ES2307340T3 - Sistema de deteccion de moviles, que utiliza las emisiones de teledifusion digital de una red de emisores terrestres. - Google Patents
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Abstract
Receptor de detección de objetos móviles, que utiliza emisiones hercianas terrestres de teledifusión digital, realizadas por emisores que operan comúnmente basándose en una pluralidad de portadoras de frecuencias fijas, afectadas por una modulación digital por símbolos, tratada en multiplexación en frecuencia, ortogonal de una portadora a otra, comprendiendo dicho receptor: - medios (10, 20) de recepción radioeléctrica, para captar las señales retrodifundidas por objetos bajo el efecto de dichos emisores hercianos, - medios (30, 40, 50, 60) de tratamiento para realizar una discriminación de tales objetos, en principio según celdas distancia/Doppler, y - medios auxiliares (100, 101, 110) para la adquisición de una referencia de sincronización con respecto a los emisores, para ajustar estas cajas celdas distancia/Doppler en el tiempo, caracterizado porque los medios auxiliares que comprenden medios (100, 101, 110) para recibir y desmodular la señal directa herciana de teledifusión recibida de al menos uno de los emisores, para determinar los instantes de sincronización y los símbolos, y porque los medios de tratamiento comprenden: - medios (401, 403) de distribución Doppler, adecuados para repartir las señales recibidas según una pluralidad de vías Doppler, afectándoles en cada vía un desplazamiento de frecuencia asociado al rango de esta vía Doppler, - medios (50) de compresión en distancia, adecuados para hacer la suma (506), para todas las portadoras, de las correlaciones (502, 504) bajo formas homólogas, de la salida de cada vía Doppler con los símbolos disponibles a la salida de los medios auxiliares, lo que proporciona muestras dispuestas en cajas celdas distancia/Doppler. - medios (60) de integración Doppler coherente sobre durante un tiempo elegido, lo que proporciona cajas celdas distancia/Doppler integradas, y - medios (80, 90) de postratamiento con seguimiento, dispuestos para comparar los ecos obtenidos en estas celdas, para obtener señales detectables por radar que contienen informaciones de posición/velocidad sobre uno o de los más objetos.
Description
Sistema de detección de móviles, que utiliza las
emisiones de teledifusión digital de una red de emisores
terrestres.
La invención se refiere a la detección, la
localización y la determinación de la velocidad de móviles próximos
al suelo mediante un sistema radar biestático.
El documento "Multimode multistatics for
passive/active airborne surveillance, Robert F. Ogrodnik, Rome Air
Development Center, Griffiss AFB NY 13441-5700,
CP381 (Supp)" presenta la utilización de emisiones de
teledifusión públicas existentes como señales de emisiones de un
radar biestático, que se beneficia así de una cobertura geográfica
extensa y de una discreción absoluta. Las funciones de detección,
localización y determinación de la velocidad se realizan poniendo
en práctica una red separada de receptores, que cubre la zona de
observación, asociada a un tratamiento centralizado de las
informaciones procedentes de la retrodifusión de las señales por un
móvil.
Es posible evaluar los resultados de un concepto
de este tipo aplicando las leyes generales del radar a las
características actuales de las emisiones analógicas de
teledifusión. Así, la presencia de la sincronización línea en las
señales teledifundidas conduce a una pluralidad de soluciones para
la medición de distancia; asimismo, la precisión de esta medición,
inversamente proporcional a la banda útil de las señales de emisión,
sólo puede ser mediocre.
El acontecimiento de la televisión digital ha
llevado a repensar totalmente la naturaleza de las señales de
emisión, que conducen a la definición de una norma COFDM (Coded
Orthogonal Frequency Division Multiplex, Multiplexión por
división de frecuencia ortogonal codificada), que presenta numerosas
ventajas técnicas, supresión de ecos perturbadores por ejemplo, y
comerciales, número elevado de programas accesibles.
La presente invención va dirigida a aprovechar,
en el campo de los radares, tales señales digitales.
Para ello, utiliza emisiones terrestres de
teledifusión, que operan normalmente basándose en una pluralidad de
portadoras de frecuencias fijas, afectadas por una modulación
digital mediante símbolos, tratada en multiplexación de frecuencia,
ortogonal de una portadora a otra.
Puede considerarse conocido ("Le radar
muet", B.CARRARA, P.TOURTIER, M.PECOT; Colloque Radar 1994,
Palais des Congrès, Paris) un receptor de detección de objetos
móviles, que utiliza tales emisores hercianos y que comprende:
- -
- medios de recepción radioeléctrica, para captar las señales retrodifundidas por objetos bajo el efecto de dichos emisores hercianos,
- -
- medios de tratamiento para realizar una discriminación de tales objetos, en principio según celdas distancia/Doppler, y
- -
- medios auxiliares para la adquisición de una referencia de sincronización con respecto a los emisores, para ajustar estas celdas distancia/Doppler en el tiempo.
El documento EP0681190A1 describe un sistema
radar que utiliza una red de televisión digital para realizar una
configuración multiestática. La invención propone un receptor,
caracterizado
porque comprende medios (auxiliares) para
recibir y desmodular la señal directa herciana de teledifusión
recibida de al menos uno de los emisores, para determinar los
instantes de sincronización y los símbolos,
y porque los medios de tratamiento
comprenden:
- -
- medios de distribución Doppler, adecuados para repartir las señales recibidas según una pluralidad de vías Doppler, afectándoles en cada vía un desplazamiento de frecuencia asociado al rango de esta vía Doppler,
- -
- medios de compresión en distancia, adecuados para hacer la suma, para todas las portadoras, de las correlaciones bajo formas homólogas, de la salida de cada vía Doppler con los símbolos disponibles a la salida de los medios auxiliares, lo que proporciona muestras dispuestas en celdas distancia/Doppler.
- -
- medios de integración Doppler coherente sobre un tiempo elegido, lo que proporciona celdas distancia/Doppler integradas, y
- -
- medios de postratamiento con seguimiento, dispuestos para comparar los ecos obtenidos en estas celdas, con el fin de obtener señales detectables por radar que contienen informaciones de posición/velocidad sobre uno de los objetos.
Preferiblemente, el receptor comprende, a la
salida de su fase de recepción radioeléctrica, un convertidor
analógico/digital, seguido de una fase de transformada de HILBERT,
para obtener señales digitales complejas amplitud/fase. Los medios
de distribución Doppler y las fases siguientes operan en
digital.
Muy ventajosamente, los medios de compresión en
distancia comprenden fases de transformada de Fourier sobre trenes
de datos temporales deslizantes resultado de la distribución
Doppler, lo que regenera los símbolos tal como se recibieron,
después correladores temporales de éstos con la salida de los medios
auxiliares, y un sumador de la salida de los correladores para el
conjunto de las portadoras.
Actualmente se prefiere que los medios de
recepción radioeléctrica comprendan una antena-red,
y que los medios de tratamiento operen selectivamente sobre vías
respectivamente asociadas a elementos de antena o grupos de
elementos de antena separados, hasta los medios de postratamiento,
que comprenden en cabecera medios de recombinación de las salidas
de estas vías, con vistas a una formación de haces. Preferiblemente,
los medios de recombinación de haz operan de manera adaptativa, en
función de los móviles de los que se hace seguimiento y de los ecos
observados.
Según otro aspecto de la invención, los medios
de postratamiento comprenden una fase de tratamiento multiestático,
para definir cada señal detectable por radar a partir de varias
parejas emisor-receptor.
La invención prevé también un sistema de
detección de objetos móviles, que comprenden varios receptores,
colocados en emplazamientos elegidos, y medios para comparar las
señales detectables por radar que proporcionan estos
receptores.
Según un complemento interesante, en más de los
emisores de teledifusión propiamente dichos, el sistema comprende
emisores adicionales colocados en emplazamientos elegidos y que
operan con la misma modulación que los emisores de teledifusión
propiamente dichos.
Otra variante consiste en añadir al sistema
medios para dirigir a los emisores de teledifusión informaciones de
servicio, con fines de re-transmisión en su
modulación.
Otras ventajas y características de la invención
se deducirán tras examinar la descripción detallada siguiente, y
los dibujos adjuntos, en los que:
- la figura 1 es un diagrama temporal que
ilustra el modo de codificación de las señales COFDM.
- la figura 2 es un esquema que ilustra una
detección de posición biestática a partir de tres emisores,
ilustrados aquí en los vértices de un triángulo sensiblemente
equilátero,
- la figura 3 es la ilustración muy esquemática
de una antena utilizable en un receptor según la invención,
- la figura 4 es el esquema detallado de un
receptor utilizable para la puesta en práctica de la invención,
- la figura 5 es el esquema más detallado de la
fase 40 de la figura 4,
- la figura 6 es el esquema más detallado de la
fase 50 de la figura 4,
- la figura 7 es un diagrama que muestra la
multiplicidad de las señales tratadas en cada estadio, y
- la figura 8 es un grupo de diagramas
temporales que muestran un ejemplo de repartición de señales
recibidas.
Los dibujos adjuntos comprenden elementos de
carácter cierto, por tanto deben considerarse como incorporados en
la descripción, y podrán servir no solamente para que ésta se
comprenda mejor, sino también para contribuir a la definición de la
invención.
Con referencia a la figura 1, se presentará en
primer lugar la modulación COFDM. Ésta se describe especialmente en
el artículo "Digital Sound Broadcasting to Mobile
Receivers", B. LE FLOCH, R. HALBERT-LASSALLE, D.
CASTELAIN, IEEE Transactions on Consumer Electronics, Vol. 35, Nº 3,
Agosto de 1989.
Se prevé que la teledifusión en digital se
realice según este tipo de modulación, en particular para la
televisión. Esto implica utilizar un enlace adecuado de emisores
terrestres, que cubre todo el territorio de difusión, o casi
todo.
La modulación COFDM utiliza un gran número
(normalmente varios miles) de subportadoras equidistantes
(denominadas en el presente documento portadoras, para
simplificar). Éstas se modulan a baja frecuencia, de manera
independiente, mediante códigos adecuados, que según la aplicación
pueden ser especialmente una codificación por desplazamiento de
fase a Q momentos (Q Phase Shift Keying o QPSK) o incluso una
codificación en modulación de amplitud a Q momentos (Q Amplitude
Modulation o QAM).
El elemento de base de la modulación es el
"símbolo".
Tras la recepción, se procede mediante un
producto escalar, al que se le aplica una integración de duración
rigurosamente igual a la inversa del paso de frecuencia de las
portadoras. Se deriva de esto la ortogonalidad de las portadoras
tras la recepción, lo que permite recuperar sin diafonía los
símbolos.
La duración de un símbolo es sensiblemente más
larga que la inversa del paso de la frecuencia de las portadoras.
La diferencia entre estos dos tiempos define un "intervalo de
guardia", que precede a la operación producto escalar integrado.
Permite independizarse de la dispersión de tiempo de propagación que
puede resultar de trayectos múltiples.
Una particularidad de esta modulación es
permitir la emisión sincronizada simultánea de varios emisores
separados espacialmente, siempre que sus señales lleguen a los
receptores en el intervalo de guardia. Esta propiedad es
fundamental para la presente invención: hace posible la cobertura de
una zona geográfica mediante una red monofrecuencia (monobanda),
por ejemplo, al contrario que las emisiones de televisión analógicas
actuales.
Conviene ahora describir sucintamente un ejemplo
de señales COFDM.
Se consideran una serie de símbolos numéricos
que deben transmitirse SIMB_{j}(t), donde t es el tiempo,
y j el índice de un símbolo. La expresión de la señal que debe
transmitirse viene dada entonces por la ecuación (1) del Anexo de
Fórmulas (adjuntado al final de la descripción).
La expresión de un símbolo viene dada por la
ecuación (2). Ésta recurre a:
- -
- una función \Psi definida por la ecuación (3), que a la vez recurre a la ecuación (4), donde f_{k} designa la frecuencia de la portadora de rango k, y
- -
- coeficientes C_{j,k} que pueden tomar uno de los cuatro valores definidos por la relación (5), donde i es el símbolo habitual de los imaginarios complejos (en el caso particular de una modulación 4PSK, con Q=4 momentos).
En estas relaciones D_{s} y T_{s} son
respectivamente la duración toral y la duración útil de emisión de
un símbolo, como se verá más adelante.
\Delta=D_{s}-T_{s} es el intervalo de
guardia.
Para un valor dado de
(t-jD_{s}), se distinguen tres casos:
- -
- si t-jD_{s} < -\Delta es decir t < jD_{s} - \Delta, la función \Psi es nula;
- -
- si t-jD_{s} > T_{s} es decir t > jD_{s} + T_{s}, la función \Psi es nula;
- -
- en el intervalo entre las dos, la función \Psi viene dada por la expresión (6).
Las frecuencias se codifican por tanto
independientemente con la ayuda de un código con cuatro estados de
fase, definidos por "el alfabeto" autorizado por los
coeficientes complejos C_{j,k}, según la relación (5).
Tal como se ilustra sobre la figura 1, estas
frecuencias se emiten sobre la duración D_{s} = \Delta +
T_{s}. Sin embargo son ortogonales durante la duración T_{s}. El
intervalo de tiempo de duración \Delta es el intervalo de
guardia, destinado a atenuar los problemas de correlación
intersímbolos ligados al canal de propagación (trayectos múltiples
especialmente, susceptibles de aparecer en las zonas sombreadas de
la figura 1). La duración de análisis para la descodificación (en
radiocomunicaciones) de las señales recibidas se limita así a
T_{s}.
La modulación COFDM utiliza un peine de
portadoras equidistantes. Son ortogonales, por un producto escalar
correspondiente a su función de intercorrelación, calculada durante
la inversa de su espaciamiento de frecuencia.
Cada una de estas portadoras lleva, durante una
duración D_{s} un símbolo correspondiente a un estado de fase (o,
más en general, de modulación), elegido por ejemplo entre Q=4
estados. Esta duración D_{s} corresponde precisamente a la
inversa T_{s} del espaciamiento de peine, aumentado por el
intervalo de guardia \Delta. Y la duración del intervalo de
guardia \Delta se elige como una mayorante de la respuesta a un
impulso del canal de transmisión.
Después de cada intervalo de tiempo
correspondiente a esta duración D_{s}, denominada "línea", se
renueva el símbolo que ha de transmitirse, y esto un cierto número
de veces para optimizar una trama.
En cabecera de trama, y durante una duración
elegida, se transmite, sobre cada subportadora, el símbolo
correspondiente a la fase nula, de manera que se permite la
adquisición o identificación de la respuesta de frecuencia del
canal de transmisión.
Al comienzo de la trama, se emiten además, un
cierto número de señales de sincronización. Permiten restituir,
tras la recepción, la frecuencia de portadora, la duración de línea,
la identificación del emisor, organizar las fases de calibración
para determinar la respuesta a un impulso para cada portadora, así
como localizar el instante de comienzo de la duración útil de
emisión de un símbolo o determinar la duración del intervalo de
guardia.
El receptor de una señal de este tipo en
radiocomunicaciones se considera aquí conocido.
\newpage
No se volverá en lo sucesivo en este documento a
la división en tramas. En efecto, interviene esencialmente en las
fases de recepción de cabecera, que se consideran conocidos. No
obstante, es necesario procurar que los tratamientos asociados,
especialmente para la calibración y el debut de línea, sean fiables
según la precisión requerida para los tratamientos radar
propuestos.
Es atractivo utilizar emisiones hercianas
terrestres en modo radar biestático: bajo coste en cuanto a las
emisiones, puesto que los emisores son preexistentes, con
frecuencias ya asignadas; frecuencias de emisión basadas,
ventajosas para detectar móviles discretos (intrusión de pequeñas
aeronaves por ejemplo), y poco propicias a la neutralización activa
(entre otras simulaciones), así como guiado de móviles agresivos; y
en principio, funcionamiento permanente garantizado.
En técnica de radar, la detección biestática se
describe especialmente en "Multi-(bi)-static
High Frequency (PO/ GO) Radar Target Imaging of Airborne
Scatterers" de S.K. CHAUDRU-RI y W.M. BOERNER,
AGARD, CP 381, 1985.
La interacción entre las emisiones terrestres y
las aeronaves se estudia también en el artículo "Interferente
To Satellite Earth Stations Due To Scatter of Terrestrial
Transmissions by Aircraft", J.V. MURPHY, Australian
Telecommunications Review, Vol. 17, No 1, 1983.
El principio de la detección biestática se
ilustra en la figura 2, se consideran tres emisores hercianos
terrestres E1 a E3, en la configuración ideal o "canónica" (en
teoría) en triángulo equilátero. Se prevén tres receptores: R12
sensiblemente en la mitad del segmento junto a E1 y E2, R23
sensiblemente en la mitad del segmento junto a E2 y E3, y R13
sensiblemente en la mitad del segmento junto a E1 y E3.
Un móvil M (al menos) se desplaza con un vector
velocidad \vec{v}. La cooperación de cada receptor con uno de los
elementos permite en primer lugar adquirir informaciones sobre la
velocidad relativa del móvil (informaciones Doppler). En lo que
respecta a la posición, permite también, con ciertas reservas,
determinar un elipsoide sobre el que se encuentra el móvil M,
elipsoide cuyos focos son el emisor y el receptor asociados.
La posibilidad de efectuar mediciones Doppler
(de tipo radar biestático) a partir de emisores hercianos terrestres
de teledifusión se conoce desde hace mucho tiempo.
Por el contrario, razones técnicas ligadas a las
modulaciones utilizadas hacen extremadamente difícil la medición de
distancia con los emisores hercianos terrestres analógicos actuales.
Estos motivos son múltiples y dependen del hecho por ejemplo de que
la frecuencia línea televisión introduce numerosas ambigüedades de
distancia y que la banda de frecuencia útil en la señal de
luminancia es recta. La capacidad de detección de móviles a baja
signatura y baja velocidad en presencia de un nivel de desorden muy
importante se hace así problemática.
La emergencia de la modulación COFDM, utilizada
en las bandas UHF o VHF, ha avivado el interés de ciertos
radaristas por la detección biestática a partir de emisores
hercianos.
En lo que respecta a las mediciones Doppler, el
aspecto multiportadora de las señales numéricas COFDM tiende sobre
todo a complicar la situación: el efecto Doppler resultante debe
referirse a una pluralidad de frecuencias portadoras de valores
diferentes, y que se modulan independientemente unas de otras.
Para las mediciones de "distancia" es
diferente. En efecto, por sus emisiones realizadas a instantes
precisos (trama), el procedimiento COFDM aporta un elemento
interesante, combinado con el conocimiento de la naturaleza del
"alfabeto" de los códigos de base: la forma de onda de emisión
está mucho menos sujeta a variación que en el caso de la
teledifusión analógica, incluso si para un observador no experto se
parece a un ruido. En efecto es posible, descodificando la emisión
directa recibida en los receptores, reconocer la señal emitida (es
decir, descodificar los símbolos), aunque esta señal emitida esté
modulada por una fuente desconocida.
Esta consideración permite efectuar sobre las
señales biestáticas que han de aprovecharse una desmodulación antes
del tratamiento que lleva de nuevo al caso de una emisión que no
será modulada por el equivalente de un ruido.
Uno de los fundamentos de la presente invención
es la observación de que la función de ambigüedad de la señal así
tratada se aproxima a las necesidades habituales de los
radaristas.
En efecto, se ha observado que la utilización de
un código constituido por un gran número de frecuencias ortogonales
durante la duración de símbolo conducida a una señal de banda ancha
en espectro blanco. Esto confiere al sistema de detección
biestática un poder de discriminación en distancia interesante, y
una robustez ejemplar frente a interferencias y trayectos
múltiples.
Siendo así, quedan las siguientes
dificultades:
- -
- para que los elipsoides de la figura 2 estén fijos en el espacio, es necesario que cada receptor pueda adquirir una información de sincronización, frente a la emisión del emisor considerado. Este aspecto particularmente delicado se desarrolla posteriormente.
- -
- la hipótesis de trabajo según la cual la señal sería periódica (de periodo igual a la inversa de la desviación entre dos frecuencias vecinas) no puede sostenerse. En efecto, los coeficientes C_{k} deben cambiar necesariamente de un símbolo a otro. En su lugar, la señal herciana no transportaría información alguna: es imposible transmitir una información, a partir de señales emitidas que se mantendrían perfectamente aleatorias a medio plazo, lo que se requiere para la hipótesis de periodicidad.
- -
- en cambio, es verdad que la señal COFDM puede asemejarse a un ruido temporal. Esto impide aplicarle los tratamientos radar convencionales, donde se considera "en paralelo" (de manera separada e independiente), la discriminación distancia y la discriminación Doppler.
- -
- finalmente, hay motivos para eliminar los ecos fijos, lo que plantea también problemas, teniendo en cuenta la gama dinámica que debe tratarse (del orden de 95dB).
\vskip1.000000\baselineskip
En cuanto al problema de la sincronización, se
requiere técnicamente que todos los emisores estén sincronizados
entre sí. Pero no resulta fácil, sin embargo, adquirir al nivel del
receptor la sincronización deseada con respecto a estas diferentes
emisiones. Para ello, es necesario el uso de relojes de alta
precisión, ya que se quiere trabajar sobre parejas
emisor-receptor. Es necesario extraer de nuevo una
marca temporal precisa de la señal recibida.
Es a este nivel que la presente invención aporta
un elemento importante, de naturaleza que permite el desarrollo de
receptores que pueden realizar una detección eficaz.
Se considera una emisión COFDM que opera
aproximadamente a 300 MHz (frecuencia portadora nominal, indistinta
de las subportadoras), con una potencia isótropa radiada equivalente
de 1000 W. Las portadoras (subportadoras) son en cantidad de Np =
1500, y cubren una banda de 1,5 MHz. Son por tanto equidistantes a
1kHz unas de otras. La duración útil de los símbolos es de 1
ms.
Una de las ideas de base de la presente
invención reside en que el receptor está dotado de una antena red,
ilustrada muy esquemáticamente en la figura 3 bajo la forma de tres
paneles P1 a P3, dispuestos en triángulo equilátero con un eje de
simetría vertical, para cubrir todas las direcciones. Cada panel
comprende por ejemplo 16 elementos de antenas, A_{1} a A_{16},
dispuestos en matriz 4 x 4, e ilustrados aquí en la forma de
antenas YAGI. Es conveniente cualquier otra antena sensiblemente
isótropa en yacimiento, y que presenta ganancia en azimut. Aunque
las estructuras planas sean más simples, se estima que estructuras
de antena que presentan una simetría de revolución de eje vertical
y un perfil cóncavo hacia el exterior serían preferibles.
Para simplificar, sólo se considerarán
posteriormente 8 elementos de antena.
El receptor propiamente dicho se ilustra en la
figura 4.
Según un aspecto importante de la invención, la
salida de al menos una de las antenas (aquí la antena A1) se recibe
de manera convencional, como para detectar las señales de
teledifusión transmitidas.
La fase 100 de cabecera se asemeja por tanto a
la parte radioeléctrica de un receptor COFDM de tipo convencional.
Presenta una salida 101 que proporciona la señal de sincronización
en tiempo, con respecto al emisor considerado, por ejemplo el
comienzo del periodo T_{s} (figura 1). Esta sincronización permite
definir la distancia diferencial origen para todos los ecos
resultado de la emisión considerada, puesto que el trayecto directo
es el más corto posible. Sirve a la unidad 110 para recrear la
referencia temporal de la fase 50 de correlación.
Los propios emisores se identifican sin error
por el trayecto directo. Puede tomarse como referencia los símbolos
en un receptor que corresponden por ejemplo al emisor más próximo,
siendo los símbolos emitidos por los emisores por definición
idénticos, en un momento dado.
A continuación, una fase 110 regenera los
símbolos difundidos, por aplicación de los tratamientos normalizados
para el sistema de difusión considerado, por ejemplo la norma ETSI
para las transmisiones audio (Digital Audio Broadcasting o DAB), o
la norma en curso de elaboración para las transmisiones vídeo
(Digital Video Broadcasting o DVB).
Los símbolos se regeneran en un formato adecuado
para utilizarse (en forma compleja conjugada) al nivel de los
correladores 50, que se tratará posteriormente.
Se considera ahora los tratamientos radar.
Para cada una de las antenas A_{e} (e va de 1
a P=8), el receptor comprende una vía respectiva, que se describirá
posteriormente sin recoger el índice que figura en el dibujo.
La fase de cabecera es un receptor 10
radioeléctrico, apropiado para recibir la banda comprendida entre
aproximadamente 288 y 302 Mhz, con rendimientos semejantes a los
requeridos para un receptor de teledifusión. De manera conocida,
este receptor comprende uno o varios cambios de frecuencias, para
reducir la banda de trabajo. Se obtiene en la salida una señal
analógica que representa las frecuencias y fases de cada una de las
portadoras incluidas en el conjunto de la banda recibida.
Esta señal de salida comprende:
- -
- una señal "directa", debida a la propagación de las ondas en línea directa entre el emisor, por ejemplo E1 y el receptor, por ejemplo R12 (a la que se añaden eventuales trayectos múltiples), y
- -
- para al menos un objeto M de retrodifusión (que se supone presente), una señal "útil" debida a la retrodifusión de las ondas del emisor hacia el receptor por este objeto (al que se añaden también múltiples trayectos eventuales).
Sabemos que, desde el lado de recepción, y para
un radar biestático en general:
- -
- la desviación temporal entre la señal útil y la señal directa es, con más o menos una ambigüedad distancia, representativa de la diferencia entre las distancias (E1, M) + (M, R12) y (E1, R12), de donde se obtienen los lugares de posición en elipsoides, y
- -
- la desviación frecuencial entre la señal útil y la señal directa es, con más o menos una ambigüedad velocidad, representativa de la suma algebraica de las proyecciones del vector velocidad \vec{v} por una parte sobre el eje (M, E1), por otra parte sobre el eje (M, R12).
\vskip1.000000\baselineskip
Después de que este receptor radioeléctrico de
tipo radar biestático, se pasa en señales numéricas por un
convertidor 20 analógico/digital.
La fase 30 siguiente es un tratamiento de tipo
transformada de HILBERT que permite extraer los componentes
complejos amplitud y fase (o parte real, parte imaginaria) de las
señales recibidas. Se aprecia CDS_{e} la señal compleja con dos
componentes obtenida para el elemento A_{e} de antena.
La frecuencia de muestreo está adaptada a la
banda total de la señal y al número de muestras necesario para
aprovechar una Transformada de Fourier Rápida (T.F.R.) sobre la
duración T_{s} de integración que permitirá la extracción de los
símbolos. Esta frecuencia de muestreo es, en el ejemplo elegido, de
2,048 MHz.
La continuación del tratamiento se realiza
considerando por ejemplo Nd= 500 celdas distancia. La banda de 1,5
MHz corresponde a una distancia de 100 m en modo radar, es decir un
dominio distancia diferencial de 50 km. Se apreciará que el dominio
distancia no ambiguo teórico para 1 ms es del orden de 150 km (en
diferencial), por tanto superior a la distancia habitual entre dos
emisores hercianos terrestres.
Asimismo, se considera un dominio velocidad de
500 m/s, con Nv = 128 celdas velocidad, para una cadencia de
recurrencia útil de 800 Hz y una banda de filtrado de 6,25 Hz.
Posteriormente, se podrá hacer referencia a la
figura 7, para percibir mejor la arborescencia (en número) de las
señales tratadas.
En la fase 40, la señal CDS_{e} es objeto de
una distribución Doppler, según Nv celdas velocidad (o Doppler).
Preferiblemente, el paso entre las celdas velocidad está adaptado a
la duración de la integración coherente Doppler posterior.
Detallada en la figura 5, la fase 40 comprende
un distribuidor 401, que puede crear las Nv vías Doppler VDk
requeridas (k va de 1 a Nv). Cada vía Doppler VDk comprende una fase
de cambio 403 de frecuencia, para reducir la frecuencia de un valor
f_{d}(k), que es el desplazamiento Doppler tratado por esta
vía. Un cambio de frecuencia de este tipo comprende el producto de
la señal de entrada por
exp(j 2
\pi f_{d}(k)
t)
Gracias al filtrado de Hilbert previo, esta
multiplicación funciona en banda lateral única: es decir una señal
recibida RX que incluye en frecuencia un desplazamiento Doppler RXd,
que va en la vía Doppler f_{d}(k) = FXd; la fase 403 sólo
proporciona la componente RXd - FXd, y no RXd + FXd.
Cada multiplicador 403 realiza por tanto una
"desmodulación Doppler". Pero esta lleva únicamente en las
desviaciones de frecuencia debidas al efecto Doppler, en las
diferentes celdas Doppler definidas. Deja intacto el efecto de la
multiplicidad de frecuencias portadoras.
Así, la pluralidad Nv de celdas velocidad se
analiza como una batería de cambios de frecuencia que cubren el
conjunto del dominio Doppler (o dominio velocidad) que ha de
tratarse.
\newpage
Para una vía Doppler VDk dada, sale del
multiplicador 403 un tren de datos temporales complejos, que llevan
al nivel de cada símbolo la modulación (desconocida) de la fuente, y
esto para un móvil que tendría la velocidad correspondiente al
desplazamiento Doppler f_{d}(k) de esta vía.
Estos trenes de datos temporales se reagrupan
por paquetes Pk_{x} de 2048 muestras. Estos paquetes son
"deslizantes": el paquete siguiente se obtiene quitando la
primera muestra del paquete precedente, y añadiendo una nueva
muestra al final (el paso de corrimiento podría ser superior a 1, en
detrimento de la precisión esperada). Esto va a permitir
posteriormente la creación de celdas distancia. Según una técnica
clásica en radar, es posible aumentar (doblar o más) la velocidad
de muestreo, para disminuir las pérdidas de recorte entre celdas
distancia.
La fase 50, detallada en la figura 6, aplica a
cada paquete Pk_{x} de 2048 muestras sucesivamente:
a) una operación 502 de Transformada de Fourier
rápida en 2048 puntos (la potencia de 2 inmediatamente superior a
1500); cada transformación de Fourier realizada en un paquete
incidente proporciona en sus salidas la desmodulación separada de
las 1500 portadoras; se aíslan así los 1500 símbolos (todavía
desconocidos), en vías VDkj (en cuanto a las vías Doppler, k varía
de 1 a Nv=128; en cuanto a las portadoras, j varía de 1 a Np=1500);
una salida de la TFR, para una vía Doppler, contiene por tanto un
eventual eco relativo a la portadora considerada, para un móvil que
tendría una velocidad incluida en el margen Doppler de la vía
Doppler considerada; el instante de llegada de este eco está ligado
a la información de distancia buscado;
b) operaciones 504 de correlación temporal con
los símbolos conjugados remodulados en el trayecto directo
resultado de la unidad 110 (figura 1), tantas veces como símbolos de
este tipo haya, en este caso 1500 veces; esto va a permitir la
determinación de la o las celdas distancia en las que se encuentra
un eco susceptible de corresponder a un móvil detectado; un pico de
correlación aparece en efecto en el instante de este eco; las
celdas distancia están por tanto definidas por los instantes de los
picos de correlación;
c) una operación 506 de integración o suma
ponderada en los 1500 símbolos útiles, lo que elabora las muestras
brutas EBTy de celdas distancia correspondientes, en ritmo de 2,048
MHz (o más).
La suma puede ponderarse teniendo en cuenta
especialmente la respuesta de frecuencia medida en el trayecto
directo.
Las muestras brutas EBTy salen en
correspondencia de los desplazamientos de tiempo en los trenes de
datos deslizantes en la entrada. Su secuenciamento corresponde por
tanto a las celdas distancia. La referencia de tiempo se extrae de
la señal 101 de sincronización resultado de la fase 100. La marcha
de las señales puede ser la ilustrada en la figura 8 (abstrayendo
las celdas Doppler).
Considerando globalmente los operadores de TFR
502, éstos realizan una transformación de Fourier que lleva un
múltiplo de Nd x Nv, o Nd es el número de celdas distancia, y Nv el
número de celdas velocidad (Doppler).
En este estado, las operaciones 502 y 504 han
hecho desaparecer respectivamente el efecto de la multiplicidad de
las portadoras, y el de sus modulaciones respectivas. Las señales
recibidas, se han "alineado", en cierta manera, en una misma
frecuencia intermedia. En el momento en el que se reúnen por el
sumador 506, llevan por tanto informaciones Doppler acumulables, en
cada vía Doppler.
La integración coherente Doppler se realiza a
continuación en fases 60, por suma de muestras temporales sucesivas
EBTy (y de 1 a Nt), llevadas de nuevo en coincidencia por
desplazamientos temporales según múltiples respectivos de y veces
D_{s}, la duración de línea.
La duración de la integración Doppler es por
ejemplo de 160 ms. Ésta corresponde a la integración de Nt = 128
muestras temporales de símbolos, que se suceden en el tiempo para
cada portadora. En el ejemplo elegido, se descubre que el número de
celdas velocidad Nv = 128 y el número de muestra tomada en una
integración Doppler Nt - 128 son iguales; se tendrá cuidado de no
confundir estas dos nociones.
Se observará que los símbolos varían de una
línea a la otra. Pero, después de la compensación de los
desplazamientos de frecuencia entre portadoras, la correlación por
los símbolos conjugados recibidos (y, también, la suma en el
conjunto de los símbolos de una misma línea), D_{s} puede
considerarse como un periodo de recurrencia efectiva. Por el
contrario, en las señales electromagnéticas COFDM transmitidas, no
pueden identificarse momentos precisos que marcarían la
periodicidad de los periodos de recurrencia así definidos; en otras
palabras, no parece una verdadera periodicidad de duración D_{s}
en las señales emitidas.
Debe observarse que los operadores anteriores no
son permutables. Debe en primer lugar identificarse las celdas
Doppler, con los cambios de frecuencia requeridos, a continuación
proceder a la compresión distancia, y finalmente realizar la
integración Doppler coherente.
En resumen, se toma la señal directa resultado
de uno de los emisores como referencia. Después de tener en cuenta
componentes Doppler ligados al movimiento de un móvil que
retrodifunde las emisiones del mismo emisor, se obtiene una señal
temporal resultado de la retrodifusión, comparable con la señal
directa. La información de desviación temporal obtenida designa un
elipsoide en el que se encuentra el móvil considerado.
Según otro aspecto de la presente invención, una
fase 70 recibe las salidas de todas las vías resultado de los
diferentes elementos de antena. Esta fase realiza una formación de
haces adaptativos por el cálculo, que permite por tanto identificar
"casos angulares" en los que se encuentran las señales que
corresponden efectivamente a móviles, a partir de la antena red,
beneficiándose de la selectividad angular que procura ésta.
Añadir estas cajas angulares permite pasar
elipsoides (sólo informaciones de distancia) a tramos de elipsoides,
delimitados por las informaciones angulares adquiridas. No
obstante, en el caso en el que una detección bidimensional bastaría
(sin la altitud), sería posible tratar la intersección de los
elipsoides con una superficie de referencia; suelo, geoide, o sus
derivados.
El seguimiento posición/velocidad proporciona
también indicaciones esenciales para determinar mejor la posición
de los móviles en estos elipsoides o tramos de elipsoides.
Así, la fase 80 permite realizar un Tratamiento
de Falsa Alarma Constante (TFAC), de principio conocido, que
permite extraer "señales detectables" (datos sobre el o los
móviles M) respecto al ruido ambiente.
Una fase 90 va a permitir a continuación, por
fusión de los datos multiestáticos, eliminar eventuales ambigüedades
correspondientes, determinar señales detectables efectivas donde se
encuentran los móviles, esta vez en la forma de una localización
espacial absoluta en distancia y velocidad. En otros términos, cada
una de estas señales detectables podrá asociarse a un vector de
estado posición/velocidad, del que es posible a continuación hacer
un seguimiento o rastrear la pista, de manera conocida.
Esta eliminación de ambigüedades se realizará
por asociación de las señales detectables detectadas y tratamientos
de verosimilitud en posición y en velocidad relativa (denominados
"Multi Hypothesis Tracking" (Seguimiento
multihipótesis), y/o patente publicada
FR-A-2 709 184). En efecto, las
emisiones son idénticas. La energía por símbolo es insuficiente
para que se pueda identificar el emisor a partir de las señales
difractadas por los móviles. Las señales detectables detectadas
están, por tanto, a priori indiferenciadas en los receptores
desde el punto de vista del emisor origen.
La distinción entre los emisores fuente de las
señales detectables por radar se realiza por tanto, por una parte,
utilizando la directividad de la red de antenas de recepción, por
otra parte, según los desplazamientos temporales y Doppler de las
señales difractadas por los móviles, de las que podrá seguirse la
pista.
La directividad de la antena red se aprecia
naturalmente teniendo en cuenta su forma.
Así, un tratamiento de asociación temporal
ordenado (por ejemplo por desviación temporal creciente con respecto
al trayecto directo de un emisor dado en un receptor dado), que
incluye las últimas hipótesis de posición, y la verdadera semejanza
asociada de las mediciones, permite una eliminación de ambigüedad y
el acceso a "señales detectables extraídas".
La figura 8 explicita un ejemplo simplificado de
sucesión de los ecos en el tiempo, que progresa de izquierda a
derecha. Las tres líneas de esta figura 8 se refieren, de arriba
abajo, a los receptores R12, R13 y R23. Las señales emitidas se
distinguen abajo por un triángulo que apunta hacia arriba; los
trayectos directos recibidos se distinguen arriba mediante un
triángulo que apunta hacia abajo; los ecos (todas las celdas Doppler
confundidas) se distinguen por un trazo vertical quebrado. Se
supone en T_{0} una sincronización perfecta de los emisores
(bastaría con que se conocieran las desviaciones temporales de los
emisores con respecto a esta sincronización perfecta).
Cada receptor, sabiendo donde se encuentra,
identifica sin error las recepciones en trayecto directo.
R12 recibe en primer lugar el trayecto directo
E1-R12 del emisor E1, después el de
E2-R12 de E2; siguen un primer eco R12(u,1)
debido a la acción
Eu-M(1)-R12 de un emisor
sobre un móvil M(1), y un segundo eco R12(v,2) de la
forma Ev-M(2)-R12; viene
finalmente el trayecto directo E3-R12.
R13 recibe en primer lugar los trayectos
directos E1-R13, después E3-R13;
sigue un eco R13(w,3) de la forma
Ew-M(3)-R13; viene finalmente
el trayecto directo E2-R13.
R23 recibe los trayectos directos
E2-R23, después E3-R23 y finalmente
el trayecto directo E1-R23, pero ningún eco.
Para cada receptor, la "parte temporal
instrumentada" (TTI12, TTI13, TTI23) comienza en el primer
trayecto directo recibido, para terminarse con la última señal útil
recibida (no representada).
Lo más probable, temporalmente, es que los ecos
R12ul y R12v2 estén debidos respectivamente a los emisores E1 y E2
(pero el conocimiento de las posiciones y movimientos pasados de
móviles puede conducir a otra situación). Por tanto tenemos u=1 y
v=2, tal como se indicó a priori en el dibujo. Por el mismo
motivo, w=1.
El tratamiento de asociación temporal ordenada
va a permitir en este caso de identificar los móviles M(1),
M(2) y M(3) a uno y solo móvil M.
Preferiblemente, este tratamiento hace
intervenir varios receptores (R12, R23, R13) conjuntamente. Deben
por tanto comunicarse por enlaces apropiados entre sí y/o con una
estación central, que aproxima las señales detectables por radar
que proporcionan estos receptores. Esto permite pasar de tramos de
elipsoides a la intersección de éstos, que da una posición. La
estación central puede encontrarse al nivel de uno de los
receptores.
Uno o varios de los receptores y/o la estación
central pueden dirigir a los emisores de teledifusión informaciones
de servicio, para fines de retransmisión en su modulación (alquiler
de canales en el propio sistema de teledifusión). Estas
informaciones de servicio pueden referirse a los parámetros de
trabajo del sistema, o incluso los resultados. Las informaciones
están por tanto disponibles en la salida del receptor 110.
Otra idea importante de la presente invención es
el recurso sistemático a la detección multiestática: la sola
detección biestática puede inducir desensibilizaciones ligadas a
zonas ciegas, en particular en caso de ecos móviles próximos al
desorden de suelo.
Para ello, la invención prevé además que se
añada, a los emisores hercianos existentes de teledifusión, emisores
adicionales semejantes (modulación COFDM), pero que pueden estar
"dedicados" a la detección.
Estos emisores, sincronizados sobre los de la
red de difusión, no introducirán por esto ningún tipo de
interferencia, siempre que sus reglas de implantación sean las
mismas.
Tales emisores auxiliares pueden implantarse en
la zona de sombra o zonas ciegas, o bien donde el relieve del
terreno ha conducido a admitir una comunicación limitada en
teledifusión. Pueden también implantarse en donde la disposición
geográfica de los emisores de teledifusión se desvía demasiado de
las configuraciones ideales para la detección multiestática, o bien
en los emplazamientos en los que se desea una mejor precisión.
Pueden asimismo preverse en forma de unidades móviles, que incluyen
emisores y receptores.
El receptor 100 puede tener partes comunes con
el receptor de vía 10-1 asociado al mismo elemento
de antena. Puede también trabajar con una antena separada, que se
hace eventualmente omnidireccional.
Por supuesto, la invención no se limita a los
elementos descritos, En particular, la expresión "teledifusión"
cubre no solamente las emisiones de tipo televisión, sino también,
más en general, cualquier forma de transmisión de informaciones a
distancia por vía radioeléctrica.
Anexo -
Fórmulas
\vskip1.000000\baselineskip
\vskip1.000000\baselineskip
\vskip1.000000\baselineskip
\vskip1.000000\baselineskip
Claims (10)
1. Receptor de detección de objetos móviles, que
utiliza emisiones hercianas terrestres de teledifusión digital,
realizadas por emisores que operan comúnmente basándose en una
pluralidad de portadoras de frecuencias fijas, afectadas por una
modulación digital por símbolos, tratada en multiplexación en
frecuencia, ortogonal de una portadora a otra, comprendiendo dicho
receptor:
- -
- medios (10, 20) de recepción radioeléctrica, para captar las señales retrodifundidas por objetos bajo el efecto de dichos emisores hercianos,
- -
- medios (30, 40, 50, 60) de tratamiento para realizar una discriminación de tales objetos, en principio según celdas distancia/Doppler, y
- -
- medios auxiliares (100, 101, 110) para la adquisición de una referencia de sincronización con respecto a los emisores, para ajustar estas cajas celdas distancia/Doppler en el tiempo,
caracterizado porque los medios
auxiliares que comprenden medios (100, 101, 110) para recibir y
desmodular la señal directa herciana de teledifusión recibida de al
menos uno de los emisores, para determinar los instantes de
sincronización y los símbolos,
y porque los medios de tratamiento
comprenden:
- -
- medios (401, 403) de distribución Doppler, adecuados para repartir las señales recibidas según una pluralidad de vías Doppler, afectándoles en cada vía un desplazamiento de frecuencia asociado al rango de esta vía Doppler,
- -
- medios (50) de compresión en distancia, adecuados para hacer la suma (506), para todas las portadoras, de las correlaciones (502, 504) bajo formas homólogas, de la salida de cada vía Doppler con los símbolos disponibles a la salida de los medios auxiliares, lo que proporciona muestras dispuestas en cajas celdas distancia/Doppler.
- -
- medios (60) de integración Doppler coherente sobre durante un tiempo elegido, lo que proporciona cajas celdas distancia/Doppler integradas, y
- -
- medios (80, 90) de postratamiento con seguimiento, dispuestos para comparar los ecos obtenidos en estas celdas, para obtener señales detectables por radar que contienen informaciones de posición/velocidad sobre uno o de los más objetos.
\vskip1.000000\baselineskip
2. Receptor según la reivindicación 1,
caracterizado porque el receptor comprende, a la salida de su
fase (10) de recepción radioeléctrica, un convertidor (20)
analógico/digital, seguido de una fase (30) de transformada de
HILBERT, para obtener señales digitales complejas amplitud/fase y
porque los medios (401, 403) de distribución Doppler y las fases
siguientes operan en digital.
3. Receptor según la reivindicación 2,
caracterizado porque los medios (50) de compresión en
distancia comprenden fases (502) de transformada transformación de
Fourier sobre trenes de datos temporales deslizantes resultado de
la distribución Doppler, lo que regenera los símbolos tal como se
recibieron, después correladores (504) temporales de éstos con la
salida de los medios auxiliares, y un sumador (506) de la salida de
los correladores para el conjunto de las portadoras.
4. Receptor según una de las reivindicaciones 1
a 3, caracterizado porque los medios de recepción
radioeléctrica comprendan una antena-red
(A1-AP), y porque los medios (30, 40, 50) de
tratamiento operan selectivamente sobre vías respectivamente
asociadas a elementos de antena o grupos de elementos de antena
separados, hasta los medios de postratamiento, que comprenden en
cabecera medios (70) de recombinación de las salidas de estas vías,
con vistas a una formación de haces.
5. Receptor según una de las reivindicaciones 1
a 4, caracterizado porque los medios de recombinación de haz
operan de manera adaptativa, en función de los móviles de los que se
hace seguimiento y de los ecos observados.
6. Receptor según una de las reivindicaciones 1
a 5, caracterizado porque los medios de postratamiento
comprenden medios (80) de detección con tasa de falsas alarmas
constante.
7. Receptor según una de las reivindicaciones 1
a 6, caracterizado porque los medios de postratamiento
comprenden una fase (90) de tratamiento multiestático, para definir
cada señal detectable por radar a partir de varias parejas
emisor-receptor.
\newpage
8. Sistema de detección de objetos móviles,
caracterizado porque comprende varios receptores (R12, R23,
R13) según una de las reivindicaciones anteriores, colocados en
emplazamientos elegidos, y medios para comparar las señales
detectables por radar que proporcionan estos receptores.
9. Sistema según la reivindicación 8,
caracterizado porque comprende medios para dirigir a los
emisores de teledifusión informaciones de servicio, con fines de
re-transmisión en su modulación.
10. Sistema según una de las reivindicaciones 8
y 9, caracterizado porque además de los emisores de
teledifusión propiamente dichos, comprende emisores adicionales
colocados en emplazamientos elegidos y que operan con la misma
modulación que los emisores de teledifusión propiamente dichos.
Applications Claiming Priority (2)
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