el siguiente ciclo de carga
programado. Esto nos da las capacidades deseadas de control de
potencia producida y control de potencia reactiva de entrada.
Como muy pocas cargas son puramente resistivas,
resulta práctico entregar potencia tanto real como reactiva
redistribuyendo la energía total restante del ciclo cargado
previamente con un ángulo \alpha especificado. Este ángulo
corresponde al ángulo medido con respecto al eje y positivo y
aumenta en la dirección contraria a las agujas del reloj. A medida
que aumenta el ángulo, la potencia reactiva aumenta mientras que la
producción de potencia real disminuye. Existen dos puntos donde la
potencia real es cero y el inversor producirá sólo potencia
reactiva con ángulos de desfase adelantados o retrasados. Tiene que
coordinarse la operación tanto del ciclo de carga como del ciclo de
descarga. El control de la operación puede realizarse con control en
tiempo real. Sin embargo, el cálculo necesario puede reducirse
significativamente usando tablas de referencia precalculadas. La
arquitectura óptima de control está sujeta a la selección del
algoritmo de control, el ordenador, y la complejidad de los
requisitos de funcionamiento seleccionados.
El RCTA y el procedimiento DSCI son versátiles y
pueden usarse con varios dispositivos de almacenamiento de energía,
como se muestra en la Fig. 11, o con un transformador, como se
muestra en las Figs. 9 y 10. El RCTA y el procedimiento DSCI pueden
utilizarse como parte de la entrada o salida de tales circuitos
híbridos. De hecho, el RCTA y el procedimiento DSCI pueden ser la
fuente de carga de cualquier línea de transmisión o circuito de
formación de impulsos. Igualmente, el RCTA y el procedimiento DSCI
pueden usarse conjuntamente con varios multiplicadores/divisores de
voltaje, cargando tales dispositivos directamente o a través de
dispositivos acoplados magnéticamente. El dispositivo de
almacenamiento de energía puede ser un único condensador como en la
Fig. 1, en la configuración acoplada en serie de la Fig. 10, o puede
estar constituido por varios condensadores integrados con otros
dispositivos eléctricos y electrónicos pasivos y activos.
La característica interesante de la topología
DSCI es que puede combinarse con muchos de los circuitos de
multiplicación de voltaje. Aunque el circuito multiplicador de
voltaje distorsionaba significativamente la forma de onda de CA, el
RCTA extrae potencia libre de armónicos a factor de potencia unidad
o factor de potencia seleccionado. Además el circuito DSCI entrega
la potencia al circuito de multiplicación a una frecuencia mucho
más alta y por lo tanto utiliza mucho más los componentes eléctricos
del circuito multiplicador, reduciendo así los requisitos de peso y
volumen de tal circuito para un nivel de potencia dado. La
combinación de la potencia de entrada libre de armónicos y gran
utilización de componentes hace que el multiplicador de voltaje
modificado por DSCI sea aplicable para aplicaciones de potencia más
alta.
Es de particular importancia práctica la
integración de la topología del circuito DSCI con circuitos como
los descritos en las patentes concedidas o en tramitación de
Limpaecher. El DSCI puede ser parte de la operación de carga o
descarga en estos circuitos. También puede usarse como parte de la
operación intermedia del ciclo del dispositivo.
En contraposición a los dispositivos que usan la
topología de circuito DSCI, que requiere la activación de
interruptores de estado sólido, esta tecnología es relativamente
avanzada y puede seleccionarse una combinación casi ilimitada de
topología de circuitos de control analógicos, digitales o híbridos.
Para la mayoría de las aplicaciones es deseable monitorizar la
entrada, la salida y el estado de funcionamiento detallado del
circuito para optimizar el funcionamiento y adoptar acciones
correctoras si se produce un fallo. Es deseable comunicación
adicional para permitir informar por control remoto del estado de
funcionamiento.
Tanto para el ciclo de carga como de descarga
trifásica del circuito mostrado en la Fig. 1, sólo un tiristor
tendrá una mitad completa de una onda seno. El dI/dt máximo es al
principio o el final de la semionda seno y está dado por
\omegaIo. Para una amplitud de corriente máxima de Io de 1 kA y un
periodo de carga resonante de 250 \mus el dI/dt=12,6 A/\mus.
Esto entra perfectamente dentro de los tiristores con un dI/dt
máximo de 500 A/\mus, con un dI/dt repetitivo de 200 A/\mus.
Las corrientes de los otros dos tiristores conductores son una
fracción de la misma onda seno, y las trazas de corriente de la Fig.
8 muestran la transferencia de la conducción de un tiristor al otro
instantáneamente en t_{1}'. Esto produce un alto dI/dt de conexión
y desconexión que podría dañar los tiristores e incrementar las
pérdidas de los tiristores. Hemos controlado experimentalmente la
conmutación de tiristores en la conversión de CA a CC y de CC a CA
instalando inductores de conmutación Lm como se muestra en la Fig.
21.
Para cada fase de salida, está instalado un
pequeño inductor de conmutación Lm entre el montaje de tiristores y
los condensadores de filtro de salida. Estos inductores son
típicamente del orden del 20% del inductor de salida Lb y dos de
ellos son parte del circuito de descarga resonante en todo momento.
Con estos inductores instalados, el dI/dt de conmutación está dado
por \DeltaV/(2Lm), donde \DeltaV es la diferencia de voltaje
entre los dos voltajes en los condensadores de salida implicados en
el procedimiento de conmutación. El sistema de control tiene que
tomar en consideración el momento de conmutación y activar el último
tiristor medio periodo de conmutación antes. El tiempo de
preactivación es simplemente tpr=Lm*ldc/\DeltaV, donde ldc es la
corriente de descarga en el momento de conmutación. Usar este
procedimiento requiere pequeños inductores que limitaban fácilmente
el dI/dt a 50 A/\mus.
El dI/dt del tiristor de circulación libre puede
limitarse también conectando un pequeño inductor en serie. Con la
corriente de circulación libre normalmente una fracción de la
amplitud total, este inductor puede ser pequeño. Además, es
preferible seleccionar un dI/dt de tiristor cercano al dI/dt máximo
de la especificación de tiristor de impulsos repetitivos para
limitar la inversión de voltaje del condensador Co. Este dI/dt de
la inductancia de circuito de circulación libre y el retardo de
desconexión del tiristor tienen como resultado una inversión de
voltaje dada de condensador Co. Esta no es despreciable, pero no
constituye un problema si estos efectos son tomados en
consideración por el algoritmo de control.
Para controlar la producción, hemos mencionado
el control de frecuencia del inversor y el control de voltaje
residual. Con el control de frecuencia la producción de potencia o
corriente se incrementa incrementando la tasa de la energía o
intercambio de carga que se produce por ciclo de intercambio de
carga. Típicamente la energía por ciclo de carga dividida por la
duración entre impulsos, el tiempo entre operaciones de descarga
consecutivas, produce la producción de potencia deseada.
Por otra parte, el control de voltaje residual
permite el control de la cantidad de energía o intercambio de carga
en la siguiente operación de intercambio de carga. Se deduce que el
control de voltaje residual permite el control de la energía de
carga por ciclo de carga de manera que la producción de potencia, a
cualquier frecuencia del inversor, puede controlarse mediante el
voltaje residual.
Pueden combinarse ambos modos de funcionamiento
para obtener la capacidad de control más flexible. La operación de
control puede realizarse con dispositivos de estado sólido que no
sean interruptores de apertura y la operación puede clasificarse
como "conmutación suave", donde tanto la conexión como la
desconexión se producen con corriente nula. La operación de
conmutación suave reduce típicamente las pérdidas por conmutación,
elimina el requisito de amortiguación y reduce el requisito de
dI/dt del circuito y de los interruptores. Esto permite el uso de
tiristores probados y altamente desarrollados con voltaje de
funcionamiento más alto, gamas de corriente de funcionamiento más
altas y menores pérdidas; con un precio más bajo y fiabilidad
probada más alta que cualquier interruptor comercializado o en
desarrollo. Los interruptores que tienen capacidad tanto de cierre
como de apertura pueden ser sustituidos por cualquier interruptor
que funcione en un circuito como función operacional de interruptor
de cierre. De hecho habrá aplicaciones donde tales interruptores
puedan ser deseables para obtener mayor velocidad, flexibilidad de
control adicional, o recuperación más rápida del interruptor.
El control no está limitado al control de
frecuencia o de voltaje residual. Alguien experto en la materia
apreciará que puede obtenerse control adicional en cualquiera de los
circuitos descritos si la operación de intercambio de carga se
controla directamente con los interruptores de entrada. Con el
control de la energía de entrada o la cantidad de intercambio de
carga, también pueden controlarse el flujo de potencia o de
corriente. Esa clase de control requeriría en la mayoría de los
casos el uso de interruptores de apertura controlada y no tendría
como resultado una operación con conmutación suave. Sin embargo, la
flexibilidad de control adicional u otra operación beneficiosa
pueden tener como resultado la selección preferente del control de
la sección de interruptor de entrada adicional.
Para controlar la operación se requiere un
controlador, que monitoriza los terminales de entrada y salida
además del voltaje del convertidor y la condición de la corriente,
para hacer funcionar correctamente los interruptores. Esta función
de control puede ser realizada, por ejemplo, por un sistema de
circuitos analógicos, un controlador digital, o un microprocesador.
Una realización preferente es el uso de unos dispositivos lógicos
programables (PLDs) integrados con unas tablas de consulta
digitales. Estas tablas de consulta pueden contener la mayoría de
la sincronización crítica que puede ser usada por el PLD. El
microprocesador puede usarse para monitorizar la operación y mide
los parámetros analógicos de entrada y salida. Tal microprocesador
puede realizar todos los cálculos para control en tiempo real, sin
embargo la mayoría de la operación puede almacenarse en la tabla de
consulta. Los datos de la tabla de consulta pueden estar en forma de
tabla multidimensional o en una forma como coeficiente de un
polinomio que puede usarse para generar los valores de la tabla de
consulta.
El funcionamiento correcto del ciclo de carga
depende sólo de la sincronización correcta de un único interruptor.
Una vez que el ciclo de carga está terminado, el procesador puede
determinar con precisión el error de ese suceso de sincronización.
Igualmente para la operación de descarga, la sincronización correcta
depende principalmente de los terceros interruptores de salida
activados, además el voltaje residual correcto depende de la
activación correcta del interruptor de circulación libre. Una vez
que la descarga está terminada el microprocesador puede calcular,
basándose en la transferencia de carga medida y el voltaje residual
del condensador, los errores de funcionamiento de los dos
interruptores. En la práctica puede ser difícil calcular por
adelantado el funcionamiento preciso y puede cambiar cuando cambia
el efecto de la temperatura de los componentes pasivos de potencia y
el retardo y otros parámetros de los interruptores activos. El
microprocesador puede monitorizar el funcionamiento y modificar la
tabla de consulta almacenada para minimizar activamente el error
para los cambios en la entrada, la salida, o la condición de
funcionamiento del convertidor interno sobre una base continua,
generando en tiempo real una tabla de consulta refinada con
resolución mucho más alta que la almacenada.
Aunque la invención está descrita con respecto a
una realización preferida, para los expertos en la materia
resultarán evidentes modificaciones de la misma. Por lo tanto, el
alcance de la invención ha de determinarse por referencia a las
siguientes reivindicaciones.
\vskip1.000000\baselineskip
La lista de la antecedentes citados por el
solicitante es sólo por conveniencia del lector. No forma parte del
documento de Patente Europea. Aun cuando se ha tenido mucho cuidado
al recopilar los antecedentes, no pueden excluirse errores u
omisiones y la Oficina Europea de Patentes renuncia a toda
responsabilidad en este aspecto.
\bullet US 4096557 A [0006]
\bullet US 5270914 A [0007]
\bullet US 3982167 A [0008]
\bullet US 5764501 A [0196]
\bullet A Review of
Soft-Switched DC-AC Converters.
BELLAR M D et al. IEEE Transactions on Industry
Applications. IEEE Inc, julio de 1998, vol. 34,
847-860 [0005]
Claims (27)
1. Un procedimiento de transferencia de carga
eléctrica entre un dispositivo de almacenamiento de carga (25) y un
primer terminal de alimentación (11) que tiene una pluralidad de
primeros nodos, comprendiendo dicho procedimiento:
- intercambiar carga entre el dispositivo de almacenamiento de carga (25) y un primer nodo de los primeros nodos de la pluralidad de primeros nodos a través de una sección inductiva (22, 26);
- cuando una carga predeterminada ha sido intercambiada entre el dispositivo de almacenamiento de carga (25) y el primer nodo de los primeros nodos, el procedimiento incluye generar una señal de control que causa una conmutación eléctrica del primer nodo de los primeros nodos a un segundo nodo de los primeros nodos de la pluralidad de primeros nodos;
- después intercambiar carga entre el dispositivo de almacenamiento de carga y el segundo nodo de los primeros nodos a través de la sección inductiva;
- intercambiar carga entre el dispositivo de almacenamiento de carga (25) y un primer nodo de los segundos nodos de una pluralidad de segundos nodos de un segundo terminal de alimentación (12) a través de la sección inductiva (22, 26);
- cuando una carga predeterminada ha sido intercambiada entre el dispositivo de almacenamiento de carga (25) y el primer nodo de los segundos nodos, generar una segunda señal de control que causa una conmutación eléctrica del primer nodo de los segundos nodos a un segundo nodo de los segundos nodos de la pluralidad de segundos nodos;
- intercambiar carga entre el dispositivo de almacenamiento de carga y el segundo nodo de los segundos nodos a través de la sección inductiva (22, 26); estando el procedimiento caracterizado por
- alternar el intercambio de carga entre el dispositivo de almacenamiento de carga (25) y el primer terminal de alimentación (11) con el intercambio de carga entre el dispositivo de almacenamiento de carga y el segundo terminal de alimentación (12).
2. El procedimiento de la reivindicación 1 que
además comprende:
- configurar el primer terminal de alimentación (11) como terminal de alimentación de CA; y
- configurar el segundo terminal de alimentación (12) como terminal de alimentación de CA.
3. El procedimiento de la reivindicación 1 que
además comprende:
- configurar el primer terminal de alimentación (11) como terminal de alimentación de CA; y
- configurar el segundo terminal de alimentación (12) como terminal de alimentación de CC.
4. El procedimiento de la reivindicación 1 que
además comprende:
- configurar el primer terminal de alimentación (11) como terminal de alimentación de CC; y
- configurar el segundo terminal de alimentación (12) como terminal de alimentación de CC.
5. El procedimiento de la reivindicación 1, en
el que:
- el intercambio de carga entre el dispositivo de almacenamiento de carga (25) y el primer terminal de alimentación puede tener lugar entre una cualquiera de una pluralidad de terminales de alimentación y el dispositivo de almacenamiento de carga, en el que la pluralidad de terminales de alimentación incluye el primer terminal de alimentación (11) y el segundo terminal de alimentación (12); y
- el intercambio de carga entre el dispositivo de almacenamiento de carga y el segundo terminal de alimentación puede tener lugar entre uno cualquiera de la pluralidad de terminales de alimentación y el dispositivo de almacenamiento de carga.
6. El procedimiento de la reivindicación 1, en
el que el primer terminal de alimentación (11) y el segundo
terminal de alimentación (12) son el mismo terminal de
alimentación.
7. El procedimiento de la reivindicación 1, en
el que el dispositivo de almacenamiento de carga (25) comprende una
pluralidad de condensadores.
8. El procedimiento de la reivindicación 1, en
el que el dispositivo de almacenamiento de carga (25) comprende un
único condensador.
9. El procedimiento de la reivindicación 1, en
el que la sección inductiva (22, 26) comprende una pluralidad de
inductores.
10. El procedimiento de la reivindicación 1, en
el que la sección inductiva (22, 26) comprende un único
inductor.
11. El procedimiento de la reivindicación 1, en
el que la sección inductiva (22, 26) comprende los devanados de un
transformador monofásico.
12. El procedimiento de la reivindicación 1, en
el que la relación de la carga predeterminada que ha sido
intercambiada entre el dispositivo de almacenamiento de carga (25) y
el primer nodo de los primeros nodos y la carga que ha sido
intercambiada entre el dispositivo de almacenamiento de carga y el
segundo nodo de los primeros nodos es igual a una relación de los
valores absolutos de las corrientes extraídas del primer nodo de
los primeros nodos y el segundo nodo de los primeros nodos.
13. El procedimiento de la reivindicación 2, en
el que la relación de la carga predeterminada que ha sido
intercambiada entre el dispositivo de almacenamiento de carga (25) y
el primer nodo de los segundos nodos y la carga que ha sido
intercambiada entre el dispositivo de almacenamiento de carga y el
segundo nodo de los segundos nodos es igual a una relación de los
valores absolutos de las corrientes inyectadas dentro del primer
nodo de los segundos nodos y el segundo nodo de los segundos
nodos.
14. Un aparato de transferencia de carga que
comprende:
- una sección inductiva (22, 26);
- un dispositivo de almacenamiento de carga (25) acoplado a la sección inductiva para formar un circuito resonante con la sección inductiva;
- un primer terminal de alimentación (11) que tiene una pluralidad de primeros nodos;
- una pluralidad de primeros interruptores que acoplan el primer terminal de alimentación con el circuito resonante;
- un segundo terminal de alimentación (25) que tiene una pluralidad de segundos nodos; y
- una pluralidad de segundos interruptores que acoplan el segundo terminal de alimentación y el circuito resonante,
- una unidad de controla para controlar el funcionamiento de la pluralidad de primeros interruptores para intercambiar carga entre el dispositivo de almacenamiento de carga (25) y un primer nodo de los primeros nodos de la pluralidad de primeros nodos a través de la sección inductiva y cuando una carga predeterminada ha sido intercambiada entre el dispositivo de almacenamiento de carga y el primer nodo de los primeros nodos, para generar una señal de control que hace que la pluralidad de primeros interruptores conmute del primer nodo de los primeros nodos a un segundo nodo de los primeros nodos de la pluralidad de primeros nodos, para después intercambiar carga entre el dispositivo de almacenamiento de carga y el segundo nodo de los primeros nodos a través de la sección inductiva, para controlar el funcionamiento de la pluralidad de segundos interruptores para intercambiar una cantidad predeterminada de carga entre un primer nodo de los segundos nodos de la pluralidad de segundos nodos y el dispositivo de almacenamiento de carga (25) y para intercambiar una cantidad predeterminada de carga entre un segundo nodo de los segundos nodos de la pluralidad de segundos nodos y el dispositivo de almacenamiento de carga;
- estando el aparato caracterizado porque la carga transferida del primer terminal de alimentación (11) al dispositivo de almacenamiento de carga (25) es seguida alternativamente por la carga transferida del dispositivo de almacenamiento de carga al segundo terminal de alimentación (12).
15. El aparato de transferencia de carga de la
reivindicación 14 en el que la unidad de control es para controlar
el funcionamiento de la pluralidad de primeros interruptores para
intercambiar una primera cantidad predeterminada de carga entre el
primer nodo de los primeros nodos de la pluralidad de primeros nodos
y el dispositivo de almacenamiento de carga (25) y para
intercambiar una cantidad predeterminada de carga entre el segundo
nodo de los primeros nodos de la pluralidad de primeros nodos y el
dispositivo de almacenamiento de carga, en el que una relación de
la primera cantidad predeterminada de carga intercambiada entre el
dispositivo de almacenamiento de carga y el primer nodo de los
primeros nodos y la cantidad predeterminada de carga intercambiada
entre el dispositivo de almacenamiento de carga y el segundo nodo
de los primeros nodos es igual a una relación de los valores
absolutos de las corrientes extraídas del primer nodo de los
primeros nodos y el segundo nodo de los primeros nodos.
16. El aparato de transferencia de carga de la
reivindicación 15, en el que una relación de la cantidad
predeterminada de carga intercambiada entre el dispositivo de
almacenamiento de carga y el primer nodo de los segundos nodos y la
cantidad predeterminada de carga intercambiada entre el dispositivo
de almacenamiento de carga y el segundo nodo de los segundos nodos
es igual a una relación de los valores absolutos de las corrientes
inyectadas dentro del primer nodo de los segundos nodos y el
segundo nodo de los segundos nodos.
17. El aparato de transferencia de carga de la
reivindicación 16, en el que el primer terminal de alimentación
(11) está configurado para recibir una alimentación polifásica y el
segundo terminal de alimentación (12) está configurado para
suministrar una carga de potencia polifásica.
18. El aparato de transferencia de carga de la
reivindicación 16, en el que la unidad de control acciona la
pluralidad de segundos interruptores para reconstruir una forma de
onda de CA en el segundo terminal de alimentación (12).
19. El aparato de transferencia de carga de la
reivindicación 16, en el que el primer terminal de alimentación
(11) está configurado para recibir una alimentación de CA polifásica
y el segundo terminal de alimentación (12) está configurado para
suministrar una carga de CC.
20. El aparato de transferencia de carga de la
reivindicación 16, en el que el primer terminal de alimentación
(11) está configurado para recibir una alimentación de CC y el
segundo terminal de alimentación (12) está configurado para
suministrar una carga de potencia de CA polifásica.
21. El aparato de transferencia de carga de la
reivindicación 16, en el que el primer terminal de alimentación
(11) está configurado para recibir una alimentación de CC y el
segundo terminal de alimentación (12) está configurado para
suministrar una carga de potencia de CC.
22. El aparato de transferencia de carga de la
reivindicación 16, en el que el primer terminal de alimentación
(11) está configurado para recibir una alimentación de CA
polifásica, y la unidad de control acciona la pluralidad de
segundos interruptores para producir una corriente media descrita en
una serie de Fourier que incluye componentes de Fourier.
23. El aparato de transferencia de carga de la
reivindicación 22, en el que uno de los componentes de Fourier es
tal que la corriente media está en fase con el voltaje de la
alimentación de CA polifásica.
24. El aparato de transferencia de carga de la
reivindicación 22, en el que uno de los componentes de Fourier es
tal que la corriente media está desfasada 90 grados eléctricos con
el voltaje de la alimentación de CA polifásica.
25. El aparato de transferencia de carga de la
reivindicación 22, en el que el componente de Fourier es un
armónico de la frecuencia fundamental de la alimentación de CA
polifásica de manera que la corriente media produce un componente
de flujo de corriente armónico.
26. El aparato de transferencia de carga de la
reivindicación 16, en el que el primer terminal de alimentación
(11) y el segundo terminal de alimentación (12) son iguales y están
acoplados a una red de CA, y la unidad de control acciona la
pluralidad de primeros interruptores y la pluralidad de segundos
interruptores para controlar la corriente reactiva de la red de
CA.
27. El aparato de transferencia de carga de la
reivindicación 16 que además comprende un interruptor de circulación
libre acoplado a través del dispositivo de almacenamiento de carga
(25), en el que la unidad de control acciona el interruptor de
circulación libre para controlar el voltaje residual del dispositivo
de almacenamiento de carga.
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