ES2342205T3 - Sistema de comunicacion uwb cooperativo de tipo coherente. - Google Patents
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Abstract
Procedimiento de codificación espaciotemporal distribuida para sistema de telecomunicación UWB por impulsos en el que un terminal fuente transmite una señal a un terminal destinatario durante un intervalo de transmisión constituido por K tramas, K >=q 1, estando dividida cada trama en una primera y una segunda semitramas, recibiéndose la señal transmitida en cada primera semitrama y después retransmitiéndose tras su amplificación durante la segunda semitrama siguiente por un terminal relé distinto entre K terminales relé de dicho sistema, caracterizado porque dicho terminal fuente codifica 4K símbolos de información que pertenecen a un alfabeto de modulación PPM o un alfabeto de modulación compuesta PPM-PAM que comprende una pluralidad de posiciones temporales, para proporcionar una secuencia de cuatro símbolos de transmisión por trama, obteniéndose dichos símbolos de transmisión a partir de 4K combinaciones lineales de dichos símbolos de información con ayuda de una pluralidad de coeficientes que pertenecen a una extensión algebraica real de orden 2K del conjunto de los números racionales y, para uno de dichos símbolos de transmisión de rango determinado en dicha secuencia de cada trama, de una permutación de sus componentes PPM; los símbolos de transmisión así obtenidos modulan una señal UWB por impulsos.
Description
Sistema de comunicación UWB cooperativo de tipo
coherente.
La presente invención se refiere a la vez al
campo de las telecomunicaciones en banda ultraancha o UWB ("Ultra
Wide Band") y al de los sistemas de telecomunicación
cooperativos.
Los sistemas de telecomunicación UWB han sido
objeto de considerables investigaciones en los últimos años. Estos
sistemas tienen la especificidad de trabajar directamente en banda
de base con señales denominadas de banda ultraancha. Generalmente,
por señal UWB se entiende una señal según la máscara espectral
estipulada en el reglamento del FCC del 14 de febrero de 2002,
revisado en marzo de 2005, es decir, esencialmente una señal en la
banda espectral de 3,1 a 10,6 GHz y que presenta un ancho de banda
de al menos 500 MHz a -10 dB. Las señales UWB se dividen en dos
categorías: las señales OFDM multibanda (MB-OFDM) y
las señales UWB de tipo por impulsos. Una señal UWB por impulsos
está constituida por impulsos muy cortos, del orden de algunos
cientos de picosegundos al nanosegundo. A continuación, nos
limitaremos a los sistemas UWB por impulsos.
Los sistemas UWB son buenos candidatos para las
redes personales inalámbricas (WPAN). En una red inalámbrica
clásica, como una red de telecomunicación celular, las conexiones se
establecen entre un emisor y un receptor, sin participación de
terceros terminales. Con el fin de mejorar la cobertura espacial de
las redes inalámbricas, se han propuesto arquitecturas
ad-hoc que ponen en práctica estrategias de
cooperación entre terminales.
La figura 1 representa de manera muy esquemática
una estrategia de cooperación en el interior de una red de este
tipo. El terminal fuente s transmite un flujo de datos a un terminal
destinatario d. El terminal r también recibe el flujo de datos
procedente de s y lo retransmite al terminal destinatario d. El
terminal r coopera así en la transmisión de datos entre s y d. Por
ejemplo, si el canal s-d es de mala calidad,
concretamente debido a la presencia de un obstáculo entre s y d, el
canal s-r-d puede permitir sortearlo
y obtener una calidad de conexión satisfactoria. El flujo de datos
puede retransmitirse por varios terminales para aumentar aún más la
diversidad espacial de las trayectorias de transmisión. Además,
puede retransmitirse en una única vez
("single-hop") o en varias veces consecutivas
("multiple-hop").
Como se sabe, en una red inalámbrica de tipo
TDMA, cada terminal presenta un intervalo de transmisión que le está
dedicado. Se distinguen entonces dos modos de cooperación: la
cooperación en paralelo y la cooperación en serie.
En un modo de cooperación en paralelo, el
terminal relé recibe los datos del terminal fuente durante el
intervalo de transmisión asignado a este último y los retransmite
hacia el terminal destinatario durante su propio intervalo de
transmisión. El terminal destinatario recibe así los mismos datos, a
través de trayectorias de encaminamiento diferentes, una primera vez
durante el intervalo de transmisión del terminal fuente y una
segunda vez durante el intervalo de transmisión del terminal relé.
Aunque el calificativo en paralelo puede parecer mal elegido debido
a la recepción secuencial de los datos por el terminal destinatario,
significa de hecho la ausencia de interferencias entre las dos
trayectorias de encaminamiento, resultante de la separación temporal
de los intervalos de transmisión del terminal fuente y del terminal
relé. El funcionamiento en modo de cooperación en paralelo supone
que el terminal relé no tiene datos propios para transmitir durante
su intervalo de transmisión. Esto reduce considerablemente las
configuraciones de cooperación.
En un modo de cooperación en serie, el terminal
relé recibe y retransmite los datos del terminal fuente durante el
intervalo de transmisión asignado a este último. Para ello, puede
contentarse con transmitir, tras la amplificación, la señal recibida
(protocolo denominado AF para "Amplify and Forward" -
"amplificar y retransmitir") o bien decodificar previamente la
señal antes de volver a emitirla (protocolo denominado "Decode and
Forward" - "decodificar y retransmitir"). El terminal
destinatario recibe los datos del terminal fuente, a través de
trayectorias de encaminamiento diferentes, durante el intervalo de
transmisión asignado al terminal fuente.
Un sistema cooperativo que usa concretamente un
protocole AF se describe en el articulo de K. Azariam et al.
titulado "On the achievable diversity-multiplexing
tradeoff in half-duplex cooperative channels"
publicado en IEEE Trans. on Information Theory, vol. 51, Nº. 12,
diciembre de 2005, páginas 4152-4172.
Debido a la transmisión simultánea de datos por
el terminal fuente y de datos de este mismo terminal retransmitidos
por el terminal relé, los datos deben codificarse para garantizar su
ortogonalidad. Este código se denomina código espaciotemporal
distribuido o DSTC ("Distributed Space Time Code").
Los sistemas de telecomunicación de tipo
cooperativos, como los sistemas de múltiples antenas denominados
MIMO ("Múltiple In Múltiple Out" - "múltiples entradas
múltiples salidas"), son sistemas con diversidad espacial de
transmisión. El tipo de detección usada en el receptor depende de la
información disponible en el canal. Se distinguen:
- los sistemas denominados coherentes, en los
que el receptor conoce las características del canal de transmisión,
normalmente gracias a una estimación de canal realizada a partir de
símbolos pilotos transmitidos por el emisor. A continuación se usa
la estimación de canal para la detección de símbolos de información.
Los sistemas coherentes están destinados generalmente a aplicaciones
de alto caudal;
- los sistemas no coherentes, en los que el
receptor realiza una detección ciega de los símbolos de información,
sin conocimiento previo de las características del canal de
transmisión;
- los sistemas diferenciales, en los que los
símbolos de información se codifican en forma de diferencia de fase
o de amplitud en dos símbolos de transmisión consecutivos. Estos
sistemas pueden no necesitar un conocimiento del canal en el lado
del receptor.
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Se conoce un primer ejemplo de sistema
cooperativo coherente que usa un protocolo AF a partir del articulo
de S. Yang y J-C Belfiore titulado "Optimal
space-time codes for the MIMO
amplify-and-forward cooperative
channel" disponible en el sitio www.comelec.enst.fr. Este
articulo propone además una generalización del sistema cooperativo
del articulo de K. Azariam en el caso en el que las fuentes, los
relés y el destino son de tipo de múltiples antenas. El sistema que
se describe en ese documento presenta una ganancia de codificación
elevada, y por tanto buenos rendimientos en cuanto a BER. No
obstante, no puede aplicarse a señales UWB. En efecto, el sistema en
cuestión usa códigos DSTC con coeficientes complejos que llevan por
tanto una información de fase. Ahora bien, teniendo en cuenta la
duración muy corta de los impulsos usados y, por consiguiente, el
ancho de banda de las señales UWB, resulta excesivamente difícil
extraer una información de fase.
Se conoce un segundo ejemplo de sistema
cooperativo que usa un protocolo AF a partir del articulo de C.
Abou-Rjeily et al. titulado "Distributed
algebraic space time codes for ultra wideband communications",
presentado para publicación, edición Kluwer. A diferencia del
primero, este sistema usa señales UWB y coeficientes de códigos DSTC
reales. No obstante, sus rendimientos en cuanto a BER son inferiores
a las del sistema anterior.
El artículo "Space-time coding
for multiuser Ultra wideband Communications" de C.
Abou-Rjeily et al. presenta códigos
"space-time" (espaciotemporales) con
coeficientes reales para sistemas UWB.
El objeto de la invención es proponer un sistema
cooperativo coherente, usando señales UWB al tiempo que se presenta
una ganancia de codificación más elevada que la de la técnica
anterior.
La presente invención se define por un
procedimiento de codificación espaciotemporal distribuida para
sistema de telecomunicación UWB por impulsos en el que un terminal
fuente transmite una señal a un terminal destinatario durante un
intervalo de transmisión constituido por K tramas, K
\geq 1, estando dividida cada trama en una primera y una segunda
semitramas, recibiéndose la señal transmitida en cada primera
semitrama y después retransmitiéndose tras su amplificación durante
la segunda semitrama siguiente por un terminal relé distinto entre
K terminales relé de dicho sistema. Dicho terminal fuente
codifica 4K símbolos de información que pertenecen a un
alfabeto de modulación PPM o un alfabeto de modulación compuesta
PPM-PAM que comprende una pluralidad de posiciones
temporales, para proporcionar una secuencia de cuatro símbolos de
transmisión por trama, obteniéndose dichos símbolos de transmisión a
partir de 4K combinaciones lineales de dichos símbolos de
información con ayuda de una pluralidad de coeficientes que
pertenecen a una extensión algebraica real de orden 2K del
conjunto de los números racionales y, para uno de dichos símbolos de
transmisión de rango determinado en dicha secuencia de cada trama,
de una permutación de sus componentes PPM. Los símbolos de
transmisión así obtenidos modulan una señal UWB por impulsos.
La invención también se define por un
dispositivo de codificación para terminal de telecomunicación UWB
por impulsos destinado a transmitir una señal a un terminal
destinatario durante un intervalo de transmisión (TTI) constituido
por K tramas, K \geq 1, comprendiendo dicho
dispositivo de codificación:
- primeros medios de distribución para
proporcionar 4K simbolos de información que pertenecen a un alfabeto
de modulación compuesta PPM-PAM que comprende M
posiciones temporales, con K módulos de codificación en
paralelo, correspondiendo cada módulo de codificación a una trama y
actuando sobre dichos 4K símbolos de información para
proporcionar cuatro símbolos de transmisión;
- segundos medios de distribución para
proporcionar a cada módulo de codificación un conjunto de 4K
coeficientes (V^{K},V_{1}^{K}) que pertenecen a una extensión
algebraica real del conjunto de los números racionales;
- estando adaptado cada módulo de codificación
para realizar una combinación lineal de dichos 4K símbolos de
información por medio de los 4K coeficientes que recibe y
para realizar una permutación de las componentes PPM de uno de los
símbolos obtenidos mediante combinación;
- una pluralidad de líneas de retardo montadas
en serie, aplicando, cada una, un retardo igual a la duración de
trama y recibiendo en su entrada la salida de un módulo de
codificación.
Otras características y ventajas de la invención
resultarán evidentes tras la lectura de un modo de realización
preferido de la invención realizado con referencia a las figuras
adjuntas en las que:
la figura 1 ilustra esquemáticamente una
estrategia de cooperación en una red inalámbrica;
la figura 2 ilustra esquemáticamente un
protocolo de cooperación según un modo preferido de realización
usando una pluralidad de terminales relé;
la figura 3 representa un ejemplo de alfabeto de
modulación de tipo PPM-PAM;
la figura 4 ilustra la elección de terminales
relé mediante concertación entre un terminal fuente y un terminal
destinatario;
la figura 5 ilustra esquemáticamente la
estructura general de un terminal fuente según un modo de
realización de la invención;
la figura 6 ilustra esquemáticamente un módulo
del terminal fuente representado en la figura 5;
la figura 7 ilustra esquemáticamente un primer
submódulo del módulo representado en la figura 6;
la figura 8 ilustra esquemáticamente un segundo
submódulo del módulo representado en la figura 6.
La idea en la que se basa la invención es la de
usar una estrategia de cooperación usando señales UWB por impulsos
moduladas por una modulación de posición y de amplitud o
PPM-PAM ("Pulse Position Modulation & Pulse
Amplitude Modulation" - "modulación de posición por impulsos y
modulación de amplitud por impulsos") y asegurarse de mantener la
ortogonalidad entre la señal que va a retransmitirse y la señal
retransmitida por medio de un tipo de codificación especifico.
La estrategia de cooperación usada es de tipo AF
tal como se ilustra en la figura 2. En el presente caso, se
considera un terminal fuente s, K terminales relé
r_{1},r_{2},...,r_{K} con K\geq1, y un terminal destinatario
d. Se asigna el intervalo de transmisión indicado como TTI al
terminal fuente s. Dicho de otro modo, durante este intervalo
temporal, sólo el terminal fuente s puede emitir, limitándose los
relés r_{1},r_{2},..., r_{K} a retransmitir la señal emitida
por el terminal fuente.
La señal emitida por el terminal fuente en el
intervalo TTI está constituida por una secuencia de K tramas,
teniendo, cada una, una duración T_{f} y estando constituida por
dos semitramas. Si se considera por ejemplo la k-ésima trama
de la secuencia, su primera semitrama se retransmite por el terminal
relé r_{k} mientras que la fuente emite su segunda semitrama. Asi,
la primera semitrama de cada trama de la secuencia se retransmite
por un terminal relé diferente.
Un intervalo de transmisión TTI permite
transmitir 4K símbolos de información, ofreciendo cada una de
las K tramas una diversidad espacial de 2 (terminales fuente
y relé). Más precisamente, se codifican 4K símbolos de
información indicados s_{1},s_{2},..., s_{4K} en 4K
símbolos de transmisión c_{1}^{k}, c_{2}^{k}, c_{3}^{k},
c_{4}^{k}, k = 1,.., K, siendo el código no degenerado y de rango
4K.
Los símbolos de información s_{1},s_{2},...,
s_{4K} son elementos de un alfabeto de modulación
M-PPM-M'-PAM o de
modulación M-PPM, considerado este último alfabeto
para las necesidades de la descripción como un caso particular del
primero con M'=1. El alfabeto de esta modulación de cardinal M.M' se
ha representado esquemáticamente en la figura 3. Para cada una de
las M posiciones temporales, son posibles M' amplitudes de
modulación. Un símbolo del alfabeto puede representarse por un
vector a= (a_{1},..., a_{M})^{T} de dimensión M con
a_{m}= \delta(m-d)a donde d es una
posición de la modulación PPM y a una amplitud de la modulación PAM
y \delta(.) es la distribución de Dirac. Por tanto, los símbolos
de información se considerarán a continuación como vectores de M
componentes PPM de las cuales sólo una no es nula y es igual a un
elemento del alfabeto PAM.
Volviendo a la figura 2, se observa que el
terminal fuente transmite los símbolos c_{2}^{k}, c_{4}^{k}
durante la primera semitrama de la k-ésima trama y después los
símbolos c_{1}^{k}, c_{3}^{k} durante la segunda semitrama. El
terminal relé r_{k} recibe los símbolos c_{2}^{k}, c_{4}^{k}
durante la primera semitrama y los retransmite durante la segunda
semitrama. Por tanto, durante la segunda semitrama, despreciando con
una precisión del tiempo de propagación, el terminal destinatario
recibe cuatro símbolos de transmisión que pueden representarse en
forma de una matriz de código espaciotemporal C^{k} de dimensión
2M x 2:
La dimensión temporal viene dada por las
diferentes filas de la matriz (dirección vertical) y la dimensión
espacial (terminal fuente y terminal relé) viene dada por las
diferentes columnas (dirección horizontal).
Según la invención, la matriz del código
espaciotemporal C^{k} se obtiene a partir de los símbolos de
información s_{1},s_{2},..., s_{4K}, de la siguiente
manera:
\vskip1.000000\baselineskip
\vskip1.000000\baselineskip
\vskip1.000000\baselineskip
\vskip1.000000\baselineskip
\vskip1.000000\baselineskip
donde los coeficientes
\nu_{i}^{k}, i =1,..,K son escalares cuyas propiedades
se facilitarán a continuación, \theta y \theta_{1} son las
raíces conjugadas de un polinomio P(X) de grado 2,
irreducible en el conjunto Q de los números racionales y de
discriminante estrictamente positivo. Las raíces \theta y
\theta_{1} son por tanto reales y distintas. Ventajosamente, se
tomará como polinomio P(X) = X^{2} - X - 1, en cuyo caso
\theta es el número áureo
3
En la expresión (4), \Omega es una matriz de
permutación (circular o no), de dimensión M x M, que no se reduce a
una simple transposición. Se denomina permutación a cualquier
biyección del conjunto ordenado {1,..,M} sobre sí mismo, con la
excepción de la identidad. Una permutación circular \omega se
define mediante la relación \omega(m) = m+q (mod M) donde q
es un número entero tal que 0 < q \leq M-1. Por
ejemplo, para M \geq 3, \Omega puede ser un sencillo
desplazamiento circular:
\vskip1.000000\baselineskip
\vskip1.000000\baselineskip
\vskip1.000000\baselineskip
\vskip1.000000\baselineskip
donde
I_{M-1xM-1} es la matriz identidad
de tamaño M-1, 0_{1xM-1} es el
vector fila nulo de tamaño M-1,
0_{M-1x1} el vector columna nulo de tamaño
M-1. De manera más general, la matriz \Omega puede
ser la de una permutación asociada a un cambio de signo de uno
cualquiera o de una pluralidad de sus elementos. Por tanto, en el
caso del ejemplo facilitado en (6), las
matrices:
con \chi_{i}=\pm1 también
pueden emplearse en la expresión (4). Para M=2, se tomará
6
60
Se entiende a partir de las expresiones (2) a
(5) que los símbolos de transmisión c_{1}^{k}, c_{2}^{k},
c_{3}^{k}, c_{4}^{k} son, como los símbolos de información
s_{1},s_{2},...,s_{4K}, vectores de dimensión M de los cuales
cada componente corresponde a una posición de modulación. En efecto,
se obtienen mediante una sencilla combinación lineal de los símbolos
de información y para c_{3}^{k} mediante una operación
complementaria, a saber, una permutación de las componentes PPM,
combinada eventualmente con una inversión de signo de algunas de
ellas.
De manera general, los coeficientes escalares
\nu_{i}^{k}, i = 1,..,K son elementos de una extensión
algebraica real (no compleja) de orden K en el conjunto Q de
los números racionales. Dicho de otro modo, los coeficientes
escalares \nu_{i}^{k} las raíces reales de un polinomio
Q^{k}[X] de grado K, con coeficientes en Q e
irreducible en Q. El polinomio Q^{k} [X] se elige en primer lugar
con P[X] y a continuación los coeficientes escalares
100 que intervienen en las expresiones (2) a (5)
son elementos de una extensión algebraica iterada, también real, F:
Q[\theta] de grado 2 en Q[\theta] y por
consiguiente de grado 2K en Q, donde
Q[\theta] es la extensión algebraica de Q obtenida
mediante adición de la raíz \theta de P[X]. Según las
expresiones (2) a (5) las componentes de los vectores c_{1}^{k},
c_{2}^{k}, c_{3}^{k}, c_{4}^{k} también pertenecen a la
extensión algebraica F.
Las expresiones (2) a (5) pueden escribirse en
una forma de matriz más compacta:
vector fila de los coeficientes escalares y:
\vskip1.000000\baselineskip
\vskip1.000000\baselineskip
dicho de otro modo, \sigma_{12}
es una matriz de dimensión 2KxM que agrupa los 2K
primeros símbolos de información y \sigma_{34} es una matriz de
igual dimensión que agrupa los 2K símbolos siguientes. Se
recuerda que los símbolos de información son vectores columna de
dimensión
M.
Los símbolos de transmisión c_{1}^{k},
c_{2}^{k}, c_{3}^{k}, c_{4}^{k} k= 1,..., K del
código espaciotemporal sirven para modular en posición y en amplitud
una señal UWB. Más precisamente, cada semitrama se divide en dos
tiempos de símbolo de duración T_{s} = T_{f}/4 y se emite un
símbolo de transmisión por cada tiempo de símbolo. Cada tiempo de
símbolo ofrece M posiciones de modulación
\tau_{1},\tau_{2},...,\tau_{M} ventajosamente, pero no
necesariamente, repartidas equitativamente en el interior de este
último. Considerándose
c=(c(1),c(2),...,c(m))^{T} un símbolo de
transmisión, la señal emitida por el terminal fuente durante el
tiempo de símbolo correspondiente se expresa entonces sencillamente
por:
donde w(t) es la forma
elemental del impulso de UWB. Su apoyo temporal se elige
sensiblemente inferior a las desviaciones
|\tau_{m+1}-\tau_{m}| entre posiciones
de modulación
sucesivas.
Las posiciones de modulación son idénticas para
los símbolos de una misma trama. No obstante, pueden diferir de una
trama a otra. También se observará que las posiciones de modulación
pueden ser idénticas para todos los terminales fuente,
garantizándose así la ortogonalidad por la multiplexación TDMA. Por
tanto, no es necesario separarlas por medio de secuencia de saltos
temporales como en un sistema de TH-UWB ("Time
Hopped UWB") convencional o mediante multiplicación por
secuencias ortogonales como en un sistema de DS-UWB
("Direct Spread UWB"). No obstante, la modulación mediante
posición puede servir para modular una señal de
TH-UWB, DS-UWB o incluso una señal
de TH-DS-UWB, en el caso en el que
se desea permitir a una pluralidad de terminales fuente realizar un
acceso simultáneo durante el mismo intervalo TTI. Por tanto, de
manera general la señal emitida durante un tiempo de símbolo podrá
tomar la siguiente forma:
donde u(t) es una señal UWB
por impulsos, por ejemplo TH-UWB,
DS-UWB, TH-DS-UWB. A
continuación nos limitaremos por motivos de simplificación, pero sin
perjuicio de generalización, a una señal fuente que tiene la forma
de la expresión
(9).
El terminal fuente s transmite durante la
segunda semitrama de la k-ésima trama la señal:
\vskip1.000000\baselineskip
durante el premier tiempo de
símbolo,
y
\vskip1.000000\baselineskip
durante el segundo tiempo de
símbolo, donde \omega es una permutación del conjunto ordenado
{1,2,..,M}, \chi_{m}=\pm1 y A_{s} es un coeficiente
función de la potencia de emisión del terminal
fuente.
Simultáneamente, durante la segunda semitrama de
la k-ésima trama, el relé r_{k} retransmite la señal:
durante el premier tiempo de
símbolo, donde h_{sr}^{k} es el coeficiente de atenuación
del trayecto de propagación entre el terminal fuente y el terminal
relé r_{k} y a_{k} es la ganancia de amplificación del relé
r_{k};
y
durante el segundo tiempo de
símbolo.
A continuación facilitaremos los vectores
v^{k} que corresponden a la mejor ganancia de codificación
para
16 y ello para valores pequeños de
K.
Para un único relé, los vectores v^{k} se
reducen simplemente al valor escalar V = 1.
Para dos relés, las componentes de los vectores
v^{k} se eligen ventajosamente iguales a:
Para tres relés, las componentes de los vectores
v^{k} se eligen ventajosamente iguales a
Para cuatro relés, las componentes de los
vectores v^{k} se eligen ventajosamente iguales a:
Finalmente, para cinco relés, las componentes de
los vectores v^{k} se eligen ventajosamente iguales a:
Los coeficientes \nu_{i}^{k} se definen con
una precisión de un coeficiente común multiplicador. Valores
proporcionales a estos coeficientes conducen a rendimientos
idénticos del código. Es posible liberarse de esta limitación de
proporcionalidad a costa de una degradación de la ganancia de
codificación. Puede demostrarse que una desviación del \pm10%
alrededor de la proporcionalidad no alterará significativamente los
rendimientos del código espaciotemporal. Esta tolerancia permite
concretamente actuar sobre coeficientes \nu_{i}^{k}
cuantificados, por ejemplo octetos. Los rendimientos del código
espaciotemporal según la invención son invariables para cualquier
permutación de los coeficientes \nu_{i}^{k} actúen sobre los
índices i y/o k, dicho de otro modo, para cualquier permutación que
actúe simultáneamente sobre las mismas componentes de los vectores
v^{k}, k = 1,.., K combinada con una eventual permutación
de esos vectores. Esto se comprende fácilmente observando que la
primera permutación es equivalente en las expresiones (2), (3), (4),
(5) a una permutación del orden en el que se toman los símbolos de
información s_{1},..,s_{2K}, por una parte, y
s_{2K+1},..,s_{4K}, por otra parte. La segunda permutación
equivale sencillamente a un cambio del orden de transmisión de las
tramas.
Además, los rendimientos de este código también
son invariables mediante intercambio de los elementos diagonales y/o
antidiagonales de las matrices C^{k}, es decir, mediante inversión
en las tramas transmitidas de los símbolos c_{1}^{k} y
c_{4}^{k}, por una parte, y/o de los símbolos c_{2}^{k} y
c_{3}^{k}, por otra parte. Dicho de otro modo, la secuencia de
símbolos transmitidos en el interior de la k-ésima trama puede ser:
c_{2}^{k}, c_{4}^{k}, c_{1}^{k}, c_{3}^{k} o c_{2}^{k},
c_{1}^{k}, c_{4}^{k}, c_{3}^{k} o c_{3}^{k}, c_{4}^{k},
c_{1}^{k}, c_{2}^{k} o c_{3}^{k}, c_{1}^{k}, c_{4}^{k},
c_{2}^{k}.
Finalmente, la inversión de las raíces
conjugadas \theta y \theta_{1} tampoco cambia los rendimientos
del código.
A continuación se considera el control de
potencia del terminal fuente y de los terminales relé. La elección
de los coeficientes A_{s} y a_{k}, es decir, de la potencia de
emisión P_{s} del terminal fuente y de las ganancias de
amplificación de los diferentes terminales relé, puede realizarse
según dos modos distintos. Se supondrá en primer lugar que cada
terminal relé presenta un control de potencia en bucle abierto que
mantiene el producto 102 a un valor
constante correspondiente a una potencia de emisión constante
P_{r}, independiente del relé.
Según un primer modo, las potencias emitidas por
el terminal fuente y los terminales relé se eligen tales que su suma
respeta la máscara espectral FCC mencionada anteriormente. Dicho de
otro modo, si P es el valor de potencia que permite respetar la
máscara espectral del FCC, se eligen las potencias respectivas del
terminal fuente y del terminal relé tales que la potencia total
fuente y relé media en un intervalo TTI es igual a P, es decir:
Se entiende por tanto que el primer modo puede
permitir, para una misma BER, ahorrar la potencia del terminal
fuente distribuyéndola entre la fuente y los relés.
Según un segundo modo, las potencias respectivas
del terminal fuente y de los terminales relé satisfacen cada una la
máscara espectral del FCC. En este caso, la potencia total emitida
es (1+K/2) veces igual a la que habría emitido el terminal
fuente solo. Dicho de otro modo, podrá obtenerse una misma BER para
una relación señal-ruido (1+K/2) veces menor
con respecto al primer modo de funcionamiento o un funcionamiento
sin relé.
Si se conocen las condiciones de los canales
s-d y r_{k}-d, por ejemplo los
coeficientes de atenuación respectivos en esos canales, el reparto
de potencia entre terminales fuente y relé según el primer modo
también puede tener en cuenta las condiciones de atenuación. Las
potencias de emisión P_{s} y P_{r}^{k} respectivas de los
terminales s y r_{k} se eligen entonces tales que:
donde los coeficientes
a_{s} y a_{r}^{k}
verifican:
y se determinan, por ejemplo, en
función de los coeficientes de atenuación h_{sd} y
h_{rd}^{k} relativos respectivamente a las trayectorias de
propagación respectivas s-d y
r_{k}-d.
Los coeficientes a_{s} y
a_{r}^{k} pueden determinarse alternativamente a partir de
bucles cerrados de control de potencia de emisión
(CL-PC para "Closed Loop Power Control"). Para
ello, vuelven a enviarse indicaciones de control de potencia,
TPC_{s} y TPC_{r}^{k} ("Transmisión Power
Control") a través de K+1 vías de retorno hacia los
terminales s y r_{k}. Esto supone que periódicamente se realiza
una detección separada de la señal directa emitida por el terminal
fuente y de las señales retransmitidas por los terminales r_{k}.
En función de las indicaciones TPC_{s} y el terminal
TPC_{r}^{k}, reduce/incrementa a_{s} y los
terminales incrementan/reducen a_{r}^{k}. Las indicaciones
se determinan conjuntamente de manera que el presupuesto total
27 sigue siendo igual a 1.
Según una variante correspondiente a un
funcionamiento según el segundo modo, pueden preverse indicaciones
TPC_{s} y TPC_{r}^{k} independientes, no estando
ya relacionados los coeficientes a_{s} y a_{r}^{k}
sino que cada uno sigue siendo inferior a 1 para respetar la máscara
espectral.
La estrategia de cooperación descrita
anteriormente recurre a una pluralidad K de terminales relé
r_{1},r_{2},..,r_{K} dados. No obstante, como regla general,
varios terminales pueden ser candidatos a la función de relé y por
tanto deben elegirse K terminales entre esos candidatos,
previamente al establecimiento de la comunicación entre el terminal
fuente y el terminal destinatario.
Según una primera variante de realización de la
invención, la elección de los terminales relé se realiza mediante
concertación entre el terminal fuente s y el terminal destinatario d
basándose en un criterio de proximidad. Se supone que los terminales
pueden determinar las distancias que los separan ("peer to peer
ranging") según un medio clásico de cálculo de pseudodistancia o
de tiempo de propagación de ida y vuelta. Las señales UWB se prestan
bien debido a su propia naturaleza (breves impulsos temporales) a
una aplicación de localización. Por ejemplo, se encontrará una
descripción de un método de cálculo de distancias entre terminales
UWB en el articulo de Neiyer S. Correal et al. titulado "An
UWB relative location system" disponible en el sitio
www.ee.vt.edu.
La figura 4 representa esquemáticamente el
procedimiento de selección de los terminales relé. Los terminales s
y d determinan en primer lugar la distancia
D_{s-d} que los separa. El terminal s determina a
continuación el conjunto S_{s} de sus vecinos próximos: para ello
calcula las distancias que lo separan de los terminales circundantes
y selecciona los que se sitúan a menos de D_{s-d}
de él. El terminal d determina asimismo el conjunto S_{d} de sus
vecinos próximos. Los terminales relé r_{1}, r_{2},.., r_{K}
se seleccionan en el conjunto S_{s}\capS_{d} como los que
minimizan la suma 103 donde
104 y 105 son las distancias
entre s y r_{k} por una parte y r_{k} y d por otra parte. Si el
conjunto S_{s}\capS_{d} está vacío, se abandona el
procedimiento de cooperación. Si el conjunto S_{s}\capS_{d}
contiene un número K' < K de terminales, puede
adoptarse una estrategia de cooperación con K' relés tras la
concertación entre el terminal fuente y el terminal
destinatario.
Según una segunda variante de realización, los
terminales relé se seleccionan basándose en un criterio de tasa de
error (BER). Para ello, el terminal fuente transmite una secuencia
predeterminada de símbolos de control a los terminales circundantes.
Esta secuencia la conocen todos los terminales y cada terminal que
la recibe puede determinar así su BER. Aquellos cuya BER es inferior
a un valor umbral reenvían entonces un mensaje de acuse de recibo al
terminal fuente, especificando eventualmente el intervalo de tasa de
error medida y/o la carga del terminal. El terminal fuente
selecciona los terminales relé r_{k} que han notificado las VER
más pequeñas.
La figura 5 representa la estructura general de
un terminal fuente según un modo de realización de la invención.
Se ha representado en 500 el bus que transporta
los 4K símbolos de información s_{1},s_{2},...,s_{4K},
transportándose cada símbolo en M cables correspondientes a las M
componentes. El terminal fuente comprende K módulos 510 que
actúan en paralelo sobre los 4K símbolos de información,
recibiendo cada módulo 510 un par de vectores V_{1}^{k}, V^{k},
específicos, es decir, 4K coeficientes, previamente
almacenados en una memoria, a través de un segundo bus 505 no
detallado. Un módulo 510 que recibe las componentes de los vectores
V_{1}^{k}, V^{k}, proporciona secuencialmente en su salida los
símbolos de transmisión de la k-esima trama en el
orden c_{2}^{k}, c_{4}^{k}, c_{1}^{k}, c_{3}^{k}. Las
salidas de los módulos 510, aparte de aquellas que corresponden a k
= 1, se aplican a K-1 líneas 520 de retardo
montadas en serie y que presentan un valor de retardo igual a la
duración de trama T_{f} = 4T_{s}. Cada línea de retardo se
realiza, por ejemplo, por medio de M registros de desplazamiento que
actúan en paralelo, ajustados a una frecuencia de 1/T_{S} y una
longitud de 4. Por tanto, aparecen sucesivamente en la salida 530
los símbolos de transmisión c_{2}^{1}, c_{4}^{1}, c_{1}^{1},
c_{3}^{1} de la primera trama y después c_{2}^{2},
c_{4}^{2}, c_{1}^{2}, c_{3}^{2} de la segunda trama y así
sucesivamente hasta c_{2}^{K}, c_{4}^{K}, c_{1}^{K},
c_{3}^{K} para la última trama del intervalo de transmisión
TTI.
Los símbolos de transmisión que aparecen en la
salida 530 sirven a continuación para modular una señal UWB tal como
se describe en relación con las expresiones (9) y (9').
\newpage
La figura 6 representa la estructura general de
un módulo 510 de la figura 5 y más precisamente del módulo 510 que
genera los símbolos de transmisión de la k-ésima trama. Tal como ya
se mencionó, este módulo recibe del bus 530 los símbolos de
información s_{1},s_{2},...,s_{4K}. Por motivos de comodidad,
se ha representado el bus en dos subbuses 631 y 632 que transportan
respectivamente los símbolos
s_{1},..,s_{K},s_{K+1},..,s_{2K} y
s_{2K+1},..,s_{3K},s_{3K+1},..,s_{4K} es decir
\sigma_{12} y \sigma_{34}.
El módulo 510 comprende cuatro submódulos 610 de
estructura idéntica, recibiendo dos de esos submódulos en la entrada
los símbolos s_{1},..,s_{K},s_{K+1},..,s_{2K} y los otros
dos los símbolos s_{2K+1},..,s_{3K},s_{3K+1},..,s_{4K}.
Entre los dos submódulos 610 que reciben los símbolos
s_{1},..,s_{K},s_{K+1},..,s_{2K}, uno recibe un vector, el
vector V^{k} y genera el símbolo c_{4}^{k}, el otro el vector
V_{1}^{k} y genera el símbolo c_{1}^{k}. De manera similar,
entre los dos submódulos 610 que reciben los símbolos
s_{2K+1},..,s_{3K},s_{3K+1},..,s_{4K}, uno recibe el vector
V^{k} y el otro el vector V_{1}^{k}. El que recibe el vector
V_{1}^{k} genera el símbolo c_{2}^{k}. El que recibe el vector
V^{k} genera un símbolo cuyas componentes PPM se someten a
permutación y eventualmente a un cambio de signo en el submódulo
630. El submódulo 630 genera el símbolo c_{3}^{k}.
El submódulo 610 que proporciona el símbolo
c_{2}^{k} está directamente asociado a la salida 640 y las salidas
de los otros submódulos están asociadas a las entradas respectivas
de tres lineas 620 de retardo montadas en serie, aplicando, cada
una, un retardo idéntico igual al tiempo de símbolo T_{S}. Por
tanto, aparecen sucesivamente en la salida 640 los símbolos de
transmisión c_{2}^{k}, c_{4}^{k}, c_{1}^{k}, c_{3}^{k} según
la secuencia de símbolos ilustrada en la figura 2.
La figura 7 ilustra esquemáticamente la
estructura de un módulo 610. Recibe en la entrada un vector V de
dimensión de 2K, por ejemplo V^{k} o V_{1}^{k} 2K
vectores e_{1},...,e_{K},e_{K+1},..,e_{2K} de dimensión M,
por ejemplo s_{1},..,s_{K},s_{K+1},..,s_{2K} o
s_{2K+1},..,s_{3K},s_{3K+1},..,s_{4K}. Las 2K
componentes escalares de V se multiplican respectivamente con
los vectores e_{1},...,e_{K},
e_{K+1},..,e_{2K} por medio de los multiplicadores 710. A continuación se suman los vectores así obtenidos mediante el sumador 720.
e_{K+1},..,e_{2K} por medio de los multiplicadores 710. A continuación se suman los vectores así obtenidos mediante el sumador 720.
La figura 8 ilustra esquemáticamente la
estructura del submódulo 630 del módulo 510, según un ejemplo de
realización. Este submódulo realiza la operación de multiplicación
por la matriz \Omega, a saber, una permutación de las M
componentes de entrada, eventualmente combinada con un cambio de
signo de una o de una pluralidad de esas componentes. El ejemplo
ilustrado en la figura 8 corresponde a un sencillo desplazamiento
circular de las componentes.
La arquitectura del terminal fuente puede
presentar numerosas variantes, concretamente las inducidas en el
interior de los módulos 510 mediante un intercambio de los símbolos
de transmisión c_{1}^{k} c_{4}^{k} y/o de los símbolos de
transmisión c_{2}^{k} y c_{3}^{k} en el código espaciotemporal.
Se traducen por un(os) intercambio(s) de cruce en la
entrada de las líneas 620 de retardo.
Además, el experto en la técnica concibe que,
siendo las operaciones en el interior de los módulos 510, por una
parte, y de los submódulos 610, por otra parte, idénticas, puede
elegirse otra combinación distinta de la propuesta, entre el
tratamiento en paralelo y el tratamiento en serie. En particular,
podrá optarse por un tratamiento masivamente secuencial usando un
único módulo 610 y/o un único submódulo 510 por submódulo 610, pero
no obstante a costa de una multiplexación de los datos en la entrada
y de una desmultiplexación de los datos en la salida, de manera
conocida por el experto en la técnica.
Las señales UWB emitidas por el terminal fuente
durante las primeras semitramas se repiten por los terminales relé
en las segundas semitramas según un protocolo AF convencional. La
invención no necesita con respecto a esto una modificación de los
terminales relé.
Finalmente, las señales UWB emitidas por el
terminal fuente, retransmitidas por los terminales relé, pueden
tratarse por un terminal destinatario de manera clásica por un
receptor MIMO. El receptor podrá comprender por ejemplo una fase de
correlación de tipo Rake seguida de una fase de decisión, usando por
ejemplo un decodificador esférico conocido por el experto en la
técnica.
Claims (20)
1. Procedimiento de codificación
espaciotemporal distribuida para sistema de telecomunicación UWB por
impulsos en el que un terminal fuente transmite una señal a un
terminal destinatario durante un intervalo de transmisión
constituido por K tramas, K \geq 1, estando dividida
cada trama en una primera y una segunda semitramas, recibiéndose la
señal transmitida en cada primera semitrama y después
retransmitiéndose tras su amplificación durante la segunda semitrama
siguiente por un terminal relé distinto entre K terminales
relé de dicho sistema, caracterizado porque
dicho terminal fuente codifica 4K
símbolos de información que pertenecen a un alfabeto de modulación
PPM o un alfabeto de modulación compuesta PPM-PAM
que comprende una pluralidad de posiciones temporales, para
proporcionar una secuencia de cuatro símbolos de transmisión por
trama, obteniéndose dichos símbolos de transmisión a partir de
4K combinaciones lineales de dichos símbolos de información
con ayuda de una pluralidad de coeficientes que pertenecen a una
extensión algebraica real de orden 2K del conjunto de los
números racionales y, para uno de dichos símbolos de transmisión de
rango determinado en dicha secuencia de cada trama, de una
permutación de sus componentes PPM;
los símbolos de transmisión así obtenidos
modulan una señal UWB por impulsos.
\vskip1.000000\baselineskip
2. Procedimiento de codificación
espaciotemporal distribuida según la reivindicación 1,
caracterizado porque habiendo experimentado el símbolo de
transmisión de cada trama una permutación de sus componentes PPM, se
somete además a una inversión de signo de una o de una pluralidad de
sus componentes PPM.
3. Procedimiento de codificación espaciotemporal
distribuida según la reivindicación 1 ó 2, caracterizado
porque los cuatro símbolos de transmisión c_{1}^{k}, c_{2}^{k},
c_{3}^{k}, c_{4}^{k} de la k-ésima trama del intervalo de
transmisión se obtienen a partir de los 4K símbolos de
información s_{1},s_{2},...,s_{4K}, de la siguiente
manera:
\vskip1.000000\baselineskip
\vskip1.000000\baselineskip
\vskip1.000000\baselineskip
\vskip1.000000\baselineskip
donde 106
i=1,..,K son dichos coeficientes; \theta y \theta_{1}
son las raíces conjugadas reales de un polinomio de grado 2
irreducible en el conjunto de los números racionales; \Omega es
una operación de permutación de las posiciones temporales del
alfabeto PPM-PAM asociada eventualmente a una
inversión de signo de una o de una pluralidad de las componentes
PPM;
siendo la secuencia transmitida por el terminal
fuente durante dicha k-ésima trama c_{2}^{k}, c_{4}^{k},
c_{1}^{k}, c_{3}^{k} o c_{2}^{k}, c_{1}^{k}, c_{4}^{k},
c_{3}^{k} o c_{3}^{k}, c_{4}^{k}, c_{1}^{k}, c_{2}^{k} o
c_{3}^{k}, c_{1}^{k}, c_{4}^{k}, c_{2}^{k}.
4. Procedimiento de codificación
espaciotemporal distribuida según la reivindicación 3,
caracterizado
\vskip1.000000\baselineskip
\vskip1.000000\baselineskip
5. Procedimiento de codificación espaciotemporal
distribuida según la reivindicación 4, caracterizado porque
K=1 y \nu_{1}^{1} =1.
\vskip1.000000\baselineskip
6. Procedimiento de codificación espaciotemporal
distribuida según la reivindicación 4 caracterizado porque
K=2 y:
\vskip1.000000\baselineskip
definiéndose los coeficientes
\nu_{i}^{k} con una precisión de una permutación sobre los
índices i y/o k y sus valores con una precisión de un coeficiente
común multiplicador y del
\pm10%.
\vskip1.000000\baselineskip
7. Procedimiento de codificación espaciotemporal
distribuida según la reivindicación 4, caracterizado porque
K=3 y:
\vskip1.000000\baselineskip
con 38 definiéndose
los coeficientes \nu_{i}^{k} con una precisión de una
permutación sobre los índices i y/o k y sus valores con una
precisión de un coeficiente común multiplicador y del
\pm10%.
\vskip1.000000\baselineskip
8. Procedimiento de codificación
espaciotemporal distribuida según la reivindicación 4,
caracterizado porque K=4 y:
\vskip1.000000\baselineskip
con 40 definiéndose
los coeficientes \nu_{i}^{k} con una precisión de una
permutación sobre los índices i y/o k y sus valores con una
precisión de un coeficiente común multiplicador y del
\pm10%.
\newpage
9. Procedimiento de codificación
espaciotemporal distribuida según la reivindicación 4,
caracterizado porque K=5 y:
\vskip1.000000\baselineskip
10. Procedimiento de codificación
espaciotemporal distribuida según una de las reivindicaciones
anteriores, caracterizado porque dicha permutación de las
componentes PPM es una permutación circular.
11. Procedimiento de codificación
espaciotemporal distribuida según una de las reivindicaciones
anteriores, caracterizado porque las potencias de transmisión
del terminal fuente y de los K terminales relé se eligen
respectivamente iguales a a_{s}P y a_{r}^{k}P,
k=1,..,K donde P es un valor de potencia que respeta la máscara
espectral UWB y donde a_{s} y a_{r}^{k} son
coeficientes tales que 0 < a_{s} < 1, 0 <
a_{r}^{k} < 1 y 107
12. Procedimiento de codificación
espaciotemporal distribuida según la reivindicación 11,
caracterizado porque los coeficientes a_{s} y
a_{r}^{k} se determinan en función de las condiciones
respectivas del canal de propagación entre el terminal fuente y el
terminal destinatario y de los canales respectivos entre dichos
terminales relé y el terminal destinatario.
13. Procedimiento de codificación
espaciotemporal distribuida según la reivindicación 11,
caracterizado porque los coeficientes a_{s} y
a_{r}^{k} se controlan por medio de bucles de control de
potencia mediante K+1 vías de retorno del terminal destinatario
hacia el terminal fuente y los K terminales relé,
respectivamente.
14. Procedimiento de codificación
espaciotemporal distribuida según una de las reivindicaciones 1 a
10, caracterizado porque las potencias de transmisión del
terminal fuente y de los terminales relé se eligen cada una igual a
un valor de potencia que respeta la máscara espectral UWB.
15. Procedimiento de codificación
espaciotemporal distribuida según una de las reivindicaciones
anteriores, caracterizado porque dichos K terminales
relé se determinan mediante los terminales fuente y destinatario por
medio de las siguientes etapas:
- determinación de la distancia que separa el
terminal fuente y el terminal destinatario;
- determinación de un primer conjunto de
terminales situados a menos de dicha distancia del terminal
fuente;
- determinación de un segundo conjunto de
terminales situados a menos de dicha distancia del terminal
destinatario;
- selección de los K terminales relé entre los
terminales comunes a dichos conjuntos primero y segundo, denominados
terminales candidatos, como los que minimizan la suma de las
distancias entre el terminal fuente y el terminal candidato, por una
parte, y el terminal candidato y el terminal destinatario, por otra
parte.
\vskip1.000000\baselineskip
16. Procedimiento de codificación
espaciotemporal distribuida según una de las reivindicaciones 1 a
14, caracterizado porque dichos K terminales relé se
determinan por los terminales fuente y destinatario por medio de las
siguientes etapas:
- determinación de la distancia que separa el
terminal fuente y el terminal destinatario;
- determinación de un primer conjunto de
terminales situados a menos de dicha distancia del terminal
fuente;
- determinación de un segundo conjunto de
terminales situados a menos de dicha distancia del terminal
destinatario;
- determinación de los terminales comunes a
dichos conjuntos primero y segundo, denominados terminales
candidatos, y envío de una secuencia de símbolos predeterminados por
el terminal fuente a dichos terminales candidatos, detectando cada
terminal candidato dicha secuencia con una tasa de error,
seleccionándose los K terminales relé como los terminales
candidatos que detectan dicha secuencia con las K tasas de error más
bajas.
\vskip1.000000\baselineskip
17. Dispositivo de codificación para terminal de
telecomunicación UWB por impulsos destinado a transmitir una señal a
un terminal destinatario durante un intervalo de transmisión (TTI)
constituido por K tramas, K\geq1, caracterizado
porque comprende:
- primeros medios (500) de distribución para
proporcionar 4K símbolos de información que pertenecen a un alfabeto
de modulación PPM o de modulación compuesta PPM-PAM
que comprende M posiciones temporales, con K módulos
(510) de codificación en paralelo, correspondiendo cada módulo de
codificación a una trama y actuando sobre dichos 4K símbolos
de información para proporcionar cuatro símbolos de transmisión;
- segundos medios (505) de distribución para
proporcionar a cada módulo (510) de codificación un conjunto de
4K coeficientes (V^{K},V_{1}^{K}) que pertenecen a una
extensión algebraica real del conjunto de los números
racionales;
- estando adaptado cada módulo de codificación
para realizar una combinación lineal de dichos 4K símbolos de
información por medio de los 4K coeficientes que recibe y
para realizar una permutación de las componentes PPM de uno de los
símbolos obtenidos mediante combinación;
- una pluralidad de líneas (520) de retardo
montadas en serie, aplicando cada una un retardo igual a la duración
de trama y recibiendo en su entrada la salida de un módulo (510) de
codificación.
\vskip1.000000\baselineskip
18. Dispositivo de codificación según la
reivindicación 17, caracterizado porque cada módulo (510) de
codificación comprende cuatro submódulos (610) de cálculo y
porque:
- dichos primeros medios (500) de distribución
están adaptados para proporcionar una primera mitad
(s_{1},...,s_{K}, s_{K+1},..., s_{2K}) de dichos símbolos de
información a un primer y un cuarto de dichos submódulos y la
segunda mitad (s_{2K+1},..., S_{3K}, s_{3K+1},...s_{4K}) de
dichos símbolos de información a un segundo y un tercero de dichos
submódulos;
- dichos segundos medios (505) de distribución
están adaptados para proporcionar una primera mitad de dichos
coeficientes (V^{k}) al primer y al segundo submódulos y la
segunda mitad de los coeficientes al (V_{1}^{k}) tercer y al
cuarto submódulos;
- un submódulo (630) de permutación adaptado
para realizar una permutación de las componentes PPM de los símbolos
en la salida de uno de dichos submódulos de cálculo;
- una pluralidad de lineas (620) de retardo
montadas en serie, aplicando cada una un retardo igual a la duración
de un símbolo de transmisión y recibiendo en su entrada la salida de
uno de dichos submódulos (610) de cálculo o la salida del submódulo
(630) de permutación.
\vskip1.000000\baselineskip
19. Dispositivo de codificación según la
reivindicación 18, caracterizado porque dicho módulo (630) de
permutación está adaptado además para invertir el signo de una o de
una pluralidad de las componentes PPM de los símbolos que
recibe.
20. Dispositivo de codificación según la
reivindicación 18 ó 19, caracterizado porque cada submódulo
(610) de cálculo comprende medios (710) de multiplicación para
multiplicar respectivamente cada uno de los 2K símbolos de
información que recibe por un coeficiente respectivo entre los
2K coeficientes que recibe, y medios (720) de suma para sumar
los 2K símbolos así obtenidos.
Applications Claiming Priority (2)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| FR0652034 | 2006-06-06 | ||
| FR0652034A FR2901932B1 (fr) | 2006-06-06 | 2006-06-06 | Systeme de communication uwb cooperatif de type coherant |
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