ES2322077T3 - Transmision escalonada de señales piloto para una estimacion de canal y seguimiento del tiempo. - Google Patents
Transmision escalonada de señales piloto para una estimacion de canal y seguimiento del tiempo. Download PDFInfo
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- 230000005540 biological transmission Effects 0.000 title description 57
- 230000004044 response Effects 0.000 claims abstract description 196
- 238000000034 method Methods 0.000 claims abstract description 54
- 230000008569 process Effects 0.000 claims abstract description 21
- 238000001514 detection method Methods 0.000 claims abstract description 20
- 238000004891 communication Methods 0.000 claims abstract description 15
- 238000009795 derivation Methods 0.000 claims description 33
- 238000012545 processing Methods 0.000 claims description 16
- 230000009466 transformation Effects 0.000 claims 1
- 239000013598 vector Substances 0.000 description 21
- 238000001914 filtration Methods 0.000 description 18
- 239000011159 matrix material Substances 0.000 description 7
- 230000001364 causal effect Effects 0.000 description 6
- 230000008054 signal transmission Effects 0.000 description 5
- 230000006870 function Effects 0.000 description 4
- 125000004122 cyclic group Chemical group 0.000 description 3
- 238000013461 design Methods 0.000 description 3
- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 3
- 230000000694 effects Effects 0.000 description 3
- 230000006872 improvement Effects 0.000 description 3
- 230000000295 complement effect Effects 0.000 description 2
- 238000013213 extrapolation Methods 0.000 description 2
- 238000012544 monitoring process Methods 0.000 description 2
- 239000000654 additive Substances 0.000 description 1
- 230000000996 additive effect Effects 0.000 description 1
- 230000002776 aggregation Effects 0.000 description 1
- 238000004220 aggregation Methods 0.000 description 1
- 238000003491 array Methods 0.000 description 1
- 238000004364 calculation method Methods 0.000 description 1
- 230000000052 comparative effect Effects 0.000 description 1
- 230000001934 delay Effects 0.000 description 1
- 230000008030 elimination Effects 0.000 description 1
- 238000003379 elimination reaction Methods 0.000 description 1
- 238000005562 fading Methods 0.000 description 1
- 238000012986 modification Methods 0.000 description 1
- 230000004048 modification Effects 0.000 description 1
- 230000007480 spreading Effects 0.000 description 1
- 230000017105 transposition Effects 0.000 description 1
Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04B—TRANSMISSION
- H04B1/00—Details of transmission systems, not covered by a single one of groups H04B3/00 - H04B13/00; Details of transmission systems not characterised by the medium used for transmission
- H04B1/76—Pilot transmitters or receivers for control of transmission or for equalising
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- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
- H04L25/00—Baseband systems
- H04L25/02—Details ; arrangements for supplying electrical power along data transmission lines
- H04L25/0202—Channel estimation
- H04L25/022—Channel estimation of frequency response
-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
- H04L23/00—Apparatus or local circuits for systems other than those covered by groups H04L15/00 - H04L21/00
- H04L23/02—Apparatus or local circuits for systems other than those covered by groups H04L15/00 - H04L21/00 adapted for orthogonal signalling
-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
- H04L25/00—Baseband systems
- H04L25/02—Details ; arrangements for supplying electrical power along data transmission lines
- H04L25/0202—Channel estimation
- H04L25/0212—Channel estimation of impulse response
-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
- H04L25/00—Baseband systems
- H04L25/02—Details ; arrangements for supplying electrical power along data transmission lines
- H04L25/0202—Channel estimation
- H04L25/0224—Channel estimation using sounding signals
- H04L25/0228—Channel estimation using sounding signals with direct estimation from sounding signals
-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
- H04L27/00—Modulated-carrier systems
- H04L27/26—Systems using multi-frequency codes
-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
- H04L27/00—Modulated-carrier systems
- H04L27/26—Systems using multi-frequency codes
- H04L27/2601—Multicarrier modulation systems
- H04L27/2647—Arrangements specific to the receiver only
- H04L27/2655—Synchronisation arrangements
- H04L27/2662—Symbol synchronisation
-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
- H04L27/00—Modulated-carrier systems
- H04L27/26—Systems using multi-frequency codes
- H04L27/2601—Multicarrier modulation systems
- H04L27/2647—Arrangements specific to the receiver only
- H04L27/2655—Synchronisation arrangements
- H04L27/2689—Link with other circuits, i.e. special connections between synchronisation arrangements and other circuits for achieving synchronisation
- H04L27/2695—Link with other circuits, i.e. special connections between synchronisation arrangements and other circuits for achieving synchronisation with channel estimation, e.g. determination of delay spread, derivative or peak tracking
-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
- H04L5/00—Arrangements affording multiple use of the transmission path
- H04L5/003—Arrangements for allocating sub-channels of the transmission path
- H04L5/0048—Allocation of pilot signals, i.e. of signals known to the receiver
Landscapes
- Engineering & Computer Science (AREA)
- Signal Processing (AREA)
- Computer Networks & Wireless Communication (AREA)
- Power Engineering (AREA)
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- Synchronisation In Digital Transmission Systems (AREA)
Abstract
Un procedimiento para realizar una estimación de canal y un seguimiento del tiempo en un sistema (100) de comunicaciones multiportadora, que comprende: obtener (516, 716) una pluralidad de estimaciones de respuesta de impulso iniciales para una pluralidad de diferentes grupos de subbandas de frecuencia, en el que cada grupo incluye una pluralidad diferente de subbandas de frecuencia seleccionadas de entre N subbandas de frecuencia del sistema (100), donde N es un número entero mayor que uno; procesar (518) un primer conjunto de estimaciones de respuesta de impulso iniciales, de entre la pluralidad de estimaciones de respuesta de impulso iniciales, para obtener una primera estimación de respuesta de impulso de longitud L1 que se usa para la detección y la descodificación de datos, donde L1 es un número entero igual o mayor que uno; y procesar (718) un segundo conjunto de estimaciones de respuesta de impulso iniciales, de entre la pluralidad de estimaciones de respuesta de impulso iniciales, para obtener una segunda estimación de respuesta de impulso de longitud L 2 que se usa para el seguimiento del tiempo, donde L 2 es mayor que L 1.
Description
Transmisión escalonada de señales piloto para
una estimación de canal y seguimiento del tiempo.
La presente invención se refiere en general a la
comunicación de datos y, más específicamente, a la transmisión de
señales piloto, a la estimación de canal y al seguimiento del tiempo
en un sistema de comunicaciones multiportadora.
La multiplexación por división de frecuencia
ortogonal (OFDM, orthogonal frequency division multiplexing)
es una técnica de modulación multiportadora que divide de una manera
eficaz el ancho de banda global del sistema en múltiples subbandas
de frecuencia ortogonales. Estas subbandas también se denominan
tonos, subportadoras, bins y canales de frecuencia. Con
OFDM, cada subbanda está asociada con una subportadora respectiva
que puede modularse con datos.
En un sistema OFDM, una entidad de transmisión
procesa datos para obtener símbolos de modulación y realiza
adicionalmente una modulación OFDM sobre los símbolos de modulación
para generar símbolos OFDM. Después, la entidad de transmisión
condiciona y transmite los símbolos OFDM a través de un canal de
comunicación. Una entidad de recepción normalmente necesita obtener
un tiempo de símbolo relativamente preciso con el fin de recuperar
los datos enviados por la entidad de transmisión. Con frecuencia, la
entidad de recepción no sabe el tiempo en el que la entidad de
transmisión envió cada símbolo OFDM ni el retardo de propagación
introducido por el canal de comunicación. La entidad de recepción
necesitaría entonces averiguar el tiempo de cada símbolo OFDM
recibido a través del canal de comunicación con el fin de realizar
adecuadamente la desmodulación OFDM complementaria sobre el símbolo
OFDM recibido. La entidad de recepción también necesita una buena
estimación de la respuesta del canal de comunicación con el fin de
realizar una detección de datos para obtener buenas estimaciones de
los símbolos de modulación enviados por la entidad de
transmisión.
Magnus Sandell y Ove Edfors describen en "A
comparative study of pilot-based channel estimators
for wireless OFDM" ejemplos para una estimación de canal en
OFDM.
El documento US 2003/081695 revela una
estimación de canal basada en la agregación de respuestas sucesivas
de canal de frecuencia parcial para ráfagas consecutivas.
La entidad de transmisión utiliza recursos del
sistema para llevar a cabo la estimación de canal y el seguimiento
del tiempo, y la entidad de recepción también utiliza recursos para
realizar estas tareas. Los recursos utilizados por la entidad de
transmisión y por la entidad de recepción para la estimación de
canal y el seguimiento de tiempo representan una sobrecarga. Por
tanto, es deseable minimizar la cantidad de recursos utilizados
tanto por la entidad de transmisión como por la entidad de
recepción para estas tareas.
Por lo tanto, en la técnica existe la necesidad
de técnicas que lleven a cabo de manera eficaz la estimación de
canal y el seguimiento de tiempo en un sistema OFDM.
Esta necesidad se satisface mediante el
procedimiento según la reivindicación independiente 1 y mediante el
aparato según la reivindicación independiente 22. En este documento
se describen técnicas para realizar una transmisión
"escalonada" de señales piloto, una estimación de canal y un
seguimiento del tiempo en un sistema de comunicaciones (por
ejemplo, OFDM) multiportadora. Para permitir que una entidad de
recepción derive una estimación de canal de mayor longitud
limitando al mismo tiempo la cantidad de recursos utilizados para la
transmisión de señales piloto, una entidad de transmisión puede
transmitir una señal piloto sobre diferentes grupos de subbandas en
diferentes intervalos de tiempo (por ejemplo, periodos de símbolo
diferentes). N subbandas del sistema pueden disponerse en M grupos
no solapados. Cada grupo puede incluir P = N/M subbandas que se
distribuyen a través de las N subbandas. La entidad de transmisión
puede transmitir la señal piloto sobre un grupo de subbandas
diferente en cada intervalo de tiempo. La entidad de transmisión
puede seleccionar todos los M grupos de subbandas en M intervalos
de tiempo basándose en un patrón de escalonamiento de señales
piloto. Como alternativa, la entidad de transmisión puede usar
muchos o la mayoría de los M grupos de subbandas en diferentes
intervalos de tiempo, de manera que un número sustancial de todas
las subbandas utilizables para la transmisión en el sistema se usan
para la transmisión de señales piloto en intervalos de tiempo
diferentes. El número sustancial de subbandas puede ser, por
ejemplo, todas las subbandas utilizables, tres cuartos de las
subbandas utilizables, al menos la mitad de las subbandas
utilizables, o algún otro porcentaje significativo de las subbandas
utilizables. La entidad de recepción puede derivar una estimación de
respuesta de impulso inicial con P derivaciones de canal basándose
en la señal piloto recibida en un grupo de subbandas. La entidad de
recepción puede derivar una estimación de respuesta de impulso de
mayor longitud (con hasta N derivaciones de canal) filtrando las
estimaciones de respuesta de impulso iniciales obtenidas para un
número suficiente de diferentes grupos de subbandas, tal y como se
describe posteriormente.
La entidad de recepción puede derivar dos
estimaciones de respuesta de impulso de mayor longitud de dos
longitudes L_{1} y L_{2}, diferentes que pueden usarse para la
detección/descodificación de datos y para el seguimiento del
tiempo, respectivamente, donde L_{1} = S_{1} \cdot P y L_{2}
= S_{2} \cdot P. Cada estimación de respuesta de impulso de
mayor longitud puede derivarse en base a un filtro diferente en el
dominio de tiempo que filtre S o más estimaciones de respuesta de
impulso iniciales obtenidas para S o más grupos de subbandas
diferentes, donde S puede ser S_{1} o S_{2}. Para cada
estimación de respuesta de impulso de mayor longitud, las primeras
P derivaciones de canal son para un "canal principal", y las
restantes derivaciones de canal son para un "canal
secundario". Los coeficientes para cada filtro en el dominio de
tiempo pueden seleccionarse según varios criterios. Por ejemplo,
los coeficientes para el canal principal pueden seleccionarse para
(1) cancelar el canal secundario, (2) suprimir la variación de
tiempo en el canal principal, (3) proporcionar una estimación
insesgada del canal principal, etc. Los detalles del filtrado se
describen posteriormente. Diversos aspectos y realizaciones de la
invención también se describirán posteriormente con mayor
detalle.
Las características y la naturaleza de la
presente invención resultarán más evidentes a partir de la
descripción detallada expuesta posteriormente cuando se toma junto
con los dibujos en los que los mismos caracteres de referencia se
identifican de manera correspondiente a lo largo de los dibujos y en
los que:
La Fig. 1 muestra un diagrama de bloques de una
entidad de transmisión y de una entidad de recepción;
La Fig. 2 muestra una estructura de subbandas de
entrelazado;
La Fig. 3 muestra una estimación de respuesta de
impulso para un entrelazado;
Las Figs. 4A a 4C muestran tres patrones
diferentes de escalamiento de señales piloto;
La Fig. 5 muestra un proceso para derivar una
estimación de canal usada para la detección de datos;
Las Figs. 6A y 6B ilustran una ambigüedad en una
estimación de respuesta de impulso de canal debida a una
incertidumbre de tiempo;
La Fig. 7 muestra un proceso para realizar el
seguimiento del tiempo;
La Fig. 8 muestra un estimador de canal y una
unidad de seguimiento del tiempo; y
La Fig. 9 muestra un filtro para derivar una
estimación de respuesta de impulso de mayor longitud.
La palabra "ejemplar" se usa en este
documento con el significado de "que sirve como un ejemplo, como
un modelo o como una ilustración". Cualquier realización o
diseño descritos en este documento como "ejemplares" no deben
considerarse necesariamente como preferidos o ventajosos sobre otras
realizaciones o diseños.
La Fig. 1 muestra un diagrama de bloques de una
entidad 110 de transmisión y de una entidad 150 de recepción de un
sistema 100 OFDM. La entidad 110 de transmisión puede ser una
estación base o un dispositivo inalámbrico, y la entidad 150 de
recepción también puede ser una estación base o un dispositivo
inalámbrico. Generalmente, una estación base es una estación fija y
también puede denominarse como un sistema transceptor base (BTS,
base transceiver system), un punto de acceso o puede
utilizarse cualquier otra terminología. Un dispositivo inalámbrico
puede ser fijo o móvil y también puede denominarse como un terminal
de usuario, una estación móvil o puede utilizarse cualquier otra
terminología.
En la entidad 110 de transmisión, un procesador
120 de señales piloto y de datos de transmisión (TX) recibe
diferentes tipos de datos (por ejemplo, datos de tráfico/de paquete
y datos de sobrecarga/de control) y procesa (por ejemplo, codifica,
intercala y mapea símbolos) los datos para generar símbolos de
datos. Tal y como se usa en este documento, un "símbolo de
datos" es un símbolo de modulación para datos, "un símbolo de
señal piloto" es un símbolo de modulación para una señal piloto
(que son datos que se conocen a priori tanto por la entidad de
transmisión como por la entidad de recepción), y un símbolo de
modulación es un valor complejo para un punto en una constelación
de señales para un esquema de modulación (por ejemplo,
M-PSK, M-QAM, etc.). El procesador
120 proporciona símbolos de señal piloto y de datos a un modulador
130 OFDM.
El modulador 130 OFDM multiplexa los símbolos de
señal piloto y de datos en las subbandas apropiadas y realiza
adicionalmente una modulación OFDM sobre los símbolos multiplexados
para generar símbolos OFDM. Para cada periodo de símbolo, el
modulador 130 OFDM realiza una transformada rápida de Fourier
inversa (IFFT, inverse fast Fourier transform) de N puntos
sobre N símbolos multiplexados para N subbandas totales y obtiene un
símbolo "transformado" que contiene N muestras en el dominio
de tiempo. Cada muestra es un valor complejo que ha de transmitirse
en un periodo de muestra. Después, el modulador 130 OFDM repite una
parte de cada símbolo transformado para formar un símbolo OFDM que
contenga N + C muestras, donde C es el número de muestras que están
repitiéndose. La parte repetida se denomina frecuentemente como un
prefijo cíclico y se usa para combatir la interferencia entre
símbolos (ISI, inter-symbol interference)
provocada por el desvanecimiento selectivo de la frecuencia. Un
periodo de símbolo OFDM (o simplemente, un periodo de símbolo) es la
duración de un símbolo OFDM y es igual a N + C periodos de muestra.
El modulador 130 OFDM proporciona un flujo de símbolos OFDM a una
unidad 132 de transmisión (TMTR). La unidad 132 de transmisión
procesa (por ejemplo, convierte a analógico, amplifica, filtra y
convierte ascendentemente la frecuencia) el flujo de símbolos OFDM
para generar una señal modulada que se transmite después desde una
antena 134.
En la entidad 150 de recepción, la señal
transmitida desde la entidad 110 de transmisión se recibe mediante
una antena 152 y se proporciona a una unidad 154 de recepción
(RCVR). La unidad 154 de recepción procesa (por ejemplo, filtra,
amplifica, convierte descendentemente la frecuencia y digitaliza) la
señal recibida y proporciona un flujo de muestras de entrada. Un
desmodulador 160 OFDM (Demod) realiza una desmodulación OFDM sobre
las muestras de entrada y proporciona símbolos de señal piloto y de
datos recibidos. Un detector 170 realiza la detección de datos (por
ejemplo, ecualización o filtrado adaptado) sobre los símbolos de
datos recibidos con una estimación de canal de un estimador 172 de
canal y proporciona símbolos de datos detectados, que son
estimaciones de los símbolos de datos enviados por la entidad 110
de transmisión. Un procesador 180 de datos de recepción (RX)
procesa (por ejemplo, desmapea los símbolos, desintercala y
descodifica) los símbolos de datos detectados y proporciona datos
descodificados. En general, el procesamiento mediante el
desmodulador 160 OFDM y el procesador 180 de datos RX es
complementario al procesamiento mediante el modulador 130 OFDM y el
procesador 120 de señales piloto y de datos TX, respectivamente, en
la entidad 110 de transmisión.
El estimador 172 de canales deriva estimaciones
de respuesta de impulso basándose en los símbolos de señal piloto
recibidos desde el desmodulador 160 OFDM y deriva adicionalmente
estimaciones de respuesta de frecuencia usadas por el detector 170.
Una unidad 162 de sincronización realiza el seguimiento del tiempo y
determina el tiempo de símbolo basándose en las estimaciones de
respuesta de impulso del estimador 172 de canal. El desmodulador
160 OFDM realiza la desmodulación OFDM basándose en el tiempo de
símbolo a partir de la unidad 162.
Los controladores 140 y 190 dirigen el
funcionamiento de la entidad 110 de transmisión y de la entidad 150
de recepción, respectivamente. Las unidades 142 y 192 de memoria
proporcionan almacenamiento para datos y códigos de programa usados
por los controladores 140 y 190, respectivamente.
Los datos y las señales piloto pueden
transmitirse de diferentes maneras en el sistema 100. Por ejemplo,
los datos y las señales piloto pueden transmitirse (1)
simultáneamente en el mismo periodo de símbolo usando multiplexación
por división de frecuencia (FDM, frequency division
multiplexing), (2) secuencialmente en diferentes periodos de
símbolo usando multiplexación por división de tiempo (TDM, time
division multiplexing) o (3) usando una combinación de FDM y
TDM. Las N subbandas totales también pueden usarse para transmitir
señales piloto y datos de diferentes maneras. Posteriormente se
describe un esquema ejemplar de transmisión de señales piloto/de
datos.
La Fig. 2 muestra una estructura 200 de
subbandas de entrelazado que puede usarse para la transmisión de
señales piloto y de datos en el sistema 100. El sistema 100 tiene
un ancho de banda global de sistema de BW MHz que se divide en N
subbandas de frecuencia ortogonales usando OFDM. Cada subbanda tiene
un ancho de banda de BW/N MHz. De las N subbandas totales, sólo
pueden usarse U subbandas para la transmisión de señales piloto y de
datos, donde U \leq N, y las G = N - U subbandas restantes pueden
estar sin usarse y servir como subbandas de protección. Como
ejemplo específico, el sistema 100 puede utilizar una estructura
OFDM con N = 4096 subbandas, U = 4000 subbandas utilizables y G =
96 subbandas de protección. Por simplicidad, la siguiente
descripción supone que todas las N subbandas pueden usarse para la
transmisión de señales piloto y de datos. A estas N subbandas se
les asignan índices de k = 1 ... N.
Las N subbandas totales pueden estar dispuestas
en M "entrelazados" o grupos de subbandas inconexas. Los M
entrelazados son inconexos o no están solapados ya que cada una de
las N subbandas totales pertenece solamente a un entrelazado. Cada
entrelazado contiene P subbandas, donde P\cdotM = N. A los M
entrelazados se les asignan índices de m = 1...M, y a las P
subbandas de cada entrelazado se les asignan índices de p =
1 ... P.
Las P subbandas para cada entrelazado pueden
estar distribuidas uniformemente a través de las N subbandas
totales de manera que las subbandas consecutivas del entrelazado
estén separadas por M subbandas. Cada entrelazado m, para
m = 1 ... M, puede incluir P subbandas con los siguientes
k índices:
Tal y como se muestra en la Fig. 2, el
entrelazado 1 contiene subbandas con índices k = 1, M + 1, 2M
+ 1, etc., el entrelazado 2 contiene subbandas con índices k
= 2, M + 2, 2M + 2, etc., y el entrelazado M contiene subbandas con
índices k = M, 2M, 3M, etc. Por tanto, las P subbandas de
cada entrelazado están entrelazadas con las P subbandas de cada uno
de los demás M - 1 entrelazados. Cada entrelazado está asociado
además con una fase de escalonamiento m, que es igual al
índice k de la primera subbanda del entrelazado.
En general, el sistema 100 puede utilizar
cualquier estructura OFDM con cualquier número de subbandas de
protección y utilizables totales. También puede formarse cualquier
número de entrelazados. Cada entrelazado puede contener cualquier
número de subbandas y cualquiera de las N subbandas totales. Los
entrelazados pueden contener el mismo o diferente número de
subbandas. Por motivos de claridad, la siguiente descripción es para
la estructura de subbanda de entrelazado mostrada en la Fig. 2 con
M entrelazados, conteniendo cada entrelazado P subbandas
distribuidas uniformemente. Esta estructura de subbandas de
entrelazado proporciona varias ventajas. En primer lugar, se
consigue una diversidad de frecuencias ya que cada entrelazado
contiene subbandas tomadas a través de todo el ancho de banda del
sistema. En segundo lugar, una entidad de recepción puede recuperar
símbolos de señal piloto/de datos enviados sobre un entrelazado
determinado realizando una FFT de P puntos parcial en lugar de una
FFT de N puntos completa, lo que puede simplificar el procesamiento
en la entidad de recepción.
Un canal de comunicación entre la entidad 110 de
transmisión y la entidad 150 de recepción del sistema 100 OFDM
puede caracterizarse por una respuesta de impulso de canal en el
dominio de tiempo o por una respuesta de frecuencia de canal en el
dominio de frecuencia. Tal y como se utiliza en este documento,
siendo compatible con la terminología convencional, una
"respuesta de impulso de canal" o "respuesta de impulso"
es una respuesta del canal en el dominio de tiempo, y una
"respuesta de frecuencia de canal" o "respuesta de
frecuencia" es una respuesta del canal en el dominio de
frecuencia. En un sistema de datos muestreados, la respuesta
frecuencia de canal es la transformada discreta de Fourier (DFT,
discrete Fourier transform) de la respuesta de impulso de
canal. Esta relación puede expresarse de forma matricial de la
siguiente manera:
donde
h_{Nx1} es un vector N x 1 para la
respuesta de impulso del canal de comunicación;
H_{Nx1} es un vector N x 1 para la
respuesta de frecuencia del canal de comunicación;
W_{NxN} es una matriz de Fourier N x N;
y
"H" denota una transpuesta
conjugada
La matriz de Fourier W_{NxN} se define
de manera que la entrada (l,n)-ésima, W^{l,n}_{N},
viene dada como:
donde l es un índice de fila
y n es un índice de
columna.
La respuesta de impulso de canal
h_{Nx1} está compuesta por N derivaciones de canal, estando
definida cada derivación de canal h_{\ell} mediante un
valor de ganancia complejo igual a cero o distinto de cero en un
retardo de derivación \ell específico. La respuesta de
frecuencia de canal H_{Nx1} está compuesta por N ganancias
de canal para las N subbandas totales, siendo cada ganancia de canal
H_{k} un valor de ganancia complejo para una subbanda k
específica.
Si los símbolos de señal piloto se transmiten en
las P subbandas del entrelazado m, entonces los símbolos de
señal piloto recibidos para este entrelazado pueden expresarse
como:
donde
X_{m} es un vector P x 1 con P símbolos
de señal piloto enviados en las P subbandas del entrelazado
m;
Y_{m} es un vector P x 1 con P símbolos
de señal piloto recibidos obtenidos mediante la entidad de recepción
para las P subbandas del entrelazado m;
H_{m} es un vector P x 1 para la
respuesta de frecuencia de canal real para el entrelazado
m;
N_{m} es vector de ruido P x 1 para las
P subbandas del entrelazado m; y
"º" denota el producto Hadamard, que es un
producto entre cada elemento, donde el elemento i-ésimo de
Y_{m} es el producto de los elementos i-ésimos de
X_{m} y H_{m}.
El vector H_{m} contiene solamente P
entradas del vector H_{Nx1} para las P subbandas del
entrelazado m. Por simplicidad, se supone que el ruido
N_{m} es ruido gaussiano blanco aditivo (AWGN, additive
white Gaussian noise) con media cero y una varianza de
\sigma^{2}.
Puede obtenerse una estimación de respuesta de
frecuencia inicial para el entrelazado m de la siguiente
manera:
donde
\hat{\underline{H}}_{m} es un vector P x 1
para la estimación de respuesta de frecuencia inicial para el
entrelazado m.
\hat{\underline{H}}_{m} contiene P
estimaciones de ganancia de canal para P subbandas del entrelazado
m que pueden obtenerse en base a P relaciones entre cada
elemento de los símbolos de señal piloto recibidos con respecto a
los símbolos de señal piloto transmitidos, tal y como se muestra en
la ecuación (5). Si el entrelazado m contiene subbandas no
utilizadas con símbolos de señal piloto no recibidos, entonces puede
usarse extrapolación, interpolación y/u otra técnica para estimar
las ganancias de canal para estas subbandas no utilizadas.
Puede obtenerse una estimación de respuesta de
impulso de P derivaciones que use el entrelazo m realizando
una IFFT de P puntos sobre la estimación de respuesta de frecuencia
inicial \hat{\underline{H}}_{m} de la siguiente
manera:
donde
\hat{\underline{h}}_{m} es un vector P x
1 para la estimación de respuesta de impulso para el entrelazado
m;
W_{PxP} es una matriz de Fourier P x P
con elementos definidos tal y como se muestra en la ecuación (3);
y
W _{m} es una matriz diagonal
P x P que contiene W^{-m,p}_{N} para el elemento diagonal
p-ésimo, para p = 1 ... P, y ceros en las demás
posiciones, donde 101
La componente de canal en los P elementos del
vector W^{H}_{PxP} \cdot \hat{\underline{H}}_{m} una
pendiente de fase que puede expresarse como: 102
para p = 1 ... P. La inclinación de la pendiente de fase se
determina mediante la fase de escalonamiento m del
entrelazado m.
La pendiente de fase puede eliminarse
multiplicando cada elemento de W^{H}_{PxP} \cdot
\hat{\underline{H}}_{m} con W^{-m,p}_{N} para obtener
un elemento correspondiente de \hat{\underline{h}}_{m}. Los P
elementos de \hat{\underline{h}}_{m} pueden expresarse como:
103 para p = 1 ... P.
\hat{\underline{h}}_{m} contiene P
derivaciones de canal y se obtiene en base a
\hat{\underline{H}}_{m} que contiene P estimaciones de
ganancia de canal para las P subbandas del entrelazado m.
Puesto que la respuesta de impulso de canal real h_{Nx1}
está compuesta por N derivaciones de canal, la estimación de
respuesta de impulso inicial \hat{\underline{h}}_{m} se
submuestrea en el dominio de frecuencia mediante las P subbandas
del entrelazado m. Este submuestreo en el dominio de
frecuencia provoca el solapamiento de la respuesta de impulso de
canal h_{Nx1} en el dominio de tiempo. La estimación de
respuesta de impulso inicial \hat{\underline{h}}_{m} puede
expresarse como:
donde
h_{Nx1} = [h^{T}_{1}
h^{T}_{2} ... h^{T}_{M}]^{T} es
la respuesta de impulso de canal real de longitud completa;
h_{s}, para s = 1 ... M, es un
vector P x 1 que contiene P derivaciones de canal en
h_{Nx1} con índices de derivación de (s - 1)
\cdot P + 1 hasta s \cdot P;
n es un vector de ruido P x 1 para la
estimación de respuesta de impulso inicial
\hat{\underline{h}}_{m}; 104
"T" denota una transposición.
Un "patrón de solapamiento" correspondiente
a una fase de escalonamiento m puede definirse como
{W^{s,m}_{M}}, para s = 1 ... M, e incluir los
coeficientes usados para la ecuación (7). La respuesta de impulso de
canal real de longitud completa h_{Nx1} está compuesta por
M segmentos. Cada segmento s contiene P derivaciones de
canal consecutivas en h_{Nx1} y se representa mediante un
vector h _{s}. La ecuación (7) indica que los M
segmentos se solapan y se combinan cuando se submuestrean en el
dominio de frecuencia, y los coeficientes de combinación se
proporcionan mediante el patrón de solapamiento.
La Fig. 3 muestra una estimación 300 de
respuesta de impulso obtenida en base a símbolos de señal piloto
recibidos en P subbandas de un entrelazado. La respuesta de impulso
de canal de longitud completa h_{Nx1 }está compuesta por N
derivaciones de canal con índices de 1 hasta N. Las primeras P
derivaciones de canal en h_{Nx1 }están contenidas en
h_{1} y pueden denominarse como el canal principal. Las N -
P derivaciones de canal restantes en h_{Nx1 }están
contenidas en h_{2} hasta h_{M} y pueden
denominarse como el canal secundario. Las derivaciones del canal
secundario se solapan cuando se submuestrean en el dominio de
frecuencia. El solapamiento da como resultado las derivaciones de
canal secundario con índices de P + \ell, 2P + \ell, ..., y (M
- 1) \cdot P + \ell apareciendo todas ellas con el índice de
derivación \ell, para \ell = 1 ... P. Las P derivaciones de
canal en \hat{\underline{h}}_{m} contienen por tanto P
derivaciones de canal principal así como N-P
derivaciones de canal secundario. Cada derivación de canal
secundario solapada produce errores en la estimación de la
derivación de canal principal correspondiente.
Puede obtenerse una estimación de respuesta de
impulso de mayor longitud con más de P derivaciones de canal
transmitiendo símbolos de señal piloto sobre múltiples entrelazados.
Un entrelazado puede usarse para la transmisión de señales piloto
en cada periodo de símbolo y pueden usarse diferentes entrelazados
para la transmisión de señales piloto en diferentes periodos de
símbolo. El uso de múltiples entrelazados para la transmisión de
señales piloto permite que la entidad de recepción obtenga una
estimación de canal de mayor longitud, lo que puede mejorar el
rendimiento. Usando todos los M entrelazados para la transmisión de
señales piloto, es posible estimar toda la respuesta de impulso de
canal de longitud completa con N derivaciones de canal.
El entrelazado específico que se usa para la
transmisión de señales piloto en cada periodo de símbolo OFDM puede
determinarse mediante un patrón de escalonamiento de señales piloto.
Pueden usarse varios patrones de escalonamiento para la transmisión
de señales piloto. En una realización, un patrón de escalonamiento
puede seleccionar un entrelazado para la transmisión de señales
piloto en cada periodo de símbolo basándose en lo siguiente:
donde
t es un índice para el periodo de
símbolo;
\Deltam es la diferencia entre índices de
entrelazado para dos periodos de símbolo consecutivos;
m_{t} es el entrelazado que se utiliza
para la transmisión de señales piloto en el periodo de símbolo
t; y
(x, y) = 1 significa que x e
y son relativamente primos (es decir, el máximo común divisor
tanto para x como para y es uno).
Los términos -1 y +1 de la ecuación (8)
representan un esquema de numeración de índices de entrelazado que
empieza en "1" en lugar de "0". El entrelazado usado para
el primer periodo de símbolo es, m_{1}, donde
m_{1} \in {1...M}. Diferentes patrones de
escalonamiento "completo" pueden formarse con diferentes
valores de \Deltam. Un patrón de escalonamiento completo
es aquel que selecciona todos los M entrelazados para la transmisión
de señales piloto, por ejemplo, en M periodos de símbolo. Como
ejemplo, con \Deltam = 1, los M entrelazados se seleccionan
en orden secuencial, y el patrón de escalonamiento puede expresarse
como {1, 2, 3, ..., M}. Para el caso de M = 8, pueden usarse
valores de 1, 3, 5 y 7 para \Deltam para obtener diferentes
patrones de escalonamiento completo. De estos cuatro valores, 7 es
equivalente a 1 (en términos de funcionamiento) ya que
\Deltam = 1 es un incremento de uno y \Deltam = 7
es un decremento de uno, y 5 es equivalente a 3 por la misma
razón.
La Fig. 4A muestra un patrón 400 de
escalonamiento completo que puede usarse para la transmisión de
señales piloto. El eje vertical representa índices de entrelazado y
el eje horizontal representa el tiempo. Para este ejemplo, M = 8 y
se usa un entrelazado para la transmisión de señales piloto en cada
periodo de símbolo. El patrón 400 de escalonamiento se genera con
\Deltam = 1 en la ecuación (8), y el patrón de
escalonamiento completo puede expresarse como {1, 2, 3, 4, 5, 6, 7,
8}. La señal piloto se transmite por tanto sobre el entrelazado 1
en el periodo de símbolo 1, después sobre el entrelazado 2 en
periodo de símbolo 2, etc., después sobre el entrelazado 8 en el
periodo de símbolo 8, después otra vez sobre el entrelazado 1 en el
periodo de símbolo 9, etc. Se usan todos los ocho entrelazados para
la transmisión de señales piloto en cada duración de periodo de 8
símbolos.
La Fig. 4B muestra un patrón 410 de
escalonamiento completo que también puede usarse para la transmisión
de señales piloto. De nuevo, M = 8 y se usa un entrelazado para la
transmisión de señales piloto en cada periodo de símbolo. El patrón
410 de escalonamiento se genera con \Deltam = 3 en la
ecuación (8) y el patrón de escalonamiento completo puede
expresarse como {1, 4, 7, 2, 5, 8, 3, 6}. La señal piloto se envía
por tanto sobre el entrelazado 1 en el periodo de símbolo 1,
después sobre el entrelazado 4 en el periodo de símbolo 2, después
sobre el entrelazado 7 en el periodo de símbolo 3, etc. De nuevo, la
señal piloto se transmite sobre todos los ocho entrelazados en cada
duración de periodo de 8 símbolos. A los tres periodos de símbolo,
el patrón 410 de escalonamiento selecciona entrelazados con desfases
relativos de {1, 4, 7}, mientras que el patrón 400 de
escalonamiento selecciona entrelazados con desfases relativos de {1,
2, 3}. Por tanto, el patrón 410 de escalonamiento es más
"amplio" que el patrón 400 de escalonamiento y puede
proporcionar un mejor rendimiento.
La Fig. 4C muestra un patrón 420 de
escalonamiento completo que no satisface la ecuación (8) pero que
también puede usarse para la transmisión de señales piloto. Este
patrón de escalonamiento completo puede expresarse como {1, 5, 2,
6, 3, 7, 4, 8}. La señal piloto se transmite sobre todos los ocho
entrelazados en cada duración de periodo de ocho símbolos.
En general, la señal piloto puede transmitirse
sobre cualquier número de entrelazados y sobre cualquiera de los M
entrelazados en cada periodo de símbolo. El entrelazado particular
que se usa para la transmisión de señales piloto en cada periodo de
símbolo puede seleccionarse en base a cualquier patrón de
escalonamiento, tres de los cuales se muestran en las Figs. 4A a
4C. La señal piloto puede transmitirse sobre todos los M
entrelazados usando un patrón de escalonamiento completo o sobre un
subconjunto de los M entrelazados usando un patrón de
escalonamiento "parcial".
Puede obtenerse una estimación de respuesta de
impulso de mayor longitud \tilde{\underline{h}}_{Lx1}(t)
con L derivaciones de canal, donde P < L \leq N, filtrando
múltiples estimaciones de respuesta de impulso iniciales de P
derivaciones obtenidas para múltiples entrelazados. Este filtrado
en el dominio de tiempo puede realizarse, por ejemplo, con un
filtro de respuesta de impulso finito (FIR, finite impulse
response) de la siguiente manera:
donde
\hat{\underline{h}}(t) =
[\hat{h}_{1}(t) \hat{h}_{2}(t) ...
\hat{h}_{p}(t)]^{T} es una estimación de
respuesta de impulso inicial obtenida para un periodo de símbolo
t en base a una señal piloto recibida sobre el entrelazado
m_{t};
\tilde{\underline{h}}_{s}(t) =
[\tilde{h}_{s,1}(t) \tilde{h}_{s,2}(t) ...
\tilde{h}_{s,P}(t)]^{T} es un vector P x 1 que es una
estimación de la respuesta de impulso de canal
h_{s}(t) para el segmento s en el periodo
de símbolo t; \alpha_{s,\ell}(i) es un coeficiente
para la derivación de filtro i-ésima usada para derivar la
derivación de canal \ell-ésima en un segmento s;
N_{f} es el número de derivaciones no causales
para el filtro en el dominio de tiempo; y
N_{b} es el número de derivaciones causales
para el filtro en el dominio de tiempo.
La estimación de respuesta de impulso de L
derivaciones \tilde{\underline{h}}_{Lx1}(t) está
compuesta por S segmentos y viene dada como:
\tilde{\underline{h}}_{Lx1}(t) =
[\tilde{\underline{h}}^{T}_{1} (t)
\tilde{\underline{h}}^{T}_{2}(t) ...
\tilde{\underline{h}}^{T}_{S}(t)]^{T} donde S > 1
y L = S \cdot P. Cada segmento s, para s = 1... S,
contiene P derivaciones de canal que están incluidas en el vector
\tilde{\underline{h}}_{s}(t) \cdot
\tilde{\underline{h}}_{s}(t) que es una estimación de
\tilde{\underline{h}}_{s}(t), que es la respuesta de
impulso de canal real para el segmento s.
La ecuación (9) indica que las P derivaciones de
canal para cada segmento s pueden obtenerse filtrando
N_{f} + N_{b} estimaciones de respuesta de impulso iniciales
\hat{\underline{h}}(t + N_{f}) hasta
\hat{\underline{h}}(t-N_{b} + 1) que pueden obtenerse
sobre N_{f} + N_{b} periodos de símbolo para N_{f} + N_{b}
entrelazados diferentes. La estimación de respuesta de impulso
inicial \hat{\underline{h}}(t) para el periodo de símbolo
t actual está alineado en la derivación de filtro i =
0. La ecuación (9) también indica que cada derivación de canal
\tilde{\underline{h}}_{s, \ell}(t) en
\tilde{\underline{h}}_{Lx1}(t) puede obtenerse
multiplicando N_{f} + N_{b} derivaciones de canal
\tilde{\underline{h}}_{\ell}(t-N_{b} +
1) hasta \tilde{\underline{h}}_{\ell}(t + N_{f}) con
N_{f} + N_{b} coeficientes \alpha_{s, \ell}(N_{b}
- 1) hasta, \alpha_{s, \ell}(-N_{f}) respectivamente,
y combinando los N_{f} + N_{b} productos resultantes.
En general, los coeficientes para cada
derivación de canal \tilde{\underline{h}}_{s, \ell}(t) de
cada segmento s puede seleccionarse por separado. Además,
N_{f} y N_{b} pueden seleccionarse para cada derivación de canal
de cada segmento s. Por simplicidad, puede usarse un conjunto de
N_{f} + N_{b} coeficientes para todas las P derivaciones de
canal en cada segmento y pueden definirse S conjuntos de
coeficientes para los S segmentos de
\tilde{\underline{h}}_{Lx1}(t) . En este caso, los
coeficientes {\alpha_{s}(i)} para cada segmento s
no son una función del índice \ell de derivación de canal.
El filtrado en el dominio de tiempo también
puede realizarse usando otros tipos de filtro, tal como un filtro
de respuesta de impulso infinito (IIR, infinite impulse
response). El filtrado en el dominio de tiempo también puede
realizarse usando un filtro causal (con N_{f} = 0 y N_{b} \geq
1), un filtro no causal (con N_{f} \geq 1), o un filtro con
derivaciones tanto causales como no causales. Por claridad, la
siguiente descripción es para el filtro en el dominio de tiempo
mostrado en la ecuación (9).
Para obtener una estimación de respuesta de
impulso de mayor longitud \tilde{\underline{h}}_{2Px1}(t)
con L = 2P derivaciones de canal, la estimación de respuesta de
impulso inicial \tilde{\underline{h}}(t) obtenida en el
periodo de símbolo t para un entrelazado puede expresarse como:
donde 105 . La
ecuación (10) se deriva en base a la ecuación (7) y supone que los
segmentos 3 a M contienen derivaciones de canal de magnitud cero.
El vector h_{1}(t) contiene las primeras P
derivaciones de canal en h_{Nx1}(t) para el canal
principal. El vector h_{2}(t) contiene las
siguientes P derivaciones de canal en h_{Nx1}(t)
para el canal
secundario.
Los coeficientes para el filtro en el dominio de
tiempo para la estimación de canal principal
\tilde{\underline{h}}_{1}(t) puede seleccionarse
en base a varias restricciones tales como:
donde m_{t-i} es
el entrelazado usado para la transmisión de señales piloto en el
periodo de símbolo t - i, que corresponde a la derivación de
filtro i-ésima. Una estimación insesgada es aquella para la
que la media de la estimación (sobre el ruido) es igual al valor de
canal
perfecto.
La ecuación (11b) cancela la componente lineal
de la variación de canal sobre los N_{f} + N_{b} periodos de
símbolo, que sería la componente dominante a bajas velocidades y/o
pequeños N_{f} + N_{b}. La primera restricción en la ecuación
(11a) cancela la contribución del canal secundario
h_{2}(t), de manera que
\tilde{\underline{h}}_{1}(t) contiene principalmente
componentes del canal principal h_{1}(t). La
segunda restricción en la ecuación (11b) suprime la variación de
tiempo en el canal principal h_{1}(t) a través de
los N_{f} + N_{b} periodos de símbolo. La tercera restricción
en la ecuación (11c) proporciona una estimación insesgada de
h_{1}(t), de manera que la magnitud esperada de
\tilde{h}_{1, \ell}(t) es igual a h_{1,
\ell}(t) La cuarta restricción en la ecuación (11d) minimiza
la varianza de ruido en la estimación de canal principal
\tilde{\underline{h}}_{1}(t) . El número de derivaciones
(N_{f} + N_{b}) para el filtro en el dominio de tiempo
determina (1) el número de grados de libertad para seleccionar los
coeficientes y (2) el número de restricciones que pueden aplicarse
al seleccionar los coeficientes.
Los coeficientes para el filtro en el dominio de
tiempo para el canal secundario
\tilde{\underline{h}}_{2}(t) pueden seleccionarse en
base a varias restricciones tales como:
\vskip1.000000\baselineskip
\vskip1.000000\baselineskip
La primera restricción en la ecuación (12a)
cancela la contribución del canal principal
h_{1}(t), de manera que
\tilde{\underline{h}}_{2}(t) contiene principalmente
componentes del canal secundario h_{2}(t). La
segunda restricción en la ecuación (12b) suprime la variación de
tiempo en el canal principal h_{1}(t). La tercera
restricción en la ecuación (12c) proporciona una estimación
insesgada de h_{2}(t).
Como un ejemplo específico, puede usarse un
filtro en el dominio de tiempo de 3 derivaciones para derivar las
2P derivaciones de canal en
\tilde{\underline{h}}_{2Px1}(t) en base a
\tilde{\underline{h}}(t - 1),
\tilde{\underline{h}}(t), y
\tilde{\underline{h}}(t + 1) para tres periodos de
símbolo. El filtro de tiempo de 3 derivaciones puede diseñarse de
la siguiente manera. Usando la ecuación (10), la derivación de canal
\ell-ésima en periodos de símbolo t - 1, t y
t + 1, antes del filtrado en el dominio de tiempo, puede
expresarse como:
\vskip1.000000\baselineskip
\newpage
donde,
\hat{h}_{\ell}(t),
h_{1,\ell}(t), h_{2, \ell}(t) y
n_{\ell}(t) son el elemento \ell-ésimo de
\hat{\underline{h}}(t), h_{1}(t),
h_{2}(t), y n(t), respectivamente;
y
m_{t-1}, m_{t}
y m_{t+1} son los entrelazados usados para la transmisión
de señales piloto en periodos de símbolo t-1 , t y
t +1, respectivamente.
Para el filtro en el dominio de tiempo de 3
derivaciones para el patrón 410 de escalonamiento mostrado en la
Fig. 4B, con M = 8, m_{t-1} =
m_{t} - 3 y m_{t+1} = m_{t} + 3, las
restricciones usadas para seleccionar los coeficientes para la
estimación de canal principal
\tilde{\underline{h}}_{1}(t) pueden expresarse como:
La primera de las ecuaciones (para cancelar el
canal secundario) proviene de la ecuación (11a) y tiene la
forma:
\vskip1.000000\baselineskip
La solución al anterior conjunto de ecuaciones
para el canal principal viene dada como:
La ecuación (14) indica que los coeficientes
para la estimación de canal principal
\hat{\underline{h}}_{1}(t) son independientes del
periodo de símbolo t. Este conjunto de coeficientes suprime
la variación de tiempo en el canal principal
h_{1}(t) pero no suprime la variación de tiempo en
el canal secundario h_{2}(t). El error de la
variación de tiempo es proporcional a la energía de las derivaciones
de canal, que normalmente es baja para el canal secundario y
significativa solamente cuando la entidad de transmisión y/o de
recepción está desplazándose a gran velocidad. Por tanto, no
suprimir la variación de tiempo en el canal secundario
h_{2}(t) puede degradar el rendimiento solamente de
manera marginal, si es que se degrada.
Para el filtro en el dominio de tiempo de 3
derivaciones para el patrón 410 de escalonamiento mostrado en la
Fig. 4B, las restricciones usadas para seleccionar los coeficientes
para la estimación de canal secundario
\tilde{\underline{h}}_{2}(t) pueden expresarse como:
La tercera de las ecuaciones (para proporcionar
una estimación insesgada) se obtiene a partir de la ecuación (12c)
y tiene la forma:
La solución al anterior conjunto de ecuaciones
para el canal secundario viene dada por:
La ecuación (15) indica que los coeficientes
para el canal secundario dependen de la fase de escalonamiento
m_{t} del entrelazado m_{t} usado para la
transmisión de señales piloto en un periodo de símbolo t.
Para obtener una estimación de respuesta de
impulso de mayor longitud \hat{\underline{h}}_{3Px1}(t)
con L = 3P derivaciones de canal, la estimación de respuesta de
impulso inicial \hat{\underline{h}}(t) obtenida en un
periodo de símbolo t para un entrelazado puede expresarse
como:
La ecuación (16) se deriva en base a la ecuación
(7) y supone que los segmentos 4 a M contienen derivaciones de
canal de magnitud cero. Los vectores h_{1}(t),
h_{2}(t) y h_{3}(t) contienen P
derivaciones de canal para el primer, el segundo y el tercer
segmento, respectivamente, de h_{NX1}(t).
También puede usarse un filtro en el dominio de
tiempo de 3 derivaciones para derivar los 3P elementos de
\tilde{\underline{h}}_{3Px1}(t) en base a
\hat{\underline{h}}(t - 1),
\hat{\underline{h}}(t), y \hat{\underline{h}}(t
+ 1) obtenidos en tres periodos de símbolo. Usando la ecuación
(16), la derivación de canal \ell-ésima en periodos de símbolo
t - 1, t y t + 1, antes del filtrado en el
dominio de tiempo, puede expresarse de forma matricial de la
siguiente manera:
donde 109 . La
ecuación (17) supone que m_{t-1} =
m_{t} - \Deltam y que m_{t+1} =
m_{t} + \Deltam. El filtro en el dominio de
tiempo de tres derivaciones no tiene los suficientes grados de
libertad para suprimir la variación de tiempo en
h_{1}(t), h_{2}(t) o
h_{3}(t). Por tanto, la ecuación (17) supone además
que h_{1}(t), h_{2}(t) y
h_{3}(t) son constantes sobre los tres periodos de
símbolo t - 1, t y t +
1.
Una estimación casi cuadrada de
h_{1}(t), h_{2}(t) y
h_{3}(t) pueden obtenerse de la siguiente
manera:
El filtro en el dominio de tiempo de 3
derivaciones para h_{1}(t), h_{2}(t)
y h_{3}(t) puede expresarse de forma matricial de
la siguiente manera:
Para el patrón 410 de escalonamiento mostrado en
la Fig. 4B, con M = 8 y \Deltam = 3, los coeficientes para
el filtro en el dominio de tiempo de 3 derivaciones pueden
derivarse en base a la ecuación (18) y vienen dados como:
La estimación de canal principal
\hat{\underline{h}}_{1}(t) puede obtenerse aplicando los
coeficientes \alpha_{1}(1), \alpha_{1}(0) y
\alpha_{1}(-1) a \hat{\underline{h}}(t - 1),
\hat{\underline{h}}(t), y \hat{\underline{h}}(t +
1) respectivamente. La estimación de canal secundario
\tilde{\underline{h}}_{2}(t) puede obtenerse
aplicando los coeficientes \alpha_{2}(1),
\alpha_{2}(0) y \alpha_{2}(-1) a
\hat{\underline{h}}(t - 1),
\hat{\underline{h}}(t), y
\hat{\underline{h}}_{1}(t + 1), respectivamente. La
estimación de canal secundario
\hat{\underline{h}}_{3}(t) puede obtenerse aplicando
los coeficientes \alpha_{3}(1), \alpha_{3}(0)
y \alpha_{3}(-1) a \hat{\underline{h}}(t - 1),
\hat{\underline{h}}(t), y \hat{\underline{h}}(t +
1) respectivamente.
El filtro en el dominio de tiempo de 3
derivaciones no tiene los grados de libertad suficientes para
aplicar muchas de las restricciones mostradas en los conjuntos (11)
y (12) de ecuaciones. Los coeficientes para este filtro en el
dominio de tiempo no suprime la variación de tiempo en el canal
principal h_{1}(t) o en canal secundario
h_{2}(t) y h_{3}(t). Las diversas
restricciones descritas anteriormente pueden aplicarse usando un
filtro en el dominio de tiempo con más de tres derivaciones.
En general, un conjunto diferente de
coeficientes {\alpha_{s}(i)} puede derivarse para el
filtro en el dominio de tiempo para la estimación de respuesta de
impulso \tilde{\underline{h}}_{s}(t) para cada
segmento s. Los coeficientes para cada segmento s
pueden seleccionarse en base a diversas restricciones tales como:
cancelar los otros segmentos, suprimir el error de estimación
debido a la variación de tiempo en el canal, proporcionar una
estimación insesgada de h_{s}(t), minimizar la
varianza de ruido en \tilde{\underline{h}}_{s}(t), etc.
El número de derivaciones para el filtro en el dominio de tiempo
determina el número de limitaciones que pueden aplicarse a los
coeficientes. Se han descrito anteriormente varios diseños
ejemplares de filtro en el dominio de tiempo de 3 derivaciones.
También pueden diseñarse otros filtros en el dominio de tiempo en
base a la descripción anterior y están dentro del alcance de la
invención.
En general, puede obtenerse una estimación de
respuesta de impulso de mayor longitud con L derivaciones de canal
en base a los símbolos de señal piloto recibidos en L subbandas
diferentes en uno o más periodos de símbolo. La señal piloto puede
transmitirse sobre un entrelazado en cada periodo de símbolo para
limitar la cantidad de sobrecarga para la señal piloto. La señal
piloto puede transmitirse sobre diferentes entrelazados con
subbandas escalonadas en diferentes periodos de símbolo. Esto
permite que la entidad de recepción obtenga una estimación de
respuesta de impulso de mayor longitud con más de P derivaciones de
canal. Puede obtenerse una estimación de respuesta de impulso de
longitud completa con todas las N derivaciones de canal si la señal
piloto se transmite sobre todos los M entrelazados usando un patrón
de escalonamiento completo.
La entidad de recepción puede derivar una
estimación de respuesta de impulso de mayor longitud
\tilde{\underline{h}}_{Lx1}(t) de longitud L filtrando
estimaciones de respuesta de impulso iniciales \hat{\underline{h}}
de longitud P para un número suficiente de (S o más)
entrelazados diferentes. Si la señal piloto se transmite sobre un
entrelazado diferente en cada periodo de símbolo, entonces el
filtrado en el dominio de tiempo puede realizarse sobre un número
suficiente (S o más) de periodos de símbolo para obtener
\tilde{\underline{h}}_{Lx1}(t). Puede obtenerse una
estimación de respuesta de impulso con una longitud cada vez mayor
filtrando sobre más periodos de símbolo. El filtrado en el dominio
de tiempo sobre menos periodos de símbolo proporciona un mejor
seguimiento de los cambios en el canal, es por tanto más robusto
frente a los efectos Doppler, y puede proporcionar una estimación de
respuesta de impulso con una longitud menor. El filtrado en el
dominio de tiempo sobre más periodos de símbolo aumenta el error en
\tilde{\underline{h}}_{Lx1}(t) debido a los cambios en
canal a lo largo del tiempo, es menos robusto frente a los efectos
Doppler, pero puede proporcionar una estimación de respuesta de
impulso con una longitud mayor.
Una estimación de respuesta de impulso de mayor
longitud contiene derivaciones de canal secundario. Puesto que cada
derivación de canal contiene la ganancia de canal compleja en esa
posición de derivación así como ruido, una estimación de respuesta
de impulso con una longitud cada vez mayor contiene más información
relacionada con el canal, pero también contiene más ruido. El ruido
de las derivaciones de canal secundario puede considerase como una
mejora del ruido que se debe a la ampliación de la longitud de la
estimación de canal más allá de P. Si la energía de canal
secundario es relativamente baja o si no se necesitan las
derivaciones de canal secundario, entonces puede conseguirse un
mejor rendimiento con una estimación de respuesta de impulso de
menor longitud (por ejemplo,
\tilde{\underline{h}}_{2Px1}(t)). Si la energía de canal
secundario es relativamente alta o si las derivaciones de canal
secundario son pertinentes, entonces una estimación de respuesta de
impulso de mayor longitud (por ejemplo,
\tilde{\underline{h}}_{3Px1}(t)) puede proporcionar un
mejor rendimiento incluso con la mejora del ruido. Las estimaciones
de canal con diferentes longitudes pueden derivarse y usarse para
diferentes finalidades en la entidad de recepción.
Para la detección de datos, una estimación de
respuesta de impulso de mayor longitud
\tilde{\underline{h}}_{2Px1}(t) con 2P derivaciones
de canal puede proporcionar un buen equilibrio entre una estimación
de canal de mayor longitud y el ruido adicional del canal
secundario. La estimación de canal de mayor longitud mitiga el
negativo efecto de solapamiento mostrado en la ecuación (7) debido
a un submuestreo en el dominio de frecuencia, proporciona una
estimación más precisa del canal principal h_{1}(t)
y permite la estimación del canal secundario
h_{2}(t). La estimación de respuesta de impulso de
mayor longitud \tilde{\underline{h}}_{2Px1}(t)
puede derivarse tal y como se ha descrito anteriormente.
La Fig. 5 muestra un diagrama de flujo de un
proceso 500 para derivar una estimación de canal usada para la
detección y la descodificación de datos. Los símbolos de señal
piloto recibidos se obtienen para las subbandas del entrelazado
m_{t} usado para la transmisión de señales piloto en el
periodo de símbolo t actual (bloque 512). Una estimación de
respuesta de frecuencia inicial \hat{\underline{H}}(t)
se deriva en base a los símbolos de señal piloto recibidos, tal
y como se muestra en la ecuación (5) (bloque 514). Una estimación de
respuesta de impulso inicial \hat{\underline{h}}(t) se
deriva en base a la estimación de respuesta de frecuencia inicial
\hat{\underline{H}}(t), tal y como se muestra en la
ecuación (6) (bloque 516). Estimaciones de respuesta de impulso
iniciales para al menos S_{1} periodos de símbolo se filtran con
un filtro en el dominio de tiempo que tiene al menos S_{1}
derivaciones para obtener una estimación de respuesta de impulso de
mayor longitud \tilde{\underline{h}}_{L_{1}x1}(t)
con L_{1} derivaciones de canal, donde L_{1} = S_{1} \cdot
P (bloque 518).
Puede realizarse un procesamiento posterior
sobre las L_{1} derivaciones de canal en
\tilde{\underline{h}}_{L_{1}x1}(t) para mejorar
adicionalmente el rendimiento de estimación de canal (bloque 520).
El procesamiento posterior puede incluir truncamiento, por ejemplo,
fijar a cero las derivaciones de canal P + 1 hasta L_{1} para la
estimación de canal secundario. El procesamiento posterior puede
incluir alternativa o adicionalmente el establecimiento de umbrales,
por ejemplo, fijar a cero las derivaciones de canal en las
estimaciones de canal principal y/o secundario que tengan un nivel
de energía por debajo de un umbral dado. La estimación de respuesta
de impulso de mayor longitud no procesada o procesada
posteriormente \tilde{\underline{h}}_{L_{1}x1}(t) puede
ampliarse hasta una longitud N rellenando con ceros para obtener
un vector \tilde{\underline{h}}_{Nx1}(t) de longitud N
(también el bloque 520). Después, puede llevarse a cabo una FFT de N
puntos sobre \tilde{\underline{h}}_{Nx1}(t) para obtener
una estimación de respuesta de frecuencia
\tilde{\underline{H}}_{Nx1}(t) para todas las
N subbandas (bloque 522), de la siguiente manera:
El proceso 500 puede realizarse para cada
periodo de símbolo con la transmisión de señales piloto.
\tilde{\underline{H}}_{Nx1}(t)
contiene N ganancias de canal para las N subbandas totales y puede
expresarse como:
\tilde{\underline{H}}_{Nx1}(t) =
[\tilde{\underline{H}}^{T}_{1}(t)
\tilde{\underline{H}}^{T}_{2}(t) ...
\tilde{\underline{H}}^{T}_{M}(t)]^{T} donde
\tilde{\underline{H}}_{m}(t) contiene P estimaciones de
ganancia de canal para P subbandas del entrelazado m. Las M
estimaciones de respuesta de frecuencia
\tilde{\underline{H}}_{m}(t) para los M entrelazados
pueden tener diferentes varianzas de ruido dependiendo del patrón
de escalonamiento particular usado para la transmisión de señales
piloto. En general, un patrón de escalonamiento que sea más amplio
(por ejemplo, el patrón 410 de escalonamiento) puede dar como
resultado una menor variación de ruido a través de
\tilde{\underline{H}}_{m}(t) para los M entrelazados que
un patrón de escalonamiento que sea más estrecho (por ejemplo, un
patrón 400 de escalonamiento).
La entidad de recepción realiza un seguimiento
del tiempo para estimar y realizar un seguimiento del tiempo de
símbolo a través de los diferentes símbolos OFDM. El tiempo de
símbolo se usa para capturar una ventana de N muestras de entrada
(con frecuencia denominada como ventana FFT) de entre las N + C
muestras de entrada para cada símbolo OFDM recibido. Un tiempo de
símbolo preciso es importante ya que el rendimiento tanto de la
estimación de canal como de la detección de datos se ve afectado por
el emplazamiento de la ventana FFT. El tiempo del símbolo OFDM
recibido para cada periodo de símbolo puede estimarse derivando una
estimación de respuesta de impulso de mayor longitud para ese
periodo de símbolo y detectando el tiempo en base a un criterio
apropiado, por ejemplo, maximizando la energía contenida en el
prefijo cíclico.
Si los símbolos de señal piloto están
disponibles sobre L subbandas diferentes y una referencia de tiempo
no está disponible, entonces puede derivarse una estimación de
respuesta de impulso de mayor longitud con L derivaciones de canal,
pero sólo pueden resolverse sin ninguna ambigüedad L/2 derivaciones
de canal. Esto se debe a que un error de tiempo negativo da como
resultado un solapamiento de las derivaciones de canal anteriores y
aparece al final de la estimación de respuesta de impulso. Por
tanto, no es posible determinar si las derivaciones de canal al
final de la estimación de respuesta de impulso son derivaciones de
canal posteriores (si el tiempo de símbolo es correcto) o
derivaciones de canal anteriores que se han solapado (si hay un
error de tiempo negativo). Puede obtenerse una estimación de
respuesta de impulso de canal de mayor longitud con hasta N
derivaciones de canal filtrando las estimaciones de respuesta de
impulso iniciales para M entrelazados diferentes. La longitud que
puede resolverse del canal de comunicación aumenta por el uso de la
estimación de respuesta de impulso de mayor longitud.
Las Figs. 6A y 6B ilustran una ambigüedad en una
estimación de respuesta de impulso de canal debida a una
incertidumbre de tiempo. La Fig. 6A muestra una estimación 610 de
respuesta de impulso de canal de longitud L para una canal real con
una respuesta de impulso de longitud superior a L/2. En la Fig. 6A,
el tiempo de símbolo es correcto y la estimación 610 de respuesta
de impulso de canal incluye de manera apropiada respuestas 612 y
614 del canal real en las ubicaciones apropiadas.
La Fig. 6B muestra una respuesta 620 de impulso
de longitud superior a L/2 para otro canal real. Si no hay ningún
error de tiempo, entonces una estimación de respuesta de impulso de
canal para este canal incluiría respuestas 622 y 624 en las
ubicaciones mostradas en la Fig. 6B. Sin embargo, si hay un error de
tiempo de x, entonces la respuesta 622 se solaparía y
aparecería como la respuesta 632. Por tanto, una estimación de
respuesta de impulso de canal para este canal, con un error de
tiempo de x, sería similar a la estimación 610 de respuesta
de impulso de canal de la Fig. 6A.
Las Figs. 6A y 6B ilustran que la estimación 610
de respuesta de impulso de canal puede obtenerse para (1) un canal
que tenga la respuesta de impulso mostrada en la Fig. 6A, sin
errores de tiempo, o (2) un canal que tenga la respuesta de impulso
mostrada en la Fig. 6B, con un error de tiempo de x, y estos
dos casos no pueden distinguirse. Sin embargo, este problema de
ambigüedad no se produciría si se supone siempre que las longitudes
de respuesta de canal son inferiores a L/2. Puesto que el canal real
de la Fig. 6B tendría entonces que ser mayor que L/2 para
confundirse con el canal de la Fig. 6A, puede concluirse que la
estimación de respuesta de canal de la Fig. 6A se corresponde con
el canal real. Por tanto, una estimación inicial de longitud L puede
resolver un canal de longitud L/2 con una incertidumbre de tiempo.
Por tanto, es deseable una estimación de respuesta de impulso de
canal de mayor longitud para el seguimiento del tiempo.
La estimación de respuesta de impulso de canal
de mayor longitud tiene ruido adicional debido a las derivaciones
de canal secundario y un mayor error debido a las variaciones de
tiempo de canal. Sin embargo, es probable que el seguimiento del
tiempo sea menos sensible al ruido adicional ya que el objetivo del
seguimiento del tiempo es determinar información menos detallada
tal como la ubicación general de la energía de canal en lugar de
las ganancias de canal complejas de cada derivación. Por tanto, el
equilibrio entre la calidad y la longitud de canal es compatible
con los requisitos para la detección de datos y el seguimiento del
tiempo. Específicamente, para el seguimiento del tiempo, una
estimación de respuesta de impulso de mayor longitud
\tilde{\underline{h}}_{3Px1}(t) con 3P
derivaciones de canal puede proporcionar un buen equilibrio entre
una longitud de canal que puede resolverse y la mejora del ruido.
Por ejemplo, si P = 512, entonces
\tilde{\underline{h}}_{3Px1}(t) contiene 1536
derivaciones de canal y pueden resolverse sin ambigüedades hasta
768 derivaciones de canal. Una vez que se conoce el tiempo de
símbolo, puede suponerse que el canal de comunicación tendrá una
longitud de 3P/2 derivaciones para realizar la detección de datos.
Un canal de 3P/2 derivaciones puede estimarse obteniendo una
estimación de respuesta de impulso de mayor longitud con 2P
derivaciones de canal y truncando las últimas 256 derivaciones de
canal.
La Fig. 7 muestra un diagrama de flujo de un
proceso 700 para realizar un seguimiento del tiempo. Los bloques
712, 714, 716 y 718 de la Fig. 7 son como los bloques descritos
anteriormente 512, 514, 516, y 518, respectivamente, de la Fig. 5.
Sin embargo, puede usarse una estimación de respuesta de impulso de
mayor longitud \tilde{\underline{h}}_{L_{2}x1}(t) con
una longitud L_{2} diferente para el seguimiento de tiempo, y
puede usarse un filtro diferente en el dominio de tiempo con al
menos S_{2} derivaciones de canal para derivar
\tilde{\underline{h}}_{L_{2}x1}(t) donde L_{2} =
S_{2} \cdot P. Después, la estimación de canal
\tilde{\underline{h}}_{L_{2}x1}(t) se procesa
para determinar el tiempo del símbolo OFDM recibido para el periodo
de símbolo t actual (bloque 720). Un procedimiento para
determinar el tiempo es el siguiente. Una ventana de longitud
L_{2}/2 se coloca de manera que el borde izquierdo de la ventana
tenga inicialmente el índice 1 de derivación. Se calcula la energía
de todas las derivaciones contenidas en la ventana. Después, la
ventana se desplaza a la derecha, en una posición de derivación cada
vez, hasta que se alcance el índice L_{2}/2 de derivación. Se
calcula la energía de derivación de canal para cada posición de
derivación. Después, se determina la energía máxima entre todas las
L_{2}/2 posiciones de inicio de ventana. Si múltiples posiciones
de inicio de ventana tienen la misma energía máxima, entonces se
identifica la posición de inicio de ventana más a la izquierda con
la energía máxima. La posición de inicio de ventana más a la
izquierda con la energía máxima determina de manera unívoca la
ventana FFT para el símbolo OFDM recibido. La detección del tiempo
también puede realizarse usando otras técnicas. En cualquier caso,
la estimación del tiempo de símbolo se actualiza con la información
de tiempo obtenida para el actual símbolo OFDM recibido (bloque
722).
En general, pueden usarse las mismas o
diferentes estimaciones de respuesta de impulso para la
detección/descodi-
ficación de datos y el seguimiento del tiempo. El uso de la misma estimación de respuesta de impulso puede reducir la cantidad de cálculos en la entidad de recepción. En este caso, pueden seleccionarse la longitud de canal L y el filtro en el dominio de tiempo para esta estimación de respuesta de impulso para proporcionar un buen rendimiento tanto para la detección de datos como para el seguimiento del tiempo. También pueden usarse diferentes estimaciones de respuesta de impulso para la detección/descodificación de datos y el seguimiento del tiempo con el fin de conseguir un mejor rendimiento para ambos, y pueden derivarse con dos filtros en el dominio de tiempo. La longitud de canal y los coeficientes de filtro en el dominio de tiempo para cada estimación de respuesta de impulso pueden seleccionarse para proporcionar un buen rendimiento para la detección de datos o el seguimiento del tiempo.
ficación de datos y el seguimiento del tiempo. El uso de la misma estimación de respuesta de impulso puede reducir la cantidad de cálculos en la entidad de recepción. En este caso, pueden seleccionarse la longitud de canal L y el filtro en el dominio de tiempo para esta estimación de respuesta de impulso para proporcionar un buen rendimiento tanto para la detección de datos como para el seguimiento del tiempo. También pueden usarse diferentes estimaciones de respuesta de impulso para la detección/descodificación de datos y el seguimiento del tiempo con el fin de conseguir un mejor rendimiento para ambos, y pueden derivarse con dos filtros en el dominio de tiempo. La longitud de canal y los coeficientes de filtro en el dominio de tiempo para cada estimación de respuesta de impulso pueden seleccionarse para proporcionar un buen rendimiento para la detección de datos o el seguimiento del tiempo.
La Fig. 8 muestra una realización de un
desmodulador 160 OFDM, de un estimador 172 de canal y de una unidad
162 de seguimiento del tiempo en la entidad 150 de recepción. Dentro
del desmodulador 160 OFDM, una unidad 812 de eliminación de prefijo
cíclico captura N muestras de entrada para cada símbolo OFDM
recibido basándose en el tiempo de símbolo proporcionado por la
unidad 162 de seguimiento del tiempo. Una unidad 814 FFT lleva a
cabo una FFT de N puntos en cada ventana de N muestras de entrada y
obtiene N símbolos recibidos para las N subbandas. La unidad 814
FFT proporciona los símbolos de datos recibidos al detector 170 y
los símbolos de señal piloto recibidos al estimador 172 de canal.
El detector 170 también recibe la estimación de respuesta de
frecuencia \tilde{\underline{H}}_{Nx1}(t) desde
el estimador 172 de canal, lleva a cabo la detección de datos sobre
los símbolos de datos recibidos y proporciona los símbolos de datos
detectados.
Dentro del estimador 172 de canal, un detector
822 de señales piloto elimina la modulación sobre los símbolos de
señal piloto recibidos y puede realizar una extrapolación y/o una
interpolación para obtener la estimación de respuesta de frecuencia
inicial \hat{\underline{H}}(t) compuesta por P
ganancias de canal para las P subbandas del entrelazado usado para
la transmisión de señales piloto en el periodo de símbolo t
actual. Una unidad 824 IFFT lleva a cabo una IFFT de P puntos sobre
\hat{\underline{H}}(t) para obtener la estimación de
respuesta de impulso modulada
\hat{\underline{h}}_{m}(t) con P derivaciones de
canal. Un rotador 826 elimina la inclinación de fase en los P
elementos de \hat{\underline{h}}_{m}(t) y
proporciona la estimación de respuesta de impulso inicial
\hat{\underline{h}}(t). Un filtro 830 en el dominio de
tiempo filtra las estimaciones de respuesta de impulso iniciales
\hat{\underline{h}}(t) obtenidas para S_{1} o
más entrelazados obtenidos en S_{1} o más periodos de símbolo y
proporciona la estimación de respuesta de impulso de mayor longitud
\hat{\underline{h}}_{L_{1}x1}(t) con L_{1}
derivaciones de canal. Un postprocesador 832 realiza un
procesamiento posterior (por ejemplo, truncamiento, establecimiento
de umbrales, etc.), rellena con ceros
\hat{\underline{h}}_{L_{1}x1}(t) y proporciona un vector
\hat{\underline{h}}_{Nx1}(t) con N
derivaciones de canal. Una unidad 834 FFT lleva a cabo una FFT de N
puntos sobre \hat{\underline{h}}_{Nx1}(t) para
obtener la estimación de respuesta de frecuencia
\hat{\underline{H}}_{Nx1}(t) para las N
subbandas totales. Un estimador 172 de canal también puede derivar
una estimación de respuesta de frecuencia
\hat{\underline{H}}_{m}(t) para sólo uno o más
entrelazados seleccionados.
En la unidad 162 de seguimiento del tiempo, un
filtro 840 en el dominio de tiempo filtra las estimaciones de
respuesta de impulso iniciales \hat{\underline{h}}(t)
para S_{2} o más entrelazados obtenidos en S_{2} o más
periodos de símbolo y proporciona la estimación de respuesta de
impulso de mayor longitud
\hat{\underline{h}}_{L_{2}x1}(t) con
L_{2} derivaciones de canal. Un detector 842 de tiempo determina
el tiempo para el actual símbolo OFDM recibido, por ejemplo,
basándose en la energía de las derivaciones de canal en
\hat{\underline{h}}_{L_{2}x1}(t). Un bucle 844 de
seguimiento de tiempo (que puede ser un filtro de bucle) ajusta el
tiempo de símbolo a partir del tiempo usado para el actual símbolo
OFDM recibido.
La Fig. 9 muestra un diagrama de bloques de un
filtro 830x en el dominio de tiempo que puede usarse para los
filtros 830 y 840 de la Fig. 8. En el filtro 830x, la derivación de
canal \ell-ésima en \hat{\underline{h}}(t) se
proporciona para N_{f} + N_{b} - 1 elementos 912 de retardo
acoplados en serie. Cada elemento 912 de retardo retarda su
derivación de canal de entrada en un periodo de símbolo. N_{f} +
N_{b} - 1 multiplicadores 914 están acoplados a la entrada de los
N_{f} + N_{b} - 1 elementos de retardo, y un multiplicador 914
está acoplado a la salida del último elemento de retardo. Los
N_{f} + N_{b} multiplicadores reciben y multiplican sus
derivaciones de canal \hat{h}_{\ell}(t + N_{f})
hasta \hat{h}_{\ell}(t - N_{b} + 1) con
coeficientes \alpha_{s,\ell}(-N_{f}) hasta
\alpha_{s,\ell}(N_{b}-1)
respectivamente. Pueden usarse los mismos coeficientes para todas
las P derivaciones de canal en cada segmento, en cuyo caso los
coeficientes pueden denotarse como \alpha_{s}(-N_{f})
hasta, \alpha_{s}(N_{b}-1), sin el
subíndice \ell para el índice de derivación. Un sumador 916 recibe
y suma las salidas de todos los N_{f} + N_{b} multiplicadores y
proporciona la derivación de canal \ell-ésima del segmento
s de \tilde{\underline{h}}_{Lx1}(t). L puede ser
igual a L_{1} para la detección de datos y a L_{2} para el
seguimiento del tiempo. La Fig. 9 muestra el filtrado para
solamente una derivación de canal en
\tilde{\underline{h}}_{Lx1}(t). El filtrado para cada una
de las restantes derivaciones de canal en
\tilde{\underline{h}}_{Lx1}(t) puede realizarse de una
manera similar.
Las técnicas de transmisión de señales piloto,
de estimación de canal y de seguimiento del tiempo descritas en
este documento pueden implementarse mediante varios medios. Por
ejemplo, estas técnicas pueden implementarse en hardware, en
software o en una combinación de los mismos. Para una implementación
en hardware, las unidades de procesamiento usadas para la
transmisión de señales piloto en la unidad de transmisión pueden
implementarse en uno o más circuitos integrados de aplicación
específica (ASIC, application specific integrated circuits),
procesadores de señales digitales (DSP, digital signal
processors), dispositivos de procesamiento de señales digitales
(DSPD, digital signal processing devices), dispositivos
lógicos programables (PLD, programmable logic devices),
matrices de puertas programables por campo (FPGA, field
programmable gate arrays), procesadores, controladores,
microcontroladores, microprocesadores, otras unidades electrónicas
diseñadas para realizar las funciones descritas en este documento,
o una combinación de los mismos. Las unidades de procesamiento
usadas para la estimación de canal y el seguimiento del tiempo en la
entidad de recepción también puede implementarse en uno o más ASIC,
DSP, etc.
Para una implementación en software, estas
técnicas pueden implementarse con módulos (por ejemplo,
procedimientos, funciones, etc.) que lleven a cabo las funciones
descritas en este documento. Los códigos de software pueden
almacenarse en una unidad de memoria (por ejemplo, la unidad 142 ó
192 de memoria de la Fig. 1) y ejecutarse mediante un procesador
(por ejemplo, el controlador 140 ó 190). La unidad de memoria puede
implementarse dentro del procesador o de manera externa al
procesador.
Los apartados se incluyen en este documento como
referencia y como ayuda para localizar determinadas secciones.
Estos apartados no pretenden limitar el alcance de los conceptos
descritos en este documento, y estos conceptos pueden aplicarse en
otras secciones a lo largo de toda la memoria descriptiva.
La anterior descripción de las realizaciones
descritas se proporciona para permitir que cualquier experto en la
materia realice o hago uso de la presente invención. Diversas
modificaciones de estas realizaciones serán fácilmente evidentes
para los expertos en la materia, y los principios genéricos
definidos en este documento pueden aplicarse a otras realizaciones
sin apartarse del alcance de la invención. Por tanto, la presente
invención no pretende limitarse a las realizaciones mostradas en
este documento sino que se le otorga el alcance más amplio
relacionado con los principios y características novedosas descritos
en este documento.
Claims (28)
1. Un procedimiento para realizar una estimación
de canal y un seguimiento del tiempo en un sistema (100) de
comunicaciones multiportadora, que comprende:
- \quad
- obtener (516, 716) una pluralidad de estimaciones de respuesta de impulso iniciales para una pluralidad de diferentes grupos de subbandas de frecuencia, en el que cada grupo incluye una pluralidad diferente de subbandas de frecuencia seleccionadas de entre N subbandas de frecuencia del sistema (100), donde N es un número entero mayor que uno;
- \quad
- procesar (518) un primer conjunto de estimaciones de respuesta de impulso iniciales, de entre la pluralidad de estimaciones de respuesta de impulso iniciales, para obtener una primera estimación de respuesta de impulso de longitud L_{1} que se usa para la detección y la descodificación de datos, donde L_{1} es un número entero igual o mayor que uno; y
- \quad
- procesar (718) un segundo conjunto de estimaciones de respuesta de impulso iniciales, de entre la pluralidad de estimaciones de respuesta de impulso iniciales, para obtener una segunda estimación de respuesta de impulso de longitud L_{2} que se usa para el seguimiento del tiempo, donde L_{2} es mayor que L_{1}.
2. El procedimiento según la reivindicación 1,
en el que cada uno de la pluralidad de grupos incluye P subbandas
de frecuencia, donde P es un número entero mayor que uno.
3. El procedimiento según la reivindicación 2,
en el que las P subbandas de frecuencia de cada grupo están
distribuidas de manera uniforme a través de las N subbandas de
frecuencia.
4. El procedimiento según la reivindicación 2,
en el que L_{1} es igual a S_{1} multiplicado por P y L_{2}
es igual a S_{2} multiplicado por P, donde S_{1} y S_{2} son
número enteros mayores que uno y S_{2} es mayor que o igual a
S_{1}.
5. El procedimiento según la reivindicación 2,
en el que L_{1} es igual a dos multiplicado por P y L_{2} es
igual a 3 multiplicado por P.
6. El procedimiento según la reivindicación 4,
en el que la primera estimación de respuesta de impulso comprende
L_{1} derivaciones de canal dispuestas en S_{1} segmentos,
incluyendo cada segmento P derivaciones de canal consecutivas, y en
el que las P derivaciones de canal en cada segmento se obtienen en
base a un conjunto de coeficientes de filtro para el segmento.
7. El procedimiento según la reivindicación 6,
en el que un primer segmento de P derivaciones de canal para la
primera estimación de respuesta de impulso es para un canal
principal, y en el que los segmentos restantes de los S_{1}
segmentos para la primera estimación de respuesta de impulso son
para un canal secundario.
8. El procedimiento según la reivindicación 7,
en el que el conjunto de coeficientes de filtro para el primer
segmento de P derivaciones de canal se selecciona para cancelar la
contribución del canal secundario, suprimir la variación de tiempo
en el canal principal, proporcionar una estimación insesgada del
canal principal, minimizar una norma de los coeficientes de filtro,
o una combinación de los mismos.
9. El procedimiento según la reivindicación 7,
en el que el conjunto de coeficientes de filtro para un segundo
segmento de P derivaciones de canal, para uno de los restantes
segmentos de los S1 segmentos para la primera estimación de
respuesta de impulso, se selecciona para cancelar la contribución
del canal principal, suprimir la variación de tiempo en el canal
principal, suprimir la variación de tiempo en el canal secundario,
proporcionar una estimación insesgada del segundo segmento de P
derivaciones de canal, minimizar una norma de los coeficientes de
filtro, o una combinación de los mismos.
10. El procedimiento según la reivindicación 4,
en el que el primer conjunto incluye S_{1} estimaciones de
respuesta de impulso iniciales, donde S_{1} es un número entero
mayor que uno, y en el que la primera estimación de respuesta de
impulso se deriva con un filtro que tiene S_{1} derivaciones para
las S_{1} estimaciones de respuesta de impulso iniciales.
11. El procedimiento según la reivindicación 10,
en el que S_{1} es igual a dos.
12. El procedimiento según la reivindicación 4,
en el que la segunda estimación de respuesta de impulso comprende
L_{2} derivaciones de canal dispuestas en S_{2} segmentos,
incluyendo cada segmento P derivaciones de canal consecutivas, y en
el que las P derivaciones de canal de cada segmento se obtienen en
base a un conjunto de coeficientes de filtro para el segmento.
13. El procedimiento según la reivindicación 6,
en el que la segunda estimación de respuesta de impulso comprende
L_{2} derivaciones de canal dispuestas en S_{2} segmentos,
incluyendo cada segmento P derivaciones de canal consecutivas, y en
el que las P derivaciones de canal en cada segmento se obtienen en
base a un conjunto de coeficientes de filtro para el segmento, y en
el que los coeficientes de filtro usados para la primera estimación
de respuesta de impulso son diferentes de los coeficientes de filtro
usados para la segunda estimación de respuesta de impulso.
14. El procedimiento según la reivindicación 1,
en el que la primera estimación de respuesta de impulso comprende
L_{1} derivaciones de canal, y en el que la segunda estimación de
respuesta de impulso comprende las L_{1} derivaciones de canal de
la primera estimación de respuesta de impulso de canal y (L_{2} -
L_{1}) derivaciones de canal adicionales.
15. El procedimiento según la reivindicación 1,
en el que el segundo conjunto incluye S_{2} estimaciones de
respuesta de impulso iniciales, donde S_{2} es un número entero
mayor que uno, y en el que la segunda estimación de respuesta de
impulso se deriva con un filtro que tiene S_{2} derivaciones para
las S_{2} estimaciones de respuesta de impulso iniciales.
16. El procedimiento según la reivindicación 1,
que comprende además:
- \quad
- procesar la primera estimación de respuesta de impulso para obtener una estimación de respuesta de frecuencia para al menos un grupo de subbandas de frecuencia.
17. El procedimiento según la reivindicación 16,
en el que el procesamiento de la primera estimación de respuesta de
impulso comprende fijar a cero las derivaciones de canal en la
primera estimación de respuesta de impulso con un nivel de energía
inferior a un umbral predeterminado.
18. El procedimiento según la reivindicación 16,
en el que el procesamiento de la primera estimación de respuesta de
impulso comprende fijar a cero un número predeterminado de las
últimas derivaciones de canal en la primera estimación de respuesta
de impulso.
19. El procedimiento según la reivindicación 1,
que comprende además:
- \quad
- determinar un instante de tiempo con una cantidad de energía predominante en la segunda estimación de respuesta de impulso; y
- \quad
- derivar el tiempo de símbolo con el instante de tiempo determinado para la segunda estimación de respuesta de impulso.
20. El procedimiento según la reivindicación 1,
que comprende además:
- \quad
- obtener una pluralidad de estimaciones de respuesta de frecuencia iniciales para la pluralidad de diferentes grupos de subbandas de frecuencia; y
- \quad
- procesar cada una de la pluralidad de estimaciones de respuesta de frecuencia iniciales para obtener una estimación correspondiente de la pluralidad de estimaciones de respuesta de impulso iniciales.
21. El procedimiento según la reivindicación 20,
en el que el procesamiento de cada una de la pluralidad de
estimaciones de respuesta de frecuencia iniciales comprende
- \quad
- transformar la estimación de respuesta de frecuencia inicial para obtener una estimación de respuesta de impulso modulada, y
- \quad
- rotar derivaciones de canal en la estimación de respuesta de impulso modulada para obtener la estimación de respuesta de impulso inicial correspondiente.
22. Un aparato de un sistema (100) de
comunicaciones multiportadora, que comprende:
- \quad
- un medio para obtener una pluralidad de estimaciones de respuesta de impulso iniciales para una pluralidad de diferentes grupos de subbandas de frecuencia, en el que cada grupo incluye una pluralidad diferente de subbandas de frecuencia seleccionadas de entre N subbandas de frecuencia del sistema (100), donde N es un número entero mayor que uno;
- \quad
- un medio para procesar un primer conjunto de estimaciones de respuesta de impulso iniciales, de entre la pluralidad de estimaciones de respuesta de impulso iniciales, para obtener una primera estimación de respuesta de impulso de longitud L_{1} que se usa para la detección y la descodificación de datos, donde L_{1} es un número entero igual o mayor que uno; y
- \quad
- un medio para procesar un segundo conjunto de estimaciones de respuesta de impulso iniciales, de entre la pluralidad de estimaciones de respuesta de impulso iniciales, para obtener una segunda estimación de respuesta de impulso de longitud L_{2} que se usa para el seguimiento del tiempo, donde L_{2} es mayor que L_{1}.
23. El aparato según la reivindicación 22, en el
que tanto la primera como la segunda estimación de respuesta de
impulso comprende múltiples segmentos, incluyendo cada segmento P
derivaciones de canal consecutivas, y en el que las P derivaciones
de canal de cada segmento se derivan en base a un conjunto de
coeficientes de filtro para el segmento.
24. El aparato según la reivindicación 22, en el
que
- \quad
- dicho medio para obtener una pluralidad de estimaciones de respuesta de impulso iniciales es una unidad de procesamiento operativa para obtener una pluralidad de estimaciones de respuesta de impulso iniciales;
- \quad
- dicho medio para procesar un primer conjunto de estimaciones de respuesta de impulso iniciales es un primer filtro (830) operativo para procesar un primer conjunto de estimaciones de respuesta de impulso iniciales; y
- \quad
- dicho medio para procesar un segundo conjunto de estimaciones de respuesta de impulso iniciales es un segundo filtro (840) operativo para procesar un segundo conjunto de estimaciones de respuesta de impulso iniciales.
25. El aparato según la reivindicación 23, en el
que el conjunto de coeficientes de filtro para cada segmento tanto
de la primera como de la segunda estimación de respuesta de impulso
se selecciona para cancelar la contribución de los segmentos
restantes de los múltiples segmentos, suprimir la variación de
tiempo en el segmento, suprimir la variación de tiempo en uno o más
de los segmentos restantes, proporcionar una estimación insesgada
del segmento, minimizar una norma de los coeficientes de filtro, o
una combinación de los mismos.
26. El aparato según la reivindicación 22, que
comprende además:
- \quad
- una unidad de transformación operativa para procesar la primera estimación de respuesta de impulso para obtener una estimación de respuesta de frecuencia para al menos un grupo de subbandas de frecuencia.
27. El aparato según la reivindicación 22, que
comprende además:
- \quad
- un detector de tiempo operativo para determinar un instante de tiempo con una cantidad de energía predominante en la segunda estimación de respuesta de impulso; y
- \quad
- un bucle de seguimiento de tiempo operativo para derivar el tiempo de símbolo con el instante de tiempo determinado para la segunda estimación de respuesta de impulso.
28. Un dispositivo (150) inalámbrico que
comprende el aparato según la reivindicación 22.
Applications Claiming Priority (4)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| US56832404P | 2004-05-04 | 2004-05-04 | |
| US568324P | 2004-05-04 | ||
| US10/926,884 US7457231B2 (en) | 2004-05-04 | 2004-08-25 | Staggered pilot transmission for channel estimation and time tracking |
| US926884 | 2004-08-25 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
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| ES2322077T3 true ES2322077T3 (es) | 2009-06-16 |
Family
ID=34966816
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
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| ES05739529T Expired - Lifetime ES2322077T3 (es) | 2004-05-04 | 2005-04-25 | Transmision escalonada de señales piloto para una estimacion de canal y seguimiento del tiempo. |
Country Status (12)
| Country | Link |
|---|---|
| US (2) | US7457231B2 (es) |
| EP (2) | EP2066088A1 (es) |
| JP (3) | JP5048481B2 (es) |
| KR (2) | KR100878430B1 (es) |
| CN (1) | CN1981498B (es) |
| AT (1) | ATE428247T1 (es) |
| CA (2) | CA2565527C (es) |
| DE (1) | DE602005013765D1 (es) |
| ES (1) | ES2322077T3 (es) |
| PL (1) | PL1745618T3 (es) |
| TW (1) | TWI361600B (es) |
| WO (1) | WO2005112378A1 (es) |
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- 2005-04-25 KR KR1020067025547A patent/KR100878430B1/ko not_active Expired - Lifetime
- 2005-04-25 JP JP2007511412A patent/JP5048481B2/ja not_active Expired - Lifetime
- 2005-04-25 CA CA2699640A patent/CA2699640C/en not_active Expired - Lifetime
- 2005-04-25 WO PCT/US2005/014259 patent/WO2005112378A1/en not_active Ceased
- 2005-04-25 KR KR1020087026234A patent/KR100925909B1/ko not_active Expired - Lifetime
- 2005-04-25 EP EP09153505A patent/EP2066088A1/en not_active Ceased
- 2005-04-25 CN CN200580022669XA patent/CN1981498B/zh not_active Expired - Lifetime
- 2005-04-25 DE DE602005013765T patent/DE602005013765D1/de not_active Expired - Lifetime
- 2005-04-25 ES ES05739529T patent/ES2322077T3/es not_active Expired - Lifetime
- 2005-04-25 AT AT05739529T patent/ATE428247T1/de not_active IP Right Cessation
- 2005-04-25 EP EP05739529A patent/EP1745618B1/en not_active Expired - Lifetime
- 2005-04-25 PL PL05739529T patent/PL1745618T3/pl unknown
- 2005-05-04 TW TW094114337A patent/TWI361600B/zh not_active IP Right Cessation
-
2008
- 2008-10-20 US US12/254,680 patent/US7907593B2/en not_active Expired - Lifetime
-
2009
- 2009-11-09 JP JP2009256356A patent/JP5080546B2/ja not_active Expired - Lifetime
-
2010
- 2010-10-08 JP JP2010228508A patent/JP5474728B2/ja not_active Expired - Lifetime
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| CN1981498A (zh) | 2007-06-13 |
| JP2010093827A (ja) | 2010-04-22 |
| KR20080098084A (ko) | 2008-11-06 |
| EP1745618B1 (en) | 2009-04-08 |
| KR100878430B1 (ko) | 2009-01-13 |
| EP2066088A1 (en) | 2009-06-03 |
| CA2565527A1 (en) | 2005-11-24 |
| JP5474728B2 (ja) | 2014-04-16 |
| JP2011066902A (ja) | 2011-03-31 |
| KR100925909B1 (ko) | 2009-11-09 |
| JP5080546B2 (ja) | 2012-11-21 |
| US20050249181A1 (en) | 2005-11-10 |
| TWI361600B (en) | 2012-04-01 |
| US20090129511A1 (en) | 2009-05-21 |
| DE602005013765D1 (de) | 2009-05-20 |
| TW200625881A (en) | 2006-07-16 |
| WO2005112378A1 (en) | 2005-11-24 |
| ATE428247T1 (de) | 2009-04-15 |
| JP5048481B2 (ja) | 2012-10-17 |
| EP1745618A1 (en) | 2007-01-24 |
| CA2699640C (en) | 2011-07-12 |
| CA2699640A1 (en) | 2005-11-24 |
| US7457231B2 (en) | 2008-11-25 |
| US7907593B2 (en) | 2011-03-15 |
| CN1981498B (zh) | 2010-09-29 |
| KR20070007956A (ko) | 2007-01-16 |
| PL1745618T3 (pl) | 2009-09-30 |
| JP2007536803A (ja) | 2007-12-13 |
| CA2565527C (en) | 2014-04-22 |
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