ES2315720T3 - Seleccion dela velocidad de transmision para un sistema mimo multiportadora. - Google Patents
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Abstract
Un procedimiento para seleccionar una velocidad de transmisión para la transmisión de datos en un sistema (100) de comunicaciones multiportadora de múltiples entradas y múltiples salidas (MIMO), que comprende: determinar (314) una eficiencia espectral constreñida promedio en base a eficiencias espectrales constreñidas para una pluralidad de subbandas de una pluralidad de canales espaciales usados para la transmisión de datos en base a la estimación de canal, estando formada la pluralidad de canales espaciales por un canal MIMO en el sistema; determinar (330) una relación equivalente de señal a ruido más interferencia (SNR) necesaria para un sistema equivalente con un canal de ruido blanco gaussiano aditivo (AWGN) para soportar la eficiencia espectral constreñida promedio; y seleccionar (332) la velocidad de transmisión (100) para la transmisión de datos en el sistema MIMO multiportadora en base a la SNR equivalente; en el que la eficiencia espectral constreñida promedio depende de un esquema de modulación específico.
Description
Selección de la velocidad de transmisión para un
sistema MIMO multiportadora.
La presente invención se refiere por lo general
a comunicaciones, y de manera más específica a técnicas para la
realización de la selección de velocidad de transmisión para la
transmisión de datos en un sistema de comunicaciones de múltiples
entradas múltiples salidas (MIMO) multiportadora.
Un sistema MIMO emplea múltiples antenas de
transmisión (N_{T}) en un transmisor y múltiples antenas de
recepción (N_{R}) en un receptor para la transmisión de datos. Un
canal MIMO formado por las antenas de transmisión N_{T} y por las
antenas de recepción N_{R} se puede descomponer en N_{S} canales
espaciales, en donde N_{S} \leq min {N_{T}, N_{R}}. Los
N_{S} canales espaciales se pueden usar para transmitir datos en
paralelo para conseguir una capacidad de procesado a la salida
superior y/o conseguir de manera redundante una mayor
fiabilidad.
La multiplexación por división en frecuencia
ortogonal (OFDM) es un esquema de modulación multiportadora que
particiona de manera efectiva el ancho de banda global del sistema
en múltiples subbandas ortogonales (N_{F}). Se hace referencia
también a estas subbandas como tonos, subportadoras, contenedores, y
canales de frecuencia. Con OFDM, cada una de las subbandas está
asociada con una respectiva subportadora que puede ser modulada con
datos.
Para un sistema MIMO que utilice OFDM (es decir,
un sistema MIMO-OFDM), se encuentran disponibles NF
subbandas en cada uno de los NS canales espaciales para la
transmisión de datos. Las NF subbandas de cada uno de los canales
espaciales puede experimentar diferentes condiciones de canal (por
ejemplo, diferentes efectos de desvanecimiento, multitrayecto y
efectos de interferencia) y puede conseguir diferentes ganancias de
canal y diferentes relaciones de señal a ruido más interferencia
(SNR). Dependiendo del perfil multitrayecto del canal MIMO, las
ganancias de canal y las SNR pueden variar ampliamente a través de
las NF subbandas de cada uno de los canales espaciales y además
pueden variar ampliamente entre los NS canales espaciales.
Para el sistema MIMO-OFDM, se
puede transmitir un símbolo de modulación en cada subbanda de cada
uno de los canales espaciales, y se pueden transmitir hasta
N_{F}\cdotN_{S} símbolos de modulación de manera simultánea
en cada uno de los períodos de símbolo OFDM. Cada uno de los
símbolos de modulación transmitidos está distorsionado por la
ganancia del canal para la subbanda del canal espacial a través del
que se transmite el símbolo y además está degradado por el ruido y
la interferencia del canal. Para un canal MIMO multitrayecto, que es
un canal MIMO con una respuesta en frecuencia que no es plana, el
número de bits de información que se pueden transmitir de manera
fiable en c cada una de las subbandas de cada uno de los canales
espaciales puede variar de una subbanda a otra y de un canal
espacial a otro. Las diferentes capacidades de transmisión de las
diferentes subbandas y canales espaciales más la naturaleza
variable en el tiempo del canal MIMO hacen de esto un reto para
averiguar la verdadera capacidad de transmisión del sistema
MIMO-OFDM.
Por lo tanto existe una necesidad en la técnica
de técnicas para determinar de manera precisa la capacidad de
transmisión del sistema MIMO-OFDM para la eficiente
transmisión de datos. Se dirige una atención adicional al documento
WO 03/047198, que se refiere al hecho de que la velocidad de
transmisiónmáxima de datos que se puede transmitir de manera fiable
sobre un canal multitrayecto dado (no plano) usando la transmisión
OFDM se determina en base a una métrica para un canal equivalente
(plano). Para el canal multitrayecto dado y para una velocidad de
transmisión particular dada (que puede ser indicativa de una
velocidad de transmisión de datos particular, de un esquema de
modulación y de la velocidad de transmisión de codificación), la
métrica se deriva de manera inicial a partir de una velocidad de
transmisión de datos equivalente y del esquema de modulación
particular. Se determina entonces una SNR umbral necesaria para
transmitir de manera fiable la velocidad de transmisión de datos
particular usando el esquema de modulación particular y la velocidad
de transmisión de codificación particular. La velocidad de
transmisión particular se considera que es soportada por el canal
multitrayecto si la métrica es mayor o igual a la SNR umbral. La
transmisión incremental se usa para tener en cuenta errores en la
velocidad de transmisión de datos determinada.
De acuerdo con la presente invención, se
proporcionan un procedimiento para seleccionar una velocidad de
transmisión para la transmisión de datos en un sistema de
comunicaciones de múltiples entradas y múltiples salidas
multiportadora, como se declara en la reivindicación 1, un aparato
en un sistema de comunicaciones de múltiples entradas y múltiples
salidas multiportadora, como se declara en la reivindicación 17 y un
medio legible por un procesador para almacenar las instrucciones
que se pueden ejecutar en un aparato, como se declara en la
reivindicación 28. Realizaciones adicionales son reivindicadas en
las reivindicaciones dependientes.
En este documento se describen técnicas para
realizar la selección de la velocidad de transmisión en un sistema
MIMO multiportadora (por ejemplo, un sistema
MIMO-OFDM) con un canal MIMO multitrayecto. En una
realización, se determina inicialmente una SNR de postdetección,
SNR_{\ell}(k), para cada subbanda k de cada uno de los
canales espaciales \ell usados para la transmisión de datos para
un sistema MIMO multiportadora "teórico" que sea capaz de
conseguir capacidad del canal MIMO. La SNR de postdetección es la
SNR después del procesado espacial o de la detección en un
receptor. El sistema teórico no tiene pérdidas de implementación. Se
determina entonces una eficiencia espectral constreñida
S_{\ell}(k) para cada una de las subbandas de cada canal
espacial en base a su SNR de postdetección, un esquema de modulación
M, y una función de eficiencia espectral constreñida
f_{siso}(SNR_{\ell}(k),M). A continuación
se determina una eficiencia espectral constreñida promedio
S_{promedio} para todas las subbandas de todos los canales
espaciales usados para la transmisión de datos en base a las
eficiencias espectrales constreñidas para las subbandas
independientes de los canales espaciales.
Un sistema equivalente con un canal de ruido
blanco gaussiano aditivo (AWGN) necesita una SNR de SNR_{equiv}
para conseguir una eficiencia espectral constreñida de
S_{promedio} con un esquema de modulación M. Un canal AWGN es un
canal con una respuesta en frecuencia plana. El sistema equivalente
tampoco tiene pérdidas de implementación. La SNR equivalente se
puede determinar en base a una función de eficiencia espectral
constreñida inversa f^{-1}_{siso}(S_{promedio}, M).
Después, se selecciona una velocidad de transmisión R para la
transmisión de datos en el sistema MIMO multiportadora en base a la
SNR equivalente. El sistema MIMO multiportadora puede soportar un
conjunto específico de velocidades, y las SNR requeridas para estas
velocidades se pueden determinar y se pueden almacenar en una tabla
de consulta. La velocidad de transmisión seleccionada es la
velocidad de transmisión más alta entre las velocidades soportadas
con una SNR requerida que sea menor o igual a la SNR equivalente. Se
puede calcular un factor de retracción para tener en cuenta un
error en la predicción de la velocidad, en las pérdidas del sistema,
etc. La velocidad de transmisión R se puede seleccionar entonces de
una manera que tenga en cuenta el factor de retracción, como se
describe más adelante.
Varios aspectos y realizaciones de la invención
se describen con mayor detalle a continuación.
\vskip1.000000\baselineskip
Las características y la naturaleza de la
presente invención serán más obvias a partir de la descripción
detallada que se declara a continuación cuando se tome junto con
los dibujos en los que idénticos caracteres de referencia
identifican de manera correspondiente en todo el documento y en los
que:
La figura 1 muestra un transmisor y un receptor
en un sistema MIMO - OFDM;
La figura 2 ilustra la selección de velocidad de
transmisión para el sistema MIMO - OFDM;
La figura 3 muestra un proceso para realizar la
selección de la velocidad de transmisión para un sistema MIMO -
OFDM con un canal MIMO multitrayecto;
La figura 4A ilustra eficiencias espectrales
constreñidas para N_{T} canales espaciales en el sistema MIMO -
OFDM con el canal MIMO multitrayecto;
La figura 4B ilustra la eficiencia espectral
constreñida para un sistema equivalente con un canal AWGN;
La figura 5 muestra un diagrama de bloques del
transmisor;
La figura 6 muestra un diagrama de bloques del
receptor; y
La figura 7 muestra un procesador espacial de
recepción (RX) y un procesador de datos de RX que implementan la
detección y la codificación iterativas (IDD).
\vskip1.000000\baselineskip
La palabra "ejemplar" se usa en este
documento para querer decir "sirve como un ejemplo, caso o
ilustración". Cualquier realización o diseño descritos en este
documento como "ejemplares" no se va a construir de manera
necesaria como preferida o ventajosa sobre otras realizaciones o
diseños.
Las técnicas de selección de la velocidad de
transmisión descritas en este documento se pueden usar para varios
tipos de sistema MIMO multiportadora. Por razones de claridad, estas
técnicas se describen de manera específica para un sistema MIMO -
OFDM.
La figura 1 muestra un diagrama de bloques de un
transmisor 110 y de un receptor 150 en un sistema MIMO - OFDM 100.
En el transmisor 110, un procesador de datos de transmisión (TX) 120
recibe paquetes de datos provenientes de una fuente de datos 112.
El procesador de datos TX 120 codifica, intercala y modula cada uno
de los paquetes de datos de acuerdo con una velocidad de
transmisión seleccionada para ese paquete para obtener un bloque de
símbolos de datos correspondiente. De la manera en que se usa en
este documento, un símbolo de datos es un símbolo de modulación
para datos, y un símbolo de piloto es un símbolo de modulación para
un piloto, que es conocido a priori tanto por el transmisor
como por el receptor. La velocidad de transmisión seleccionada para
cada uno de los paquetes de datos puede indicar la velocidad de
transmisión de datos, el esquema de codificación o velocidad de
transmisión de código, el esquema de modulación, el tamaño de los
paquetes, etc., para ese paquete, lo que se indica por medio de los
varios controles proporcionados por un controlador 140.
Un procesador espacial TX 130 recibe y procesa
de manera espacial cada uno de los bloques de símbolos de datos
para la transmisión sobre las N_{F} de las N_{T} antenas de
transmisión. El procesador espacial TX 130 multiplexa de manera
adicional en símbolos de piloto y proporciona N_{T} flujos de
símbolos de transmisión a una unidad de transmisor (TMTR) 132. Cada
uno de los símbolos de transmisión puede ser para un símbolo de
datos o un símbolo de piloto. La unidad del transmisor 132 realiza
la modulación OFDM sobre los N_{T} flujos de símbolos de
transmisión para obtener N_{T} flujos de símbolos OFDM y además
procesa estos flujos de símbolos OFDM para generar N_{T} señales
moduladas. Cada una de las señales moduladas se transmite desde una
antena de transmisión respectiva (que no se muestra en la figura 1)
y a través de un canal MIMO al receptor 150. El canal MIMO
distorsiona las N_{T} señales transmitidas con una respuesta de
canal MIMO y además degrada las señales transmitidas con ruido y
posiblemente con la interferencia proveniente de otros
transmisores.
En el receptor 150, las N_{T} señales
transmitidas son recibidas por cada una de las N_{R} antenas de
recepción (que no se muestran en la figura 1), y las N_{R} señales
recibidas provenientes de las N_{R} antenas de recepción son
proporcionadas a una unidad de receptor (RCVR) 154. La unidad de
receptor 154 acondiciona y digitaliza cada una de las señales
recibidas para obtener un flujo correspondiente de muestras y además
realiza la demodulación OFDM sobre cada uno de los flujos de
muestras para obtener un flujo de símbolos recibidos. La unidad de
receptor 154 proporciona N_{R} flujos de símbolos recibidos (para
los datos) a un procesador espacial RX 160 y los símbolos de piloto
recibidos (para un piloto) a un estimador de canal 172. El
procesador espacial de RX 160 procesa o detecta de manera espacial
los N_{R} flujos de símbolos recibidos para obtener símbolos
detectados, que son estimaciones de los símbolos de datos
transmitidos por el transmisor 110.
Un procesador de datos de RX 170 recibe,
demodula, desintercala y descodifica cada uno de los bloques de
símbolos detectados de acuerdo con su velocidad de transmisión
seleccionada para obtener un correspondiente paquete descodificado,
que es una estimación del paquete de datos enviado por el transmisor
110. El procesador de datos de RX 170 también proporciona el estado
de cada paquete descodificado, que indica si el paquete se ha
descodificado de manera correcta o si tiene errores.
El estimador de canal 172 procesa los símbolos
de piloto y/o los símbolos de datos recibidos para obtener
estimaciones de canal para el canal MIMO. Las estimaciones de canal
pueden incluir estimaciones de ganancia de canal, estimaciones de
SNR, etc. Un selector de velocidad de transmisión 174 recibe las
estimaciones de canal y selecciona una velocidad de transmisión
adecuada para la transmisión de datos al receptor 150. Un
controlador 180 recibe la velocidad de transmisión seleccionada
desde el selector de velocidad de transmisión 174 y el estado del
paquete desde el procesador de datos de RX 170 y monta la
información de realimentación para el transmisor 110. La
información de realimentación puede incluir la velocidad de
transmisión seleccionada, los acuses de recibo (ACK) o los acuses
de recibo negativos (NAK) para los paquetes de datos actual y/o
anteriores, etc. La información de realimentación es procesada y
transmitida a través de un canal de realimentación al transmisor
110.
En el transmisor 110, la señal o señales
transmitidas por el receptor 150 son recibidas y procesadas para
recuperar la información de realimentación enviada por el receptor
150. El controlador 140 recibe la información de realimentación
recuperada, usa la velocidad de transmisión seleccionada para
procesar paquetes de datos posteriores que se vayan a enviar al
receptor 150, y usa las señales ACK/NAK para controlar la
retransmisión de los paquetes actual y/o anteriores.
Los controladores 140 y 180 dirigen el
funcionamiento en el transmisor 110 y en el receptor 150,
respectivamente. Las unidades de memoria 142 y 182 proporcionan
almacenamiento para códigos de programa y datos de programa usados
por los controladores 140 y 180, respectivamente. Las unidades de
memoria 142 y 182 pueden ser internas a los controladores 140 y
180, como se muestra en la figura 1, o pueden ser externas a estos
controladores.
Un reto principal para el sistema MIMO - OFDM es
seleccionar una velocidad de transmisión adecuada para una
transmisión de datos en base a las condiciones del canal. El
objetivo de la selección de la velocidad de transmisión es
maximizar la capacidad de procesado a la salida sobre los N_{S}
canales espaciales a la vez que se cumplan ciertos objetivos de
calidad, que se pueden cuantificar por medio de una velocidad de
transmisión de error de paquetes particular (por ejemplo, 1%
PER).
El funcionamiento del sistema MIMO - OFDM es
altamente dependiente de la precisión de la selección de la
velocidad. Si la velocidad de transmisión seleccionada para la
transmisión de datos es demasiado conservadora, entonces se gastan
excesivos recursos del sistema para la transmisión de datos y la
capacidad del canal se infrautiliza. A la inversa, si la velocidad
de transmisión seleccionada es demasiado agresiva, entonces el
receptor puede descodificar la transmisión de datos con errores y
se pueden gastar recursos del sistema para la retransmisión. La
selección de la velocidad de transmisión para el sistema MIMO - OFDM
es un reto, debido a la complejidad de la estimación de la
capacidad de transmisión verdadera de un canal MIMO
multitrayecto.
Un canal MIMO multitrayecto formado por las
N_{T} antenas de transmisión en el transmisor 110 y las N_{R}
antenas de recepción en el receptor 150 se puede caracterizar por
medio de un conjunto de N_{F} matrices de respuesta de canal
H(k), para k = 1, ... , N_{F}, que se puede expresar
como:
donde la entrada
h_{i,j}(k), para i = 1, ... , N_{R}, j = 1, ... ,
N_{T}, y k = 1, ..., N_{F}, denota la ganancia de canal
compleja entre la antena de transmisión j y la antena de recepción i
para la subbanda k. Por razones de simplicidad, la siguiente
descripción supone que cada una de las matrices de respuesta de
canal H(k) es de rango completo y el número de canales
espaciales es de N_{S} = N_{T} \leq N_{R}. En general, un
canal espacial es un canal efectivo entre un elemento de un vector
de símbolo de datos s(k) en el transmisor y un elemento
correspondiente de un vector de símbolo detectado
\underline{\hat{s}}(k) en el receptor. Los vectores s(k) y \underline{\hat{s}}(k) se describen con posterioridad. Los N_{T} canales espaciales del canal MIMO dependen del procesado espacial (en caso de que haya) realizado en el transmisor y del procesado espacial realizado en el receptor.
\underline{\hat{s}}(k) en el receptor. Los vectores s(k) y \underline{\hat{s}}(k) se describen con posterioridad. Los N_{T} canales espaciales del canal MIMO dependen del procesado espacial (en caso de que haya) realizado en el transmisor y del procesado espacial realizado en el receptor.
El canal MIMO multitrayecto tiene una capacidad
de que se puede determinar de varias maneras. De la manera en que
se usa en este documento, "capacidad" denota la capacidad de
transmisión de un canal, y "eficiencia espectral" denota el
concepto general de "capacidad por dimensión", en el que la
dimensión puede ser la frecuencia y/o el espacio. La eficiencia
espectral se puede dar en unidades de bits por segundo por hercio
por canal espacial (bps/Hz/ch) para el sistema MIMO - OFDM. La
eficiencia espectral a menudo se especifica como estando
constreñida o sin constreñir. Una eficiencia espectral "sin
constreñir" se define de manera típica como la velocidad de
transmisión de datos máxima teórica que se puede usar de manera
fiable para un canal con una respuesta de canal dada y una varianza
de ruido. Una eficiencia espectral "constreñida" a menudo
depende del esquema de modulación específico usado para la
transmisión de datos. La capacidad constreñida (debido al hecho de
que los símbolos de modulación están restringidos a puntos
específicos sobre una constelación de la señal) es más baja que la
capacidad sin constreñir (que no está confinada por ninguna
constelación de la señal).
La figura 2 ilustra de manera gráfica una
técnica para realizar la selección de la velocidad de transmisión
para un sistema MIMO - OFDM con un canal MIMO multitrayecto. Para un
canal MIMO multitrayecto dado definido por una respuesta de canal
de H(k), para k = 1, ..., N_{F}, y para una varianza de
ruido de N_{0}, un sistema MIMO - OFDM teórico tiene una
eficiencia espectral constreñida promedio de S_{promedio} con un
esquema de modulación M. Como se usa en este documento, un sistema
"teórico" es uno sin ninguna pérdida, y un sistema
"práctico" es uno con pérdidas de implementación (por ejemplo,
debidas a las imperfecciones del hardware), pérdidas de código
debidas al hecho de que los códigos prácticos no funcionan a
capacidad, y cualquier otra pérdida. Los sistemas teórico y
práctico usan ambos uno o más esquemas de modulación para la
transmisión de datos y se definen por medio de eficiencias
espectrales constreñidas. La eficiencia espectral constreñida
promedio S_{promedio} se puede determinar como se describe más
adelante. En general, se pueden usar diferentes esquemas de
modulación para diferentes subbandas y/o canales espaciales. Por
razones de simplicidad, la siguiente descripción supone que se usa
el mismo esquema de modulación M para todas las subbandas de todos
los canales espaciales disponibles para la transmisión de datos.
Un sistema equivalente con un canal AWGN
necesita una SNR de SNR_{equiv} para conseguir una eficiencia
espectral constreñida de S_{promedio} con un esquema de
modulación M. Este sistema equivalente tampoco tiene pérdidas. La
SNR equivalente se puede derivar como se describe más adelante.
Un sistema MIMO - OFDM práctico con un canal
AWGN requiere una SNR de SNR_{req} o mejor para soportar una
velocidad de transmisión R, que está asociada con el esquema de
modulación M, con el esquema de codificación C, y con la
velocidad de transmisión de datos D. La velocidad de transmisión de
datos D viene dada en unidades de bps/Hz/ch, que es la misma unidad
que la que se usa para la eficiencia espectral. La velocidad de
transmisión R se puede seleccionar como la velocidad de transmisión
más alta soportada por el sistema con una SNR requerida igual o
inferior a la SNR equivalente, como se describe más adelante. La SNR
requerida depende del esquema de modulación M, del esquema de
codificación C, y de otras pérdidas del sistema. La SNR requerida
se puede determinar para cada velocidad de transmisión soportada
(por ejemplo, en base a la simulación por ordenador, a medidas
empíricas, o algún otro medio) y se puede almacenar en una tabla de
consulta.
Un sistema MIMO - OFDM práctico con un canal
MIMO multitrayecto (por ejemplo, un sistema MIMO - OFDM 100) se
considera que soporta una velocidad de transmisión R con un esquema
de modulación M y un esquema de codificación C si la SNR requerida
es menor o igual a la SNR equivalente. A medida que aumenta la
velocidad, aumenta la SNR requerida para el sistema práctico
mientras que la SNR equivalente es aproximadamente constante ya que
está definida por la respuesta del canal H(k) y por la
varianza de ruido N_{0}. La velocidad de transmisión máxima que
se puede soportar por parte del sistema MIMO - OFDM práctico con el
canal MIMO multitrayecto está de esta manera limitada por las
condiciones del canal. Más adelante se describen detalles de la
selección de velocidad.
Se puede analizar y se puede usar un sistema
ideal que tanga una eficiencia espectral sin constreñir para la
selección de la velocidad de transmisión para el sistema práctico
que tanga una eficiencia espectral constreñida. Una eficiencia
espectral sin constreñir para cada una de las subbandas del canal
MIMO multitrayecto se puede determinar en base a una función de
eficiencia espectral MIMO sin constreñir, de la siguiente
manera:
donde det(M) denota el
determinante de M, I es la matriz identidad, S_{sin
\ constreñir}(k) es la eficiencia espectral sin constreñir
de H(k), \Gamma(k) es una matriz que determina la
potencia usada para las antenas de transmisión, y "^{H}"
denota una traspuesta
conjugada.
Si la respuesta de canal H(k) solamente
es conocida por el receptor, entonces \Gamma(k) es igual a
la matriz identidad (es decir, \Gamma(k) =
I).
Para un sistema MIMO - OFDM conseguidor de
capacidad, que es un sistema que puede transmitir y recibir datos a
la capacidad del canal MIMO suponiendo que se encuentra disponible
un código conseguidor de capacidad del canal MIMO suponiendo que se
puede tener disponible un código conseguidor de la capacidad para su
utilización, la eficiencia espectral sin constreñir para cada una
de las subbandas del canal MIMO se puede determinar en base a una
función de eficiencia espectral SISO sin constreñir, de la siguiente
manera:
en donde SNR_{\ell}(k) es
la SNR de postdetección para la subbanda k de canal espacial \ell
para el sistema conseguidor de capacidad. La SNR de postdetección
es la SNR conseguida para un flujo de símbolos detectado después
del procesado espacial del receptor para eliminar la interferencia
de los otros flujos de símbolo. La SNR de postdetección en la
ecuación (3) se puede obtener, por ejemplo, por medio de un receptor
que use una técnica de cancelación de la interferencia sucesiva
(SIC) con un detector de error cuadrático medio mínimo (MMSE), como
se describe con posterioridad. Las ecuaciones (2) y (3) indican que,
para el sistema conseguidor de capacidad, la eficiencia espectral
sin constreñir del canal MIMO es igual a la suma de las eficiencias
espectrales sin constreñir de los N_{T} canales de única entrada y
única salida (SISO) que conforman el canal MIMO. Cada canal SISO
corresponde a un canal espacial del canal
MIMO.
Si se usa una única velocidad de transmisión de
datos para la transmisión de datos sobre todas las N_{F}
subbandas de todas las N_{T} antenas de transmisión, entonces esta
velocidad de transmisión de datos única se puede fijar a la
eficiencia espectral sin constreñir promedio para las N_{F}
subbandas del canal MIMO, de la siguiente manera:
Sustituyendo la función eficiencia espectral
SISO sin constreñir de la ecuación (3) en la ecuación (4), la
velocidad de transmisión de datos única se puede expresar como:
La velocidad de transmisión de datos D_{sin \
constreñir} se obtiene en base a la eficiencia espectral sin
constreñir promedio y es adecuada para el sistema MIMO - OFDM ideal,
que no está restringido a un esquema de modulación específico. El
sistema MIMO - OFDM práctico usa uno o más esquemas de modulación
específicos para la transmisión de datos y tiene una eficiencia
espectral constreñida que es menor que la capacidad sin constreñir.
La velocidad de transmisión de datos D_{sin \ constreñir} derivada
en base a la ecuación (5) es una velocidad de transmisión de datos
optimista para el sistema MIMO - OFDM práctico. Se puede obtener una
velocidad de transmisión de datos más precisa para el sistema MIMO
-
OFDM práctico en base a una función de capacidad constreñida, en lugar de una función de capacidad sin constreñir, como se describe con posterioridad.
OFDM práctico en base a una función de capacidad constreñida, en lugar de una función de capacidad sin constreñir, como se describe con posterioridad.
La figura 3 muestra un proceso 300 para realizar
la selección de la velocidad de transmisión para un sistema
MIMO - OFDM práctico con un canal MIMO multitrayecto. El procesado se puede 300 realizar por parte del selector de velocidad de transmisión 174 o por parte de alguna otra unidad de procesado en el receptor. Inicialmente, se determina una eficiencia espectral constreñida promedio S_{promedio} para el canal MIMO (bloque 310). Esto se puede conseguir de varias maneras.
MIMO - OFDM práctico con un canal MIMO multitrayecto. El procesado se puede 300 realizar por parte del selector de velocidad de transmisión 174 o por parte de alguna otra unidad de procesado en el receptor. Inicialmente, se determina una eficiencia espectral constreñida promedio S_{promedio} para el canal MIMO (bloque 310). Esto se puede conseguir de varias maneras.
Si se encuentra disponible una función de
eficiencia espectral MIMO constreñida f_{mimo}(H(k), M),
entonces la eficiencia espectral constreñida para cada una de las
subbandas del canal MIMO se puede calcular en base a esta función
(bloque 312), de la siguiente manera:
La eficiencia espectral constreñida promedio
S_{promedio} para todas las subbandas del canal MIMO se puede
calcular entonces (bloque 314), de la siguiente manera:
La función de eficiencia espectral MIMO
constreñida f_{mimo}(H(k), M) es probable que sea una
ecuación compleja con una solución en formato no cerrado o ni
siquiera puede estar disponible. En este caso, el canal MIMO se
puede descomponer en N_{T} canales SISO, y la eficiencia espectral
constreñida promedio S_{promedio} para el canal MIMO se puede
determinar en base a las eficiencias espectrales constreñidas de los
canales SISO independientes. Como la eficiencia espectral sin
constreñir del canal MIMO es igual a la suma de las eficiencias
espectrales sin constreñir de los N_{T} canales SISO para un
sistema conseguidor de capacidad, como se ha descrito con
anterioridad, la eficiencia espectral constreñida del canal MIMO se
puede suponer que es igual a la suma de las eficiencias espectrales
constreñidas de los N_{T} canales SISO para el sistema conseguidor
de capacidad.
Para calcular S_{promedio}, se puede
determinar la SNR de postdetección SNR_{\ell}(k) para cada
una de las subbandas k de cada canal espacial \ell para el sistema
conseguidor de capacidad, como se describe con posterioridad
(bloque 322). La eficiencia espectral constreñida
S_{\ell}(k) para cada una de las subbandas de cada canal
espacial se determina entonces en base a una función de eficiencia
espectral SISO constreñida
f_{siso}(SNR_{\ell}(k), M) (bloque 324), de la
siguiente manera:
La función de eficiencia espectral SISO
constreñida f_{siso}(SNR_{\ell}(k), M) se puede
definir como:
donde
B es el número de bits para cada uno de los
símbolos de modulación para el esquema de modulación M;
a_{i} y a_{j} son puntos de la señal en la
constelación de 2^{B} puntos para el esquema de modulación M;
\eta es una variable aleatoria gaussiana
compleja de media cero y de varianza 1/SNR_{\ell}(k); y
E[\cdot] es una operación de esperanza
matemática tomada con respecto a \eta en la ecuación (9). El
esquema de modulación M está asociado con una constelación de
2^{B} puntos (por ejemplo, QAM de 2^{B} puntos) que contenga
2^{B} puntos de señal. Cada uno de los puntos de señal de la
constelación está etiquetado con un valor de B bits diferente.
La función eficiencia espectral SISO constreñida
que se muestra en la ecuación (9) no tiene una solución en formato
cerrado. Esta función se puede resolver numéricamente para varios
valores de la SNR para cada uno de los esquemas de modulación, y
los resultados se pueden almacenar en una tabla de consulta. Tras
esto, la función de eficiencia espectral SISO constreñida se puede
evaluar por medio del acceso a la tabla de consulta con el esquema
de modulación M y la SNR de postdetección
SNR_{\ell}(k).
La eficiencia espectral constreñida promedio
S_{promedio} para todas las subbandas de todos los canales
espaciales se puede calcular entonces (bloque 326), de la siguiente
manera:
La eficiencia espectral constreñida promedio
S_{promedio} se puede calcular para un sistema MIMO - OFDM
práctico con un canal MIMO multitrayecto de varias maneras. Se
describen a continuación dos procedimientos de ejemplo. También se
pueden usar otros procedimientos.
Un sistema equivalente con un canal AWGN
requeriría una SNR de SNR_{equiv} para conseguir una eficiencia
espectral constreñida de S_{promedio} con un esquema de modulación
M. La SNR equivalente se puede determinar en base a una función de
eficiencia espectral SISO constreñida inversa
f^{-1}_{siso}(S_{promedio}, M) (bloque 330). La función
de eficiencia espectral SISO constreñida f_{siso}(x) toma
dos entradas, SNR_{\ell}(k) y M, y las hace corresponder a
una eficiencia espectral constreñida S_{\ell}(k). Aquí, x
representa el conjunto de variables pertinentes para la función. La
función de eficiencia espectral SISO constreñida inversa
f^{-1}_{siso}(x) toma dos entradas, S_{promedio} y M, y
hace corresponder estas entradas con un valor de SNR, de la
siguiente manera:
La función inversa
f^{-1}_{siso}(S_{promedio}, M) se puede determinar una
vez para cada esquema de modulación soportado y se puede almacenar
en una tabla de consulta.
La velocidad de transmisión más alta que se
puede usar para una transmisión de datos en un sistema MIMO - OFDM
práctico con un canal AWGN se determina entonces en base a la SNR
equivalente para el sistema equivalente (bloque 332). El sistema
MIMO - OFDM práctico puede soportar un conjunto de P velocidades, R
= {R(m), m = 1, 2, ..., P}, en donde m es un índice de
velocidad. Solamente se encuentran disponibles P velocidades en el
conjunto para su uso para la transmisión de datos. Cada una de las
velocidades R(m) del conjunto R puede estar asociada con un
esquema de modulación específico M(m), una velocidad de
transmisión de código específica o un esquema de codificación
específico C(m), una velocidad de transmisión de datos
específica D(m), y una SNR requerida específica
SNR_{req}(m), de la siguiente manera:
Para cada velocidad de transmisión R(m),
la velocidad de transmisión de datos D(m) viene determinada
por el esquema de modulación M(m) y por la velocidad de
transmisión de código C(m). Por ejemplo, una velocidad de
transmisión asociada con un esquema de modulación de QPSK (con dos
bits por símbolo de modulación) y una velocidad de transmisión de
código de 1/2 tendría una velocidad de transmisión de datos de 1,0
bit de información por símbolo de modulación. La expresión (12)
declara que la velocidad de transmisión de datos D(m) se
puede transmitir usando el esquema de modulación M(m) y la
velocidad de transmisión de código C(m) y además requiere una
SNR de SNR_{req} (m) o mejor para conseguir una PER de P_{e}.
La SNR requerida tiene en cuenta las pérdidas del sistema en el
sistema práctico y se pueden determinar por medio de simulación por
ordenador, por medio de medidas empíricas, etc. El conjunto de
velocidades soportadas y sus SNR requeridas se pueden almacenar en
una tabla de consulta. La SNR equivalente SNR_{equiv} se puede
proporcionar a la tabla de consulta, que devuelve entonces la
velocidad de transmisión R = R(m_{s}) asociada con la
velocidad de transmisión de datos más alta soportada por
SNR_{equiv}. La velocidad de transmisión seleccionada R es tal que
se cumplen las siguientes condiciones: (1) el esquema de modulación
M se usa para la transmisión de datos, o M(m_{s}) = M, (2)
la SNR requerida es menor o igual a la SNR equivalente, o
SNR_{req}(m_{s}) \leq SNR_{equiv}, y (3) la
velocidad de transmisión de datos máxima se selecciona, o,
100 sometida a otras condiciones. La velocidad de
transmisión seleccionada R incluye un factor de retracción que tiene
en cuenta la pérdida debida a la velocidad de transmisión de código
seleccionada C(m_{s}), que puede no ser capaz de conseguir
capacidad. Este retracción ocurre en la condición (2) anterior.
La velocidad de transmisión de datos D_{s} es
indicativa de la velocidad de transmisión de datos máxima que se
puede transmitir en cada una de las subbandas de cada uno de los
canales espaciales para un sistema conseguidor de capacidad. Se
puede calcular una velocidad de transmisión de datos agregada para
todos los N_{T} canales espaciales, de la siguiente manera:
La velocidad de transmisión de datos agregada
viene dada en unidades de bps/Hz, que está normalizada respecto de
la frecuencia. El factor de N_{F} de esta manera no está incluido
en la ecuación (13). La velocidad de transmisión de datos agregada
representa una predicción de la velocidad de transmisión de datos
que el sistema MIMO - OFDM práctico puede soportar con el canal
MIMO multitrayecto para la PER deseada de P_{e}.
La técnica de selección de la velocidad de
transmisión descrita con anterioridad supone que el sistema MIMO -
OFDM práctico es capaz de conseguir capacidad con un esquema de
modulación M. con posterioridad se describen varios esquemas de
transmisión que pueden conseguir capacidad. La velocidad de
transmisión seleccionada R puede ser una velocidad de transmisión
precisa para dicho sistema y se puede usar para la transmisión de
datos sin ninguna modificación.
Sin embargo, como con cualquier esquema de
predicción de la velocidad, habrá de manera inevitable errores en
la predicción de la velocidad. Además, el sistema práctico puede no
ser capaz de conseguir capacidad y/o puede tener otras pérdidas que
no se tengan en cuenta por la velocidad de transmisión seleccionada
R. En este caso, para asegurar que se puede conseguir la PER
deseada, se pueden estimar los errores en la predicción de la
velocidad de transmisión y se puede derivar un factor adicional de
retracción. La velocidad de transmisión obtenida en el bloque 332
se puede reducir entonces por el factor adicional de retracción para
obtener una velocidad de transmisión final para la transmisión de
datos a través del canal MIMO multitrayecto. De manera alternativa,
la eficiencia espectral constreñida promedio S_{promedio} se puede
reducir por el factor de retracción adicional, y la eficiencia
espectral constreñida promedio reducida se puede proporcionar a la
tabla de consulta para obtener la velocidad de transmisión para la
transmisión de datos. En cualquier caso, el factor de retracción
adicional reduce la capacidad de procesado a la salida del sistema.
De esta manera, es deseable conservar este factor de retracción lo
más pequeño que sea posible a la vez que aún se consigue la PER
deseada. Un esquema de predicción de la velocidad de transmisión
preciso, tal como el que se describe en este documento, puede
minimizar la cantidad de retracción adicional que se ha de aplicar y
de esta manera maximizar la capacidad del sistema.
La selección de la velocidad de transmisión
descrita con anterioridad se puede realizar de manera continua para
cada intervalo de tiempo, que puede ser de cualquier duración (por
ejemplo, un período de símbolo OFDM). Es deseable usar la
velocidad de transmisión seleccionada para la transmisión de datos
tan pronto como sea posible para minimizar la cantidad de tiempo
entre la selección de la velocidad de transmisión y el uso de la
misma.
La figura 4A ilustra las eficiencias espectrales
constreñidas para los N_{T} canales espaciales en el
sistema
MIMO - OFDM con el canal MIMO multitrayecto. Para cada uno de los canales espaciales, se puede derivar una traza 410 de las eficiencias espectrales constreñidas para las N_{F} subbandas en base a las SNR de postdetección, al esquema de modulación M y a la función de eficiencia espectral SISO constreñida f_{siso}(SNR_{\ell}(k), M), como se muestra en las ecuaciones (8) y (9). Las trazas 410a a la 410t para los N_{T} canales espaciales pueden ser diferentes debido al desvanecimiento diferente para estos canales espaciales, como se muestra en la figura 4A.
MIMO - OFDM con el canal MIMO multitrayecto. Para cada uno de los canales espaciales, se puede derivar una traza 410 de las eficiencias espectrales constreñidas para las N_{F} subbandas en base a las SNR de postdetección, al esquema de modulación M y a la función de eficiencia espectral SISO constreñida f_{siso}(SNR_{\ell}(k), M), como se muestra en las ecuaciones (8) y (9). Las trazas 410a a la 410t para los N_{T} canales espaciales pueden ser diferentes debido al desvanecimiento diferente para estos canales espaciales, como se muestra en la figura 4A.
La figura 4B ilustra la eficiencia espectral
constreñida del sistema equivalente con el canal AWGN. Se forma una
traza 420 por medio de la concatenación de trazas 410a a la 410t
para los N_{T} canales espaciales de la figura 4A. Una traza 422
muestra la eficiencia espectral constreñida para el sistema
equivalente, que es el promedio de las eficiencias espectrales
constreñidas para las trazas 410a a la 410t.
La selección de la velocidad de transmisión
descrita con anterioridad incluye un factor de retracción para la
pérdida de código pero en cualquier caso supone que el sistema MIMO
- OFDM puede conseguir capacidad. A continuación se describen dos
esquemas de transmisión de ejemplo capaces de conseguir
capacidad.
En un primer esquema de transmisión, el
transmisor transmite datos sobre "modos propios" del canal
MIMO. Los modos propios se pueden ver como canales espaciales
ortogonales obtenidos por medio de la descomposición del canal
MIMO. La matriz de respuesta de canal H(k) para cada una de
las subbandas se puede descomponer usando descomposición de valores
propios, de la siguiente manera:
\vskip1.000000\baselineskip
en la
que
R(k) es una matriz de correlación N_{T}
x N_{T} de H(k);
E(k) es una matriz unitaria de N_{T} x
N_{T} cuyas columnas son vectores propios de R(k); y
\Lambda(k) es una matriz diagonal de
N_{T} x N_{T} de valores propios de R(k). Una matriz
unitaria U se caracteriza por la propiedad de U^{H}
\cdot U = I. Las columnas de una matriz unitaria son
ortogonales unas a las otras.
El transmisor realiza un procesado espacial de
la siguiente manera:
\vskip1.000000\baselineskip
donde
s(k) es un vector N_{T} x 1 con N_{T}
símbolos de datos que van a ser enviados sobre los N_{T} modos
propios de la subbanda k; y
x(k) es un vector N_{T} x 1 con N_{T}
símbolos de transmisión que se van a transmitir desde las N_{T}
antenas de transmisión sobre la subbanda k.
Los símbolos recibidos en el receptor se pueden
expresar como:
\vskip1.000000\baselineskip
donde
r_{em}(k) es un vector de
N_{R} x 1 con N_{R} símbolos recibidos obtenidos a través de las
N_{R} antenas de recepción sobre la subbanda k; y
n es un vector de N_{R} x 1 de ruido e
interferencia para la subbanda k.
El vector de ruido n(k) se supone que
tiene una media cero y una matriz de covarianza de
\Lambda_{n}(k) = N_{0}\cdotI, donde N_{0}
es la varianza del ruido.
El receptor realiza el procesado/detección
espaciales del receptor de la siguiente manera:
\vskip1.000000\baselineskip
donde
\underline{\hat{S}_{em}}(k) es un
vector de N_{T} x 1 con NT símbolos detectados para la subbanda k,
que son estimaciones de los N_{T} símbolos de datos en
s(k); y
n_{em}(k) =
\Lambda^{-1}(k)\cdotE^{H}(k)\cdotH^{H}(k)\cdotn(k)
es la interferencia y el ruido postdetección después del procesado
espacial en el receptor. Cada modo propio es un canal efectivo entre
un elemento del vector de símbolo de datos s(k) y un
elemento correspondiente del vector de símbolos detectado
\underline{\hat{S}_{em}}(k).
\newpage
\global\parskip0.930000\baselineskip
La SNR para cada una de las subbandas de cada
modo propio se puede expresar como:
donde
P_{\ell}(k) es la potencia de
transmisión usada para el modo propio \ell de la subbanda k;
\lambda_{\ell}(k) es el valor propio
para el modo propio \ell de la subbanda k, que es el elemento
diagonal \ell-ésimo de \Lambda(k); y
SNR_{em,\ell}(k) es la SNR de
postdetección para el modo propio \ell de la subbanda k.
En un segundo esquema de transmisión, el
transmisor codifica y modula datos para obtener símbolos de datos,
demultiplexa los símbolos de datos en N_{T} flujos de símbolos de
datos y transmite los N_{T} flujos de símbolos de datos de manera
simultánea desde las N_{T} antenas de transmisión. Los símbolos
recibidos en el receptor se pueden expresar como:
El receptor realiza el procesado/detección
espacial del receptor sobre los N_{R} símbolos recibidos para
cada una de las subbandas para recuperar los N_{T} símbolos de
datos transmitidos sobre esa subbanda. El procesado espacial del
receptor se puede realizar con un detector de error cuadrático medio
mínimo (MMSE), con un detector de combinación de relación máxima
(MRC), con un detector de forzado a cero (ZF) lineal, con un
ecualizador lineal MMSE (MMSE-LE), con un
ecualizador de realimentación de decisión (DFE), o con algún otro
detector/ecualizador.
El receptor también puede procesar los N_{R}
flujos de símbolos recibidos usando una técnica de cancelación de
la interferencia sucesiva (SIC) para recuperar los N_{T} flujos de
símbolos de datos. La técnica SIC se puede usar cuando el
transmisor procese de manera independiente los N_{T} flujos de
símbolos de datos de forma que el receptor pueda recuperar de
manera individual cada uno de los flujos de símbolos de datos. El
receptor recupera los N_{T} flujos de símbolos de datos en N_{T}
etapas sucesivas, un flujo de símbolos de datos en cada etapa.
Para la primera etapa, el receptor realiza de
manera inicial el procesado/la detección espacial del receptor
sobre los N_{R} flujos de símbolos de datos (por ejemplo, usando
un detector MMSE, un detector MRC, o un detector de forzado de
cero) y obtiene un flujo de símbolos de datos. El receptor de manera
adicional, demodula, desintercala y descodifica el flujo de
símbolos detectado para obtener un flujo de datos descodificado. El
receptor estima entonces la interferencia que este flujo de datos
descodificado provoca a los otros N_{T-1} flujos
de símbolos de datos que aún no se han recuperado, cancela la
interferencia estimada de los N_{R} flujos de símbolos recibidos
y obtiene N_{R} flujos de símbolos modificados para la siguiente
etapa. El receptor repite entonces el mismo procesado sobre los
N_{R} flujos de símbolos modificados para recuperar otro flujo de
símbolos de datos. Por razones de simplicidad, la siguiente
descripción supone que los N_{T} flujos de símbolos de datos son
recuperados en orden secuencial, es decir, el flujo de símbolos de
datos {s_{\ell}(k)} enviado desde la antena de transmisión
\ell se recupera en la etapa \ell-ésima, para \ell = 1, ...,
N_{T}.
Para un SIC con un receptor MMSE, un detector
MMSE se deriva para cada una de las subbandas de la etapa \ell,
para \ell = 1, ..., N_{T}, de la siguiente manera:
donde
W_{mmse,\ell}(k) es una matriz
de N_{R} x (N_{T}-\ell+1) para el detector
MMSE para la subbanda k de la etapa \ell; y
H_{\ell}(k) es una matriz de
N_{R} x (N_{T}-\ell+1) de respuesta de canal
reducida para la subbanda k en la etapa \ell.
\global\parskip1.000000\baselineskip
La matriz de respuesta de canal reducida
H_{\ell}(k) se obtiene por medio de la eliminación
de \ell-1 columnas de la matriz original
H(k) correspondientes a los \ell-1 flujos
de símbolos de datos ya recuperados en las \ell-1
etapas anteriores.
El receptor realiza la detección para cada una
de las subbandas en la etapa \ell de la siguiente manera:
en la
que
w_{mmse,\ell} (k) es una columna de
W_{mmse,\ell} (k) correspondiente a la antena de
transmisión \ell;
\hat{S}_{mmse,\ell}(k) es el símbolo
detectado MMSE para la subbanda k en la etapa \ell; y
w^{H}_{mmse,\ell}(k)\cdotn_{\ell}(k)
es el ruido de postdetección para el símbolo detectado
\hat{S}_{mmse,\ell}(k).
La SNR para cada una de las subbandas de cada
antena de transmisión se puede expresar como:
en la
que
N_{0}\cdot||w_{mmse,\ell}(k)||^{2}
es la varianza del ruido de postdetección; y
SNR_{mmse,\ell}(k) es la SNR de
postdetección para la subbanda k de la antena de transmisión
\ell.
Las SNR de postdetección para las etapas
posteriores mejoran porque la norma de
w_{mmse,\ell}(k) de la ecuación (22) disminuye con
cada etapa.
La técnica SIC se describe con mayor detalle en
la solicitud de patente de los Estados Unidos de cesión común con
número de serie 09/993.087, titulada "
Multiple-Access Multiple-Input
Multiple-Output (MIMO) Communication System," de
fecha 6 de noviembre de 2001.
Para el segundo esquema de transmisión, el
receptor también puede recuperar los N_{T} flujos de símbolos de
datos usando un esquema de detección y de descodificación iterativas
(IDD). Para el esquema IDD, siempre que se obtenga un bloque de
símbolos recibidos para un paquete de datos, el receptor realiza de
manera iterativa la detección y la descodificación múltiples veces
(N_{dec}) sobre los símbolos recibidos en el bloque para obtener
un paquete descodificado. Un detector realiza la detección sobre el
bloque de símbolos recibido y proporciona un bloque de símbolos
detectado. Un descodificador realiza la descodificación sobre el
bloque de símbolos detectado y proporciona información a
priori del descodificador, que es usada por el detector en una
iteración posterior. El paquete descodificado se genera en base a la
salida del descodificador para la última iteración.
Se puede mostrar que el primer esquema de
transmisión y el segundo esquema de transmisión con el SIC con el
receptor MMSE o con el receptor IDD son óptimos y pueden conseguir
capacidad o casi capacidad para el sistema MIMO - OFDM. El segundo
esquema de transmisión con un detector de probabilidad máxima para
los símbolos recibidos también puede proporcionar un funcionamiento
óptimo o casi óptimo. Se pueden usar otros esquemas de transmisión
conseguidores de capacidad para el sistema MIMO - OFDM. Uno de tales
esquemas de transmisión conseguidores de capacidad es un esquema de
autocodificación descrito por T. L. Marzetta y colaboradores, en un
documento titulado "Structured Unitary Space-Time
Autocoding Constellations," Teoría de transacción sobre la
Información del IEEE, Vol. 48, Nº. 4, abril de 2002.
La figura 5 muestra un diagrama de bloques del
transmisor 110. Dentro del procesador de datos del TX 120, un
codificador 520 recibe y codifica un flujo de datos {d} de acuerdo
con el esquema de codificación C para la velocidad de transmisión
seleccionada R y proporciona bits de código. La codificación aumenta
la fiabilidad de la transmisión de datos. El esquema de
codificación puede incluir un código convolucional, un Turbo código,
un código de bloque, un código CRC, o una combinación de los
mismos. Un intercalador de canal 522 intercala (es decir, reordena)
los bits de código del codificador 520 en base a un esquema de
intercalado. La intercalación proporciona diversidad en el tiempo
y/o en la frecuencia para los bits de código. Una unidad de
correspondencia de símbolos 524 modula (es decir, correspondencia
de símbolos) los datos intercalados del intercalador de canal 522
de acuerdo con el esquema de modulación M para la velocidad de
transmisión seleccionada R y proporciona símbolos de datos. La
modulación se puede conseguir por medio de (1) la agrupación de
conjuntos de B bits intercalados para formar valores binarios de B
bits, en donde B \geq 1, y (2) hacer corresponder cada valor
binario de B bits con un punto de señal específico en una
constelación de la señal para el esquema de modulación. La unidad
de correspondencia de símbolos 524 proporciona un flujo de símbolos
de datos {s}.
El transmisor 110 codifica y modula cada paquete
de datos de manera independiente en base a la velocidad de
transmisión R seleccionada para el paquete para obtener un
correspondiente bloque de símbolos de datos. El transmisor 110
puede transmitir un bloque de símbolos de datos a la vez sobre todas
las subbandas de todos los canales espaciales disponibles para la
transmisión de datos. Cada uno de los bloques de símbolos de datos
se puede transmitir en uno o en múltiples períodos de símbolo OFDM.
El transmisor 110 también puede transmitir múltiples bloques de
símbolos de datos de manera simultánea sobre las subbandas y los
canales espaciales disponibles. Si se selecciona una velocidad de
transmisión para cada intervalo de tiempo, como se ha descrito con
anterioridad, entonces todos los bloques de símbolos de datos
transmitidos en el mismo intervalo de tiempo usan la misma velocidad
de transmisión seleccionada.
Para la realización que se muestra en la figura
5, el procesador espacial del TX 130 implementa el segundo esquema
de transmisión descrito con anterioridad. Dentro del procesador
espacial de TX 130, un multiplexor/demultiplexor (Mux/Demux) 530
recibe y demultiplexa el flujo de símbolo de datos {s} en N_{T}
flujos para las N_{T} antenas de transmisión. El Mux/demux 530
también multiplexa en símbolos de piloto (por ejemplo, de una
manera múltiplex por división en el tiempo (TDM)) y proporciona
N_{T} flujos de símbolos transmitidos, {x_{1}} a
{x_{NT}}, para las N_{T} antenas de transmisión. Cada uno
de los símbolos de transmisión puede ser un símbolo de datos, un
símbolo de piloto o un valor de señal de cero para una subbanda no
usada para la transmisión de datos o para la transmisión de
piloto.
La unidad de transmisor 132 incluye N_{T}
moduladores OFDM 532a al 532t y N_{T} unidades de RF TX 534a a la
534t para las N_{T} antenas de transmisión. Cada uno de los
moduladores OFDM 532 realiza la modulación OFDM sobre un flujo de
símbolos de transmisión respectivo por medio de (1) la agrupación y
la transformación de cada conjunto de N_{F} símbolos de
transmisión para las N_{F} subbandas al dominio del tiempo usando
una IFFT de N_{F} puntos para obtener un correspondiente símbolo
transformado que contenga N_{F} segmentos y (2) la repetición de
una parte (o N_{cp} segmentos) de cada uno de los símbolos
transformados para obtener un correspondiente símbolo OFDM que
contenga N_{F} + N_{cp} segmentos. Se hace referencia a la parte
repetida como un prefijo cíclico, que asegura que el símbolo OFDM
conserva sus propiedades ortogonales en presencia de expansión de
retardo en un canal multitrayecto. Cada uno de los moduladores OFDM
532 proporciona un flujo de símbolos OFDM, que está además
acondicionado (por ejemplo, convertido a analógico, convertido a una
frecuencia superior, filtrado y amplificado) por medio de una
unidad de RF de TX asociada 534 para generar una señal modulada.
Las N_{T} señales moduladas de las unidades de RF de TX 534a a la
534t son transmitidas desde las N_{T} antenas 540a a la 540t,
respectivamente.
La figura 6 muestra un diagrama de bloques del
receptor 150. N_{R} antenas de recepción 652a a la 652r reciben
las señales moduladas transmitidas por el transmisor 110 y
proporcionan N_{R} señales recibidas a la unidad del receptor
154. La unidad del receptor 154 incluye N_{R} unidades de RF RX
654a a la 654r y N_{R} demoduladores OFDM 656a al 656r para las
N_{R} antenas de recepción. Cada una de las unidades de RF de RX
654 acondiciona y digitaliza una respectiva señal recibida y
proporciona un flujo de muestras. Cada uno de los demoduladores
OFDM 656 realiza una demodulación OFDM sobre un respectivo flujo de
muestras por medio de (1) eliminar el prefijo cíclico de cada
símbolo OFDM recibido para obtener un símbolo transformado recibido
y (2) transformar cada símbolo transformado recibido al dominio de
la frecuencia con una FFT de N_{F} puntos para obtener N_{F}
símbolos recibidos para las N_{F} subbandas. Cada demodulador OFDM
656 proporciona símbolos de datos recibidos al procesador espacial
RX 160 y símbolos de piloto recibidos al estimador de canal 172.
La figura 6 muestra también un procesador
espacial RX 160a y un procesador de datos RX 170a, que son una
realización del procesador espacial RX 160 y del procesador de
datos RX 170, respectivamente, en el receptor 150. Dentro del
procesador espacial RX 160a, un detector 660 realiza el procesado/la
detección espaciales sobre los N_{R} flujos de símbolos recibidos
para obtener N_{T} flujos de símbolos detectados. Cada símbolo
detectado es una estimación de un símbolo de datos transmitido por
el transmisor. El detector 660 puede implementar un detector MMSE,
un detector MRC o un detector de forzado de cero. La detección se
realiza para cada una de las subbandas en base a una matriz de
filtros de comparación (o respuesta del detector) W(k) para
esa subbanda, que se deriva en base a una estimación de la matriz
de respuesta de canal H(k) para la subbanda. Por ejemplo, la
matriz de filtros de comparación para el detector MMSE se puede
derivar como: W_{mmse}(k) =
(H(k)\cdotH^{H}(k)+
N_{0}\cdotI)^{-1}\cdotH(k). Un multiplexor 662
multiplexa los símbolos detectados y proporciona un flujo de
símbolos detectado {\hat{S}} al procesador de datos RX 170a.
Dentro del procesador de datos RX 170a, una
unidad de correspondencia inversa de símbolos 670 demodula los
símbolos detectados de acuerdo con el esquema de modulación M para
la velocidad de transmisión seleccionada R y proporciona los datos
demodulados. Un desintercalador de canal 672 desintercala los datos
demodulados de una manera complementaria al intercalado realizado
en el transmisor y proporciona datos desintercalados. Un
descodificador 674 descodifica los datos desintercalados de una
manera complementaria a la codificación realizada en el transmisor
y proporciona un flujo de datos descodificado {\hat{d}}. Por
ejemplo, el descodificador 674 puede implementar un Turbo
descodificador o un descodificador de Viterbi si se realizó una
Turbo codificación o una codificación convolucional en el
transmisor, respectivamente. El descodificador 674 proporciona
también el estado de cada paquete descodificado, que indica si el
paquete se ha descodificado de manera correcta o si se ha
descodificado con errores.
La figura 7 muestra un procesador espacial RX
160b y un procesador de datos RX 170b, que implementan el esquema
IDD y que son otra realización del procesador espacial RX 160 y del
procesador de datos RX 170, respectivamente, en el receptor 150. Un
detector 760 y un descodificador 780 realizan la detección y la
descodificación iterativas sobre los símbolos recibidos para cada
paquete de datos para obtener un paquete descodificado. El esquema
IDD explota las capacidades de corrección de errores de código de
canal para proporcionar un funcionamiento mejorado. Esto se
consigue por medio de pasar de manera iterativa información a
priori entre el detector 760 y el descodificador 780 para
N_{dec} iteraciones, donde N_{dec} > 1. La información a
priori indica la probabilidad de que cada bit de datos
transmitido sea cero o uno.
Dentro del procesador espacial RX 160b, una
memoria de almacenamiento temporal 758 recibe y almacena N_{R}
secuencias de símbolos recibidas desde las N_{R} antenas de
recepción para cada paquete de datos. El proceso de detección y de
descodificación iterativas se realiza sobre cada uno de los bloques
de símbolos recibidos para un paquete de datos. El detector 760
realiza el procesado espacial sobre las N_{R} secuencias de
símbolos recibidas para cada uno de los bloques y proporciona
N_{T} secuencias de símbolos detectadas para el bloque. El
detector 760 puede implementar un detector MMSE, un detector MRC, o
un detector de forzado de cero. Un multiplexor 762 multiplexa los
símbolos detectados en las N_{T} secuencias y proporciona un
bloque de símbolos detectado.
Dentro del procesador de datos de RX 170b, una
unidad de cálculo 770 de la relación de probabilidad logarítmica
(LLR) recibe los símbolos detectados provenientes del procesador
espacial de RX 160b y calcula las LLR para los B bits de código de
cada uno de los símbolos detectados. Estas LLR representan a
priori información proporcionada por el detector 760 al
descodificador 780. Un desintercalador de canal 772 desintercala
cada uno de los bloques de las LLR provenientes de la unidad de
cálculo LLR 770 y proporciona LLR desintercaladas {x^{n}} para el
bloque. El descodificador 780 descodifica las LLR desintercaladas y
proporciona LLR de descodificador {x^{n+1}}, que representan
información a priori proporcionada por el descodificador 780
al detector 760. Las LLR del descodificador son intercaladas por
medio de un intercalador de canal 782 y entregadas al detector
760.
El proceso de detección y de descodificación se
repite entonces para otra iteración. El detector 760 deriva nuevos
símbolos detectados en base a los símbolos recibidos y a las LLR del
descodificador. Los nuevos símbolos detectados son descodificados
de nuevo por el descodificador 780. El proceso de detección y de
descodificación se itera N_{dec} veces. Durante la detección
iterativa y la iteración de detección/descodificación. Después de
que todas las N_{dec} iteraciones de detección/descodificación se
hayan completado, el descodificador 780 calcula las LLR binarias de
datos finales y corta estas LLR para obtener el paquete
descodificado.
El esquema IDD se describe con mayor detalle en
la solicitud de patente de los Estados Unidos transferida
legalmente con número de serie 60/506.466, titulada "Hierarchical
Coding With Multiple Antennas in a Wireless Communication
System", de 25 de septiembre de 2003.
La selección de la velocidad de transmisión y
las técnicas de transmisión de datos descritas en este documento se
pueden implementar por varios medios. Por ejemplo, estas técnicas se
pueden implementar en hardware, en software, o en una combinación
de los mismos. Para una implementación hardware, las unidades de
procesado usadas para realizar la selección de la velocidad de
transmisión y la transmisión de datos se pueden implementar dentro
de uno o más circuitos integrados específicos de aplicación (ASIC),
procesadores digitales de la señal (DSP), dispositivos de procesado
digital de la señal (DSPD), dispositivos de lógica programable
(PLD), matrices de puertas programables en campo (FPGA),
procesadores, controladores, microcontroladores, microprocesadores,
otras unidades electrónicas diseñadas para realizar las funciones
descritas en este documento, o una combinación de los mismos.
Para una implementación software, la selección
de la velocidad de transmisión y las técnicas de transmisión de
datos se pueden implementar con módulos (por ejemplo,
procedimientos, funciones, etc.) que realicen las funciones
descritas en este documento. Los códigos software se pueden
almacenar en una unidad de memoria (por ejemplo, la unidad de
memoria 182 ó 142 de la figura 1) y se pueden ejecutar por medio de
un procesador (por ejemplo, un controlador 180 ó 140). La unidad de
memoria se puede implementar dentro del procesador o externa al
procesador, en cuyo caso puede estar acoplada de manera que pueda
comunicar con el procesador a través de varios medios como se conoce
en la técnica.
La anterior descripción de las realizaciones
descritas se proporciona para hacer posible a cualquier persona que
sea experta en la técnica hacer o usar la presente invención. Varias
modificaciones a estas realizaciones serán rápidamente obvias para
los que sean expertos en la técnica, y los principios genéricos
definidos en este documento se pueden aplicar a otras realizaciones
sin salirse del alcance de la invención. De esta manera, la
presente invención no está destinada a estar limitada a las
realizaciones mostradas en este documento sino que se acuerda el
alcance más amplio consecuente con los principios y con las
características novedosas descritas en este documento.
Claims (29)
1. Un procedimiento para seleccionar una
velocidad de transmisión para la transmisión de datos en un sistema
(100) de comunicaciones multiportadora de múltiples entradas y
múltiples salidas (MIMO), que comprende:
- determinar (314) una eficiencia espectral constreñida promedio en base a eficiencias espectrales constreñidas para una pluralidad de subbandas de una pluralidad de canales espaciales usados para la transmisión de datos en base a la estimación de canal, estando formada la pluralidad de canales espaciales por un canal MIMO en el sistema;
- determinar (330) una relación equivalente de señal a ruido más interferencia (SNR) necesaria para un sistema equivalente con un canal de ruido blanco gaussiano aditivo (AWGN) para soportar la eficiencia espectral constreñida promedio; y
- seleccionar (332) la velocidad de transmisión (100) para la transmisión de datos en el sistema MIMO multiportadora en base a la SNR equivalente; en el que la eficiencia espectral constreñida promedio depende de un esquema de modulación específico.
\vskip1.000000\baselineskip
2. El procedimiento de la reivindicación 1, en
el que la SNR equivalente y la velocidad de transmisión se
determinan todas ellas en base a un esquema de modulación
específico.
3. El procedimiento de la reivindicación 1, en
el que la pluralidad de subbandas se obtienen con multiplexación
por división en frecuencia ortogonal (OFDM).
4. El procedimiento de la reivindicación 1, en
el que la pluralidad de canales espaciales corresponden a una
pluralidad de canales de única entrada única salida (SISO) que
constituyen el canal MIMO.
5. El procedimiento de la reivindicación 1,
comprendiendo de manera adicional:
- determinar una SNR de postdetección para cada una de las subbandas de cada canal espacial usado para la transmisión de datos; y
- determinar una eficiencia espectral constreñida para cada una de las subbandas de cada canal espacial en base a la SNR de postdetección para la subbanda del canal espacial, y
- en el que la eficiencia espectral constreñida promedio se determina en base a eficiencias espectrales constreñidas para la pluralidad de subbandas de la pluralidad de canales espaciales.
\vskip1.000000\baselineskip
6. El procedimiento de la reivindicación 5, en
el que la SNR de postdetección para cada una de las subbandas de
cada canal espacial se determina en base a un esquema de transmisión
capaz de conseguir capacidad del canal MIMO.
7. El procedimiento de la reivindicación 5, en
el que la SNR de postdetección para cada subbanda de cada canal
espacial se determina en base a sucesivo procesado de cancelación de
la interferencia (SIC) con un detector de error cuadrático medio
mínimo (MMSE) en un receptor.
8. El procedimiento de la reivindicación 5, en
el que la eficiencia espectral constreñida para cada una de las
subbandas de cada canal espacial se determina de manera adicional en
base a una función de eficiencia espectral constreñida que tiene
una SNR y un esquema de modulación como entradas y que proporciona
una eficiencia espectral constreñida como salida.
9. El procedimiento de la reivindicación 1,
comprendiendo de manera adicional:
- determinar una eficiencia espectral constreñida para cada una de las subbandas del canal MIMO en base a una función de eficiencia espectral constreñida que tiene una respuesta de canal MIMO y un esquema de modulación como entradas y que proporciona una eficiencia espectral constreñida como salida, y
- en el que la eficiencia espectral constreñida promedio para la pluralidad de subbandas de la pluralidad de canales espaciales usados para la transmisión de datos se determina en base a las eficiencias espectrales constreñidas para la pluralidad de subbandas del canal MIMO.
\vskip1.000000\baselineskip
10. El procedimiento de la reivindicación 1, en
el que la SNR equivalente se determina en base a una función de
eficiencia espectral constreñida inversa que tiene una eficiencia
espectral y un esquema de modulación como entradas y que
proporciona una SNR como salida.
11. El procedimiento de la reivindicación 1, en
el que la velocidad de transmisión para la transmisión de datos se
selecciona en base a un conjunto de velocidades soportadas por el
sistema MIMO multiportadora y a las SNR requeridas para las
velocidades soportadas.
12. El procedimiento de la reivindicación 11, en
el que la velocidad de transmisión seleccionada es una velocidad de
transmisión que es la velocidad de transmisión más alta entre las
velocidades soportadas que tiene una SNR requerida menor o igual a
la SNR equivalente.
13. El procedimiento de la reivindicación 11, en
el que las SNR requeridas para las velocidades soportadas incluyen
pérdidas observadas por el sistema MIMO multiportadora.
14. El procedimiento de la reivindicación 1,
comprendiendo de manera adicional:
- determinar un factor de retracción para tener en cuenta el error en la predicción de la velocidad de transmisión y en las pérdidas del sistema; y
- reducir la velocidad de transmisión para la transmisión de datos en base al factor de retracción.
\vskip1.000000\baselineskip
15. El procedimiento de la reivindicación 1,
comprendiendo de manera adicional:
- recibir una transmisión de datos a la velocidad de transmisión seleccionada, en el que la transmisión de datos recibida incluye al menos un bloque de símbolos de datos para al menos un paquete de datos, y en el que los símbolos de datos de cada bloque son transmitidos de manera simultánea sobre la pluralidad de subbandas de la pluralidad de canales espaciales usados para la transmisión de datos.
\vskip1.000000\baselineskip
16. El procedimiento de la reivindicación 1,
comprendiendo de manera adicional:
- recibir una transmisión de datos a la velocidad de transmisión seleccionada; y
- realizar una detección y descodificación iterativas (IDD) para recuperar los datos en la transmisión de datos recibida.
\vskip1.000000\baselineskip
17. Un aparato en un sistema (100) de
comunicaciones multiportadora de múltiples entradas y múltiples
salidas (MIMO), que comprende:
- un medio para determinar una eficiencia espectral constreñida promedio en base a eficiencias espectrales constreñidas para una pluralidad de subbandas de una pluralidad de canales espaciales usados para la transmisión de datos en base a la estimación de canal de la pluralidad de canales espaciales que están formados por un canal MIMO en el sistema;
- un medio para determinar una relación equivalente de señal a ruido más interferencia (SNR) necesaria por un sistema equivalente con un canal de ruido blanco gaussiano aditivo (AWGN) para soportar la eficiencia espectral constreñida promedio; y
- un medio para seleccionar una velocidad de transmisión para la transmisión de datos en el sistema MIMO multiportadora en base a la SNR equivalente;
- en el que la eficiencia espectral constreñida promedio depende de un esquema de modulación específico.
\vskip1.000000\baselineskip
18. El aparato de la reivindicación 17,
comprendiendo de manera adicional:
- un medio para determinar una SNR de postdetección para cada una de las subbandas de cada canal espacial usado para la transmisión de datos; y
- un medio para determinar una eficiencia espectral constreñida para cada una de las subbandas de cada canal espacial en base a la SNR de postdetección para la subbanda del canal espacial, y en el que la eficiencia espectral constreñida promedio se determina en base a las eficiencias espectrales constreñidas para la pluralidad de subbandas de la pluralidad de canales espaciales.
\vskip1.000000\baselineskip
19. El aparato de la reivindicación 17,
comprendiendo de manera adicional:
- un medio para determinar un factor de retracción para tener en cuenta el error en la predicción de la velocidad de transmisión y en las pérdidas del sistema; y
- un medio para reducir la velocidad de transmisión para la transmisión de datos en base al factor de retracción.
\vskip1.000000\baselineskip
20. El aparato de la reivindicación 17
comprendiendo de manera adicional:
- un medio para recibir una transmisión de datos a la velocidad de transmisión seleccionada; y
- un medio para realizar la detección y la descodificación iterativas (IDD) para recuperar datos en la transmisión de datos recibida.
\vskip1.000000\baselineskip
21. El aparato de la reivindicación 17,
comprendiendo de manera adicional:
- un estimador de canal (172) operativo para obtener estimaciones de canal para un canal MIMO en el sistema (100); y
- un controlador (174) que comprende los medios de:
- determinar (314) una eficiencia espectral constreñida promedio para una pluralidad de subbandas de una pluralidad de canales espaciales usados para la transmisión de datos en base a las estimaciones de canal, en el que la pluralidad de canales espaciales están formados por el canal MIMO,
- determinar (330) una relación señal a ruido más interferencia equivalente (SNR) necesaria por un sistema equivalente con un canal de ruido blanco gaussiano aditivo (AWGN) para soportar la eficiencia espectral constreñida promedio, y
- seleccionar (332) una velocidad de transmisión (100) para la transmisión de datos en el sistema MIMO multiportadora en base a la SNR equivalente.
\vskip1.000000\baselineskip
22. El aparato de la reivindicación 21, en el
que el controlador está de manera adicional operativo para
- determinar una SNR de postdetección para cada una de las subbandas de cada canal espacial usado para la transmisión de datos en base a las estimaciones de canal, y
- determinar una eficiencia espectral constreñida para cada una de las subbandas de cada canal espacial en base a la SNR de postdetección para la subbanda del canal espacial, y en el que la eficiencia espectral constreñida promedio viene determinada en base a eficiencias espectrales constreñidas para la pluralidad de subbandas de la pluralidad de canales espaciales.
\vskip1.000000\baselineskip
23. El aparato de la reivindicación 22, en el
que la SNR de postdetección para cada una de las subbandas de cada
canal espacial se determina de manera adicional en base a un esquema
de transmisión que sea capaz de conseguir capacidad del canal
MIMO.
24. El aparato de la reivindicación 21, en el
que se soportan un conjunto de velocidades por parte del sistema
MIMO multiportadora y cada una de las velocidades soportadas está
asociada con una SNR requerida respectiva, y en el que el
controlador está además operativo para seleccionar una velocidad de
transmisión que sea la velocidad de transmi-
sión más alta entre las velocidades soportadas que tengan una SNR requerida menor o igual a la SNR equivalente.
sión más alta entre las velocidades soportadas que tengan una SNR requerida menor o igual a la SNR equivalente.
25. El aparato de la reivindicación 21, en el
que el controlador está de manera adicional operativo para
determinar un factor de retracción para tener en cuenta el error en
la predicción de la velocidad de transmisión y las pérdidas del
sistema y para reducir la velocidad de transmisión para la
transmisión de datos en base al factor de retracción.
26. El aparato de la reivindicación 21,
comprendiendo de manera adicional:
- un procesador espacial de recepción operativo para realizar la detección sobre los símbolos recibidos para una transmisión de datos a la velocidad de transmisión seleccionada y para proporcionar símbolos detectados; y
- un procesador de datos de recepción operativo para procesar los símbolos detectados para obtener datos descodificados.
\vskip1.000000\baselineskip
27. El aparato de la reivindicación 26, en el
que el procesador espacial de recepción y el procesador de datos de
recepción están operativos para realizar la detección y la
descodificación iterativas (IDD) para obtener los datos
descodificados a partir de los símbolos recibidos.
28. Un medio legible por un procesador para
almacenar instrucciones que se puedan ejecutar en un aparato
para:
- determinar (314) una eficiencia espectral constreñida promedio en base a las eficiencias espectrales constreñidas para una pluralidad de subbandas de una pluralidad de canales espaciales usados para la transmisión de datos en un sistema (100) de comunicaciones multiportadora de múltiples entradas y múltiples salidas (MIMO) en base a la estimación de canal, estando formada la pluralidad de canales espaciales por un canal MIMO en el sistema;
- determinar (330) una relación señal a ruido más interferencia equivalente (SNR) necesaria por un sistema equivalente con un canal de ruido blanco gaussiano aditivo (AWGN) para soportar la eficiencia espectral constreñida promedio; y
- seleccionar (332) una velocidad de transmisión (100) para la transmisión de datos en el sistema MIMO multiportadora en base a la SNR equivalente;
- en el que la eficiencia espectral constreñida promedio depende de un esquema de modulación específico.
\vskip1.000000\baselineskip
29. El medio legible por el procesador de la
reivindicación 28 y además para almacenar instrucciones que sean
ejecutables para
- determinar una SNR de postdetección para cada una de las subbandas de cada canal espacial usado para la transmisión de datos; y
- determinar una eficiencia espectral constreñida para cada una de las subbandas de cada canal espacial en base a la SNR de postdetección para la subbanda del canal espacial, y en el que la eficiencia espectral constreñida promedio viene determinada en base a las eficiencias espectrales constreñidas para la pluralidad de subbandas de la pluralidad de canales espaciales.
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