ES2342444T3 - Deteccion y decodificacion iterativa en un sistema de comunicacion mimo. - Google Patents

Abstract

Un procedimiento de recepción de una transmisión de datos en un sistema inalámbrico de entrada y salida múltiples, en lo sucesivo denominado sistema (100) de comunicación MIMO, que comprende: detectar (160) símbolos recibidos para un paquete de datos para obtener símbolos detectados; decodificar (170) los símbolos detectados para obtener información de realimentación de decodificador; realizar la detección y decodificación para una pluralidad de iteraciones, en el que la información de realimentación de decodificador de la decodificación para una iteración actual se usa mediante la detección para una iteración posterior, en el que la detección se realiza basándose en un error cuadrático medio mínimo, en lo sucesivo denominado detector de MMSE para las primeras N iteraciones de la pluralidad de iteraciones, donde N es uno o mayor, y basándose en una combinación de máxima relación señal a ruido, en lo sucesivo denominada detector de MRC o un forzador de ceros lineal, en lo sucesivo denominado detector de ZF para las restantes de la pluralidad de iteraciones; y generar (170) un paquete decodificado basándose en una salida de la decodificación para la última iteración entre la pluralidad de iteraciones.

Description

Detección y decodificación iterativa en un sistema de comunicación MIMO.

Reivindicación de prioridad en virtud de 35 U.S.C. \NAK119

La presente solicitud reivindica la prioridad de la solicitud de patente provisional estadounidense con n.º de serie 60/501,777, presentada el 9 de septiembre de 2003, y la solicitud de patente provisional estadounidense con n.º de serie 60/531,391 presentada el 9 de diciembre de 2003.

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Antecedentes I. Campo

La presente invención se refiere en general a comunicación, y más específicamente a técnicas para transmitir datos en un sistema de comunicación de entrada y salida múltiples (MIMO).

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II. Antecedentes

Un sistema MIMO emplea múltiples (N_{T}) antenas de transmisión y múltiples (N_{R}) antenas de recepción para la transmisión de datos y se indica como un sistema (N_{T}, N_{R}). Un canal MIMO formado por las antenas N_{T} de transmisión y N_{R} de recepción puede descomponerse en N_{S} canales espaciales, donde N_{S} \leq mín {N_{T}, N_{R}}. El sistema MIMO puede proporcionar mayor capacidad de transmisión si los N_{S} canales espaciales creados por las múltiples antenas de transmisión y recepción se usan para la transmisión de datos.

Un desafío importante en un sistema MIMO es la selección de una tasa de transmisión adecuada para la transmisión de datos basándose en condiciones de canal. Una "tasa de transmisión" puede indicar una tasa de transmisión de datos particular o tasa de transmisión de bits de información, un esquema de codificación particular, un esquema de modulación particular, un tamaño de paquete de datos particular, y así sucesivamente. El objetivo de la selección de la tasa de transmisión es maximizar el caudal en los N_{S} canales espaciales al tiempo que se cumplen determinados objetivos de calidad, que pueden cuantificarse mediante una particular tasa de error de paquete (por ejemplo, PER del 1%).

La capacidad de transmisión de un canal MIMO depende de las relaciones señal a ruido e interferencia (SNR) conseguidas por los N_{S} canales espaciales. Las SNR dependen a su vez de las condiciones de canal. En un sistema MIMO convencional, un transmisor codifica, modula, y transmite datos según una tasa de transmisión que se selecciona basándose en un modelo de un canal MIMO estático. Puede conseguirse un buen rendimiento si el modelo es preciso y si el canal MIMO es relativamente estático (es decir, no cambia a lo largo del tiempo). En otro sistema MIMO convencional, un receptor estima el canal MIMO, selecciona una tasa de transmisión adecuada basándose en las estimaciones de canal, y envía la tasa de transmisión seleccionada al transmisor. El transmisor entonces procesa y transmite datos según la tasa de transmisión seleccionada. El rendimiento de este sistema depende de la naturaleza del canal MIMO y la precisión de las estimaciones de canal.

Para ambos sistemas MIMO convencionales descritos anteriormente, el transmisor normalmente procesa y transmite cada paquete de datos con la tasa de transmisión seleccionada para ese paquete de datos. El receptor decodifica cada paquete de datos transmitido por el transmisor y determina si el paquete está decodificado correctamente o con error. El receptor puede enviar de vuelta un acuse de recibo (ACK) si el paquete está decodificado correctamente o un acuse de recibo negativo (NAK) si el paquete está decodificado con error.

El transmisor puede retransmitir cada paquete de datos decodificado con error mediante el receptor, en su totalidad, tras recibir un NAK desde el receptor para el paquete.

El rendimiento de ambos sistemas MIMO descritos anteriormente depende mucho de la precisión de la selección de la tasa de transmisión. Si la tasa de transmisión seleccionada para un paquete de datos es demasiado conservadora (por ejemplo, porque la SNR real es mucho mejor que la estimación de SNR), entonces se gastan excesivos recursos de sistema para transmitir el paquete de datos y la capacidad de canal está infrautilizada. A la inversa, si la tasa de transmisión seleccionada para el paquete de datos es demasiado agresiva, entonces el paquete puede decodificarse con error mediante el receptor y pueden gastarse recursos de sistema para retransmitir el paquete de datos. La selección de la tasa de transmisión para un sistema MIMO supone un desafío debido a (1) mayor complejidad en la estimación de canal para un canal MIMO y (2) la naturaleza variable en el tiempo e independiente de los múltiples canales espaciales del canal MIMO. Por tanto, existe la necesidad en la técnica de técnicas para transmitir de manera eficaz datos en un sistema MIMO y que no requieran una selección de tasa de transmisión precisa para conseguir un buen rendimiento. "A Novel HARQ and AMC Scheme Using Space-time Block Coding and Turbo Codes for Wireless Packet Data Transmission", IEEE, vol. 2, 9 de abril de 2003, páginas 1046-1050 describe que un esquema de combinación de ARQ híbrido y modulación y codificación adaptativa (AMC) con codificación espacio-temporal por bloques (STBC) y turbocódigos para transmisión de datos por paquetes inalámbrica.

El documento EP-A-1069722 (Hughes Electronics Corp. US), 17 de enero de 2001, da a conocer un sistema MIMO con detección y decodificación MMSE iterativas.

Sumario

Según aspectos de la invención, se proporciona un procedimiento de recepción de una transmisión de datos en un sistema de comunicaciones MIMO inalámbrico según la reivindicación 1, y se proporciona un receptor correspondiente según la reivindicación 3.

Se proporcionan técnicas en el presente documento para realizar transmisión con redundancia incremental (IR) en un sistema MIMO. Inicialmente, un receptor o un transmisor en el sistema MIMO estima un canal MIMO y selecciona una tasa de transmisión adecuada para la transmisión de datos en el canal MIMO. El transmisor está dotado de la tasa de transmisión seleccionada si el receptor realiza la selección de la tasa de transmisión.

El transmisor procesa preferiblemente (por ejemplo, codifica, divide, intercala, y modula) un paquete de datos basándose en la tasa de transmisión seleccionada y obtiene múltiples (N_{B}) bloques de símbolos de datos para el paquete de datos. El primer bloque de símbolos de datos normalmente contiene suficiente información para permitir que el receptor recupere el paquete de datos en condiciones de canal favorables. Cada uno de los bloques de símbolos de datos restantes contiene redundancia adicional para permitir que el receptor recupere el paquete de datos en condiciones de canal menos favorables. El transmisor transmite el primer bloque de símbolos de datos desde N_{T} antenas de transmisión a N_{R} antenas de recepción en el receptor. El transmisor a continuación transmite los N_{B} bloques de símbolos de datos restantes, de uno en uno, hasta que el paquete de datos se recupera correctamente por el receptor o se transmiten todos los N_{B} bloques.

Si múltiples (N_{P}) bloques de símbolos de datos para N_{P} paquetes de datos van a transmitirse simultáneamente desde las N_{T} antenas de transmisión, entonces el transmisor preferiblemente procesa adicionalmente estos N_{P} bloques de símbolos de datos de modo que los N_{P} paquetes de datos experimentan condiciones de canal similares. Esto permite usar una única tasa de transmisión para todos los paquetes de datos transmitidos simultáneamente a través del canal MIMO.

El receptor obtiene preferiblemente un bloque de símbolos recibidos para cada bloque de símbolos de datos transmitido por el transmisor. El receptor "detecta" cada bloque de símbolos recibidos para obtener un bloque de símbolos detectados, que es una estimación del bloque de símbolos de datos correspondiente. El receptor entonces procesa (por ejemplo, demodula, desintercala, reensambla, y decodifica) todos los bloques de símbolos detectados obtenidos para el paquete de datos y proporciona un paquete decodificado. El receptor puede enviar de vuelta un ACK si el paquete decodificado está decodificado correctamente y un NAK si el paquete decodificado tiene error. Si el paquete decodificado tiene error, entonces el receptor repite el procesamiento cuando otro bloque de símbolos recibidos se obtiene para otro bloque de símbolos de datos transmitido por el transmisor.

El receptor también puede recuperar el paquete de datos usando un esquema de detección y decodificación iterativa (IDD). Para el esquema IDD, siempre que se obtiene un nuevo bloque de símbolos recibidos para el paquete de datos, se realizan detección y decodificación de manera iterativa múltiples (N_{dd}) veces en todos los bloques de símbolos recibidos para obtener el paquete decodificado. Un detector realiza la detección en todos los bloques de símbolos recibidos y proporciona bloques de símbolos detectados. Un decodificador realiza la decodificación en todos los bloques de símbolos detectados y proporciona información a priori de decodificador, que el detector usa en una iteración posterior. El paquete decodificado se genera basándose en la salida de decodificador para la última iteración.

A continuación se describen en más detalle diversos aspectos y realizaciones de la invención.

Breve descripción de los dibujos

Las características y naturaleza de la presente invención resultarán más evidente a partir de la descripción detallada expuesta a continuación cuando se tome en conjunción con los dibujos en los que símbolos de referencia similares se identifican de manera correspondiente en su totalidad y en los que:

la figura 1 muestra un diagrama de bloques de un transmisor y un receptor en un sistema NBMO que implementa transmisión IR;

la figura 2 muestra un proceso para enviar y recibir una transmisión IR en el sistema N4:MO;

la figura 3 muestra un diagrama de sincronismo que ilustra la transmisión IR;

la figura 4A muestra un procesador de datos de transmisión (TX) en el transmisor;

la figura 4B muestra un turbocodificador dentro del procesador de datos de TX;

la figura 5 ilustra el procesamiento de un paquete de datos mediante el procesador de datos de TX;

las figuras 6A a 6D muestran cuatro ejemplos de un procesador espacial de TX en el transmisor;

las figuras 7A y 7B muestran la demultiplexación de un bloque de símbolos de datos y dos bloques de símbolos de datos, respectivamente, para un sistema MIMO-OFDM ejemplar;

la figura 8A muestra una realización del receptor;

la figura 8B muestra un procesador de datos de recepción (RX) en el receptor en la figura 8A;

la figura 9A muestra un receptor que implementa detección y decodificación iterativa; y

la figura 9B muestra un turbodecodificador.

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Descripción detallada

La palabra "ejemplar" se usa en el presente documento con el significado "que sirve como ejemplo, caso, o ilustración". Cualquier realización o diseño descrito en el presente documento como "ejemplar" no debe interpretarse necesariamente como preferido o ventajoso respecto a otras realizaciones o diseños.

Para un sistema MIMO con N_{S} canales espaciales, Np paquetes de datos pueden transmitirse simultáneamente desde las N_{T} antenas de transmisión, donde 1 \leqN_{P} \leqN_{s}. Una única tasa de transmisión puede usarse para todos los paquetes de datos transmitidos simultáneamente, independientemente del valor de N_{P}. El uso de una única tasa de transmisión puede simplificar el procesamiento tanto en el transmisor como en el receptor en el sistema MIMO.

La figura 1 muestra un diagrama de bloques de un transmisor 110 y un receptor 150 en un sistema 100 MIMO que implementa la transmisión IR. En el transmisor 110, un procesador 120 de datos de TX recibe paquetes de datos desde una fuente 112 de datos. El procesador 120 de datos de TX procesa (por ejemplo, formatea, codifica, divide, intercala, y modula) cada paquete de datos según una tasa de transmisión seleccionada para ese paquete para obtener N_{B} bloques de símbolos de datos para el paquete, donde N_{B} > 1 y puede depender de la tasa de transmisión seleccionada. La tasa de transmisión seleccionada para cada paquete de datos puede indicar la tasa de transmisión de datos, el esquema de codificación o tasa de codificación, el esquema de modulación, el tamaño de paquete, el número de bloques de símbolos de datos, y así sucesivamente, para ese paquete, que se indican mediante los diversos controles proporcionados por un controlador 140. Para la transmisión IR, los N_{B} bloques de símbolos de datos para cada paquete de datos se transmiten de uno en uno hasta que el receptor 150 decodifica correctamente el paquete o se han transmitido todos los N_{B} bloques de símbolos de datos.

Un procesador 130 espacial de TX recibe los bloques de símbolos de datos y realiza el procesamiento necesario para transmitir cada bloque de símbolos de datos desde todas las N_{T} antenas de transmisión en una ranura de tiempo (o simplemente, "ranura"). Una ranura es un periodo de tiempo predeterminado para el sistema 100 MIMO. El procesador 130 espacial de TX puede realizar demultiplexación, procesamiento espacial, y así sucesivamente, según se describe a continuación. Para cada ranura, el procesador 130 espacial de TX procesa un bloque de símbolos de datos, multiplexa en símbolos piloto según sea apropiado, y proporciona N_{T} secuencias de símbolos de transmisión a una unidad 132 de transmisor (TMTR). Cada símbolo de transmisión puede ser para un símbolo de datos o un símbolo piloto.

La unidad 132 de transmisor recibe y acondiciona (por ejemplo, convierte a analógico, convierte de manera ascendente en frecuencia, filtra, y amplifica) las N_{T} secuencias de símbolos de transmisión para obtener N_{T} señales moduladas. Cada señal modulada se transmite entonces desde una antena de transmisión respectiva (no mostrada en la figura 1) y a través del canal MIMO al receptor 150. El canal MIMO distorsiona las N_{T} señales transmitidas con una respuesta de canal de H y degrada adicionalmente las señales transmitidas con ruido gaussiano blanco aditivo y posiblemente interferencia de otros transmisores.

En el receptor 150, las N_{T} señales transmitidas se reciben por cada una de las N_{R} antenas de recepción (no mostradas en la figura 1), y las N_{R} señales recibidas desde las N_{R} antenas de recepción se proporcionan a una unidad 154 de receptor (RCVR). La unidad 154 de receptor acondiciona, digitaliza, y preprocesa cada señal de recepción para obtener una secuencia de símbolos recibidos para cada ranura. La unidad 154 de receptor proporciona N_{R} secuencias de símbolos recibidos (para datos) a un procesador 160 espacial de RX y símbolos piloto recibidos (para piloto) a un estimador 172 de canal. El procesador 160 espacial de RX procesa (por ejemplo, detecta y multiplexa) las N_{R} secuencias de símbolos recibidos para cada ranura para obtener un bloque de símbolos detectados, que es una estimación del bloque de símbolos de datos enviado por el transmisor 110 para esa ranura.

Un procesador 170 de datos de RX recibe todos los bloques de símbolos detectados que se han recibido para el paquete de datos que está recuperándose (es decir, el paquete "actual"), procesa (por ejemplo, demodula, desintercala, reensambla, y decodifica) estos bloques de símbolos detectados según la tasa de transmisión seleccionada, y proporciona un paquete decodificado, que es una estimación del paquete de datos enviado por el transmisor 110. El procesador 170 de datos de RX también proporciona el estado del paquete decodificado, que indica si el paquete está decodificado correctamente o con error.

El estimador 172 de canal procesa los símbolos piloto recibidos y/o los símbolos de datos recibidos para obtener estimaciones de canal (por ejemplo, estimaciones de ganancia de canal y estimaciones de SNR) para el canal MIMO. Un selector 174 de tasa de transmisión recibe las estimaciones de canal y selecciona una tasa de transmisión para el siguiente paquete de datos que va a transmitirse al receptor 150. Un controlador 180 recibe la tasa de transmisión seleccionada desde el selector 174 de tasa de transmisión y el estado de paquete desde el procesador 170 de datos de RX y ensambla información de realimentación para el transmisor 110. La información de realimentación puede incluir la tasa de transmisión seleccionada para el siguiente paquete, un ACK o un NAK para el paquete actual, y así sucesivamente. La información de realimentación se procesa mediante un procesador 190 espacial/de datos de TX, acondicionado adicionalmente por una unidad 192 de transmisor, y se transmite a través de un canal de realimentación al transmisor 110.

En el transmisor 110, la(s) señal(es) transmitida(s) por el receptor 150 se reciben y acondicionan mediante una unidad 146 de receptor y se procesan adicionalmente mediante un procesador 148 de datos/espacial de RX para recuperar la información de realimentación enviada por el receptor 150. El controlador 140 recibe la información de realimentación recuperada, usa la tasa de transmisión seleccionada para procesar el siguiente paquete de datos que va a enviarse al receptor 150, y usa el ACK/NAK para controlar la transmisión IR del paquete actual.

Los controladores 140 y 180 dirigen la operación en el transmisor 110 y el receptor 150, respectivamente. Las unidades 142 y 182 de memoria proporcionan almacenamiento para datos y códigos de programa usados por los controladores 140 y 180, respectivamente. Las unidades 142 y 182 de memoria pueden ser internas a los controladores 140 y 180, como se muestra en la figura 1, o externas a estos controladores. Las unidades de procesamiento mostradas en la figura 1 se describen en detalle a continuación.

La figura 2 muestra un diagrama de flujo de un proceso 200 para enviar y recibir una transmisión IR en el sistema MEMO. Inicialmente, el receptor estima el canal MIMO basándose en símbolos de datos y/o piloto recibidos desde el transmisor (etapa 210). El receptor selecciona una única tasa de transmisión para la transmisión de datos en el canal MIMO basándose en las estimaciones de canal y envía la tasa de transmisión seleccionada al transmisor (etapa 212). El transmisor recibe la tasa de transmisión seleccionada y codifica un paquete de datos según la tasa de transmisión seleccionada para obtener un paquete codificado (etapa 220). El transmisor entonces divide el paquete codificado en N_{B} subpaquetes, donde N_{B} puede determinarse también mediante la tasa de transmisión seleccionada, y además procesa cada subpaquete para obtener un bloque de símbolos de datos correspondiente (también en la etapa 220). El transmisor transmite un bloque de símbolos de datos cada vez desde las N_{T} antenas de transmisión hasta que se transmiten todos los N_{B} bloques de símbolos de datos o se recibe un ACK desde el receptor para el paquete de datos (etapa 222).

El receptor recibe cada bloque de símbolos de datos transmitidos a través de las N_{R} antenas de recepción (etapa 230). Siempre que se recibe un nuevo bloque de símbolos de datos, el receptor detecta y decodifica todos los bloques de símbolos de datos que se han recibido para el paquete de datos (etapa 232). El receptor también comprueba el paquete decodificado para determinar si el paquete está decodificado correctamente (bien) o con error (borrado) (también etapa 232). Si el paquete decodificado se borra, entonces el receptor puede enviar un NAK de vuelta al transmisor, que usa esta realimentación para iniciar la transmisión del siguiente bloque de símbolos de datos para el paquete de datos. Como alternativa, el transmisor puede enviar un bloque de símbolos de datos cada vez hasta que se recibe un ACK desde el receptor, que puede o puede no enviar de vuelta NAK(s). El receptor termina el procesamiento para el paquete de datos si el paquete está decodificado correctamente o si todos los N_{B} bloques de símbolos de datos se han recibido para el paquete (etapa 234).

La figura 2 muestra un ejemplo específico para la transmisión IR en un sistema MIMO. La transmisión IR puede implementarse también de otras maneras, y esto está dentro del alcance de la invención. La transmisión IR puede implementarse tanto en sistemas dúplex por división de frecuencia (FDD) y dúplex por división de tiempo (TDD). Para un sistema FDD, el canal MIMO directo y el canal de realimentación usan diferentes bandas de frecuencia y es probable que observen diferentes condiciones de canal. En este caso, el receptor puede estimar el canal MIMO directo y enviar de vuelta la tasa de transmisión seleccionada, como se muestra en la figura 2. Para un sistema TDD, el canal MIMO directo y el canal de realimentación comparten la misma banda de frecuencia y es probable que observen condiciones de canal similares. En este caso, el transmisor puede estimar el canal MIMO basándose en un piloto enviado por el receptor y usa esta estimación de canal para seleccionar la tasa de transmisión para la transmisión de datos al receptor. La estimación de canal y la selección de la tasa de transmisión pueden realizarse por el receptor, el transmisor, o ambos.

La figura 3 ilustra la transmisión IR en el sistema MIMO. El receptor estima el canal MIMO, selecciona una tasa de transmisión r_{1}, y envía la tasa de transmisión seleccionada al transmisor en la ranura 0. El transmisor recibe la tasa de transmisión seleccionada desde el receptor, procesa un paquete de datos (Paquete 1) según la tasa de transmisión seleccionada, y transmite el primer bloque de símbolos de datos (Bloque 1) para el paquete de datos en la ranura 1. El receptor recibe, detecta, y decodifica el primer bloque de símbolos de datos, determina que el Paquete 1 está decodificado con error, y envía de vuelta un NAK en la ranura 2. El transmisor recibe el NAK y transmite el segundo bloque de símbolos de datos (Bloque 2) para el Paquete 1 en la ranura 3. El receptor recibe el Bloque 2, detecta y decodifica los primeros dos bloques de símbolos de datos, determina que el Paquete 1 todavía está decodificado con error, y envía de vuelta un NAK en la ranura 4. La transmisión de bloque y respuesta de NAK puede repetirse cualquier número de veces. En el ejemplo mostrado en la figura 3, el transmisor recibe un NAK para el bloque de símbolos de datos N_{x}^{-1} y transmite el bloque de símbolos de datos N_{x} para el Paquete 1 en la ranura m, donde N_{x} es menor que o igual al número total de bloques para el Paquete 1. El receptor recibe, detecta, y decodifica todos los N_{x} bloques de símbolos de datos recibidos para el Paquete 1, determina que el paquete está decodificado correctamente, y envía de vuelta un ACK en la ranura m +1. El receptor también estima el canal MIMD, selecciona una tasa de transmisión r_{2} para el siguiente paquete de datos, y envía la tasa de transmisión seleccionada al transmisor en la ranura m +1. El transmisor recibe el ACK para el bloque de símbolos de datos N_{x} y termina la transmisión del Paquete 1. El transmisor también procesa el siguiente paquete de datos (Paquete 2) según la tasa de transmisión seleccionada, y transmite el primer bloque de símbolos de datos (Bloque 1) para el Paquete 2 en la ranura m + 2. El procesamiento en el transmisor y el receptor continúa de igual manera para cada paquete de datos transmitido a través del canal MIMO.

Para el ejemplo mostrado en la figura 3, existe un retardo de una ranura para la respuesta de ACK/NAK desde el receptor para cada transmisión de bloque. Para mejorar la utilización de canal, pueden transmitirse múltiples paquetes de datos de manera entrelazada. Por ejemplo, pueden transmitirse paquetes de datos para un canal de tráfico en ranuras impares y pueden transmitirse paquetes de datos para otro canal de tráfico en ranuras pares. Más de dos canales de tráfico pueden entrelazarse también si el retardo de ACK/NAK es mayor que una ranura.

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1. Transmisor

La figura 4A muestra un diagrama de bloques de un ejemplo de procesador 120 de datos de TX dentro del transmisor 110. El procesador 120 de datos de TX recibe paquetes de datos, procesa cada paquete basándose en su tasa de transmisión seleccionada, y proporciona N_{B} bloques de símbolos de datos para el paquete. La figura 5 ilustra el procesamiento de un paquete de datos por el procesador 120 de datos de TX.

Dentro del procesador 120 de datos de TX, un generador 412 de comprobación de redundancia cíclica (CRC) recibe un paquete de datos, genera un valor de CRC para el paquete de datos, y adjunta el valor de CRC al final del paquete de datos para formar un paquete formateado. El receptor usa el valor de CRC para comprobar si el paquete está decodificado correctamente o con error. También pueden usarse otros códigos de detección de errores en lugar de CRC. Un codificador 414 de corrección de errores hacia delante (FEC) entonces codifica el paquete formateado según un esquema de codificación o tasa de codificación indicado por la tasa de transmisión seleccionada y proporciona un paquete codificado o "palabra de código". La codificación aumenta la fiabilidad de la transmisión de datos. El codificador 414 de FEC puede implementar un código de bloque, un código convolucional, un turbocódigo, algún otro código, o una combinación de ellos.

La figura 4B muestra un diagrama de bloques de un codificador 414a convolucional concatenado paralelo (o turbocodificador), que puede usarse para el codificador 414 de FEC en la figura 4A. El turbocodificador 414a incluye dos codificadores 452a y 452b convolucionales componentes, un intercalador 454 de código, y un multiplexor 456 (MUX). El intercalador 454 de código intercala los bits de datos en el paquete formateado (indicado como {d}) según un esquema de intercalación de códigos. El codificador 452a componente recibe y codifica los bits de datos con un primer código componente y proporciona primeros bits de paridad (indicados como {c_{p1}}). De manera similar, el codificador 452b componente recibe y codifica los bits de datos intercalados desde el intercalador 454 de código con un segundo código componente y proporciona segundos bits de paridad (indicados como {c_{p2}}). Los codificadores 452a y 452b componentes pueden implementar dos códigos componentes sistemáticos recursivos con tasas de codificación de R_{1} y R_{2}, respectivamente, donde R_{1} puede o puede no ser igual a R_{2}. El multiplexor 456 recibe y multiplexa los bits de datos y los bits de paridad desde codificadores 452a y 452b componentes y proporciona el paquete codificado de bits de código (indicados como {c}). El paquete codificado incluye los bits de datos {d}, que también se denominan bits sistemáticos y se indican como {c_{data}}, seguidos de los primeros bits de paridad {c_{p1}}, y seguidos posteriormente por los segundos bits de paridad {c_{p2}}.

En referencia de nuevo a la figura 4A, una unidad 416 de división recibe y divide el paquete codificado en N_{B} subpaquetes codificados, donde N_{B} puede depender de la tasa de transmisión seleccionada e indicarse mediante un control de división desde el controlador 140. El primer subpaquete codificado normalmente contiene todos los bits sistemáticos y cero o más bits de paridad. Esto permite al receptor recuperar el paquete de datos con sólo el primer subpaquete codificado en condiciones de canal favorables. Los otros N_{B}-1 subpaquetes codificados contienen los restantes primeros y segundos bits de paridad. Cada uno de estos N_{B}-1 subpaquetes codificados normalmente contiene algunos primeros bits de paridad y algunos segundos bits de paridad, tomándose los bits de paridad a lo largo de todo el paquete de datos. Por ejemplo, si N_{B} = 8 y se da a los restantes primeros y segundos bits de paridad índices empezando con 0, entonces el segundo subpaquete codificado puede contener bits 0, 7, 14,... de los restantes primeros y segundos bits de paridad, el tercer subpaquete codificado puede contener bits 1, 8, 15, ... de los restantes primeros y segundos bits de paridad, y así sucesivamente, y el octavo y último subpaquete codificado puede contener bits 6, 13, 20, ... de los restantes primeros y segundos bits de paridad. Puede conseguirse un rendimiento de decodificación mejorado ensanchando los bits de paridad a través de los otros N_{B}-1 subpaquetes codificados.

Un intercalador 420 de canal incluye N_{B} intercaladores 422a a 422nb de bloque que reciben los N_{B} subpaquetes codificados desde la unidad 416 de división. Cada intercalador 422 de bloque intercala (es decir, reordena) los bits de código para su subpaquete según un esquema de intercalación y proporciona un subpaquete intercalado. La intercalación proporciona diversidad temporal, de frecuencia, y/o espacial para los bits de código. Un multiplexor 424 se acopla a todos los N_{B} intercaladores 422a a 422nb de bloque y proporciona los N_{B} subpaquetes intercalados, un subpaquete cada vez y si se dirigió un control de transmisión IR desde el controlador 140. En particular, el multiplexor 424 proporciona en primer lugar el subpaquete intercalado desde el intercalador 422a de bloque, a continuación el subpaquete intercalado desde el intercalador 422b de bloque siguiente, y así sucesivamente, y en último lugar el subpaquete intercalado desde el intercalador 422nb de bloque. El multiplexor 424 proporciona el siguiente subpaquete intercalado si se recibe un NAK para el paquete de datos. Todos los N_{B} intercaladores 422a a 422nb de bloque pueden purgarse siempre que se reciba un ACK.

Una unidad 426 de correlación de símbolos recibe los subpaquetes intercalados desde el intercalador 420 de canal y correlaciona los datos intercalados en cada subpaquete con símbolos de modulación. La correlación de símbolos se realiza según un esquema de modulación indicado por la tasa de transmisión seleccionada. La correlación de símbolos puede conseguirse (1) agrupando conjuntos de B bits para formar valores binarios de B bits, donde B \geq1, y (2) correlacionar cada valor binario de B bits con un punto en una constelación de señales que tiene 2^{B} puntos. Esta constelación de señales corresponde al esquema de modulación seleccionado, que puede ser BPSK, QPSK, 2^{B}-PSK, 2^{B}-QAM, y así sucesivamente. Según se usa en el presente documento, un "símbolo de datos" es un símbolo de modulación para datos, y un "símbolo piloto" es un símbolo de modulación para piloto. La unidad 426 de correlación de símbolos proporciona un bloque de símbolos de datos para cada subpaquete codificado, como se muestra en la figura 5.

Para cada paquete de datos, el procesador 120 de datos de TX proporciona N_{B} bloques de símbolos de datos, que incluyen en conjunto N_{SYM} símbolos de datos y pueden indicarse como {s} = [s_{1} s_{2} ... s_{NSYM}]. Cada símbolo de datos s_{i}, donde i = 1 ... N_{SYM}, se obtiene correlacionando B bits de código de la manera siguiente: s_{i} = corr (b _{i}) donde b _{i}=[b_{i,1} b_{i,2} ... b_{i,B}].

Las técnicas de transmisión IR descritas en el presente documento pueden implementarse en un sistema MIMO de única portadora que utiliza una portadora para la transmisión de datos y un sistema MIMO de múltiples portadoras que utiliza múltiples portadoras para la transmisión de datos. Pueden proporcionarse múltiples portadoras mediante multiplexación por división de frecuencia ortogonal (OFDM), otras técnicas de modulación de múltiples portadoras, u otras construcciones. La OFDM divide de manera eficaz el ancho de banda de sistema global en múltiples (N_{F}) subbandas ortogonales, que también se denominan normalmente tonos, conjuntos, o canales de frecuencia. Con OFDM, cada subbanda está asociada con una portadora respectiva que puede modularse con datos.

El procesamiento realizado por el procesador 130 espacial de TX y la unidad 132 de transmisor dentro del transmisor 110 depende de si uno o múltiples paquetes de datos se transmiten simultáneamente y si una o múltiples portadoras se usan para la transmisión de datos. Algunos diseños ejemplares para estas dos unidades se describen a continuación. Para mayor simplicidad, la siguiente descripción adopta un canal MIMO de rango completo con N_{S} = N_{T} \leq N_{R}. En este caso, un símbolo de modulación puede transmitirse desde cada una de las N_{T} antenas de transmisión para cada subbanda en cada periodo de símbolo.

La figura 6A muestra un diagrama de bloques de un procesador 130a espacial de TX y una unidad 132a de transmisor, que puede usarse para la transmisión IR de un paquete cada vez en un sistema MIMO de única portadora. El procesador 130a espacial de TX incluye un multiplexor/demultiplexor (MUX/DEMUX) 610 que recibe un bloque de símbolos de datos y demultiplexa los símbolos de datos en el bloque en N_{T} subbloques para las N_{T} antenas de transmisión. El multiplexor/demultiplexor 610 también multiplexa en símbolos piloto (por ejemplo, a modo de multiplexación por división de tiempo (TDM)) y proporciona N_{T} secuencias de símbolos de transmisión para las N_{T} antenas de transmisión. Cada secuencia de símbolos de transmisión se designa para la transmisión desde una antena de transmisión en una ranura. Cada símbolo de transmisión puede ser para un símbolo de datos o un símbolo piloto.

La unidad 132a de transmisor incluye N_{T} unidades 652a a 652t de RF de TX para las N_{T} antenas de transmisión. Cada unidad 652 de RF de TX recibe y acondiciona una secuencia de símbolos de transmisión respectiva desde el procesador 130a espacial de TX para generar una señal modulada. N_{T} señales moduladas desde las unidades 652a a 652t de RF de TX se transmiten desde las N_{T} antenas 672a a 672t de transmisión, respectivamente.

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La figura 6B muestra un diagrama de bloques de un procesador 130b espacial de TX y la unidad 132a de transmisor, que pueden usarse para la transmisión IR de múltiples paquetes simultáneamente en un sistema MIMO de única portadora. El procesador 130b espacial de TX incluye una unidad 620 de multiplicación de matrices que recibe N_{P} bloques de símbolos de datos para la transmisión en una ranura, donde 1 \leq N_{P} \leq N_{s}. La unidad 620 realiza multiplicación matricial de los símbolos de datos en los N_{P} bloques con una matriz de base de transmisión y una matriz diagonal de la manera siguiente:

1

donde

s es un vector de datos {N_{T} \times1};

\tilde{\underbar{s}} es un vector de datos {N_{T} \times1} preacondicionado;

M es una matriz de base de transmisión {N_{T} \times N_{T}}, que es una matriz unitaria; y

\beta\Lambda es una matriz diagonal {N_{T} \times N_{T}}.

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El vector s incluye N_{T} entradas para las N_{T} antenas de transmisión, ajustándose N_{P} entradas a N_{P} símbolos de datos desde los N_{P} bloques y ajustándose las restantes N_{T} - N_{P} entradas a cero. El vector \tilde{\underbar{s}} incluye N_{T} entradas para N_{T} símbolos preacondicionados que van a enviarse desde las N_{T} antenas de transmisión en un periodo de símbolo. La matriz de base de transmisión M permite enviar cada bloque de símbolos de datos desde todas las N_{T} antenas de transmisión. Esto permite que todos los N_{p} bloques de símbolos de datos experimenten condiciones de canal similares y permite además usar una única tasa de transmisión para todos los N_{P} paquetes de datos. La matriz M también permite utilizar toda la potencia p_{ont} de cada antena de transmisión para la transmisión de datos. La matriz M puede definirse como

2

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donde U es una matriz de Walsh-Hadamard. La matriz M puede definirse también como

3

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donde V es una matriz de transformada discreta de Fourier (DFT) definiéndose la entrada (k, i) -ésima como

4

donde m es un índice de fila y n es un índice de columna para la matriz V, con m =1 ... N_{T} y n = 1 ... N_{T}. La matriz diagonal \underline{\wedge} puede usarse para asignar diferentes potencias de transmisión a los N_{P} bloques de símbolos de datos al tiempo que se adapta a la limitación de potencia de transmisión total de P_{tot} para cada antena de transmisión. La respuesta de canal "eficaz" observada por el receptor entonces es H _{ef} = HM. Este esquema de transmisión se describe en más detalle en la solicitud de patente estadounidense de titularidad compartida con n.º de serie 10/367,234, titulada "Rate Adaptive Transmission Scheme for MIMO Systems", presentada el 14 de febrero de 2003.

Un multiplexor 622 recibe los símbolos preacondicionados desde la unidad 620 de multiplicación matricial, los multiplexa en símbolos piloto, y proporciona N_{T} secuencias de símbolos de transmisión para las N_{T} antenas de transmisión. La unidad 132a de transmisor recibe y acondiciona las N_{T} secuencias de símbolos de transmisión y genera N_{T} señales moduladas.

La figura 6C muestra un diagrama de bloques del procesador 130a espacial de TX y una unidad 132b de transmisor, que puede usarse para la transmisión IR de un paquete cada vez en un sistema MIMO-OFDM. Dentro del procesador 130a espacial de TX, el multiplexor/demultiplexor 610 recibe y demultiplexa los símbolos de datos, los multiplexa en símbolos piloto, y proporciona N_{T} secuencias de símbolos de transmisión para las N_{T} antenas de transmisión.

La unidad 132b de transmisor incluye N_{T} moduladores 660a a 660t OFDM y N_{T} unidades 666a a 666t de RF de TX para las N_{T} antenas de transmisión. Cada modulador 660 OFDM incluye una unidad 662 de transformada rápida de Fourier inversa (IFFT) y un generador 664 de prefijo cíclico. Cada modulador 660 OFDM recibe una secuencia de símbolos de transmisión respectiva desde el procesador 130a espacial de TX y agrupa cada conjunto de N_{F} símbolos de transmisión y valores de señal cero para las N_{F} subbandas. (Las subbandas no usadas para la transmisión de datos se llenan con ceros.) La unidad 662 1FFT transforma cada conjunto de N_{F} símbolos de transmisión y ceros al dominio del tiempo usando una transformada rápida de Fourier inversa de N_{F} puntos y proporciona un símbolo transformado correspondiente que contiene N_{F} elementos de código. El generador 664 de prefijo cíclico repite una parte de cada símbolo transformado para obtener un símbolo de OFDM correspondiente que contiene N_{F} + N_{cp} elementos de código. La parte repetida se denomina prefijo cíclico, y N_{cp} indica el número de elementos de código que se repiten. El prefijo cíclico garantiza que el símbolo OFDM retiene sus propiedades ortogonales en presencia de ensanchamiento de retardo de multitrayectoria provocado por desvanecimiento selectivo de frecuencia (es decir, una respuesta de frecuencia que no es plana). El generador 664 de prefijo cíclico proporciona una secuencia de símbolos de OFDM para la secuencia de símbolos de transmisión, que se acondiciona adicionalmente mediante una unidad 666 de RF de TX asociada para generar una señal modulada.

La figura 7A muestra la demultiplexación de un bloque de símbolos de datos para un sistema MIMO-OFDM ejemplar con cuatro antenas de transmisión (N_{T} =4) y 16 subbandas (N_{F} =16). El bloque de símbolos de datos puede indicarse como {s} = [s_{1} s_{2} ... s_{NSYM}]. Para el ejemplo mostrado en la figura 7A, la demultiplexación se realiza de modo que los primeros cuatro símbolos de datos s_{1} a s_{4} en el bloque se envían en la subbanda 1 de antenas de transmisión 1 a 4, respectivamente, los siguientes cuatro símbolos de datos s_{5} a s_{8} se envían en la subbanda 2 de antenas de transmisión 1 a 4, respectivamente, y así sucesivamente.

La figura 6D muestra un diagrama de bloques de un procesador 130c espacial de TX y la unidad 132b de transmisor, que pueden usarse para la transmisión IR de múltiples paquetes simultáneamente en un sistema MIMO-OFDM. Dentro del procesador 130c espacial de TX, un multiplexor/demultiplexor 630 recibe N_{p} bloques de símbolos de datos, donde 1 \leq N_{P} \leq N_{S}, y proporciona los símbolos de datos en cada bloque a diferentes subbandas y diferentes antenas de transmisión, según se ilustra a continuación. El multiplexor/demultiplexor 630 también multiplexa en símbolos piloto y proporciona N_{T} secuencias de símbolos de transmisión para las N_{T} antenas de transmisión.

La figura 7B muestra un ejemplo de la multiplexación/demultiplexación de dos bloques de símbolos de datos (N_{P} = 2) para el sistema MIMO-OFDM ejemplar con cuatro antenas de transmisión (N_{T} = 4) y 16 subbandas. Para el primer bloque de símbolos de datos, los primeros cuatro símbolos de datos s_{1,1}, s_{1,2}, s_{1,3} y s_{1,4} se transmiten en subbandas 1, 2, 3 y 4, respectivamente, de antenas de transmisión 1, 2, 3 y 4, respectivamente. Los siguientes cuatro símbolos de datos s_{1,5}, s_{1,6}, s_{1,7} y s_{1,8} se solapan y se transmiten en subbandas 5, 6, 7 y 8, respectivamente, de antenas de transmisión 1, 2, 3 y 4, respectivamente. Para el segundo bloque de símbolos de datos, los primeros cuatro símbolos de datos s_{2,1}, s_{2,2}, s_{2,3} y s_{2,4} se transmiten en subbandas 1, 2, 3 y 4, respectivamente, de antenas de transmisión 3, 4, 1 y 2, respectivamente. Los siguientes cuatro símbolos de datos s_{2,5}, s_{2,6}, s_{2,7} y s_{2,8} se solapan y se transmiten en subbandas 5, 6, 7 y 8, respectivamente, de antenas de transmisión 3, 4, 1 y 2, respectivamente. Para la realización mostrada en la figura 7B, el conjunto de N_{F} valores del dominio de la frecuencia para cada antena de transmisión para cada periodo de símbolo incluye símbolos de transmisión para algunas subbandas y ceros para otras subbandas.

La figura 7B muestra la transmisión de dos bloques de símbolos de datos simultáneamente a través de las N_{F} subbandas y N_{T} antenas de transmisión. En general, cualquier número de bloques de símbolos de datos puede transmitirse simultáneamente a través de las subbandas y antenas de transmisión. Por ejemplo, uno, dos, tres, o cuatro bloques de símbolos de datos pueden transmitirse simultáneamente en la figura 7B. Sin embargo, el número de bloques de símbolos de datos que puede transmitirse de manera fiable al mismo tiempo depende del rango del canal MIM4, de modo que N_{p} debe ser menor que o igual a N_{s}. El esquema de transmisión mostrado en la figura 7B permite una fácil adaptación de la transmisión de diferentes números de bloques de símbolos de datos simultáneamente basándose en el rango del canal MIMO.

Para el ejemplo mostrado en la figura 7B, cada bloque de símbolos de datos se transmite diagonalmente a través de las N_{F} subbandas y desde todas las N_{T} antenas de transmisión. Esto proporciona diversidad tanto de frecuencia como espacial para todos los N_{P} bloques de símbolos de datos que se transmiten simultáneamente, lo que permite usar una única tasa de transmisión para todos los paquetes de datos. Sin embargo, también pueden usarse diferentes tasas de transmisión para diferentes paquetes de datos transmitidos simultáneamente. El uso de diferentes tasas de transmisión puede proporcionar un mejor rendimiento para algunos receptores tales como, por ejemplo, un receptor lineal que no implementa el esquema IDD. La transmisión IR de múltiples paquetes de datos con diferentes tasas de transmisión simultáneamente se describe en la solicitud de patente estadounidense de titularidad compartida con n.º de serie 10/785,292, titulada "Incremental Redundancy Transmission for Multiple Parallel Channels in a MIMO Communication System", presentada el 23 de febrero de 2004.

La multiplexación/demultiplexación puede realizarse también de otras maneras al tiempo que se consigue diversidad tanto de frecuencia como espacial. Por ejemplo, la multiplexación/demultiplexación puede ser tal que todas las N_{F} subbandas de cada antena de transmisión se usan para transportar símbolos de transmisión. Puesto que toda la potencia de cada antena de transmisión se limita a P_{ant}, la cantidad de potencia de transmisión disponible para cada símbolo de transmisión depende del número de subbandas que transportan símbolos de transmisión.

En referencia de nuevo a la figura 6D, la unidad 132b de transmisor recibe y acondiciona las N_{T} secuencias de símbolos de transmisión desde el procesador 130c espacial de TX y genera N_{T} señales moduladas.

2. Receptor

La figura 8A muestra un diagrama de bloques de un receptor 150a, que es un ejemplo del receptor 150 en la figura 1. En el receptor 150a, N_{R} antenas de recepción 810a a 810r reciben las N_{T} señales moduladas transmitidas por el transmisor 110 y proporcionan N_{R} señales recibidas a N_{R} unidades 812a a 812r de RF de RX, respectivamente, dentro de la unidad 154 de receptor. Cada unidad 812 de RF de RX acondiciona y digitaliza su señal recibida y proporciona un flujo de símbolos/elementos de código. Para un sistema MIMO de única portadora, no son necesarios demoduladores 814a a 814r OFDM, y cada unidad 812 de RF de RX proporciona un flujo de símbolos directamente a un demultiplexor 816 respectivo. Para un sistema MIMO-OFDM, cada unidad 812 de RF de RX proporciona un flujo de elementos de código a un demodulador 814 OFDM respectivo. Cada demodulador 814 OFDM realiza una demodulación OFDM en su flujo de elementos de código (1) eliminando el prefijo cíclico en cada símbolo OFDM recibido para obtener un símbolo transformado recibido y (2) transformando cada símbolo transformado recibido al dominio de la frecuencia con una transformada rápida de Fourier (FFT) para obtener N_{F} símbolos recibidos para las N_{F} subbandas. Para ambos sistemas, demultiplexores 816a a 816r reciben N_{R} flujos de símbolo desde unidades 812 de RF de RX o demoduladores 814 OFDM, proporcionan N_{R} secuencias de símbolos recibidos (para datos) para cada ranura al procesador 160a espacial de RX, y proporcionan símbolos piloto recibidos al estimador 172 de canal.

El procesador 160a espacial de RX incluye un detector 820 y un multiplexor 822. El detector 820 realiza procesamiento (o "detección") espacial o espacio-temporal en las N_{R} secuencias de símbolos recibidos para obtener N_{T} secuencias de símbolos detectados. Cada símbolo detectado es una estimación de un símbolo de datos transmitido por el transmisor. El detector 820 puede implementar un detector de combinación de máxima relación señal a ruido (MRC), un detector de forzador de ceros lineal (ZF) (que también se denomina detector de inversión de matriz de correlación de canal (CCMI)), un detector de error cuadrático medio mínimo (MMSE), un ecualizador lineal MMSE (MMSE-LE), un ecualizador de realimentación de decisión (DFE), u otro detector/ecualizador. La detección puede realizarse basándose en una estimación de la matriz de respuesta de canal H si no se realiza procesamiento espacial en el transmisor. Como alternativa, la detección puede realizarse basándose en la matriz de respuesta eficaz de canal H _{ef} = HM, si los símbolos de datos se premultiplican con la matriz de base de transmisión M en el transmisor para un sistema MIMO de única portadora. Para mayor simplicidad, la siguiente descripción supone que la matriz de base de transmisión M no se usaba.

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El modelo para un sistema NIIMO-OFDM puede expresarse como:

5

donde

s(k) es un vector de datos {N_{T}X1} con N_{T} entradas para N_{T} símbolos de datos transmitidos desde las N_{T} antenas de transmisión en la subbanda k;

r(k) es un vector de recepción {N_{R} X1} con N_{R} entradas para N_{R} símbolos recibidos obtenidos a través de las N_{R} antenas de recepción en la subbanda k;

H(k) es la matriz de respuesta de canal {N_{R}3N_{T}} para la subbanda k; y

n(k) es un vector de ruido gaussiano blanco aditivo (AWGN).

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El vector n(k) se supone que tiene una media de cero y una matriz de covarianza de \underline{\wedge}_{n} = \sigma^{2}I, donde \sigma^{2} es la varianza del ruido e I es la matriz de identidad con unos a lo largo de la diagonal y ceros en el resto.

Para un sistema NEEMO-OFDM, el receptor realiza detección por separado para cada una de las subbandas usadas para la transmisión de datos. La siguiente descripción es para una subbanda, y para mayor simplicidad el índice de subbanda k se omite en la derivación matemática. La siguiente descripción también es aplicable a un sistema MIMO de única portadora. Para mayor simplicidad, el vector s se supone que incluye N_{T} símbolos de datos enviados desde las N_{T} antenas de transmisión.

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El procesamiento espacial mediante un detector de MRC puede expresarse como:

6

donde W _{mrc} es la respuesta del detector de MRC, que es W _{mrc}= H; \hat{\underbar{s}}_{mrc} es un vector de símbolos detectados {N_{T} x1} para el detector de MRC; y "H" indica la traspuesta conjugada. El símbolo detectado para la antena de transmisión i puede expresarse como \hat{\underbar{s}}_{mrc,i} = W ^{H}_{mrc,i} r donde W_{mrc,i} es la columna i-ésima de W _{mrc} y viene dada como w _{mrc,i} =hi, donde hi es el vector de respuesta de canal entre la antena de transmisión i y las N_{R} antenas de recepción.

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El procesamiento espacial mediante un detector de MMSE puede expresarse como:

7

donde W _{mmse} = (HH^{H} + \sigma^{2}I)^{-1}H para el detector de MMSE. La respuesta de detector de MMSE para la antena de transmisión i puede expresarse como w _{mmse,j} = (HH ^{H} + \sigma^{2}I)^{-1}]h _{i}.

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El procesamiento espacial mediante un detector de forzador de ceros puede expresarse como:

8

donde W _{zf} = H(H ^{H} H)^{-1} para el detector de forzador de ceros. La respuesta del detector de forzador de ceros para la antena de transmisión i puede expresarse como w _{zf} = h i (H ^{H} H)^{-1}.

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Para cada ranura, el detector 820 proporciona N_{T} secuencias de símbolos detectados que corresponden a las N_{T} entradas de \hat{\underbar{s}}. El multiplexor 822 recibe las N_{T} secuencias de símbolos detectados desde el detector 820 y realiza procesamiento complementario al realizado por el procesador 130 espacial de TX en el transmisor. Si sólo se transmite un bloque de símbolos de datos en cada ranura, tal como para el procesador 130a espacial de TX en las figuras 6A y 6C, entonces el multiplexor 822 multiplexa los símbolos detectados en las N_{T} secuencias en un bloque de símbolos detectados. Si múltiples bloques de símbolos de datos se transmiten en cada ranura, tal como para los procesadores espaciales de TX 130b y 130c en las figuras 6B y 6D, respectivamente, entonces el multiplexor 822 multiplexa y demultiplexa los símbolos detectados en las N_{T} secuencias en N_{P} bloques de símbolos detectados (no mostrados en la figura 8A). En cualquier caso, cada bloque de símbolos detectados es una estimación de un bloque de símbolos de datos transmitido por el transmisor.

El estimador 172 de canal estima la matriz de respuesta de canal H para el canal MIMO y el suelo de ruido en el receptor (por ejemplo, basándose en símbolos piloto recibidos) y proporciona estimaciones de canal al controlador 180. Dentro del controlador 180, una unidad 176 de cálculo de matrices deriva la respuesta de detector W (que puede ser W_{mrc}, W_{mmse}, o W_{zf}) basándose en la matriz de respuesta de canal estimada, según se describió anteriormente, y proporciona la respuesta de detector al detector 820. El detector 820 premultiplica el vector r de símbolos recibidos con la respuesta de detector W para obtener el vector \hat{\underbar{s}} de símbolos detectados. El selector 174 de tasa de transmisión (que se implementa mediante el controlador 180 para el ejemplo de receptor mostrado en la figura 8A) realiza la selección de la tasa de transmisión basándose en las estimaciones de canal, según se describe a continuación. Una tabla 184 de consulta (LUT) almacena un conjunto de tasas de transmisión soportadas por el sistema NDMO y un conjunto de valores de parámetro asociados con cada tasa de transmisión (por ejemplo, la tasa de transmisión de datos, el tamaño de paquete, el esquema de codificación o la tasa de codificación, el esquema de modulación, y así sucesivamente para cada tasa de transmisión). El selector 174 de tasa de transmisión accede a la LUT 184 para la información usada para la selección de la tasa de transmisión.

La figura 8B muestra un diagrama de bloques de un procesador 170a de datos de RX, que es un ejemplo de procesador 170 de datos de RX en las figuras 1 y 8A. Dentro del procesador 170a de datos de RX, una unidad 830 de decorrelación de símbolos recibe bloques de símbolos detectados desde el procesador 160a espacial de RX, de uno en uno. Para cada bloque de símbolos detectados, la unidad 830 de decorrelación de símbolos demodula los símbolos detectados según el esquema de modulación usado para ese bloque (según se indica mediante un control de demodulación desde el controlador 180) y proporciona un bloque de datos demodulados a un desintercalador 840 de canal. El desintercalador 840 de canal incluye un demultiplexor 842 y N_{B} desintercaladores de bloque 844a a 844nb. Antes de recibir un nuevo paquete de datos, los desintercaladores de bloque 844a a 844nb se inicializan con supresiones. Una supresión es un valor que sustituye a un bit de código que falta (es decir, uno que todavía no se ha recibido) y se le da un peso apropiado en el proceso de decodificación. El multiplexor 842 recibe bloques de datos demodulados desde la unidad 830 de decorrelación de símbolos y proporciona cada bloque de datos demodulados al desintercalador 844 de bloque apropiado. Cada desintercalador 844 de bloque desintercala los datos demodulados en su bloque de manera complementaria a la intercalación realizada en el transmisor para ese bloque. Si la intercalación depende de la tasa de transmisión seleccionada, entonces el controlador 180 proporciona un control de desintercalación a los desintercaladores 844 de bloque, según se indica mediante la línea discontinua.

Siempre que se recibe un nuevo bloque de símbolos de datos desde el transmisor para un paquete de datos, se realiza la decodificación de nuevo en todos los bloques recibidos para ese paquete. Una unidad 848 de reensamblaje forma un paquete de datos desintercalados para la decodificación posterior. El paquete de datos desintercalados contiene (1) bloques de datos desintercalados para todos los bloques de símbolos de datos recibidos para el paquete actual y (2) supresiones para bloques de símbolos de datos no recibidos para el paquete actual. La unidad 848 de reensamblaje realiza reensamblaje de manera complementaria a la división realizada por el transmisor, según se indica mediante un control de reensamblaje desde el controlador 180.

Un decodificador 850 de FEC decodifica el paquete de datos desintercalados de manera complementaria a la codificación de FEC realizada en el transmisor, según se indica mediante un control de decodificación desde el controlador 180. Por ejemplo, puede usarse un turbodecodificador o un decodificador de Viterbi para el decodificador 850 de FEC si se realiza turbocodificación o codificación convolucional, respectivamente, en el transmisor. El decodificador 850 de FEC proporciona un paquete decodificado para el paquete actual. Un comprobador 852 de CRC comprueba el paquete decodificado para determinar si el paquete está decodificado correctamente o con error y proporciona el estado del paquete decodificado.

La figura 9A muestra un diagrama de bloques de un receptor 150b, que es otro ejemplo del receptor 150 en la figura 1. El receptor 150b implementa un esquema de detección y decodificación iterativa (IDD). Para mayor claridad, el esquema IDD se describe a continuación para el esquema de codificación mostrado en las figuras 4B y 5, que codifica un paquete de datos en tres partes - bits sistemáticos {c_{data}}, primeros bits de paridad {c_{p1}}, y segundos bits de paridad {c_{p2}}.

El receptor 150b incluye un detector 920 y un decodificador 950 de FEC que realiza detección y decodificación iterativa en los símbolos recibidos para un paquete de datos para obtener un paquete decodificado. El esquema IDD aprovecha las capacidades de corrección de errores del código de canal para proporcionar un rendimiento mejorado. Esto se consigue pasando de manera iterativa información a priori entre el detector 920 y el decodificador 950 de FEC para N_{dd} iteraciones, donde N_{dd} > 1, según se describe a continuación. La información a priori indica la probabilidad de los bits transmitidos.

El receptor 150b incluye un procesador 160b espacial de RX y un procesador 170b de datos de RX. Dentro del procesador 160b espacial de RX, una memoria 918 intermedia recibe y almacena las N_{R} secuencias de símbolos recibidos proporcionadas por la unidad 154 de receptor para cada ranura. Siempre que se recibe un nuevo bloque de símbolos de datos desde el transmisor para un paquete de datos, se realiza de nuevo la detección y decodificación iterativa (es decir, desde el inicio) en los símbolos recibidos para todos los bloques recibidos para ese paquete. El detector 920 realiza detección o procesamiento espacial en las N_{R} secuencias de símbolos recibidos para cada bloque recibido y proporciona N_{T} secuencias de símbolos detectados para ese bloque. El detector 920 puede implementar un detector de MRC, un detector de forzador de ceros, un detector de MMSE, u otro detector/ecualizador. Para mayor claridad, la detección con un detector de MMSE se describe a continuación.

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Para un detector de MMSE con detección y decodificación iterativa, el símbolo detectado \hat{\underbar{s}}_{i} para la antena de transmisión i puede expresarse:

9

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donde w _{i} y u_{i} se derivan basándose en un criterio de MMSE, que puede expresarse como:

10

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Las soluciones al problema de optimización planteado en la ecuación (7) puede expresarse como:

11

donde

h _{i} es la columna i-ésima de la matriz de respuesta de canal H;

H_{r} es igual a H con la columna i-ésima ajustada a cero;

s _{i} es un vector {(N_{T}-1)x1} obtenido eliminando el elemento i-ésimo de s;

E[a] son los valores esperados de las entradas del vector a; y

VAR[aa ^{H}] es una matriz de covarianza del vector a.

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La matriz P es el producto externo del vector de respuesta de canal h _{i} para la antena de transmisión i. La matriz Q es la matriz de covarianza de la interferencia con la antena de transmisión i. El vector z es el valor esperado de la interferencia con la antena de transmisión i.

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La ecuación (6) puede simplificarse como:

12

donde \alphai = w^{H}_{i}h_{i} y \eta_{i} es una muestra de ruido gaussiano con media de cero y varianza de \nu_{i} = w^{H}_{i} h_{i} - (w^{H}_{i}h_{i})^{2}

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La muestra de ruido gaussiano \eta_{i} supone que la interferencia desde otras antenas de transmisión es gaussiana tras el detector de MMSE.

En la siguiente descripción, el superíndice n indica la enésima iteración de detección/decodificación y el subíndice m indica el m-ésimo bloque de símbolos de datos recibidos para el paquete actual que está recuperándose. Para la primera iteración (es decir, n = 1) la detección se basa únicamente en los símbolos recibidos puesto que no se dispone de ninguna información a priori desde el decodificador de FEC. Por lo tanto, se suponen bits con la misma probabilidad de ser "1" o "0". En este caso, la ecuación (8) se reduce a un detector de MMSE lineal, que puede venir dado como w_{i} = (HH ^{H} +\sigma^{2}I)^{-1}h _{i}. Para cada iteración posterior (es decir, n > 1), el detector usa la información a priori proporcionada por el decodificador de FEC. A medida que aumenta el número de iteraciones, la interferencia se reduce y el detector converge con el detector de MRC que consigue diversidad completa.

Para cada bloque de símbolos de datos recibidos para el paquete actual, el detector 920 en la figura 9A realiza la detección en N_{R} secuencias de símbolos recibidos para ese bloque y proporciona N_{T} secuencias de símbolos detectados. Un multiplexor 922 multiplexa los símbolos detectados en las N_{T} secuencias para obtener un bloque de símbolos detectados, que se proporciona al procesador 170b de datos de RX. El bloque de símbolos detectados obtenido en la enésima iteración de detección/decodificación para el m-ésimo bloque de símbolos de datos se indica como {\hat{s}^{n}_{m}}.

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Dentro del procesador 170b de datos de RX, una unidad 930 de cálculo de razón de logaritmo de verosimilitud (LLR) recibe los símbolos detectados desde el procesador 160b espacial de RX y calcula las LLR de los B bits de código para cada símbolo detectado. Cada símbolo detectado \hat{s}_{i} es una estimación del símbolo de datos s_{i}, que se obtiene correlacionando B bits de código b_{i} = [b_{i,1} b_{i,2} ... b_{i,B}] con un punto en una constelación de señales. La LLR para el j-ésimo bit de símbolo detectado puede expresarse como:

13

donde

b_{i,j} es el j-ésimo bit para el símbolo detectado \hat{s}_{i};

Pr (\hat{s}_{i} b_{i,j} =1) es la probabilidad de que el símbolo detectado \hat{s}_{i} con el bit b_{i,j} sea 1;

Pr(\hat{s}_{i}|b_{i,j} = -1) es la probabilidad de que el símbolo detectado \hat{s}_{i} con el bit b_{i,j} sea -1 (es decir, "0"); y

x_{i,j} es la LLR del bit b_{i,j}.

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Las LLR {x_{i,j}} representan la información a priori proporcionada por el detector al decodificador de FEC, y también se denominan las LLR de detector.

\newpage

Para mayor simplicidad, se supone que la intercalación sea de modo que los B bits para cada símbolo detectado \hat{s}_{i} sean independientes. La ecuación (14) puede expresarse entonces como:

14

donde

\Omega_{j,q} es el conjunto de puntos en la constelación de señales cuyo j-ésimo bit es igual a q,

s es el símbolo de modulación o punto en el conjunto \Omega_{j,q} que está evaluándose (es decir, el símbolo "hipotético");

\alpha_{i} es la ganancia para la antena de transmisión i y que se definió anteriormente;

\nu_{i} es la varianza de la muestra de ruido gaussiano \eta_{i} para el símbolo detectado \hat{s}_{i};

b es el conjunto de B bits para el símbolo s hipotético;

b _{i}(j) es igual a b _{i} con el j-ésimo bit eliminado;

L _{i} es un conjunto de LLR obtenido a partir del decodificador de FEC para los B bits del símbolo s hipotético;

L _{i}(j) es igual a L_{i} con la LLR de decodificador para el j-ésimo bit eliminado (es decir, L _{i}(j)=[\lambda_{j,1}, ..., \lambda_{i},_{j-1}, \lambda_{i},_{j+1},..., \lambda_{i,B}]); y

"T" indica la traspuesta.

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La LLR de decodificador para el (i, j)-ésimo bit puede expresarse como:

15

donde

Pr (b_{i,j} = 1) es la probabilidad de que el bit b_{i,j} sea 1; y

Pr (b_{i,j}= -1) es la probabilidad de que el bit b_{i,j} sea -1.

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Para la primera iteración (n=1), todas las entradas de L _{i}(j) se ajustan a cero para indicar la misma probabilidad de que cada bit sea 1 o -1, puesto que no se dispone de información a priori para el bit. Para cada iteración posterior, las entradas de L _{i}(j) se calculan basándose en los valores "no firmes" para los bits procedentes del decodificador de FEC. La unidad 930 de cálculo de LLR proporciona LLR para los bits de código de cada símbolo detectado recibidos desde el procesador 160b espacial de RX. El bloque de LLR obtenidas en la enésima iteración de detección/decodificación para el m-ésimo bloque de símbolos de datos se indica como {x^{n}_{m}}.

Un desintercalador 940 de canal recibe y desintercala cada bloque de LLR desde la unidad 930 de cálculo de LLR y proporciona LLR desintercaladas para el bloque. Una unidad 948 de reensamblaje forma un paquete de LLR que contiene (1) bloques de LLR desintercaladas desde el desintercalador 940 de canal para todos los bloques de símbolos de datos recibidos desde el transmisor y (2) bloques de LLR de valor cero para los bloques de símbolos de datos no recibidos. El paquete de LLR para la enésima iteración de detección/decodificación se indica como {x^{n}}. El decodificador 950 de FEC recibe y decodifica el paquete de LLR desde la unidad 948 de reensamblaje, según se describe a continuación.

La figura 9B muestra un diagrama de bloques de un turbodecodificador 950a, que puede usarse para los decodificadores 950 y 850 de FEC en las figuras 9A y 8B, respectivamente. El turbodecodificador 950a realiza decodificación iterativa para un código convolucional concatenado paralelo, tal como el mostrado en la figura 4B.

Dentro del turbodecodificador 950a, un demultiplexor 952 recibe y demultiplexa el paquete de LLR {x^{n}} de la unidad 948 de reensamblaje (que se indica también como las LLR de entrada) en LLR de bit de datos {x^{n}_{datos}}, LLR de primer bit de paridad {x^{n}_{p1}} y LLR de segundo bit de paridad {x^{n}_{p2}}. Un decodificador 954a de entrada no firme salida no firme (SISO) recibe las LLR de bit de datos {x^{n}_{datos}} y las LLR de primer bit de paridad {x^{n}_{p1}} desde el demultiplexor 952 y las LLR de bit de datos desintercalados {\tilde{x}_{datos2}} desde un desintercalador 958 de código. El decodificador 954a SISO deriva entonces nuevas LLR para los primeros bits de paridad y datos, {x_{datos}} y {x^{n+1}_{p1}} basándose en el primer código convolucional componente. Un intercalador 956 de código intercala las LLR de bit de datos {x_{datos1}} según el esquema de intercalación de códigos usado en el transmisor y proporciona LLR de bit de datos intercaladas {\tilde{x}_{datos1}}. De manera similar, un decodificador 954b SISO recibe las LLR de bit de datos {x^{n}_{datos}} y las LLR de segundo bit de paridad {x^{n}_{p2}} desde el demultiplexor 952 y las LLR de bit de datos intercaladas {\tilde{x}_{datos1}} desde el intercalador 956 de código. El decodificador 954b SISO deriva entonces nuevas LLR para los segundos bits de paridad y datos, {x_{datos2}} y {x^{n+1}_{p2}} basándose en el segundo código convolucional componente. El desintercalador 958 de código desintercala las LLR de bit de datos {x_{datos2}} de manera complementaria a la intercalación de código y proporciona las LLR de bit de datos desintercaladas {\tilde{x}_{datos2}}. Los decodificadores 954a y 954b SISO pueden implementar un algoritmo máximo a posteriori (MAP) de BCJR SISO o sus derivados de menor complejidad, un algoritmo de Viterbi de salida no firme (SOV), u otro algoritmo de decodificación, que se conozca en la técnica.

La decodificación mediante los decodificadores 954a y 954b SISO se itera N_{dec} veces para la iteración actual de detección/decodificación n, donde N_{dec} \geq 1. Tras completar todas las N_{dec} iteraciones de decodificación, un combinador/multiplexor 960 recibe las LLR de bit de datos {x_{datos1}} finales y las LLR de primer bit de paridad {x^{n+1}_{p1}} finales desde el decodificador 954a SISO, las LLR de bit de datos desintercaladas finales {\tilde{x}_{datos2}} desde el desintercalador 958 de código, y las LLR de segundo bit de paridad {x^{x+1}_{p2}} finales desde el decodificador 954b SISO. El combinador/multiplexor 960 calcula entonces las LLR de decodificador {x^{n+1}_{dec}} par la siguiente iteración de detección/decodificación n + 1 de la manera siguiente:

16

Las LLR de decodificador {x^{n+1}_{dec}} corresponden a \lambda_{i,j} en la ecuación (16) y representan la información a priori proporcionada por el decodificador de FEC al detector.

Tras completar todas las N_{dd} iteraciones de detección/decodificación, el combinador/multiplexor 960 calcula las LLR de bit de datos {x_{datos}} finales de la manera siguiente:

17

donde {x^{Ndd}_{datos}} son las LLR de bit de datos proporcionadas por la unidad 930 de cálculo de LLR para la última iteración de detección/decodificación. Un limitador 962 limita las LLR de bit de datos {x_{datos}} finales y proporciona el paquete decodificado {\hat{d}} para el paquete que está recuperándose. Un comprobador 968 CRC comprueba el paquete decodificado y proporciona el estado de paquete.

En referencia de nuevo a la figura 9A, las LLR de decodificador {x^{n+1}_{dec}} desde el decodificador 950 de FEC se intercalan mediante un intercalador 970 de canal, y las LLR de decodificador intercaladas se proporcionan al detector 920. El detector 920 deriva nuevos símbolos detectados {\hat{s}^{n+1}_{m}} basándose en los símbolos recibidos {r_{m}} y las LLR de decodificador {x^{n+1}_{dec}}. Las LLR de decodificador {x^{n+1}_{dec}} se usan para calcular (a) el valor esperado de la interferencia (es decir, E[s _{i}]), que se usa para derivar z en la ecuación (12), y (b) la varianza de la interferencia (es decir, VAR[s _{i}]), que se usa para derivar Q en la ecuación (11).

Los símbolos detectados {\hat{s}^{n+1}_{m}} para todos los bloques de símbolos de datos recibidos desde el procesador 160a espacial de RX se decodifican de nuevo por el procesador 170b de datos de RX, como se describió anteriormente. El proceso de detección y decodificación se itera N_{dd} veces. Durante el proceso de detección y decodificación iterativa, la fiabilidad de los símbolos detectados mejora con cada iteración de detección/decodificación.

Como se muestra en la ecuación (8), la respuesta de detector de MMSE w _{t} depende de Q, que a su vez depende de la varianza de la interferencia, VAR[s _{i}]. Puesto que Q es diferente para cada iteración de detección/decodificación, la respuesta de detector de MMSE wi también es diferente para cada iteración. Para simplificar el receptor 150b, el detector 920 implementa (1) un detector de MMSE para N_{dd1} iteraciones de detección/decodificación y entonces (2) un detector de MRC (u otro tipo de detector/ecualizador que tenga una respuesta que no cambie con la iteración) para N_{dd2} iteraciones de detección/decodificación posteriores, donde N_{dd1} y N_{dd2} pueden ser, cada uno, uno o superior. Por ejemplo, un detector de MMSE puede usarse para la primera iteración de detección/decodificación y un detector de MRC puede usarse para las siguientes cinco iteraciones de detección/decodificación. Como ejemplo adicional, un detector de MMSE puede usarse para las primeras dos iteraciones de detección/decodificación y un detector de MRC puede usarse para las siguientes cuatro iteraciones de detección/decodificación.

El detector de MRC puede implementarse con el término u_{i}, como se muestra en la ecuación (6), donde w _{mrc,i} sustituye a w _{i}. Como se muestra en las ecuaciones (6), (9), y (12), el término u_{i} depende del valor esperado de la interferencia, E[s _{i}]. Para simplificar adicionalmente el receptor 150b, el término u_{i} puede omitirse tras conmutar desde el detector de MMSE al detector de MRC.

El esquema de detección y decodificación iterativa proporciona diversas ventajas. Por ejemplo, el esquema IDD soporta el uso de una única tasa de transmisión para todos los paquetes de datos transmitidos simultáneamente a través de las N_{T} antenas de transmisión, puede combatir el desvanecimiento selectivo de frecuencia, y puede usarse de manera flexible con diversos esquemas de codificación y modulación, incluyendo el código convolucional concatenado paralelo mostrado en la figura 4B.

3. Selección de la tasa de transmisión

Para sistemas tanto MIMO de una única portadora como MIMD-OFDM, el receptor y/o transmisor puede estimar el canal MIMO y seleccionar una tasa de transmisión adecuada para la transmisión de datos en el canal MIMO. La selección de la tasa de transmisión puede realizarse de diversas maneras. Algunos esquemas de selección de la tasa de transmisión ejemplares se describen a continuación.

En un primer esquema de selección de la tasa de transmisión, la tasa de transmisión para la transmisión de datos en el canal MIMO se selecciona basándose en una métrica, que se deriva usando un sistema equivalente que modela las respuestas de canal para las N_{T} antenas de transmisión. El sistema equivalente se define para tener un canal AWGN (es decir, con una respuesta de frecuencia plana) y una eficiencia espectral que es igual a la eficiencia espectral promedio de las N_{T} antenas de transmisión. El sistema equivalente tiene una capacidad total igual a la capacidad total de las N_{T} antenas de transmisión. La eficiencia espectral promedio puede determinarse (1) estimando las SNR recibidas para cada antena de transmisión (por ejemplo, basándose en símbolos de datos y/o piloto recibidos), (2) calculando la eficiencia espectral de cada antena de transmisión a partir de las SNR recibidas y basándose en una función de eficiencia espectral (limitada o ilimitada), f(x), y (3) calculando la eficiencia espectral promedio de las N_{T} antenas de transmisión basándose en las eficiencias espectrales de las antenas de transmisión individuales. La métrica puede definirse como la SNR necesaria por el sistema equivalente para soportar la eficiencia espectral promedio. Esta SNR puede determinarse a partir de la eficiencia espectral promedio y basándose en una función inversa, f^{-1} (x).

El sistema puede diseñarse para soportar un conjunto de tasas de transmisión. Una de las tasas de transmisión soportadas puede ser para una tasa de transmisión nula (es decir, una tasa de transmisión de datos de cero). Cada una de las restantes tasas de transmisión se asocia con una tasa de transmisión de datos no de cero particular, un esquema de codificación o tasa de codificación particular, un esquema de modulación particular, y una SNR mínima particular requerida para conseguir el nivel de rendimiento objetivo (por ejemplo, 1% PER) para un canal AWGN. Para cada tasa de transmisión soportada con una tasa de transmisión de datos no de cero, la SNR requerida se obtiene basándose en el diseño de sistema específico (es decir, la tasa de codificación, esquema de intercalación, esquema de modulación particular, y así sucesivamente, usados por el sistema para esa tasa de transmisión) y para un canal AWGN. La SNR requerida puede obtenerse mediante simulación por ordenador, mediciones empíricas, etc., como se conoce en la técnica. El conjunto de tasas de transmisión soportadas y sus SNR requeridas puede almacenarse en una tabla de consulta (por ejemplo, LUT 184 en la figura 8A).

La métrica puede compararse con la SNR requerida para cada una de las tasas de transmisión soportadas por el sistema. La tasa de transmisión más alta con una SNR requerida que es menor que o igual a la métrica se selecciona para su uso para la transmisión de datos en el canal MIMO. El primer esquema de selección de la tasa de transmisión se describe en detalle en la solicitud de patente estadounidense de titularidad compartida con n.º de serie 10/176,567, titulada "Rate Control for Multi-Channel Communication Systems", presentada el 20 de junio de 2002.

En un segundo esquema de selección de la tasa de transmisión, la tasa de transmisión para la transmisión de datos en el canal MIMO se selecciona basándose en las SNR recibidas para las N_{T} antenas de transmisión. En primer lugar se determinan las SNR recibidas para cada antena de transmisión, y una SNR promedio recibida, \gamma_{rx,prom}, se calcula entonces para las N_{T} antenas de transmisión. Una SNR operativa, \gamma_{op}, se calcula a continuación para las N_{T} antenas de transmisión basándose en la SNR promedio recibida, \gamma_{rx,prom}, y un factor de desplazamiento o retroceso de SNR, \gamma_{os} (por ejemplo, \gamma_{op}= \gamma_{rx} + \gamma_{os}, donde las unidades están en dB). El desplazamiento de SNR se usa para tener en cuenta un error de estimación, una variabilidad en el canal MIMO, y otros factores. La SNR operativa, \gamma_{op}, puede compararse con la SNR requerida para cada una de las tasas de transmisión soportadas por el sistema. La tasa de transmisión más alta con una SNR requerida que es menor que o igual a la SNR operativa (es decir, \gamma_{req}\leq \gamma_{op}) se selecciona para usarla para la transmisión de datos en el canal MIMO. El segundo esquema de selección de la tasa de transmisión se describe en detalle en la solicitud de patente estadounidense de titularidad compartida con n.º de serie 10/394,529 titulada "Transmission Mode Selection for Data Transmission in a Multi-Channel Communication System", presentada el 20 de marzo de 2003.

Las técnicas de transmisión IR descritas en el presente documento pueden implementarse mediante diversos medios. Por ejemplo, estas técnicas pueden implementarse en hardware, software, o una combinación de éstos. Para una implementación en hardware, las unidades de procesamiento usadas en el transmisor para la transmisión IR pueden implementarse dentro de uno o más circuitos integrados de aplicación específica (ASIC), procesadores de señal digital (DSP), dispositivos de procesamiento de señal digital (DSPD), dispositivos lógicos programables (PLD), disposiciones de puertas programables en campo (FPGA), procesadores, controladores, microcontroladores, microprocesadores, otras unidades electrónicas diseñadas para realizar las funciones descritas en el presente documento, o una combinación de éstos. Las unidades de procesamiento usadas en el receptor para recibir una transmisión IR también pueden implementarse dentro de uno o más ASIC, DSP, DSPD, PLD, FPGA, procesadores, controladores, y así sucesivamente.

Para una implementación en software, las técnicas de transmisión IR pueden implementarse con módulos (por ejemplo, procedimientos, funciones, etc.) que realizan las funciones descritas en el presente documento. Los códigos de software pueden almacenarse en una unidad de memoria (por ejemplo, las unidades 142 y 182 de memoria en la figura 1) y ejecutarse mediante un procesador (por ejemplo, los controladores 140 y 180). La unidad de memoria puede implementarse dentro del procesador o de manera externa al procesador, en cuyo caso puede acoplarse comunicativamente al procesador a través de diversos medios según se conoce en la técnica.

Los títulos se incluyen en el presente documento como referencia y para ayudar a localizar determinadas secciones. Estos títulos no pretenden limitar el alcance de los conceptos descritos en los mismos, y estos conceptos pueden tener aplicabilidad en otras secciones a lo largo de toda la memoria descriptiva.

La descripción anterior de las realizaciones dadas a conocer se proporciona para permitir a un experto en la técnica realizar o usar la presente invención. Diversas modificaciones a estas realizaciones serán fácilmente evidentes para los expertos en la técnica, y los principios genéricos definidos en el presente documento pueden aplicarse a otras realizaciones sin alejarse del alcance de la invención. Por tanto, no se pretende que la presente invención se limite a las realizaciones mostradas en el presente documento sino que debe concedérsele el alcance más amplio acorde con los principios y características novedosas dados a conocer en el presente documento.

Claims (4)

1. Un procedimiento de recepción de una transmisión de datos en un sistema inalámbrico de entrada y salida múltiples, en lo sucesivo denominado sistema (100) de comunicación MIMO, que comprende:

detectar (160) símbolos recibidos para un paquete de datos para obtener símbolos detectados;

decodificar (170) los símbolos detectados para obtener información de realimentación de decodificador;

realizar la detección y decodificación para una pluralidad de iteraciones, en el que la información de realimentación de decodificador de la decodificación para una iteración actual se usa mediante la detección para una iteración posterior, en el que la detección se realiza basándose en un error cuadrático medio mínimo, en lo sucesivo denominado detector de MMSE para las primeras N iteraciones de la pluralidad de iteraciones, donde N es uno o mayor, y basándose en una combinación de máxima relación señal a ruido, en lo sucesivo denominada detector de MRC o un forzador de ceros lineal, en lo sucesivo denominado detector de ZF para las restantes de la pluralidad de iteraciones; y

generar (170) un paquete decodificado basándose en una salida de la decodificación para la última iteración entre la pluralidad de iteraciones.

2. El procedimiento según la reivindicación 1, en el que N es igual a uno.

3. Un receptor para recibir una transmisión de datos para un sistema inalámbrico de entrada y salida múltiples, en lo sucesivo denominado sistema (100) de comunicación MIMO, que comprende:

medios (160) para detectar símbolos recibidos para un paquete de datos para obtener símbolos detectados;

medios (170) para decodificar los símbolos detectados para obtener información de realimentación de decodificador;

medios (170) para realizar la detección y decodificación para una pluralidad de iteraciones, en el que la información de realimentación de decodificador de la decodificación para una iteración actual se usa mediante la detección para una iteración posterior, en el que la detección se realiza basándose en un error cuadrático medio mínimo, en lo sucesivo denominado detector de MMSE para las primeras N iteraciones de la pluralidad de iteraciones, donde N es uno o mayor, y basándose en una combinación de máxima relación señal a ruido en lo sucesivo denominada detector de MRC o un forzador de ceros lineal en lo sucesivo denominado detector de ZF para las restantes de la pluralidad de iteraciones; y

medios (170) para generar un paquete decodificado basándose en una salida de la decodificación para la última iteración entre la pluralidad de iteraciones.

4. El receptor según la reivindicación 3, en el que N es igual a uno.