ES2335690T3 - Convertidor de potencia de alta eficiencia, y modulador y transmisor que lo usan. - Google Patents
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Abstract
Convertidor de potencia adaptado para ser conectado a una fuente de potencia eléctrica y administrar el flujo de potencia desde dicha fuente a una carga, recibiendo el convertidor en su entrada una señal (A(t)) de control para la conversión y estando caracterizado porque incluye: - un primer circuito regulador (L1, C1, M1, D1) del tipo reductor de modulación por anchura de impulsos, que está adaptado para ser conectado a una fuente de tensión positiva (Vcc) y referido a tierra para proporcionar una salida de tensión positiva, - un circuito recuperador de energía, que incluye un segundo circuito regulador (L2, M2, D2) del tipo intensificador de modulación por anchura de impulsos, conectado a dicho primer circuito regulador (L1, C1, M1, D1), que está adaptado para ser conectado a una fuente de tensión negativa de apoyo (Vdd), para descargar rápidamente los componentes (L1, C1) de almacenamiento de energía de dicho primer circuito regulador (L1, C1, M1, D1); en el que: - la entrada de dicho segundo circuito regulador (L2</sub, M2, D2) está conectada a la salida de dicho primer circuito regulador (L1, C1, M1, D1), y la salida de dicho segundo circuito regulador (L2, M2, D2) está conectada a la entrada de dicho primer circuito regulador (L1, C1, M1, D1), - el primer circuito regulador incluye un elemento (M1) de conmutación en serie, un diodo (D1) en derivación a tierra, una inductancia (L1) en serie y un condensador (C1) en derivación a tierra, - el segundo circuito regulador incluye una inductancia (L2) en serie, un elemento (M2) de conmutación en derivación conectado a la fuente de tensión negativa de apoyo (Vdd), y un diodo (D2) en régimen libre a la fuente de tensión positiva (Vcc), estando excitado el componente (M1) de conmutación del primer circuito regulador por una señal de conmutación con un primer ciclo de trabajo (Dc), y estando excitado el componente (M2) de conmutación del segundo circuito regulador por una señal de conmutación con un segundo ciclo de trabajo (Ds); y - una unidad (UC) de control para conmutar componentes (M1, M2) de circuito, de dichos primer (L1, C1, M1, D1) y segundo (L2, M2, D2) circuitos reguladores, que está configurada para controlar la conmutación de dichos componentes (M1, M2) y para determinar dichos ciclos (Dc, Ds) de trabajo, para que no se solapen en el tiempo, con respecto a dicha señal (A(t)) de control, de acuerdo con un método de control predeterminado de alimentación hacia delante, basado en un modelo analítico de bucle abierto de dicho primer circuito regulador (L1, C1, M1, D1).
Description
Convertidor de potencia de alta eficiencia, y
modulador y transmisor que lo usan.
La presente invención está relacionada con un
convertidor de potencia, de acuerdo con el preámbulo de la
reivindicación 1.
Tal convertidor se aplica típicamente a
moduladores de amplitud para transmisores de radio y la presente
invención está relacionada también con un modulador de amplitud y
un transmisor de radio.
En general, tal convertidor puede aplicarse, por
ejemplo, cuando es necesario ajustar o convertir potencia de una
manera eficiente y controlada por una señal analógica o digital.
Para construir un transmisor de radio capaz de
realizar tal tipo de modulación (analógica y/o digital), la
solución típica es utilizar un modulador de nivel de
I-Q bajo (Cartesiano), seguido por amplificadores de
radiofrecuencia de clase A; de esta manera, no se consigue una
\hbox{eficiencia alta; en realidad, la eficiencia típica de
tal solución es inferior al 50%.}
Este problema se puede resolver utilizando un
modulador polar (Eliminación y Restauración de Envolvente), como se
ilustra esquemáticamente en la figura 1, el cual recibe en su
entrada una señal moduladora SM, repartida en la amplitud
A(t) de la señal moduladora y la fase \Phi(t) de la
señal moduladora a través, por ejemplo, de un procesador DSP, y que
entrega en su salida una señal RF de radiofrecuencia modulada en
amplitud, es decir,
X(t)=A(t)\cdotcos(\omega_{0}t+\Phi(t));
la modulación polar de la figura 1 tiene:
- -
- una modulación de fase realizada de acuerdo con un sintetizador SINT,
- -
- una amplificación de la señal generada por el sintetizador SINT utilizando una cadena de amplificadores AMP de potencia de radiofrecuencia en una clase saturada (clase AB, B, C, D, E o F) para conseguir una eficiencia alta en radiofrecuencia,
- -
- una envolvente, es decir, una modulación en amplitud introducida a través de un convertidor CP de potencia en la etapa final del amplificador de radiofrecuencia, variando su tensión de alimentación.
El modulador de envolvente administra casi toda
la potencia absorbida por el transmisor; es por tanto importante
que su eficiencia sea muy alta. Además, el modulador de envolvente
debe suministrar, a la etapa amplificadora final, una tensión
variable que tiene el recorrido dinámico fijado por la señal
moduladora A(t).
Conseguir una modulación de amplitud variando la
tensión de alimentación de la etapa amplificadora final, se conoce
desde hace al menos 70 años, denominada a menudo "modulación de
placa", y se consiguió utilizando un transformador de modulación
(véase, por ejemplo, el "Radio Engineers Handbook" (Manual del
Radio Ingeniero), de McGraw Hill, 1943).
La posibilidad de implementar el modulador de
amplitud por medio de un regulador reductor de modulación por
anchura de impulsos, es decir, un "Regulador PWM", eliminando
así el transformador de modulación, fue introducida alrededor de
finales de la década de 1960. Hoy día, es bien sabido, tanto en la
literatura científica (véase por ejemplo "Polar
Modulation-Based RF Power Amplifiers with Enhanced
Envelope Processing Technique" (Amplificadores de potencia de RF
basados en la modulación polar, con una técnica de proceso de
envolvente mejorada), de J.K. Jau, F.Y. Han, M.C. Du, T.S. Horng,
T.C. Lin, en la 34 Conferencia Europea de Microondas, Ámsterdam,
2004), como en la documentación de patentes (véanse por ejemplo las
patentes US 3.413.570, US 3.506.920, US 3.588.744 y US
4.896.372).
En general, la solución propuesta en tal
literatura es siempre la de un regulador reductor que excita un
amplificador de potencia de radiofrecuencia en clase AB, B, C, D, E
o F u otras clases "saturadas", variando su tensión de
alimentación.
En 1999 se propuso un avance adicional por la
patente US 6.636.112, en la cual se añade en cascada con el
regulador de PWM reductor un regulador lineal que tiene una doble
funcionalidad:
- a)
- seguir la dinámica más rápida de la señal, compensando los problemas inherentes en el regulador PWM y descritos más adelante en el presente documento,
- b)
- reducir el ruido introducido por la conmutación del regulador PWM que normalmente da lugar a componentes espurias en la señal transmitida (véase la patente US 6.636.112) en la columna 8, líneas 34 a 39).
Tal regulador lineal reduce la eficiencia global
del sistema, ya que por su naturaleza, disipa algo de la energía
suministrada por el regulador PWM (véase la patente 6.636.112 en la
columna 9, líneas 7 a 13).
En la patente US 6.636.112 (véase la columna 8,
líneas 1 a 14), se supone que la resistencia que presenta la etapa
final en su puerto de alimentación es constante.
El objetivo general de la presente invención es
eliminar o reducir los inconvenientes de la técnica anterior.
Este objetivo se consigue mediante el
convertidor de potencia que tiene las características indicadas en
las reivindicaciones que se acompañan, que han de ser consideradas
como parte integrante de la presente descripción.
La presente invención está basada en la idea de
recuperar el exceso de energía acumulada en la salida, utilizando
un circuito adecuado y, en particular, transfiriéndola a la
entrada.
Un aspecto innovador adicional de la presente
invención puede ser apreciado al considerar lo que se afirma en la
patente US 6.636.112 en la columna 8, líneas 1 a 14, donde se supone
que la resistencia presentada por la etapa final en su puerto de
alimentación es constante. Tal afirmación es cierta solamente en
presencia de cargas perfectamente adaptadas y es fundamental en la
patente antes mencionada para tener éxito en el cálculo,
independientemente de todo, de la tensión a aplicar a la etapa
final, con el fin de tener la potencia deseada. En la solución
propuesta por la presente invención, no hay tal restricción; el
método de control permite calcular el ciclo de trabajo (ciclo a
ciclo) a realizar (con el fin de producir la tensión a aplicar a la
etapa final) incluso en presencia de un amplificador de potencia
cuya resistencia presentada en el puerto de alimentación sea
variable. La verdadera resistencia del amplificador de potencia
puede ser medida por tanto (ciclo a ciclo) y este valor (o un valor
medio del mismo) se puede utilizar en el ciclo siguiente.
Con la presente invención (en virtud también del
método de control original), también se pueden acomodar por tanto
cargas altamente inadaptadas o variables.
La invención se explicará mejor ahora con ayuda
de los dibujos que se acompañan, los cuales pretenden, no obstante,
ser ejemplos explicativos y no limitativos, en los cuales:
la figura 1 muestra un diagrama de bloques de un
transmisor de amplitud modulada,
la figura 2 muestra un diagrama simplificado de
un primer ejemplo de modo de realización del convertidor de acuerdo
con la presente invención,
la figura 3A muestra el posible camino de un
fasor en el plano I-Q,
la figura 3B muestra cómo la amplitud del fasor
de la figura 3A varía con el tiempo y la correspondiente tensión de
salida de un convertidor,
la figura 4 muestra cómo la corriente I_{1}
varía de acuerdo con la fórmula [3], y cómo la tensión V_{out}
varía de acuerdo con la segunda suposición en la cual está basada el
modelo analítico de la presente invención y a la vista de la
fórmula [4],
la figura 5 muestra una manera posible en la
cual puede variar la corriente I_{2} y la integral asociada
Q_{s} calculada de acuerdo con la fórmula [19],
la figura 6 muestra un diagrama simplificado de
un segundo ejemplo de modo de realización del convertidor de
acuerdo con la presente invención, y
la figura 7 muestra un diagrama simplificado de
un tercer ejemplo de modo de realización del convertidor de acuerdo
con la presente invención.
Para conseguir una alta eficiencia, el
convertidor de acuerdo con la presente invención emplea la
modulación por anchura de impulsos, o PWM, técnica que se ilustra
en la figura 2, la figura 6 y la figura 7.
Uno de los aspectos innovadores de la presente
invención es la combinación de dos reguladores PWM diferentes: el
primero, constituido por una bobina L_{1}, un condensador C_{1},
un transistor M_{1} y un diodo D_{1}, es un regulador reductor
y administra el flujo de potencia desde la fuente de alimentación
eléctrica principal, es decir, la fuente V_{cc} de tensión
positiva, a la carga R_{L}', que se supone que es sustancialmente
resistiva; el segundo, constituido por una bobina L_{2}, un
transistor M_{2} y un diodo D_{2}, es un regulador
intensificador y proporciona una descarga rápida de los componentes
del circuito L_{1} y C_{1}, es decir, los dos componentes del
primer regulador que almacenan energía.
En otras palabras, el regulador intensificador
es capaz de transferir, sin disipación, energía desde los
componentes del circuito L_{1} y C_{1} a la fuente principal
V_{cc}. Para hacer esto suficientemente rápido, se utiliza
preferiblemente una fuente de potencia eléctrica secundaria, es
decir, la fuente V_{dd} de tensión negativa.
Naturalmente, los dos reguladores PWM y sus
componentes del circuito de conmutación, M_{1} y M_{2}, son
controlados por una unidad de control apropiada, indicada con UC en
la figura 2, en la figura 6 y en la figura 7; el componente M_{1}
está excitado por una señal de conmutación con un ciclo de trabajo
D_{c} y el componente M_{2} está excitado por una señal de
conmutación con un ciclo de trabajo D_{s}.
\newpage
En cuanto se refiere a los componentes del
circuito de conmutación, eligiendo apropiadamente el excitador de
control, los transistores M_{1} y M_{2} pueden ser MOSFET de
canal N o canal P, independientes entre sí, u otros tipos de
transistores.
En cuanto se refiere a los diodos D_{1} y
D_{2}, estos pueden ser diodos de unión PN o Schottky. Además,
estos diodos podrían ser sustituidos o ponerse juntos con los
transistores, por ejemplo, del tipo MOSFET adecuadamente excitados,
para tener una caída de tensión muy limitada a través de estos
componentes del circuito, durante las fases de conducción; esto
contribuye a un aumento adicional de la eficiencia.
El generador principal V_{cc} debe ser
diseñado para suministrar toda la potencia requerida por la etapa
final de radiofrecuencia.
El regulador reductor, controlado por la señal
con ciclo de trabajo D_{c}, transfiere la potencia a la salida,
permitiendo variar la tensión de salida V_{out}, como se requiere
de acuerdo con la señal moduladora A(t).
La respuesta en régimen permanente de un
regulador reductor es:
donde:
V_{cc} = tensión de la fuente principal;
V_{OUT} \epsilon [0, V_{cc}] = tensión de
salida;
D_{c} \epsilon [0, 1] = ciclo de
trabajo.
La respuesta dinámica es diferente; esto es
debido a dos fenómenos físicos diferentes:
- \bullet
- la respuesta lineal de paso bajo de los componentes L_{1}, C_{1}, R_{L};
- \bullet
- la respuesta no lineal debida a la topología de los componentes M_{1} y D_{1} del circuito, lo cual permite el flujo de corriente desde V_{cc} a V_{OUT} pero no al revés.
El comportamiento lineal del regulador reductor
puede ser compensado actuando sobre el ciclo de trabajo D_{c} de
la señal que excita el transistor M_{1}.
El regulador reductor presenta su comportamiento
no lineal cuando se requiere una pronunciada pendiente negativa
para la tensión V_{OUT} de salida; en ese caso, ni el transistor
M_{1} ni el diodo D_{1} son capaces de eliminar energía de la
bobina L_{1} y el condensador C_{1}, y la tensión de salida cae
de acuerdo con la ley R_{L} - C_{1}/L_{1}.
Con referencia a la figura 3B, es posible
demostrar que la distorsión no lineal comienza cuando la pendiente
(negativa) de la tensión de salida deseada excede del tiempo de
relajación de los circuitos L_{1}, C_{1}, R_{L}.
La consecuencia directa de la fórmula [2] es que
la pendiente máxima permisible tiende a cero con la tensión de
salida V_{0}. Si la tensión V_{0} es próxima a cero, la
resistencia R_{L} de salida no es capaz de descargar rápidamente
el condensador C_{1} y, como resultado, la tensión V_{OUT}
tendrá una derivada (negativa) próxima a cero.
Este resultado muestra el problema principal
relacionado con la topología reductora: el circuito no puede
reproducir formas de onda con cúspides hacia cero.
Un ejemplo típico está indicado en la figura 3;
en particular, la figura 3A muestra el camino de un fasor
\bar{X}(t) de módulo A(t) y fase \Phi(t),
el cual, en el plano I-Q, pasa a través del origen
de los ejes; las trayectorias de este tipo son comunes en muchos
esquemas de modulación (tales como QAM, SSB, DSB u otros). La figura
3B muestra la correspondiente variación de la amplitud A(t)
del fasor \bar{X}(t) y de la tensión de salida real
V_{OUT}; cerca de la cúspide, la resistencia R_{L} de salida no
es capaz de descargar el condensador C_{1} suficientemente rápido
y, como resultado, V_{OUT} se desvía de A(t).
El regulador intensificador ha sido incluido
para resolver este problema específico. Este segundo regulador,
excitado por una señal con ciclo de trabajo D_{s}, es para
invertir la dirección del flujo de energía: desde la salida, o
mejor todavía desde los componentes L_{1} y C_{1}, hasta la
fuente principal V_{cc}.
El regulador intensificador utiliza una fuente
de tensión negativa V_{dd} de apoyo, para aumentar la velocidad
de descarga del circuito de salida. Así, este modulador puede seguir
tanto las dinámicas rápidas de la señal moduladora como el paso por
cero, y el acercamiento a cero con derivada distinta de cero de la
señal moduladora.
Además, el regulador intensificador, al permitir
eliminar el exceso de energía en la salida, transfiriéndola al
generador principal V_{cc}, mantiene alta la eficiencia
global.
El uso de reguladores PWM reductores e
intensificadores para variar la tensión V_{OUT} da como resultado
una alta eficiencia y una dinámica alta, pero introduce ruido en la
frecuencia de conmutación y en sus armónicos. Este ruido puede
observarse por la presencia de componentes espurios en la modulación
de amplitud (en la frecuencia de conmutación y en sus armónicos)
con posibles problemas en términos de "ruido del canal
contiguo".
La frecuencia de conmutación debe ser (de
acuerdo con el teorema de Nyquist) al menos el doble de la anchura
de banda máxima de la señal moduladora; el resultado es que el
problema de la transmisión de componentes espurios no afecta a la
señal dentro de la banda, sino más bien a los canales contiguos.
Para resolver este problema, la presente
invención considera dos soluciones diferentes.
La primera solución consiste en eliminar las
frecuencias no deseadas (la frecuencia de conmutación f_{sw} y
sus armónicos 2 f_{sw}, 3 f_{sw},...) utilizando un filtro de
banda eliminada múltiple.
La variación de fase introducida por este
filtro, en las frecuencias de la envolvente del modulador, serán
consideradas como parte del retardo de fase total entre A(t)
y V_{OUT}.
El filtro de banda eliminada tendrá una
estructura que minimice la capacitancia efectiva con respecto a
tierra, ya que será añadida a la capacitancia del condensador
C_{1}, y es el componente principal responsable de las
distorsiones no lineales descritas anteriormente.
En la figura 2, la figura 6 y la figura 7, el
filtro de banda eliminada múltiple está indicado como F.
La segunda solución consiste en dispersar las
frecuencias no deseadas aplicando a la conmutación una oscilación
en el dominio de tiempos aleatoria y variable, y haciendo por tanto
que la duración T del periodo de conmutación varíe ligeramente y
continuamente de una manera aleatoria.
Esta solución, sencilla desde el punto de vista
del circuito, aumenta la complejidad de la unidad UC de control
(véase la figura 2, la figura 6 y la figura 7), no solamente a
través de la introducción de un generador aleatorio, sino también
porque en las fórmulas del algoritmo de control, la duración del
periodo de conmutación se convierte en una variable.
Ha de observarse que estas dos soluciones pueden
ser utilizadas ventajosamente en combinación.
Desde el punto de vista del control, el sistema
puede ser considerado como si tuviera dos entradas, es decir, los
ciclos de trabajo D_{c} y D_{s}, y una salida, es decir, la
tensión V_{OUT} de salida. Se ha desarrollado por tanto un modelo
analítico destinado a ser utilizado para el control electrónico
digital.
Este modelo calcula el valor de la tensión
V_{OUT} de salida en función del ciclo de trabajo D_{c} al
final de cada ciclo de conmutación. Este modelo puede ser invertido
fácilmente, proporcionando el ciclo de trabajo D_{c} en función
de la tensión V_{OUT} de salida. La gama aceptable de valores para
D_{c} está entre 0 y 1; si el valor calculado de D_{c} es menor
que cero, el algoritmo calcula el ciclo D_{s} de trabajo, lo que
asegura la tensión de salida deseada.
Con referencia a la figura 2, se hacen las seis
siguientes suposiciones.
De acuerdo con la primera suposición, la tensión
V_{0} a través del condensador C_{1} es igual a la tensión
V_{OUT} de salida en la banda de A(t). Tal suposición se
justifica por la estructura de banda eliminada del filtro de
salida, el cual no atenúa por tanto sustancialmente las señales en
la banda de la señal moduladora.
De acuerdo con la segunda suposición, la tensión
V_{0} a través del condensador C_{1} es constante durante cada
ciclo de conmutación.
De acuerdo con la tercera suposición, el
amplificador de potencia está modelado como una resistencia de valor
R_{L}. En la divulgación siguiente, la resistencia R_{L} se
supondrá constante en cada ciclo de conmutación. Por tanto, si el
amplificador de potencia está modelado con una característica
R_{L} = R_{L}(V_{OUT}), puede tenerse en cuenta
también el posible comportamiento no lineal del amplificador del
modelo. En ese caso, se puede utilizar la siguiente expresión:
R_{L}^{(n)} = R_{L}(V_{OUT}^{(n)}).
De acuerdo con la cuarta suposición, la tensión
umbral del diodo D_{1} y del diodo D_{2} se supone que es
cero.
De acuerdo con la quinta suposición, la
corriente I_{2} que fluye a través de la bobina L_{2} es cero
al final de cada ciclo de conmutación. Esta elección se ha hecho
considerando que el flujo de energía está dirigido principalmente
desde la fuente V_{cc} a la carga R_{L} y solamente en algunos
casos particulares en dirección inversa.
Por tanto, surgen dos ventajas.
La primera ventaja está relacionada con el hecho
de que habría solamente dos (en lugar de tres) variables de estado
para el sistema, ya que son dos los componentes que almacenan
energía desde un ciclo para el siguiente, que son la bobina L_{1}
y el condensador C_{1}.
La segunda ventaja está relacionada con el hecho
de que se evitan así los bucles de energía mediante el diseño. En
otras palabras, nunca surge la condición no deseada en la cual se
toma energía desde la fuente V_{cc}, se transfiere a la salida
(mediante el regulador reductor) y después se devuelve (por medio
del regulador intensificador) a la fuente
V_{cc}.
V_{cc}.
De acuerdo con la sexta suposición, la variación
en el ciclo de trabajo D_{c} desde un ciclo de conmutación al
siguiente es pequeña en comparación con dicho ciclo de trabajo.
El modelo utiliza dos relaciones:
- -
- la continuidad de la corriente I_{1} a través de la bobina L_{1}, representada por la fórmula [3] siguiente, y
- -
- la conservación de la carga en el condensador C_{1}, representada por la fórmula [4] siguiente.
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La figura 4 muestra cómo varía la corriente
I_{1} y cómo varía la tensión V_{OUT}, de acuerdo con la
suposición hecha.
Sustituyendo en las fórmulas [3] y [4] las
siguientes fórmulas [5], [6] y [7]:
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\newpage
donde
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se obtienen las siguientes fórmulas
[8] y
[9]:
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Las fórmulas [8] y [9] representan un modelo
simplificado, pero muy eficaz, del regulador reductor PWM y permiten
calcular la tensión V_{0} a través del condensador C_{1} (que
corresponde a la tensión V_{OUT} de salida) y a la corriente
I_{1} que fluye a través de la bobina L_{1} en el ciclo
"n+1" sobre la base de los valores de la corriente I_{1}, la
tensión V_{OUT}, el ciclo de trabajo D_{c} y la duración T del
periodo de conmutación en el ciclo "n".
Basándose en este modelo analítico, se pueden
implementar métodos de control efectivo para controlar los
componentes de conmutación de los reguladores PWM, incluidos en el
convertidor de potencia, de acuerdo con la presente invención.
Un primer método de control está basado
meramente en las fórmulas [8] y [9] del modelo analítico; el
diagrama simplificado del convertidor asociado está ilustrado en la
figura 2.
El problema que necesita resolverse es calcular
qué ciclo de trabajo D_{c} ha de ser aplicado al ciclo "n"
(D_{c}^{(n)} en la figura 4), siendo V_{OUT}^{(n+1)} (nueva
tensión objetivo), V_{OUT}^{(n)} e I_{1}^{(n)} (valores
actuales de las dos variables de estado del sistema), y T^{(n)}
conocidos.
Por tanto, se necesita procesar la fórmula [9],
expresando el ciclo de trabajo D_{c} en función de todo el resto.
El problema es la no linealidad de la fórmula [9] con respecto al
ciclo de trabajo D_{c}.
En lugar de resolver una ecuación cuadrática,
con un proceso complicado y que requeriría un circuito lógico
complejo, la sexta suposición previamente mencionada se explota
conjuntamente con el hecho de que la variación en el término (1 -
D_{c}^{(n)}/2) es sin duda inferior a la variación de D_{c}
(ambas presentes en el segundo término de la fórmula [9]).
Por tanto, esto conduce a:
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La fórmula [10] es la que permite obtener el
ciclo de trabajo D_{c} que ha de realizarse en el ciclo "n"
para obtener la tensión V_{OUT}^{(n+1)}, siendo conocidos los
valores V_{OUT}^{(n)}, I_{1}^{(n)} y
D_{c}^{(n-1)}.
La unidad lógica de control UC debe calcular,
por tanto, en cada ciclo, el siguiente par de fórmulas, y
específicamente la fórmula [11] seguida primero por la fórmula
[12]:
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Considerando que la corriente I_{1} no puede
invertir su dirección, la fórmula [12] debe estar saturada en cero,
es decir: si I_{1}^{(n+1)} < 0 => I_{1}^{(n+1)} =
0.
Sin embargo, el resultado de la fórmula [11]
puede ser positivo o negativo, pero un ciclo de trabajo negativo no
tiene ningún significado físico. En ese caso, el modelo está
indicando que para alcanzar la tensión objetivo
V_{OUT}^{(n+1)}, se necesitaría suprimir la carga de C_{1}, y
esto puede conseguirse fijando D_{c} = 0 y D_{s} > 0.
Las fórmulas [8] y [9] del modelo, en ese caso,
continuarán siendo válidas, fijando D_{c}^{(n)} = 0 y con la
adición de una cantidad de carga Q_{s}^{(n)}, que debe ser
eliminada de C_{1}; por tanto, queda:
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En el ciclo en cuestión, la carga
Q_{s}^{(n)} que ha de eliminarse de C_{1} para obtener
V_{OUT}^{(n+1)}, puede ser calculada por tanto como:
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Debe observarse que la fórmula [15], aparte del
factor de escala "-C_{1}", corresponde al numerador de la
fórmula [11], y por tanto no necesita ser recalculado. Si, por
tanto, en el ciclo "n" el resultado es D_{c} < 0, debe
obligarse a que D_{c} = 0 y debe calcularse la carga a eliminar
del condensador C_{1} sobre la base de la fórmula [15] (cuya
carga es sin duda positiva, ya que el denominador de la fórmula [11]
es sin duda positivo).
En este punto, explotando también la quinta
suposición previamente mencionada, el ciclo de trabajo
D_{s}^{(n)} puede ser calculado a partir de la carga
Q_{s}^{(n)} (véase la figura 5 para una mejor comprensión).
Igualando las fórmulas [16] y [17], se puede
calcular el instante en el que la corriente I_{2} vuelve a ser
cero, correspondiente a D_{OFF}^{(n)} T^{(n)}:
La restricción impuesta por la quinta suposición
previamente mencionada está reflejada en el valor máximo de
D_{OFF}^{(n)}, que debe ser igual a 1. Se deduce que
D_{s}^{(n)} no puede exceder de un cierto valor, que indicará
D_{sMAX}^{(n)}:
Se puede calcular ahora Q_{s}^{(n)} en
función de D_{s}^{(n)}:
\vskip1.000000\baselineskip
\vskip1.000000\baselineskip
Igualando las fórmulas [15] y [19] y expresando
D_{s}^{(n)}, se obtiene:
\vskip1.000000\baselineskip
\vskip1.000000\baselineskip
En conclusión, el algoritmo para calcular
D_{c}^{(n)} y D_{s}^{(n)} es como sigue:
\vskip1.000000\baselineskip
Paso 1 (primer
método)
Paso 2 (primer
método)
Si N(n) > 0
Si N(n) < 0
\vskip1.000000\baselineskip
\vskip1.000000\baselineskip
donde D_{s}^{(n)} debe estar
limitado a D_{sMAX}^{(n)}, de acuerdo con
[18].
\vskip1.000000\baselineskip
Paso 3 (primer
método)
\vskip1.000000\baselineskip
Paso 4 (primer
método)
Si I_{c} > 0 => I_{1}^{(n+1)} =
I_{c};
Si I_{c} < 0 => I_{1}^{(n+1)} =
0.
La fórmula [23] es la más difícil de calcular
mediante circuitos lógicos exclusivos, debido a la presencia del
término (V_{cc} - V_{OUT}^{(n)})/(V_{dd} +
V_{OUT}^{(n)}) y debido a la raíz cuadrada.
Dado que la descarga (y por tanto el cálculo de
la formula [23] tiene lugar normalmente cuando V_{OUT}^{(n)} es
pequeña, se puede aplicar la siguiente aproximación:
\vskip1.000000\baselineskip
\vskip1.000000\baselineskip
Un segundo método de control está basado en el
modelo analítico de las fórmulas [8] y [9], pero en lugar de
obtener I_{1}^{(n)} a partir del modelo, y suponiendo que la
V_{OUT}^{(n)} requerida es realmente la obtenida, mide estas
dos cantidades.
El diagrama simplificado del convertidor
asociado está ilustrado en la figura 6; esto difiere del diagrama
de la figura 2 por la adición de dos componentes del circuito ADC o
convertidores de analógico a digital, para llevar a cabo las
mediciones.
Este segundo método presenta las ventajas
siguientes:
- \bullet
- menor complejidad en el algoritmo, ya que se evitan los cálculos relativos a los pasos 3 y 4 ilustrados previamente,
- \bullet
- posibilidad de incluir medidas protectoras contra corrientes excesivas o tensiones excesivas,
- \bullet
- control más preciso durante el transitorio de inicio, cuando la corriente I_{1} del modelo todavía no es estable.
Naturalmente, es necesario proporcionar los
circuitos necesarios para medir las cantidades antes
mencionadas.
La idea es hacer uso de las cantidades medidas,
no para un control de bucle cerrado en el sentido convencional,
sino como valores iniciales para el ciclo "n" con el fin de
calcular, mediante un modelo, el ciclo de trabajo.
Utilizando 21 para indicar las
mediciones, sucederá que el algoritmo se compondrá simplemente de
los dos pasos siguientes:
\vskip1.000000\baselineskip
Paso 1 (segundo
método)
donde V_{OUT}^{(n+1)} es el
valor siguiente de la tensión de salida, como consecuencia de la
entrada
A(t).
\vskip1.000000\baselineskip
Paso 2 (segundo
método)
Si N^{(n)} > 0
Si N^{(n)} < 0
donde D_{s}^{(n)} debe ser
limitada a D_{sMAX}^{(n)}, de acuerdo con
[18].
Un tercer método de control está basado en el
modelo analítico de las fórmulas [8] y [9], pero necesita la
medición de la tensión V_{OUT} de salida y la determinación de la
carga aplicada a la salida, en particular el valor real de la carga
resistiva R_{L}.
En el ejemplo de la figura 7, la carga se
determina midiendo la corriente I_{0} de salida; la relación entre
el valor medido de la tensión V_{OUT} y el valor medido de la
corriente I_{0} corresponde al valor de la resistencia de la
carga.
La carga puede ser determinada de otras maneras,
por ejemplo midiendo la potencia transferida a la carga o midiendo
la corriente de entrada al convertidor y estimando la salida del
convertidor.
En la figura 7 se ilustra un diagrama
simplificado de un convertidor basado en este método; éste difiere
del diagrama de la figura 2 por la adición de dos componentes del
circuito ADC, convertidores de analógico a digital, para llevar a
cabo las mediciones.
La verdadera resistencia del amplificador de
potencia, en particular de su etapa de salida, puede ser calculada
por tanto (ciclo por ciclo, si se desea) y se puede utilizar dicho
valor (o un valor medio de la misma) en el ciclo siguiente, para
calcular con precisión el ciclo de trabajo necesario para obtener la
potencia deseada.
Utilizando 25 para indicar las
mediciones, sucederá que el algoritmo se compondrá simplemente de
los dos pasos siguientes:
\vskip1.000000\baselineskip
Paso 1 (tercer
método)
donde V_{OUT}^{(n+1)} es el
valor siguiente de la tensión de salida, como consecuencia de la
entrada A(t); I_{1}^{(n)} es el valor de la corriente a
través de la bobina L_{1}, calculada utilizando el modelo;
27 es la carga resistiva que presenta el
amplificador de potencia en el puerto de
alimentación.
\vskip1.000000\baselineskip
Paso 2 (tercer
método)
Si N^{(n)} > 0
Si N^{(n)} < 0
\vskip1.000000\baselineskip
\vskip1.000000\baselineskip
donde D_{s}^{(n)} debe estar
limitada a D_{sMAX}^{(n)} de acuerdo con
[18].
\vskip1.000000\baselineskip
Paso 3 (tercer
método)
\vskip1.000000\baselineskip
Paso 4 (tercer
método)
Si I_{c} > 0 => I_{1}^{(n+1)} =
I_{c};
Si I_{c} < 0 => I_{1}^{(n+1)} =
0.
Los diagramas de la figura 2, la figura 6 y la
figura 7 son bastante completos, pero simplificados; por ejemplo,
los circuitos de excitación de los transistores MOSFET no están
elaborados; además, por ejemplo, los circuitos que generan las
señales de tensión que han de enviarse a los componentes de circuito
ADC están representados solamente de una manera indicativa; en el
caso de determinación de una señal de tensión, se reduce a un solo
hilo, mientras que en el caso de determinación de una señal de
corriente, se reduce a una resistencia, es decir, a la resistencia
Rs.
En la práctica, por ejemplo, será necesario
incluir circuitos para adaptar la señal de tensión que ha de
muestrearse a una gama dinámica de la tensión de entrada analógica
de los componentes específicos del circuito ADC elegidos; en el
caso de detección de la señal de corriente, debe elegirse un
convertidor adecuado de corriente-tensión.
Además, las señales detectadas deben ser
filtradas adecuadamente (filtro anti-solapamiento)
para no permitir que se haga el muestreo de los armónicos y otras
frecuencias que están fuera de la banda de los componentes del
circuito ADC que ha de muestrearse.
Finalmente, debe proporcionarse una señal de
reloj a los componentes del circuito ADC, con la frecuencia de
muestreo deseada.
Merece observarse que, en estos diagramas, ambos
convertidores PWM están conectados directamente entre sí; sin
embargo, no se puede descartar que esta conexión pudiera ser hecha
indirectamente a través de otros componentes del circuito no
representados en estos diagramas.
Por completar, se presenta a continuación una
lista de componentes en forma de tabla, que pueden ser utilizados
en estos circuitos.
Claramente, se pueden introducir diversas
modificaciones a lo que ha sido descrito e ilustrado, a modo de
ejemplo, y los medios o materiales descritos pueden ser sustituidos
por medios o materiales equivalentes, sin salir consecuentemente
del alcance reivindicado de protección.
Claims (12)
1. Convertidor de potencia adaptado para ser
conectado a una fuente de potencia eléctrica y administrar el flujo
de potencia desde dicha fuente a una carga, recibiendo el
convertidor en su entrada una señal (A(t)) de control para
la conversión y estando caracterizado porque incluye:
- -
- un primer circuito regulador (L_{1}, C_{1}, M_{1}, D_{1}) del tipo reductor de modulación por anchura de impulsos, que está adaptado para ser conectado a una fuente de tensión positiva (V_{cc}) y referido a tierra para proporcionar una salida de tensión positiva,
- -
- un circuito recuperador de energía, que incluye un segundo circuito regulador (L_{2}, M_{2}, D_{2}) del tipo intensificador de modulación por anchura de impulsos, conectado a dicho primer circuito regulador (L_{1}, C_{1}, M_{1}, D_{1}), que está adaptado para ser conectado a una fuente de tensión negativa de apoyo (V_{dd}), para descargar rápidamente los componentes (L_{1}, C_{1}) de almacenamiento de energía de dicho primer circuito regulador (L_{1}, C_{1}, M_{1}, D_{1});
en el que:
- -
- la entrada de dicho segundo circuito regulador (L_{2}, M_{2}, D_{2}) está conectada a la salida de dicho primer circuito regulador (L_{1}, C_{1}, M_{1}, D_{1}), y la salida de dicho segundo circuito regulador (L_{2}, M_{2}, D_{2}) está conectada a la entrada de dicho primer circuito regulador (L_{1}, C_{1}, M_{1}, D_{1}),
- -
- el primer circuito regulador incluye un elemento (M1) de conmutación en serie, un diodo (D1) en derivación a tierra, una inductancia (L1) en serie y un condensador (C1) en derivación a tierra,
- -
- el segundo circuito regulador incluye una inductancia (L2) en serie, un elemento (M2) de conmutación en derivación conectado a la fuente de tensión negativa de apoyo (V_{dd}), y un diodo (D2) en régimen libre a la fuente de tensión positiva (Vcc),
- estando excitado el componente (M1) de conmutación del primer circuito regulador por una señal de conmutación con un primer ciclo de trabajo (Dc), y estando excitado el componente (M2) de conmutación del segundo circuito regulador por una señal de conmutación con un segundo ciclo de trabajo (Ds); y
- -
- una unidad (UC) de control para conmutar componentes (M1, M2) de circuito, de dichos primer (L_{1}, C_{1}, M_{1}, D_{1}) y segundo (L_{2}, M_{2}, D_{2}) circuitos reguladores, que está configurada para controlar la conmutación de dichos componentes (M1, M2) y para determinar dichos ciclos (D_{c}, D_{s}) de trabajo, para que no se solapen en el tiempo, con respecto a dicha señal (A(t)) de control, de acuerdo con un método de control predeterminado de alimentación hacia delante, basado en un modelo analítico de bucle abierto de dicho primer circuito regulador (L_{1}, C_{1}, M_{1}, D_{1}).
\vskip1.000000\baselineskip
2. Convertidor de potencia de acuerdo con la
reivindicación 1, en el que dicha unidad (UC) de control está
configurada para fijar la anchura (D_{c}, D_{s}) de los impulsos
de conmutación periódicamente, en cada ciclo de conmutación.
3. Convertidor de potencia de acuerdo con la
reivindicación 2, caracterizado porque dicha unidad (UC) de
control está configurada para fijar la anchura (D_{c}, D_{s})
de los impulsos de conmutación, también con respecto al estado
previo al menos de dicho primer circuito regulador (L_{1},
C_{1}, M_{1}, D_{1}), en particular el estado del ciclo de
conmutación
anterior.
anterior.
4. Convertidor de potencia de acuerdo con una de
las reivindicaciones 1 a 3, caracterizado porque dicha unidad
de control (UC) está adaptada para aplicar una oscilación aleatoria
y variable en el dominio del tiempo a la conmutación de dichos
componentes del circuito de conmutación.
5. Convertidor de potencia de acuerdo con
cualquiera de las reivindicaciones precedentes, caracterizado
porque incluye medios (F) de filtrado conectados aguas debajo de
dicho primer circuito regulador (L_{1}, C_{1}, M_{1},
D_{1}) y adaptados para filtrar el ruido de conmutación.
6. Convertidor de potencia de acuerdo con la
reivindicación 5, caracterizado porque dichos medios (F) de
filtrado comprenden un filtro de banda eliminada múltiple.
7. Convertidor de potencia de acuerdo con
cualquiera de las reivindicaciones precedentes, caracterizado
porque incluye medios (ADC) adaptados para determinar al menos
algunas de las variables de estado (I_{1}, V_{0}) de dicho
primer circuito regulador (L_{1}, C_{1}, M_{1}, D_{1}), y
porque dicha unidad de control (UC) está conectada a dichos medios
de determinación (ADC) y está adaptada para funcionar de acuerdo con
un método de control, basándose en el modelo analítico del primer
circuito regulador (L_{1}, C_{1}, M_{1}, D_{1}), que tiene
en cuenta los valores de las variables de estado (I_{1}, V_{0})
determinadas.
8. Convertidor de potencia de acuerdo con
cualquiera de las reivindicaciones precedentes, caracterizado
porque incluye medios (ADC) de determinación adaptados para
detectar la tensión (V_{OUT}) de salida en el convertidor y en la
carga (R_{L}) aplicada a la salida del convertidor, y en el cual
dicha unidad de control (UC) está conectada a dichos medios (ADC)
de determinación y está adaptada para funcionar de acuerdo con un
método de control, basándose en el modelo analítico del primer
circuito regulador (L_{1}, C_{1}, M_{1}, D_{1}), que tiene
en cuenta la tensión (V_{OUT}) de salida determinada y la carga en
la salida (R_{L}) determinada.
9. Convertidor de potencia de acuerdo con la
reivindicación 8, en el que dichos medios (ADC) de determinación
están adaptados para medir la tensión (V_{OUT}) de salida en el
convertidor y la corriente I_{o} de salida en el convertidor.
10. Convertidor de potencia de acuerdo con
cualquiera de las reivindicaciones precedentes, caracterizado
porque está adaptado para alimentar cualquier tipo de carga o
accionamiento.
11. Modulador de amplitud adaptado para recibir
en la entrada una señal moduladora y que incluye un amplificador y
un alimentador de potencia adaptado para suministrar potencia,
caracterizado porque dicho alimentador de potencia incluye
un convertidor de potencia de acuerdo con una de las
reivindicaciones precedentes, cuya señal de control (A(t))
para la conversión corresponde a dicha señal moduladora.
12. Transmisor de radio que incluye un modulador
de amplitud de acuerdo con la reivindicación precedente.
Applications Claiming Priority (2)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| IT000402A ITTO20050402A1 (it) | 2005-06-10 | 2005-06-10 | Convertitore di potenza ad alta efficienza, modulatore e trasmettitore che lo utilizzano |
| ITTO05A0402 | 2005-06-10 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| ES2335690T3 true ES2335690T3 (es) | 2010-03-31 |
Family
ID=37498825
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| ES06756087T Expired - Lifetime ES2335690T3 (es) | 2005-06-10 | 2006-06-08 | Convertidor de potencia de alta eficiencia, y modulador y transmisor que lo usan. |
Country Status (12)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US20100270986A1 (es) |
| EP (1) | EP1894289B1 (es) |
| AT (1) | ATE447789T1 (es) |
| CA (1) | CA2611634C (es) |
| DE (1) | DE602006010201D1 (es) |
| DK (1) | DK1894289T3 (es) |
| ES (1) | ES2335690T3 (es) |
| IT (1) | ITTO20050402A1 (es) |
| NO (1) | NO336955B1 (es) |
| RU (1) | RU2380818C2 (es) |
| UA (1) | UA90434C2 (es) |
| WO (1) | WO2006131896A2 (es) |
Families Citing this family (5)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| CN104192014B (zh) * | 2014-09-05 | 2016-05-04 | 江苏今创车辆有限公司 | 采用统一电压输出及双向dc/dc模块的双能源机车 |
| US11863062B2 (en) * | 2018-04-27 | 2024-01-02 | Raytheon Company | Capacitor discharge circuit |
| KR102274958B1 (ko) * | 2019-04-15 | 2021-07-08 | 주식회사 에스제이솔루션 | 지능형 프리 레귤레이터를 이용한 전원공급장치 |
| US20220376612A1 (en) * | 2019-11-07 | 2022-11-24 | Hewlett-Packard Development Company, L.P. | Snubber circuit |
| CN119469206B (zh) * | 2024-11-19 | 2025-11-07 | 湖南航天机电设备与特种材料研究所 | 一种便携式陀螺机抖驱动测量系统及方法 |
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| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
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| US3506920A (en) * | 1966-02-10 | 1970-04-14 | Gates Radio Co | High efficiency transformer utilizing pulse duration modulation to eliminate audio-rf transformer coupling |
| US3413570A (en) * | 1966-02-23 | 1968-11-26 | Collins Radio Co | High efficiency rf power amplification with modulation signal controlled "on"-"off" switch varied amplifier dc potentials |
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| US20030174005A1 (en) * | 2002-03-14 | 2003-09-18 | Latham Paul W. | Cmos digital pulse width modulation controller |
| KR100476202B1 (ko) * | 2002-06-25 | 2005-03-10 | 현대자동차주식회사 | 양방향 ｄｃ/ｄｃ 컨버터 암-쇼트 방지 및 감지방법 |
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-
2005
- 2005-06-10 IT IT000402A patent/ITTO20050402A1/it unknown
-
2006
- 2006-06-08 US US11/917,146 patent/US20100270986A1/en not_active Abandoned
- 2006-06-08 AT AT06756087T patent/ATE447789T1/de active
- 2006-06-08 CA CA2611634A patent/CA2611634C/en not_active Expired - Lifetime
- 2006-06-08 EP EP06756087A patent/EP1894289B1/en not_active Expired - Lifetime
- 2006-06-08 UA UAA200800329A patent/UA90434C2/ru unknown
- 2006-06-08 DE DE602006010201T patent/DE602006010201D1/de not_active Expired - Lifetime
- 2006-06-08 DK DK06756087.0T patent/DK1894289T3/da active
- 2006-06-08 WO PCT/IB2006/051827 patent/WO2006131896A2/en not_active Ceased
- 2006-06-08 RU RU2008100033/09A patent/RU2380818C2/ru active
- 2006-06-08 ES ES06756087T patent/ES2335690T3/es not_active Expired - Lifetime
-
2008
- 2008-01-09 NO NO20080149A patent/NO336955B1/no unknown
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| WO2006131896A3 (en) | 2007-10-11 |
| ITTO20050402A1 (it) | 2006-12-11 |
| RU2380818C2 (ru) | 2010-01-27 |
| ATE447789T1 (de) | 2009-11-15 |
| CA2611634C (en) | 2014-08-19 |
| NO20080149L (no) | 2008-02-19 |
| RU2008100033A (ru) | 2009-07-20 |
| CA2611634A1 (en) | 2006-12-14 |
| UA90434C2 (ru) | 2010-04-26 |
| US20100270986A1 (en) | 2010-10-28 |
| DE602006010201D1 (de) | 2009-12-17 |
| NO336955B1 (no) | 2015-11-30 |
| WO2006131896A2 (en) | 2006-12-14 |
| EP1894289A2 (en) | 2008-03-05 |
| DK1894289T3 (da) | 2010-03-22 |
| EP1894289B1 (en) | 2009-11-04 |
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