ES2321184T3 - Concordancia de amplitud y fase para recepcion de modulacion en capas. - Google Patents
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Abstract
Un método de recibir señales de modulación en capas, que comprende: recibir una señal de modulación en capas que incluye una señal de la capa superior y una señal de la capa inferior (602); demodular y descodificar la señal de la capa superior de la señal de modulación en capas recibida (604); caracterizado por estimar un factor de amplitud de la capa superior y un factor de fase de la capa inferior de la señal de modulación en capas recibida (618); reconstruir una señal de la capa superior substancialmente ideal de la señal de la capa superior demodulada y descodificada que incluye adaptar una amplitud ideal y una fase ideal aplicando el factor de amplitud de la capa superior y el factor de fase de la capa superior a la señal ideal de la capa superior reconstruida (620); sustraer la señal ideal de la capa superior reconstruida de la señal de modulación en capas recibida (622) para producir la señal de la capa inferior para procesar.
Description
Concordancia de amplitud y fase para recepción
de modulación en capas.
Esta es una solicitud en parte continuación y
reivindica el beneficio de la U.S.C. 35 Sección 120 de la siguiente
solicitud de patente de utilidad U.S. pendiente y comúnmente
asignada.
La Solicitud de Utilidad Serie Nº 09/844.401,
presentada el 27 de abril de 2001, por Ernest C. Chen, titulada
"Modulación en capas para señales digitales".
Esta solicitud reivindica el beneficio bajo 35
U.S.C. \NAK119(e) de la siguiente Solicitud Provisional de
Patente de EE.UU.:
La Solicitud de Serie Nº 60/421.332, presentada
el 25 de octubre de 2002, por Ernest C. Chen,
Jeng-Hong Chen, Kenneth Shum y Joungheon Oh,
titulada "Concordancia de amplitud y fase para recepción de
modulación en capas"
La presente invención se refiere a los sistemas
y métodos para recibir señales de modulación en capas,
particularmente en un sistema de radiodifusión directa por
satélite.
Los sistemas de comunicación de señal digital
han sido usados en varios campos, que incluyen la transmisión de
señal de TV digital, tanto terrestre como por satélite. Como los
distintos sistemas y servicios de comunicación de señal digital
evolucionan, hay una demanda creciente para aumentar el flujo de
datos y los servicios añadidos.
Se ha propuesto que una señal de modulación en
capas, que transmite coherentemente y no coherentemente tanto las
señales de la capa superior como de la inferior, pueda ser empleada
para satisfacer estas y otras necesidades. Dichos sistemas de
modulación en capas permiten flujo de información más alto, con y
sin retrocompatibilidad. Cuando no se requiere retrocompatibilidad
(tal como con un sistema enteramente nuevo), la modulación en capas
aún puede ser ventajosa porque requiere una potencia de pico del
TWTA significativamente más baja que para un formato de modulación
8PSK o 16QAM convencional para un flujo dado.
No obstante, para recibir tales señales de
modulación en capas requieren la reconstrucción de las señales de
la capa superior para quitarlas de la señal total para que ocurra el
procesado de la señal de la capa inferior. Además, el rendimiento
de la demodulación de la capa inferior depende la precisión de
cancelación. La señal reconstruida debe adaptar óptimamente la
señal recibida en la amplitud y fase total. Por lo tanto, los
errores de amplitud y fase en la señal reconstruida en el punto de
la cancelación de señal necesitan ser estimados.
Por consiguiente, hay una necesidad de sistemas
y métodos para adaptar la amplitud y fase de la señal recibida con
la señal reconstruida en un sistema de comunicación que utiliza
modulación en capas. La presente invención satisface estas
necesidades.
La modulación en capas reconstruye la señal de
la capa superior y la elimina de la señal recibida para dejar una
señal de la capa inferior. El rendimiento de la demodulación de la
señal de la capa inferior requiere buena cancelación de señal, la
cual a su vez requiere que la señal reconstruida incluya efectos
precisos de amplitud y fase del trayecto de propagación de la
señal, los filtros y el bloque de bajo nivel de ruido (LNB). Los
valores de estos parámetros pueden cambiar de receptor a receptor y,
por lo tanto, deben ser estimados en cada receptor.
Las realizaciones de la invención utilizan una
técnica para estimar la relación multiplicativa de las componentes
de magnitud y fase entre las señales de la capa superior recibida y
sintetizada. Estos atributos se multiplicarán a la señal
sintetizada a partir de la respuesta del satélite, las
características conocidas del filtro del transmisor y receptor, y
el ruido de fase de banda estrecha estimado sin ruido blanco
Gausiano añadido (AWGN). El resultado de esta multiplicación es una
representación de alta fidelidad de la señal de la capa superior
que mejora grandemente el rendimiento de cancelación. Además, el
procesado informático requerido para implementar la invención es
mínimo.
Un método típico de la invención incluye recibir
una señal de modulación en capas que incluye una señal de la capa
superior y una señal de la capa inferior en ruido e interferencia,
que demodula y descodifica la señal de la capa superior a partir de
la señal recibida, estimando un factor de amplitud de la capa
superior y un factor de fase de la capa superior a partir de la
señal de modulación de capa recibida. Una señal de la capa superior
considerablemente ideal se reconstruye a partir de la señal de la
capa superior demodulada y descodificada que incluye adaptar una
amplitud ideal y una fase ideal aplicando, respectivamente, el
factor de adaptar de la capa superior y el factor de fase de la
capa superior a la señal ideal de la capa superior reconstruida.
Finalmente, la señal ideal de la capa superior reconstruida se
sustrae de la señal recibida para producir la señal de la capa
inferior para procesar.
Un aparato típico de la invención incluye un
procesador de señal para demodular y descodificar una señal de la
capa superior de una señal de modulación en capas recibida en donde
la señal recibida incluye la señal de la capa superior y una señal
de la capa inferior en ruido e interferencia. Un estimador
proporciona una estimación de un factor de amplitud de la capa
superior y un factor de fase de la capa superior a partir de la
señal de modulación en capas recibida. Un sintetizador reconstruye
una señal de la capa superior considerablemente ideal a partir de
la señal de la capa superior demodulada y descodificada que incluye
adaptar una amplitud ideal y una fase ideal aplicando,
respectivamente, el factor de amplitud de la capa superior y el
factor de fase de la capa superior a la señal ideal de la capa
superior reconstruida. Finalmente, la señal de la capa inferior se
produce para procesado sustrayendo la señal ideal de la capa
superior reconstruida de la señal de modulación en capas recibida
con un sustractor.
Típicamente, la señal de modulación en capas
recibida es una señal de modulación por desplazamiento de fase
(PSK) múltiple en cada capa y puede comprender capas separadas de
señal modulada no coherente. Las realizaciones de la invención
pueden estimar el factor de fase de la capa superior de un vector
medio de una distribución de uno o más nodos de constelación de la
señal de la capa superior a partir de la señal de modulación en
capas recibida. Los factores de amplitud y fase de la capa superior
pueden ser estimados de una pluralidad de nodos de constelación de
la señal de la capa superior.
Adicionalmente, un mapa característico de
transmisión también puede ser aplicado para mejorar las estimaciones
de los factores de amplitud y fase de la capa superior. El mapa
característico de transmisión puede comprender mapas
AM-AM y mapas AM-PM que caracterizan
efectos de los trayectos de transmisión. Por ejemplo, el mapa
característico de transmisión puede representar un mapa de
distorsión no lineal de las características de amplificación del
trayecto de transmisión, tal como el efecto de un amplificador de
tubo de ondas progresivas (TWTA) en un trayecto de transmisión por
satélite.
Con referencia ahora a los dibujos en los que
los números de referencia representan las partes correspondientes
enteras:
Las Fig. 1A-1C ilustran una
constelación de señal de modulación en capas para un formato de
señal QPSK ejemplar;
Las Fig. 2A y 2B ilustran una constelación de
señal de una segunda capa de transmisión sobre la primera capa de
transmisión antes y después de la primera demodulación de capa;
La Fig. 3 es un diagrama de bloques para una
implementación típica del sistema de la presente invención;
Las Fig. 4A y 4B ilustran el problema y la
solución, respectivamente, usando QPSK como ejemplo;
La Fig. 5 es una descripción del proceso de
recepción de la modulación en capas que incluye los procesos del
receptor heredado;
La Fig. 6 es un diagrama de flujo del proceso de
cancelación de señal; y
Las Fig. 7A y 7B ilustran una solución general
para adaptar la amplitud y fase entre las señales recibida y
reconstruida.
En la siguiente descripción de la realización
preferente, se hace referencia a los dibujos anexos que forman un
parte de ésta, y en los que se muestra por medio de la ilustración
una realización específica en la que la invención puede ser
materializada. Se debe entender que otras realizaciones pueden ser
utilizadas y que pueden ser hechos cambios estructurales sin
apartarse del alcance de la presente invención.
Las Fig. 1A - 1C ilustran la relación básica de
las capas de señal en una transmisión de modulación en capas
ejemplar. La Fig. 1A ilustra una primera constelación de señal de
capas 100 de una señal de transmisión que muestra los puntos de
señal o símbolos 102. La Fig. 1B ilustra una segunda constelación de
señal de capa de símbolos 104 sobre la primera constelación de
señal de capas 100 cuando las capas son coherentes. La Fig. 1C
ilustra una segunda capa de señal 106 de una segunda capa de
transmisión sobre la primera constelación de capa donde las capas
no son coherentes. La segunda capa 106 rota sobre la primera
constelación de capa 102 debido a las frecuencias de modulación
relacionadas de las dos capas en una transmisión no coherente.
Tanto la primera como la segunda capa rotan sobre el origen debido a
la primera frecuencia de modulación de capa como se describe por la
trayectoria 108.
Las Fig. 2A - 2B ilustran una constelación de
señal de una segunda capa de transmisión sobre la primera capa de
transmisión. La Fig. 2A muestra la constelación 200 antes del primer
bucle de recuperación de portadora (CRL) y la Fig. 2B muestra la
constelación 200 después del CRL. En este caso, los puntos de la
señal de la segunda capa son en realidad anillos 202. Las
frecuencias de modulación relacionadas hacen rotar la segunda
constelación de capa alrededor de los nodos de la primera
constelación de capa. Después del segundo CRL de capa esta rotación
se elimina. El radio de la segunda constelación de capa se determina
por su nivel de potencia. El espesor de los anillos 202 se
determina por la relación portadora a ruido (CNR) de la segunda
capa. Como las dos capas no son coherentes, la segunda capa puede
ser usada para transmitir señales analógicas y digitales.
La Fig. 3 es un diagrama de bloques para la
implementación de un sistema típica 300 de la presente invención.
Los transmisores separados 316A, 316B, como pueden ser ubicados en
cualesquiera plataformas convenientes, tales como satélites 306A,
306B, se usan para transmitir no coherentemente diferentes capas de
una señal de la presente invención. Las señales de enlace
ascendente son típicamente transmitidas a cada satélite 306A, 306B
de una o más estaciones de transmisión 304 a través de una antena
302. Las señales de capas 308A, 308B (señales de enlace
descendente) se reciben en las antenas receptoras 312, 320, tales
como parabólicas de satélite, cada una con un bloque de bajo nivel
de ruido (LNB) 310, 318 donde se acoplan entonces a
receptores/descodificadores integrados (IRDs) 314, 322. Debido a
que las capas de la señal pueden ser transmitidas no coherentemente,
se pueden añadir capas de transmisión separadas en cualquier
momento usando diferentes satélites 306A, 306B u otras plataformas
convenientes, tales como plataformas en tierra o de alta altitud. De
esta manera, cualquier señal compuesta, incluyendo nuevas capas de
señal adicionales serán retrocompatibles con receptores heredados
que harán caso omiso de las nuevas capas de señal. Por supuesto, las
aplicaciones no retrocompatibles también son posibles ya que ambos
IRDs 314 y 322 son IRDs de modulación en capas, capaces de recibir
más de una capa de señal. Para asegurar que las señales no
interfieren, la señal combinada y el nivel de ruido para la capa
inferior deben estar en o por debajo de un nivel umbral permitido
para la capa superior.
Para recibir señales de modulación en capas las
señales de la capa superior deben ser reconstruidas para cancelarlas
de la señal total para que ocurra el procesado de la señal de la
capa inferior. Además, el rendimiento de la demodulación de la capa
inferior depende de la precisión de la cancelación de señal. La
señal reconstruida debería adaptar óptimamente la señal recibida en
amplitud y fase total. Por lo tanto, los errores de amplitud y fase
en la señal reconstruida en el punto de la cancelación de señal
necesitan ser estimados. El núcleo de esta invención incluye
técnicas para estimar óptimamente una amplitud y fase relacionadas
entre las señales recibida y reconstruida.
La Fig. 4A ilustra el problema que requiere
adaptar la amplitud y fase, usando como ejemplo QPSK. La Fig. 4A
ilustra la constelación QPSK 400 antes de la compensación de la
amplitud de constelación y fase de nodo. Todos los cuatro
triángulos 402 (que definen el error de fase, \theta_{e}) son
idénticos. Las realizaciones de la invención pueden ser aplicadas a
otros formatos de modulación también, tales como 8PSK y 16QAM. Los
cuatro nodos 404, representados por círculos en la Fig. 4A son
ubicaciones de símbolo ideales después de la demodulación de la
capa superior. Tienen una magnitud de referencia de uno y ángulos de
fase respectivos de \pi/4, 3\pi/4, 5\pi/4, y 7\pi/4. No
obstante, en aplicaciones reales se convierten antes por el
conversor analógico a digital (A/D) en el receptor, los nodos de
símbolo ideales 404 tendrán desplazado en amplitud y fase con
factores no compensados y no calibrados como se representa por los
nodos reales 406. La Fig. 4B ilustra los nodos ideales colapsados
404 y los nodos reales 406.
La potencia no calibrada representa un factor de
escalado de magnitud desconocida para la señal en el receptor (por
ejemplo, el receptor multimedia digital). El bloque de bajo nivel de
ruido (LNB), los filtros y otros factores previos al receptor
típicamente introducen un factor de distorsión de fase. Estas
distorsiones deberían ser incluidas en la señal de la capa superior
reconstruida para mejorar el rendimiento de la cancelación de
señal. Como se describió arriba, la Fig. 4A modela estas
distorsiones desconocidas. Las magnitudes de los nodos recibidos
para la señal de la capa superior son diferentes del valor asumido
de uno, y son modeladas por un factor de escalado relativamente
constante pero desconocido, a_{e}. Los nodos recibidos para la
señal de la capa superior también se compensan de los nodos ideales
por una cantidad de ajuste de fase igual pero desconocida, el error
de fase, \theta_{e}. La señal también se corrompe con el ruido,
la interferencia y una segunda señal, representada por círculos
concéntricos alrededor de los nodos en las Fig. 4A y 4B. No
obstante, el conocimiento de cada nodo de símbolo de la señal de la
capa superior QPSK está disponible a partir de la descodificación
de la corrección de error sin canal de retorno (FEC).
La Fig. 5 es un diagrama de bloques del aparato
de recepción de modulación en capas. Como se muestra, un receptor o
receptor/descodificador integrado (IRD) 500 realización de la
invención estima la potencia y fase de la capa superior que se usa
para reescalar la señal remodulada, antes de que la señal se
sustraiga de la señal recibida para dejar solamente la señal de la
capa inferior. La señal 502 se recibe y la capa superior se demodula
por el demodulador 504. La señal demodulada 506 se descodifica
entonces (por ejemplo, descodificación de la corrección de error
sin canal de retorno) por el descodificador 508 para producir
símbolos 510 que se comunican entonces al transporte de la capa
superior 512 para procesado adicional y presentación a un
espectador. El demodulador 504 y el descodificador 508 pueden ser
referenciados en combinación como un procesador de señal para
procesar la señal recibida. Los anteriores procesos abarcan las
funciones de un receptor heredado que descodifica solamente la capa
superior de la señal entrante 502 en los casos de aplicaciones
retrocompatibles.
La capa inferior de la señal entrante 502
requiere procesado adicional para descodificar. Una señal de la
capa superior ideal se genera por un sintetizador o remodulador 514.
El remodulador 514 recibe la temporización y portadora de la capa
superior 516 del demodulador en la capa superior 504 y la salida de
los símbolos de la capa superior 510 del descodificador 508. Para
mejorar la producción de la señal ideal de la capa superior, el
remodulador 514 también puede recibir la entrada de un filtro de
forma de pulso 518 y un mapa de distorsión no lineal 520 (que
modela las características de transmisión aplicadas a la señal por
elementos tales como los amplificadores de tubo de ondas
progresivas (TWTA) del satélite).
Un elemento clave de la presente invención
comprende un estimador 522 que recibe la señal entrante 502 y estima
un factor de amplitud y fase de la capa superior. El factor es
suministrado por el remodulador 514 para mejorar además la
reproducción precisa de la señal ideal de la capa superior y
beneficiar la recuperación de la capa inferior.
La señal ideal de la capa superior se comunica a
un sustractor 524 donde se sustrae de la señal entrante 502 que ha
sido retardada adecuadamente por una función de retardo 526 a contar
durante el tiempo de procesado del demodulador en la capa superior
504 y el remodulador 514. La salida del sustractor 524 es la señal
de la capa inferior que se comunica al demodulador de la capa
inferior 528 y al descodificador 530 para producir la salida del
símbolo de la capa inferior 532 que está listo para ser procesado
por el transporte de la capa inferior para la presentación.
La Fig. 6 es un diagrama de flujo del proceso de
cancelación de señal 600. Como la señal recibida entra dentro del
IRD 502 en el bloque 602, la señal de la capa superior se demodula
primero y se descodifica como se describió arriba en el bloque 604.
Mientras tanto, una señal ideal de la capa superior se sintetiza en
el bloque 606 con los símbolos descodificados 608 y otros
parámetros de forma de onda 610 derivados del bloque 602. La señal
sintetizada se mapea entonces con curvas AM-AM y
AM-PM del TWTA en el bloque 612, que se posiciona
con una estimación adecuada del punto operativo 614 obtenido del
demodulador local de la capa superior 604 o descargado del centro de
radiodifusión, mostrado en el bloque 616.
Típicamente, los mapas de rendimiento del TWTA
comprenden medidas de la modulación de amplitud de salida en
función de la modulación de amplitud de entrada (el mapa
AM-AM) y la modulación de fase de salida en función
de la modulación de amplitud de entrada (el mapa
AM-PM). En la presente invención, la señal recibida
representa la salida del amplificador (más la señal, interferencia
y ruido de la capa inferior) y la señal ideal generada representa
la entrada del amplificador. Los mapas son usados para determinar el
efecto del TWTA en la señal y simular aquellos efectos en la
sustracción de capa para producir una señal de la capa inferior más
precisa. Estos mapas de rendimiento se usan para facilitar y/o
mejorar la recepción de las distintas capas de un sistema
utilizando un esquema de transmisión de modulación en capas.
La estimación del punto de funcionamiento y el
mapeado AM-AM y AM-PM se tratan
además en la Solicitud de Patente de EE.UU. 10/165.710 presentada
el 7 de junio de 2002, por Ernest C. Chen y titulada "Medición de
la no linealidad del TWTA de satélite en funcionamiento", y la
Solicitud de Utilidad Serie Nº 09/844.401, presentada el 27 de
abril de 2001, por Ernest C. Chen, titulada "Modulación en capas
para señales digitales".
La señal mapeada del TWTA y la señal recibida se
utilizan para estimar los factores de amplitud y fase globales en
el bloque 618. La señal mapeada del TWTA se adapta entonces a la
señal recibida en amplitud y fase en el bloque 620. Finalmente, la
señal corregida se sustrae en el bloque 622 de la señal recibida,
que ha sido adecuadamente retardada para alineamiento temporal en
el bloque 624, para revelar la señal de la capa inferior en el
bloque 626.
El proceso clave de la presente invención reside
en relacionar la señal recibida a la señal reconstruida, como en
los bloques 618 y 620. Haciendo referencia de nuevo a la Fig. 4A, se
forma una relación entre la señal recibida y su señal de nodo
descodificada. La Fig. 4B muestra la distribución de estas
relaciones complejas en ruido aditivo efectivo; la división por la
señal de nodo descodificada colapsa las señales recibidas de todos
los nodos QPSK a un nodo único próximo al eje horizontal. La media
de esta distribución es el centro de los círculos concéntricos que
representan la distribución del ruido. El vector medio es el
estimado para propósitos de adaptación de señal. El vector de
estimación consta de una amplitud a_{e}, y fase, \theta_{e}.
La desviación matemática se muestra como sigue.
r_{i} es la señal recibida para el
símbolo de la capa superior i-ésimo en un ruido efectivo;
n_{i} es el ruido efectivo asociado a
r_{i};
\theta_{(i)} es la fase descodificada para
el símbolo i-ésimo;
N_{s} es el número de símbolos de señal
procesados;
a_{e} es la amplitud del error de
escala a ser estimado;
\theta_{e} es el error angular a ser
estimado; y
\theta_{(i)}\epsilon {\pi/4, 3\pi/4,
5\pi/4, 7\pi/4} para QPSK.
Otras formas de modulación pueden ser
procesadas con una solución generalizada tratada en la siguiente
sección.
La señal recibida después de la recuperación de
la portadora puede ser modelada como:
\vskip1.000000\baselineskip
\vskip1.000000\baselineskip
Eliminando la fase de símbolo descodificada
producida:
\vskip1.000000\baselineskip
\vskip1.000000\baselineskip
donde 3 y
n'_{i} tienen media cero y la misma varianza. La amplitud
compleja estimada y el factor de escala de fase se forma
promediando sobre r'_{i} como
sigue.
\vskip1.000000\baselineskip
\vskip1.000000\baselineskip
Las estimaciones del error de amplitud y fase
son:
\vskip1.000000\baselineskip
\vskip1.000000\baselineskip
El análisis precedente muestra que la fase
residual estimada \hat{\theta}_{e} será cero si la fase de la
señal ha sido seguida de forma precisa con el bucle de recuperación
de portadora, etc. \hat{\theta}_{e} "barre" los errores
de fase residual debidos a la imprecisión de recuperación de
portadora y otros errores.
Como se muestra por la operación de adaptar la
amplitud y fase 620 en la Fig. 6, los factores de amplitud y fase
estimados forman un multiplicador complejo para la señal
reconstruida por sustracción de la señal recibida retardada para
revelar óptimamente la señal de la capa inferior.
La Fig. 7A y 7B ilustran una solución general
para adaptación de la amplitud y fase entre las señales recibida y
reconstruida que no están restringidas a QPSK. Como se muestra en la
FIG 7A, todos los triángulos 702 son similares con relaciones
a_{1}, a_{2},...a_{k}, etc. De esta
manera, la técnica, descrita arriba con respecto a QPSK, puede ser
extendida fácilmente para utilizar con una señal reconstruida que
varíe en amplitud debido a amplitudes de nodo de señal desiguales,
variaciones debidas a la interferencia intersímbolos previa al
filtrado de adaptación, respuesta no lineal del satélite, etc. Las
señales se muestran colapsadas en la Fig. 7B después de la
compensación de fase de nodo con amplitudes desiguales entre nodos
ideales 704A y 704B así como sus nodos respectivos recibidos 706A y
706B.
Un análisis general para adaptación de amplitud
y fase de la presente invención es el que sigue. Este análisis
degenera al análisis precedente cuando se aplica a una constelación
QPSK que tiene idénticas magnitudes (amplitudes). Para una señal de
comunicación de capas general, los símbolos de la constelación
pueden utilizar distintas amplitudes y fases. De esta manera,
a_{(i)} es la amplitud del símbolo
i-ésimo sobre el tiempo;
\theta_{(i)} es la fase del símbolo
i-ésimo sobre el tiempo; y
s_{(i)} = a_{(i)}
exp(j\theta_{(i)}).
La señal recibida después de que el bucle de
recuperación de portadora puede ser modelada como:
\vskip1.000000\baselineskip
\vskip1.000000\baselineskip
Eliminando la fase de la señal remodulada y
recodificada y ponderando por la magnitud de la señal, similar al
filtrado de adaptación se forma:
\vskip1.000000\baselineskip
\vskip1.000000\baselineskip
donde
y n_{i} y n'_{i} tienen media
cero. La amplitud compleja estimada y el factor de escala de fase se
forma sumando sobre r'_{i}, normalizado por el sumatorio
de las potencias ideales como sigue.
\vskip1.000000\baselineskip
\newpage
Como antes, las estimaciones del error de
amplitud y fase son:
Notar que la ecuación (8) se reduce a la
ecuación (3) cuando todos los a_{(i)} son iguales. No
obstante, la solución general de la ecuación (8) puede ser
preferente incluso para n señales PSK dado que todos los
símbolos de la señal recibida no tienen amplitudes constantes previo
al filtrado de adaptación del receptor.
Un planteamiento alternativo al problema, que
provoca la misma solución que la solución general precedente puede
ser encontrado a través del análisis del vector. El planteamiento
comienza con el mismo modelo matemático, pero utiliza números
complejos para representar fases y magnitudes de los símbolos
recibidos.
El problema se caracteriza en términos de un
proceso de minimización. Supongamos que R es el vector de la
señal recibida y X es el vector de la señal reconstruida; los
vectores constan de las muestras de tiempo asociadas como sus
componentes. Ambos son vectores de columna con longitud
N_{s}, donde N_{s}, es el número de símbolos de
datos a ser procesados. Un factor escalar complejo z es el
que se estima para la multiplicación por X más tarde. La
estimación se elige para minimizar la diferencia entre R y
zX, o específicamente, el error de norma cuadrática:
(R - zX)^{H} (R - zX), donde (
)^{H} es el operador Hermitiano. El resultado es una solución de
error cuadrático mínimo (LSE):
X^{H}X es un
escalar igual a la potencia de la señal reconstruida.
z_{LS} es la correlación compleja entre el vector de la
señal recibida X y el vector de la señal reconstruida
R, normalizado por X^{H} X. De esta manera,
z_{LS} es la correlación compleja del vector de la señal
recibida y el vector de la señal reconstruida y normalizada por una
potencia del vector de la señal reconstruida, idéntica a la
solución previa expresada por la ecuación
(8).
Esto concluye la descripción que incluye las
realizaciones preferentes de la presente invención. La descripción
anteriormente mencionada de la realización preferente de la
invención ha sido presentada para los propósitos de ilustración y
descripción. No se pretende que sea exhaustiva o que limite la
invención a la forma precisa expuesta. Son posibles muchas
modificaciones y variaciones a la luz de la enseñanza de arriba.
Se pretende que el alcance de la invención no
esté limitado por esta descripción detallada, sino más bien por las
reivindicaciones anexas a esto. La especificación de más arriba, los
ejemplos y los datos proporcionan una descripción completa de la
fabricación y uso de los aparatos y el método de la invención. Dado
que se pueden hacer muchas realizaciones de la invención sin salir
del alcance de la invención, la invención reside en las
reivindicaciones anexas a continuación.
Claims (10)
1. Un método de recibir señales de modulación en
capas, que comprende:
recibir una señal de modulación en capas que
incluye una señal de la capa superior y una señal de la capa
inferior (602);
demodular y descodificar la señal de la capa
superior de la señal de modulación en capas recibida (604);
caracterizado por
estimar un factor de amplitud de la capa
superior y un factor de fase de la capa inferior de la señal de
modulación en capas recibida (618);
reconstruir una señal de la capa superior
substancialmente ideal de la señal de la capa superior demodulada y
descodificada que incluye adaptar una amplitud ideal y una fase
ideal aplicando el factor de amplitud de la capa superior y el
factor de fase de la capa superior a la señal ideal de la capa
superior reconstruida (620);
sustraer la señal ideal de la capa superior
reconstruida de la señal de modulación en capas recibida (622) para
producir la señal de la capa inferior para procesar.
2. El método de la reivindicación 1, en donde
el factor de fase de la capa superior y el factor de amplitud de la
capa superior se combinan para formar un factor multiplicador
complejo, que es la correlación compleja de un vector de la señal
recibida y un vector de la señal reconstruida y normalizada por una
potencia del vector de la señal reconstruida.
3. El método de la reivindicación 2, en donde
el factor multiplicador complejo se expresa matemáticamente
por
z_{LS} = (X^{H} X)^{-1} X^{H} R, donde R es el vector de la señal recibida y X es el vector de la señal reconstruida.
z_{LS} = (X^{H} X)^{-1} X^{H} R, donde R es el vector de la señal recibida y X es el vector de la señal reconstruida.
4. El método de la reivindicación 1, en donde
el factor de fase de la capa superior se estima de un vector medio
de una distribución de la señal de modulación en capas recibida
respecto a uno o más nodos de constelación de la señal de la capa
superior.
5. El método de la reivindicación 1, en donde
el factor de amplitud de la capa superior se estima de un vector
medio de una distribución de la señal de modulación en capas
recibida respecto a uno o más nodos de constelación de la señal de
la capa superior.
6. Un aparato para recibir señales de
modulación en capas, que comprende:
un procesador de señal para demodular (504) y
descodificar (508) una señal de la capa superior de una señal de
modulación en capas recibida (502) en donde la señal recibida
incluye la señal de la capa superior y una señal de la capa
inferior; caracterizada por
un estimador (522) para estimar un factor de
amplitud de la capa superior y un factor de fase de la capa superior
de la señal de modulación en capas recibida (502);
un sintetizador (514) para reconstruir una señal
de la capa superior substancialmente ideal de la señal de la capa
superior demodulada y descodificada (510) que incluye adaptar una
amplitud ideal y una fase ideal aplicando el factor de amplitud de
la capa superior y el factor de fase de la capa superior a la señal
ideal de la capa superior reconstruida; y
un sustractor (524) para sustraer la señal ideal
de la capa superior reconstruida de la señal de modulación en capas
recibida para producir la señal de la capa inferior para
procesar.
7. El aparato de la reivindicación 6, en donde
el factor de fase de la capa superior y el factor de amplitud de la
capa superior se combinan en un factor multiplicador complejo, que
es la correlación compleja de un vector de la señal recibida y un
vector de la señal reconstruida y normalizado por una potencia del
vector de la señal reconstruida.
8. El aparato de la reivindicación 7, en donde
el factor multiplicador complejo se expresa matemáticamente
por
z_{LS} = (X^{H} X)^{-1} X^{H} R, donde R es un vector de la señal recibida y X es un vector de la señal reconstruida.
z_{LS} = (X^{H} X)^{-1} X^{H} R, donde R es un vector de la señal recibida y X es un vector de la señal reconstruida.
9. El aparato de la reivindicación 6, en donde
el factor de fase de la capa superior se estima de un vector medio
de una distribución de la señal de modulación en capas recibida
respecto a uno o más nodos de constelación de la señal de la capa
superior.
10. El aparato de la reivindicación 6, en donde
el factor de amplitud de la capa superior se estima de un vector
medio de una distribución de la señal de modulación en capas
recibida respecto a uno o más nodos de constelación de la señal de
la capa superior.
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