ES2328145T3 - Transmisor de bucle cartesiano y metodo de ajuste de un nivel de salida de una transmisor semejante. - Google Patents
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Abstract
Un transmisor (100) de bucle cartesiano que comprende un circuito de ida (102) y un circuito de realimentación (104), cada uno de estos circuitos comprendiendo un canal I y un canal Q, así como un eliminador (106) del aislador, caraccterizado porque el mencionado eliminador (106) del aislador comprende: a) un primer filtro (138) de paso bajo y un primer filtro (142) de paso de banda ancha, conectados al mencionado canal I del circuito de ida (102) en una salida de un primer filtro (116) de bucle; b) un segundo filtro (140) de paso bajo y un segundo filtro (144) de paso de banda ancha, conectados al mencionado canal Q del circuito de ida (102) en una salida de un segundo filtro (118) de bucle; c) un primer detector (150) del valor cuadrático medio, operativo para recoger señales procedentes del mencionado primer filtro (142) de paso de banda ancha y del mencionado segundo filtro (144) de paso de banda ancha; d) un segundo detector (152) del valor cuadrático medio, operativo para recoger señales procedentes del mencionado primer filtro (138) de paso bajo y del mencionado segundo filtro (140) de paso bajo; e) un primer divisor (156) conectado a los mencionados detectores primero y segundo (150 y 152) del valor cuadrático medio; f) un medio de comparación (160) conectado al mencionado primer divisor (156); g) un microprocesador (162) conectado al mencionado medio de comparación y a atenuadores de entrada (108 y 110) en los mencionados canales I y Q.
Description
Transmisor de bucle cartesiano y método de
ajuste de un nivel de salida de un transmisor semejante.
La presente invención se refiere a transmisores
lineales de radio. Más en concreto, se refiere a un transmisor
lineal cuya estabilidad de funcionamiento se mantiene sin un
aislador, y a un método de ajuste de un nivel de salida de tal
transmisor.
Los dispositivos de comunicación por radio
utilizan antenas para proporcionar la transmisión eficiente de
señales de comunicación de radiofrecuencia (RF). La parte del
transmisor de un dispositivo de comunicaciones incluye un
amplificador de potencia para amplificar las señales de
radiofrecuencia antes de acoplarlas a la antena para su
transmisión. Puesto que los sistemas modernos de comunicación por
radio trabajan en bandas de frecuencia estrechas, los circuitos de
los transmisores requieren amplificadores de potencia de RF capaces
de funcionar en modo lineal. Es necesaria la amplificación lineal
para impedir la distorsión de la señal modulada y minimizar la
interferencia. Sin embargo, los amplificadores reales de RF
presentan no linealidad cuando se manejan a elevados niveles de
potencia. Por ejemplo, un transmisor que funcione cerca de una
estructura electromagnéticamente reflectante puede ser susceptible
a la energía reflejada de vuelta a través de la antena, hacia el
transmisor.
En la tecnología actual se conoce transmisores
con linealidad mejorada. Un método de linealización de los
transmisores es utilizar un linealizador basado en un bucle de
realimentación cartesiana. El linealizador de realimentación
cartesiana mantiene la linealidad del transmisor mientras que a la
vez permite al amplificador de potencia de RF trabajar cerca de su
punto de saturación, manteniendo así una buena eficiencia. Para
proteger frente a cambios en la impedancia de carga como resultado
de la energía reflejada, a menudo se inserta un aislador o
circulador entre la antena y el amplificador de potencia. El
aislador protege el amplificador de potencia mediante absorber la
energía reflejada e impedir que esta alcance el amplificador. El
aislador dirige la energía reflejada a una terminación de carga
absorbente. Aunque el aislador en general funciona correctamente
añade coste, tamaño y peso significativos al diseño de un
dispositivo de comunicación por radio. Los aisladores son de banda
estrecha, caros y de grandes dimensiones físicas (especialmente a
bajas frecuencias).
En la técnica actual se conoce también
transmisores de bucle cartesiano sin aisladores. Un ejemplo de esto
se describe en la solicitud de patente de EE.UU. número
US2003/0031271. En este documento, se revela un método para la
eliminación del aislador. En esta solución de la técnica anterior,
un eliminador del aislador proporciona señales de corrección en
fase y nivel, en función de muestras de una señal de información y
una señal de comando muestreadas desde un bucle de realimentación.
Estas señales de corrección mantienen la estabilidad en el
funcionamiento del transmisor.
El término LP2 utilizado a continuación se
refiere a un punto en el circuito del transmisor localizado entre
polos y ceros del bucle y el mezclador ascendente.
El término pequeña señal utilizado a
continuación se refiere a cualquier señal transmitida por el
transmisor, cuyo nivel esté significativamente por debajo del nivel
de señal de banda base.
Existe la necesidad de un aparato y un método
para ajustar un nivel de salida de un transmisor de bucle
cartesiano, que alivie o supere las desventajas de la técnica
anterior.
De acuerdo con un primer aspecto de la presente
invención, se proporciona un transmisor de bucle cartesiano que
comprende un circuito de ida y un circuito de realimentación (cada
uno de estos circuitos comprenden un canal I y un canal Q) así como
un eliminador del aislador, comprendiendo el mencionado eliminador
del aislador:
- \bullet
- un primer filtro de paso bajo y un primer filtro de paso de banda ancha conectados al mencionado canal I en LP2;
- \bullet
- un segundo filtro paso bajo y un segundo filtro de paso de banda ancha, conectados al mencionado canal Q en LP2;
- \bullet
- un primer detector del valor cuadrático medio, que recoge la señal procedente del primer filtro de paso de banda ancha y procedente del mencionado segundo filtro de paso de banda ancha;
- \bullet
- un segundo detector del valor cuadrático medio, que recoge la señal procedente del mencionado primer filtro de paso bajo y procedente del mencionado segundo filtro de paso bajo;
- \bullet
- un primer divisor conectado a los mencionados detectores del valor cuadrático medio primero y segundo;
- \bullet
- un medio de comparación, conectado al mencionado primer divisor, y a
- \bullet
- un microprocesador conectado a atenuadores de entrada en los mencionados canales I y Q.
Preferentemente, el mencionado transmisor de
bucle cartesiano comprende además un primer filtro de paso de banda
estrecha, conectado al mencionado canal I en LP2, y un segundo
filtro de paso de banda estrecha conectado al mencionado canal Q en
LP2. Los mencionados dos filtros de paso de banda estrecha están
conectados a un tercer detector del valor cuadrático medio. Además,
un segundo divisor está conectado a los mencionados detectores
segundo y tercero del valor cuadrático medio, y a los mencionados
medios de comparación.
De acuerdo con un segundo aspecto de la presente
invención, se proporciona un método de ajuste del nivel de salida
de un transmisor de bucle cartesiano, en un sistema de comunicación
por radio digital. El método comprende las etapas de generar una
pequeña señal a una separación de frecuencia predefinida, y después
aplicar una configuración de atenuación predefinida en fábrica,
para ajustar el mencionado nivel de salida si la configuración de
atenuación para un segmento previo no está disponible, o aplicar la
mencionada configuración de atenuación obtenida en el segmento
previo para ajustar el mencionado nivel de salida en un segmento
actual. Otras etapas posteriores son medir un nivel de señal de
banda base en el canal en LP2, y medir el mencionado nivel de
pequeña señal a una separación de frecuencia predefinida en LP2. En
las siguientes etapas se calcula una primera relación del
mencionado nivel de pequeña señal respecto del mencionado nivel de
señal de banda base en el canal. Si la mencionada primera relación
está por encima de un primer umbral, entonces se incrementa la
configuración de atenuación de una señal de entrada. En la etapa
final, la mencionada configuración de atenuación se almacena en una
memoria.
Preferentemente, el mencionado nivel de señal de
banda base en el canal se mide tras el filtrado en el filtro de
paso bajo, y el mencionado nivel de pequeña señal se mide tras el
filtrado en un filtro de paso de banda ancha. Adicionalmente, el
mencionado nivel de pequeña señal se mide también tras el filtrado
en un filtro de paso de banda estrecha. A continuación, se calcula
una segunda relación del mencionado nivel de pequeña señal tras el
filtrado en el mencionado filtro de paso de banda estrecha, respecto
del mencionado nivel de señal de banda base en el canal. Si la
mencionada segunda relación está por debajo de un segundo umbral,
entonces se reduce la mencionada configuración de atenuación de una
señal de entrada.
Las características de un amplificador de
potencia de radiofrecuencia (por ejemplo la potencia del canal
adyacente (ACP, Adjacent Channel Power), la potencia de salida,
etc.) cambian bajo la influencia de la relación de ondas
estacionarías de tensión (VSWR, Voltage Standing Wave Ratio). La
presente invención permite de forma beneficiosa ajustar una
potencia de salida de bucle cartesiano mediante controlar la no
linealidad del amplificador de potencia de frecuencia de radio
(RFPA, Radio Frequency Power Amplifier).
Las ventajas de la presente invención
incluyen:
- 1)
- El método depende del comportamiento específico del RFPA frente a VSWR. La invención permite monitorizar la ganancia de pequeña señal del bucle de linealización cartesiana, y ajusta la señal de entrada.
- 2)
- El método no requiere la sintonización en fábrica de la característica del RFPA.
- 3)
- El método reduce la potencia rápidamente si la ganancia de bucle cartesiano se reduce debido a VSWR (para los cálculos se toma la señal tras el filtrado en el mencionado filtro de paso banda ancha). Cuando la ganancia de bucle vuelve a la potencia normal, el incremento de ganancia es más lento para mejorar la precisión (para los cálculos se toma la señal tras el filtrado en el mencionado filtro de paso de banda estrecha).
La presente invención se comprenderá y apreciará
en mayor medida a partir de la siguiente descripción detallada,
tomada conjuntamente con los dibujos, en los cuales:
la figura 1 es un diagrama que ilustra un
transmisor de bucle cartesiano acorde con una realización de la
presente invención;
la figura 2 es un diagrama de flujo que ilustra
un método de ajuste de un nivel de salida de un transmisor de bucle
cartesiano acorde con una realización de la presente invención;
y
la figura 3 es un diagrama simplificado de un
transmisor de bucle realimentación cartesiana conocido en el
arte.
En referencia a la figura 1, se presenta un
circuito transmisor 100 de bucle cartesiano acorde con una
realización de la presente invención. El mencionado transmisor 100
de bucle cartesiano incorpora un circuito de ida 102, un circuito
de realimentación 104 y un eliminador 106 del aislador. El
mencionado transmisor 100 de bucle cartesiano recibe entradas a una
frecuencia de banda base en atenuadores de los canales I y Q, 108 y
110 respectivamente. Las señales de banda base procedentes de los
mencionados atenuadores 108 y 110 pasan por empalmes de suma 112 y
114 de bucle cartesiano, a amplificadores y filtros de bucle 116 y
118. A continuación, las mencionadas señales de banda base son
sometidas a conversión ascendente a señales de radiofrecuencia (RF)
mediante convertidores ascendentes 120 y 122. Después, las
mencionadas señales de RF se combinan en un sumador 124 RF y son
amplificadas por un amplificador de potencia de radiofrecuencia
(RFPA, Radio Frequency Power Amplifier) 126, y después son
transmitidas por aire desde una antena 128.
El mencionado circuito de realimentación 104
recibe el suministro de una señal de realimentación procedente de
un acoplador direccional 130 que toma parte de la mencionada señal
RF procedente del mencionado circuito de ida 102. La mencionada
señal de realimentación procedente del mencionado acoplador
direccional 130 es sometida a conversión descendente a la
mencionada frecuencia de banda base, mediante convertidores
descendentes 132 y 134.
Un oscilador local (LO) 136 genera una portadora
de RF de onda continua a la frecuencia de transmisión de RF. A
continuación se aplica una señal procedente del mencionado LO 136, a
un convertidor ascendente 120 de canal I y a un convertidor
descendente 132 de canal I. La mencionada señal del LO 136 se aplica
también a un convertidor ascendente 122 de canal Q, a través de un
primer desfasador 158 de 90 grados, y a un convertidor descendente
134 de canal Q, a través de un segundo desfasador 160 de 90
grados.
Tras aplicar mezclado a la banda base en los
mencionados convertidores descendentes 132, 134 se pasa la
mencionada señal de realimentación respectivamente a los
mencionados primeros empalmes de suma 112 y 114.
El mencionado eliminador 106 del aislador
monitoriza las señales transmitidas en LP2, es decir tras los
amplificadores y filtros de bucle 116 y 118 y antes de los
convertidores ascendentes 120 y 122. Los mencionados filtros de
bucle de 116 y 118 son filtros de paso bajo en banda base, que
consisten en polos y ceros.
Con referencia a las figuras 1 y 2, el
mencionado eliminador 106 del aislador recoge continuamente una
señal de banda base en el canal, así como una pequeña señal
transmitida adicionalmente a una separación de frecuencia
predefinida en relación con un canal de transmisión, procedente de
los canales tanto I como Q.
En una realización (para el sistema de
comunicación TETRA) donde el ancho de banda de modulación TETRA es
de +/-12,15 kHz, la separación de frecuencia de pequeña señal puede
ser de + 12,5 kHz (o - 12,5 kHz). La mencionada pequeña señal debe
estar preferentemente localizada fuera del ancho de banda deseado de
la señal de modulación. La señal LP2 del canal I se filtra a través
de un primer filtro 146 de paso de banda estrecha (ancho de banda
100 Hz), y en paralelo a través de un primer filtro 142 de paso de
banda ancha (ancho de banda 700 Hz), centrado a una separación de
+12,5 kHz (o -12,5 kHz), mientras se pasa una señal LP2 de canal Q a
través de un segundo filtro 148 de paso de banda estrecha y un
segundo filtro 144 de paso de banda ancha.
Las mencionadas señales de banda base
procedentes de los mencionados canales I y Q son filtradas mediante
filtros primero y segundo 138 y 140 de paso bajo de 8 kHz de ancho
de banda, respectivamente.
A continuación las salidas procedentes de los
mencionados filtros 142 y 144 de paso de banda ancha, y los
mencionados filtros 146 y 148 de paso de banda estrecha, así como
los mencionados filtros 138 y 140 de paso bajo, se pasan a través
de detectores 150, 152 y 154 del valor cuadrático medio (RMS, root
mean square), a divisores 156 y 158. En un primer divisor 156 se
calcula una primera relación del mencionado nivel de pequeña señal
tras el filtrado en los mencionados filtros 142 y 144 de paso de
banda ancha, respecto del mencionado nivel de señal de banda base
en el canal. En un segundo divisor 148 se calcula una segunda
relación del mencionado nivel de pequeña señal tras el filtrado de
los mencionados filtros 146 y 148 de paso de banda estrecha,
respecto del mencionado nivel de señal de banda base en el
canal.
Los resultados del mencionado cálculo se pasan a
un medio de comparación 160. El mencionado medio de comparación 160
envía la señal HIGH_1 si la mencionada primera relación (salida del
divisor 156) excede un primer umbral THR1. La señal HIGH_2 es
enviada si la mencionada segunda relación (salida del divisor 158)
está por debajo de un segundo umbral THR2. Se envía la señal BAJA
si la mencionada primera relación es menor o igual que THR1 y la
mencionada segunda relación es mayor o igual que THR2.
La mencionada señal procedente del mencionado
medio de comparación 160 es recibida por un microprocesador 162 que
controla los mencionados atenuadores de entrada 108 y 110 de los
mencionados canales I y Q. Si la mencionada señal procedente de los
mencionados medios de comparación 160 es HIGH_1, el mencionado
microprocesador 162 envía un comando a los mencionados atenuadores
de entrada 108 y 110 para incrementar la configuración 224 de
atenuación de entrada, mediante un primer valor constante. Si la
mencionada señal procedente del mencionado medio de comparación 160
es HIGH_2, el mencionado microprocesador 162 envía una orden a los
mencionados atenuadores de entrada 108 y 110 para reducir 228 la
configuración de atenuación de entrada, mediante un segundo valor
constante.
El mencionado microprocesador 162 aplica
entonces un primer o un segundo retardo 226 y 230 a la ejecución de
software que, en función de las muestras siguientes, calcula las
mencionadas relaciones primera y segunda e incrementa o reduce la
mencionada configuración de atenuación. Los mencionados retardos
primero y segundo se implementan mediante no leer resultados del
mencionado medio de comparación 160 durante un período de tiempo
definido. Los mencionados retardos primero y segundo se aplican para
asegurar que tras incrementar la mencionada configuración de
atenuación, la salida de los otros elementos del circuito, es decir
los mencionados filtros 138, 140, 142, 144, 146 y 148, será estable
(el efecto transitorio en respuesta a la etapa de filtrado habrá
finalizado). En una realización los mencionados valores de retardos
primero y segundo pueden ser iguales, y en otra realización pueden
ser diferentes.
El mencionado microprocesador 162 almacena 232
en una memoria 164 la mencionada configuración de atenuación de los
mencionados atenuadores de entrada 108 y 110.
Mediante utilizar dos tipos de filtros de paso
banda (estrecha 146 y 148 así como ancha 142 y 144) es posible
aplicar diferentes velocidades del cambio de atenuación. Como es
crítico incrementar la atenuación rápidamente en una situación en
la que la ganancia de pequeña señal de bucle cartesiano se reduce
debido a VSWR, es posible utilizar primeros filtros 142 y 144 de
paso de banda ancha, para el cálculo y la decisión sobre incrementar
la atenuación 224. Por otra parte, reducir la atenuación 228 no es
crítico y puede hacerse lentamente (y con mayor precisión). Con
este objetivo se utiliza el mencionado filtro de pequeña señal en
los mencionados filtros 146 y 148 de paso de banda estrecha.
La figura 2 muestra un diagrama de flujo que
ilustra un método de ajuste de un nivel de potencia de un transmisor
100 de bucle cartesiano, en un sistema de radio digital según una
realización de la presente invención.
En la primera etapa 200 se genera una pequeña
señal a una separación de frecuencia predefinida. En una
realización, la mencionada pequeña señal puede ser un tono de onda
sinusoidal. La mencionada pequeña señal se transmite
simultáneamente con la señal TETRA modulada deseada. El mencionado
nivel de pequeña señal es de unos 30 dB por debajo de un nivel de
señal en el canal. En la siguiente etapa 201 se verifica si la
mencionada configuración de atenuación procedente del segmento
anterior está almacenada en la mencionada memoria 164. Si los
mencionados datos están disponibles, el mencionado transmisor 100
de bucle cartesiano se ajusta de acuerdo con esta configuración
204. Si este es un primer segmento en la transmisión y no hay ningún
mencionado ajuste de atenuación almacenado en la mencionada memoria
164, se utiliza 202 un ajuste de fábrica por defecto para ajustar el
mencionado transmisor 100. Cuando el transmisor 100 comienza a la
transmisión, el mencionado nivel de señal de banda base en el canal
se mide 212 en LP2 tras el filtrado en un filtro 205.1 de paso bajo.
El mencionado nivel de pequeña señal se mide 214 y 216 tras el
filtrado en un filtro 205.2 de paso de banda ancha, y adicionalmente
tras el filtrado en un filtro 205.3 de paso de banda estrecha.
Se toma los valores cuadráticos medios de:
- 1)
- el mencionado nivel 212 de señal en el canal,
- 2)
- el mencionado nivel 214 de pequeña señal tras el filtrado en los mencionados filtros de paso de banda estrecha,
- 3)
- el mencionado nivel 216 de señal tras el filtrado en los mencionados filtro de paso de banda ancha
para la mencionada medida y para el cálculo de
las relaciones entre el mencionado nivel de pequeña señal y el
mencionado nivel 218 de señal de banda base en el canal.
Si la mencionada primera relación es menor o
igual que el mencionado primer umbral y la mencionada segunda
relación es mayor o igual que el mencionado segundo umbral, entonces
se realiza de nuevo las medidas del mencionado nivel 212 de señal
de banda base en el canal y del mencionado nivel 214 y 216 de
pequeña señal.
Si la mencionada primera relación excede el
mencionado primer umbral 220, la mencionada configuración de
atenuación de los mencionados atenuadores de entrada 108 y 110 se
incrementa 224 en un valor constante. Adicionalmente, se aplica 226
un primer retardo a la ejecución de software el cual, en función de
las muestras siguientes, calcula la mencionada relación e
incrementa la mencionada configuración de atenuación.
Si la mencionada segunda relación está por
debajo del mencionado segundo umbral 222, la mencionada
configuración de atenuación de los mencionados atenuadores de
entrada 108 y 110 se reduce 228 en un valor constante.
Adicionalmente, se aplica 230 un segundo retardo a la ejecución de
software el cual, en función de las muestras siguientes, calcula la
mencionada relación e incrementa la mencionada configuración de
atenuación.
Puesto que durante un segmento de tiempo se toma
una pluralidad de muestras, las etapas 212 a 216 que empiezan a
partir de la medida del mencionado nivel de señal de banda base en
el canal y del mencionado nivel de pequeña señal, hasta la tapa de
almacenamiento 232 de la mencionada configuración de atenuación, se
realizan en un bucle.
Con referencia a la figura 3, que es un diagrama
simplificado de un transmisor 300 de bucle cartesiano conocido, se
presenta a continuación una breve explicación de la base teórica del
método de ajuste del nivel de salida de un transmisor de bucle
cartesiano, de acuerdo con una realización de la presente
invención.
El RFPA 304 está polarizado en clase AB. Su
potencia de canal adyacente (ACP, Adjacent Channel Power) es de
unos 30 dB a la potencia de salida nominal (1 W en antena). La ACP
del RFPA está mejorada por la ganancia de bucle cartesiano
(\betaA) a la frecuencia desplazamiento de interés. Se
asume que para un desplazamiento de 25 kHz se diseña una ganancia
de bucle 40 dB. Esto significa que la ACP de bucle cerrado a 25 kHz
de desplazamiento será de 30 + 40 = 70 dB. Si el mencionado RFPA
304 se maneja en compresión mediante cambios en la relación de
bandas estacionarías de tensión (VSWR), su ganancia de pequeña señal
cae significativamente. Cuando un RFPA 304 semejante se maneja en
compresión, mientras funciona dentro de un transmisor de
realimentación cartesiano, la ganancia de bucle (\betaA)
caerá en la misma cantidad que cae la ganancia de pequeña señal RFPA
304. Por ejemplo, si bajo cierta VSWR la ganancia de pequeña señal
del RFPA cae en 10 dB, entonces la ganancia de bucle
(\betaA) es de 40 - 10 = 30 dB, y la ACP resultante en la
antena será de 30 + 30 = 60 dB. La ACP de bucle resultante se
degradará en la cantidad de reducción de ganancia de pequeña señal
del RFPA.
Con referencia a la figura 3, puede examinarse
la función de transferencia entre LP2 y la entrada de señal TX
procedente del procesador de señal digital (DSP, Digital Signal
Processor).
donde
H(j\omega) es una función de
transferencia del filtro de bucle;
\beta es una ganancia de realimentación 306 de
bucle;
g es la ganancia de pequeña señal de
RFPA,
V_{in} en la tensión de entrada al
bucle, y
V_{LP2} es la tensión después del
filtro 302 de bucle.
Para ATT_{in} \cdot
H(j\omega) \cdot g \cdot \beta >>
1, puede aproximarse como
Nótese que g es la ganancia de pequeña señal del
RFPA 304.
A partir de esta función de transferencia se
puede ver que si la ganancia del RFPA 304 cae debido a la VSWR, la
señal en LP2 se incrementará. Esto significa que mirando en LP2
durante la transmisión, podemos estimar el cambio en la ganancia de
pequeña señal de bucle. Esto puede detectarse si la mencionada
ganancia de pequeña señal del bucle cae, y la potencia hacia el
bucle puede reducirse mediante incrementar la atenuación de los
atenuadores de entrada 308 que están localizados antes del empalme
de suma del bucle.
Para estimar con precisión los cambios en la
ganancia de pequeña señal del bucle, junto con la señal de banda
base se transmite una pequeña señal. La pequeña señal se transmite a
+ 12,5 kHz (o - 12,5 kHz) de desplazamiento. La potencia de esta
pequeña señal estará 30 dB por debajo de la potencia transmitida de
la señal de banda base. Bajo tales condiciones, esta pequeña señal
no tendrá ninguna influencia sobre la ACP de 25 kHz de la señal de
banda base. La mencionada pequeña señal se detecta en LP2 mediante
pasarla a través del filtro de paso banda, y se monitoriza su
tensión cuadrática media.
La mencionada pequeña señal generada está
siempre un valor K (por ejemplo K = - 30 dB) por debajo de la
potencia de señal de banda base. Así, a la entrada del bucle:
En LP2 se mide el nivel de la mencionada señal
de banda base P_{LP2}(banda base) y el nivel de la
mencionada pequeña señal P_{LP2}(pequeña señal). La
relación entre las razones de las señales de entrada y las señales
medidas en LP2 puede describirse como sigue:
Es evidente que en la región lineal, R será
igual a 1. Pero cuando el RFPA se maneja en compresión, la
mencionada potencia de pequeña señal en LP2 se incrementará y por lo
tanto se incrementará la relación 5 . Así, en la
región de compresión R será mayor que 1. El transmisor de bucle
cartesiano acorde con la presente invención controla los
atenuadores del bucle de entrada para mantener la relación R en
cierto rango predefinido (entre los umbrales THR1 y THR2) y al
mismo tiempo mantiene la ACP dentro del límite.
En una realización, el eliminador 106 del
aislador se implementa en software ejecutable en un procesador de
señal digital (DSP, Digital Signal Processor). Una implementación en
software es relativamente barata y permite una fácil
reconfiguración. Sin embargo, se apreciará que la presente invención
puede implementarse en equipamiento físico o en software, y puede
utilizarse en dispositivos de comunicación por radio.
\vskip1.000000\baselineskip
\bullet US 20030031271 A [0004]
Claims (16)
1. Un transmisor (100) de bucle cartesiano que
comprende un circuito de ida (102) y un circuito de realimentación
(104), cada uno de estos circuitos comprendiendo un canal I y un
canal Q, así como un eliminador (106) del aislador,
caracterizado porque el mencionado eliminador (106) del
aislador comprende:
- a)
- un primer filtro (138) de paso bajo y un primer filtro (142) de paso de banda ancha, conectados al mencionado canal I del circuito de ida (102) en una salida de un primer filtro (116) de bucle;
- b)
- un segundo filtro (140) de paso bajo y un segundo filtro (144) de paso de banda ancha, conectados al mencionado canal Q del circuito de ida (102) en una salida de un segundo filtro (118) de bucle;
- c)
- un primer detector (150) del valor cuadrático medio, operativo para recoger señales procedentes del mencionado primer filtro (142) de paso de banda ancha y del mencionado segundo filtro (144) de paso de banda ancha;
- d)
- un segundo detector (152) del valor cuadrático medio, operativo para recoger señales procedentes del mencionado primer filtro (138) de paso bajo y del mencionado segundo filtro (140) de paso bajo;
- e)
- un primer divisor (156) conectado a los mencionados detectores primero y segundo (150 y 152) del valor cuadrático medio;
- f)
- un medio de comparación (160) conectado al mencionado primer divisor (156);
- g)
- un microprocesador (162) conectado al mencionado medio de comparación y a atenuadores de entrada (108 y 110) en los mencionados canales I y Q.
2. El transmisor de bucle cartesiano acorde con
la reivindicación 1, que comprende además:
- a)
- un primer filtro (146) de paso de banda estrecha conectado el mencionado canal I del circuito de ida, en una salida del primer filtro (116) de bucle;
- b)
- un segundo filtro (148) de paso de banda estrecha conectado al mencionado canal Q del circuito de ida, en una salida del segundo filtro (118) de bucle;
- c)
- un tercer detector (154) del valor cuadrático medio, operativo para recoger señales procedentes del mencionado primer filtro (146) de paso de banda estrecha y procedentes del mencionado segundo filtro (148) de paso de banda estrecha;
- d)
- un segundo divisor (158) conectado a los mencionados detectores primero y segundo (152 y 154) del valor cuadrático medio, y al mencionado medio de comparación (160).
3. El transmisor de bucle cartesiano acorde con
la reivindicación 1 o 2, en el que hay una memoria (164) conectada
al mencionado microprocesador (162).
4. El transmisor de bucle cartesiano acorde con
cualquiera de las reivindicaciones precedentes, en el que el
generador (166) está conectado al mencionado microprocesador
(162).
5. El transmisor de bucle cartesiano acorde con
la reivindicación 4 en el que el mencionado generador es un
generador de onda sinusoidal.
6. Un método de ajuste de un nivel de salida de
un transmisor (100) de bucle cartesiano en un sistema de radio
digital, comprendiendo el método las etapas de:
- a)
- generar una pequeña señal (200) a una separación de frecuencia predefinida;
- b)
- aplicar una configuración de atenuación (202) predefinida en fábrica, para ajustar el mencionado nivel de salida si la configuración de atenuación para un segmento previo no está disponible (201), o
- c)
- aplicar la mencionada configuración de atenuación obtenida en el segmento previo (204), para ajustar el mencionado nivel de salida en un segmento actual;
- d)
- medir un nivel (212) de señal de banda base en el canal, en una salida de un primer filtro (116) de bucle;
- e)
- medir el mencionado nivel (214) de pequeña señal a una separación de frecuencia predefinida, en una salida de un segundo filtro (118) de bucle;
- f)
- calcular una primera relación (218) del mencionado nivel de pequeña señal frente al mencionado nivel de banda base en el canal; e
- g)
- incrementar una configuración de atenuación (224) de una señal de entrada, si la mencionada primera relación está por encima de un primer umbral (220);
- h)
- almacenar (232) la mencionada configuración de atenuación en una memoria.
7. El método acorde con la reivindicación 6, en
el que el mencionado nivel de pequeña señal se mide tras el filtrado
en un filtro (205.2) de paso de banda ancha.
8. El método acorde con la reivindicación 6 o 7,
en el que el mencionado nivel de señal en el canal se mide tras el
filtrado en un filtro (205.1) de paso bajo.
9. El método acorde con cualquiera de las
reivindicaciones 6 a 8, que comprende además las etapas de:
- e1)
- medir el mencionado nivel (216) de pequeña señal tras el filtrado en un filtro (205.3) de paso de banda estrecha, a la mencionada separación de frecuencia predefinida, en una salida de un primer filtro (116) de bucle;
- f1)
- calcular una segunda relación (218) del mencionado nivel de pequeña señal tras el filtrado en el mencionado filtro de paso de banda estrecha, respecto del mencionado nivel de señal de banda base en el canal; y
- g1)
- reducir la mencionada configuración de atenuación (228) de una señal de entrada, si la mencionada segunda relación está por debajo de un segundo umbral (222).
10. El método acorde con cualquiera de las
reivindicaciones 6 a 9, en el que las etapas d) a h) se repiten en
un bucle mientras que la mencionada primera relación y la mencionada
segunda relación están entre los mencionados umbrales primero y
segundo, y mientras existe una señal modulada a transmitir.
11. El método acorde con cualquiera de las
reivindicaciones 6 a 10, en el que para determinar los mencionados
valores cuadráticos medios primero o segundo del mencionado nivel
(212) de señal de banda base en el canal, se toma un valor
cuadrático medio del mencionado nivel de pequeña señal (214 y
216).
12. El método acorde con cualquiera de las
reivindicaciones 6 a 11, en el que tras incrementar la mencionada
configuración de atenuación se aplica (226) un primer retardo a la
ejecución del software que, en función de las muestras siguientes,
calcula las mencionadas relaciones primera y segunda e incrementa la
mencionada configuración de atenuación.
13. El método acorde con cualquiera de las
reivindicaciones 6 a 11, en el que tras reducir la mencionada
configuración de atenuación se aplica (230) un segundo retardo a la
ejecución del software el cual, en función de las muestras
siguientes, calcula las mencionadas relaciones primera y segunda y
reduce la mencionada configuración de atenuación.
14. El método acorde con cualquiera de las
reivindicaciones 6 a 13, en el que la mencionada pequeña señal se
genera en un nivel significativamente por debajo del mencionado
nivel de señal en el canal.
15. Un transmisor de radio acorde con cualquiera
de las reivindicaciones 1 a 5, y que es operativo para proporcionar
comunicaciones en al menos los sistemas de comunicaciones TETRA y/o
GSM y/o IDEN.
16. Un dispositivo de comunicación por radio que
incorpora un circuito acorde con cualquiera de las reivindicaciones
1 a 5.
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