ES2301704T3 - Estimacion de un canal de transmision con simbolos piloto repartidos segun una estructura de malla. - Google Patents
Estimacion de un canal de transmision con simbolos piloto repartidos segun una estructura de malla. Download PDFInfo
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Abstract
Procedimiento de estimación de un canal de transmisión a partir de una señal recibida después de la transmisión por dicho canal de transmisión, siendo dicha señal una señal multiportadora constituida sobre una red tiempo-frecuencia definida por un eje de frecuencias y un eje de tiempos, y que comprende tramas que tienen MxN símbolos repartidos en M subportadoras, cada una de las cuales está divida en N tiempos símbolos determinados, comprendiendo cada trama P símbolos piloto repartidos en tiempo y en frecuencia para cubrir la trama según una estructura de mallas, siendo los números M, N y P números enteros no nulos, comprendiendo los símbolos piloto, por una parte, símbolos llamados símbolos piloto reales transmitidos como símbolos que tienen un valor real, y por otra parte, símbolos llamados símbolos piloto imaginarios puros, transmitidos como símbolos que tienen un valor imaginario puro, comprendiendo el proceso las etapas siguientes: a) seleccionar (91) uno o varios valores zk de la señal recibida correspondiente a uno o varios símbolos piloto reales de valores respectivos ck por una parte, y uno o varios valores zl de la señal recibida correspondiente respectivamente a uno o varios símbolos piloto imaginarios puros con valores respectivos cl por otra parte, estando estos símbolos piloto suficientemente aproximados simultáneamente según el eje de las frecuencias y según el eje de los tiempos para que se pueda considerar que el desvanecimiento de la señal por el canal de transmisión ha tenido un valor complejo alfa sensiblemente idéntico en módulo y en fase para esos símbolos piloto; b) determinar (92) números complejos u y v y un número real lambda haciendo mínima la expresión de mínimos cuadrados siguiente: (Ver fórmula) en la que el signo Summa designa el operador de suma, ||x|| designa el operador de valor absoluto de la variable real x o el módulo de la variable compleja x, lambda es un número real, K, L= índice entero comprendido entre 1 y K o 1 y L,K,L= número entero superior o igual a la unidad, siendo u y v números complejos ortogonales Re(u* .v)=0, en la que Re(w) designa el operador de la parte real del número complejo w, y en la que w* designa el número complejo conjugado del número complejo w tales que ||u||=||v||. c) determinar (93) un valor estimado âlfa del valor alfa de desvanecimiento de la señal por el canal de transmisión para los símbolos piloto de referencia calculando: âlfa = lambda/u.
Description
Estimación de un canal de transmisión con
símbolos piloto repartidos según una estructura de malla.
La presente invención se refiere a un
procedimiento para la estimación de un canal de transmisión, así
como dispositivos para la puesta en práctica del procedimiento.
Se refiere al campo de las transmisiones
numéricas por ondas portantes de radio frecuencia (transmisiones
radio-
numéricas). Encuentra aplicaciones, especialmente, en los receptores de los sistemas de radio-comunicación numérica con los móviles, por ejemplo los sistemas de radio-comunicaciones profesionales (sistemas PMR, en inglés
"Professional Mobile Radio" (Radio Profesional Móvil)).
numéricas). Encuentra aplicaciones, especialmente, en los receptores de los sistemas de radio-comunicación numérica con los móviles, por ejemplo los sistemas de radio-comunicaciones profesionales (sistemas PMR, en inglés
"Professional Mobile Radio" (Radio Profesional Móvil)).
En estos sistemas, los datos numéricos son
transmitidos por modulación de una onda portadora de
radio-frecuencia. Dicho de otra forma, una señal de
radio es emitida sobre el canal de transmisión, siendo modulada esta
señal para soportar las informaciones numéricas a transmitir.
Por estimación del canal de transmisión se
entiende, de manera clásica, la estimación de las condiciones de
propagación de la señal de radio a través de este último, que afecta
la señal transmitida.
Se intenta poner en práctica técnicas de
modulación que ofrecen una mejor resistencia con respecto a
perturbaciones sufridas por la señal de radio cuando tiene lugar la
transmisión a través del canal de transmisión. De manera esencial,
estas perturbaciones proceden de las causas siguientes:
- -
- para una parte del fenómeno de desvanecimiento ("Fading" en inglés), que es selectivo en frecuencia desde el momento en que se supera la banda de coherencia (se designa en este primer caso fading selectivo ("selective fading" en inglés)),pero que no es selectivo en frecuencia desde el momento en que la amplitud del canal es inferior a la banda de coherencia (se habla en este último caso de desvanecimiento plano ("flat fading" en inglés). Este fenómeno de desvanecimiento o "fading" es debido a las trayectorias múltiples de propagación ("multipaths" en inglés) que genera interferencias inter-símbolos (ISI, en inglés "Intersymbol Interference") conocidas también con el vocablo de distorsión inter-símbolos;
- -
- por otra parte por el hecho de que la amplitud y la fase del trayecto de propagación o de cada uno de ellos puede ser estáticos (en el sentido de que no varían a lo largo del tiempo) o por el contrario dinámicos (cuando las condiciones de propagación varían a lo largo del tiempo). En el caso dinámico, la frecuencia de este fenómeno (llamada también frecuencia del fading) y de manera más general, el espectro de frecuencias del fading, están relacionadas con la velocidad del móvil y con la frecuencia portante de la señal emitida. El modelo clásico conservado para el espectro de potencia del fading se describe en la obra "Microwave Mobile Communications" de William C. Jakes, Jr. Editions John Wiley & Sons, 1974, pp 19-25 ("Comunicaciones Móbiles por microondas") y hace intervenir la frecuencia Doppler f_{D} indicada por la siguiente fórmula:
en la que V es la velocidad del
móvil, c es la velocidad de la luz y f_{C} es la frecuencia de la
radiofrecuencia
portante.
Se busca en la actualidad poner en práctica una
modulación multiportante llamada OFDM (del inglés "Orthogonal
Frequency Division Multiplexing" ("Multiplexado de División de
frecuencia ortogonal"). Esta técnica de modulación ha sido
conservada para la norma europea sobre los sistemas de difusión
audio numéricos (sistemas DAB, del inglés "Digital Audio
Broadcasting" ("Emisión Digital de Audio")). Consiste en
repartir los datos a trasmitir en un conjunto de subportadoras
("subcarriers" en inglés) emitidas en paralelo en la señal de
radio. Resulta de ello un efecto de desvanecimiento plano con
respecto a cada una de las subportadoras puesto que la amplitud de
la banda de cada subportadora es inferior a la banda de coherencia.
Además, resulta de ello una reducción de la sensibilidad de la
transmisión con respecto al fenómeno de trayectos múltiples.
La señal a transmitir está construida sobre una
red de tiempo-frecuencia (llamada también
"lattice" en inglés) (retícula). Una red
tiempo-frecuencia de este tipo comprende un conjunto
de símbolos que constituyen un espacio de dos dimensiones que está
definido por un eje de frecuencias (o eje frecuencial) y por un eje
de tiempo (o eje temporal). Se recordará que un símbolo corresponde
a un número determinado de bits de información, por ejemplo ocho
bits, que adopta un valor determinado en un alfabeto
ad-hoc. De forma convencional, el eje de las
frecuencias está representado verticalmente y el eje de los tiempos
está representado horizontalmente. Cada símbolo está referenciado
por un índice m según el eje de las frecuencias y por un índice n
según el eje de los tiempos. De forma convencional, un símbolo cuya
posición según el eje de las frecuencias está definido por el
índice m y la posición según el eje de los tiempos está definida por
el índice n y se indica de manera general S_{m,n}. Finalmente, la
separación entre los símbolos según el eje de las frecuencias se
indica \gamma_{0}. Igualmente la separación entre los símbolos
según el eje de los tiempos se
indica \tau_{0}.
indica \tau_{0}.
Si se indica S(t) una señal construida
sobre una red de símbolos de este tipo, se puede descomponer la
señal S(t) en la siguiente forma:
en la que el signo \sum indica la
operación de
suma;
siendo los coeficientes c_{m,n}
coeficientes que corresponden al valor del símbolo S_{m,n};
y
la función g(t) indica el
impulso de puesta en forma para la
modulación.
La señal a transmitir está estructurada en
tramos que son transmitidos sucesivamente por medio del canal de
transmisión. Cada tramo comprende un número M de
sub-portadores adyacentes en el interior de un canal
de amplitud espectral determinada, estando dividida cada una de
estas portadoras en N intervalos de tiempo llamados símbolos de
tiempo, que son transmitidos sucesivamente a través del canal de
transmisión. La duración de un tiempo símbolo corresponde a la
duración de transmisión de un símbolo. Una trama de la señal
comprende por lo tanto MxN símbolos. El parámetro \gamma_{0}
precitado representa la separación entre dos subportadoras
adyacentes y el parámetro \tau_{0} antes citado representa la
separación entre dos símbolos sucesivos en una misma
subportadora.
En los sistemas que utilizan una modulación de
tipo OFDM, los impulsos de las puestas en forma para la modulación
se escogen de manera que cada símbolo sea ortogonal con todos los
demás símbolos. Se dice entonces que la red es ortogonal. Por
definición, los símbolos son ortogonales entre sí sí su producto
escalar es nulo.
Esta característica permite simplificar la
demodulación.
Un ejemplo particular de una modulación de tipo
OFDM que utiliza símbolos piloto repartidos según una estructura de
"retícula" es conocido por el documento EP 0734132.
Los sistemas que utilizan una modulación de tipo
OFDM se sub-dividen en dos categorías.
Por una parte, los sistemas que utilizan una red
tiempo-frecuencia de densidad 1 (que se llamarán a
continuación "sistemas de densidad 1" como abreviatura) para
los cuales el producto \gamma_{0} x \tau_{0} es igual a la
unidad (\gamma_{0} x \tau_{0}=1). En estos sistemas los símbolos
modulados pueden ser símbolos complejos. Los coeficientes c_{m,n}
antes citados son entonces números complejos. Se puede escribir
c_{m,n}=a_{m,n}+ixb_{m,n} en la que a_{m,n} y b_{m,n} son
números reales. Esto ofrece la posibilidad de utilizar
simultáneamente modulación en amplitud y modulación en fase. En la
práctica se debe tomar no obstante una precaución en el dominio
frecuencial y/o en el dominio temporal entre dos símbolos
adyacentes, según el eje de las frecuencias o bien según el eje
temporal, consecutivos. Esta precaución reduce sensiblemente el
caudal máximo (expresado en número de símbolos por segundo o
baudios) que se pueden hacer pasar por el canal de transmisión.
Por otra parte los sistemas que utilizan una red
tiempo-frecuencia de densidad 2 (llamada a
continuación "sistemas {}\hskip17cm de densidad 2", de
forma abreviada) por los cuales el producto \gamma_{0} x
\tau_{0} es igual a \frac{1}{2} \left(\gamma_{0} \ x \ \tau_{0}
= \frac{1}{2}\right). En estos sistemas,
{}\hskip17cm el caudal máximo (expresado en número de símbolos por segundos, o baudios) es dos veces más elevado que en los sistemas de densidad 1. Por el contrario, en los sistemas de densidad 2, los símbolos modulados deben ser mono-dimensionales, es decir, que tienen un valor real (se habla entonces de símbolos reales), o bien un valor imaginario puro (se habla entonces de símbolos imaginarios puros). Se puede escribir c_{m,n} = a_{m,n} para los símbolos reales o c_{m,n} = i x b_{m,n} para los signos imaginarios puros en los que a_{m,n} y b_{m,n} son números reales. De manera más precisa, si un símbolo es real, sus vecinos inmediatos, es decir, los símbolos situados en la misma subportadora en el tiempo, símbolos inmediatamente anterior e inmediatamente posteriores (por referencia al orden de emisión de los símbolos en el canal de transmisión, es decir, los símbolos adyacentes según la dirección del eje de los tiempos) y los símbolos situados en el mismo tiempo símbolo sobre las suportadoras situadas sobre las frecuencias inmediatamente superior e inmediatamente inferiores (es decir, los símbolos adyacentes según la dirección del eje de las frecuencias) son imaginarios puros. Inversamente, si un símbolo es imaginario puro, sus vecinos inmediatos, es decir, los símbolos adyacentes según la dirección del eje de las frecuencias y los símbolos adyacentes según la dirección del eje de los tiempos, son reales. Los sistemas de densidad 2 no requieren la presencia de una precaución en frecuencia o en tiempo. Permiten por lo tanto transportar un caudal más elevado que los sistemas de densidad 1.
{}\hskip17cm el caudal máximo (expresado en número de símbolos por segundos, o baudios) es dos veces más elevado que en los sistemas de densidad 1. Por el contrario, en los sistemas de densidad 2, los símbolos modulados deben ser mono-dimensionales, es decir, que tienen un valor real (se habla entonces de símbolos reales), o bien un valor imaginario puro (se habla entonces de símbolos imaginarios puros). Se puede escribir c_{m,n} = a_{m,n} para los símbolos reales o c_{m,n} = i x b_{m,n} para los signos imaginarios puros en los que a_{m,n} y b_{m,n} son números reales. De manera más precisa, si un símbolo es real, sus vecinos inmediatos, es decir, los símbolos situados en la misma subportadora en el tiempo, símbolos inmediatamente anterior e inmediatamente posteriores (por referencia al orden de emisión de los símbolos en el canal de transmisión, es decir, los símbolos adyacentes según la dirección del eje de los tiempos) y los símbolos situados en el mismo tiempo símbolo sobre las suportadoras situadas sobre las frecuencias inmediatamente superior e inmediatamente inferiores (es decir, los símbolos adyacentes según la dirección del eje de las frecuencias) son imaginarios puros. Inversamente, si un símbolo es imaginario puro, sus vecinos inmediatos, es decir, los símbolos adyacentes según la dirección del eje de las frecuencias y los símbolos adyacentes según la dirección del eje de los tiempos, son reales. Los sistemas de densidad 2 no requieren la presencia de una precaución en frecuencia o en tiempo. Permiten por lo tanto transportar un caudal más elevado que los sistemas de densidad 1.
A continuación, se considerará únicamente el
caso de los sistemas de densidad 2. La invención se aplica
efectivamente a los sistemas de este tipo.
Un ejemplo particular de modulación de tipo OFDM
en un sistema de densidad 2 es la modulación llamada OFDM/IOTA (del
inglés "OFDM/Isotropic Orthogonal Transform Algorithm"
(Algoritmo de transformación ortogonal OFDM/Isotrópica)). La forma
con la que se puede definir una red de
tiempo-frecuencia ortogonal con una modulación de
este tipo se describe por ejemplo en el artículo "Coded
Orthogonal Frecuency Division Multiplex" (Multiplex de división
de frecuencia ortogonal codificada) Bernard LE FLOCH y otros,
Proceedings of the IEEE, Vol. 83, No 6, Junio 1995).
Los coeficientes c_{m,n} son entonces números
o bien reales o bien imaginarios puros, según la colocación del
símbolo S_{m,n} en la trama. Por lo tanto son siempre
mono-dimensionales. Esto ofrece solamente la
posibilidad de una modulación de amplitud. No obstante, no es
necesario garantizar un tiempo de protección entre los símbolos o
entre las suportadoras, lo que presenta la ventaja de aumentar el
caudal de la transmisión.
Los símbolos transmitidos son por lo tanto en su
mitad reales y la otra mitad imaginarios puros. Estos símbolos son
puestos en forma por el impulso de modulación g(t), que se ha
mencionado en lo anterior. Este impulso se comprende sobre el eje
temporal en una duración que corresponde a varios símbolos y/o sobre
el eje de frecuencias, sobre frecuencias que corresponden a varias
suportadoras.
A la recepción de una señal de radio, se efectúa
una sincronización temporal y de frecuencia de la señal recibida. A
continuación la señal recibida es correlacionada con la señal
esperada, es decir, se efectúa una correlación de la señal recibida
con el impulso de modulación g(t). Esta correlación puede ser
efectuada por diferentes métodos, por ejemplo efectuando una
multiplicación por el impulso de modulación g(t) y después
una FFT (del inglés "Fast Fourier Transform", que significa
Transformación Rápida de Fourier.
Es conveniente a continuación proceder a la
estimación de las condiciones de propagación en el canal de
transmisión, es decir, la estimación del canal de transmisión,
llamada también estimación de "fading" puesto que produce un
valor estimado de desvanecimiento (fading) de la señal transmitida
por el canal de transmisión. En efecto, estas condiciones de
propagación se deben tener en cuenta para demodular la señal
recibida, y de manera más precisa para estimar el valor de los
símbolos transmitidos.
El objeto de la presente invención es el de dar
a conocer un método de estimación del canal que conviene para los
sistemas de densidad 2, es decir, los sistemas que utilizan una
modulación OFDM basada en una red tiempo-frecuencia
de densidad 2.
Según un primer aspecto de la invención, se
propone un procedimiento de estimación de un canal de transmisión a
partir de una señal recibida después de la transmisión por dicho
canal de transmisión, siendo dicha señal, una señal multiportadora
construida sobre una red tiempo-frecuencia definida
por un eje de frecuencias y un eje de tiempos y comprendiendo
tramas que tienen MxN símbolos repartidos en M subportadoras cada
una de las cuales está subdividida en N-tiempo
símbolo determinados, comprendiendo cada una de las tramas P
símbolos piloto repartidos en tiempo y en frecuencia de manera que
cubren la trama según una estructura reticular o de malla, en la
que los números M, N y P son números enteros no nulos, comprendiendo
los símbolos piloto por una parte símbolos llamados símbolos
pilotos reales, transmitidos como símbolos que tienen un valor real,
y por otra parte símbolos llamados símbolos piloto imaginarios
puros, transmitidos como símbolos que tienen un valor imaginario
puro, comprendiendo el procedimiento unas etapas que consisten
en:
- a)
- seleccionar uno o varios valores z_{k} de la señal recibida que corresponden a uno o varios símbolos piloto reales de valores respectivos c_{k} por una parte y uno o varios valores z_{1} de la señal recibida correspondiente respectivamente a uno o varios símbolos piloto imaginarios puros de valores c_{1} por una parte, encontrando estos símbolos piloto suficientemente próximos simultáneamente según el eje de las frecuencias y según el eje de los tiempos para que se pueda considerar que el desvanecimiento ("fading") de la señal por el canal de transmisión ha tenido un valor complejo \alpha sensiblemente idéntico (en módulo y en fase) para estos símbolos piloto;
- b)
- determinar números complejos u y v y un número real \lambda haciendo mínima la expresión de mínimos cuadrados siguiente:
- en la que
- el signo \sum indica el operador de suma,
- ||x|| indica el operador de valor absoluto de la variable real x o el módulo de la variable compleja x,
- Re (w) indica el operador de la parte real del número complejo w,
- \Lambda es un número real, y
\newpage
- u y v son números complejos ortogonales (es decir que Re (u*.v)=0, en la que w* indica el número complejo conjugado del número complejo w) tales como ||u|| = ||v||,
- c)
- determinar un valor estimado \hat{\alpha} del valor \alpha de desvanecimiento de la señal a través del canal de transmisión para los símbolos piloto de referencia, calculando:
La invención permite por lo tanto estimar
valores de "fading" en un sistema de dimensión (2). Las etapas
del procedimiento son renovadas seleccionando otros pares o grupos
de símbolos piloto, de manera que se produzca suficientemente
valores estimados del fading para permitir el seguimiento del canal
("Channel Tracking").
De acuerdo con un segundo aspecto de la
invención, se propone también un dispositivo que comprenda medios
para la puesta en práctica de este procedimiento. El dispositivo
comprende:
- -
- medios para seleccionar uno o varios valores z_{k} de la señal recibida que corresponden a uno o varios símbolos piloto reales de valores respectivos c_{k} por una parte y uno o varios valores z_{l} de la señal recibida correspondiente respectivamente a uno o varios símbolos piloto imaginarios puros de valores respectivos c_{l} por otra parte, encontrándose estos símbolos piloto suficientemente próximos simultáneamente según el eje de las frecuencias y según el eje de los tiempos para que se pueda considerar que el desvanecimiento (fading) de la señal a través del canal de transmisión ha tenido un valor complejo \alpha sensiblemente idéntico (en módulo y en fase) para estos símbolos piloto;
- -
- medios para determinar los números complejos u y v y el número real \lambda que hacen mínima la expresión de mínimos cuadrados siguiente:
\vskip1.000000\baselineskip
- en la que
- el signo \sum indica el operador de suma,
- ||x|| designa el operador de valor absoluto de la variable real x
- u y v son números complejos ortogonales (es decir, tales que Re(u*.v)=0) de manera que ||u|| = ||v|| y siendo \lambda un número real,
- -
- y medios para determinar un valor estimado \hat{\alpha} del desvanecimiento de la señal a través del canal de transmisión para los símbolos piloto de referencia, calculando:
Según una primera forma de puesta en práctica en
procedimiento \lambda es igual a la unidad, u es igual a \beta,
y v es igual a -i\cdot\beta, indicando \beta el inverso de
\alpha, de manera que la etapa b) consiste en determinar números
reales Re(\beta) y Im(\beta) que hacen mínima la
expresión de mínimos cuadrados siguiente:
\vskip1.000000\baselineskip
en la
que
el signo \sum designa el operador de suma,
||x|| designa el operador de valor absoluto
de la variable real x
Re(x) designa el operador de parte real
de la variable compleja x, y
Im(x) designa el operador de parte
imaginaria de la variable compleja x;
y de manera que la etapa c) consiste en
determinar el valor estimado \hat{\alpha} del valor \alpha del
desvanecimiento de la señal a través del canal de transmisión para
los símbolos piloto de referencia, invirtiendo el número complejo
Re(\beta)+i\cdotIm(\beta).
Según un tercer aspecto de la invención, se da a
conocer también un dispositivo para la puesta en práctica del
procedimiento según esta primera forma de aplicación.
El dispositivo comprende:
- -
- medios para seleccionar uno o varios valores z_{k} de la señal recibida correspondiente a uno o varios símbolos piloto reales de valores respectivos c_{k} por una parte y uno o varios valores z_{j} de la señal recibida correspondiente respectivamente a uno o varios símbolos piloto imaginarios puros con valores respectivos c_{l} por otra parte, encontrándose estos símbolos piloto suficientemente próximos simultáneamente siguiendo el eje de las frecuencias y el eje de los tiempos para que se pueda considerar que el desvanecimiento ("fading") de la señal a través del canal de transmisión ha tenido un valor complejo \alpha sensiblemente idéntico para estos símbolos piloto;
- -
- medios para determinar números reales Re(\beta) y Im(\beta) que hagan mínima la expresión de los mínimos cuadrados siguiente:
\vskip1.000000\baselineskip
- en la que
- el signo \sum designa el operador de suma,
- ||x|| designa el operador de valor absoluto de la variable real x
- Re(x) designa el operador de parte real de la variable compleja x,
- Im(x) designa el operador de parte imaginaria pura de la variable compleja x, y designando \beta el inverso de \alpha; y
- -
- medios para determinar un valor estimado \hat{\alpha} de desvanecimiento de la señal a través del canal de transmisión para los símbolos piloto de referencia invirtiendo el número complejo Re(\beta)+i\cdotIm(\beta).
Según una segunda forma de puesta en práctica
del procedimiento que constituye una forma preferente, \lambda es
igual a \rho, u es igual a e^{-i\cdot\varphi}, y v es igual
a-i\cdote^{-i\cdot\varphi} siendo \rho y
\varphi números reales que designan respectivamente el módulo y la
fase de \hat{\alpha}(\hat{\alpha} = \rho \cdot
e^{i\cdot\varphi}), de manera que la etapa b) y la etapa c) se
realizan conjuntamente y consisten en determinar un valor estimado
\hat{\alpha} del desvanecimiento de la señal a través del canal de
transmisión para los símbolos piloto de referencia definido por
\hat{\alpha} = \rho \cdot e^{i\cdot\varphi} en la que
\rho y \varphi hacen mínima la expresión de mínimos cuadrados
siguiente:
\vskip1.000000\baselineskip
en la
que
el signo \sum designa el operador de suma,
||x|| designa el operador de valor absoluto
de la variable real x
Re(x) designa el operador de parte real
de la variable compleja x, y
Im(x) designa el operador de parte
imaginaria pura de la variable compleja x.
Esta forma de aplicación es preferente puesto
que permite obtener directamente el valor de \alpha, en el
sentido de que no comprende la etapa final de inversión de un número
complejo. Por lo tanto es más rápido.
Según un cuarto aspecto de la invención, se da a
conocer finalmente un dispositivo para la puesta en práctica del
procedimiento según esta segunda forma de aplicación.
El dispositivo comprende:
- -
- medios para seleccionar uno o varios valores z_{k} de la señal recibida correspondiente a uno o varios símbolos piloto reales de valores respectivos c_{k} por una parte y uno o varios valores z_{l} de la señal recibida correspondiente respectivamente a uno o varios símbolos piloto imaginarios puros con valores respectivos c_{l} por otra parte, encontrándose estos símbolos piloto suficientemente próximos simultáneamente siguiendo el eje de las frecuencias y el eje de los tiempos para que se pueda considerar que el desvanecimiento ("fading") de la señal a través del canal de transmisión ha tenido un valor complejo \alpha sensiblemente idéntico para estos símbolos piloto; y
- -
- medios para determinar un valor estimado \hat{\alpha} de desvanecimiento de la señal a través del canal de transmisión para los símbolos piloto de referencia definido por \hat{\alpha} = \rho\cdote^{i\cdot\varphi} en la que \rho y \varphi son números reales que hacen mínima la expresión de mínimos cuadrados siguiente:
- en la que
- el signo \sum designa el operador de suma,
- ||x|| designa el operador de valor absoluto de la variable real x
- Re(x) designa el operador de parte real de la variable compleja x, y
- Im(x) designa el operador de parte imaginaria pura de la variable compleja x.
Otras características y ventajas de la invención
aparecerán de la lectura de la descripción siguiente. Ésta es
puramente ilustrativa y debe ser interpretada teniendo en cuenta los
dibujos adjuntos en los cuales se ha representado:
- figura 1: un diagrama que muestra una red
tiempo-frecuencia en la que se ha construido la
señal transmitida por el canal de transmisión;
- figura 2: un diagrama que muestra la
estructura de una trama de una señal multiportante según un ejemplo
de realización de la invención;
- figura 3: diagrama que muestra las etapas de
un procedimiento de demodulación de una señal de radio recibida por
un receptor después de transmisión a través de un canal de
transmisión;
- figuras 4a-4c: diagramas de
etapas que muestran el procedimiento según la invención
respectivamente en el caso general, según la primera forma de
aplicación y según una segunda forma de aplicación;
- figura 5: es un esquema sinóptico que muestra
dispositivos según la invención.
El diagrama de la figura 1 muestra una red
tiempo-frecuencia de un sistema de densidad 2, tal
como por ejemplo un sistema que utiliza una modulación
OFDM/IOTA.
La red está definida por un eje de frecuencias
(en este caso, eje vertical) y por un eje de tiempos (en este caso,
eje horizontal). La red comprende un conjunto de símbolos
representados simbólicamente en este caso por pequeñas flechas
horizontales o verticales. La separación entre los símbolos según el
eje de las frecuencias se ha indicado -y_{0}.
Igualmente, la separación entre los símbolos según el eje de los tiempos se ha indicado \tau_{0}. Según características intrínsecas de la red tiempo-frecuencia, cada símbolo es ortogonal con todos los demás símbolos.
Igualmente, la separación entre los símbolos según el eje de los tiempos se ha indicado \tau_{0}. Según características intrínsecas de la red tiempo-frecuencia, cada símbolo es ortogonal con todos los demás símbolos.
En la figura 1, los símbolos representados por
las flechas horizontales son símbolos reales. Los representados por
flechas verticales son símbolos imaginarios puros. Tal como se ha
indicado en la introducción, si un símbolo determinado es real, sus
vecinos inmediatos, es decir los símbolos situados directamente a su
derecha o a su izquierda según la dirección del eje de los tiempos,
y los símbolos situados directamente por encima o por debajo del
mismo según la dirección del eje de las frecuencias, son imaginarios
puros. Inversamente, si un símbolo determinado es imaginario puro,
sus vecinos inmediatos (definidos de la misma manera que en lo
anterior) son reales. Por ejemplo, el símbolo situado en la
intersección del eje temporal y del eje de frecuencias (llamado
símbolo útil) es un símbolo real.
Se puede construir una señal multiportante sobre
una red de este tipo tiempo-frecuencia, estando
estructurada en tramas sucesivas transmitidas por el canal de
transmisión. Se define una trama según el eje de las frecuencias y
según el eje de los tiempos respectivamente por una banda de
frecuencia B y una duración D. Comprende M subportadoras, siendo M
un número entero tal que B=M x \gamma_{0}. Además, cada
subportadora está dividida en N tiempo símbolos, siendo N un número
entero tal que D=N x \tau_{0}. La trama comprende por lo tanto
MxN símbolos.
El diagrama de la figura 2 representa la
estructura de una trama de una señal multiportante según un ejemplo
conveniente para la puesta en práctica de la invención.
De forma convencional, se define una doble
relación de orden para señalar la colocación de un símbolo en la
trama según el eje de las frecuencias por una parte, y según el eje
de los tiempos por otra. Según esta relación de orden, el símbolo
S_{1,1} es el símbolo llevado sobre la primera subportadora (la
que corresponde al índice m igual a la unidad (m=1)) y que es
transmitida en primer lugar sobre esta subportadora es decir que
está situado en el primer tiempo símbolo (el que corresponde al
índice n igual a la unidad (n=1)). Este símbolo S_{1,1} está
representado en la parte baja a la izquierda de la figura.
Igualmente, el símbolo S_{M,N} en el símbolo dispuesto en la
última subportadora de la trama (la que corresponde al índice m
igual a M(m=M)) y que es transmitido en último lugar sobre
esta subportadora es decir, que está situado en el último tiempo
símbolo (el que corresponde al índice n igual a N(n=N)). Este
símbolo S_{M,N} está representado en la parte alta de la derecha
de la figura. De manera general, el símbolo S_{m,n} es el símbolo
soportado sobre la subportadora de orden m de la trama (la de
índice m) y que es transmitido sobre esta
sub-portadora en el símbolo de tiempo de orden n (el
de índice n minúscula).
Con la finalidad de permitir el seguimiento del
canal, la trama contiene P símbolos piloto siendo P un número
entero en principio muy inferior a MxN. Se recordará que el símbolo
piloto es un símbolo cuyo emplazamiento en la trama y su valor son
conocidas por el receptor. Los símbolos piloto están repartidos en
tiempo y frecuencia, de manera que cubran la trama según una
estructura de malla.
En el ejemplo representado, la señal ocupa una
banda de frecuencias B=44 kHz (kilohertz) en el interior de un
canal de radio de 50 kHz de amplitud. Además la separación entre las
subportadoras es \gamma_{0}=2 kHz. La trama comporta por lo
tanto M=22 subportadoras.
Además, la duración de la trama es D=20 ms
(milisegundos). El caudal en cada una de las subportadoras es de 4
kilosímbolos/s (miles de símbolos por segundo), cuya separación
temporal entre los símbolos es \tau_{0}=250 \mus. Dicho de
otro modo, la trama comporta N=80 tiempos símbolos.
La trama comporta por lo tanto MxN=1760
símbolos. En la figura, los símbolos piloto están representados por
células grises y los otros símbolos, que corresponden a la
información útil, están representados por células blancas. Entre
los 1760 símbolos de la trama existen 206 símbolos que son símbolos
piloto. Dicho de otra manera, P=206.
Algunos de los símbolos piloto, que son
adyacentes dos a dos según la dirección del eje de las frecuencias
y/o según la dirección del eje de los tiempos, forman un bloque de
símbolos piloto tal como (51) o (53). En el ejemplo la trama
comprende, en efecto, bloques de símbolos piloto. Un bloque de
símbolos piloto está definido en el sentido de que se trata de un
grupo de símbolos piloto, adyacentes o no según la dirección del eje
de las frecuencias y/o siguiendo la dirección del eje de los
tiempos, para los cuales se satisface la fundición doble de
estacionalidad en el tiempo y de estacionalidad en frecuencia del
canal de transmisión.
A efectos de convención, a continuación la
posición de un bloque de símbolos piloto en la trama se referencia
por la posición de los símbolos piloto de este bloque que se
encuentran sobre la portadora de índice más reducido y en el tiempo
símbolo trasmitido en primer lugar (en las figuras, es decir para
cada bloque, el símbolo piloto más bajo se encuentra más a la
izquierda). Igualmente, la dimensión del bloque es definida por una
dimensión según el eje de las frecuencias (a continuación
"altura") expresada en números de símbolos y con una dimensión
según el eje de los tiempos (a continuación "longitud"),
expresada en números de símbolos. Las dimensiones del bloque se
indican hxl en la que h indica la altura y l indica la longitud del
bloque.
Esta convención es cómoda en los casos en los
que los bloques de símbolos piloto tienen dimensiones regulares
(formando, por ejemplo, líneas o zonas de símbolos piloto, es decir,
cuadrados o rectángulos), tal como es el caso en el ejemplo
representado. No obstante, se debe comprender que un bloque de
símbolos piloto puede tener una estructura irregular (por ejemplo,
tres símbolos piloto adyacentes dos a dos pero no alineados).
Además, se hace observar que la noción de bloque
de símbolos piloto según la invención no corresponde a un concepto
de disposición adyacente, sino más bien a un concepto de proximidad
siguiendo, simultáneamente, la dirección del eje de las frecuencias
y la dirección del eje de los tiempos. En realidad, la definición de
un bloque de símbolos piloto es la siguiente: los símbolos piloto
del mismo bloque, que pueden ser adyacentes o no, se consideran
como símbolos que satisfacen una doble condición de estacionalidad
en frecuencia y de estacionalidad en el tiempo de las condiciones
de propagación sobre el canal de transmisión.
Esas dos condiciones se pueden traducir en
términos de separación máxima de los símbolos piloto,
respectivamente según la dirección del eje de frecuencia y según la
dirección del eje de tiempo, tal como se explicará en el párrafo
siguiente. Resulta de ello que las dimensiones máximas de un bloque
de símbolos piloto según la invención, dependen según de las
características de la propagación, debiéndose estas en cuenta en el
momento de la elección del reparto de los símbolos piloto en la
trama por el diseñador del sistema.
Se sabe que las características de la
propagación por el canal de transmisión están definidas por la
frecuencia máxima de las variaciones de desvanecimiento (llamada
"frecuencia de fading" en los términos habituales de los
técnico) y el retardo máximo entre los trayectos múltiples. En un
ejemplo, para una propagación de tipo HT ("Hilly Terrain"
(terreno montañoso)) que es la más exigente, se establece que la
frecuencia de fading es igual a 148,2 Hz (hertz) para una velocidad
máxima de desplazamiento de los móviles igual a 200 Km/h (kilómetros
por hora) y para una frecuencia de la portadora igual a 400 MHz
(Megahertz), por una parte, y que el retardo máximo entre los
proyectos múltiples corresponde a \pm 7,5 \mus (microsegundos),
es decir, un retardo máximo entre el trayecto más adelantado y el
trayecto más retrasado de 15 \mus, por otra parte.
No obstante, para un flujo de 4
kilosímbolos/segundo por subportadora, la trama debe comprender
símbolos piloto (o bloques de piloto) con una separación según la
dirección del eje temporal llamada separación temporal, que debe
ser inferior a la inversa de la frecuencia del fading, es decir, que
debe comprender un símbolo piloto para cada 27 símbolos como
máximo.
Esta separación máxima de 27 símbolos según la
dirección del eje de los tiempos corresponde a un muestreo del
canal de propagación (fading) efectuado más rápidamente (incluso
solamente un poco más rápido), que la existencia de los huecos o
ceros de fading (paso por cero del fading en el ejemplo temporal)
sucesivos. Entre dos ceros de fading sucesivos la fase de fading a
girado en \pi (número pi). Por ejemplo, en una décima parte de
este periodo entre ceros de fading, es decir, en un periodo
correspondiente a 2,7 símbolos sucesivos, el fading habrá girado
\pi/10. A continuación se considerará por razonas prácticas un
grupo que tiene dos símbolos sucesivos según el eje de los tiempos.
Entre estos dos símbolos sucesivos el fading habrá girado \pi/27.
Si el fading en el medio de este periodo de 2 símbolos tiene un
cierto valor determinado F_{m}, el fading al final de ese periodo
de 2 símbolos tendrá un valor F_{f} que será muy próximo de
F_{m} x e^{i\cdot\pi/54}. Por lo tanto, tiene un error
cuadrático que viene dado por la siguiente expresión:
\vskip1.000000\baselineskip
\vskip1.000000\baselineskip
es decir una relación de señal a
ruido de: 24,71
dB.
Igualmente si el fading al inicio de este
periodo de 2 símbolos, tiene un cierto valor F_{d} determinado,
se tiene en el medio de este periodo un error cuadrático indicado
por la siguiente expresión:
\vskip1.000000\baselineskip
\vskip1.000000\baselineskip
es decir, la misma relación de
señal a ruido de 24,71
dB.
Por lo tanto, se puede considerar sin
inconveniente alguno que el canal es estacionario en tiempo en una
duración correspondiente a dos tiempos de símbolos sucesivos, es
decir, a dos símbolos adyacentes según la dirección del eje de los
tiempos.
Igualmente, para una propagación de tipo HT que
presenta un retardo máximo entre trayectos de 15 \mus, y para
una separación entre portadoras de 2 kHz, la trama debe comprender
símbolos piloto con una separación según el eje de las frecuencias
llamadas separación de frecuencia, que debe ser inferior al inverso
del retardo máximo entre los trayectos múltiples, es decir, un
símbolo piloto para cada 33 subportadoras como máximo.
Esta separación de 33 subportadoras según la
dirección del eje de las frecuencias, corresponde a un muestreo del
canal de frecuencia más frecuentemente (incluso solamente un poco
más frecuentemente) que la aparición de ceros de selectividad
frecuencial (paso por cero del nivel de señal recibido por ciertas
frecuencias) sucesivos. Entre dos ceros de selectividad frecuencial
sucesivos la fase del fading a girado en \pi. Por ejemplo, en una
décima de este espacio entre ceros de selectividad frecuencial, es
decir, en una banda de frecuencia correspondiente a 3,3
subportadoras, el fading ahora girado \pi/10. Se considerará, por
razones prácticas una banda correspondiente a 3 subportadoras. Entre
las subportadoras extremas de esta banda, el fading habrá girado en
(\pi/33)x2. Si el fading en el medio de la banda de
frecuencia se comprende estas 3 subportadoras tienen un cierto valor
determinado F_{m}, el fading para la subportadora más elevada de
frecuencia de este grupo de 3 subportadoras tendrá un valor F_{f}
que será muy próximo a F_{m} x e^{i\cdot\pi/33}.
Por lo tanto, tiene un error cuadrático:
\vskip1.000000\baselineskip
\vskip1.000000\baselineskip
es decir, una relación señal a
ruido de 20 43
dB.
Igualmente si el fading para la subportadora
menos elevada de frecuencia de este grupo de 3 subportadoras tiene
un valor F_{d} determinado, se tiene en el medio de este periodo
un error cuadrático:
\vskip1.000000\baselineskip
\vskip1.000000\baselineskip
es decir, la misma relación señala
ruido de 20, 43
dB.
Por lo tanto, se puede considerar sin
inconveniente alguno que el canal es estacionario en frecuencia
sobre una banda de frecuencia que corresponde a tres subportadoras
adyacentes, es decir, a tres símbolos adyacentes según la dirección
del eje de las frecuencias.
Como consecuencia de lo anterior, símbolos
piloto que no están separados por más de dos símbolos según el eje
de los tiempos, ni en más de tres símbolos según el eje de las
frecuencias se pueden considerar como satisfactorios de una doble
condición de estacionalidad en el tiempo y en frecuencia, de las
condiciones de propagación en el canal de transmisión (es decir, de
fading).
Se observará que las consideraciones sobre la
estacionalidad del fading que se han indicado en lo anterior, se
deben evaluar en función del problema a tratar, es decir,
especialmente de las características de la propagación prevista, de
la velocidad del móvil y de la frecuencia portadora.
En el caso general, ello significa que en caso
de que símbolos piloto se encuentren suficientemente próximos de
manera simultánea según el eje de las frecuencias y según el eje de
los tiempos, se puede considerar que el desvanecimiento
("fading") de la señal por el canal de transmisión tiene un
valor complejo sensiblemente idéntico para estos símbolos
piloto.
Como conclusión, se puede indicar la definición
de un bloque de símbolos piloto en el sentido de la presente
invención: un bloque de símbolos piloto según la invención se define
en el sentido de que se trata de un grupo de símbolos piloto
adyacentes o no según la dirección del eje de los tiempos y/o según
la dirección del eje de las frecuencias, para los cuales se
satisface una doble condición de estacionalidad en tiempo y de
estacionalidad en frecuencia de las condiciones de propagación
sobre el canal de transmisión. Entonces se podrá hacer la hipótesis
de que los símbolos de este bloque han quedado afectados por un
fading que tiene un valor idéntico (en módulo y en fase).
En el ejemplo representado en la figura 2, la
trama comprende, como mínimo, un bloque de seis símbolos piloto de
dimensiones 3x2, es decir, cuyas dimensiones según el eje de las
frecuencias y según el eje de los tiempos corresponden
respectivamente a tres símbolos (h=3) y a dos símbolos (l=2).
Según el ejemplo, la trama comporta más
exactamente 32 bloques tales como (51), cada uno de los cuales tiene
seis símbolos piloto, cuyas dimensiones según el eje de las
frecuencias y según el eje de los tiempos corresponden
respectivamente a tres símbolos y a dos símbolos. Sus emplazamientos
respectivos en la trama, referenciados por la disposición del
símbolo piloto del bloque considerado que se encuentra una
subportadora de frecuencia más baja y en el tiempo de símbolo
transmitido en primer lugar (es decir, el símbolo más abajo y más a
la izquierda), son los emplazamientos de los símbolos S_{m,n} (se
recordará que m y n son índices enteros que referencían la posición
del símbolo según el eje de las frecuencias y según el eje de los
tiempos respectivamente) estando comprendido m en el conjunto
(1,7,14,20) y con n=1+11x, siendo j un número entero comprendido en
el conjunto [0; 7].
La trama presenta además, un primer bloque
suplementario (52) de 10 símbolos piloto cuyas dimensiones según el
eje de las frecuencias y según el eje de los tiempos corresponde
respectivamente a tres símbolos y a dos símbolos.
También presenta un segundo bloque suplementario
(53) de ocho símbolos piloto, cuyas dimensiones según el eje de las
frecuencias y según el eje de los tiempos corresponde
respectivamente a cuatro símbolos y a dos símbolos.
Los emplazamientos respectivos del bloque
suplementario (52) y del bloque suplementario (53) en la trama,
referenciados por la colocación del símbolo piloto del bloque
considerado que se encuentra en la subportadora de frecuencia más
baja y en el tiempo símbolo transmitido en primer lugar (es decir,
el símbolo situado más abajo y más a la izquierda) son los
emplazamientos de los símbolos S_{m,n} con el par (m,n)
comprendido en el conjunto de pares {(4,1), (10,1)}. Dicho de otro
modo, los bloques (52) y (53) están dispuestos sobre los símbolos
S_{4,1} y S_{10,1} respectivamente.
Los bloques de los símbolos piloto
suplementarios (52) y (53) en combinación con los bloques (51)
adyacentes a los mismos se utilizan por el receptor para la
sincronización de la trama.
En la figura 3, se ha representado las etapas
principales de un procedimiento de demodulación utilizado por un
receptor de un sistema de radiocomunicaciones numéricas.
\newpage
En una etapa (31), el receptor efectúa una
sincronización temporal y de frecuencias de sus circuitos de
tratamiento con la estructura de trama de la señal recibida. Esta
sincronización es efectuada por medio de los bloques de símbolos
piloto suplementarios (52) y (53) en combinación con los bloques de
los símbolos piloto (51) que son adyacentes según la dirección del
eje de las frecuencias, tal como se ha indicado anteriormente. La
descripción detallada de esta etapa procederá del marco de la
presente descripción.
En una etapa (32) y para cada símbolo
transmitido, indicado a continuación Sp (en la que el índice p
corresponde a un par de índices m,n para referenciar la posición
del símbolo en la trama), la señal recibida es correlacionada con
la señal esperada, es decir que se efectúa una correlación de una
señal recibida con el impulso de modulación g(t). Esta
correlación puede ser efectuada por diferentes métodos, por ejemplo,
efectuando una multiplicación por impulso de modulación g(t)
y después una FFT.
La señal obtenida en base a esta correlación
indicada z_{p} en la continuación y en las figuras, se puede
escribir de la forma siguiente:
siendo \alpha_{p} y r_{p}
números complejos que corresponden respectivamente, al valor del
fading y al valor del símbolo útil afectado de las interferencias
que han degradado el símbolo en el curso de la transmisión a través
del canal de
transmisión.
Por la característica de ortogonalidad de los
símbolos, el número r_{p} comprende, en efecto, el símbolo útil
de origen y además, un término de interferencias que proviene de las
interferencias debidas a la transmisión de los símbolos adyacentes.
Estas interferencias son, por construcción de los sistemas OFDM de
densidad 2, ortogonales al símbolo útil de origen.
Por lo tanto, si el símbolo transmitido Sp es
real (es decir, si c_{p} es un número real igual a a_{p}), se
tiene entonces:
en la que el término i.int_{p}
representa las interferencias y es un número imaginario puro (es
decir, que el número int_{p} es un número
real.
Inversamente, si el símbolo permitido es
imaginario puro (es decir, si c_{p} es un número imaginario puro
igual a
i-b_{p}), se tiene entonces:
i-b_{p}), se tiene entonces:
en la que el término intp
representa las interferencias y es número
real.
En una etapa (33) se realiza, a continuación, la
estimación del fading para cada uno de los símbolos piloto
contenidos en la trama. Es decir, se estiman las condiciones de
propagación a través del canal de transmisión para los símbolos
piloto, cuya situación en la trama y su valor son conocidos de
antemano por el receptor.
En una etapa (34), se procede entonces a lo que
se llama el seguimiento del canal. A estos efectos, se efectúan una
o varias interpolaciones a partir de los valores estimados obtenidos
en la etapa (33), para producir valores estimados del fading para
los otros símbolos de la trama (símbolos que corresponden a
información útil).
Se obtiene de esta manera un valor estimado del
fading, indicado \hat{\alpha}_{p} a continuación y en las figuras
para cada símbolo de la trama.
Finalmente, en una etapa (35), se estiman los
símbolos transmitidos (especialmente los símbolos que son distintos
de los símbolos piloto, puesto que son los que llevan la información
útil), efectuando para cada uno el cálculo
siguiente:
siguiente:
La invención se refiere a la etapa (33),
anteriormente indicada, mediante la cual se estima el fading para
los símbolos piloto de la trama. La invención se refiere,
efectivamente, a procedimientos y dispositivos de estimación del
canal.
El esquema de la figura 4a muestra las etapas de
un procedimiento según un primer aspecto de la invención.
\newpage
En una etapa (91), se selecciona por una parte K
valores de la señal recibida, siendo K un número entero superior o
igual a la unidad. Por señal recibida se comprende en este caso, la
señal de radio recibida por el receptor, considerada después de las
etapas de sincronización (31) y de correlación (32). Los K valores
seleccionados de esta manera, corresponden a uno o varios símbolos
piloto reales S_{k}. Se designan z_{k} estos K valores, siendo
K un índice entero comprendido entre 1 y K(1\leqk\leqK)
de la señal recibida. Además, se designas c_{k} los valores
respectivos de los símbolos pilotos reales transmitidos S_{k}.
Por otra parte, se selecciona igualmente L
valores de la señal recibida (en el sentido indicado en lo
anterior). Estos valores se indican z_{l}, y corresponden,
respectivamente, a uno o varios símbolos pilotos imaginarios puros
con la notación S_{l}, de valores respectivos indicados c_{l},
siendo L un número entero superior o igual a la unidad siendo L un
índice comprendido entre 1 y L(1\leql\leqL).
Los símbolos piloto S_{k} y S_{l} no se
toman al azar. Por el contrario, se trata de símbolos piloto
suficientemente próximos simultáneamente según el eje de las
secuencias y según el eje de los tiempos para que se pueda
considerar que el desvanecimiento ("fading") de la señal a
través del canal de transmisión ha tenido el valor complejo
sensiblemente idéntico (en módulo y en fase) para estos símbolos
piloto. Se designa \alpha este valor complejo. Además, se designa
\beta el inverso de este número complejo (es decir,
\beta=1/\alpha).
En una etapa (92) se determina a continuación,
números complejos u y v y un número real \lambda que hacen mínima
la siguiente expresión de cuadrados mínimos:
en la
que
el signo \sum indica el operador de suma,
||x|| designa el operador de valor absoluto
de la variable real x o el módulo de la variable compleja x,
siendo \lambda es un número real,
u y v son números complejos ortogonales (es
decir, que Re(u^{*}.v)=0, en la que Re(x) designa el
operador de parte real del número complejo x, y en el que x*designa
el número complejo conjugado del número complejo x) tal que
||u|| = ||v||.
||u|| = ||v||.
Por ejemplo, se podrá tomar v=-i\cdotu,
designando i la raíz cuadrada del número entero relativo 1, es
decir, el número complejo e^{-i\cdot\pi}/2.
En una etapa (93), se determina un valor
estimado \hat{\alpha} del valor \alpha del desvanecimiento de
la señal a través del canal de transmisión para los símbolos piloto
de referencia, es decir, para los símbolos piloto S_{k} y S_{l}
seleccionados en la etapa (91), calculando:
Este valor estimado \hat{\alpha} vale para los
símbolos S_{k} y S_{l}. Se debe comprender que las etapas (91) a
(93) son, preferentemente, repetidas de manera que se producen
valores estimados \hat{\alpha} del valor \alpha del
desvanecimiento de la señal a través del canal de transmisión para
todos los símbolos piloto de la trama, o como mínimo, para todos
aquellos símbolos piloto que se tienen en cuenta para efectuar el
seguimiento del canal (etapa -34- de la figura 3).
La expresión de los mínimos cuadrados (11) antes
indicadas se comprenderá mejor según la descripción siguiente de
dos formas de puesta en práctica de la invención, efectuada a
continuación, con respecto a las figuras 4b y 4c, de las que
constituye la generalización.
Una primera forma de realización se describe a
continuación con respecto al diagrama de etapas de la figura 4b.
En esta forma de aplicación, el procedimiento
comprende una etapa de selección (41), que es idéntica a la etapa
(91) anteriormente descrita, y etapas (42) y (43) que corresponden a
las etapas respectivamente (92) y (93) anteriormente
mencionadas.
En un primer tiempo, supondremos K=L=1. Dicho de
otro modo, suponemos que en la etapa (41) se ha seleccionado un
solo valor z_{1} de la señal recibida correspondiente a un solo y
único símbolo piloto real S_{1} de valor c_{1} por una parte, y
un solo valor z_{2} de la señal recibida que corresponde a un solo
y único símbolo piloto imaginario para s_{2} de valor c_{2} por
otra parte.
Para el símbolo S_{1} de valor c_{1}
transmitido como símbolo real, se puede indicar:
Y para el símbolo S_{2} de valor c_{2}
transmitido como símbolo imaginario puro se puede designar
también:
\vskip1.000000\baselineskip
en la
que
Re(x) indica el operador de parte real de
la variable compleja x, y
Im(x) indica el operador de parte
imaginaria pura de la variable compleja x.
Se puede plantear, por lo tanto, un siguiente
sistema de ecuaciones:
En una etapa de cálculo (42), se resuelve el
sistema de ecuaciones antes mencionado para obtener
Re(\beta) y Im(\beta). Se obtiene de esta manera,
el número complejo \beta=Re(\beta) +
i\cdotIm(\beta) que viene dado por la fórmula:
en la que Z_{1}^{*} y Z_{2}^{*}
designan, respectivamente, el número complejo definido por el
conjugado de z_{1} y el número complejo definido por el conjugado
de
z_{2}.
Este cálculo se generaliza de los otros casos,
es decir, a los casos en los que (K,L)\neq(1,1),
afectando los índices k a los símbolos piloto (seleccionados en la
etapa -41-) que han sido trasmitidos como símbolos piloto reales y
los índices l a los símbolos piloto (seleccionados en la etapa -41-)
que han sido transmitidos como símbolos imaginarios puros.
La etapa (42) consiste en determinar los números
reales Re(\beta) y Im(\beta) que hacen mínima la
expresión de mínimos cuadrados:
\vskip1.000000\baselineskip
en la
que
el signo \sum indica el operador de suma,
||x|| designa el operador de valor absoluto
de la variable real x.
La expresión de mínimos cuadrados (17)
corresponde a la expresión de mínimos cuadrados (11) del caso
general, poniendo \lambda igual a la unidad, u igual a \beta y
v igual a -i\cdot\beta. Dicho de otro modo, la primera forma de
aplicación del procedimiento según el diagrama de etapas de la
figura 4b, se deduce del caso general poniendo que \lambda es
igual a la unidad, u es igual a \beta, y v es igual a
-i\cdot\beta.
Los números Re(\beta) y
Im(\beta) buscados son los que hacen mínima la expresión de
mínimos cuadrados siguiente:
\vskip1.000000\baselineskip
\newpage
En un ejemplo, la etapa (42) puede consistir en
resolver el sistema de dos ecuaciones con dos incógnitas
siguientes:
Se puede demostrar que, resolviendo este sistema
de ecuaciones se obtiene entonces:
por una parte,
y
por otra
parte,
siendo
siendo
siendo
siendo
y
siendo
El procedimiento permite, por lo tanto, tener en
cuenta un número cualquiera de símbolos piloto, y por lo tanto, en
el caso preciso introducir diversidad. La forma de aplicación más
simple y menos costosa en tiempo de cálculo es, no obstante,
aquella en la que no se selecciona en la etapa (41) más que dos
símbolos piloto (de los que un símbolo piloto es real y un símbolo
piloto es imaginario puro).
En una etapa (43), se determina finalmente un
valor estimado \hat{\alpha} del valor \alpha del
desvanecimiento de la señal a través del canal de transmisión
invirtiendo el número complejo
Re(\beta)+i\cdotIm(\beta). Se puede verificar
que esta etapa (43) se deduce de la definición de la etapa (93) del
caso general que se ha indicado en lo anterior, siendo \lambda
igual a la unidad, y u igual a \beta.
Este valor estimado \hat{\alpha} vale para los
símbolos piloto S_{k} y S_{l}. Se debe comprender que las etapas
(41) a (43) son repetidas, preferentemente, de manera que produzcan
valores estimados \hat{\alpha} del valor \alpha del
desvanecimiento de la señal a través del canal de transmisión para
todos los símbolos piloto de la trama o, como mínimo, para todos
aquellos símbolos piloto que se han tenido en cuenta para efectuar
el seguimiento del canal (etapa -34- de la figura 3).
En una segunda forma de realización del
procedimiento, que se ha mostrado por el diagrama de etapas de la
figura 4c, se puede determinar, directamente, un valor estimado
\hat{\alpha} del desvanecimiento de la señal a través del canal de
transmisión.
Esa forma de puesta en práctica que comprende
una etapa (61) que es idéntica a la etapa (91) que se ha descrito
en lo anterior, y una etapa (62) que es el equivalente de la etapa
(92) que se ha descrito anteriormente. La etapa (62) permite, no
obstante, prescindir de la etapa (93) que, por lo tanto, no tiene
equivalente en esta forma de realización.
En efecto, según esta variante, se realiza la
etapa (92) poniendo que \lambda es igual a \rho, u es igual
e^{-i\cdot\varphi}, y v es igual a -i\cdote^{-i\varphi},
siendo \rho y \varphi números reales que designan,
respectivamente, el módulo y la fase de (\hat{\alpha} =
\rho\cdote^{i\cdot\varphi}).
De esta manera, la etapa (92) y la etapa (93)
son realizadas conjuntamente, en una etapa de cálculo designada
(62), y consisten en determinar un valor estimado \hat{\alpha} del
desvanecimiento de la señal a través del canal de transmisión para
los símbolos piloto de referencia, definido por
\hat{\alpha}=\rho\cdote^{i\cdot\varphi} en la que \rho y
\varphi hacen mínima la expresión de mínimos cuadrados
siguiente:
en la
que
\sum indica el operador de suma,
||x|| designa el operador de valor absoluto
de la variable real x
Re(x) designa el operador de parte real
de la variable compleja x, y
Im(x) designa el operador de parte
imaginaria pura de la variable compleja x.
Dicho de otro modo, se determina en la etapa
(62) un valor estimado \hat{\alpha} del desvanecimiento de la
señal a través del canal de transmisión para los símbolos piloto de
referencia S_{k} y S_{l}, definido en coordenadas polares por
\hat{\alpha} = \rho\cdote^{i\cdot\varphi} en la que \rho y
\varphi son números reales, cuyo valor se obtiene poniendo que
estos números hacen mínima la expresión de cuadrados mínimos 21
antes indicada.
Este valor indicado \hat{\alpha} vale para los
símbolos piloto S_{k} y S_{l}. Se debe comprender que las etapas
(61) y (62) son repetidas de manera que produzcan valores estimados
\hat{\alpha} del valor \alpha de desvanecimiento de la señal
por el canal de transmisión para todos los símbolos piloto de la
trama, o por lo menos, para todos estos símbolos piloto que se
tienen en cuenta para efectuar el seguimiento del canal (etapa -34-
de la figura 3).
En un ejemplo, la etapa (62) puede consistir en
resolver el sistema siguiente de ecuaciones:
Por cálculo matricial, se obtiene una expresión
de tangente (\varphi) por una parte y de \rho en forma de una
función \varphi por otra (\rho=f(\varphi)).
En el caso más simple en el que, en la etapa
(91) se selecciona el valor z_{1} de la señal recibida
correspondiente a un solo y único símbolo piloto real de valor
c_{1} por una parte, y el valor z_{2} de la señal recibida
correspondiente a un solo y único símbolo piloto imaginario puro de
valor c_{2,} por otra parte, la etapa (62) comprende una
resolución del sistema de dos ecuaciones siguiente:
Los símbolos seleccionados en la etapa (91) (en
el caso general con respecto a la figura 4a), en la etapa (41) (en
la primera forma de puesta en práctica descrita en lo anterior con
respecto a la figura 4b) o en la etapa (61) (en la segunda forma de
puesta en práctica que se ha descrito con respecto a la figura 4c),
pueden pertenecer a una misma y única trama. No obstante, pueden
también pertenecer a dos tramas transmitidas consecutivamente por
el canal de transmisión, del momento en que la conexión de
proximidad simultáneamente según la dirección del eje de las
frecuencias y según la dirección del eje de tiempos que ha sido
definido en lo anterior, es respetada por estos símbolos.
Esta condición es respetada cuando los símbolos
piloto S_{k} y S_{l} pertenecen a un bloque de símbolos piloto
en el sentido que se ha definido en lo anterior, tal como los
bloques (51) del ejemplo de trama representado en la figura 2.
Preferentemente, los símbolos piloto
seleccionados de este modo pertenecen a un grupo de símbolos piloto
que son adyacentes dos a dos en la trama, según la dirección del
eje de las frecuencias y/o según la dirección del eje de los
tiempos. Es el caso en especial de los símbolos piloto que
pertenecen a los bloques (51) (cuyas dimensiones son iguales a 3x2)
del ejemplo de trama representado en la figura 2.
La figura 5 muestra un esquema de un dispositivo
según la invención, que es conveniente para la puesta en práctica
del procedimiento descrito en lo anterior con respecto a las figuras
4a-4c. Los medios para la ejecución de la etapa
(93) de la figura 4a o de la etapa (43) de la figura 4b
representados en trazos discontinuos de la figura 5 en la medida en
la que estos medios del dispositivo no existen como tales en un
dispositivo para la puesta en práctica del procedimiento según la
forma de realización según el esquema de la figura 4c.
El dispositivo que se ha descrito está integrado
en este caso en un receptor de radio que comprende una antena (71)
para recibir la señal de radio retransmitida por el canal de
transmisión constituido por el aire. La señal captada por la antena
(71) es amplificada por un amplificador de recepción (72), después
es filtrada por un filtro paso-banda (73) centrado
sobre la banda de frecuencia del canal de radio.
La señal amplificada y filtrada de este modo se
facilita a continuación a la entrada de un módulo de sincronización
(74) asegurando la sincronización de frecuencia y tiempo de la
señal.
La señal de salida del módulo (74) es
transmitida en la entrada de un módulo de muestreo (75) que recibe
una frecuencia de muestreo Fe facilitada por un oscilador (76).
Este modulo (75) produce los valores z_{p} antes citados. Estos
son almacenados en una memoria (77) del receptor.
El dispositivo según la invención comprende
específicamente un módulo de selección (78) que efectúa la etapa de
selección (91), (41) ó (61), a partir de los valores z_{p}
almacenados en la memoria (77).
Presenta además un módulo de cálculo (79) que
efectúa la etapa de cálculo (92), (42) ó (62) a partir de los K
valores z_{k} y de los L valores z_{l} seleccionados por el
módulo de selección (78). Este módulo (79) suministra el número
complejo \beta en el caso de la forma de puesta en práctica de un
procedimiento según la figura 4b o el valor estimado en el caso de
la forma de puesta en práctica en el procedimiento según la figura
4c.
Para la puesta en práctica del procedimiento en
el caso en general según la figura 4a, o según la forma de
realización de acuerdo con la figura 4b, el dispositivo presenta
además un módulo de inversión (80). En el caso general, el módulo
(80) invierte el número complejo u. Según la forma de puesta en
práctica según la figura 4b el módulo (80) invierte el número
complejo \beta facilitado por el módulo de cálculo (79), para
suministrar el valor estimado \hat{\alpha}.
Los módulos (78), (79) y (80) acceden a la
memoria (77). Pueden ser realizados en forma de módulos lógicos,
comprendiendo los medios de desmodulación del receptor.
Claims (13)
1. Procedimiento de estimación de un canal de
transmisión a partir de una señal recibida después de la transmisión
por dicho canal de transmisión, siendo dicha señal una señal
multiportadora constituida sobre una red
tiempo-frecuencia definida por un eje de
frecuencias y un eje de tiempos, y que comprende tramas que tienen
MxN símbolos repartidos en M subportadoras, cada una de las cuales
está divida en N tiempos símbolos determinados, comprendiendo cada
trama P símbolos piloto repartidos en tiempo y en frecuencia para
cubrir la trama según una estructura de mallas, siendo los números
M, N y P números enteros no nulos, comprendiendo los símbolos
piloto, por una parte, símbolos llamados símbolos piloto reales
transmitidos como símbolos que tienen un valor real, y por otra
parte, símbolos llamados símbolos piloto imaginarios puros,
transmitidos como símbolos que tienen un valor imaginario puro,
comprendiendo el proceso las etapas siguientes:
- a)
- seleccionar (91) uno o varios valores z_{k} de la señal recibida correspondiente a uno o varios símbolos piloto reales de valores respectivos c_{k} por una parte, y uno o varios valores z_{l} de la señal recibida correspondiente respectivamente a uno o varios símbolos piloto imaginarios puros con valores respectivos c_{l} por otra parte, estando estos símbolos piloto suficientemente aproximados simultáneamente según el eje de las frecuencias y según el eje de los tiempos para que se pueda considerar que el desvanecimiento de la señal por el canal de transmisión ha tenido un valor complejo \alpha sensiblemente idéntico en módulo y en fase para esos símbolos piloto;
- b)
- determinar (92) números complejos u y v y un número real \lambda haciendo mínima la expresión de mínimos cuadrados siguiente:
- en la que
- el signo \sum designa el operador de suma,
- ||x|| designa el operador de valor absoluto de la variable real x o el módulo de la variable compleja x,
- \lambda es un número real, K, L= índice entero comprendido entre 1 y K o 1 y L,K,L= número entero superior o igual a la unidad,
- siendo u y v números complejos ortogonales Re(u^{*}.v)=0, en la que Re(w) designa el operador de la parte real del número complejo w, y en la que w^{*} designa el número complejo conjugado del número complejo w tales que ||u||=||v||.
- c)
- determinar (93) un valor estimado \hat{\alpha} del valor \alpha de desvanecimiento de la señal por el canal de transmisión para los símbolos piloto de referencia calculando: \hat{\alpha} =\lambda/u.
2. Procedimiento de estimación de un canal de
transmisión, según la reivindicación 1, según el cual \lambda es
igual a la unidad, u es igual a \beta, y v es igual a
-i\cdot\beta, en la que \beta designa el inverso de
\alpha,
de manera que la etapa b) consiste en determinar
(42) números reales Re(\beta) y Im(\beta) haciendo
mínima la expresión de mínimos cuadrados siguientes:
en la
que
el signo \sum designa el operador de suma,
||x|| designa el operador de valor absoluto
de la variable real x
Re(x) designa el operador de parte real
de la variable compleja x, y
Im(x) designa el operador de parte
imaginaria de la variable compleja x;
y de manera que la etapa c) consiste en
determinar (43) el valor estimado \hat{\alpha} del valor \alpha
de desvanecimiento de la señal a través del canal de transmisión
para los símbolos piloto de referencia invirtiendo el número
complejo
Re(\beta)+i\cdotIm(\beta).
Re(\beta)+i\cdotIm(\beta).
3. Procedimiento, según la reivindicación 2,
según el cual la etapa b) comprende la resolución del sistema de
dos ecuaciones con dos incógnitas siguiente:
4. Procedimiento, según la reivindicación 2,
según el cual la etapa a) comprende la selección del valor z_{1}
de la señal recibida correspondiente a un solo y único símbolo
piloto real de valor c_{1} por una parte, y del valor z_{2} de
la señal recibida correspondiente a un solo y único símbolo piloto
imaginario puro de valor c_{2} por otra parte,
y según el cual la etapa b) comprende la
resolución del sistema de ecuaciones con dos incógnitas
siguientes:
5. Procedimiento, según la reivindicación 1,
según el cual \lambda es igual a \rho, u es igual a
e^{-i\cdot\varphi} y v es igual a -i\cdote^{-i\cdot\varphi},
en la que \rho y \varphi son números reales que designan
respectivamente el módulo y la fase de \hat{\alpha}
(\hat{\alpha}=\rho\cdote^{i\cdot\varphi}),
de manera que la etapa b) y la etapa c) son
realizadas conjuntamente y consisten en determinar (62) un valor
estimado \hat{\alpha} de desvanecimiento de la señal por el canal
de transmisión para los símbolos piloto de referencia, definido
para \hat{\alpha}=\rho\cdote^{i\cdot\varphi}, en la que
\rho y \varphi hacen mínima la expresión de mínimos cuadrados
siguiente:
en la
que
el signo \sum designa el operador de suma,
||x|| designa el operador de valor absoluto
de la variable real x
Re(x) designa el operador de parte real
de la variable compleja x, y
Im(x) designa el operador de parte
imaginaria pura de la variable compleja x.
6. Procedimiento, según la reivindicación 5,
según el cual la etapa b) comprende la resolución del sistema de dos
ecuaciones con dos incógnitas siguientes:
7. Procedimiento, según la reivindicación 5,
según el cual la etapa a) comprende la selección del valor z_{1}
de la señal recibida correspondiente a un solo y único símbolo
piloto real de valor c_{1} por una parte, y del valor z_{2} de
la señal recibida correspondiente a un solo y único símbolo piloto
imaginario puro de valor c_{2} por otra,
y según el cual la etapa b) comprende la
resolución del sistema de ecuaciones con dos incógnitas
siguientes:
8. Procedimiento, según cualquiera de las
reivindicaciones 1 a 7, según el cual los símbolos seleccionados en
la etapa a) pertenecen a un mismo y único tramo.
9. Procedimiento, según cualquiera de las
reivindicaciones 1 a 7, según el cual los símbolos seleccionados en
la etapa a) pertenecen a dos tramas transmitidas consecutivamente a
través del canal de transmisión.
10. Procedimiento, según cualquiera de las
reivindicaciones 1 a 9, según el cual los símbolos seleccionados en
la etapa a) pertenecen a un grupo de símbolos piloto que son
adyacentes dos a dos en la trama, según la dirección del eje de las
frecuencias y/o según la dirección del eje de los tiempos.
11. Dispositivo para la puesta en práctica de un
procedimiento, según cualquiera de las reivindicaciones 1 a 10, que
comprende:
- -
- medios (78) para seleccionar uno o varios valores z_{k} de la señal recibida correspondiente a uno o varios símbolos piloto reales de valores respectivos c_{k} por una parte, y uno o varios valores z_{l} de la señal recibida correspondiente respectivamente a uno o varios símbolos piloto imaginarios puros de valores respectivos c_{l} por otra parte, estando estos símbolos piloto suficientemente aproximados simultáneamente según el eje de las frecuencias y según el eje de los tiempos para que se pueda considerar que el desvanecimiento de la señal por el canal de transmisión ha tenido un valor complejo \alpha sensiblemente idéntico para estos símbolos piloto;
- -
- medios (79) para determinar números complejos u y v y un número real \lambda que hace mínima la expresión de mínimos cuadrados siguientes:
en la
que
el signo \sum designa el operador de suma,
||x|| designa el operador de valor absoluto
de la variable real x o el módulo de la variable compleja x,
siendo \lambda un número real,
K,L= índice entero comprendido entre 1 y K, o 1
y L
K,L= número entero superior o igual a la
unidad,
Siendo u y v números complejos ortogonales,
Re(u^{*}.v)=0, o Re(w) designa el operador de la
parte real del número complejo w, y en la que w^{*} designa el
número complejo conjugado del número complejo w, tales que
||u||=||v||.
- -
- medios (80) para determinar un valor estimado del valor \alpha de desvanecimiento de la señal a través del canal de transmisión para los símbolos piloto de referencia, calculando: \hat{\alpha}=\lambda/u.
12. Dispositivo para la puesta en práctica de
un procedimiento, según cualquiera de las reivindicaciones 2 a 4,
que comprende:
- -
- medios para seleccionar uno o varios valores z_{k} de la señal recibida correspondiente a uno o varios símbolos piloto reales de valores respectivos c_{k} por una parte, y uno o varios valores z_{l} de la señal recibida correspondientes respectivamente a uno o varios símbolos piloto imaginarios puros de valores respectivos c_{l} por otra parte, estando estos símbolos piloto suficientemente aproximados simultáneamente según el eje de las frecuencias y según el eje de los tiempos para que pueda ser considerado que el desvanecimiento de la señal por el canal de transmisión ha tenido un valor complejo \alpha sensiblemente idéntico para esos símbolos piloto;
- -
- medios para determinar números reales Re(\beta) y Im(\beta) que hacen mínima la expresión de mínimos cuadrados siguientes:
en la
que
el signo \sum designa el operador de suma,
||x|| designa el operador de valor absoluto
de la variable real x
Re(x) designa el operador de parte real
de la variable compleja x,
Im(x) designa el operador de parte
imaginaria pura de la variable compleja x, y
en la que \beta indica el inverso de \alpha;
y
- -
- medios para determinar un valor estimado \hat{\alpha} del desvanecimiento de la señal a través del canal de transmisión para los símbolos piloto de referencia, invirtiendo el número complejo Re(\beta)+i\cdotIm(\beta).
13. Dispositivo para la puesta en práctica de un
procedimiento, según cualquiera de las reivindicaciones 5 a 7, que
comprende:
- -
- medios para seleccionar uno o varios valores z_{k} de la señal recibida correspondiente a uno o varios símbolos piloto reales de valores respectivos c_{k} por una parte, y uno o varios valores z_{l} de la señal recibida correspondientes respectivamente a uno o varios símbolos piloto imaginarios puros de valores respectivos c_{l} por una parte, estando estos símbolos piloto suficientemente aproximados simultáneamente según el eje de las frecuencias y según el eje de los tiempos para que se pueda considerar que el desvanecimiento de la señal por el canal de transmisión ha tenido un valor complejo \alpha sensiblemente idéntico para esos símbolos piloto; y
- -
- medios para determinar un valor estimado \hat{\alpha} del desvanecimiento de la señal por el canal de transmisión para los símbolos piloto de referencia, definido por \hat{\alpha}=\rho\cdote^{i\cdot\varphi} en la que \rho y \varphi son números reales que hacen mínima la expresión de mínimos cuadrados siguiente:
en la
que
el signo \sum indica el operador de suma,
||x|| designa el operador de valor absoluto
de la variable real x
Re(x) designa el operador de parte real
de la variable compleja x, y
Im(x) designa el operador de la parte
imaginaria pura de la variable compleja x.
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|---|---|---|---|
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Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| CN110011948A (zh) * | 2018-01-05 | 2019-07-12 | 中兴通讯股份有限公司 | 数据传输方法及装置、存储介质、电子装置 |
Families Citing this family (11)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| AU2001296012A1 (en) * | 2000-10-27 | 2002-05-06 | Matsushita Electric Industrial Co., Ltd. | Optical disc, recording apparatus and method, and reproduction apparatus and method |
| US7493080B2 (en) * | 2003-09-22 | 2009-02-17 | Cornell Research Foundation, Inc. | Methods and systems for cooperative transmission in multi-hop ad-hoc networks |
| JP2005191801A (ja) * | 2003-12-25 | 2005-07-14 | Pioneer Electronic Corp | 受信機、受信方法、受信制御用プログラム、および記録媒体 |
| CN101156341B (zh) * | 2005-03-31 | 2012-11-21 | 日本电气株式会社 | 适应传播路径改变的通信系统资源分配方法和设备 |
| US7508842B2 (en) * | 2005-08-18 | 2009-03-24 | Motorola, Inc. | Method and apparatus for pilot signal transmission |
| US8345791B2 (en) | 2006-07-12 | 2013-01-01 | France Telecom | Methods for transmitting and receiving a multicarrier signal comprising isolated pilots, corresponding devices and computer program products |
| WO2008007028A2 (fr) * | 2006-07-12 | 2008-01-17 | France Telecom | Procédés de réception et d'émission d'un signal multiporteuse comprenant un préambule comprenant des éléments de données, dispositifs et produits programme d'ordinateur correspondants |
| EP2039095B1 (fr) * | 2006-07-12 | 2014-09-10 | Orange | Procédés d'émission et de réception d'un signal multiporteuse de type OFDM OQAM et pilotes correspondants |
| WO2008041546A1 (en) * | 2006-09-25 | 2008-04-10 | Panasonic Corporation | Radio communication device and pilot arrangement method |
| US7652980B2 (en) * | 2007-11-02 | 2010-01-26 | Nokia Corporation | Orthogonal frequency division multiplexing synchronization |
| EP4708714A2 (en) | 2017-03-23 | 2026-03-11 | Innovative Technology Lab Co., Ltd. | Method and apparatus for transmitting and receiving demodulation reference signal |
Family Cites Families (8)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| FR2658016B1 (fr) | 1990-02-06 | 1994-01-21 | Etat Francais Cnet | Procede de diffusion de donnees numeriques, notamment pour la radiodiffusion a haut debit vers des mobiles, a entrelacement temps-frequence et demodulation coherente, et recepteur correspondant. |
| JP3145003B2 (ja) * | 1995-03-23 | 2001-03-12 | 株式会社東芝 | 直交周波数分割多重伝送方式とその送信装置および受信装置 |
| KR100226698B1 (ko) * | 1996-12-28 | 1999-10-15 | 전주범 | 직교 주파수 분할 다중화 수신 시스템의 채널 등화 장치 |
| US7418043B2 (en) * | 2000-07-19 | 2008-08-26 | Lot 41 Acquisition Foundation, Llc | Software adaptable high performance multicarrier transmission protocol |
| US6990153B1 (en) * | 2001-02-06 | 2006-01-24 | Agency For Science, Technology And Research | Method and apparatus for semi-blind communication channel estimation |
| US7298785B2 (en) * | 2001-07-04 | 2007-11-20 | Kabushiki Kaisha Toyota Chuo Kenkyusho | Multicarrier demodulation method and apparatus, and multicarrier modulation method and apparatus |
| US6640088B2 (en) * | 2001-12-14 | 2003-10-28 | Motorola, Inc. | Method and system for adaptive channel estimation techniques |
| CN100596044C (zh) * | 2002-01-10 | 2010-03-24 | 富士通株式会社 | Ofdm系统中的导频复用方法和ofdm接收方法 |
-
2001
- 2001-10-23 FR FR0113662A patent/FR2831359B1/fr not_active Expired - Fee Related
-
2002
- 2002-10-18 EP EP02796808A patent/EP1446927B1/fr not_active Expired - Lifetime
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- 2002-10-18 DE DE60225173T patent/DE60225173T2/de not_active Expired - Fee Related
Cited By (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| CN110011948A (zh) * | 2018-01-05 | 2019-07-12 | 中兴通讯股份有限公司 | 数据传输方法及装置、存储介质、电子装置 |
| CN110011948B (zh) * | 2018-01-05 | 2023-09-22 | 中兴通讯股份有限公司 | 数据传输方法及装置、存储介质、电子装置 |
Also Published As
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| CA2464697A1 (fr) | 2003-05-01 |
| DE60225173T2 (de) | 2009-03-05 |
| DE60225173D1 (de) | 2008-04-03 |
| US7310378B2 (en) | 2007-12-18 |
| EP1446927B1 (fr) | 2008-02-20 |
| FR2831359A1 (fr) | 2003-04-25 |
| WO2003036898A1 (fr) | 2003-05-01 |
| FR2831359B1 (fr) | 2004-01-16 |
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