ES2307547T3

ES2307547T3 - Estimacion de dos canales de propagacion de ofdm.

Info

Publication number: ES2307547T3
Application number: ES00986400T
Authority: ES
Inventors: Juha Heiskala
Original assignee: Nokia Inc
Current assignee: Nokia Inc
Priority date: 1999-12-21
Filing date: 2000-12-15
Publication date: 2008-12-01
Anticipated expiration: 2020-12-15
Also published as: KR20020079756A; JP4746809B2; EP1243094A1; HK1048905B; HK1048905A1; EP1243094A4; DE60039912D1; US6298035B1; ATE405053T1; KR100768052B1; WO2001047167A1; JP2003518818A; EP1243094B1

Abstract

Un procedimiento para estimar respuestas de frecuencia de canales distintos, para canales en un sistema de multiplexado por división de frecuencia ortogonal con dos transmisores, cada uno con una antena, que comprende las etapas de: seleccionar símbolos de adiestramiento (A 1, B 1, A 2, B 2) para cada una de dichas antenas, que permitan estimar por separado la respuesta de frecuencia de cada canal; transmitir los símbolos de adiestramiento (A 1, B 1) seleccionados para una primera antena desde un primer transmisor a un receptor, utilizando un primer canal; transmitir los símbolos de adiestramiento (A2, B2) seleccionados para una segunda antena desde un segundo transmisor al receptor, utilizando un segundo canal; recibir símbolos de adiestramiento en el receptor, y caracterizado por estimar una estimación del primer canal y una estimación del segundo canal a partir de los símbolos de adiestramiento recibidos, sumando y/o restando los símbolos de adiestramiento recibidos en el dominio de frecuencia.

Description

Estimación de dos canales de propagación en OFDM.

Campo de la invención

La invención se refiere a la estimación de canales y, más específicamente, a un procedimiento y dispositivo para estimar dos canales de propagación en una sistema de Multiplexado por División Ortogonal de Frecuencia (OFDM) con dos antenas transmisoras que utilizan información de adiestramiento específicamente seleccionada.

Antecedentes de la invención

La pujante área de los sistemas de comunicaciones personales está brindando a los individuos terminales personales capaces de prestar soporte a servicios diversos, tales como los multimedios. Estos servicios requieren el empleo de mayores velocidades de bits, debido a la gran cantidad de datos que se requiere transferir. El empleo de mayores velocidades de bits genera problemas en los sistemas convencionales de portadora única, debido a la interferencia entre símbolos (ISI) y a profundos problemas de desvanecimiento selectivo de la frecuencia.

Una solución a estos problemas utiliza el multiplexado por división ortogonal de frecuencia (OFDM) dentro del entorno móvil de radio para minimizar los problemas precitados. Dentro del OFDM, una señal se transmite por portadoras multiortogonales que tienen menos ancho de banda que el ancho de banda de coherencia del canal, a fin de combatir el desvanecimiento selectivo de frecuencia de la señal transmitida. La interferencia entre símbolos se mitiga por el empleo de intervalos de guardia. Los sistemas OFDM están actualmente adoptados en Europa para la difusión de audio digital, y han sido propuestos para su utilización en sistemas de emisión de televisión digital. También se emplea en líneas asimétricas de abonado digital (ADSL) para transmitir datos a alta velocidad. El OFDM también ha sido seleccionado como el procedimiento de modulación para estándares de redes inalámbricas de área local (WLAN) en los Estados Unidos, Europa y Japón.

La diversidad de los transmisores es una técnica efectiva para mitigar el desvanecimiento de multisenderos. Una ventaja significativa de la diversidad de transmisores es que el receptor sólo necesita una antena con cadena receptora de Radio Frecuencia (RF). Dado que los componentes de RF son algo caros, el coste del receptor puede reducirse con la diversidad de transmisores, en comparación con un sistema que utiliza la diversidad de receptores, que necesita dos o más antenas y las correspondientes cadenas de RF receptora. Recientemente, se han introducido los Códigos Espacio-Tiempo (STC) como un procedimiento para lograr un sistema con diversidad de transmisores. Los Códigos Espacio-Tiempo codifican la información por múltiples antenas a fin de lograr la ventaja de la diversidad; sin embargo, la descodificación de los STC requiere una estimación del sendero de propagación desde cada antena transmisora a la antena receptora.

Dado que los canales de radio están frecuentemente expuestos a la propagación multisendero, el receptor necesita incluir alguna clase de ecualizador para eliminar este fenómeno. El ecualizador requiere una respuesta de frecuencia estimada del canal de transmisión, es decir, una estimación de canal. Los procedimientos existentes de estimación de canal se basan en el procesamiento adaptable de señales, en el cual se supone que los canales varían lentamente. Los parámetros estimados del canal en un momento específico dependen de los datos recibidos y de los parámetros de canal en un momento anterior. En el caso de canales de variación rápida, tal como en sistemas móviles de alta velocidad de datos, estos procedimientos deben modificarse para reducir el tiempo de estimación.

La estimación de canal único es un problema bien conocido, y existen numerosos procedimientos para resolver ese problema. Sin embargo, no ha sido debatida su extensión a la estimación de múltiples canales en un sistema OFDM. Por ejemplo, los sistemas de comunicación con códigos Espacio-Tiempo emplean múltiples antenas transmisoras para lograr la ganancia de diversidad transmisora, pero requieren que se estime por separado cada canal de propagación. Una forma trivial de utilizar los algoritmos existentes de estimación de canal único es separar la transmisión de la información de adiestramiento en el tiempo para cada antena transmisora. Luego, pueden utilizarse los algoritmos existentes para cada antena, ya que cada antena está transmitiendo información de adiestramiento.

Un inconveniente de separar la información de adiestramiento en el tiempo es que reduce la cantidad de información empleada para estimar cada canal, supuesto que está disponible una cantidad fija de datos de adiestramiento. La división temporal de los datos de adiestramiento entre dos antenas disminuye la calidad de la estimación de cada canal. Otra opción es duplicar la cantidad de datos de adiestramiento, lo cual, a su vez, aumenta el sobregasto del sistema. En el documento de Ye (Geoffrey) Li et al: "Channel Estimation for OFDM systems with transmitter diversity in mobile wireless channels ["Estimación de Canales para sistemas OFDM con diversidad de transmisores en canales inalámbricos móviles"] del "IEEE journal on selected areas in communications, IEEE service center [Revista del IEEE sobre áreas escogidas en comunicaciones, Centro de Servicios del IEEE], Piscataway, EE UU, vol. 17, nº 3, Marzo de 1999, se revela un procedimiento para estimar respuestas de frecuencia de canales distintos a partir de una ecuación matricial, que implica un cálculo complejo.

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Resumen de la invención

Es un objeto de la presente invención superar las deficiencias anteriormente descritas, proporcionando un procedimiento y dispositivo para estimar respuestas de frecuencia de canales distintos en un sistema de comunicación con dos transmisores. Las respuestas de frecuencia del canal se estiman utilizando símbolos de adiestramiento específicamente escogidos, que se transmiten desde los dos transmisores. La invención tiene la ventaja de retener la misma cantidad de símbolos de adiestramiento que se requieren en un caso de estimación de canal único, mejorando a la vez la estimación de canal para cada canal.

Según una realización de la presente invención, se revela un procedimiento y dispositivo para estimar respuestas de frecuencia de canales distintos, para los canales en un sistema de multiplexado por división ortogonal de frecuencia, con dos transmisores. Se transmiten los símbolos de adiestramiento (A1, A2) primero y segundo, y los datos desde un primer transmisor a un receptor, utilizando un primer canal. Los símbolos de adiestramiento (B1, B2) tercero y cuarto, y los datos de un segundo transmisor, se transmiten al receptor utilizando un segundo canal. Los símbolos recibidos primero y segundo se reciben en el receptor. Los símbolos recibidos primero y segundo se combinan luego. Una estimación de primer canal y una estimación de segundo canal se deducen entonces a partir de los símbolos combinados recibidos, sumando y/o restando los símbolos de adiestramiento recibidos en el dominio de la frecuencia, en donde los símbolos recibidos primero y segundo comprenden los símbolos de adiestramiento, y en donde los símbolos de adiestramiento primero y tercero forman un primer par de símbolos, y los símbolos de adiestramiento segundo y cuarto forman un segundo par de símbolos.

Breve descripción de las figuras

Para una mejor comprensión de estos, y otros, objetos de la presente invención, se hace referencia a la descripción detallada de la invención, a modo de ejemplo, que ha de leerse conjuntamente con los siguientes dibujos, en donde:

La Figura 1 es un diagrama en bloques de un típico transmisor OFDM según la tecnología anterior;

La Figura 2 es una ilustración de una típica señal OFDM dentro del ancho de banda de un canal OFDM que muestra la ubicación en dominio de frecuencia de subportadoras OFDM y sus espectros modulados, según la tecnología anterior;

La Figura 3 es un diagrama en bloques de un típico receptor OFDM según la tecnología anterior;

La Figura 4 es un diagrama en bloques de un sistema de comunicación OFDM con dos antenas transmisoras y una antena receptora, según una realización de la invención;

La Figura 5 ilustra la transmisión de información de adiestramiento según una realización de la invención; y

La Figura 6 es un diagrama de flujo que ilustra un proceso de estimación de canal, según una realización de la invención.

Descripción detallada

El multiplexado por división ortogonal de frecuencia es una técnica robusta para transmitir eficientemente datos por un canal. La técnica utiliza una pluralidad de frecuencias de subportadora (subportadoras) dentro del ancho de banda de un canal para transmitir los datos. Estas subportadoras se disponen para una eficiencia óptima del ancho de banda, en comparación con los enfoques de transmisión más convencionales, tales como el multiplexado por división de frecuencia (FDM), que desperdician grandes porciones del ancho de banda del canal a fin de separar y aislar los espectros de frecuencia de subportadora y, de esa manera, evitar la interferencia entre portadoras (IEP). En contraste, aunque los espectros de frecuencia de las subportadoras OFDM se solapan significativamente dentro del ancho de banda del canal OFDM, el OFDM permite, no obstante, la resolución y recuperación de la información que ha sido demodulada sobre cada subportadora. Además, el OFDM es mucho menos susceptible a la pérdida de datos debida al desvanecimiento multisendero que otros enfoques convencionales para la transmisión de datos, porque se impide la interferencia entre símbolos mediante el empleo de símbolos OFDM que son largos en comparación con la longitud de la respuesta de impulso del canal. Además, la codificación de datos sobre las subportadoras OFDM puede aprovechar la diversidad de frecuencias para mitigar la pérdida debida al desvanecimiento selectivo por
frecuencia.

Los principios generales de la transmisión de señales OFDM pueden describirse con referencia a la Figura 1, que es un diagrama en bloques de un típico transmisor OFDM según la tecnología anterior. Un transmisor OFDM 10 recibe un flujo de bits 12 de datos de banda base como entrada. Estos bits 12 de datos de entrada son inmediatamente ingresados en un codificador 14, que toma estos bits 12 de datos en segmentos de B bits cada Tg + T_{s} segundos, donde T_{s} es un intervalo de símbolos OFDM y Tg es un prefijo cíclico o intervalo de guardia. El codificador 14, típicamente, utiliza un esquema de codificación en bloque y/o convolutivo para introducir redundancia correctora y/o detectora de errores en el segmento de B bits, y luego subdivide los bits codificados en 2N subsegmentos de m bits. El entero m, típicamente, varía entre 2 y 6.

En un típico sistema OFDM hay 2N+1 subportadoras OFDM, incluyendo la subportadora DC de frecuencia cero, que no se utiliza generalmente para transmitir datos, ya que no tiene frecuencia y, por lo tanto, no tiene fase. En consecuencia, el codificador 14 realiza luego, típicamente, la codificación 2^{m}-aria por modulación de amplitud de cuadratura (QAM) de los 2N subsegmentos de m bits, a fin de mapear los subsegmentos de m bits a los correspondientes puntos predeterminados de valores complejos en una constelación 2^{m}-aria. Cada punto de valores complejos en la constelación representa los valores discretos de fase y amplitud. De esta manera, el codificador 14 asigna a cada uno de los 2N subsegmentos de m bits un correspondiente subsímbolo QAM 2^{m}-ario c_{k} = a_{k} + jb_{k}, donde -N1 \leq k \leq N1, a fin de crear una secuencia de subsímbolos de dominio de frecuencia que codifica los B bits de datos. Además, a la subportadora de frecuencia cero, típicamente, se le asigna c_{0} = 0. El codificador 14 pasa luego la secuencia de subsímbolos, junto con todo cero adicional que pueda requerirse para la interpolación a fin de simplificar el filtrado, a un transformador inverso discreto de Fourier (IDTF) o, preferiblemente, a un transformador 16 inverso rápido de Fourier (IFFT).

Al recibir la secuencia de subsímbolos OFDM de dominio de frecuencia del codificador 14, el TIRF 16 realiza una transformación inversa de Fourier sobre la secuencia de subsímbolos. En otras palabras, utiliza cada uno de los subsímbolos c_{k} de valores complejos para modular la fase y amplitud de la correspondiente entre las 2N+1 frecuencias subportadoras, sobre un intervalo T_{s} de símbolos. Las subportadoras están dadas por e^{-2 \pi jf}_{k}^{t} y, por lo tanto, tienen frecuencias de banda base de f_{k} = k/T_{s}, donde k es el número de frecuencia, y es un entero en la gama -N \leq k \leq N. El TIRF 16 produce por ello un símbolo digital OFDM de dominio temporal, de duración T_{s}, dado por

1

Como resultado de esta modulación de valores discretos de las subportadoras OFDM por intervalos de subsímbolos de dominio de frecuencia de T_{s} segundos, cada una de las subportadoras OFDM exhibe un espectro sinc x = (sen x)/x en el dominio de frecuencia. Espaciando entre sí cada una de las 2N+1 subportadoras en 1/T_{s} en el dominio de frecuencia, el pico primario de cada espectro sinc x de las subportadoras coincide con un valor nulo del espectro de todas las demás subportadoras. De esta manera, aunque los espectros de las subportadoras se solapan, permanecen ortogonales entre sí. La Figura 2 ilustra la disposición de las subportadoras OFDM, así como la envolvente de sus espectros modulados dentro de un ancho de banda de canal OFDM centrado alrededor de una frecuencia f_{ct} de portadora. Observe que las subportadoras moduladas llenan el ancho de banda del canal muy eficientemente.

Volviendo a la Figura 1, los símbolos digitales OFDM del dominio temporal producidos por la TIRF 16 se pasan luego a procesador 18 de señales digitales (PSD). El PSD 18 efectúa una modelación espectral adicional sobre los símbolos digitales OFDM del dominio temporal y también añade un prefijo cíclico o intervalo de guardia de longitud T_{g} a cada símbolo. El prefijo cíclico, generalmente, es sólo una repetición de una parte del símbolo. Este prefijo cíclico, típicamente, es más largo que la respuesta de impulso del canal OFDM y, por lo tanto, sirve para impedir la interferencia entre símbolos (ISI) consecutivos.

Los componentes digitales de valor real e imaginario que integran los símbolos digitales OFDM extendidos del dominio temporal, en forma de espectro, se pasan luego a los convertidores de digital a analógico (DAC) 20 y 22, respectivamente. Los DAC 20 y 22 convierten los componentes digitales de valor real e imaginario de los símbolos OFDM del dominio temporal, respectivamente, en señales analógicas OFDM de enfase y cuadratura, a una velocidad de conversión o muestreo f_{ck\_r}, de acuerdo a lo determinado por un circuito 24 de reloj. Las señales OFDM de enfase y cuadratura se pasan luego a los mezcladores 26 y 28, respectivamente.

En los mezcladores 26 y 28, las señales OFDM de enfase y cuadratura de los DAC 20 y 22 se emplean para modular, respectivamente, una señal de frecuencia intermedia (IF) de enfase y una señal de IF desplazada en fase en 90º, a fin de producir, respectivamente, una señal OFDM de IF de enfase y una señal OFDM de IF de cuadratura. La señal de IF de enfase que es suministrada al mezclador 26 es producida directamente por un oscilador local OL 30, mientras que la señal de IF desplazada en fase de 90º que es suministrada al mezclador 28 es producida pasando la señal de IF de enfase producida por el oscilador local 30 a través de un desplazador 32 de fase de 90º antes de suministrarla al mezclador 28. Estas dos señales OFDM de IF, de enfase y cuadratura, se combinan entonces en un combinador 34 para formar una señal compuesta OFDM de IF. En algunos transmisores de la técnica anterior, la mezcla de IF se realiza en el dominio digital utilizando un sintetizador digital y mezcladores digitales antes de que se efectúe la conversión de digital a analógico.

Esta señal OFDM compuesta de IF se pasa entonces al transmisor 40 de frecuencia de radio. Existen muchas variaciones del transmisor 40 de RF, y son bien conocidas en la técnica, pero, típicamente, el transmisor 40 de RF incluye un filtro 42 de paso de banda (FPB) de IF, un mezclador 44 de RF, un oscilador local 46 de frecuencia de portadora de RF, un filtro 48 de banda base de RF, un amplificador 50 de potencia de RF y una antena 52. El transmisor 40 de RF toma la señal OFDM de IF del combinador 34 y la utiliza para modular una portadora de transmisión de frecuencia f_{ct}, generada por el oscilador local 46 de RF, a fin de producir una portadora de RF modulada por OFDM que ocupa un ancho de banda del canal. Debido a que toda la señal OFDM debe caber dentro de este ancho de banda del canal, el ancho de banda del canal debe ser al menos de (1/T_{s}) - (2N+1) Hz, para alojar todas las subportadoras OFDM moduladas. Las características del dominio de frecuencia de esta portadora de RF modulada por OFDM se ilustran en la Figura 2. Esta portadora de RF modulada por OFDM se transmite luego desde la antena 52 a través de un canal, hasta un receptor de OFDM en una localidad remota. En realizaciones alternativas de transmisores de RF, la señal OFDM se emplea para modular la portadora de transmisión, utilizando modulación de frecuencia, modulación unilateral u otras técnicas de modulación. Por lo tanto, la portadora de RF modulada por OFDM resultante puede no tener necesariamente la forma exacta de la portadora de RF modulada por OFDM ilustrada en la Figura 2, es decir, la portadora de RF modulada por OFDM podría no estar centrada alrededor de la portadora de transmisión, sino que, en cambio, puede estar a uno de los lados de ella.

A fin de recibir la señal OFDM y recuperar en una localidad remota los bits de datos de banda base que han sido codificados en las subportadoras de OFDM, un receptor de OFDM debe realizar, en esencia, la inversa de todas las operaciones realizadas por el transmisor de OFDM anteriormente descritas. Estas operaciones pueden describirse con referencia a la Figura 3, que es un diagrama en bloques de un típico receptor de OFDM según la técnica anterior.

La señal recibida se filtra primero en un filtro receptor 302, a fin de limitar el ancho de banda de la señal recibida. La señal recibida, con banda limitada, se envía luego a un estimador 304 de canal, donde el estimador de canal incluye un procesador. El estimador de canal procesa la señal recibida, de banda limitada, a fin de producir una estimación de la respuesta (\hat{H}_{k}) de frecuencia \hat{H} del canal transmisor. En este ejemplo, el estimador de canal también realiza la sincronización de trama, de manera conocida, y produce una estimación de la temporización (\check{T}_{F}) de la trama.

La estimación de la temporización (\check{T}_{F}) de la trama se envía al procesador 306 de señales, que convierte el flujo de entrada de datos en serie del filtro receptor 302, y la temporización de trama del estimador de canal, en un flujo paralelo, incluyendo en la trama N símbolos. El procesador 306 serie/paralelo emite una trama OFDM recibida extendida cíclicamente. El prefijo cíclico adosado a la trama de datos OFDM se retira luego en el procesador 308. Con la debida sincronización, se retira la interferencia entre tramas. La trama de datos OFDM recibidos se envía luego al Transformador Discreto de Fourier DFT310. El DFT310 implementa el demodulador OFDM con N subportadoras, utilizando la transformada discreta de Fourier, en donde la entrada corresponde al dominio temporal y la salida al dominio de frecuencia. El DFT310 emite los símbolos modulados transmitidos, afectados por la respuesta de frecuencia de canal, a un ecualizador 312 de canal.

El ecualizador 312 de canal recibe la respuesta estimada de frecuencia de canal y las señales moduladas transmitidas. El ecualizador 312 de canal lleva a cabo la ecualización con cero forzado del dominio de frecuencia de las subportadoras OFDM. Sólo se ecualizan las subportadoras con magnitudes por encima de un cierto valor de umbral predeterminado, ya que las magnitudes por debajo del valor de umbral predeterminado se consideran no fiables. El ecualizador 312 de canal emite señales moduladas recuperadas. Las señales moduladas recuperadas se convierten, de flujos de datos paralelos de N símbolos (tramas), en un flujo en serie en un procesador 314 paralelo/serie. El flujo en serie se ingresa luego en un demodulador 316 de banda base. El demodulador 316 de banda base demodula las señales moduladas recuperadas y mapea un símbolo de entrada en k símbolos binarios, según el esquema de señalización de la banda base. El demodulador de banda base emite los datos binarios recibidos a un sumidero 318 de datos, que aplica el procesamiento específico de la aplicación a los datos recibidos.

La Figura 4 muestra un modelo de un sistema 400 de comunicación OFDM con dos antenas transmisoras y una antena receptora. Este sistema tiene dos canales H1 y H2 de propagación distintos. El objetivo de esta realización de la presente invención es estimar la respuesta de frecuencia de canal de ambos canales, utilizando la estructura de la información de adiestramiento. Un primer transmisor 402 prepara la información a transmitir, por ejemplo, de la manera estipulada anteriormente con respecto a la Figura 1, y la información se envía un filtro transmisor 404, y luego se transmite al receptor 404 a través del canal físico H1 (406). Durante la transmisión, se añade, inevitablemente, ruido a la señal transmitida. Un segundo transmisor 408 prepara la información a transmitir y envía la información a un filtro transmisor 410. La información se transmite luego al receptor 414 a través del canal físico H2 (412). Durante la transmisión, se añade, inevitablemente, ruido a la señal transmitida. Cuando las señales son recibidas en el receptor 414, se filtran las señales en un filtro receptor 416 y se procesan luego en un procesador 418. Una de las operaciones del procesador 418 es estimar una respuesta de frecuencia de canal para los canales H1 y H2.

La Figura 5 muestra cómo la información de adiestramiento es transmitida por los dos transmisores 402 y 408. El primer transmisor 402 transmite los símbolos OFDM A1 y A2 de adiestramiento, y el segundo transmisor 408 transmite los símbolos OFDM B1 y B2 de adiestramiento. El objetivo del receptor es separar los símbolos OFDM de forma tal que toda la información en A1 y A2 pueda emplearse para estimar la respuesta de frecuencia del canal H1, y toda la información en B1 y B2 pueda emplearse para estimar la respuesta de frecuencia del canal H2.

La operación de una realización de la presente invención se describirá ahora con referencia a la Figura 6. Como se explicará más adelante en más detalle, los transmisores 402 y 408 seleccionan los símbolos de adiestramiento adecuados en la etapa 602 y transmiten los símbolos de adiestramiento y los datos por los canales físicos H1 y H2, respectivamente, en la etapa 604. Los símbolos de adiestramiento y los datos transmitidos son luego recibidos en el receptor 414 en la etapa 606. El primer símbolo recibido R1 en el receptor en el dominio de frecuencia durante la transmisión de los símbolos A1 y B1 de adiestramiento, con el ruido añadido N1, es

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y el segundo símbolo recibido R2 durante la transmisión de los símbolos A2 y B2 de adiestramiento, con el ruido añadido N2, es

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Para lograr la reducción del ruido, las señales R1 y R2 se suman en la etapa 608

4

Después de reordenar los términos

5

Para estimar H1 es necesario quitar los efectos de H2 sobre la señal R recibida, y viceversa. Como resultado, B1 + B2 debería ser igual a cero, preservando a la vez A1 + A2, y viceversa. Una solución según una realización de la presente invención es seleccionar A1, A2, B1 y B2 de la siguiente manera:

A1 es un conjunto de números complejos, un número para cada subportadora

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y

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En este caso, la suma de R1 y R2 es

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En la etapa 610, la respuesta \hat{H}1 de frecuencia de canal puede ahora estimarse multiplicando R por A1 conjugado y dividiendo entre dos.

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Como el ruido es independiente, su potencia se reduce en 2.

De forma similar, la respuesta H2 de frecuencia del canal H2 puede estimarse restando R1 y R2

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Ahora, puede estimarse la respuesta \hat{H}2 de frecuencia de canal multiplicando R por A1 conjugado y dividiendo entre 2.

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Un inconveniente de esta solución es que, si H1 = H2, como en el canal sumador de Ruido Gaussiano Blanco (SRGB), la señal recibida durante A2 y B2 es igual a A1 - A1 = 0, por lo que no se recibe nada. Para eliminar este efecto, los pares de símbolos (A1, B1) y (A2, B2) deberían ser ortogonales. En este caso, no se cancelarán mutuamente, si ocurre que los canales H1 y H2 son iguales.

Según otra realización de la presente invención, la siguiente selección de los símbolos A1, A2, B1, B2 tiene todas las propiedades requeridas para evitar los problemas en el canal sumador de Ruido Gaussiano Blanco. Los pares de símbolos (A1, B1) y (A2, B2) tienen un desplazamiento de fase de 90º, por lo que son ortogonales y no se cancelarán mutuamente en un canal sumador de Ruido Gaussiano Blanco. Además, la estimación de canal puede llevarse a cabo utilizando tanto A1 y A2 para H1 como B1 y B2 para H2.

A1 es un conjunto de números complejos, un número para cada subportadora

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y

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Con estos símbolos de adiestramiento, la estimación de canal puede efectuarse de la siguiente manera para H1:

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Ahora, puede estimarse la respuesta H1 de frecuencia de canal multiplicando R por A1 conjugado y dividiendo entre dos.

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\newpage

La estimación de la respuesta de frecuencia de canal para el canal \hat{H}2 puede luego efectuarse de la siguiente manera:

18

Ahora, puede estimarse la respuesta de frecuencia de canal de H2 con la siguiente ecuación:

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Aunque las realizaciones preferidas del procedimiento y dispositivo de la presente invención han sido ilustradas en los Dibujos adjuntos, y descritas en la precedente Descripción Detallada, se entiende que la invención no se limita a las realizaciones reveladas, sino que es capaz de numerosas redisposiciones, modificaciones y sustituciones, sin apartarse del ámbito de la invención, según lo estipulado y definido por las siguientes reivindicaciones.

Claims

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```
1. Un procedimiento para estimar respuestas de frecuencia de canales distintos, para canales en un sistema de multiplexado por división de frecuencia ortogonal con dos transmisores, cada uno con una antena, que comprende las etapas de:

seleccionar símbolos de adiestramiento (A_{1}, B_{1}, A_{2}, B_{2}) para cada una de dichas antenas, que permitan estimar por separado la respuesta de frecuencia de cada canal;

transmitir los símbolos de adiestramiento (A_{1}, B_{1}) seleccionados para una primera antena desde un primer transmisor a un receptor, utilizando un primer canal;

transmitir los símbolos de adiestramiento (A_{2}, B_{2}) seleccionados para una segunda antena desde un segundo transmisor al receptor, utilizando un segundo canal;

recibir símbolos de adiestramiento en el receptor, y caracterizado por

estimar una estimación del primer canal y una estimación del segundo canal a partir de los símbolos de adiestramiento recibidos, sumando y/o restando los símbolos de adiestramiento recibidos en el dominio de frecuencia.
2. El procedimiento según la reivindicación 1, en el cual los pares de dichos símbolos son ortogonales.
3. El procedimiento según la reivindicación 1, en el cual A1 y A2 son símbolos de adiestramiento para la primera antena, B1 y B2 son símbolos de adiestramiento para la segunda antena, y en donde:

A1 es un conjunto de números complejos, un número para cada subportadora

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y

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4. El procedimiento según la reivindicación 1, en el cual un primer símbolo R1 de adiestramiento recibido es igual a

23

y un segundo símbolo R2 de adiestramiento recibido es igual a

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donde N1 y N2 son ruido.
5. El procedimiento según la reivindicación 3, en el cual la estimación \hat{H}1 del primer canal es igual a

25

y la estimación del segundo canal (\hat{H}2) es igual a

26

donde N1 y N2 son ruido.
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```
6. El procedimiento según la reivindicación 1, en el cual A1 y A2 son símbolos de adiestramiento para la primera antena, B1 y B2 son símbolos de adiestramiento para la segunda antena, y donde

A1 es un conjunto de números complejos, un número para cada subportadora
```
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```
27

y
```
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```
28
7. El procedimiento según la reivindicación 6, en el cual la estimación \hat{H}1 del primer canal es igual a
```
\vskip1.000000\baselineskip
```
29

y la estimación \hat{H}2 del segundo canal es igual a
```
\vskip1.000000\baselineskip
```
30

donde N1 y N2 son ruido.
8. Un sistema para estimar respuestas de frecuencia de canales distintos, para canales en un sistema de multiplexado por división de frecuencia ortogonal con dos antenas transmisoras, en el cual

los símbolos de adiestramiento (A_{1}, B_{1}, A_{2}, B_{2}) seleccionados para cada antena permiten estimar por separado la respuesta de frecuencia de cada canal; que comprende

un primer transmisor adaptado para transmitir los símbolos de adiestramiento seleccionados para la primera antena, y los datos, desde un primer transmisor a un receptor, utilizando un primer canal;

un segundo transmisor adaptado para transmitir los símbolos de adiestramiento seleccionados para la segunda antena, y los datos, desde un segundo transmisor al receptor, utilizando un segundo canal;

el receptor adaptado para recibir símbolos de adiestramiento recibidos en el receptor;

un combinador adaptado para combinar dichos símbolos recibidos primero y segundo; y caracterizado por

un procesador adaptado para estimar una primera estimación de canal y una segunda estimación de canal a partir de los símbolos recibidos combinados, sumando y/o restando los símbolos de adiestramiento recibidos en el dominio de frecuencia.
9. El sistema según la reivindicación 8, en el cual A1 y A2 son símbolos de adiestramiento para la primera antena, B1 y B2 son símbolos de adiestramiento para la segunda antena, y en donde el sistema está adaptado para procesar señales con las siguientes características:
```
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```
A1 es un conjunto de números complejos, un número para cada subportadora

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y

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10. El sistema según la reivindicación 8, en el cual el receptor está adaptado para procesar señales con las siguientes características:

el primer símbolo R1 recibido es igual a

33

y el segundo símbolo R2 recibido es igual a

34

donde N1 y N2 son ruido.
11. El sistema según la reivindicación 9, en el cual el procesador está adaptado para estimar el canal de la siguiente manera:

la estimación \hat{H}1 del primer canal es igual a

35

y la estimación \hat{H}2 del segundo canal es igual a

36

donde N1 y N2 son ruido.
12. El sistema según la reivindicación 8, en el cual A1 y A2 son símbolos de adiestramiento para la primera antena, B1 y B2 son símbolos de adiestramiento para la segunda antena, y en donde el sistema está adaptado para procesar señales con las siguientes características:

A1 es un conjunto de números complejos, un número para cada subportadora

37

y

38
13. El sistema según la reivindicación 12, en el cual el procesador está adaptado para estimar el canal de la siguiente manera:

la estimación \hat{H}1 del primer canal es igual a

39

y la estimación \hat{H}2 del segundo canal es igual a

40

donde N1 y N2 son ruido.
14. Un receptor para recibir señales desde dos transmisores por dos canales, que comprende:

un filtro (302) para filtrar los símbolos primero R1 y segundo R2 recibidos, transmitidos desde los transmisores primero y segundo, en donde dicho primer símbolo recibido comprende un primer símbolo A1 de adiestramiento del primer transmisor y un primer símbolo B1 de adiestramiento de un segundo transmisor, y el segundo símbolo R2 recibido comprende un segundo símbolo A2 de adiestramiento del primer transmisor y un segundo símbolo B2 de adiestramiento del segundo transmisor, estando dichos símbolos de adiestramiento afectados por la respuesta de frecuencia de cada canal;

un combinador para combinar los símbolos recibidos primero y segundo; y caracterizado por

un procesador para estimar una estimación del primer canal y una estimación del segundo canal, a partir de los símbolos recibidos combinados, sumando y/o restando los símbolos de adiestramiento recibidos en el dominio de frecuencia.
15. El receptor según la reivindicación 14, en el cual el receptor está adaptado para procesar pares de dichos símbolos que son ortogonales.
16. El receptor según la reivindicación 14, en el cual el receptor está adaptado para procesar señales con las siguientes características:

A1 es un conjunto de números complejos, un número para cada subportadora

41

y

42
17. El receptor según la reivindicación 14, en el cual el receptor está adaptado para procesar señales con las siguientes características:

el primer símbolo R1 recibido es igual a

43

y el segundo símbolo R2 recibido es igual a

44

donde N1 y N2 son ruido.
18. El receptor según la reivindicación 16, en el cual el procesador está adaptado para estimar el canal de la siguiente manera:

la estimación \hat{H}1 del primer canal es igual a

45

y la estimación \hat{H}2 del segundo canal es igual a

46

donde N1 y N2 son ruido.
19. El receptor según la reivindicación 14, en el cual el receptor está adaptado para procesar señales con las siguientes características:

A1 es un conjunto de números complejos, un número para cada subportadora

47

y

48
```
\vskip1.000000\baselineskip
```
```
\vskip1.000000\baselineskip
```
20. El receptor según la reivindicación 19, en el cual el procesador está adaptado para estimar el canal de la siguiente manera:

la estimación \hat{H}1 del primer canal es igual a

49

y la estimación \hat{H}2 del segundo canal es igual a

50

donde N1 y N2 son ruido.
```
\newpage
```
21. Un procedimiento para recibir señales por dos canales, que comprende:

filtrar los símbolos primero R1 y segundo R2 recibidos, transmitidos desde los transmisores primero y segundo, en donde dicho primer símbolo recibido R1 comprende un primer símbolo A1 de adiestramiento del primer transmisor y un primer símbolo B1 de adiestramiento de un segundo transmisor, y dicho segundo símbolo R2 recibido comprende un segundo símbolo A2 de adiestramiento del primer transmisor y un segundo símbolo B2 de adiestramiento del segundo transmisor,

estando dichos símbolos de adiestramiento afectados por la respuesta de frecuencia de cada canal;

combinar los símbolos recibidos primero y segundo; y

estimar una estimación del primer canal y una estimación del segundo canal, a partir de los símbolos recibidos combinados, sumando y/o restando los símbolos de adiestramiento recibidos en el dominio de frecuencia.