ES2342909T3 - Aparato para transmitir y recibir una señal y procedimiento para transmitir y recibir una señal. - Google Patents
Aparato para transmitir y recibir una señal y procedimiento para transmitir y recibir una señal. Download PDFInfo
- Publication number
- ES2342909T3 ES2342909T3 ES08171406T ES08171406T ES2342909T3 ES 2342909 T3 ES2342909 T3 ES 2342909T3 ES 08171406 T ES08171406 T ES 08171406T ES 08171406 T ES08171406 T ES 08171406T ES 2342909 T3 ES2342909 T3 ES 2342909T3
- Authority
- ES
- Spain
- Prior art keywords
- signal
- plp
- frame
- bits
- symbols
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Active
Links
- 238000000034 method Methods 0.000 title claims abstract description 237
- 238000012937 correction Methods 0.000 claims abstract description 193
- 238000013507 mapping Methods 0.000 abstract description 85
- NGVDGCNFYWLIFO-UHFFFAOYSA-N pyridoxal 5'-phosphate Chemical compound CC1=NC=C(COP(O)(O)=O)C(C=O)=C1O NGVDGCNFYWLIFO-UHFFFAOYSA-N 0.000 abstract description 45
- 230000011664 signaling Effects 0.000 abstract description 27
- 125000004122 cyclic group Chemical group 0.000 description 59
- 230000002596 correlated effect Effects 0.000 description 50
- 235000007682 pyridoxal 5'-phosphate Nutrition 0.000 description 31
- 230000015654 memory Effects 0.000 description 27
- 101001126414 Homo sapiens Proteolipid protein 2 Proteins 0.000 description 24
- 101001129122 Mannheimia haemolytica Outer membrane lipoprotein 2 Proteins 0.000 description 24
- 101001129120 Mannheimia haemolytica Outer membrane lipoprotein 3 Proteins 0.000 description 24
- 101000642171 Odontomachus monticola U-poneritoxin(01)-Om2a Proteins 0.000 description 24
- 101000606232 Odontomachus monticola U-poneritoxin(01)-Om3a Proteins 0.000 description 24
- 102100030486 Proteolipid protein 2 Human genes 0.000 description 24
- 230000005540 biological transmission Effects 0.000 description 22
- 230000000875 corresponding effect Effects 0.000 description 20
- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 18
- 230000003111 delayed effect Effects 0.000 description 17
- 230000011218 segmentation Effects 0.000 description 16
- 238000004364 calculation method Methods 0.000 description 15
- 230000008054 signal transmission Effects 0.000 description 14
- 230000008569 process Effects 0.000 description 13
- 230000008859 change Effects 0.000 description 12
- 238000006073 displacement reaction Methods 0.000 description 9
- 238000005259 measurement Methods 0.000 description 9
- 230000032258 transport Effects 0.000 description 9
- 230000003068 static effect Effects 0.000 description 6
- 238000005034 decoration Methods 0.000 description 5
- 230000001934 delay Effects 0.000 description 5
- 101100349237 Agrobacterium fabrum (strain C58 / ATCC 33970) maf2 gene Proteins 0.000 description 4
- 101100378608 Arabidopsis thaliana AGL31 gene Proteins 0.000 description 4
- 101100049730 Arabidopsis thaliana WPP2 gene Proteins 0.000 description 4
- 101001055100 Homo sapiens Repressor of RNA polymerase III transcription MAF1 homolog Proteins 0.000 description 4
- 102100026898 Repressor of RNA polymerase III transcription MAF1 homolog Human genes 0.000 description 4
- 239000000969 carrier Substances 0.000 description 4
- 238000006243 chemical reaction Methods 0.000 description 4
- 101150095688 maf gene Proteins 0.000 description 4
- 238000012545 processing Methods 0.000 description 4
- 230000000295 complement effect Effects 0.000 description 3
- 238000010276 construction Methods 0.000 description 3
- 238000011161 development Methods 0.000 description 3
- 230000018109 developmental process Effects 0.000 description 3
- 239000006185 dispersion Substances 0.000 description 3
- 230000009466 transformation Effects 0.000 description 3
- 101100365794 Schizosaccharomyces pombe (strain 972 / ATCC 24843) sim3 gene Proteins 0.000 description 2
- 238000001514 detection method Methods 0.000 description 2
- 238000005516 engineering process Methods 0.000 description 2
- 230000001788 irregular Effects 0.000 description 2
- 239000011159 matrix material Substances 0.000 description 2
- 238000012986 modification Methods 0.000 description 2
- 230000004048 modification Effects 0.000 description 2
- 230000005236 sound signal Effects 0.000 description 2
- 230000001174 ascending effect Effects 0.000 description 1
- 230000006835 compression Effects 0.000 description 1
- 238000007906 compression Methods 0.000 description 1
- 238000012217 deletion Methods 0.000 description 1
- 230000037430 deletion Effects 0.000 description 1
- 238000002592 echocardiography Methods 0.000 description 1
- 230000000694 effects Effects 0.000 description 1
- 238000005538 encapsulation Methods 0.000 description 1
- 238000005562 fading Methods 0.000 description 1
- 239000012634 fragment Substances 0.000 description 1
- 230000006870 function Effects 0.000 description 1
- 230000010363 phase shift Effects 0.000 description 1
- 238000011084 recovery Methods 0.000 description 1
- 230000002441 reversible effect Effects 0.000 description 1
- 230000001360 synchronised effect Effects 0.000 description 1
Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04N—PICTORIAL COMMUNICATION, e.g. TELEVISION
- H04N7/00—Television systems
- H04N7/015—High-definition television systems
-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
- H04L5/00—Arrangements affording multiple use of the transmission path
- H04L5/22—Arrangements affording multiple use of the transmission path using time-division multiplexing
- H04L5/26—Arrangements affording multiple use of the transmission path using time-division multiplexing combined with the use of different frequencies
-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
- H04L27/00—Modulated-carrier systems
- H04L27/26—Systems using multi-frequency codes
- H04L27/2601—Multicarrier modulation systems
- H04L27/2602—Signal structure
- H04L27/2605—Symbol extensions, e.g. Zero Tail, Unique Word [UW]
- H04L27/2607—Cyclic extensions
-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
- H04L27/00—Modulated-carrier systems
- H04L27/26—Systems using multi-frequency codes
- H04L27/2601—Multicarrier modulation systems
- H04L27/2647—Arrangements specific to the receiver only
- H04L27/2655—Synchronisation arrangements
- H04L27/2657—Carrier synchronisation
-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
- H04L27/00—Modulated-carrier systems
- H04L27/26—Systems using multi-frequency codes
- H04L27/2601—Multicarrier modulation systems
- H04L27/2647—Arrangements specific to the receiver only
- H04L27/2655—Synchronisation arrangements
- H04L27/2662—Symbol synchronisation
-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
- H04L5/00—Arrangements affording multiple use of the transmission path
- H04L5/003—Arrangements for allocating sub-channels of the transmission path
- H04L5/0053—Allocation of signalling, i.e. of overhead other than pilot signals
-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04N—PICTORIAL COMMUNICATION, e.g. TELEVISION
- H04N7/00—Television systems
- H04N7/12—Systems in which the television signal is transmitted via one channel or a plurality of parallel channels, the bandwidth of each channel being less than the bandwidth of the television signal
-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04W—WIRELESS COMMUNICATION NETWORKS
- H04W56/00—Synchronisation arrangements
- H04W56/004—Synchronisation arrangements compensating for timing error of reception due to propagation delay
- H04W56/005—Synchronisation arrangements compensating for timing error of reception due to propagation delay compensating for timing error by adjustment in the receiver
Landscapes
- Engineering & Computer Science (AREA)
- Signal Processing (AREA)
- Computer Networks & Wireless Communication (AREA)
- Multimedia (AREA)
- Detection And Prevention Of Errors In Transmission (AREA)
- Radar Systems Or Details Thereof (AREA)
- Mobile Radio Communication Systems (AREA)
- Time-Division Multiplex Systems (AREA)
- Circuits Of Receivers In General (AREA)
- Error Detection And Correction (AREA)
- Synchronisation In Digital Transmission Systems (AREA)
Abstract
Procedimiento para transmitir una señal, caracterizado porque el procedimiento comprende: convertir (S531) un flujo de servicio para suministrar un servicio a una tubería de capa física (PLP); formar (S535) al menos una trama de señal multiplexada en tiempo y frecuencia, comprendiendo la trama de señal la PLP y un preámbulo que comprende información de capa 1; modular (S537) la trama de señal multiplexada mediante un esquema de multiplexación por división de frecuencia ortogonal (OFDM) y emitir una señal modulada; y transmitir (S539) la señal modulada a través de al menos una señal de banda de radiofrecuencia (RF), en el que dicha información de capa 1 en el preámbulo de la trama de señal, incluye información que corresponde a un canal de radiofrecuencia (RF) actual dentro de la trama de señal multiplexada, e información que corresponde a un canal de radiofecuencia (RF) inicial que puede recibir la PLP en la trama de señal multiplexada.
Description
Aparato para transmitir y recibir una señal y
procedimiento para transmitir y recibir una señal.
La presente invención se refiere a un
procedimiento para transmitir y recibir una señal, y a un aparato
para transmitir y recibir una señal, más particularmente la
invención se refiere a un procedimiento para transmitir y recibir
una señal, y a un aparato para transmitir y recibir una señal, que
pueden mejorar la eficacia de transmisión de datos.
Debido al desarrollo de una tecnología de
difusión digital, los usuarios han recibido una imagen en movimiento
de alta definición (HD). Con el desarrollo continuo de un algoritmo
de compresión y un alto rendimiento de hardware, se proporcionará
un mejor entorno a los usuarios en el futuro. Un sistema de
televisión digital (DTV) puede recibir una señal de difusión
digital y proporcionar una diversidad de servicios complementarios a
los usuarios así como una señal de vídeo y una señal de audio.
Con el desarrollo de la tecnología de difusión
digital, se aumenta la necesidad de un servicio tal como una señal
de vídeo y una señal de audio, y la cantidad de datos deseada por un
usuario, o el número de canales de difusión se aumenta
gradualmente.
Un objetivo de la presente invención es
proporcionar un procedimiento para transmitir y recibir una señal, y
un aparato para transmitir y recibir una señal, que puedan mejorar
la eficacia de transmisión de datos.
Otro objetivo de la presente invención es
proporcionar un procedimiento para transmitir y recibir una señal, y
un aparato para transmitir y recibir una señal, que puedan mejorar
capacidad de corrección de errores de bits que configuran un
servicio.
Otro objetivo de la presente invención es
proporcionar un procedimiento para transmitir y recibir una señal, y
un aparato para transmitir y recibir una señal, que puedan recibir
fácilmente un servicio transmitido a través de una capa física.
Por consiguiente, la presente invención se
refiere a un procedimiento para transmitir y recibir una señal, y a
un aparato para transmitir y recibir una señal que sustancialmente
obvian uno o más problemas debidos a limitaciones y desventajas de
la técnica relacionada.
Para conseguir estos objetivos y otras ventajas
y según el propósito de la invención, como se implementa y describe
ampliamente en el presente documento, se da a conocer un
procedimiento para transmitir una señal.
El procedimiento incluye convertir un flujo de
servicio para suministrar un servicio a una tubería de capa física
(PLP), disponer la PLP en al menos una trama de señal de
segmentación de tiempo-frecuencia (TFS) e insertar
información de capa 1 en un preámbulo de la trama de señal de TFS,
modular la trama de señal de TFS mediante un esquema de
multiplexación por división de frecuencia ortogonal (OFDM) y emitir
una señal modulada y transmitir la señal modulada a través de al
menos una señal de banda de radiofrecuencia (RF). En el presente
documento, dicha información de capa 1 insertada en el preámbulo de
la trama de señal incluye un índice de un canal de radiofrecuencia
(RF) actual dentro de la trama de señal de TFS y un identificador de
un canal de radiofrecuencia (RF) inicial que puede recibir la PLP en
la trama de señal de TFS.
En otro aspecto de la presente invención, se
proporciona un procedimiento para recibir una señal. El
procedimiento incluye recibir la señal de una primera banda de
frecuencia, obtener información de capa 1 a partir de un preámbulo
de la primera trama de señal de segmentación de
tiempo-frecuencia (TFS) de la señal recibida,
incluyendo dicha información de capa 1 un índice de un canal de
radiofrecuencia (RF) actual dentro de una trama de señal de
segmentación de tiempo-frecuencia (TFS) y un
identificador de un canal de radiofrecuencia (RF) inicial que puede
recibir una tubería de capa física (PLP) en la trama de señal de
TFS, analizar sintácticamente la trama de señal de TFS usando la
información de capa 1 y obtener una tubería de capa física (PLP) de
la trama de señal de TFS, y convertir la PLP en un flujo de
servicio.
En otro aspecto de la presente invención, se da
a conocer un aparato para transmitir una señal. El aparato incluye
una unidad de codificación y modulación configurada para codificar
un flujo de servicio para suministrar un servicio mediante un
esquema de codificación de corrección de errores y entrelazar el
flujo de servicio codificado, un formador de tramas configurado
para correlacionar bits del flujo de servicio entrelazado con
símbolos de una tubería de capa física (PLP), dividir los símbolos
de la PLP en una pluralidad de sub-PLP, disponer
las sub-PLP en una trama de señal de segmentación de
tiempo-frecuencia (TFS) e insertar información de
capa 1 en un preámbulo de la trama de señal de TFS, incluyendo dicha
información de capa 1 un índice de un canal de radiofrecuencia (RF)
actual dentro de la trama de señal de TFS y un identificador de un
canal de radiofrecuencia (RF) inicial que puede recibir la PLP en
la trama de señal de TFS, un modulador configurado para modular la
trama de señal de TFS mediante un esquema de multiplexación por
división de frecuencia ortogonal (OFDM) y emitir una señal
modulada, y un transmisor configurado para transmitir la señal
modulada a través de al menos una señal de RF.
En otro aspecto de la presente invención, se da
a conocer un aparato para recibir una señal. El aparato incluye un
receptor configurado para recibir la señal de una primera banda de
frecuencia, un demodulador configurado para obtener información de
capa 1 a partir de un preámbulo de una trama de señal de
segmentación de tiempo-frecuencia (TFS) de la señal
recibida, incluyendo dicha información de capa 1 un índice de un
canal de radiofrecuencia (RF) actual dentro de la trama de señal de
segmentación de tiempo-frecuencia (TFS) y un
identificador de un canal de radiofrecuencia (RF) inicial que puede
recibir una tubería de capa física (PLP) en la trama de señal de
TFS, un analizador sintáctico de tramas configurado para analizar
sintácticamente la trama de señal de TFS usando la información de
capa 1, obtener la PLP de la trama de señal de TFS y realizar la
decorrelación de símbolo entre los símbolos de la PLP y los bits de
un flujo de servicio, y un demodulador de decodificación
configurado para desentrelazar los bits del flujo de servicio y
decodificar los bits desentrelazados del flujo de servicio mediante
un esquema de decodificación de corrección de errores.
La información de capa 1 puede incluir además un
número de células desplazadas entre dos canales de RF para obtener
la PLP, cuando se cambia un canal de RF de un primer canal de RF a
un segundo canal de RF.
Con más precisión, la invención se refiere a un
procedimiento para transmitir una señal según la reivindicación 1 y
a un aparato correspondiente según la reivindicación 11. La
invención también se refiere a un procedimiento para recibir una
señal según la reivindicación 6 y a un aparato correspondiente según
la reivindicación 13.
Los dibujos adjuntos, que se incluyen para
proporcionar una comprensión adicional de la invención y se
incorporan en, y forman parte de, esta solicitud, ilustran (una)
realización/realizaciones de la invención y junto con la
descripción, sirven para explicar el principio de la invención. En
los dibujos:
la figura 1 es una vista que muestra una trama
de señal para transmitir un servicio;
la figura 2 es una vista que muestra la
estructura de una primera señal piloto P1 de la trama de señal;
la figura 3 es una vista que muestra una ventana
de señalización;
la figura 4 es una vista esquemática que muestra
una realización de un aparato para transmitir una señal;
la figura 5 es una vista que muestra un ejemplo
de un procesador 110 de entrada;
la figura 6 es una vista que muestra una
realización de una unidad de codificación y modulación;
la figura 7 es una vista que muestra una
realización de un formador de tramas;
la figura 8 es una vista que muestra un primer
ejemplo de una proporción de símbolos cuando los correlacionadores
131a y 131b realizan una correlación de símbolos híbrida;
la figura 9 es una vista que muestra un segundo
ejemplo de una proporción de símbolos cuando los correlacionadores
131a y 131b realizan una correlación de símbolos híbrida;
la figura 10 es una vista que muestra el número
de símbolos y el número de bits por palabra de célula según un
esquema de correlación de símbolos en un modo normal de LDPC;
la figura 11 es una vista que muestra otro
ejemplo del número de símbolos según un esquema de correlación de
símbolos en un modo normal de LDPC;
la figura 12 es una vista que muestra otro
ejemplo del número de símbolos según un esquema de correlación de
símbolos en un modo normal de LDPC;
la figura 13 es una vista que muestra el número
de símbolos según un esquema de correlación de símbolos en un modo
corto de LDPC;
la figura 14 es una vista que muestra un ejemplo
del número de símbolos según un esquema de correlación de símbolos
en un modo corto de LDPC;
la figura 15 es una vista que muestra otro
ejemplo del número de símbolos según un esquema de correlación de
símbolos en un modo corto de LDPC;
\newpage
la figura 16 es una vista que muestra una
realización de cada uno de los correlacionadores 131a y 131b de
símbolos de mostrados en la figura 7;
la figura 17 es una vista que muestra otra
realización de cada uno de los correlacionadores 131a y 131b de
símbolos;
la figura 18 es una vista que muestra otra
realización del correlacionador de símbolos;
la figura 19 es una vista que muestra otra
realización de cada uno de los correlacionadores 131a y 131b de
símbolos;
la figura 20 es una vista que muestra el
concepto de entrelazar bits mediante los entrelazadores 1312a y
1312b de bits;
la figura 21 es una vista que muestra un primer
ejemplo del número de filas y columnas de memorias de los
entrelazadores 1312a y 1312b de bits según los tipos de
correlacionadores 1315a y 1315b de símbolos;
la figura 22 es una vista que muestra un segundo
ejemplo del número de filas y columnas de las memorias de los
entrelazadores 1312a y 1312b de bits según los tipos de
correlacionadores 1315a y 1315b de símbolos;
la figura 23 es un diagrama que muestra el
concepto de otra realización de entrelazado de un entrelazador de
bits;
la figura 24 es una vista que muestra otra
realización de entrelazado de bits;
la figura 25 es una vista que muestra otra
realización de entrelazado de bits;
la figura 26 es una vista que muestra el
concepto de demultiplexar bits de entrada de los demux 1313a y
1313b;
la figura 27 es una vista que muestra una
realización para demultiplexar un flujo de entrada mediante el
demux;
la figura 28 es una vista que muestra un ejemplo
de un tipo de demultiplexación según un procedimiento de correlación
de símbolos;
la figura 29 es una vista que muestra una
realización para demultiplexar un flujo de bits de entrada según un
tipo de demultiplexación;
la figura 30 es una vista que muestra un tipo de
demultiplexación que se determina según una tasa de código de una
codificación de corrección de errores y un procedimiento de
correlación de símbolos;
la figura 31 es una vista que muestra un ejemplo
para expresar el procedimiento de demultiplexación mediante una
ecuación;
la figura 32 es una vista que muestra un ejemplo
para correlacionar un símbolo mediante un correlacionador de
símbolos;
la figura 33 es una vista que muestra un ejemplo
de un codificador de señal multitrayectoria;
la figura 34 es una vista que muestra una
realización de un modulador;
la figura 35 es una vista que muestra una
realización de un procesador 160 analógico;
la figura 36 es una vista que muestra una
realización de un aparato de recepción de señales que puede recibir
una trama de señal;
la figura 37 es una vista que muestra una
realización de un receptor de señales;
la figura 38 es una vista que muestra una
realización de un demodulador;
la figura 39 es una vista que muestra un
decodificador de señal multitrayectoria;
la figura 40 es una vista que muestra una
realización de un analizador sintáctico de tramas;
la figura 41 es una vista que muestra una
realización de cada uno de los decorrelacionadores 247a y 247p de
símbolos;
la figura 42 es una vista que muestra otra
realización de cada uno de los decorrelacionadores 247a y 247p de
símbolos;
la figura 43 es una vista que muestra otra
realización de cada uno de los decorrelacionadores 247a y 247p de
símbolos;
la figura 44 es una vista que muestra otra
realización de cada uno de los decorrelacionadores 247a y 247p de
símbolos;
la figura 45 es una vista que muestra una
realización para multiplexar un subflujo demultiplexado;
la figura 46 es una vista que muestra un ejemplo
de una unidad de decodificación y demodulación;
la figura 47 es una vista que muestra una
realización de un procesador de salida;
la figura 48 es una vista que muestra otra
realización de un aparato de transmisión de señales para transmitir
una trama de señal;
la figura 49 es una vista que muestra otra
realización de un aparato de recepción de señales para recibir una
trama de señal;
la figura 50 es una vista que muestra una
realización de la estructura de una primera señal piloto;
la figura 51 es una vista que muestra una
realización para detectar una señal de preámbulo mostrada en la
figura 50 y estimar un desfase de sincronismo y un desfase de
frecuencia;
la figura 52 es una vista que muestra otra
realización de la estructura de la primera señal piloto;
la figura 53 es una vista que muestra una
realización para detectar la primera señal piloto mostrada en la
figura 52 y medir un desfase de sincronismo y un desfase de
frecuencia;
la figura 54 es una vista que muestra una
realización para detectar la primera señal piloto y medir un desfase
de sincronismo y un desfase de frecuencia usando el resultado
detectado;
la figura 55 es una vista que muestra otra
realización de la estructura de la primera señal piloto;
la figura 56 es una vista que muestra otra
realización para detectar la primera señal piloto;
la figura 57 es una vista que muestra otra
realización de la estructura de la primera señal piloto;
la figura 58 es una vista que muestra una
realización de un procedimiento para transmitir una señal;
la figura 59 es una vista que muestra una
realización de un procedimiento para recibir una señal; y
la figura 60 es un diagrama de flujo que ilustra
una realización para identificar una primera señal piloto y estimar
un desfase en un proceso de demodulación.
la figura 61 es una vista que muestra la
estructura de una trama de señal;
la figura 62 es una vista que muestra dos modos
de una trama de señal;
la figura 63 es una vista que muestra un ejemplo
para planificar PLP en la unidad de tramas de señal;
la figura 64 es una vista que muestra la
estructura de una trama de señal que usa información de
planificación;
la figura 65 es una vista que muestra
información de planificación incluida en una información de capa
1;
la figura 66 es una vista que muestra una
supertrama que incluye una pluralidad de PLP que usan la información
de planificación mostrada en la figura 65;
la figura 67 es una vista que muestra
información de planificación incluida en una capa 1;
la figura 68 es una vista que muestra una
supertrama que incluye una pluralidad de PLP que usan la información
de planificación mostrada en la figura 67;
la figura 69 es una vista que muestra un ejemplo
para obtener PLP según el procedimiento de planificación;
la figura 70 es una vista que muestra otro
ejemplo para obtener PLP según el procedimiento de
planificación;
la figura 71 es una vista que muestra otro
ejemplo para obtener PLP según el procedimiento de
planificación;
la figura 72 es una vista que muestra otra
realización de un procedimiento para transmitir una señal;
la figura 73 es una vista que muestra otra
realización de un procedimiento para recibir una señal;
la figura 74 es una vista que muestra otra
realización de un procedimiento para transmitir una señal;
la figura 75 es una vista que muestra otra
realización de un procedimiento para recibir una señal;
la figura 76 es una vista que muestra otra
realización de un procedimiento para transmitir una señal;
la figura 77 es una vista que muestra otra
realización de un procedimiento para recibir una señal;
la figura 78 es una vista que muestra otra
realización de un procedimiento para transmitir y recibir una
señal;
la figura 79 es una vista que muestra otra
realización de un procedimiento para transmitir y recibir una
señal;
la figura 80 es una vista que muestra otra
realización de un procedimiento para transmitir y recibir una señal;
y
la figura 81 es una vista que muestra otra
realización de un procedimiento para transmitir y recibir una
señal.
A continuación se hará referencia con detalle a
las realizaciones preferentes de la presente invención, ejemplos de
las cuales se ilustran en los dibujos adjuntos. Siempre que sea
posible, se usarán los mismos números de referencia en todos los
dibujos para referirse a partes idénticas o similares.
En la siguiente descripción, el término
"servicio" es indicativo o bien de contenido de difusión que
puede transmitirse/recibirse por un aparato de transmisión/recepción
de señales, o bien del hecho de proporcionar contenido.
Antes de la descripción de un aparato para
transmitir y recibir una señal según una realización de la presente
invención, se describirá una trama de señal que se transmite y
recibe por el aparato para transmitir y recibir la señal según la
realización de la presente invención.
La figura 1 muestra una trama de señal para
transmitir un servicio según la presente invención.
La trama de señal mostrada en la figura 1
muestra una trama de señal ejemplar para transmitir un servicio de
difusión incluyendo flujos de audio/vídeo (A/V). En este caso, un
único servicio se multiplexa en canales de tiempo y frecuencia, y
se transmite el servicio multiplexado. El esquema de transmisión de
señales mencionado anteriormente se denomina esquema de
segmentación de tiempo-frecuencia (TFS). Un ejemplo
de la técnica anterior de un esquema de este tipo se describe en el
artículo "Performance Advantages of Time-Frecuency
sliced Systems" de Mark J. Karol, et al. En comparación
con el caso en el que se transmite un único servicio a sólo una
banda de radiofrecuencia (RF), el aparato de transmisión de señales
según la presente invención transmite el servicio de señal a través
de al menos una banda de RF (posiblemente varias bandas de RF), de
modo que puede adquirir una ganancia de multiplexación estadística
que puede transmitir muchos más servicios. El aparato de
transmisión/recepción de señales transmite/recibe un único servicio
sobre varios canales de RF, de modo que puede adquirir una ganancia
de diversidad de frecuencia.
Los servicios primero a tercero (servicios
1\sim3) se transmiten a cuatro bandas de RF (RF1\simRF4). Sin
embargo, este número de bandas de RF y este número de servicios se
han dado a conocer sólo por motivos ilustrativos, de modo que en
caso necesario también pueden usarse otros números. Dos señales de
referencia (es decir, un primera señal piloto (P1) y una segunda
señal piloto (P2)) están ubicadas en la parte de comienzo de la
trama de señal. Por ejemplo, en el caso de la banda de RF1, la
primera señal piloto (P1) y la segunda señal piloto (P2) están
ubicadas en la parte de comienzo de la trama de señal. La banda de
RF1 incluye tres ranuras asociadas con el servicio 1, dos ranuras
asociadas con el servicio 2 y una única ranura asociada con el
servicio 3. Las ranuras asociadas con otros servicios también
pueden estar ubicadas en otras ranuras (ranuras 4\sim17) ubicadas
tras la única ranura asociada con el servicio 3.
La banda de RF2 incluye una primera señal piloto
(P1), una segunda señal piloto (P2) y otras ranuras 13\sim17.
Además, la banda de RF2 incluye tres ranuras asociadas con el
servicio 1, dos ranuras asociadas con el servicio 2 y una única
ranura asociada con el servicio 3.
Los servicios 1\sim3 se multiplexan, y a
continuación se transmiten a las bandas de RF3 y RF4 según el
esquema de segmentación de tiempo-frecuencia (TFS).
El esquema de modulación para la transmisión de señales puede
basarse en un esquema de multiplexación por división de frecuencia
ortogonal (OFDM).
En la trama de señal, los servicios individuales
se desplazan hacia las bandas de RF (en el caso de que haya una
pluralidad de bandas de RF en la trama de señal) y un eje de
tiempo.
Si hay tramas de señal iguales a la trama de
señal anterior dispuestas sucesivamente en el tiempo, puede
componerse una supertrama de varias tramas de señal. Una trama de
extensión futura también puede estar ubicada entre las diversas
tramas de señal. Si la trama de extensión futura está ubicada entre
las diversas tramas de señal, la supertrama puede terminarse en la
trama de extensión futura.
La figura 2 muestra una primera señal piloto
(P1) contenida en la trama de señal de la figura 1 según la presente
invención.
La primera señal piloto P1 y la segunda señal
piloto P2 están ubicadas en la parte de comienzo de la trama de
señal. La primera señal piloto P1 se modula mediante un modo de FFT
de 2K y puede transmitirse simultáneamente mientras incluye un
intervalo de seguridad de 1/4. En la figura 2, una banda de 7,61 MHz
de la primera señal piloto P1 incluye una banda de 6,82992 MHz. La
primera señal piloto usa 256 portadoras de entre 1705 portadoras
activas. Se usa una única portadora activa para cada 6 portadoras
como promedio. Los intervalos portadores de datos pueden disponerse
de manera irregular en el orden de 3, 6 y 9. En la figura 2, una
línea continua indica la ubicación de una portadora usada, una
línea discontinua delgada indica la ubicación de una portadora no
usada y una línea encadenada indica una ubicación central de la
portadora no usada. En la primera señal piloto, puede realizarse
una correlación de símbolo de la portadora usada mediante una
modulación por desplazamiento de fase binaria (BPSK), y puede
modularse una secuencia de bits pseudoaleatoria (PRBS). El tamaño de
una FFT usada para la segunda señal piloto puede indicarse mediante
varias PRBS.
El aparato de recepción de señales detecta una
estructura de una señal piloto, y reconoce una segmentación de
tiempo-frecuencia (TFS) usando la estructura
detectada. El aparato de recepción de señales adquiere el tamaño de
FFT de la segunda señal piloto, compensa un desfase de frecuencia
aproximado de una señal de recepción, y adquiere sincronización de
tiempo.
En la primera señal piloto, pueden fijarse un
tipo de transmisión de señal y un parámetro de transmisión.
La segunda señal piloto P2 puede transmitirse
con un tamaño de FFT y un intervalo de seguridad iguales a los del
símbolo de datos. En la segunda señal piloto, se usa una única
portadora como portadora piloto a intervalos de tres portadoras. El
aparato de recepción de señales compensa un desfase de
sincronización de frecuencia fina usando la segunda señal piloto, y
realiza una sincronización de tiempo fina. La segunda señal piloto
transmite información de una primera capa (L1) de entre capas de
interconexión de sistemas abiertos (OSI). Por ejemplo, la segunda
señal piloto puede incluir un parámetro físico e información de
construcción de trama. La segunda señal piloto transmite un valor
de parámetro mediante el que un receptor puede acceder a un flujo de
servicio de tubería de capa física (PLP).
La información de L1 (capa 1) contenida en la
segunda señal piloto P2 es la siguiente.
La información de capa 1 (L1) incluye un
indicador de longitud que indica la longitud de datos que incluyen
la información de L1, de modo que puede usar fácilmente los canales
de señalización de las capas 1 y 2 (L1 y L2). La información de
capa 1 (L1) incluye un indicador de frecuencia, una longitud de
intervalo de seguridad, un número máximo de bloques de FEC
(corrección de errores en recepción) para cada trama en asociación
con canales físicos individuales, y el número de bloques de FEC
reales que van a contenerse en la memoria intermedia de bloques de
FEC asociada con una trama actual/previa en cada canal físico. En
este caso, el indicador de frecuencia indica información de
frecuencia que corresponde al canal de RF.
La información de capa 1 (L1) puede incluir una
diversidad de información en asociación con ranuras individuales.
Por ejemplo, la información de capa 1 (L1) incluye el número de
tramas asociadas con un servicio, una dirección inicial de una
ranura que tiene la precisión de una portadora de OFDM contenida en
un símbolo de OFDM, una longitud de la ranura, ranuras
correspondientes a la portadora de OFDM, el número de bits
rellenados en la última portadora de OFDM, información de
modulación de servicio, información de tasa de modo de servicio e
información de esquema de múltiples entradas múltiples salidas
(MIMO).
La información de capa 1 (L1) puede incluir un
ID de célula, una bandera para servicio de mensaje de notificación
de tipo de servicio (por ejemplo, un mensaje de emergencia), el
número de tramas actuales y el número de bits adicionales para su
uso futuro. En este caso, el ID de célula indica un área de difusión
transmitida por un transmisor de difusión.
La segunda señal piloto P2 está adaptada para
realizar una estimación de canal para decodificar un símbolo
contenido en la señal P2. La segunda señal piloto P2 puede usarse
como un valor inicial para la estimación de canal para el siguiente
símbolo de datos. La segunda señal piloto P2 también puede
transmitir información de capa 2 (L2). Por ejemplo, la segunda
señal piloto puede describir información asociada con el servicio
de transmisión en la información de capa 2 (L2). El aparato de
transmisión de señales decodifica la segunda señal piloto, de modo
que puede adquirir información de servicio contenida en la trama de
segmentación de tiempo-frecuencia (TFS) y puede
realizar de manera eficaz la exploración de canal. Mientras tanto,
esta información de capa 2 (L2) puede incluirse en una PLP
específica de la trama de TFS. Según otro caso, puede incluirse
información de L2 en una PLP específica, y la información de
descripción de servicio también puede transmitirse en la PLP
específica.
Por ejemplo, la segunda señal piloto puede
incluir dos símbolos de OFDM del modo de FFT de 8k. En general, la
segunda señal piloto puede ser una cualquiera de un símbolo de OFDM
único del modo de FFT de 32K, un símbolo de OFDM único del modo de
FFT de16k, dos símbolos de OFDM del modo de FFT de 8k, cuatro
símbolos de OFDM del modo de FFT de 4k y ocho símbolos de OFDM del
modo de FFT de 2k.
\newpage
Dicho de otro modo, un símbolo de OFDM único que
tiene el tamaño de una FFT grande o varios símbolos de OFDM, cada
uno de los cuales tiene el tamaño de una FFT pequeña, pueden estar
contenidos en la segunda señal piloto P2, de modo que puede
mantenerse la capacidad que puede transmitirse al piloto.
Si la información que va a transmitirse a la
segunda señal piloto supera la capacidad del símbolo de OFDM de la
segunda señal piloto, pueden usarse además los símbolos de OFDM tras
la segunda señal piloto. Se realiza una codificación de corrección
de errores sobre la información de L1 (capa 1) y L2 (capa 2)
contenida en la segunda señal piloto y a continuación se entrelaza,
de modo que se lleva a cabo la recuperación de datos aunque se
produzca un ruido impulsivo.
Como se describió anteriormente, también puede
incluirse información de L2 en una PLP específica que transporte la
información de descripción de servicio.
La figura 3 muestra una ventana de señalización
según la presente invención. La trama de segmentación de
tiempo-frecuencia (TFS) muestra un concepto de
desfase de la información de señalización. La información de capa 1
(L1) contenida en la segunda señal piloto incluye información de
construcción de trama e información de capa física requerida por el
aparato de recepción de señales que decodifica el símbolo de datos.
Por tanto, si está contenida información de los siguientes símbolos
de datos ubicados tras la segunda señal piloto, en la segunda señal
piloto, y se transmite la segunda señal piloto resultante, puede
ser que el aparato de recepción de señales no pueda decodificar
inmediatamente los siguientes símbolos de datos anteriores debido a
un tiempo de decodificación de la segunda señal piloto.
Por tanto, como se muestra en la figura 3, la
información de L1 contenida en la segunda señal piloto (P2) incluye
información de un tamaño de trama de segmentación de
tiempo-frecuencia (TFS) única, e incluye información
contenida en la ventana de señalización en una ubicación separada
de la segunda señal piloto el desfase de ventana de
señalización.
Mientras tanto, para realizar una estimación de
canal de un símbolo de datos que construye el servicio, el símbolo
de datos puede incluir un piloto dispersado y un piloto
continuo.
A continuación en el presente documento se
describirá el sistema de transmisión/recepción de señales que puede
transmitir/recibir las tramas de señal mostradas en las figuras
1-3. Pueden transmitirse y recibirse servicios
individuales sobre varios canales de RF. Una trayectoria para
transmitir cada uno de los servicios o un flujo transmitido a
través de esta trayectoria se denomina PLP. La PLP puede
distribuirse entre las ranuras divididas en el tiempo en varios
canales de RF o una banda de RF única. Esta trama de señal puede
transportar la PLP dividida en el tiempo en al menos un canal de
RF. Dicho de otro modo, una única PLP puede transferirse a través
de al menos un canal de RF con regiones divididas en el tiempo. A
continuación en el presente documento, se darán a conocer los
sistemas de transmisión/recepción de señales que transmiten/reciben
una trama única a través de al menos una banda de RF.
La figura 4 es un diagrama de bloques que
ilustra un aparato para transmitir una señal según una realización
de la presente invención. Con referencia a la figura 4, el aparato
de transmisión de señales incluye un procesador (110) de entrada,
una unidad (120) de codificación y modulación, un formador (130) de
tramas, un codificador (140) MIMO/MISO, una pluralidad de
moduladores (150a, ..., 150r) del codificador 140 MIMO/MISO, y una
pluralidad de procesadores (160a, ..., 160r) analógicos.
El procesador (110) de entrada recibe flujos
equipados con varios servicios, genera un número P de tramas de
banda base (P es un número natural) que incluye información de
modulación y codificación correspondiente a trayectorias de
transmisión de los servicios individuales, y emite el número P de
tramas de banda base.
La unidad (120) de codificación y modulación
recibe tramas de banda base desde el procesador (110) de entrada,
realiza la codificación y el entrelazado de canal en cada una de las
tramas de banda base, y emite el resultado de codificación y el
entrelazado de canal.
El formador (130) de tramas forma tramas que
transmiten tramas de banda base contenidas en el número P de PLP a
un número R de canales de RF (donde R es un número natural), divide
las tramas formadas y emite las tramas divididas a trayectorias
correspondientes al número R de canales de RF. Pueden multiplexarse
varios servicios en un único canal de RF en el tiempo. Las tramas
de señal generadas a partir del formador (140) de tramas pueden
incluir una estructura de a segmentación de
tiempo-frecuencia (TFS) en la que se multiplexa el
servicio en dominio de tiempo y frecuencia.
El codificador (140) MIMO/MISO codifica señales
que van a transmitirse al número R de canales de RF, y emite las
señales codificadas a trayectorias que corresponden a un número A de
antenas (donde A es un número natural). El codificador 140
MIMO/MISO emite la señal codificada en la que un único que va a
transmitirse a un canal de RF único se codifica respecto al número
A de antenas, de modo que una señal se transmite/recibe a/desde una
estructura MIMO (múltiples entradas múltiples salidas) o MISO
(múltiples entradas única salida).
Los moduladores (150a, ..., 150r) modulan
señales de dominio de frecuencia introducidas a través de la
trayectoria correspondiente a cada canal de RF para dar señales de
dominio de tiempo. Los moduladores (150a, ..., 150r) modulan las
señales de entrada según un esquema de multiplexación por división
de frecuencia ortogonal (OFDM), y emiten las señales moduladas.
Los procesadores (160a, ..., 160r) analógicos
convierten las señales de entrada en señales de RF, de modo que las
señales de RF pueden emitirse a los canales de RF.
El aparato de transmisión de señales según esta
realización puede incluir un número predeterminado de moduladores
(150a, ... 150r) que corresponde al número de canales de RF y un
número predeterminado de procesadores
(160a, ..., 160r) analógicos que corresponde al número de canales de RF. Sin embargo, en el caso de usar el esquema MIMO, el número de procesadores analógicos debe ser igual al producto de R (es decir, el número de canales de RF) y A (es decir, el número de antenas).
(160a, ..., 160r) analógicos que corresponde al número de canales de RF. Sin embargo, en el caso de usar el esquema MIMO, el número de procesadores analógicos debe ser igual al producto de R (es decir, el número de canales de RF) y A (es decir, el número de antenas).
La figura 5 es un diagrama de bloques que
ilustra un procesador (110) de entrada según la presente invención.
Con referencia a la figura 5, el procesador (110) de entrada incluye
el primer multiplexor (111a) de flujo, el primer divisor (113a) de
servicios y una pluralidad de primeros formadores (115a, ..., 115m)
de tramas de banda base (BB). El procesador (110) de entrada
incluye un segundo multiplexor (111b) de flujo, un segundo divisor
(113b) de servicios y una pluralidad de segundos formadores (115n,
..., 115p) de tramas de banda base (BB).
Por ejemplo, el primer multiplexor (111a) de
flujo recibe varios flujos de transporte (TS) de
MPEG-2, multiplexa los flujos TS de
MPEG-2 recibidos y emite los flujos TS de
MPEG-2 multiplexados. El primer divisor (113a) de
servicios recibe los flujos multiplexados, divide los flujos de
entrada de servicios individuales y emite los flujos divididos.
Como se describió anteriormente, siempre que el servicio transmitido
a través de una trayectoria de canal físico se denomine PLP, el
primer divisor (113a) de servicios divide el servicio que va a
transmitirse a cada PLP y emite el servicio dividido.
Los primeros formadores (115a, ..., 115m) de
tramas de BB forman datos contenidos en un servicio que va a
transmitirse a cada PLP en forma de una trama específica, y emiten
los datos formateados de trama específica. Los primeros formadores
(115a, ..., 115m) de tramas de BB forman una trama que incluye una
cabecera y carga útil equipada con datos de servicio. La cabecera
de cada trama puede incluir información de modo basada en la
modulación y codificación de los datos de servicio, y un valor de
contador basado en una velocidad de reloj del modulador para
sincronizar flujos de entrada.
El segundo multiplexor (111b) de flujo recibe
varios flujos, multiplexa flujos de entrada y emite los flujos
multiplexados. Por ejemplo, el segundo multiplexor (111b) de flujo
puede multiplexar flujos de protocolo de Internet (IP) en lugar de
los flujos TS de MPEG-2. Estos flujos pueden
encapsularse mediante un esquema de encapsulación de flujo genérico
(GSE). Los flujos multiplexados por el segundo multiplexor (111b) de
flujo pueden ser uno cualquiera de los flujos. Por tanto, los
flujos mencionados anteriormente diferentes de los flujos TS de
MPEG-2 se denominan flujos genéricos (flujos
GS).
El segundo divisor (113b) de servicios recibe
los flujos genéricos multiplexados, divide los flujos genéricos
recibidos según servicios individuales (es decir, tipos de PLP) y
emite los flujos GS divididos.
Los segundos formadores (115n, ..., 115p) de
tramas de BB forman datos de servicio que van a transmitirse a PLP
individuales en forma de una trama específica usada como una unidad
de procesamiento de señales, y emiten los datos de servicio
resultantes. El formato de trama formado por los segundos formadores
(115n, ..., 115p) de tramas de BB puede ser igual al de los
primeros formadores (115a, ..., 115m) de tramas de BB según sea
necesario. En caso necesario, también puede proponerse otra
realización. En otra realización, el formato de trama formado por
los segundos formadores (115n, ..., 115p) de tramas de BB puede ser
diferente del de los primeros formadores (115a, ..., 115m) de
tramas de BB. La cabecera de TS de MPEG-2 incluye
además una palabra de sincronización de paquete que no está
contenida en el flujo GS, dando como resultado la aparición de
diferentes cabeceras.
La figura 6 es un diagrama de bloques que
ilustra una unidad de codificación y modulación según la presente
invención. La unidad de codificación y modulación incluye un primer
entrelazador (123), un segundo codificador (125) y un segundo
entrelazador (127).
El primer codificador (121) actúa como
codificador externo de la trama de banda base de entrada y puede
realizar la codificación de corrección de errores. El primer
codificador (121) realiza la codificación de corrección de errores
de la trama de banda base de entrada usando un esquema de
Bose-Chaudhuri-Hocquenghem (BCH). El
primer entrelazador (123) realiza un entrelazado de los datos
codificados, de modo que evita la generación de un error de ráfaga
en una señal de transmisión. Puede ser que el primer entrelazador
(123) no esté contenido en la realización mencionada
anteriormente.
El segundo codificador (125) actúa como
codificador interno o bien de los datos de salida del primer
codificador (121) o bien de los datos de salida del primer
entrelazador (123), y puede realizar la codificación de corrección
de errores. Puede usarse un esquema de bits de paridad de baja
densidad (LDPC) como esquema de codificación de corrección de
errores. El segundo entrelazador (127) mezcla los datos con
codificación de corrección de errores generados a partir del
segundo codificador (125) y emite los datos mezclados. El primer
entrelazador (123) y el segundo entrelazador (127) pueden realizar
un entrelazado de datos en unidades de un bit.
La unidad (120) de codificación y modulación se
refiere un flujo de PLP única. El flujo de PLP se somete a
codificación de corrección de errores y se modula mediante la unidad
(120) de codificación y modulación, y a continuación se transmite al
formador (130) de tramas.
La figura 7 es un diagrama de bloques que
ilustra un formador de tramas según la presente invención. Con
referencia a la figura 7, el formador (130) de tramas recibe flujos
de varias trayectorias desde la unidad (120) de codificación y
modulación, y dispone los flujos recibidos en una trama de señal
única. Por ejemplo, el formador de tramas puede incluir un primer
correlacionador (131a) y un primer entrelazador 132a en tiempo en
una primera trayectoria, y puede incluir un segundo correlacionador
(131b) y un segundo entrelazador (132b) en tiempo en una segunda
trayectoria. El número de trayectorias de entrada es igual al número
de PLP para transmisión de servicio o el número de flujos
transmitidos a través de cada PLP.
El primer correlacionador (131a) realiza una
correlación de datos contenidos en el flujo de entrada según el
primer esquema de correlación de símbolos. Por ejemplo, el primer
correlacionador (131a) puede realizar una correlación de los datos
de entrada usando un esquema de QAM (por ejemplo, 16 QAM, 64 QAM y
256 QAM).
Si el primer correlacionador (131a) realiza una
correlación del símbolo, los datos de entrada pueden correlacionarse
con varios tipos de símbolos según varios esquemas de correlación
de símbolos. Por ejemplo, el primer correlacionador (131a)
clasifica los datos de entrada en una unidad de trama de banda base
y una subunidad de trama de banda base. Puede realizarse una
correlación de símbolos híbrida de datos clasificados individuales
mediante al menos dos esquemas de QAM (por ejemplo, 16 QAM y 64
QAM). Por tanto, los datos contenidos en un único servicio pueden
correlacionarse con símbolos basándose en diferentes esquemas de
correlación de símbolos en intervalos
individuales.
individuales.
El primer entrelazador (132a) en tiempo recibe
una secuencia de símbolos correlacionada mediante el primer
correlacionador (131a), y puede realizar el entrelazado en un
dominio de tiempo. El primer correlacionador (131a) correlaciona
datos, que están contenidos en la unidad de trama con corrección de
errores recibida desde la unidad (120) de codificación y
modulación, para dar símbolos. El primer entrelazador (132a) en
tiempo recibe la secuencia de símbolos correlacionada mediante el
primer correlacionador (131a) y entrelaza la secuencia de símbolos
recibida para dar unidades de la trama con corrección de
errores.
De este modo, el correlacionador (131p) de orden
p o el entrelazador (132p) en tiempo de orden p recibe datos de
servicio que van a transmitirse a la PLP de orden p, correlaciona
los datos de servicio para dar símbolos según el esquema de
correlación de símbolos de orden p. Los símbolos correlacionados
pueden entrelazarse en un dominio de tiempo. Debe observarse que
este esquema de correlación de símbolos y este esquema de
entrelazado son iguales a los del primer entrelazador (132a) en
tiempo y el primer correlacionador (131a).
El esquema de correlación de símbolos del primer
correlacionador (131a) puede ser igual al, o diferente del,
correlacionador (131p) de orden p. El primer correlacionador (131a)
y el correlacionador (131p) de orden p pueden correlacionar datos
de entrada con símbolos individuales usando los mismos o diferentes
esquemas de correlación de símbolos híbrida.
Los datos de los entrelazadores en tiempo
ubicados en trayectorias individuales (es decir, los datos de
servicio entrelazados por el primer entrelazador (132a) en tiempo y
los datos de servicio que van a transmitirse al número R de canales
de RF por el entrelazador (132p) en tiempo de orden p) se
entrelazan, de modo que el canal físico permite entrelazar los datos
anteriores sobre varios canales de RF.
En asociación con flujos recibidos en tantas
trayectorias como el número de PLP, el formador (133) de tramas de
TFS forma la trama de señal de TFS tal como la señal de trama
mencionada anteriormente, de modo que el servicio se desplaza en
tiempo según los canales de RF. El formador (133) de tramas de TFS
divide los datos de servicio recibidos en una cualquiera de las
trayectorias y emite los datos de servicio divididos en datos del
número R de bandas de RF según un esquema de planificación de
señal.
El formador (133) de tramas de TFS recibe la
primera señal piloto y la segunda señal piloto desde la unidad
(135) de información de señalización (designada por la señal
Ref/PL), dispone las señales piloto primera y segunda en la trama
de señal, e inserta la señal de señalización (L1 y L2) de la capa
física mencionada anteriormente en la segunda señal piloto. En este
caso, las señales piloto primera y segunda se usan como las señales
de comienzo de la trama de señal contenida en cada canal de RF de
entre la trama de señal de TFS recibida desde la unidad (135) de
información de señalización (señal de Ref/PL). Como se muestra en la
figura 2, la primera señal piloto puede incluir un tipo de
transmisión y parámetros de transmisión básicos, y la segunda señal
piloto puede incluir un parámetro físico e información de
construcción de trama. Además, la segunda señal piloto incluye una
señal de señalización de L1 (capa 1) y una señal de señalización de
L2 (capa 2).
El número R de entrelazadores (137a, ..., 137r)
en frecuencia entrelazan datos de servicio, que van a transmitirse
a canales de RF correspondientes de la trama de señal de TFS, en un
dominio de frecuencia. Los entrelazadores
(137a, ..., 137r) en frecuencia pueden entrelazar los datos de servicio a un nivel de células de datos contenidas en un símbolo de OFDM.
(137a, ..., 137r) en frecuencia pueden entrelazar los datos de servicio a un nivel de células de datos contenidas en un símbolo de OFDM.
Por tanto, se realiza un procesamiento con
desvanecimiento selectivo en frecuencia de los datos de servicio que
van a transmitirse a cada canal de RF en la trama de señal de TFS,
de modo que no se pierden en un dominio de frecuencia
específico.
La figura 8 es una vista que muestra un primer
ejemplo de una proporción de símbolos cuando los correlacionadores
(131a y 131b) realizan una correlación de símbolos híbrida. Esta
figura muestra el número de bits transmitidos por una subportadora
(célula) si se realiza codificación de corrección de errores por la
unidad de codificación y modulación en un modo normal (la longitud
del código con codificación de corrección de errores es de 64800
bits) del modo de codificación de corrección de errores de LDPC.
Por ejemplo, si los correlacionadores (131a y
131b) realizan una correlación de símbolos usando 256QAM, se
correlacionan 64800 bits con 8100 símbolos. Si los correlacionadores
(131a y 131b) realizan una correlación de símbolos híbrida (Hyb
128-QAM) usando 256QAM y 64QAM con una proporción de
3:2, el número de símbolos correlacionados por 256QAM es de 4860 y
el número de símbolos correlacionados por 64QAM es de 4320. El
número de bits transmitidos por cada subportadora (célula) es de
7,0588.
Si se usa un procedimiento de correlación de
símbolos de 64QAM, los datos de entrada pueden correlacionarse con
10800 símbolos y pueden transmitirse seis bits por célula. Si los
datos se correlacionan con los símbolos mediante un procedimiento
de correlación de símbolos híbrida de 64QAM y 16QAM
(64QAM:16QAM=3:2, Hyb32-QAM), pueden transmitirse
cinco bits mediante una subportadora (célula).
Si se correlacionan datos con símbolos mediante
el procedimiento 16QAM, los datos se correlacionan con 16200
símbolos, cada uno de los cuales se usa para transmitir cuatro
bits.
De manera similar, si se correlacionan datos con
símbolos mediante un procedimiento de correlación de símbolos
híbrida de 16QAM y QPSK (16QAM:QPSK=2:3, Hyb8-QAM),
pueden transmitirse tres bits mediante una subportadora
(célula).
Si se correlacionan datos con símbolos mediante
un procedimiento QPSK, los datos pueden correlacionarse con 32400
símbolos, cada uno de los cuales se usa para transmitir dos
bits.
La figura 9 muestra procedimientos de
correlación de símbolos de datos con corrección de errores mediante
un procedimiento de codificación de corrección de errores de LDPC de
un modo corto (la longitud del código con codificación de
corrección de errores es de 16200 bits), que son iguales a los
procedimientos de correlación de símbolos de la figura 8, y los
números de bits por subportadora según los procedimientos de
correlación de símbolos.
Los números de bits transmitidos por la
subportadora son iguales a los del modo normal (64800 bits) según
los procedimientos de correlación de símbolos tales como 256QAM, Hyb
128-QAM, 64-QAM, Hyb
32-QAM, 16QAM, Hyb8-QAM y QPSK,
pero los números totales de símbolos transmitidos son diferentes de
los del modo normal. Por ejemplo, se transmiten 16200 bits por 2025
símbolos en 256QAM, se transmiten 16200 bits por 1215 símbolos según
256QAM y 1080 símbolos según 64QAM (2295 símbolos totales) en Hyb
128-QAM.
Por consiguiente, puede ajustarse una tasa de
transmisión de datos por subportadora (célula) para cada PLP según
un procedimiento de correlación de símbolos híbrida o un
procedimiento de correlación de símbolos única.
La figura 10 es una vista que muestra el número
de símbolos y el número de bits por palabra de célula según un
procedimiento de correlación de símbolos en un modo normal de LDPC.
Si una trama de señal de TFS incluye al menos un canal de RF,
pueden asignarse de manera uniforme símbolos que configuran una PLP
específica a canales de RF. Las ubicaciones de los símbolos de PLP
asignados a los canales de RF pueden direccionarse más eficazmente.
Por consiguiente, cuando el aparato de recepción de señales
selecciona los canales de RF, los bits usados para direccionar la
PLP específica pueden reducirse.
En este dibujo, un procedimiento de correlación
de símbolos representado por 256-QAM indica un
procedimiento de correlación de bits que configuran un único bloque
con codificación de corrección de errores con símbolos con una
proporción de 256QAM:64QAM=8:1. Según este procedimiento de
correlación de símbolos, el número de bits en un único bloque con
codificación de corrección de errores mediante el procedimiento
256-QAM es de 57600, el número de bits en un único
bloque con codificación de corrección de errores mediante el
procedimiento 256-QAM es de 1200, el número de
símbolos totales en el bloque es de 8400, y el número de bits por
palabra de célula es de 7,714285714.
Un procedimiento de correlación de símbolos
representado por Hyb 128-QAM indica un procedimiento
de correlación de bits que configuran un único bloque con
codificación de corrección de errores con símbolos con una
proporción de 256QAM:64QAM=8:7. Según el procedimiento de
correlación de símbolos Hyb 128-QAM, el número de
símbolos totales en un único bloque con codificación de corrección
de errores es de 9600, y el número de bits por palabra de célula es
de 6,75.
Según un procedimiento de correlación de
símbolos representado por 64 QAM, el número de símbolos totales en
un único bloque con codificación de corrección de errores es de
10800 y el número de bits por palabra de célula es de 6.
Un procedimiento de correlación de símbolos
representado por Hyb 32-QAM indica un procedimiento
de correlación de bits que configuran un único bloque con
codificación de corrección de errores con símbolos con una
proporción de 64QAM:32QAM=5:4. Según el procedimiento de
correlación de símbolos Hyb 32-QAM, el número de
símbolos totales en el bloque con codificación de corrección de
errores es de 13200, y el número de bits por palabra de célula es de
4,9090909.
Un procedimiento de correlación de símbolos
representado por 16 QAM indica un procedimiento de correlación de
bits que configuran un único bloque con codificación de corrección
de errores con símbolos con una proporción de 16QAM:QPSK=1:8. Según
el procedimiento de correlación de símbolos 16 QAM, el número de
símbolos totales en un bloque con codificación de corrección de
errores es de 15600, y el número de bits por palabra de célula es de
4,153846154.
Un procedimiento de correlación de símbolos
representado por Hyb 8-QAM indica un procedimiento
de correlación de bits que configuran un único bloque con
codificación de corrección de errores con símbolos con una
proporción de 16QAM:QPSK=2:1. Según el procedimiento de correlación
de símbolos Hyb 8-QAM, el número de símbolos totales
en un bloque con codificación de corrección de errores es de 21600,
y el número de bits por palabra de célula es de 3.
Según un procedimiento de correlación de
símbolos representado por QPSK, el número de símbolos totales en un
bloque con codificación de corrección de errores es de 32400 y el
número de bits por palabra de célula es de 2.
Cuando los símbolos que configuran la PLP se
asignan a los canales de RF, la ganancia de diversidad del dominio
de frecuencia puede maximizarse cuando los números de los símbolos
asignados a los respectivos canales de RF son iguales. Si se
considera un máximo de seis canales de RF, el mínimo común múltiplo
de 1 a 6 es 60 y el máximo común divisor de los números de símbolos
correlacionados con un bloque con codificación de corrección de
errores es de 1200. Por consiguiente, si se asigna el múltiplo
integral de 1200/60=20 símbolos a cada uno de los canales de RF,
los símbolos pueden asignarse de manera uniforme a todos los canales
de RF. En este momento, si se consideran 20 símbolos como un grupo
y se direcciona el grupo, puede reducirse la sobrecarga de
direccionamiento de log2 (20)=4,32 bits en comparación con el caso
en el que se direccionan los símbolos uno a uno.
La figura 11 es una vista que muestra otro
ejemplo del número de símbolos según un procedimiento de correlación
de símbolos en un modo normal de LDPC. En el ejemplo de este
dibujo, se usaron como procedimiento de correlación de símbolos un
procedimiento 256-QAM que usa símbolos 256QAM y
64QAM (256QAM:64QAM=4:1), un procedimiento Hyb
128-QAM que usa símbolos 256QAM y 64QAM
(256QAM:64QAM=8:7), un procedimiento 64QAM, un procedimiento Hyb
32-QAM que usa símbolos 64QAM y 8QAM
(64QAM:8QAM=3:2), un procedimiento 16 QAM que usa símbolos 16QAM y
QPSK (16QAM:QPSK=1:14), un procedimiento Hyb 8-QAM
que usa 16QAM:QPSK=2:1 y un procedimiento QPSK. El máximo común
divisor (MCD) de los números de símbolos totales de un bloque con
codificación de corrección de errores (modo normal) según los
procedimientos de correlación de símbolos es 720. Por consiguiente,
si se asigna el múltiplo integral de 12(=720/60) símbolos a cada
uno de los canales de RF, los símbolos pueden asignarse de manera
uniforme a todos los canales de RF. En este momento, si se
consideran 12 símbolos como un grupo y se direcciona el grupo,
puede reducirse la sobrecarga de direccionamiento de
log2(12)=3,58 bits en comparación con el caso en el que se
direccionan los símbolos uno a uno. El aparato de recepción de
señales puede recoger los símbolos de PLP asignados mediante el
esquema de direccionamiento y obtener un flujo de servicio de
PLP.
La figura 12 es una vista que muestra otro
ejemplo del número de símbolos según un procedimiento de correlación
de símbolos en un modo normal de LDPC. En el ejemplo de este
dibujo, se usaron como procedimiento de correlación de símbolos un
esquema 256-QAM, un esquema Hyb
128-QAM, un esquema 64QAM, un esquema Hyb
32-QAM, un esquema 16 QAM, un esquema Hyb
8-QAM y un esquema QPSK. El procedimiento de
correlación de símbolos 256QAM usa símbolos 256QAM y 64QAM (256QAM:
64QAM=44:1) y el procedimiento de correlación de símbolos Hyb
128-QAM usa símbolos 256QAM y 64QAM (256QAM:
64QAM=28:17). El procedimiento Hyb 32-QAM usa
símbolos 64QAM y 8QAM (64QAM:8QAM=3:2), el procedimiento de
correlación de símbolos 16QAM usa símbolos 16QAM y QPSK (16QAM:
QPSK=1:14) y el procedimiento de correlación de símbolos Hyb
8-QAM usa símbolos 16QAM y QPSK (16QAM:QPSK=2:1). El
MCD de los números de símbolos totales de un bloque con
codificación de corrección de errores (modo normal) según los
procedimientos de correlación de símbolos es 240. Por consiguiente,
si se asigna el múltiplo integral de 240/60=4 símbolos a cada uno
de los canales de RF, los símbolos pueden asignarse de manera
uniforme a todos los canales de RF. En este momento, si se
consideran cuatro símbolos como un grupo y se direcciona el grupo,
puede reducirse la sobrecarga de direccionamiento de log2 (4)=2
bits en comparación con el caso en el que se direccionan los
símbolos uno a uno. Por consiguiente, incluso cuando el número de
canales de RF es uno cualquiera de 1 a 6 en la trama de señal, los
símbolos de PLP pueden asignarse de manera uniforme a los canales de
RF.
La figura 13 es una vista que muestra el número
de símbolos según un procedimiento de correlación de símbolos en un
modo corto de LDPC. Como se describió anteriormente, si se realiza
una correlación de símbolos según este ejemplo, los símbolos de PLP
pueden asignarse de manera uniforme a los canales de RF y puede
reducirse la sobrecarga del direccionamiento de símbolos de PLP.
Los procedimientos de correlación de símbolos mostrados en este
dibujo son iguales a los mostrados en la figura 10. Sin embargo,
dado que el número de bits del modo corto de LDPC es diferente del
modo normal, el MCD de los números de símbolos totales de un bloque
con codificación de corrección de errores (modo corto) según los
procedimientos de correlación de símbolos es 300, al contrario que
en la figura 10. Por consiguiente, si se asigna el múltiplo integral
de 300/60=5 símbolos a cada uno de los canales de RF, los símbolos
pueden asignarse de manera uniforme a todos los canales de RF. En
este momento, si se consideran cinco símbolos como un grupo y se
direcciona el grupo, puede reducirse la sobrecarga de
direccionamiento de log2(5) bits en comparación con el caso
en el que se direccionan los símbolos uno a uno. Por consiguiente,
en esta realización, quedan sin utilizar log2(5) bits de los
bits de direccionamiento cuando se direccionan los símbolos de PLP
divididos.
La figura 14 es una vista que muestra un ejemplo
del número de símbolos según un procedimiento de correlación de
símbolos en un modo corto de LDPC. Los procedimientos de correlación
de símbolos de este dibujo son iguales a los mostrados en la figura
11. En este ejemplo, el MCD de los números de símbolos totales de un
bloque con codificación de corrección de errores (modo corto) según
los procedimientos de correlación de símbolos es 180, que puede
usarse para la asignación de símbolos de PLP de un canal de RF y el
direccionamiento de los símbolos asignados. En esta realización,
quedan sin utilizar log2(3) bits de los bits de
direccionamiento.
La figura 15 es una vista que muestra otro
ejemplo del número de símbolos según un procedimiento de correlación
de símbolos en un modo corto de LDPC. Los procedimientos de
correlación de símbolos de este dibujo son iguales a los mostrados
en la figura 12. En este ejemplo, el MCD de los números de símbolos
totales de un bloque con codificación de corrección de errores
(modo corto) según los procedimientos de correlación de símbolos es
60. En esta realización, quedan sin utilizar log2(1) bits de
los bits de direccionamiento (es decir, no queda sin utilizar el bit
de direccionamiento).
La figura 16 es una vista que muestra un ejemplo
de cada uno de los correlacionadores (131a y 131b) de símbolos
mostrados en la figura 7. Cada uno de los correlacionadores (131a y
131b) de símbolos incluye un correlacionador (1315a) de primer
orden, un correlacionador (131b) de segundo orden, un fusionador
(1317) de símbolos y un fusionador (1318) de bloque de corrección de
errores.
El analizador (1311) sintáctico de flujo de bits
recibe el flujo de servicio de PLP desde la unidad de codificación y
modulación y divide el flujo de servicio recibido.
El correlacionador (1315a) de símbolos de primer
orden correlaciona los bits del flujo de servicio dividido mediante
un procedimiento de correlación de símbolos de orden superior con
símbolos. El correlacionador (1315b) de símbolos de segundo orden
correlaciona los bits del flujo de servicio dividido mediante un
procedimiento de correlación de símbolos de orden inferior con
símbolos. Por ejemplo, en el ejemplo anterior, el correlacionador
(1315a) de símbolos de primer orden puede correlacionar el flujo de
bits con símbolos según 256QAM y el correlacionador (1315b) de
símbolos de segundo orden puede correlacionar el flujo de bits con
símbolos según 64QAM.
El fusionador (1317) de símbolos fusiona los
símbolos emitidos desde los correlacionadores (1315a y 1315b) de
símbolos con un flujo de símbolos y emite el flujo de símbolos. El
fusionador (1317) de símbolos puede emitir el flujo de símbolos
incluido en una PLP.
El fusionador (1318) de bloque de corrección de
errores puede emitir un flujo de símbolos fusionado por el
fusionador (1317) de símbolos en la unidad de bloque de código con
codificación de corrección de errores. El fusionador (1318) de
bloque de corrección de errores puede emitir un bloque de símbolos
de modo que los bloques de código con codificación de corrección de
errores se asignan de manera uniforme al menos a una banda de RF de
la trama de señal de TFS. El fusionador (1318) de bloque de
corrección de errores puede emitir el bloque de símbolos de modo
que la longitud del bloque de símbolos del bloque con codificación
de corrección de errores de un modo normal es igual a la del bloque
de símbolos del bloque con codificación de corrección de errores de
un modo corto. Por ejemplo, pueden fusionarse cuatro bloques de
símbolos del bloque con codificación de corrección de errores del
modo corto con un bloque de símbolos.
El fusionador (1318) de bloque de corrección de
errores puede dividir el flujo de símbolos según un múltiplo común
del número de bandas de RF de modo que el formador de tramas de
señal dispone de manera uniforme los símbolos en las bandas de RF.
Si el número máximo de bandas de RF en la trama de señal es 6, el
fusionador 1318 de bloque de corrección de errores emite el bloque
de símbolos de modo que el número total de símbolos puede dividirse
entre 60 que es un múltiplo común de 1, 2, 3, 4, 5 y 6.
Los símbolos incluidos en el bloque de símbolos
de salida pueden disponerse para asignarse de manera uniforme a las
seis bandas de RF. Por consiguiente, aunque se combinan un modo de
corrección de errores según una tasa de código y un procedimiento
de correlación de símbolos, los símbolos que configuran la PLP se
asignan de manera uniforme a las bandas de RF.
La figura 17 es una vista que muestra otra
realización de cada uno de los correlacionadores (131a y 131b) de
símbolos. La realización de este dibujo es similar a la realización
de la figura 16 excepto porque se incluyen además una unidad
(1316a) de calibración de potencia de primer orden y una unidad
(1316b) de calibración de potencia de segundo orden.
La unidad (1316a) de calibración de potencia de
primer orden calibra la potencia de los símbolos correlacionados
mediante el correlacionador (1315a) de símbolos de primer orden
según el tamaño de la constelación y emite los símbolos calibrados.
La unidad (1316b) de calibración de potencia de segundo orden
calibra la potencia de los símbolos correlacionados mediante el
correlacionador (1315b) de símbolos de segundo orden según el
tamaño de la constelación y emite los símbolos calibrados. Por
consiguiente, aunque el procedimiento de correlación de símbolos se
cambia en una PLP o se cambia en una pluralidad de PLP, si la
potencia del símbolo mediante el procedimiento de correlación de
símbolos se ajusta según el tamaño de la constelación, puede
mejorarse el rendimiento de recepción de señales de un receptor.
El fusionador (1317) de símbolos fusiona los
símbolos calibrados por las unidades (1316a y 1316b) de calibración
de potencia y emite un flujo de símbolos.
La figura 18 es una vista que muestra otra
realización del correlacionador de símbolos. En la realización de
esta figura, el correlacionador de símbolos incluye el segundo
codificador (125) y el segundo entrelazador (127) incluidos en la
unidad de codificación y modulación. Es decir, si se usa esta
realización, la unidad de codificación y modulación puede incluir
sólo el primer codificador (121), el primer entrelazador (123) y el
segundo codificador (125).
La realización del correlacionador de símbolos
incluye un analizador (1311) sintáctico de flujo de bits, un
entrelazador (1312a) de bits de primer orden, un entrelazador
(1312b) de bits de segundo orden, un demux (1313a) de primer orden,
un demux (1313b) de segundo orden, un correlacionador (1315a) de
símbolos de primer orden, un correlacionador 1315b de símbolos de
segundo orden y un fusionador (1317) de símbolos.
Cuando el segundo codificador (125) realiza una
codificación de corrección de errores de LDPC, la longitud del
bloque con codificación de corrección de errores (por ejemplo, la
longitud de 64800 bits y la longitud de 16200 bits) puede variar
según un modo de LDPC. Si los bits incluidos en el bloque con
codificación de corrección de errores se correlacionan con los
símbolos, las capacidades de corrección de errores de los bits
incluidos en una palabra de célula que configura el símbolo pueden
variar según las ubicaciones de los bits. Por ejemplo, la palabra
de célula que es el símbolo puede determinarse según la tasa de
código de la codificación de corrección de errores y el
procedimiento de correlación de símbolos (ya sea el procedimiento de
correlación de símbolos es el procedimiento de correlación de
símbolos de orden superior o el procedimiento de correlación de
símbolos de orden inferior). Si el código de corrección de errores
es el LDPC, las capacidades de corrección de errores de los bits
varían según las ubicaciones de los bits en el bloque con
codificación de corrección de errores. Por ejemplo, las
fiabilidades de los bits codificados según las características de la
matriz H usada en el procedimiento de codificación de corrección de
errores de LDPC irregular pueden variar según las ubicaciones de
los bits. Por consiguiente, el orden de los bits que configuran la
palabra de célula correlacionada con el símbolo se cambia de modo
que se ajustan las capacidades de corrección de errores de los bits
que son inferiores frente a la corrección de errores en el bloque
con codificación de corrección de errores y puede ajustarse la
robustez frente al error en el nivel de bits.
En primer lugar, el segundo codificador (125),
por ejemplo, realiza la codificación de corrección de errores con
respecto al flujo incluido en una PLP mediante el procedimiento de
codificación de corrección de errores de LDPC.
El analizador (1311) sintáctico de flujo de bits
recibe el flujo de servicio según la PLP y divide el flujo de
servicio recibido.
El entrelazador (1312a) de bits de primer orden
entrelaza los bits incluidos en un primer flujo de bits de los
flujos de servicio divididos. De manera similar, el entrelazador
(1312b) de bits de segundo orden entrelaza los bits incluidos en un
segundo flujo de bits de los flujos de servicio divididos.
El entrelazador (1312a) de bits de primer orden
y el entrelazador (1312b) de bits de segundo orden pueden
corresponder al segundo entrelazador (127) usado como entrelazador
interno. El procedimiento de entrelazado del entrelazador (1312a)
de bits de primer orden y el entrelazador (1312b) de bits de segundo
orden se describirán posteriormente.
El demux (1313a) de primer orden y el demux
(1313b) de segundo orden demultiplexan los bits de los flujos de
bits entrelazados por el entrelazador (1312a) de bits de primer
orden y el entrelazador (1312b) de bits de segundo orden. Los demux
(1313a y 1313b) dividen el flujo de bits de entrada en subflujos de
bits que se correlacionarán con un eje real y un eje imaginario de
una constelación y emiten los subflujos de bits. Los
correlacionadores (1315a y 1315b) de símbolos correlacionan los
subflujos de bits demultiplexados mediante los demux (1313a y 1313b)
con los símbolos correspondientes.
Los entrelazadores (1312a y 1312b) de bits y los
demux (1313a y 1313b) pueden combinar las características de la
palabra de código de LDPC y las características de la fiabilidad de
constelación de la correlación de símbolos según la constelación.
La realización detallada de los demux (1313a y 1313b) de primer
orden se describirá posteriormente.
El correlacionador (1315a) de símbolos de primer
orden realiza una correlación de símbolos de primer orden, por
ejemplo, correlación de símbolos de orden superior, y el
correlacionador (1315b) de símbolos de segundo orden realiza una
correlación de símbolos de segundo orden, por ejemplo, correlación
de símbolos de orden inferior. El correlacionador (1315a) de
símbolos de primer orden correlaciona los subflujos de bits emitidos
desde el demux (1313) de primer orden con los símbolos y el
correlacionador (1315b) de símbolos de segundo orden correlaciona
los subflujos de bits emitidos desde el demux (1313b) de segundo
orden con los símbolos.
El fusionador (1317) de símbolos fusiona los
símbolos correlacionados por el correlacionador (1315a) de símbolos
de primer orden y el correlacionador (1315b) de símbolos de segundo
orden con el flujo de símbolos y emite el flujo de símbolos.
Como se describió anteriormente, en el LDPC, las
capacidades de corrección de errores de los bits pueden cambiarse
según las ubicaciones de los bits en el bloque con codificación de
corrección de errores. Por consiguiente, si el entrelazador de bits
y el demux se controlan según las características del codificador
(125) de LDPC de modo que se cambia el orden de los bits que
configuran la palabra de célula, la capacidad de corrección de
errores en el nivel de bits puede maximizarse.
La figura 19 es una vista que muestra otra
realización de cada uno de los correlacionadores (131a y 131b) de
símbolos. La realización de este dibujo es similar a la realización
de la figura 18 excepto porque se incluyen además una unidad
(1316a) de calibración de potencia de primer orden y una unidad
(1316b) de calibración de potencia de segundo orden.
La unidad (1316a) de calibración de potencia de
primer orden calibra la potencia de los símbolos correlacionados
por el correlacionador (1315a) de símbolos de primer orden según el
tamaño de la constelación y emite los símbolos calibrados. La
unidad (1316b) de calibración de potencia de segundo orden calibra
la potencia de los símbolos correlacionados por el correlacionador
(1315b) de símbolos de segundo orden según el tamaño de la
constelación y emite los símbolos calibrados. Por consiguiente,
aunque el esquema de correlación de símbolos se cambia en una PLP o
se cambia en una pluralidad de PLP, si la potencia del símbolo se
ajusta según el tamaño de la constelación, puede mejorarse el
rendimiento de recepción de señales.
El fusionador (1317) de símbolos fusiona los
símbolos calibrados por las unidades (1316a y 1316b) de calibración
de potencia y emite un flujo de símbolos.
La figura 20 es una vista que muestra el
concepto del entrelazado de bits por los entrelazadores (1312a y
1312b) de bits de las figuras 18 y 19.
Por ejemplo, se almacenan bits de entrada en, y
se leen de, una memoria en forma de matriz que tiene un número
predeterminado de filas y columnas. Cuando se almacenan los bits de
entrada, en primer lugar, se almacenan los bits en una primera
columna en dirección de filas, y, si se llena la primera columna, se
almacenan los bits en otra columna en dirección de filas. Cuando se
leen los bits almacenados, los bits se leen en dirección de
columnas y, si se leen todos los bits almacenados en una primera
fila, se leen los bits en otra fila en dirección de columnas. En
otras palabras, cuando se almacenan los bits, se almacenan los bits
en filas de modo que las columnas se llenan en serie. Y cuando se
leen los bits almacenados, se leen los bits almacenados en columnas
desde la primera fila hasta la última fila en serie. En esta figura,
MSB significa el bit más significativo y LSB significa el bit menos
significativo.
Con el fin de correlacionar los bits con
codificación de corrección de errores de LDPC con los símbolos en
la misma longitud de unidad de bloque de corrección de errores a
diversas tasas de código, los entrelazadores (1312a y 1312b) de
bits pueden cambiar el número de filas y columnas de la memoria
según los tipos de los correlacionadores (1315a y 1315b) de
símbolos.
La figura 21 es una vista que muestra un ejemplo
del número de filas y columnas de memorias de los entrelazadores
(1312a y 1312b) de bits según los tipos de correlacionadores (1315a
y 1315b) de símbolos, si el modo de LDPC es el modo normal.
Por ejemplo, si el correlacionador (1315a) de
símbolos correlaciona los bits con símbolos 256QAM, el entrelazador
(1312a) de primer orden entrelaza los bits mediante una memoria que
tiene 8100 filas y 8 columnas. Si los símbolos se correlacionan
mediante 64QAM, el entrelazador (1312a) de primer orden entrelaza
los bits mediante una memoria que tiene 10800 filas y 6 columnas.
Si los símbolos se correlacionan mediante 16QAM, el entrelazador
(1312a) de primer orden entrelaza los bits mediante una memoria que
tiene 16200 filas y 4 columnas.
Por ejemplo, si los correlacionadores (1315a y
1315b) de símbolos correlacionan los bits con símbolos
Hyb128-QAM, el entrelazador (1312a) de primer orden
entrelaza los bits usando una memoria que tiene 4860 filas y 8
columnas, y el entrelazador (1312b) de segundo orden entrelaza los
bits usando una memoria que tiene 4320 filas y 6 columnas.
De manera similar, si los correlacionadores
(1315a y 1315b) de símbolos correlacionan los símbolos mediante
Hyb32-QAM, el entrelazador (1312a) de primer orden
entrelaza los bits usando una memoria que tiene 6480 filas y 6
columnas, y el entrelazador (1312b) de segundo orden entrelaza los
bits usando una memoria que tiene 6480 filas y 4 columnas.
La figura 22 es una vista que muestra un ejemplo
del número de filas y columnas de las memorias de los entrelazadores
(1312a y 1312b) de bits según los tipos de los correlacionadores
(1315a y 1315b) de símbolos, si el modo de LDPC es el modo
corto.
\newpage
Por ejemplo, si el correlacionador (1315a) de
símbolos correlaciona los bits con símbolos 256QAM, el entrelazador
(1312a) de primer orden entrelaza los bits mediante una memoria que
tiene 2025 filas y 8 columnas. Si los correlacionadores (1315a y
1315b) de símbolos correlacionan los símbolos mediante
Hyb128-QAM, el entrelazador (1312a) de primer orden
entrelaza los bits usando una memoria que tiene 1215 filas y 8
columnas, y el entrelazador (1312b) de segundo orden entrelaza los
bits usando una memoria que tiene 1080 filas y 6 columnas.
Si el entrelazado de bits se realiza con
respecto al bloque con codificación de corrección de errores, las
ubicaciones de los bits en el bloque con codificación de corrección
de errores pueden cambiarse.
La figura 23 es un diagrama que muestra el
concepto de otra realización para el entrelazado de un entrelazador
de bits. En la realización mostrada en este dibujo, cuando se
escriben bits en una memoria, los bits se escriben en una dirección
de columnas. Cuando se leen los bits escritos, los bits de las
ubicaciones desplazadas de manera circular se leen en una dirección
de filas. En cada fila, los bits escritos en cada fila se desplazan
de manera circular. Si los bits se escriben o se leen mediante un
procedimiento de desplazamiento circular con respecto a la fila o
la columna de la memoria, esto se denomina entrelazado de bits por
desplazamiento. Esta realización se refiere al procedimiento de
entrelazado de bits por desplazamiento usando un procedimiento de
lectura de los bits tras haber desplazado los bits una columna en la
dirección de filas. En vez de desplazar los bits escritos en la
memoria, puede desplazarse el punto para leer bits en la memoria o
el punto para escribir bits en la memoria.
En esta realización, N designa la longitud del
bloque con codificación de corrección de errores y C designa la
longitud de la columna. Cuando se escriben los bits, los bits se
escriben en una primera columna (representada mediante una sombra)
en el orden de 1, 2, 3, 4, ..., y C y los bits se escriben en una
segunda columna en el orden de C+1, C+2, C+3 , ....
Los bits escritos se desplazan en la dirección
de filas columna por columna.
Si se leen los bits escritos, los bits
desplazados se leen en la dirección de filas. Por ejemplo, en esta
realización, los bits se leen en una primera fila en el orden de 1,
C+1, ... y los bits se leen en una segunda fila en el orden de X1,
2,
C+2, ... (X1 es un bit en la primera columna de la segunda fila). Los bits se leen fila por fila y se leen los bits desplazados de manera circular. Evidentemente, en vez de desplazar los bits escritos en la memoria, el punto para leer bits escritos en la memoria puede desplazarse.
C+2, ... (X1 es un bit en la primera columna de la segunda fila). Los bits se leen fila por fila y se leen los bits desplazados de manera circular. Evidentemente, en vez de desplazar los bits escritos en la memoria, el punto para leer bits escritos en la memoria puede desplazarse.
La figura 24 es una vista que muestra otra
realización de entrelazado de bits. En esta realización, N designa
la longitud del bloque con codificación de corrección de errores y C
designa la longitud de la columna. Cuando se escriben los bits, los
bits se escriben en una primera columna en el orden de 1, 2, 3, 4,
..., C-1, y C y los bits se escriben en una segunda
columna en el orden de C+1, C+2, C+3, ....
Los bits escritos se desplazan dos veces en la
dirección de filas de dos columnas en dos columnas. Si se leen los
bits escritos, los bits desplazados de manera circular dos columnas
se leen en la dirección de columna en cada fila. Este procedimiento
puede denominarse un procedimiento de entrelazado de bits por
desplazamiento doble.
La figura 25 es una vista que muestra otra
realización de entrelazado de bits. En esta realización, N designa
la longitud del bloque con codificación de corrección de errores y C
designa la longitud de la columna. Los bits se escriben en una
primera columna en el orden de 1, 2, 3, 4, ..., C-1,
y C y los bits se escriben en una segunda columna en el orden de
C+1, C+2, C+3, ....
Cuando se leen los bits escritos, en una primera
región de las filas, los bits pueden leerse mediante el
procedimiento de entrelazado de bits por desplazamiento.
En una segunda región de las filas, los bits
pueden leerse mediante el procedimiento de entrelazado de por
desplazamiento doble.
En una tercera región de las filas, los bits
pueden leerse mediante el procedimiento de entrelazado de bits por
desplazamiento.
Si los bits se entrelazan mediante al menos uno
del procedimiento de entrelazado de bits por desplazamiento y el
procedimiento de entrelazado por desplazamiento doble, los bits en
el bloque con codificación de corrección de errores pueden mezclarse
de manera más aleatoria.
La figura 26 es una vista que muestra el
concepto de multiplexado de los bits de entrada de los demux (1313a
y 1313b).
Los entrelazadores (1312a y 1312b) de bits
entrelazan los bits de entrada x0, x1, ..., y xn-1 y
emiten los bits entrelazados. El procedimiento de entrelazado ya se
describió anteriormente.
Los demux (1313a y 1313b) demultiplexan los
flujos de bits entrelazados. El procedimiento de demultiplexación
puede variar según la tasa de código del procedimiento de
codificación de corrección de errores y el procedimiento de
correlación de símbolos del correlacionador de símbolos. Si el
procedimiento de símbolos del correlacionador de símbolos es QPSK,
los bits de entrada, por ejemplo, se entrelazan a dos subflujos y el
correlacionador de símbolos correlaciona los dos subflujos con los
símbolos para que correspondan al eje real y el eje imaginario de
la constelación. Por ejemplo, un primer bit y0 del primer subflujo
demultiplexado corresponde al eje real y un primer bit y1 del
segundo subflujo demultiplexado corresponde al eje imaginario.
Si el procedimiento de símbolos del
correlacionador de símbolos es 16QAM, los bits de entrada, por
ejemplo, se demultiplexan a cuatro subtramas. El correlacionador de
símbolos selecciona los bits incluidos en los cuatro subflujos y
correlaciona los bits seleccionados con los símbolos para que
correspondan al eje real y el eje imaginario de la constelación.
Por ejemplo, los bits y0 e y2 de los subflujos
demultiplexados primero y tercero corresponden al eje real y los
bits y1 e y3 de los subflujos demultiplexados segundo y cuarto
corresponden al eje imaginario.
De manera similar, si el procedimiento de
símbolos del correlacionador de símbolos es 64QAM, los bits de
entrada pueden demultiplexarse a seis flujos de bits. El
correlacionador de símbolos correlaciona los seis subflujos con los
símbolos para que correspondan al eje real y el eje imaginario de la
constelación. Por ejemplo, los bits y0, y2 e y4 de los subflujos
demultiplexados primero, tercero y quinto corresponden al eje real y
los bits y1, y3 e y6 de los subflujos demultiplexados segundo,
cuarto y sexto corresponden al eje imaginario.
De manera similar, si el procedimiento de
símbolos del correlacionador de símbolos es 256QAM, los bits de
entrada pueden demultiplexarse a ocho flujos de bits. El
correlacionador de símbolos correlaciona los ocho subflujos con los
símbolos para que correspondan al eje real y el eje imaginario de la
constelación. Por ejemplo, en primer lugar, los bits y0, y2, y4 e
y6 de los subflujos demultiplexados primero, tercero, quinto y
séptimo corresponden al eje real y los bits y1, y3, y6 e y7 de los
subflujos demultiplexados segundo, cuarto, sexto y octavo
corresponden al eje imaginario.
Si el correlacionador de símbolos correlaciona
los símbolos, los subflujos demultiplexados mediante el demux
pueden correlacionarse con los flujos de bits del eje real y el eje
imaginario de la constelación.
El procedimiento de entrelazado de bits descrito
anteriormente, el procedimiento de demultiplexación y el
procedimiento de correlación de símbolos son a modo de ejemplo y
pueden usarse diversos procedimientos como el procedimiento para
seleccionar los bits en los subflujos de modo que los subflujos
demultiplexados mediante el demux pueden corresponder al eje real y
al eje imaginario de la constelación.
La palabra de célula correlacionada con los
símbolos puede variar según uno cualquiera de los flujos de bits
con corrección de errores según la tasa de código, el procedimiento
de entrelazado de flujos de bits, el procedimiento de
demultiplexación y el procedimiento de correlación de símbolos. El
MSB de la palabra de célula es superior al LSB de la palabra de
célula en la fiabilidad de la decodificación de corrección de
errores. Aunque la fiabilidad del bit de una ubicación específica
del bloque con codificación de corrección de errores es baja, la
fiabilidad del bit puede mejorarse me-
diante el proceso de decorrelación de símbolos si el bit de la palabra de célula se dispone en el MSB o cerca del MSB.
diante el proceso de decorrelación de símbolos si el bit de la palabra de célula se dispone en el MSB o cerca del MSB.
Por consiguiente, aunque se cambia la fiabilidad
del bit codificado según las características de la matriz H usada
en el procedimiento de codificación de corrección de errores de LDPC
irregular, el bit puede transmitirse/recibirse de forma robusta
mediante el proceso de correlación y decorrelación de símbolos y
puede ajustarse el rendimiento del sistema.
La figura 27 es una vista que muestra una
realización para demultiplexar un flujo de entrada mediante el
demux.
Si el procedimiento de correlación de símbolos
es QPSK, dos bits se correlacionan con un símbolo y los dos bits de
una unidad de símbolo se demultiplexan en el orden de los índices de
bit (índices 0 y 1 de b).
Si el procedimiento de correlación de símbolos
es 16QAM, 4 bits se correlacionan con un símbolo y los cuatro bits
de una unidad de símbolo se demultiplexan según el resultado de
cálculo del módulo-4 de los índices de bit (índices
0, 1, 2 y 3 de b).
Si el procedimiento de correlación de símbolos
es 64QAM, 6 bits se correlacionan con un símbolo y los seis bits de
una unidad de símbolo se demultiplexan según el resultado de cálculo
del módulo-6 de los índices de bit (índices 0, 1, 2,
3, 4 y 5 de b).
Si el procedimiento de correlación de símbolos
es 256QAM, 8 bits se correlacionan con un símbolo y los ocho bits de
una unidad de símbolo se demultiplexan según el resultado de cálculo
del módulo-8 de los índices de bit (índices 0, 1, 2,
3, 4, 5, 6 y 7 de b).
El orden de demultiplexación de los subflujos es
a modo de ejemplo y puede modificarse.
La figura 28 es una vista que muestra un ejemplo
de un tipo de demultiplexación según un procedimiento de correlación
de símbolos. El procedimiento de correlación de símbolos incluye
QPSK, 16QAM, 64QAM y 256QAM, y el tipo de demultiplexación incluye
un primer tipo a un sexto tipo.
El primer tipo es un ejemplo en el que los bits
de entrada corresponden secuencialmente a índices de número par (0,
2, 4, 8, ...) (o el eje real de la constelación) y corresponden
secuencialmente a índices de número impar (1, 3, 5, 7, ...) (o el
eje imaginario de la constelación). A continuación en el presente
documento, la demultiplexación de bits del primer tipo puede
representarse mediante un identificador 10 de demultiplexación (un
número binario de 1010; la ubicación de 1 es la ubicación del MSB
que corresponde al eje real y el eje imaginario de la
constelación).
El segundo tipo es un ejemplo en el que la
demultiplexación se realiza en un orden inverso del primer tipo, es
decir, los LSB de los bits de entrada corresponden secuencialmente a
índices de número par (6, 4, 2, 0) (o el eje real de la
constelación) e índices de número impar (1, 3, 5, 7, ...) (o el eje
imaginario de la constelación). A continuación en el presente
documento, la demultiplexación de bits del segundo tipo puede
representarse mediante un identificador 5 de demultiplexación (un
número binario de 0101).
El tercer tipo es un ejemplo en el que los bits
de entrada se disponen de modo que los bits de ambos extremos de la
palabra de código pasan a ser los MSB. Los bits de entrada vuelven a
disponerse para llenar la palabra de código desde ambos extremos de
la palabra de código. A continuación en el presente documento, la
demultiplexación de bits del tercer tipo puede representarse
mediante un identificador 9 de demultiplexación (un número binario
de 1001).
El cuarto tipo es un ejemplo en el que los bits
de entrada se disponen de modo que un bit central de la palabra de
código pasa a ser el MSB. Un bit de los bits de entrada se llena en
primer lugar en la ubicación central de la palabra de código y los
bits restantes vuelven a disponerse entonces hacia ambos extremos de
la palabra de código en el orden de los bits de entrada. A
continuación en el presente documento, la demultiplexación de bits
del cuarto tipo puede representarse mediante un identificador 6 de
demultiplexación (un número binario de 0110).
El quinto tipo es un ejemplo en el que los bits
se demultiplexan de modo que un último bit de la palabra de código
pasa a ser el MSB y un primer bit de la misma pasa a ser el LSB, y
el sexto tipo es un ejemplo en el que los bits vuelven a disponerse
de modo que el primer bit de la palabra de código pasa a ser el MSB
y el último bit de la misma pasa a ser el LSB. A continuación en el
presente documento, la demultiplexación de bits del quinto tipo
puede representarse mediante un identificador 3 de demultiplexación
(un número binario de 0011), y la demultiplexación de bits del
sexto tipo puede representarse mediante un identificador 12 de
demultiplexación (un número binario de 1100).
Como se describió anteriormente, el tipo de
demultiplexación puede variar según el procedimiento de correlación
de símbolos o la tasa de código del procedimiento de codificación de
corrección de errores. Es decir, puede usarse un tipo de
demultiplexación diferente si se cambia el procedimiento de
correlación de símbolos o la tasa de código.
La figura 29 es una vista que muestra una
realización para demultiplexar un flujo de bits de entrada según un
tipo de demultiplexación. Esta realización puede incluir los
entrelazadores (1312a y 1312b) de bits, los demux (1313a y 1313b) y
los correlacionadores (1315a y 1315b).
Los entrelazadores (1312a y 1312b) de bits
entrelazan los flujos de servicio de PLP con codificación de
corrección de errores. Por ejemplo, los entrelazadores (1312a y
1312b) de bits pueden realizar el entrelazado de bits en las
unidades de codificación de corrección de errores según el modo de
codificación de corrección de errores. El procedimiento de
entrelazado de bits ya se describió anteriormente.
Los demux (1313a y 1313b) pueden incluir unos
demux (1313a1 y 1313b1) de primer tipo, ..., y unos demux (1313a2 y
1313b2) de tipo de orden n. En este caso, n es un número entero. Los
procedimientos de demultiplexar los bits mediante los n tipos de
demux siguen a los tipos mostrados en la figura 17. Por ejemplo, los
demux de primer tipo pueden corresponder a la demultiplexación de
bits de primer tipo (1100) y los demux de segundo tipo (no
mostrados) pueden corresponder a la demultiplexación de bits de
segundo tipo (0011). El demux 1313b de tipo de orden n demultiplexa
el flujo de bits de entrada según la multiplexación de bits de tipo
de orden n (por ejemplo, el identificador 1100 de demultiplexación)
y emite el flujo de bits demultiplexado. Los selectores (1313a3 y
1313b3) reciben una señal de selección de demux del tipo de
demultiplexación adecuado para los bits de entrada y emiten el
flujo de bits demultiplexado según uno cualquiera del primer tipo al
tipo de orden n y la señal de selección de demux. La señal de
selección de demux puede variar según la tasa de código de la
codificación de corrección de errores y el procedimiento de
correlación de símbolos de la constelación. Por consiguiente, el
tipo de demultiplexación puede determinarse según la tasa de código
del procedimiento de codificación de corrección de errores y/o el
procedimiento de correlación de símbolos de la constelación. El
ejemplo detallado según los símbolos correlacionados con la
constelación y/o la tasa de código de la codificación de corrección
de errores según la señal de selección de demux se describirán
posteriormente.
Los correlacionadores (1315a y 1315b) pueden
correlacionar los subflujos de bits demultiplexados con los símbolos
según la señal de selección de demux y emitir los símbolos
correlacionados.
La figura 30 es una vista que muestra un tipo de
demultiplexación que se determina según una tasa de código de la
codificación de corrección de errores y el procedimiento de
correlación de símbolos.
En el procedimiento de correlación de símbolos
4QAM, incluso cuando la tasa de código cr del procedimiento de
codificación de corrección de errores de LDPC es una cualquiera de,
1/4, 1/3, 2/5, 1/2, 3/5, 2/3, 3/4, 4/5, 5/6, 8/9 y 9/10, el flujo
de bits puede demultiplexarse según todos los tipos de
demultiplexaciones (designado por todos).
En el procedimiento de correlación de símbolos
16QAM, si la tasa de código del procedimiento de codificación de
corrección de errores de LDPC es 1/4, 1/3, 2/5 y 1/2, los símbolos
pueden correlacionarse sin realizar el entrelazado de bits y la
demultiplexación de bits (designado por No-Int y
No-Demux). Si la tasa de código de la codificación
de corrección de errores es 3/5, el bit puede demultiplexarse según
uno cualquiera de los identificadores 9, 10 y 12 de
demultiplexación. Si la tasa de código de la codificación con
corrección de errores es 2/3, 3/4, 4/5, 5/6, 8/9 y 9/10, el flujo
de bits de entrada puede demultiplexarse según el identificador 6 de
demultiplexación.
En el procedimiento de correlación de símbolos
64QAM, si la tasa de código de la codificación de corrección de
errores de LDPC es 1/4, 1/3, 2/5 y 1/2, los símbolos pueden
correlacionarse sin realizar el entrelazado de bits y la
demultiplexación de bits. Si la tasa de código es 3/5, los bits
pueden demultiplexarse según uno cualquiera de los identificadores
9 y 10 de demultiplexación. Si la tasa de código es 2/3, 3/4, 4/5,
5/6, 8/9 y 9/10, los bits pueden demultiplexarse según el
identificador 6 de demultiplexación.
En el procedimiento de correlación de símbolos
256QAM, si la tasa de código de la codificación de corrección de
errores de LDPC es 1/4, 1/3, 2/5 y 1/2, los símbolos pueden
correlacionarse sin realizar el entrelazado de bits y la
demultiplexación de bits. Si la tasa de código es 3/5, los bits
pueden demultiplexarse según el identificador 9 de
demultiplexación. Si la tasa de código es 2/3, 3/4, 4/5, 5/6, 8/9 y
9/10, los bits pueden demultiplexarse según el identificador 6 de
demultiplexación.
Como se describió anteriormente, el tipo de
demultiplexación de bits puede variar según la tasa de código usada
para la codificación de corrección de errores y el procedimiento de
correlación de símbolos. Por consiguiente, la capacidad de
corrección de errores de un bit ubicado en una ubicación específica
del bloque con codificación de corrección de errores puede
ajustarse correlacionando los subflujos demultiplexados con los
símbolos. Por consiguiente es posible optimizar la robustez en el
nivel de bit.
La figura 31 es una vista que muestra un ejemplo
para expresar el procedimiento de demultiplexación mediante una
ecuación. Por ejemplo, si el procedimiento de correlación de
símbolos es QPSK, los bits de entrada (x_{i} x_{N/2+i}
corresponden a los bits demultiplexados y0 e y1.
Si el procedimiento de correlación de símbolos
es 16QAM, los bits de entrada
corresponden a los bits
demultiplexados y0, y1, y2 e
y3.
\vskip1.000000\baselineskip
Si el procedimiento de correlación de símbolos
es 64QAM, los bits de entrada
corresponden a los bits
demultiplexados y0, y1, y2, y3, y4 e y5. Si el procedimiento de
correlación de símbolos es 256QAM, los bits de
entrada
corresponden a los bits
demultiplexados y0, y1, y2, y3, y4, y5, y6 e
y7.
\vskip1.000000\baselineskip
En este caso, N designa el número de bits
correlacionados con los símbolos con respecto a la entrada del
entrelazador de bits.
La figura 32 es una vista que muestra un ejemplo
para correlacionar un símbolo mediante un correlacionador de
símbolos. Por ejemplo, en el procedimiento de correlación de
símbolos QPSK, los símbolos en la constelación corresponden al
valor del bit y0 del primer subflujo demultiplexado y el valor del
bit y1 del segundo subflujo demultiplexado.
En la 16QAM, el eje real de los símbolos en la
constelación corresponde a los bits de los subflujos demultiplexados
primero y tercero (bits separados de la ubicación del MSB por 0 y
2) y el eje imaginario de los mismos corresponde a los bits de los
subflujos demultiplexados segundo y cuarto (bits separados de la
ubicación del MSB por 1 y 3).
\newpage
En la 64QAM, el eje real de los símbolos en la
constelación corresponde a los bits de los subflujos demultiplexados
primero, tercero y quinto (bits separados de la ubicación del MSB
por 0, 2 y 4) y el eje imaginario de los mismos corresponde a los
bits de los subflujos demultiplexados segundo, cuarto y sexto (bits
separados de la ubicación del MSB por 1, 3 y 5).
Por consiguiente, los bits que configuran el
símbolo pueden correlacionarse con la palabra de célula en el orden
de demultiplexación. Si se demultiplexan los bits que configuran la
palabra de célula, se cambian el MSB y el LSB de la palabra de
célula y puede ajustarse la robustez de los bits aunque las
fiabilidades de los bits con codificación de corrección de errores
de LDPC varíen según las ubicaciones.
La figura 33 es un diagrama de bloques que
ilustra un codificador MIMO/MISO según la presente invención. El
codificador de MIMO/MISO codifica los datos de entrada usando el
esquema de codificación MIMO/MISO, y emite los datos codificados a
varias trayectorias. Si un extremo de recepción de señales recibe la
señal transmitida a las diversas trayectorias desde una o más
trayectorias, puede adquirir una ganancia (también denominada
ganancia de diversidad, una ganancia de carga útil o una ganancia de
multiplexación).
El codificador (140) MIMO/MISO codifica datos de
servicio de cada trayectoria generada a partir del formador (130) de
tramas, y emite los datos codificados al número A de trayectorias
que corresponde al número de antenas de salida.
La figura 34 es un diagrama de bloques que
ilustra un modulador según la presente invención. El modulador
incluye un primer controlador (151) de potencia (PAPR Reduce1), una
unidad (153) de transformación de dominio de tiempo (IFFT), un
segundo controlador (157) de potencia (PAPR Reduce2) y un insertador
(159) de intervalo de seguridad.
El primer controlador (151) de potencia reduce
una PAPR (proporción potencia pico a potencia promedio) de datos
transmitidos al número R de trayectorias de señal en el dominio de
frecuencia.
La unidad (153) de transformación de dominio de
tiempo (IFFT) convierte las señales de dominio de frecuencia
recibidas en señales de dominio de tiempo. Por ejemplo, las señales
de dominio de frecuencia pueden convertirse en las señales de
dominio de tiempo según el algoritmo de IFFT. Por tanto, los datos
de dominio de frecuencia pueden modularse según el esquema de
OFDM.
El segundo controlador (157) de potencia (PAPR
Reduce2) reduce una PAPR (proporción potencia pico a potencia
promedio) de datos de canal transmitidos al número R de trayectorias
de señal en el dominio de tiempo. En este caso, puede usarse un
esquema de reserva de tono, y un esquema de extensión de
constelación activa (ACE) para extender una constelación de
símbolos.
El insertador (159) de intervalo de seguridad
inserta el intervalo de seguridad en el símbolo de OFDM de salida, y
emite el resultado insertado. Como se describió anteriormente, la
realización mencionada anteriormente puede llevarse a cabo en cada
señal del número R de trayectorias.
La figura 35 es un diagrama de bloques que
ilustra un procesador (160) analógico según la presente invención.
El procesador (160) analógico incluye un convertidor (161) digital a
analógico (DAC), una unidad (163) de conversión ascendente y un
filtro (165) analógico.
El DAC (161) convierte los datos de entrada en
una señal analógica, y emite la señal analógica. La unidad (163) de
conversión ascendente convierte un dominio de frecuencia de la señal
analógica en un área de RF. El filtro (165) analógico filtra la
señal de área de RF y emite la señal de RF filtrada.
La figura 36 es un diagrama de bloques que
ilustra un aparato para recibir una señal según la presente
invención. El aparato de recepción de señales incluye un primer
receptor (210a) de señales, un receptor (210n) de señales de orden
n, un primer demodulador (220a), un demodulador (220n) de orden n,
un codificador (230) MIMO/MISO, un analizador (240) sintáctico de
tramas, y un demodulador (250) de decodificación, y un procesador
(260) de salida.
En el caso de una señal de recepción según la
estructura de trama de señal de TFS, varios servicios se multiplexan
a R canales, y entonces se desplazan en tiempo, de modo que se
transmite el resultado desplazado en tiempo.
El receptor puede incluir al menos un receptor
de señales para recibir un servicio transmitido sobre al menos un
canal de RF. La trama de señal de TFS transmitida al número R (donde
R es un número natural) de canales de RF puede transmitirse a una
multitrayectoria a través del número A de antenas. Las A antenas se
han usado para los R canales de RF, de modo que un número total de
antenas es R x A.
El primer receptor (210a) de señales puede
recibir datos de servicio transmitidos a través de al menos una
trayectoria de entre datos de servicio globales transmitidos a
través de varios canales de RF. Por ejemplo, el primer receptor
(210a) de señales puede recibir la señal de transmisión procesada
mediante el esquema MIMO/MISO a través de varias trayectorias.
\newpage
El primer receptor (210a) de señales y el
receptor (210n) de señales de orden n pueden recibir varias unidades
de datos de servicio transmitidas a través de un número n de
canales de RF de entre varios canales de RF, como una única PLP.
Concretamente, esta realización muestra el aparato de recepción de
señales que puede recibir simultáneamente datos del número R de
canales de RF. Por tanto, si esta realización recibe un único canal
de RF, sólo es necesario el primer receptor (210a).
El primer demodulador (220a) y el demodulador
(220n) de orden n demodulan señales recibidas en los receptores
(210a y 210n) de señales primero y de orden n según el esquema de
OFDM, y emiten las señales demoduladas.
El decodificador (230) MIMO/MISO decodifica
datos de servicio recibidos a través de varias trayectorias de
transmisión según el esquema de decodificación MIMO/MISO, y emite
los datos de servicio decodificados a una única trayectoria de
transmisión. Si se recibe el número R de servicios transmitidos a
través de varias trayectorias de transmisión, el decodificador
(230) MIMO/MISO puede emitir datos de servicio de una única PLP
contenidos en cada uno de los R servicios que corresponden al
número de R canales. Si se transmite el número P de servicios a
través del número R de canales de RF, y se reciben señales de
canales de RF individuales a través del número A de antenas, el
receptor decodifica el número P de servicios usando un total de (R x
A) antenas de recepción.
El analizador (240) sintáctico de tramas analiza
sintácticamente la trama de señal de TFS que incluye varios
servicios, y emite los datos de servicio analizados
sintácticamente.
El demodulador (250) de decodificación realiza
la decodificación de corrección de errores en los datos de servicio
contenidos en la trama analizada sintácticamente, decorrelaciona los
datos de símbolos decodificados para dar datos de bits, y emite el
resultado procesado mediante decorrelación.
El procesador (260) de salida decodifica un
flujo que incluye los datos de bits decorrelacionados, y emite el
flujo decodificado.
En la descripción mencionada anteriormente, cada
uno del analizador (240) sintáctico de tramas, y el demodulador
(250) de decodificación, y el procesador (260) de salida recibe
varias unidades de datos de servicio hasta el número de las PLP, y
realiza un procesamiento de señales en los datos de servicio
recibidos.
La figura 37 es un diagrama de bloques que
ilustra un receptor de señales según la presente invención. El
receptor de señales puede incluir un sintonizador (211), un
convertidor (213) descendente y un convertidor (215) analógico a
digital (ADC).
El sintonizador (211) realiza saltos de algunos
canales de RF que pueden transmitir servicios seleccionados por el
usuario en todos los canales de RF cuando la PLP se incluye en
varios canales de RF, y emite el resultado de los saltos. El
sintonizador (211) realiza saltos de canales de RF contenidos en la
trama de señal de TFS según las frecuencias centrales de RF de
entrada, y al mismo tiempo sintoniza señales de frecuencia
correspondientes, de modo que emite las señales sintonizadas. Si
una señal se transmite a un número A de múltiples trayectorias, el
sintonizador (211) realiza la sintonización a un canal de RF
correspondiente, y recibe señales de recepción a través del número A
de antenas.
El convertidor (213) descendente realiza una
conversión descendente de la frecuencia de RF de la señal
sintonizada por el sintonizador (211), y emite el resultado de
conversión descendente. El ADC (215) convierte una señal analógica
en una señal digital.
La figura 38 es un diagrama de bloques que
ilustra un demodulador según la presente invención. El demodulador
incluye un detector (221) de tramas, una unidad (222) de
sincronización de tramas, un elemento (223) de eliminación de
intervalo de seguridad, una unidad (224) de transformación de
dominio de frecuencia (FFT), un estimador (225) de canal, un
ecualizador (226) de canales y un extractor (227) de información de
señalización.
Si el demodulador adquiere datos de servicio
transmitidos a un único flujo de PLP, se llevará a cabo la siguiente
demodulación de señal. Una descripción detallada de ello se
describirá a continuación en el presente documento.
El detector (221) de tramas identifica un
sistema de suministro de una señal de recepción. Por ejemplo, el
detector (221) de tramas determina si la señal de recepción es una
señal DVB-TS o no. Además, el detector (221) de
tramas puede determinar también si una señal de recepción es una
trama de señal de TFS o no. La unidad (222) de sincronización de
tramas adquiere una sincronización de dominio de tiempo y frecuencia
de la trama de señal de TFS.
El controlador (223) de intervalo de guía
elimina un intervalo de seguridad ubicado entre símbolos de OFDM
del dominio de tiempo. El conversor (224) de dominio de frecuencia
(FFT) convierte una señal de recepción en una señal de dominio de
frecuencia usando el algoritmo de FFT, de modo que adquiere datos de
símbolo de dominio de frecuencia.
El estimador (2259 de canal realiza una
estimación de canal de un canal de recepción usando un símbolo
piloto contenido en datos de símbolo del dominio de frecuencia. El
ecualizador (226) de canales realiza una ecualización de canales de
datos de recepción usando información de canal estimada por el
estimador (225) de canal.
\global\parskip0.900000\baselineskip
El extractor (227) de información de
señalización puede extraer la información de señalización de una
capa física establecida en las señales piloto primera y segunda
contenidas en datos de recepción de canales ecualizados.
La figura 39 es un diagrama de bloques que
ilustra un decodificador MIMO/MISO según la presente invención. El
receptor de señales y el demodulador se diseñan para procesar una
señal recibida en una única trayectoria. Si el receptor de señales
y el demodulador reciben datos de servicio de PLP proporcionando un
único servicio a través de varias trayectorias de varias antenas, y
demodulan los datos de servicio de PLP, el decodificador (230)
MIMO/MIMO emite la señal recibida en varias trayectorias como datos
de servicio transmitidos a una única PLP. Por tanto, el
decodificador (230) MIMO/MISO puede adquirir una ganancia de
diversidad y una ganancia de multiplexación a partir de datos de
servicio recibidos en una PLP correspondiente.
El decodificador (230) MIMO/MISO recibe una
señal de transmisión multitrayectoria desde varias antenas, y puede
decodificar una señal usando un esquema de MIMO que puede recuperar
cada señal de recepción en forma de una única señal. De otro modo,
el decodificador (230) MIMO/MISO puede recuperar una señal usando un
esquema de MIMO que recibe la señal de transmisión multitrayectoria
desde una única antena y recupera la señal de transmisión
multitrayectoria recibida.
Por tanto, si la señal se transmite a través del
número R de canales de RF (donde R es un número natural), el
decodificador (230) MIMO/MISO puede decodificar señales recibidas a
través del número A de antenas de canales de RF individuales. Si el
valor A es igual a "1", las señales pueden decodificarse
mediante el esquema de MISO. Si el valor A es superior a "1",
las señales pueden decodificarse mediante el esquema de MIMO.
La figura 40 es un diagrama de bloques que
ilustra un analizador sintáctico de tramas según la presente
invención. El analizador sintáctico de tramas incluye un primer
desentrelazador (241a) de frecuencia, un desentrelazador (241r) de
frecuencia de orden r, un analizador (243) sintáctico de tramas, un
primer desentrelazador (245a) de tiempo, un desentrelazador (245p)
de tiempo de orden p, un primer decorrelacionador (247a) de
símbolos, y un decorrelacionador de símbolos de orden p. El valor
de "r" puede decidirse por el número de canales de RF, y el
valor de "p" puede decidirse por el número de flujos que
transmiten datos de servicio de PLP generados a partir del
analizador (243) sintáctico de tramas.
Por tanto, si se transmite un número p de
servicios a un número p de flujos de PLP sobre un número R de
canales de RF, el analizador sintáctico de tramas incluye el número
r desentrelazadores de frecuencia, el número p de desentrelazadores
de tiempo, y el número p de decorrelacionadores de símbolos.
En asociación con un primer canal de RF, el
primer entrelazador (241a) de frecuencia realiza un desentrelazado
de datos de entrada de dominio de frecuencia, y emite el resultado
de desentrelazado.
El analizador (243) sintáctico de tramas analiza
sintácticamente la trama de señal de TFS transmitida a varios
canales de RF usando información de planificación de la trama de
señal de TFS, y analiza sintácticamente los datos de servicio de
PLP contenidos en la ranura de un canal de RF específico que incluye
un servicio deseado. El analizador (243) sintáctico de tramas
analiza sintácticamente la trama de señal de TFS para recibir datos
de servicio específicos distribuidos a varios canales de RF según la
estructura de trama de señal de TFS, y emite datos de servicio de
PLP de primera trayectoria.
El primer desentrelazador (245a) de tiempo
realiza el desentrelazado de los datos de servicio de PLP de primera
trayectoria analizados sintácticamente en el dominio de tiempo. El
primer decorrelacionador (247a) de símbolos determina datos de
servicio correlacionados con el símbolo para que sean datos de bits,
de modo que puede emitir un flujo de PLP asociado con los datos de
servicio de PLP de primera trayectoria.
Siempre que los datos de símbolos se convierten
en datos de bits, y cada datos de símbolos incluya símbolos basados
en el esquema de correlación de símbolos híbrido, el número p de
decorrelacionadores de símbolos, cada uno de los cuales incluye el
primer decorrelacionador de símbolos, puede determinar que los datos
de símbolos sean datos de bits usando diferentes esquemas de
decorrelación de símbolos en intervalos individuales de los datos de
símbolos de entrada.
La figura 41 es una vista que muestra una
realización de cada uno de los decorrelacionadores (247a y 247p) de
símbolos. Los decorrelacionadores de símbolos reciben los flujos que
corresponden a las PLP desde los entrelazadores (245a y 245p) de
tiempo que corresponden respectivamente a los decorrelacionadores de
símbolos.
Cada uno de los decorrelacionadores (247a y
247p) de símbolos puede incluir un divisor (2471) de bloques de
corrección de errores, un divisor (2473) de símbolos, un
decorrelacionador (2475a) de primer orden, un decorrelacionador
(2475b) de segundo orden y un fusionador (2478) de flujos de
bits.
El divisor (2471) de bloques de corrección de
errores puede dividir el flujo de PLP recibido desde el
correspondiente de los entrelazadotes (245a y 245p) de tiempo en
las unidades de bloque de corrección de errores. El divisor (2471)
de bloques de corrección de errores puede dividir el flujo de
servicio en la unidad de bloque de LDPC de modo normal. En este
caso, el flujo de servicio puede dividirse en un estado en el que
cuatro bloques según el modo corto (en el que el bloque tiene la
longitud de 16200 bits) se tratan como el bloque de corrección de
errores de un bloque según el modo normal (en el que el bloque tiene
la longitud de 64800 bits).
\global\parskip1.000000\baselineskip
El divisor (2473) de símbolos puede dividir el
flujo de símbolos en el bloque de corrección de errores dividido
según el procedimiento de correlación de símbolos del flujo de
símbolos.
Por ejemplo, el decorrelacionador (2475a) de
primer orden convierte los símbolos según el procedimiento de
correlación de símbolos de orden superior en los bits. El
decorrelacionador (2475b) de segundo orden convierte los símbolos
según el procedimiento de correlación de símbolos de orden inferior
en los bits.
El fusionador (2478) de flujo de bits puede
recibir los bits convertidos y emitir un flujo de bits.
La figura 42 es una vista que muestra otra
realización de cada uno de los decorrelacionadores (247a y 247p) de
símbolos. La realización de este dibujo es similar a la realización
de la figura 41 excepto porque se incluyen además una unidad
(2474a) de calibración de potencia de primer orden y una unidad
(2474b) de calibración de potencia de segundo orden.
La unidad (2474a) de calibración de potencia de
primer orden recibe los símbolos divididos por el divisor (2473) de
símbolos, calibra la potencia de los símbolos recibidos según los
esquemas de correlación de símbolos, y emite los símbolos
calibrados. La potencia de los símbolos recibidos puede tener la
potencia calibrada según el tamaño de la constelación basándose en
los procedimientos de correlación de símbolos. La unidad (2474a) de
calibración de potencia de primer orden convierte la potencia
calibrada según la potencia de símbolos original de la
constelación. El decorrelacionador (2475a) de primer orden puede
realizar la decorrelación entre los símbolos, de los que se calibra
la potencia por la unidad de calibración de potencia de primer
orden, y los bits.
De manera similar, la unidad (2474b) de
calibración de potencia de segundo orden recibe los símbolos
divididos por el divisor (2473) de símbolos, modifica la potencia
calibrada de los símbolos recibidos a la potencia original según el
tamaño de la constelación, y emite los símbolos modificados.
La figura 43 es una vista que muestra otra
realización de cada uno de los decorrelacionadores (247a y 247p) de
símbolos. Cada uno de los decorrelacionadores (247a y 247p) de
símbolos puede incluir un divisor (2473) de símbolos, un
decorrelacionador (2474a) de primer orden, un decorrelacionador
(2474b) de segundo orden, un mux (2475a) de primer orden, un mux
(2475b) de segundo orden, un desentrelazador (2476a) de bits de
primer orden, un desentrelazador (2476b) de bits de segundo orden y
un fusionador (2478) de flujo de bits. Mediante esta realización,
la realización de la unidad de decodificación y demodulación de la
figura 33 incluye un primer decodificador (253), un primer
desentrelazador (255) y un segundo decodificador (257).
El divisor (2473) de símbolos puede dividir el
flujo de símbolos de la PLP según el procedimiento que corresponde
al procedimiento de correlación de símbolos.
El decorrelacionador (2474a) de primer orden y
el decorrelacionador (2474b) de segundo orden convierten los flujos
de símbolos divididos en bits. Por ejemplo, el decorrelacionador
(2474a) de primer orden realiza la decorrelación de símbolos del
QAM de orden superior y el decorrelacionador (2474b) de segundo
orden realiza la decorrelación de símbolos del QAM de orden
inferior. Por ejemplo, el decorrelacionador (2474a) de primer orden
puede realizar la decorrelación de símbolos de 256QAM y el
decorrelacionador (2474b) de segundo orden puede realizar la
decorrelación de símbolos de 64QAM.
El mux (2475a) de primer orden y el mux (2475b)
de segundo orden multiplexan los bits correlacionados con símbolos.
Los procedimientos de multiplexado pueden corresponder a los
procedimientos de demultiplexación descritos con referencia a las
figuras 15 a 18. Por consiguiente, los subflujos demultiplexados
pueden convertirse en un flujo de bits.
El desentrelazador (2476a) de bits de primer
orden desentrelaza los flujos de bits multiplexados por el mux
(2475a) de primer orden. El desentrelazador (2476b) de bits de
segundo orden desentrelaza los bits multiplexados por el mux
(2475a) de primer orden. El procedimiento de desentrelazado
corresponde al procedimiento de entrelazado de bits. El
procedimiento de entrelazado de bits se muestra en la figura 12.
El fusionador (2478) de flujo de bits puede
fusionar los flujos de bits desentrelazados por los entrelazadores
(2476a y 2476b) de bits para dar un flujo de bits.
El primer decodificador (253) de la unidad de
decodificación y demodulación puede realizar la decodificación de
corrección de errores del flujo de bits de salida según el modo
normal o el modo corto y la tasa de código según los modos.
La figura 44 es una vista que muestra otra
realización de cada uno de los decorrelacionadores (247a y 247p) de
símbolos. La realización de este dibujo es similar a la realización
de la figura 43 excepto porque se incluyen además una unidad
(2474a) de calibración de potencia de primer orden y una unidad
(2474b) de calibración de potencia de segundo orden. La unidad
(2474a) de calibración de potencia de primer orden y la unidad
(2474b) de calibración de potencia de segundo orden modifican las
potencias calibradas de los símbolos según los procedimientos de
correlación de símbolos y emiten los símbolos modificados a los
decorrelacionadores (2475a y 2475b) de símbolos.
La figura 45 es una vista que muestra una
realización para multiplexar el subflujo demultiplexado. En esta
realización, los decorrelacionadores (2474a y 2474b) deciden las
palabras de célula que incluyen los bits. Los mux (2475a y 2475b)
multiplexan las palabras de célula decididas según la señal de
selección de mux. Las palabras de célula demultiplexadas se
introducen en uno cualquiera de los primeros mux (2475a2 y 2475b2) a
los mux (2475a3 y 2475b3) de orden n.
Los primeros mux (2475a2 y 2475b2) a los mux
(2475a3 y 2475b3) de orden n cambian el orden de los bits en las
palabras de célula introducidas según la señal de selección de mux.
La señal de selección de mux puede cambiarse según la tasa de
código de la codificación de corrección de errores o el
procedimiento de correlación de símbolos. Con el fin de generar un
flujo y los flujos de bits suministrados a los mux, el orden de
seleccionar el subflujo puede cambiarse según la señal de selección
de mux.
Los primeros demux (2475a1 y 2475b1) emiten los
flujos de bits decorrelacionados con símbolos a uno cualquiera de
los primeros mux (2475a2 y 2475b2) a los mux (2475a3 y 2475b3) de
orden n según la señal de selección de mux. Los primeros submux
(2475a1 y 2475b1) pueden recibir los subflujos multiplexados
mediante los primeros mux (2475a2 y 2475b2) a los mux (2475a3 y
2475b3) de orden n y emitir un flujo, según la señal de selección de
mux.
Las palabras de célula que incluyen los bits
cambiados se introducen en los entrelazadores (2476a y 2476b) de
bits, y los desentrelazadores (2476a y 2476b) de bits desentrelazan
los bits de entrada y emiten los bits desentrelazados.
La figura 46 es un diagrama de bloques que
ilustra un demodulador de decodificación según la presente
invención. El demodulador de decodificación puede incluir varios
bloques de función que corresponden a la unidad de codificación y
modulación. En esta realización, el demodulador de decodificación de
la figura 16 puede incluir un primer desentrelazador (251), un
primer decodificador (253), un segundo desentrelazador (255) y un
segundo decodificador (257). El segundo desentrelazador (255) puede
estar contenido selectivamente en el demodulador de
decodificación.
El primer desentrelazador (251) actúa como
desentrelazador interno, y puede realizar un desentrelazado del
flujo de PLP de orden p generado a partir del analizador sintáctico
de tramas.
El primer decodificador (253) actúa como
decodificador interno, puede realizar una corrección de errores de
los datos desentrelazados, y puede usar un algoritmo de
decodificación con corrección de errores basándose en el esquema de
LDPC.
El segundo desentrelazador (255) actúa como
entrelazador externo, y puede realizar un desentrelazado de los
datos con decodificación de corrección de errores.
El segundo decodificador (257) actúa como
decodificador externo. Los datos desentrelazados por el segundo
desentrelazador (255) o corregidos respecto a errores por el primer
decodificador (253) se corrigen de nuevo respecto a errores, de
modo que el segundo decodificador (257) emite los datos que se han
vuelto a corregir respecto a errores. El segundo decodificador
(257) decodifica datos usando el algoritmo de decodificación de
corrección de errores basándose en el esquema BCH, de modo que emite
los datos decodificados.
El primer desentrelazador (251) y el segundo
desentrelazador (255) pueden convertir el error de ráfaga generado
en los datos contenidos en el flujo de PLP en un error aleatorio. El
primer decodificador (253) y el segundo decodificador (257) pueden
corregir los errores contenidos en los datos.
El demodulador de decodificación muestra
procesos de operación asociados con un único flujo de PLP. Si existe
el número p de flujos, es necesario el número p de demoduladores de
decodificación, o el demodulador de decodificación puede decodificar
repetidamente datos de entrada p veces.
La figura 47 es un diagrama de bloques que
ilustra un procesador de salida según la presente invención. El
procesador de salida puede incluir el número p de analizadores
(251a, ... 261p) sintácticos de tramas de banda base (BB), un
primer fusionador (263a) de servicio, un segundo fusionador (263b)
de servicio, un primer demultiplexador (265a) y un segundo
demultiplexador (265b).
Los analizadores (261a, ..., 261p) sintácticos
de tramas de BB eliminan cabeceras de trama de BB de los flujos de
PLP primero a de orden p según las trayectorias de PLP recibidas, y
emiten el resultado eliminado. Esta realización muestra que se
transmiten datos de servicio a al menos dos flujos. Un primer flujo
es un flujo MPEG-2 TS, y un segundo flujo es un
flujo GS.
El primer fusionador (263a) de servicio calcula
la suma de datos de servicio contenidos en la carga útil de al
menos una trama de BB, de modo que emite la suma de datos de
servicio como un único flujo de servicio. El primer demultiplexador
(255a) puede demultiplexar el flujo de servicio, y emitir el
resultado demultiplexado.
De este modo, el segundo fusionador (263b) de
servicio calcula la suma de los datos de servicio contenidos en la
carga útil de al menos una trama de BB, de modo que puede emitir
otro flujo de servicio. El segundo demultiplexador (255b) puede
demultiplexar el flujo de servicio de formato GS, y emitir el flujo
de servicio demultiplexado.
La figura 48 es un diagrama de bloques que
ilustra un aparato para transmitir una señal según otra realización
de la presente invención. El aparato de transmisión de señales
incluye un compositor (310) de servicio, un divisor (320) de
frecuencia y un transmisor (400). El transmisor (400) codifica o
modula una señal que incluye un flujo de servicio que va a
transmitirse a cada banda de RF.
El compositor (310) de servicio recibe varios
flujos de servicio, multiplexa varios flujos de servicio que van a
transmitirse a canales de RF individuales, y emite los flujos de
servicio multiplexados. El compositor (310) de servicio emite
información de planificación, de modo que controla el transmisor
(400) usando la información de planificación, cuando el transmisor
(400) transmite la PLP a través de varios canales de RF. Mediante
esta información de planificación, el compositor (310) de servicio
modula varias tramas de servicio que van a transmitirse a los
diversos canales de RF mediante el transmisor (400), y transmite las
tramas de servicio moduladas.
El divisor (320) de frecuencia recibe un flujo
de servicio que va a transmitirse a cada banda de RF, y divide cada
flujo de servicio en varios subflujos, de modo que las bandas de
frecuencia RF individuales pueden asignarse a los subflujos.
El transmisor (400) procesa los flujos de
servicio que van a transmitirse a bandas de frecuencia individuales,
y emite los flujos resultantes procesados. Por ejemplo, en
asociación con un flujo de servicio específico que va a
transmitirse al primer canal de RF, el primer correlacionador (410)
correlaciona los datos de flujo de servicio de entrada para dar
símbolos. El primer entrelazador (420) entrelaza los símbolos
correlacionados para evitar el error de ráfaga.
El primer insertador (430) de símbolos puede
insertar una trama de señal equipada con una señal piloto (por
ejemplo, una señal piloto de dispersión o una señal piloto continua)
en la señal modulada.
El primer modulador (440) modula los datos
entrelazados mediante el esquema de modulación de señal. Por
ejemplo, el primer modulador (440) puede modular señales usando el
esquema de OFDM.
El primer insertador (450) de símbolos piloto
inserta la primera señal piloto y la segunda señal piloto en la
trama de señal, y puede transmitir la trama de señal de TFS.
Los datos de flujo de servicio transmitidos al
segundo canal de RF se transmiten a la trama de señal de TFS a
través de varios bloques (415, 425, 435, 445 y 455) de diferentes
trayectorias mostradas en el transmisor de la figura 18.
El número de trayectorias de procesamiento de
señales transmitidas desde el transmisor (400) puede ser igual al
número de canales de RF contenidos en la trama de señal de TFS.
El primer correlacionador (410) y el segundo
correlacionador pueden incluir respectivamente los demultiplexadores
(1313a y 1313b), y permitir cambiar las ubicaciones del MSB y el LSB
en la palabra de célula correlacionada con símbolos.
La figura 49 es un diagrama de bloques que
ilustra un aparato para recibir una señal según otra realización de
la presente invención. El aparato de recepción de señales puede
incluir una unidad (510) de recepción, una unidad (520) de
sincronización, un detector (530) de modos, un ecualizador (540), un
detector (550) de parámetros, un desentrelazador (560), un
decorrelacionador (570) y un decodificador (580) de servicio.
La unidad (500) de recepción puede recibir
señales de un primer canal de RF seleccionado por un usuario entre
la trama de señal. Si la trama de señal incluye varios canales de
RF, la unidad (500) de recepción realiza saltos de los diversos
canales de RF, y al mismo tiempo puede recibir una señal que incluye
la trama de servicio seleccionada.
La unidad (510) de sincronización adquiere la
sincronización de una señal de recepción, y emite la señal de
recepción sincronizada. El demodulador (520) puede demodular la
señal adquirida mediante sincronización. El detector (530) de modos
puede adquirir un modo de FFT (por ejemplo, longitud de operación de
FFT de 2k, 4k, 8k) de la segunda señal piloto usando la primera
señal piloto de la trama de señal.
El demodulador (520) demodula la señal de
recepción en el modo de FFT de la segunda señal piloto. El
ecualizador (540) realiza una estimación de canal de la señal de
recepción, y emite la señal resultante de la estimación de canal.
El desentrelazador (560) desentrelaza la señal de recepción de
canales ecualizados. El decorrelacionador (5709 decorrelaciona el
símbolo entrelazado usando el esquema de decorrelación de símbolos
que corresponde al esquema de correlación de símbolos de señal de
transmisión (por ejemplo, QAM).
El detector (550) de parámetros adquiere
información de parámetros físicos (por ejemplo, información de capa
1 (L1)) contenida en la segunda señal piloto a partir de la señal de
salida del ecualizador (540), y transmite la información de
parámetros físicos adquirida a la unidad (500) de recepción y la
unidad (510) de sincronización. La unidad (500) de recepción puede
cambiar el canal de RF a otro canal usando información de red
detectada por el detector (550) de parámetros.
\newpage
El detector (550) de parámetros emite
información asociada con servicio, el decodificador (580) de
servicio decodifica datos de servicio de la señal de recepción según
la información asociada con servicio desde el detector (550) de
parámetros, y emite los datos de servicio decodificados.
El decorrelacionador (570) puede incluir los mux
(2475a y 2475b) y emitir el flujo de bits obtenido restaurando el
orden de los bits de los que se cambian las ubicaciones del MSB y el
LSB según la tasa de código de la codificación de corrección de
errores y el procedimiento de correlación de símbolos.
A continuación en el presente documento, se
describirá un procedimiento para modular una primera señal piloto de
una trama de señal que tiene al menos una banda de RF y un
procedimiento y un aparato para recibir la primera señal piloto
modulada.
Los símbolos de PLP entrelazados en tiempo se
transmiten a través de regiones, que se dividen temporalmente en la
trama de señal. Los símbolos de PLP entrelazados en tiempo pueden
transmitirse a través de regiones, que se dividen en el dominio de
frecuencia, si existe una pluralidad de bandas de RF. Por
consiguiente, si la PLP se transmite o se recibe, puede obtenerse
una ganancia de diversidad. Un modo de corrección de errores y un
procedimiento de correlación de símbolos pueden cambiarse según
servicios que corresponden a flujos de transporte o pueden cambiarse
en el servicio.
Una primera señal piloto y una segunda señal
piloto se disponen en la ubicación inicial de la trama de señal que
tiene características de este tipo, como señal de preámbulo.
Como se describió anteriormente, la primera
señal piloto incluida en la trama de señal puede incluir un
identificador para identificar la trama de señal que tiene la
estructura descrita anteriormente. La primera señal piloto puede
incluir información acerca de la estructura de transmisión que
indica si la trama de señal se transmite o no a través de múltiples
trayectorias e información acerca de un modo de FFT de una señal que
sigue a la primera señal piloto. El receptor puede detectar la
trama de señal a partir de la primera señal piloto y obtener la
información acerca de la estimación de desfase de frecuencia de
portadora integral e información acerca del modo de FFT del símbolo
de datos.
La figura 50 es una vista que muestra una
realización de la estructura de una primera señal piloto. Una parte
designada mediante A es una parte útil de la primera señal piloto. B
designa el mismo prefijo cíclico que una primera parte de la parte
A en el dominio de tiempo y C designa el mismo sufijo cíclico que
una segunda parte de la parte A en la región de tiempo. La primera
parte puede duplicarse a partir de la segunda mitad de la parte A y
la segunda parte puede duplicarse a partir de la primera mitad de la
parte A.
B y C pueden obtenerse respectivamente
duplicando la primera parte y la segunda parte y realizando un
desplazamiento en frecuencia de las partes duplicadas. Una relación
entre B o C y A es como sigue.
En la ecuación anterior, SH designa una unidad
de desplazamiento del desplazamiento en frecuencia. Por
consiguiente; los valores de desplazamiento en frecuencia de las
partes B y C pueden ser inversamente proporcionales a las longitudes
de las partes B y C.
Si la primera señal piloto se configura mediante
desplazamiento en frecuencia del prefijo cíclico (B) y el sufijo
cíclico (C), la probabilidad de que el símbolo de datos se detecte
de manera errónea respecto al preámbulo es baja y la probabilidad
de que el preámbulo se detecte de manera errónea se reduce, aunque
los símbolos de datos que configuran la PLP y los símbolos que
configuran el preámbulo se modulan en el mismo modo de FFT.
Si se incluye una interferencia de onda continua
(CW) tal como una señal de TV analógica, se reduce la probabilidad
de que el preámbulo se detecte de manera errónea debido a una
componente de DC de ruido generada en un proceso de correlación.
Además, si el tamaño de la FFT aplicada a los símbolos de datos que
configuran la PLP es mayor que el de la FFT aplicada al preámbulo,
puede mejorarse el rendimiento de detección de preámbulo incluso en
un canal de dispersión de retardo que tiene una longitud igual a o
mayor que la de la parte A de símbolo útil del preámbulo. Puesto
que tanto el prefijo cíclico (B) como el sufijo cíclico (C) se usan
en el preámbulo, el desfase de frecuencia de portadora fraccional
puede estimarse mediante el proceso de correlación.
La figura 51 es una vista que muestra una
realización para detectar una señal de preámbulo mostrada en la
figura 50 y que estima un desfase de sincronismo y un desfase de
frecuencia. Esta realización puede incluirse en el detector (221) de
tramas o la unidad (222) de sincronización de tramas.
Esta realización puede incluir una primera
unidad (601) de retardo, una unidad (603) de cálculo de conjugada
compleja, un primer multiplicador (605), un segundo multiplicador
(607), un primer filtro (611), una segunda unidad (615) de retardo,
un tercer multiplicador (609), un segundo filtro (613), un cuarto
multiplicador (617), una unidad (619) de búsqueda de picos y una
unidad (621) de medición de fase.
La primera unidad (601) de retardo puede
retardar una señal recibida. Por ejemplo, la primera unidad (601) de
retardo puede retardar la señal recibida por la longitud de la parte
(A) de símbolo útil de la primera señal piloto.
La unidad (603) de cálculo de conjugada compleja
puede calcular la conjugada compleja de la primera señal piloto
retardada y emitir la señal calculada.
El primer multiplicador (605) puede multiplicar
la señal emitida desde la unidad (603) de cálculo de conjugada
compleja por la señal recibida y emitir la señal multiplicada.
Puesto que la primera señal piloto incluye las
partes B y C obtenidas mediante desplazamiento en frecuencia de la
parte A útil, los respectivos valores de correlación se obtienen
mediante el desplazamiento de las señales recibidas por las
respectivas cantidades de desplazamiento en frecuencia. En la
primera señal piloto, la parte B es una parte que se desplaza en
frecuencia de manera ascendente o se desplaza en frecuencia de
manera descendente desde la parte A, y C es una parte que se
desplaza en frecuencia de manera ascendente o se desplaza en
frecuencia de manera descendente desde la parte A.
Por ejemplo, si se usa la salida de la unidad
(603) de cálculo de conjugada compleja, la salida del primer
multiplicador (605) puede incluir el resultado de correlación de B
(o la conjugada compleja de B) y A (o la conjugada compleja de
A).
El segundo multiplicador (607) puede multiplicar
la señal emitida desde el primer multiplicador (605) por la cantidad
de desplazamiento en frecuencia (designada por ej\pif_{SH}t)
aplicada a la parte B y emitir la señal multiplicada.
El primer filtro (611) realiza un promedio en
movimiento durante un periodo predeterminado con respecto a la
señal emitida desde el segundo multiplicador (607). La parte de
promedio en movimiento puede pasar a ser la longitud del prefijo
cíclico (B) o la longitud del sufijo cíclico (C). En esta
realización, el primer filtro (611) puede calcular un promedio de
la señal incluida en la longitud de la parte B. Después, en el
resultado emitido desde el primer filtro 611, el valor de
correlación de las partes A y C incluidas en la parte, de la que se
calcula el promedio, pasa a ser sustancialmente cero y el resultado
de correlación de las partes B y A se mantiene. Puesto que la señal
de la parte B se multiplica por el valor de desplazamiento en
frecuencia mediante el segundo multiplicador (607), es igual a la
señal obtenida duplicando la segunda mitad de la parte A.
El tercer multiplicador (609) puede multiplicar
la señal emitida desde el primer multiplicador (605) por la cantidad
de desplazamiento en frecuencia (designada por -ej\pif_{SH}t)
aplicada a la parte C y emitir la señal multiplicada.
El segundo filtro (613) realiza un promedio en
movimiento durante un periodo predeterminado con respecto a la
señal emitida desde el tercer multiplicador (609). La parte de
promedio en movimiento puede pasar a ser la longitud del prefijo
cíclico (B) o la longitud del sufijo cíclico (C). En esta
realización, el segundo filtro (613) puede calcular el promedio de
la señal incluida en la longitud de la parte C. Después, en el
resultado emitido desde el segundo filtro (613), el valor de
correlación de las partes A y B incluidas en la parte, de la que se
calcula el promedio, pasa a ser sustancialmente cero y el resultado
de correlación de las partes C y A se mantiene. Puesto que la señal
de la parte C se multiplica por el valor de desplazamiento en
frecuencia mediante el tercer multiplicador (609), es igual a la
señal obtenida duplicando la primera mitad de la parte A.
La longitud T_{B} de la parte respecto a la
que se realiza el promedio en movimiento mediante el primer filtro
(611) y el segundo filtro (613) se exprime como sigue.
donde k designa un número entero.
En otras palabras, la unidad f_{SH} del desplazamiento en
frecuencia usado en las partes B y C puede decidirse por
k/TB.
\vskip1.000000\baselineskip
La segunda unidad (615) de retardo puede
retardar la señal emitida desde el primer filtro (611). Por ejemplo,
la segunda unidad (615) de retardo retarda la señal filtrada
mediante el primer filtro (611) por la longitud de la parte B y
emite la señal retardada.
El cuarto multiplicador (617) multiplica la
señal retardada mediante la segunda unidad (615) de retardo por la
señal filtrada mediante el segundo filtro (613) y emite la señal
multiplicada.
La unidad (619) de búsqueda de picos busca la
ubicación en la que se genera un valor pico a partir de la señal
multiplicada emitida desde el cuarto multiplicador (617) y emite la
ubicación buscada a la unidad (621) de medición de fase. El valor
pico y la ubicación pueden usarse para la estimación de desfase de
sincronismo.
La unidad (621) de medición de fase puede medir
la fase cambiada usando el valor pico y la ubicación emitida desde
la unidad (619) de búsqueda de picos y emitir la fase medida. El
valor de fase puede usarse para la estimación de desfase de
frecuencia de portadora fraccional.
Mientras tanto, un oscilador para generar la
frecuencia usada para realizar el desplazamiento en frecuencia
mediante el segundo multiplicador (607) y el tercer multiplicador
(609) puede generar cualquier error de fase.
Incluso en este caso, el cuarto multiplicador
(617) puede eliminar el error de fase del oscilador. Los resultados
emitidos desde el primer filtro (611) y el segundo filtro (613) y el
resultado emitido desde el cuarto multiplicador (617) pueden
expresarse mediante la siguiente ecuación.
\vskip1.000000\baselineskip
donde, y_{MAF1} e y_{MAF2}
designan respectivamente las salidas del primer filtro (611) y del
segundo filtro (613), e y_{Prod} designa la salida del cuarto
multiplicador (617). Además, a1 y a2 designan respectivamente los
niveles de los resultados de correlación y \Deltaf y \theta
designan respectivamente el desfase de frecuencia y el error de fase
del
oscilador.
\vskip1.000000\baselineskip
Por consiguiente, y_{MAF1} e y_{MAF2} pueden
incluir los errores de fase del oscilador que tienen diferentes
signos, aunque el error de fase del oscilador se elimina en el
resultado del cuarto multiplicador (617). Por consiguiente, el
desfase de frecuencia \Deltaf puede estimarse independientemente
del error de fase del oscilador del aparato de recepción de
señales.
El desfase de frecuencia estimado puede
expresarse mediante la siguiente ecuación.
\vskip1.000000\baselineskip
donde, el desfase de frecuencia
estimado \Deltaf es 0<=
\Deltaf<0,5.
\vskip1.000000\baselineskip
La figura 52 es una vista que muestra otra
realización de la estructura de la primera señal piloto. En la
primera señal piloto, el desplazamiento en frecuencia de la primera
mitad de la parte A útil es el prefijo cíclico (B) y el
desplazamiento en frecuencia del segundo desplazamiento de la parte
A útil es el sufijo cíclico (C). Las longitudes de la parte A útil
para generar las partes B y C pueden ser, por ejemplo, 1/2 de la
longitud de la parte A, y las longitudes de B y C pueden ser
diferentes.
La figura 53 es una vista que muestra una
realización para detectar la primera señal piloto mostrada en la
figura 52 y medir un desfase de sincronismo y un desfase de
frecuencia usando el resultado detectado. En esta realización, por
motivos de una descripción más conveniente, B y C designan
respectivamente el prefijo cíclico y el sufijo cíclico obtenidos
mediante desplazamiento en frecuencia de 1/2 de la longitud de la
parte A.
Esta realización incluye una primera unidad
(601) de retardo, una unidad (603) de cálculo de conjugada compleja,
un primer multiplicador (605), un segundo multiplicador (607), un
primer filtro (611), una segunda unidad (615) de retardo, un tercer
multiplicador (609), un segundo filtro (613), un cuarto
multiplicador (617), una unidad (619) de búsqueda de picos y una
unidad (621) de medición de fase. Es decir, esta realización es
igual a la realización de la figura 51, aunque las características
de las componentes pueden cambiarse según la longitud de la parte A
mediante la que se generan las partes B y C. B designa una parte
desplazada en frecuencia de manera descendente desde la parte A, y
C designa una parte desplazada en frecuencia de manera ascendente
desde la parte A.
La primera unidad (601) de retardo puede
retardar una señal recibida. Por ejemplo, la primera unidad (601) de
retardo puede retardar la señal recibida por 1/2 de la longitud de
la parte A de símbolo útil de la primera señal piloto.
La unidad (603) de cálculo de conjugada compleja
puede calcular la conjugada compleja de la primera señal piloto
retardada y emitir la señal calculada.
El primer multiplicador (605) puede multiplicar
la señal emitida desde la unidad (603) de cálculo de conjugada
compleja por la señal recibida y emitir la señal multiplicada.
El segundo multiplicador (607) puede multiplicar
la señal emitida desde el primer multiplicador (605) por la cantidad
de desplazamiento en frecuencia (designada por ej\pif_{SH}t)
aplicada a la parte B y emitir la señal multiplicada.
El primer filtro (611) realiza un promedio en
movimiento durante un periodo predeterminado con respecto a la
señal emitida desde el segundo multiplicador (607). La parte de
promedio en movimiento puede pasar a ser la longitud del prefijo
cíclico (B). En esta realización, el primer filtro (611) puede
calcular el promedio de la señal incluida en la longitud de la
parte B. Después, en el resultado emitido desde el primer filtro
(611), el valor de correlación de las partes A y C incluidas en la
parte, de la que se calcula el promedio, pasa a ser sustancialmente
cero y el resultado de correlación de las partes B y se mantiene.
Puesto que la señal de la parte B se multiplica por el valor de
desplazamiento en frecuencia mediante el segundo multiplicador
(607), es igual a la señal obtenida duplicando la segunda mitad de
la parte A.
El tercer multiplicador (609) puede multiplicar
la señal emitida desde el primer multiplicador (605) por la cantidad
de desplazamiento en frecuencia (designada por -ej\pif_{SH}t)
aplicada a la parte C y emitir la señal multiplicada.
El segundo filtro (613) realiza un promedio en
movimiento durante un periodo predeterminado con respecto a la
señal emitida desde el tercer multiplicador (609). La parte de
promedio en movimiento puede pasar a ser la longitud del sufijo
cíclico (C). En esta realización, el segundo filtro (613) puede
calcular el promedio de la señal incluida en la longitud de la
parte C. Después, en el resultado emitido desde el segundo filtro
(613), el valor de correlación de A y B incluidas en la parte, de la
que se calcula el promedio, pasa a ser sustancialmente cero y el
resultado de correlación de las partes C y A se mantiene. Puesto que
la señal de la parte C se multiplica por el valor de desplazamiento
en frecuencia mediante el tercer multiplicador (609), es igual a la
señal obtenida duplicando la primera mitad de la parte A.
La segunda unidad (615) de retardo puede
retardar la señal emitida desde el primer filtro (611). Por ejemplo,
la segunda unidad (615) de retardo retarda la señal filtrada
mediante el primer filtro (611) por la longitud de la parte B + 1/2A
y emite la señal retardada.
El cuarto multiplicador (617) multiplica la
señal retardada mediante la segunda unidad (615) de retardo por la
señal filtrada mediante el segundo filtro 613 y emite la señal
multiplicada.
La unidad (619) de búsqueda de picos busca la
ubicación en la que se genera un valor pico a partir de la señal
multiplicada emitida desde el cuarto multiplicador (617) y emite la
ubicación buscada a la unidad (621) de medición de fase. El valor
pico y la ubicación pueden usarse para la estimación de desfase de
sincronismo.
La unidad (621) de medición de fase puede medir
la fase cambiada usando el valor pico y la ubicación emitida desde
la unidad (619) de búsqueda de picos y emitir la fase medida. El
valor de fase puede usarse para la estimación de desfase de
frecuencia de portadora fraccional.
Como se describió anteriormente, un oscilador
para generar la frecuencia usada para realizar el desplazamiento en
frecuencia mediante el segundo multiplicador (607) y el tercer
multiplicador (609) puede generar cualquier error de fase. Sin
embargo, incluso en esta realización, el cuarto multiplicador (617)
puede eliminar el error de fase del oscilador.
\newpage
Los resultados emitidos desde el primer filtro
(611) y desde el segundo filtro (613) y el resultado emitido desde
el cuarto multiplicador (617) pueden expresarse mediante la
siguiente ecuación.
donde, y_{MAF1} e y_{MAF2}
designan respectivamente las salidas del primer filtro (611) y del
segundo filtro (613), e y_{Prod} designa las salidas del cuarto
multiplicador (617). Además, a1 y a2 designan respectivamente los
niveles de los resultados de correlación y \Deltaf y \theta
designan respectivamente el desfase de frecuencia y el error de fase
del
oscilador.
\vskip1.000000\baselineskip
Por consiguiente, y_{MAF1} e y_{MAF2} pueden
incluir los errores de fase del oscilador que tienen diferentes
signos, aunque el error de fase del oscilador se elimina en el
resultado del cuarto multiplicador (617). Por consiguiente, el
desfase de frecuencia \Deltaf puede estimarse independientemente
del error de fase del oscilador del aparato de recepción de
señales.
El desfase de frecuencia estimado puede
expresarse mediante la siguiente ecuación.
donde, el desfase de frecuencia
estimado \Deltaf es
0<=\Deltaf<1.
\vskip1.000000\baselineskip
Es decir, puede generarse un solapamiento de
fase en un intervalo de 0,5<=\Deltaf <1 en el desfase de
frecuencia estimado en la [Ecuación 4], aunque no se genera
solapamiento de fase en el desfase de frecuencia estimado en la
[Ecuación 6]. Por consiguiente, el desfase de frecuencia puede
medirse con más precisión. La estructura de la primera señal piloto
puede usarse en el símbolo de datos y la segunda señal de
frecuencia. Si se usa una estructura de este tipo, puede mejorarse
el rendimiento de estimación de desfase tal como interferencia de CW
y puede mejorarse el rendimiento de recepción del receptor.
La figura 54 es una vista que muestra una
realización para detectar la primera señal piloto y medir un desfase
de sincronismo y un desfase de frecuencia usando el resultado
detectado.
Esta realización incluye una primera unidad
(601) de retardo, una tercera unidad (602) de retardo, una primera
unidad (603) de cálculo de conjugada compleja, una segunda unidad
(604) de cálculo de conjugada compleja, un primer multiplicador
(605), un quinto multiplicador (606), un segundo multiplicador
(607), un primer filtro (611), una segunda unidad (615) de retardo,
un tercer multiplicador (609), un segundo filtro (613), un cuarto
multiplicador (617), una unidad (619) de búsqueda de picos y una
unidad (621) de medición de fase.
En esta realización, la primera unidad (601) de
retardo puede retardar una señal recibida. Por ejemplo, la primera
unidad (601) de retardo puede retardar la señal recibida por la
longitud del sufijo cíclico.
La tercera unidad (602) de retardo puede
retardar la señal retardada mediante la primera unidad (601) de
retardo. Por ejemplo, la tercera unidad (602) de retardo retarda
además la señal por una diferencia entre la longitud del prefijo
cíclico y la longitud del sufijo cíclico.
La primera unidad (603) de cálculo de conjugada
compleja puede calcular la conjugada compleja de la señal retardada
mediante la tercera unidad (602) de retardo y emitir la señal
calculada. La segunda unidad (604) de cálculo de conjugada compleja
puede calcular la conjugada compleja de la señal retardada mediante
la primera unidad (601) de retardo y emitir la señal calculada.
El primer multiplicador (605) puede multiplicar
la señal emitida desde la primera unidad (603) de cálculo de
conjugada compleja por la señal recibida y emitir la señal
multiplicada. El quinto multiplicador (606) puede multiplicar la
conjugada compleja calculada mediante la segunda unidad (604) de
cálculo de conjugada compleja por la señal recibida y emitir la
señal multiplicada.
El segundo multiplicador (607) puede multiplicar
la señal emitida desde el primer multiplicador (605) por la cantidad
de desplazamiento en frecuencia (designada por ej\pif_{SH}t)
aplicada a la parte B y emitir la señal multiplicada.
El primer filtro (611) realiza un promedio en
movimiento durante un periodo predeterminado con respecto a la señal
emitida desde el segundo multiplicador (607). La parte de promedio
en movimiento puede pasar a ser la longitud de la parte (A) útil de
la primera señal piloto.
El tercer multiplicador (609) puede multiplicar
la señal emitida desde el segundo multiplicador (604) por la
cantidad de desplazamiento en frecuencia (designada por
-ej\pif_{SH}t) aplicada a la parte C y emitir la señal
multiplicada.
El segundo filtro (613) realiza un promedio en
movimiento durante un periodo predeterminado con respecto a la señal
emitida desde el tercer multiplicador (609). La parte de promedio en
movimiento puede pasar a ser la longitud de la parte A útil de la
primera señal piloto.
La segunda unidad (615) de retardo puede
retardar la señal emitida desde el primer filtro (611). Por ejemplo,
la segunda unidad (615) de retardo retarda la señal filtrada
mediante el primer filtro (611) por la longitud de la parte (A) útil
de la primera señal piloto y emite la señal retardada.
El cuarto multiplicador (617) multiplica la
señal retardada mediante la segunda unidad (615) de retardo por la
señal filtrada mediante el segundo filtro (613) y emite la señal
multiplicada. El cuarto multiplicador (617) puede eliminar el error
de fase del oscilador.
Las operaciones de la unidad (619) de búsqueda
de picos y la unidad (621) de medición de fase son iguales a las de
la realización descrita anteriormente. La unidad (619) de búsqueda
de picos busca la ubicación en la que se genera un valor pico a
partir de la señal multiplicada emitida desde el cuarto
multiplicador (617) y emite la ubicación buscada a la unidad (621)
de medición de fase. El valor pico y la ubicación pueden usarse para
la estimación de desfase de sincronismo.
La figura 55 es una vista que muestra otra
realización de la estructura de la primera señal piloto.
La primera señal piloto tiene una estructura de
conjunto de secuencia complementario (CSS). La señal de la
estructura de CSS tiene un buen rendimiento para autocorrelación y
es muy eficaz a la hora de detectar el preámbulo de la trama de
señal usando dos secuencias A y B de esta figura.
El intervalo A_{B} y el intervalo A_{C} son
intervalos desplazados en frecuencia desde el intervalo A por la
misma cantidad de desplazamiento en frecuencia, respectivamente.
Esta estructura de señal hace posible estimar un rango completo de
desfase de frecuencia de portadora.
La figura 56 es una vista que muestra otra
realización de la estructura de la primera señal piloto ilustrada
en la figura 55. La operación de la realización en esta figura es la
misma que la de la realización de la figura 51. Sin embargo, la
primera unidad (601) de retardo retarda la mitad de la longitud del
intervalo A.
En el caso de que se reciban señales de eco que
tienen una diferencia de media longitud de T_{A} a través de
canales de dos trayectorias, el intervalo A_{B} y el intervalo
A_{C} de las señales se solapan en un receptor. Si una fase de
una primera señal de eco está opuesta a una fase de una segunda
señal de eco de las señales, las señales se desvanecen desfasándose
entre sí. Por consiguiente, el receptor no puede detectar las dos
señales de eco. El siguiente dibujo da a conocer un ejemplo de la
primera señal piloto que puede solucionar este problema.
La figura 57 es una vista que muestra otra
realización de la estructura de la primera señal piloto. En esta
realización, el intervalo AC se desplaza en frecuencia desde el
intervalo B, no el intervalo A, y la dirección de desplazamiento en
frecuencia de B a B es la opuesta a la dirección de desplazamiento
en frecuencia de A a A. Entonces, la dirección del desplazamiento
en frecuencia entre BC y B es la misma que la dirección del
desplazamiento en frecuencia entre A y A_{C} de la señal en la
figura 56 de modo que puede detectarse la primera señal piloto.
Y aunque un receptor reciba las dos señales de
eco a través de dos trayectorias, de las que los ecos tienen una
diferencia tal como una longitud de T_{A}, puede detectarse una
señal de las dos señales porque los intervalos A_{B} y B_{C} de
las señales recibidas son diferentes.
La figura 58 es una vista que muestra una
realización de un procedimiento para transmitir una señal.
Un flujo de servicio se modula a una PLP (S110).
La PLP puede generarse modulando un flujo de servicio tal como un
flujo de transporte y un paquete de GSE, en el que se realizan una
codificación de corrección de errores y una correlación de símbolos
en el flujo de servicio. El flujo de servicio modulado puede
distribuirse en al menos una trama de señal y puede transmitirse
sobre al menos un canal físico como una PLP. Por ejemplo, un
proceso de modulación de un flujo de servicio a una PLP puede
realizarse mediante las siguientes etapas S110a a S110d.
Un flujo de servicio tal como un flujo de
transporte y un paquete de GSE que transfiere servicio se somete a
codificación de corrección de errores (S110a). Un esquema de
codificación con corrección de errores puede cambiarse según los
flujos de servicio.
Puede usarse un esquema de codificación de
corrección de errores de LDPC ya que el esquema de codificación de
corrección de errores y la codificación de corrección de errores
pueden realizarse a diversas tasas de código. Los bits que se
someten a codificación de corrección de errores según una tasa de
código de corrección de errores específica pueden incluirse en un
bloque con codificación de corrección de errores según el modo de
codificación de corrección de errores. Si el esquema de codificación
de corrección de errores es el LDPC, pueden usarse un modo normal
(64800 bits) y un modo corto (16200 bits).
Se entrelaza el flujo de servicio con
codificación de corrección de errores (S110b). El entrelazado puede
realizarse diferenciando las direcciones para escritura y lectura de
los bits incluidos en el bloque con codificación de corrección de
errores en y desde una memoria. El número de filas y el número de
columnas de la memoria puede cambiarse según el modo de
codificación de corrección de errores. El entrelazado puede
realizarse en la unidad de los bloques con codificación de
corrección de errores.
Los bits entrelazados del flujo de servicio se
correlacionan con símbolos (S110c). Un procedimiento de correlación
de símbolos puede cambiarse según flujos de servicio o en el flujo
de servicio. Por ejemplo, como procedimiento de correlación de
símbolos, pueden usarse un procedimiento de correlación de símbolos
de orden superior y un procedimiento de correlación de símbolos de
orden inferior. Cuando los símbolos se correlacionan, los bits
entrelazados del flujo de servicio pueden demultiplexarse según el
procedimiento de correlación de símbolos o la tasa de código del
código de corrección de errores, y los símbolos pueden
correlacionarse usando los bits incluidos en los subflujos
demultiplexados. Después, puede cambiarse la secuencia de los bits
en la palabra de célula correlacionados con los símbolos.
Se entrelazan los símbolos correlacionados
(S110d). Los símbolos correlacionados pueden entrelazarse en la
unidad de bloques con codificación de corrección de errores. Los
entrelazadores (132a y 132b) en tiempo pueden entrelazar los
símbolos en la unidad de bloques con codificación de corrección de
errores. Es decir, el flujo de servicio se entrelaza de nuevo en el
nivel de símbolo.
La PLP modulada como se describió anteriormente
se asigna en al menos una trama de señal y un preámbulo que incluye
una primera señal piloto se dispone en una parte de comienzo de la
trama de señal (S150). La asignación de la PLP puede describirse
como sigue.
Los símbolos entrelazados del flujo de servicio
se dividen, los símbolos divididos se asignan a una trama de señal
que tiene al menos una banda de frecuencia y que incluye ranuras que
se dividen temporalmente en las bandas de frecuencia, y un
preámbulo que incluye una primera señal piloto se dispone en una
parte inicial de la trama de señal. Los símbolos entrelazados del
flujo de servicio pueden configurar la PLP con respecto al flujo de
servicio para proporcionar el servicio. Los símbolos que configuran
la PLP pueden dividirse y asignarse a la trama de señal. La PLP
puede asignarse a al menos una trama de señal que tiene al menos una
banda de frecuencia. Si se dispone una pluralidad de bandas de
frecuencia, los símbolos que configuran la PLP pueden disponerse en
las ranuras desplazadas entre las bandas de frecuencia. Los bits
incluidos en el flujo de servicio pueden disponerse en la trama de
señal en la unidad de bloques entrelazados con codificación de
corrección de errores.
La trama de señal se convierte en un dominio de
tiempo según un esquema de OFDM (S160).
El prefijo cíclico obtenido desplazando en
frecuencia una primera parte de una parte útil de la primera señal
piloto y el sufijo cíclico obtenido desplazando en frecuencia una
segunda parte de la parte útil se insertan en la primera señal
piloto en el dominio de tiempo (S170). Si el preámbulo no se inserta
en el dominio de frecuencia, el preámbulo que incluye la primera
señal piloto y la segunda señal piloto puede insertarse en el
dominio de tiempo. La primera señal piloto del dominio de tiempo
puede incluir la parte útil, el prefijo cíclico de la primera parte
de la parte útil y el sufijo cíclico de la segunda parte de la parte
útil. La primera parte puede ser una parte más posterior o la parte
más anterior de la parte útil. La segunda parte puede ser la parte
más anterior o la parte más posterior de la parte útil.
La trama de señal que incluye la primera señal
de trama se transmite sobre al menos un canal de RF (S180).
Puesto que la parte útil de la primera señal
piloto incluye el prefijo cíclico y el sufijo cíclico desplazados en
frecuencia, la trama de señal puede identificarse claramente como la
estructura de la primera señal piloto. El desfase de sincronismo o
el desfase de frecuencia puede estimarse y compensarse el uso de la
estructura de la primera señal piloto.
La figura 59 es una vista que muestra una
realización de un procedimiento para recibir una señal.
\newpage
Una señal se recibe desde una banda de
frecuencia específica que transfiere tramas de señal (S210). La
trama de señal puede transmitirse sobre al menos una banda de
frecuencia. La señal puede recibirse desde una banda de frecuencia
específica.
A partir de la señal recibida, se identifica una
primera señal piloto que incluye un prefijo cíclico obtenido
desplazando en frecuencia una primera parte de una parte útil y un
sufijo cíclico obtenido desplazando en frecuencia una segunda parte
de la parte útil, y la trama de señal que incluye las PLP se
demodula mediante el esquema de OFDM usando la primera señal piloto
(S220). El proceso de demodulación que usa la primera señal piloto
se describirá con detalle más adelante.
La trama de señal identificada se analiza
sintácticamente (S230). La trama de señal puede incluir al menos
una banda de frecuencia. En la trama de señal, una primera PLP que
incluye los bloques con codificación de corrección de errores de
los símbolos, con los que se correlaciona el flujo de servicio,
puede asignarse a símbolos de OFDM junto con una segunda PLP que
incluye los bloques con codificación de corrección de errores de
otro flujo de servicio. Si la trama de señal incluye una pluralidad
de bandas de frecuencia, los bloques con codificación de corrección
de errores de la PLP pueden asignarse a los símbolos de OFDM que se
desplazan temporalmente en la pluralidad de bandas de
frecuencia.
Un servicio puede obtenerse a partir de la PLP
de la trama de señal analizada sintácticamente (S240), en la que
este proceso se describe en las etapas S240a a S240c.
Los símbolos, con los que se correlaciona el
flujo de servicio, se desentrelazan de la trama de señal analizada
sintácticamente (S240a). El desentrelazado puede realizarse en el
nivel de símbolo con el que se correlaciona el flujo de servicio.
Por ejemplo, los desentrelazadores (245a y 245b) en tiempo pueden
desentrelazar los bloques con codificación de corrección de errores
que incluyen los símbolos, con los que se correlaciona el flujo de
servicio.
Entonces, los símbolos desentrelazados se
correlacionan para obtener el flujo de servicio (S240b). Cuando se
realiza la decorrelación de los símbolos, puede emitirse una
pluralidad de subflujos obtenidos realizando la decorrelación de
los símbolos, pueden multiplexarse los subflujos emitidos y puede
emitirse el flujo de servicio con codificación de corrección de
errores. El esquema de multiplexación puede cambiarse según el
procedimiento de correlación de símbolos y la tasa de código de
corrección de errores. El procedimiento de decorrelación de
símbolos puede cambiarse en un flujo de servicio o según flujos de
servicio.
El flujo de servicio se desentrelaza y el flujo
de servicio desentrelazado se somete a codificación de corrección de
errores (240c).
Según un aparato para transmitir y recibir una
señal y un procedimiento para transmitir y recibir una señal de la
presente invención, es posible detectar y restaurar fácilmente una
señal transmitida. Además, es posible mejorar el rendimiento de
transmisión/recepción de señales del sistema de
transmisión/recepción.
La figura 60 es un diagrama de flujo que ilustra
una realización para identificar una primera señal piloto y estimar
un desfase en un proceso de demodulación.
La primera señal piloto incluye el prefijo
cíclico obtenido desplazando en frecuencia la primera parte de la
parte útil de la misma y el sufijo cíclico obtenido desplazando en
frecuencia la segunda parte de la parte útil de la misma. El
desfase de sincronismo y el desfase de frecuencia pueden calcularse
usando la primera señal piloto como sigue.
Se retarda (S311) la señal recibida. Por
ejemplo, la parte de retardo puede ser la parte útil de la primera
señal piloto o 1/2 de la parte útil. Como alternativa, la parte de
retardo puede ser la longitud del prefijo cíclico o la longitud del
sufijo cíclico.
Se calcula (S313) la conjugada compleja de la
señal retardada.
Se multiplican (S315) la conjugada compleja de
la señal recibida y la señal retardada. La señal retardada
multiplicada por la conjugada compleja puede ser la señal que tiene
la longitud descrita anteriormente. Si la señal de retardo es la
longitud del prefijo cíclico o el sufijo cíclico, puede calcularse
la conjugada compleja de la señal retardada.
La señal multiplicada por la conjugada compleja
se desplaza inversamente según el desplazamiento en frecuencia del
prefijo cíclico (S317). Es decir, la señal multiplicada por la
conjugada compleja se desplaza la cantidad de desplazamiento
inverso de la cantidad de desplazamiento en frecuencia de la señal
de prefijo cíclico. Es decir, una señal que se desplaza en
frecuencia de manera ascendente se desplaza en frecuencia de manera
descendente (o la señal que se desplaza en frecuencia de manera
descendente se desplaza en frecuencia de manera ascendente).
Después, se calcula un promedio con respecto a
la señal que se desplaza inversamente según el desplazamiento en
frecuencia del prefijo cíclico (S319). La parte de la que se calcula
el promedio puede pasar a ser la longitud del prefijo cíclico o la
longitud de la parte A útil de la primera señal piloto según las
realizaciones. Puesto que el promedio se calcula con respecto a la
señal que tiene la misma longitud junto con la señal recibida, el
valor promedio en movimiento puede emitirse junto con la señal
recibida.
La señal de la que se calcula el promedio se
retarda (S321). La parte de retardo puede pasar a ser la suma de la
longitud del prefijo cíclico y la longitud de 1/2 del periodo útil,
la longitud del prefijo cíclico o la longitud de la parte A útil de
la primera señal piloto, según la realización.
La señal multiplicada en la etapa S315 se
desplaza inversamente según el desplazamiento en frecuencia del
sufijo cíclico (S323). La señal multiplicada por la conjugada
compleja se desplaza la cantidad de desplazamiento inverso de la
cantidad de desplazamiento en frecuencia de la señal de sufijo
cíclico. Es decir, una señal que se desplaza en frecuencia de
manera ascendente se desplaza en frecuencia de manera descendente (o
la señal que se desplaza en frecuencia de manera descendente se
desplaza en frecuencia de manera ascendente).
Se calcula un promedio con respecto a la señal
que se desplaza inversamente según el desplazamiento en frecuencia
del sufijo cíclico (S325). El promedio en movimiento se realiza con
respecto a la señal que corresponde a la longitud del sufijo
cíclico calculado o la longitud de la parte útil de la primera señal
piloto según las realizaciones.
La señal retardada en la etapa S321 y la señal
de la que se calcula el promedio en la etapa S325 se multiplican
(S327).
Se busca una ubicación pico del resultado
multiplicado (S329) y se mide la fase de la señal usando el pico
(S331). El pico buscado puede usarse para estimar el desfase de
sincronismo y la fase medida puede usarse para estimar el desfase de
frecuencia.
En este diagrama de flujo, pueden cambiarse la
longitud del sufijo cíclico, la longitud del prefijo cíclico y la
cantidad de desplazamiento inverso en frecuencia.
Según el aparato para transmitir y recibir la
señal y el procedimiento para transmitir y recibir la señal de la
invención, si el símbolo de datos que configura la PLP y los
símbolos que configuran el preámbulo se modulan en el mismo modo de
FFT, la probabilidad de que el preámbulo detecte el símbolo de datos
es baja y la probabilidad de que se detecte erróneamente el
preámbulo es reducida. Si se incluye una interferencia de onda
continua (CW) como la señal de TV analógica, la probabilidad de que
el preámbulo se detecte erróneamente por una componente de DC de
ruido generada en el momento de correlación es reducida.
Según el aparato para transmitir y recibir la
señal y el procedimiento para transmitir y recibir la señal de la
invención, si el tamaño de la FFT aplicada al símbolo de datos que
configura la PLP es mayor que el de la FFT aplicada al preámbulo,
el rendimiento de detección del preámbulo puede mejorarse incluso en
un canal de dispersión del retardo que tiene una longitud igual a o
mayor que la de la parte A de símbolo útil del preámbulo. Puesto
que tanto el prefijo cíclico (B) como el sufijo cíclico (C) se usan
en el preámbulo, puede estimarse el desfase de frecuencia de
portadora fraccional.
A continuación en el presente documento, se
describirá una realización para planificar una PLP dispuesta en una
trama de señal usando información de capa 1 incluida en una primera
señal piloto. Con el fin de facilitar la descripción de la
realización para planificar la PLP, se describirá con más detalle la
estructura de la trama de señal descrita anteriormente. La PLP
puede ser una PLP para suministrar un flujo de transporte de un
servicio de difusión o una PLP de periodo de seguridad (GP). La
PLP-GP indica una PLP que está ubicada en el borde
de cada trama de señal y suministra un servicio específico tal como
un servicio complementario durante un tiempo en el que el aparato de
recepción de señales cambia una banda de RF o un servicio.
En primer lugar, la figura 61 es una vista que
muestra la estructura de una trama de señal. En este dibujo, en un
preámbulo de la trama de señal, están ubicadas una primera señal
piloto P1 y una segunda señal piloto P2. La trama de señal puede
incluir símbolos de datos que incluyen al menos una PLP. La
estructura de la primera señal piloto se describió anteriormente.
La segunda señal piloto puede incluir información de capa 1. La
información de capa 1 puede incluir una señal de señalización
previa de L1 y una señal de señalización posterior de L1. La señal
de señalización previa de L1 puede incluir información por la que un
receptor puede recibir y decodificar la señal de señalización
posterior de L1. Puede incluirse información sobre la planificación
de PLP en la señal de señalización posterior de L1. La señal de
señalización posterior de L1 puede incluir una parte configurable
que incluye información que puede cambiarse en la unidad de un
intervalo de supertrama y una parte dinámica que incluye
información que puede cambiarse en la unidad de una única trama de
señal incluida en una supertrama. Es decir, la parte configurable
se define con respecto a una supertrama y la parte dinámica se
define con respecto a una trama de señal. La señal de señalización
posterior de L1 puede incluir además datos de CRC y datos de
relleno.
Con el fin de explicar la información de
planificación de la PLP para suministrar el flujo de servicio tal
como el flujo de transporte, se describirán dos modos de la trama de
señal.
La figura 62 es una vista que muestra dos modos
de una trama de señal. En un modo de TFS mostrado en el lado
izquierdo de este dibujo, la PLP se transmite sobre una pluralidad
de canales de RF. El modo de TFS es ventajoso en diversidad de
frecuencia y diversidad en el tiempo, pero es desventajoso porque
aumenta un tiempo de cambio de canal que se genera cuando se cambian
las bandas de RF.
\newpage
La supertrama incluye tres tramas de señal 1, 2
y 3. Por ejemplo, una primera PLP puede transmitirse a través de
(RF1, trama 2), (RF2, trama 3) y (RF3, trama 1) y una segunda PLP
puede transmitirse a través de (RF1, trama 1), (RF2, trama 2) y
(RF3, trama 3). Una tercera PLP puede transmitirse a través de (RF1,
trama 3), (RF2, trama 1) y (RF3, trama 2). La
PLP-GP puede incluir un servicio que se
proporcionará en un tiempo consumido cuando se cambia la banda de
RF o el servicio, y la longitud de entrelazado en tiempo para la
PLP-GP puede aumentarse según el número de RF
usadas en el modo de TFS, que puede ser igual al número de
sub-PLP de una PLP-GP
específica.
En un modo de FF, cada PLP se transmite a través
de una banda de RF fija. En el modo de FF mostrado en el lado
derecho de este dibujo, una primera PLP puede transmitirse a través
de (RF1, trama 1), (RF1, trama 2) y (RF3, trama 3), una segunda PLP
puede transmitirse a través de (RF2, trama 1), (RF2, trama 2) y
(RF2, trama 3), una tercera PLP puede transmitirse a través de
(RF3, trama 1), (RF3, trama 2) y (RF3, trama 3). En el modo de FF
no puede obtenerse el efecto de la diversidad de frecuencia, pero el
tiempo de cambio de canal puede reducirse. En la
PLP-GP, el tiempo de cambio de canal puede ajustarse
según el tamaño de la PLP-GP. En el caso de la
PLP-GP el tiempo de cambio de canal puede ajustarse
según la longitud de entrelazado en tiempo para la
PLP-GP.
A continuación en el presente documento, se
describirá una realización para planificar las PLP con el fin de
recibir eficazmente las PLP incluidas en la trama de señal.
La figura 63 es una vista que muestra un ejemplo
para planificar las PLP en la unidad de tramas de señal. Por
ejemplo, la información de capa 1 de la trama de señal puede incluir
la información mostrada en este dibujo.
La información de capa 1 incluye un parámetro
estático, un parámetro configurable y un parámetro dinámico tal como
se muestran en esta realización.
El parámetro estático de la información de capa
1 es como sigue.
Un CELL_ID (16 bits) indica un identificador de
una célula en la que se transmite la trama de señal. Un NETWORK_ID
(16 bits) indica un identificador de una red para transmitir la
trama de señal, y un NUM_RF (16 bits) indica el número de canales
de RF que incluye la trama de señal. Además, una FREQUENCY (32 bits)
indica una frecuencia central de cada uno de los canales de RF. Un
PILOT_PATTERN (3 bits) indica el patrón de un piloto dispersado
incluido en un símbolo de OFDM incluido en la trama de señal. Una
FRAME_LENGTH (10 bits) indica la longitud de la trama de señal.
El parámetro configurable de la información de
capa 1 es como sigue.
Un NUM_PLP (8 bits) indica el número de PLP
incluidas en la trama de señal. Un RF_SHIFT (8 bits) indica el
número de células de OFDM que deben desplazarse en el canal de RF
vecino de un canal de RF actual con el fin de obtener
sub-PLP que pertenecen a la misma PLP que las
sub-PLP recibidas a través del canal de RF
actual.
Un PLP_ID (8 bits) indica un identificador de
cada una de las PLP incluidas en la trama de señal. Una PLP_CR (3
bits) indica el valor de una tasa de código de codificación de
corrección de errores de la PLP.
Una PLP_MOD (4 bits) indica un procedimiento de
correlación de símbolos usado en la correlación de símbolos de la
PLP. Un PLP_FEC_BLOCK (1 bit) indica si la codificación de
corrección de errores de la PLP es un modo normal o un modo
corto.
Entre las PLP incluidas en la trama de señal,
puede haber una PLP que lleva información de capa 2 (L2) (o
señalización de L2) que es común a varias PLP en la trama de señal.
Esta PLP se denomina PLP común o PLPO. Una PLP0_CR (3 bits) indica
una tasa de código usada en un procedimiento de codificación de
corrección de errores de la PLP0. Un PLP0_MOD (4 bits) indica un
procedimiento de correlación de símbolos usado en la correlación de
símbolos de la PLP0. Un PLP0_FEC_BLOCK (1 bit) indica si la
codificación de corrección de errores de la PLP0 es un modo normal o
un modo corto.
El parámetro dinámico de la información de capa
1 es como sigue.
Un FRAME_IDX (8 bits) indica el índice de la
trama de señal en la supertrama. Una NOTIFICATION (1 bit) indica si
la trama de señal incluye o no un mensaje de NOTIFICATION que indica
un cambio de servicio o emergencia. Un L2_SIZE (18 bits) indica el
tamaño de información de capa 2 incluida en la trama de señal. Un
NOTIF_SIZE (18 bits) indica el tamaño del mensaje de
NOTIFICATION.
Con respecto a las PLP incluidas en la trama de
señal, un PLP_NUM_BLOCKS (8 bits) indica el número de bloques con
codificación de corrección de errores incluidos en cada una de las
PLP. Una PLP_START (20 bits) indica el número de una ranura
inicial, en la que se inicia cada una de las PLP, de las ranuras del
dominio de tiempo en una banda de frecuencia.
Con el fin de planificar las PLP o
PLP-GP, puede incluirse la siguiente información en
el parámetro dinámico con respecto a las PLP o
PLP-GP.
\global\parskip0.900000\baselineskip
Una SUPER_FRAME_LENGTH (3 bits) indica la
longitud de la supertrama que incluye una pluralidad de tramas de
señal. Como alternativa, puede incluirse una PLP_LENGTH que indica
la longitud de un bloque de entrelazado en tiempo de la PLP.
El bloque de entrelazado en tiempo indica una
unidad en la que una pluralidad de bloques con codificación de
corrección de errores se entrelazan cuando una PLP incluye la
pluralidad de bloques con codificación de corrección de errores. En
la realización del aparato de transmisión de señales, el
entrelazador en tiempo puede emitir un bloque de entrelazado en
tiempo entrelazado en tiempo.
Un PLP_MODE (1 bit) indica si la trama de señal
está en el modo de TFS o el modo de FF.
Un RF_ID (3 bits) indica un identificador de una
RF que incluye la sub-PLP actual entre las
sub-PLP incluidas en las PLP (o las
PLP-GP), o un índice de RF actual, que indica un
identificador del canal de RF actual, dentro de la trama de señal de
TFS.
Un PLP_IDX (3 bits) indica un índice de la
sub-PLP que está recibiéndose actualmente. Un
GP_PLP_
NUM_BLOCKS (8 bits) indica el número de bloques con codificación de corrección de errores de la PLP-GP con respecto a la PLP-GP.
NUM_BLOCKS (8 bits) indica el número de bloques con codificación de corrección de errores de la PLP-GP con respecto a la PLP-GP.
La información de capa 1 ilustrada puede pasar a
ser la información de planificación de las PLP o las
PLP-GP en la trama de señal.
La figura 64 es una vista que muestra la
estructura de una trama de señal usando información de
planificación.
En este ejemplo, la supertrama incluye una trama
de señal 1 y una trama de señal 2. Cada una de las tramas de señal
puede transmitirse a tres canales de RF, RF1, RF2 y RF3 (es decir
cada una de las tramas de señal se transmite sobre tres canales de
RF, RF1, RF2 y RF3). Las tres PLP incluidas en las tramas se
designan mediante PLP1, PLP2 y PLP3. Las tres PLP se asignan
respectivamente a los tres canales de RF según el modo de TFS.
El tamaño de una PLP puede calcularse mediante
la PLP_MOD (4 bits), el PLP_FEC_BLOCK (1 bit) y el PLP_NUM_BLOCKS (8
bits) (o el GP_PLP_NUM_BLOCKS (8 bits) en el caso de la
PLP-GP, que es la misma en la siguiente descripción)
en la información de capa 1.
Por ejemplo, el PLP_FEC_BLOCK puede indicar si
la longitud del bloque con codificación de corrección de errores de
la PLP es de 16200 bits o 64800 bits, la PLP_MOD puede indicar el
procedimiento de correlación de símbolos de los datos incluidos en
el bloque con codificación de corrección de errores. Por
consiguiente, puede calcularse con cuántos símbolos se correlaciona
cada uno de los bloques con codificación de corrección de errores.
El PLP_NUM_BLOCKS (8 bits) indica el número de bloques con
codificación de corrección de errores correlacionados con los
símbolos. Después, puede calcularse el tamaño de cada una de las
PLP.
La PLP1 mostrada en este dibujo se transmite
sobre las RF1 y RF2. Si la PLP1 se obtiene mediante la trama 1, el
identificador de RF actual (RF_ID) de la PLP1 es RF1 que es el
índice de RF, y el índice (PLP_IDX) de la sub-PLP1
es 0. En este ejemplo, el PLP_NUM_BLOCKS (8 bits) es 3, que se fija
arbitrariamente.
La PLP2 mostrada en este dibujo se transmite
sobre las RF2 y RF3. Si la PLP2 se obtiene mediante la trama 1, el
identificador de RF actual (RF_ID) de la PLP2 es RF2 que es el
índice de RF, y el índice (PLP_IDX) de la sub-PLP1
es 0. Por ejemplo, el PLP_NUM_BLOCKS (8 bits) puede ser 3.
La PLP3 mostrada en este dibujo se transmite
sobre las RF3 y RF3. Si la PLP3 se obtiene mediante la trama 1, el
identificador de RF actual (RF_ID) de la PLP3 es RF3 que es el
índice de RF, y el índice (PLP_IDX) de la sub-PLP3
es 0. Por ejemplo, el PLP_NUM_BLOCKS (8 bits) puede ser 3.
El tamaño de bits de la información descrita
anteriormente puede cambiarse. Según el ejemplo anterior, si se usa
el identificador de RF actual (RF_ID) en la trama de TFS de la
información de capa 1, puede determinarse en qué canales de RF están
ubicadas las PLP (o las sub-PLP) y las PLP pueden
planificarse y recibirse eficazmente.
Se describirá otra realización para planificar
las PLP con el fin de recibir eficazmente las PLP incluidas en la
trama de señal.
La figura 65 es una vista que muestra la
información de planificación incluida en la información de capa 1.
El parámetro estático, el parámetro configurable y el parámetro
dinámico en la información de capa 1 son iguales a los descritos en
la realización descrita anteriormente.
El CELL_ID (16 bits), el NETWORK_ID_NUM_RF (16
bits), PILOT_PATTERN (3 bits) y FRAME_LENGTH (10 bits) en el
parámetro estático de la información de capa 1 son iguales a los
descritos anteriormente.
Además, el NUM_PLP (8 bits), el RF_SHIFT (8
bits), el PLP_ID (8 bits), la PLP_CR (3 bits), la PLP_MOD (4 bits),
el PLP_FEC_BLOCK (1 bit), el PLP0_CR (3 bits), el PLP0_MOD (4 bits)
y el PLP0_FEC_BLOCK (1 bit) en el parámetro configurable de la
información de capa 1 son iguales a los descritos anteriormente.
\global\parskip1.000000\baselineskip
En esta realización, cada PLP-GP
del parámetro configurable puede incluir la siguiente
información.
Un GP_PLP_ID (8 bits) indica un identificador de
cada PLP-GP.
Una GP_PLP_CR (3 bits) indica una tasa de código
de codificación de corrección de errores de cada
PLP-GP.
Una GP_PLP_MOD (4 bits) indica un procedimiento
de correlación de símbolos de cada PLP-GP.
Un GP_PLP_FEC_BLOCK (1 bit) indica un modo de
codificación de corrección de errores de cada PLP-GP
y puede indicar un modo normal o un modo corto si el código de
corrección de errores es, por ejemplo, un LDPC.
Un PLP_RF_INDICATOR (6 bits) indica canales de
RF a los que se transmite la PLP (PLP-GP). El valor
detallado del PLP_RF_INDICATOR (6 bits) se describirá con detalle
posteriormente.
Un PLP_START_RF_ID (3 bits) indica un
identificador de un canal de RF que incluye una primera
sub-PLP de las sub-PLP incluidas en
la PLP (o la PLP-GP) en una supertrama de estructura
de TFS. Debido a que la PLP puede transmitirse a una pluralidad de
tramas de señal en una supertrama, el PLP_START_RF_ID (3 bits) puede
representar un identificador de un canal de RF en la trama de señal
en la que está ubicada por primera vez la PLP en la supertrama de
estructura de TFS.
Un GP_PLP_NUM_BLOCKS (8 bits) indica el número
de bloques con codificación de corrección de errores incluidos en la
PLP (o la PLP-GP).
El FRAME_IDX (8 bits), la NOTIFICATION (1 bit),
el L2_SIZE (18 bits), el NOTIF_SIZE (18 bits), el
PLP_NUM_BLOCKS (8 bits) y la PLP_START (20 bits) en el parámetro dinámico de la información de capa 1 son iguales a los descritos anteriormente.
PLP_NUM_BLOCKS (8 bits) y la PLP_START (20 bits) en el parámetro dinámico de la información de capa 1 son iguales a los descritos anteriormente.
El parámetro dinámico puede incluir la siguiente
información.
Un PLP_IDX (3 bits) indica un índice de una
sub-PLP actual de las PLP.
Por consiguiente, si el parámetro configurable
de la información de capa 1 incluye el identificador del canal de
RF que incluye la primera sub-PLP de las
sub-PLP incluidas en la PLP (o la
PLP-GP) (el identificador del canal de RF de la
trama de señal en la que está ubicada por primera vez la PLP en la
supertrama de estructura de TFS), puede comprobarse en qué canal de
RF está ubicada la PLP. Por consiguiente, es posible obtener
fácilmente la PLP.
La figura 66 es una vista que muestra una
supertrama que incluye una pluralidad de PLP que usan la información
de planificación mostrada en la figura 65.
En este ejemplo, la supertrama incluye una trama
de señal 1, una trama de señal 2, una trama de señal 3 y una trama
de señal 4. Cada una de las tramas de señal transmite una pluralidad
de PLP sobre tres canales de RF, RF1, RF2 y RF3 de seis canales de
RF posibles. Como se describió anteriormente, el PLP_IDX indica el
identificador de cada una de las sub-PLP incluidas
en cada una de las PLP.
En este ejemplo, la PLP1 incluye
sub-PLP que tienen los PLP_IDX de 0, 1, 2 y 3 en RF
1. Con respecto a la PLP1, un PLP_RF_INDICATOR es un elemento
binario {1 0 0 0 0 0}. Los seis elementos binarios incluidos en el
PLP_RF_INDICATOR indican los canales de RF usados por la PLP si la
trama de señal incluye seis canales de RF. Los elementos binarios
del PLP_RF_INDICATOR indican respectivamente {RF1, RF2, RF3, RF4,
RF5, RF6} y el identificador del canal de RF que corresponde a la
ubicación del elemento binario 1 es el canal de RF en el que está
ubicada la sub-PLP.
Esta realización incluye tres canales de RF. Si
los tres canales de RF son una parte de los seis canales de RF,
puesto que la sub-PLP de la PLP1 está ubicada sólo
en la RF1, el PLP_RF_INDICATOR pasa a ser {1 0 0 0 0 0}. Puede
considerarse que la PLP1 se transmite a la trama de señal del canal
de RF1 en el modo de FF.
Un PLP_START_RF_ID de la PLP1 indica el
identificador de la RF de la primera sub-PLP de las
sub-PLP de la PLP1 en una supertrama de estructura
de TFS, es decir, el identificador del canal de RF de la trama de
señal en la que está ubicada por primera vez la PLP1.
Puesto que la PLP1 se inicia en la RF1, el
PLP_START_RF_ID de la PLP1 pasa a ser el identificador de la RF1.
Aunque el PLP_NUM_BLOCKS de la PLP1 que indica el número de bloques
con codificación de corrección de errores incluidos en la PLP1 es 4,
puede cambiarse según las realizaciones.
La PLP2 incluye una sub-PLP que
tiene un PLP_IDX de 0 en RF2 y una sub-PLP que tiene
un PLP_IDX de 1 en la RF3. El PLP_RF_INDICATOR de la PLP2 es un
elemento binario {0 1 1 0 0 0}. Puesto que la PLP2 se transmite
sobre al menos dos canales de RF, puede considerarse que la PLP2 se
transmite en el modo de TFS.
\newpage
Un PLP_START_RF_ID de la PLP2 es RF2 que es el
identificador de la RF de la trama, en la que está ubicada la
sub-PLP inicial de la PLP2, de las
sub-PLP incluidas en la PLP2 en la supertrama de la
estructura de TFS. El PLP_START_RF_ID indica el identificador del
canal de RF de la trama de señal en la que está ubicada por primera
vez la PLP2. Por consiguiente, el PLP_START_RF_ID es RF2. Aunque el
PLP_NUM_BLOCKS de la PLP2 es 2, puede cambiarse según las
realizaciones.
La PLP3 incluye una sub-PLP que
tiene un PLP_IDX de 0 en RF3 y una sub-PLP que tiene
un PLP_IDX de 1 en la RF2. El PLP_RF_INDICATOR de la PLP3 es un
elemento binario {0 1 1 0 0 0}. Puesto que la PLP3 se transmite
sobre al menos dos canales de RF, puede considerarse que la PLP3 se
transmite en el modo de TFS.
Un PLP_START_RF_ID de la PLP3 es RF3 que es el
identificador de la RF de la trama, en la que está ubicada la
sub-PLP inicial de la PLP3, de las
sub-PLP incluidas en la PLP3 en la supertrama de la
estructura de TFS. El PLP_START_RF_ID indica el identificador del
canal de RF de la trama de señal en la que está ubicada por primera
vez la PLP3. Aunque el PLP_NUM_BLOCKS de la PLP3 es 2, puede
cambiarse según las realizaciones.
El entrelazador en tiempo del aparato de
transmisión de señales puede entrelazar los bloques con codificación
de corrección de errores de las PLP y emitir la pluralidad de
bloques con codificación de corrección de errores entrelazados a al
menos un bloque de entrelazado en tiempo. El tamaño del bloque de
entrelazado en tiempo incluido en la PLP o el tamaño de la PLP (o
la PLP-GP) puede calcularse mediante los valores de
la PLP_MOD (o la GP_PLP_MOD), el PLP_FEC_BLOCK (o GP_PLP_FEC_BLOCK)
y el PLP_NUM_BLOCKS (o el GP_PLP_NUM_BLOCKS).
Si el identificador de canal de RF
(PLP_START_RF_ID) de la trama de señal en la que se incluye por
primera vez la PLP en la supertrama del modo de TFS se usa en una
región en la que el parámetro configurable de la información de
capa 1 se fija como esta realización, el aparato de recepción de
señales puede obtener eficaz y fácilmente las PLP. Si el RF_SHIFT y
la PLP_START se usan según los tamaños de las PLP, pueden buscarse
de manera continua las ubicaciones a las que se asignan las PLP a
partir de la trama de señal.
Si el canal de RF se cambia en el modo de TFS,
la dirección de cambio del canal de RF puede ser una dirección como
la usada en el PLP_RF_INDICATOR.
A continuación en el presente documento, se
describirá otra realización para recibir eficazmente las PLP
incluidas en la trama de señal.
La figura 67 es una vista que muestra la
información de planificación incluida en información de capa 1. El
parámetro estático, el parámetro configurable y el parámetro
dinámico en la información de capa 1 son iguales a los descritos en
la realización descrita anteriormente.
Con más detalle, el CELL_ID (16 bits), el
NETWORK_ID (16 bits), el NUM_RF (16 bits), el PILOT_PATTERN (3 bits)
y la FRAME_LENGTH (10 bits) en el parámetro estático de la
información de capa 1 son iguales a los descritos anteriormente.
El NUM_PLP (8 bits), el RF_SHIFT (8 bits), el
PLP_ID (8 bits), la PLP_CR (3 bits), la PLP_MOD (4 bits), el
PLP_FEC_BLOCK (1 bit), el PLP0_CR (3 bits), el PLP0_MOD (4 bits) y
el PLP0_FEC_BLOCK (1 bit) en el parámetro configurable de la
información de capa 1 son iguales a los descritos anteriormente.
Cada PLP (o cada PLP-GP) del
parámetro configurable puede incluir la siguiente información.
Un GP_PLP_ID (8 bits) indica un identificador de
cada PLP-GP.
Una GP_PLP_CR (3 bits) indica una tasa de código
de codificación de corrección de errores de cada
PLP-GP.
Una GP_PLP_MOD (4 bits) indica un esquema de
correlación de símbolos de cada PLP-GP.
Un GP_PLP_FEC_BLOCK (1 bit) indica un modo de
codificación de corrección de errores de cada PLP-GP
y puede indicar un modo normal o un modo corto si el código de
corrección de errores es, por ejemplo, un LDPC.
Un PLP_RF_INDICATOR (6 bits) indica los canales
de RF a los que se transmite la PLP (PLP-GP).
Un GP_PLP_NUM_BLOCKS (8 bits) indica el número
de bloques con codificación de corrección de errores incluidos en la
PLP (o la PLP-GP).
El FRAME_IDX (8 bits), la NOTIFICATION (1 bit),
el L2_SIZE (18 bits), el NOTIF_SIZE (18 bits), el
PLP_NUM_BLOCKS (8 bits) y la PLP_START (20 bits) en el parámetro dinámico de la información de capa 1 son iguales a los descritos anteriormente.
PLP_NUM_BLOCKS (8 bits) y la PLP_START (20 bits) en el parámetro dinámico de la información de capa 1 son iguales a los descritos anteriormente.
El parámetro dinámico puede incluir la siguiente
información.
\newpage
Un PLP_START_RF_ID (3 bits) indica un
identificador de un canal de RF inicial en la trama de señal de TFS
con respecto a la PLP. Es decir, el PLP_START_RF_ID (3 bits) indica
un identificador del canal de RF que incluye una primera
sub-PLP de las sub-PLP incluidas en
la PLP (o la PLP-GP) en la trama de señal de
TFS.
Un PLP_IDX (3 bits) indica un índice de una
sub-PLP actual y puede describir un punto inicial de
la sub-PLP en la supertrama de la PLP.
La figura 68 es una vista que muestra una
supertrama que incluye una pluralidad de PLP que usan la información
de planificación mostrada en la figura 67.
En este ejemplo, la supertrama incluye una trama
de señal 1, una trama de señal 2, una trama de señal 3 y una trama
de señal 4. Cada una de las tramas de señal se transmite sobre tres
canales de RF, RF1, RF2 y RF3 e incluye una pluralidad de PLP. En
una PLP X (A, B), X designa el identificador de la PLP, A designa el
identificador de RF (PLP_START_RF_ID) en el está ubicada una primera
sub-PLP de las sub-PLP incluidas en
la PLP, en una trama de señal de TFS específica, B designa el
identificador (PLP_IDX) de la sub-PLP incluida en la
PLP.
Por ejemplo, el canal de RF1 incluye
PLP1(1,0), PLP1(1,1), PLP1(1,2) y
PLP1(1,3). Es decir, la sub-PLP inicial de
las sub-PLP de la PLP1 está ubicada en la RF1
(PLP_START_RF_ID) y el identificador de la sub-PLP
incluida en la PLP1 es de 0 a 4. Puede considerarse que la PLP1 en
la trama de señal se transmite a través del canal de RF1 en el modo
de FF.
Un PLP_RF_INDICATOR de la PLP1 es un elemento
binario {1 0 0 0 0 0}. Aunque el PLP_NUM_BLOCKS de la PLP1 que
indica el número de bloques con codificación de corrección de
errores incluidos en la PLP1 es 4, puede cambiarse según las
realizaciones.
Un PLP_RF_INDICATOR de la PLP2 es un elemento
binario {0 1 1 0 0 0}. Aunque el PLP_NUM_BLOCKS de la PLP2 es 2,
puede cambiarse según las realizaciones.
Puesto que la PLP3 se transmite a las RF3 y RF2,
un PLP_RF_INDICATOR de la PLP3 es un elemento binario {0 1 1 0 0
0}. Aunque el PLP_NUM_BLOCKS de la PLP3 es 2, puede cambiarse según
las realizaciones.
Si el identificador de canal de RF que incluye
una primera sub-PLP de las sub-PLP
incluidas en la PLP (o la PLP-GP) en la trama de
señal de TFS en la que el parámetro dinámico de la información de
capa 1 se fija como esta realización, el aparato de recepción de
señales puede obtener eficaz y fácilmente las PLP.
De manera similar, el tamaño del bloque de
entrelazado en tiempo o el tamaño de la PLP (o la
PLP-GP)
puede calcularse mediante los valores de la PLP_MOD (o la GP_PLP_MOD), el PLP_FEC_BLOCK
(o GP_PLP_FEC_BLOCK) y el PLP_NUM_BLOCKS (o el GP_PLP_NUM_BLOCKS). Si el identificador de canal de RF en el que se inicia la PLP se usa en una región en la que el parámetro dinámico de la información de capa 1 se fija como esta realización, el aparato de recepción de señales puede obtener eficaz y fácilmente las PLP. Si el RF_SHIFT y la PLP_START se usan según los tamaños de las PLP, pueden buscarse de manera continua las ubicaciones a las que se asignan las PLP a partir de la trama de señal.
puede calcularse mediante los valores de la PLP_MOD (o la GP_PLP_MOD), el PLP_FEC_BLOCK
(o GP_PLP_FEC_BLOCK) y el PLP_NUM_BLOCKS (o el GP_PLP_NUM_BLOCKS). Si el identificador de canal de RF en el que se inicia la PLP se usa en una región en la que el parámetro dinámico de la información de capa 1 se fija como esta realización, el aparato de recepción de señales puede obtener eficaz y fácilmente las PLP. Si el RF_SHIFT y la PLP_START se usan según los tamaños de las PLP, pueden buscarse de manera continua las ubicaciones a las que se asignan las PLP a partir de la trama de señal.
La figura 69 es una vista que muestra un ejemplo
para obtener PLP según los procedimientos de planificación. En este
dibujo, la supertrama transmitida sobre tres canales de RF incluye
cuatro tramas de señal y las PLP divididas en la trama de señal se
transmiten en el modo de TFS. En este dibujo, una PLP (PLP1) se
transmite sobre cuatro tramas de señal y dos PLP (PLP2 y PLP3) se
transmiten sobre dos tramas de señal. La PLP1 se transmite a todos
los canales de RF y dos sub-PLP se transmiten a la
trama 1 y la trama 4 en la RF1. La PLP2 y PLP3 se transmiten sobre
dos canales de RF de tres canales de RF. Es decir, el número de las
sub-PLP incluidas en cada PLP (o las
sub-PLP de la PLP-GP) puede ser
mayor o menor que el número de RF.
Como se describió en la realización anterior, si
la información de capa 1 incluye el identificador de RF (RF_ID) o el
índice de RF que está recibiéndose actualmente, en la trama de señal
de TFS, es posible obtener eficazmente la PLP usando la información
de capa 1.
Como otra realización, incluso cuando el
parámetro configurable aplicado a la supertrama incluye el
identificador de canal de RF (PLP_START_RF_ID) de una primera trama
de señal que incluye la PLP en la supertrama de la estructura de
TFS, es posible obtener eficazmente la PLP usando la información de
capa 1.
Como otra realización, incluso cuando el
parámetro dinámico aplicado a cada trama de señal incluye el
identificador (PLP_START_RF_ID) del identificador de RF en la que
está ubicada la primera sub-PLP en la trama de señal
de TFS, es posible obtener eficazmente la PLP usando la información
de capa 1.
La figura 70 es una vista que muestra otro
ejemplo para obtener PLP según el procedimiento de planificación.
En este dibujo, una supertrama transmitida sobre tres canales de RF
incluye cuatro tramas de señal. En este dibujo, una PLP (PLP1) se
transmite sobre cuatro tramas de señal de un canal de RF en el modo
de FF. Dos PLP (PLP1 y PLP3) se transmiten sobre dos tramas de
señal de dos canales de RF en el modo de TFS. La PLP1 se transmite
a un canal de RF RF1. La PLP2 y PLP3 se transmiten sobre dos canales
de RF. Es decir, el número de las sub-PLP incluidas
en cada PLP es mayor o menor que el número de RF, y el modo de FF y
el modo de TFS pueden usarse conjuntamente. Es decir, la PLP puede
transmitirse en al menos uno del modo de FF y el modo de TFS.
Como se describió en la realización anterior, si
la información de capa 1 incluye el identificador de RF (RF_ID) o el
índice de RF que está recibiéndose actualmente en la trama de señal
de TFS, es posible obtener eficazmente la PLP usando la información
de capa 1.
Como otra realización, incluso cuando el
parámetro configurable aplicado a la supertrama incluye el
identificador de canal de RF (PLP_START_RF_ID) de una primera trama
de señal que incluye la PLP en la supertrama de la estructura de
TFS, es posible obtener eficazmente la PLP usando la información de
capa 1.
Como otra realización, incluso cuando el
parámetro dinámico aplicado a cada trama de señal incluye el
identificador (PLP_START_RF_ID) de la RF en la que está ubicada la
primera sub-PLP en la trama de señal de TFS, es
posible obtener eficazmente la PLP usando la información de capa
1.
La figura 71 es una vista que muestra otro
ejemplo para obtener PLP según el procedimiento de planificación.
En este ejemplo, una supertrama transmitida sobre tres canales de RF
incluye ocho tramas de señal. Con el fin de representar las
sub-PLP incluidas en la PLP, X de la PLP X(A,
B) designa el identificador de la PLP, A designa el ID de la RF, en
la que está ubicada la primera sub-PLP, de las
sub-PLP incluidas en la PLP, y B designa el
identificador (PLP_IDX) de la sub-PLP incluida en la
PLP. Como se muestra en este dibujo, las PLP incluyen diferentes
números de sub-PLP y están distribuidas
arbitrariamente en una pluralidad de tramas.
Incluso en este caso, es posible obtener
eficazmente PLP usando el identificador (PLP_START_RF_ID) de la RF,
en la que está ubicada la primera sub-PLP en la
trama de señal de TFS, en el parámetro dinámico de la información de
capa 1.
Se describirá un ejemplo para obtener varias PLP
de las PLP mostradas en el dibujo.
Por ejemplo, en la PLP1, PLP1(1,0),
PLP1(1,1), PLP1(1,2) y PLP1(1,3) pueden
identificarse usando el identificador (PLP_START_RF_ID) de la RF en
la que está ubicada la primera sub-PLP en la trama
de señal de TFS y el identificador (PLP_IDX) de la
sub-PLP incluida en la PLP.
Si se busca la ubicación de una segunda
sub-PLP a partir de una primera
sub-PLP que pertenece a la PLP, es posible buscar la
ubicación, a la que se asigna la PLP, a partir de la trama de señal
usando el RF_SHIFT y la PLP_START.
Por consiguiente, tras obtener la PLP1 (1,0)
usando el PLP_START_RF_ID y la PLP_START, puede obtenerse la PLP1
(1,1) usando el RF_SHIFT, la PLP_START y el PLP_IDX. De manera
similar, pueden buscarse la PLP1(1,2) y la PLP (1,3) usando
la información de capa 1. El valor del PLP_RF_INDICATOR de la PLP1
es {1 1 1 0 0 0}.
Pueden buscarse la PLP2(2,0) y la PLP2
(2,1) incluidas en la PLP2 a partir de la trama 1 de la RF2 y la
trama 3 de la RF3 usando el identificador (PLP_START_RF_ID) de la
RF en la que está ubicada la primera sub-PLP en la
trama de señal de TFS y el identificador (PLP_IDX) de la
sub-PLP incluida en la PLP. El valor del
PLP_RF_INDICATOR de la PLP2 es {0 1 1 0 0 0}. De manera similar,
puede buscarse la PLP2 (2,1) a partir de la PLP2(2,0) usando
el RF_SHIFT y la PLP_START.
Pueden buscarse la PLP3(1,0) y la
PLP3(1,1) incluidas en la PLP3 a partir de la trama 5 de la
RF1 y la trama 6 de la RF2 usando el identificador
(PLP_START_RF_ID) de la RF en la que está ubicada la primera
sub-PLP y el identificador (PLP_IDX) de la
sub-PLP incluida en la PLP. El valor del
PLP_RF_INDICATOR de la PLP3 es {1 1 0 0 0 0}.
La realización para transmitir y recibir la
información de capa 1 se describirá con referencia a los dibujos
anteriores.
El formador (130) de tramas de la figura 4
inserta la primera señal piloto y la segunda señal piloto que
incluye la información de capa 1, en la que se fija la información
de planificación, en el preámbulo de la trama. Como alternativa, el
formador (133) de tramas de la figura 7 recibe la segunda señal
piloto que incluye la información de capa 1, en la que se fija la
información de planificación, de la unidad (135) de información de
señalización y dispone la segunda señal piloto recibida en el
preámbulo de la trama de señal.
La información de capa 1 puede incluir el
identificador de RF (RF_ID) o el índice de RF en el que se transmite
la sub-PLP actual en la trama de TFS. Y, la
información de capa 1 puede incluir el identificador
(PLP_START_RF_ID) del canal de RF que incluye la primera
sub-PLP de las PLP en el parámetro configurable
aplicado a la supertrama de la estructura de TFS. Y, la información
de capa 1 puede incluir el identificador (PLP_START_RF_ID) de la
RF, en el que está ubicada la primera sub-PLP en la
trama de señal de TFS, en el parámetro dinámico aplicado a cada
trama de señal.
El parámetro configurable puede cambiarse en la
unidad de supertramas y el parámetro dinámico puede cambiarse en la
unidad de una trama de señal de la supertrama.
Si los formadores (130 y 133) de tramas no
insertan la segunda señal piloto, los insertadores (450 y 455) de
símbolos piloto de la figura 48 pueden insertar la primera señal
piloto y la segunda señal piloto que incluye la información de capa
1 en el preámbulo de la trama de señal. Los insertadores (450 y 455)
de símbolos piloto insertan la primera señal piloto y la segunda
señal piloto en el dominio de tiempo. En ese momento, la primera
señal piloto y la segunda señal piloto son iguales a las descritas
anteriormente.
Si se recibe la trama de señal que incluye al
menos un canal de RF (es decir, se recibe la trama de señal
transmitida sobre al menos un canal de RF), el extractor (227) de
información de señalización del demodulador de la figura 37 puede
obtener la información de capa 1 a partir de la segunda señal piloto
incluida en la trama de señal.
La información de capa 1 puede incluir el
identificador de RF (RF_ID) o el índice de RF en el que se transmite
la PLP actual. Y, la información de capa 1 puede incluir el
identificador (PLP_START_RF_ID) del canal de RF que incluye la
primera sub-PLP de la PLP en el parámetro
configurable. Y, la información de capa 1 puede incluir el
identificador (PLP_START_RF_ID) de la RF, en el que está ubicada la
primera sub-PLP, en el parámetro dinámico.
Si el extractor (227) de información de
señalización del aparato de recepción de señales obtiene la
información de capa 1, el extractor (227) de información de
señalización del aparato de recepción de señales (o el controlador
(no mostrado) del aparato de recepción de señales) decodifica la
información de capa 1 obtenida y obtiene la información de
planificación de la PLP que va a emitirse.
El analizador (240) sintáctico de tramas puede
analizar sintácticamente sólo una PLP deseada de la trama de señal
usando la información de planificación decodificada y emitir la PLP
analizada sintácticamente. A la PLP de salida puede realizársele la
decorrelación de símbolo y la decodificación de corrección de
errores mediante el demodulador (250) de decodificación. El
procesador (260) de salida puede emitir el flujo de transporte
incluido en la PLP con decodificación de corrección de errores.
Por consiguiente, incluso cuando la trama de
señal usa el modo de TFS, el modo de FF o tanto el modo de TFS como
el modo de FF, es posible planificar fácilmente las PLP incluidas en
la trama de señal. Aunque el número de PLP no es igual al número de
canales de RF, es posible planificar y recibir fácilmente las
PLP.
La figura 72 es una vista que muestra otra
realización de un procedimiento para transmitir una señal.
Un flujo de servicio para suministrar un
servicio se convierte en una PLP (S401). Por ejemplo, este proceso
puede describirse como sigue.
El flujo de servicio se codifica mediante un
esquema de codificación de corrección de errores. Un esquema de
codificación de corrección de errores puede cambiarse según los
flujos de servicio.
El flujo de servicio con codificación de
corrección de errores se entrelaza y se correlaciona con símbolos de
una PLP. Después, el flujo de servicio puede convertirse en la PLP
que va a disponerse en al menos una trama de señal.
La PLP se dispone en al menos una trama de señal
de segmentación de tiempo-frecuencia (TFS), y la
información de capa 1 se inserta en el preámbulo de la trama de
señal de TFS. La información de capa 1 que incluye el ID del canal
de RF actual (o el índice de RF) dentro de la trama de TFS en la que
se transmite la PLP, puede insertarse en el preámbulo de la trama
de señal (S405). Es decir, el ID de la RF usada para la
sub-PLP actual (o el índice de RF) dentro de la
trama de TFS se dispone en la información de capa 1. El preámbulo
puede incluir la primera señal piloto y la segunda señal piloto. La
primera señal piloto incluye el prefijo cíclico y el sufijo
cíclico, con respecto al que se desplaza en frecuencia la parte
útil, y el ID de la trama de señal. La segunda señal piloto puede
incluir la información de capa 1, y la información de capa 1 puede
incluir el ID de RF actual (RF_ID) dentro de la trama de TFS para la
PLP.
La trama de señal de TFS se modula mediante el
esquema de OFDM (S407).
La señal modulada se transmite a través de al
menos una señal de banda de RF (S409).
La figura 73 es una vista que muestra otra
realización de un procedimiento para recibir una señal.
La señal se recibe desde una banda de frecuencia
específica sobre la que se transmite la trama de señal de TFS
(S411). La trama de señal puede transmitirse sobre al menos una
banda de frecuencia y la señal puede recibirse desde una frecuencia
específica.
La información de capa 1 incluye el ID (o el
índice de RF) del canal de RF actual sobre el que se transmite una
PLP dentro de la trama de TFS, desde el preámbulo de la trama de
señal de TFS (S413). Es decir, se obtiene la información de capa 1
que incluye el ID de la RF usada para la sub-PLP
actual. El preámbulo puede incluir la primera señal piloto y la
segunda señal piloto. La primera señal piloto incluye el prefijo
cíclico y sufijo cíclico desplazados en frecuencia, a los que se
desplaza en frecuencia la parte válida, y la información de
identificación de la trama de señal. La segunda señal piloto puede
incluir la información de capa 1, y la información de capa 1 puede
incluir el ID de RF actual (RF_ID).
La trama de señal de TFS se analiza
sintácticamente usando la información de capa 1 y se obtiene la PLP
(S415).
Si se usa el identificador de RF actual (RF_ID)
para la PLP y se usa la información de capa 1 tal como el PLP_ID
(identificador de PLP), la PLP_CR (tasa de codificación de PLP), la
PLP_MOD (modulación de PLP), el PLP_NUM_BLOCKS (el número de
bloques con codificación de corrección de errores incluidos en la
PLP) y la PLP_START (la dirección de símbolo inicial de la PLP)
para cada PLP, es posible obtener fácilmente las PLP.
La PLP puede convertirse en un flujo de servicio
(S417). Después puede proporcionarse un servicio decodificando el
flujo de servicio.
La figura 74 es una vista que muestra otra
realización de un procedimiento para transmitir una señal.
Un flujo de servicio para suministrar un
servicio se convierte en una PLP (S421). Por ejemplo, el flujo de
servicio se codifica mediante un esquema de codificación de
corrección de errores. Un esquema de codificación de corrección de
errores puede cambiarse según flujos de servicio.
El flujo de servicio con codificación de
corrección de errores se entrelaza y se correlaciona con símbolos de
una PLP.
La PLP se dispone en al menos una trama'' de
señal (TFS) y la información de capa 1 que incluye el identificador
de canal de RF (PLP_START_RF_ID) de la primera trama de señal de TFS
que incluye la PLP en la supertrama de estructura de TFS (sobre
cuyo canal de RF aparece la PLP en la primera trama de señal de TFS
en la supertrama) puede insertarse en la primera parte de
parámetro, que se aplica a la supertrama, de la información de capa
1 del preámbulo de la trama de señal (S425). Es decir, como el
parámetro configurable de la información de capa 1, se inserta el
ID de canal de RF que incluye la primera sub-PLP
para la PLP en la supertrama de la estructura de TFS. El preámbulo
puede incluir la primera señal piloto y la segunda señal piloto. La
primera señal piloto incluye el prefijo cíclico y sufijo cíclico, a
los que puede desplazarse en frecuencia la parte útil, y el ID de
la trama de señal. La segunda señal piloto puede incluir la
información de capa 1, y la información de capa 1 puede incluir el
ID del canal de RF inicial de los ID de los canales de RF en la
supertrama de la estructura de TFS.
La trama de señal de TFS se modula mediante el
esquema de OFDM (S427).
La señal modulada se transmite a través de al
menos una señal de banda de RF (S429).
La figura 75 es una vista que muestra otra
realización de un procedimiento para recibir una señal.
La señal se recibe desde un canal de frecuencia
específica sobre el que se transmite la trama de señal de TFS
(S431). La señal puede transmitirse sobre al menos una banda de
frecuencia. La trama de señal puede recibirse desde una frecuencia
específica.
El ID de canal de RF (PLP_START_RF_ID) de la
primera trama de señal de TFS que incluye la PLP en la supertrama
de la estructura de TFS (sobre cuyo canal de RF aparece la PLP en la
primera trama en la supertrama de la estructura de TFS) se obtiene
a partir de la primera parte de parámetro, que se aplica a la
supertrama de la información de capa 1, fijada en el preámbulo de
la trama de señal de TFS (S433). Es decir, el ID de canal de RF que
incluye la primera sub-PLP para la PLP se obtiene a
partir de la información de capa 1. El preámbulo puede incluir la
primera señal piloto y la segunda señal piloto. La primera señal
piloto incluye el prefijo cíclico y sufijo cíclico de la parte
útil, a los que se desplaza en frecuencia la parte útil, y el ID de
la trama de señal de TFS. La segunda señal piloto puede incluir la
información de capa 1, y la información de capa 1 puede incluir el
ID del canal de RF inicial de los ID de los canales de RF.
La trama de señal de TFS se analiza
sintácticamente usando la información de capa 1 y se obtiene la PLP
(S435).
Si se usa el identificador de RF
(PLP_START_RF_ID) de la primera trama de señal que incluye la PLP en
la supertrama de la estructura de TFS y se usa la información de
capa 1 tal como el PLP_ID (identificador de PLP), la PLP_CR (tasa
de codificación de PLP), la PLP_MOD (modulación de PLP), el
PLP_NUM_BLOCKS (el número de bloques con codificación de corrección
de errores incluidos en la PLP) y la PLP_START (la dirección de
símbolo inicial de la PLP) para cada PLP, es posible obtener
fácilmente las PLP.
La PLP puede convertirse en un flujo de servicio
(S437).
La figura 76 es una vista que muestra otra
realización de un procedimiento para transmitir una señal.
Un flujo de servicio para suministrar un
servicio se convierte en una PLP (S441). Por ejemplo, el flujo de
servicio se codifica mediante un esquema de codificación de
corrección de errores. Un esquema de codificación de corrección de
errores puede cambiarse según flujos de servicio.
El flujo de servicio con codificación de
corrección de errores se entrelaza y se correlaciona con símbolos de
una PLP.
La PLP se dispone en al menos una trama de señal
de TFS, y la información de capa 1 que incluye el ID del canal de
RF inicial en la trama de señal de TFS, que puede recibir la PLP (el
ID de la frecuencia inicial de la trama de señal de TFS) puede
insertarse en la parte de parámetro, que se aplica a la trama de
señal de la información de capa 1, en el preámbulo de la trama de
señal de TFS (S445). Es decir, como el parámetro dinámico de la
información de capa 1, se inserta el ID de canal de RF que incluye
la primera sub-PLP para la PLP en la trama de señal
de TFS.
El preámbulo puede incluir la primera señal
piloto y la segunda señal piloto. La primera señal piloto incluye
el prefijo cíclico y el sufijo cíclico desplazados en frecuencia de
la parte válida y el ID de la trama de señal. La segunda señal
piloto puede incluir la información de capa 1, y el parámetro
dinámico, que puede cambiarse según las tramas de señal, de la
información de capa 1 puede incluir el ID del canal de RF inicial de
los ID de los canales de RF y el ID de la PLP.
La trama de señal de TFS se modula mediante el
esquema de OFDM (S447).
La señal modulada se transmite a través de al
menos una señal de banda de RF (S449).
La figura 77 es una vista que muestra otra
realización de un procedimiento para recibir una señal.
La señal se recibe desde un canal de frecuencia
específica sobre el que se transmite la trama de señal de TFS
(S451). La trama de señal puede transmitirse sobre al menos una
banda de frecuencia. La señal puede recibirse desde una frecuencia
específica.
El ID del canal de RF inicial que puede recibir
la PLP (el ID de la frecuencia inicial) en la trama de señal de TFS
y el ID de la PLP se obtienen a partir del parámetro para la trama
de señal de TFS de la información de capa 1 que se fija en el
preámbulo de la trama de señal de TFS (S453). Es decir, el ID del
canal de RF que incluye la primera sub-PLP para la
PLP en la trama de señal de TFS se obtiene a partir del parámetro
dinámico de la información de capa 1.
El preámbulo puede incluir la primera señal
piloto y la segunda señal piloto. La primera señal piloto incluye
el prefijo cíclico y el sufijo cíclico de la parte válida, a la que
se desplaza en frecuencia la parte útil, y el ID de la trama de
señal. La segunda señal piloto puede incluir la información de capa
1, y el parámetro que puede cambiarse según la trama de señal en la
información de capa 1 puede incluir el ID del canal de RF inicial de
los ID de los canales de RF en la trama de señal de TFS.
La trama de señal de TFS se analiza
sintácticamente usando la información de capa 1 y se obtiene la PLP
(S455).
Si se usa el ID de canal de RF inicial
(PLP_START_RF_ID) que incluye la PLP en la trama de señal de TFS y
se usa la información de capa 1 tal como el PLP_ID (identificador de
PLP), la PLP_CR (tasa de codificación de PLP), la PLP_MOD
(modulación de PLP), el PLP_NUM_BLOCKS (el número de bloques con
codificación de corrección de errores incluidos en la PLP) y la
PLP_START (la dirección de símbolo inicial de la PLP) para cada PLP,
es posible obtener fácilmente las PLP.
La PLP puede convertirse en un flujo de servicio
(S457).
Mientras tanto, si se usan al menos dos del ID
de RF actual (RF_ID) para la PLP en la trama de TFS de la
información de capa 1, el ID del canal de RF de la primera trama de
señal que incluye la PLP en la supertrama de la estructura de TFS
del parámetro configurable y el ID del canal de RF inicial del
parámetro dinámico en la trama de señal de TFS, es posible obtener
más fácilmente las PLP. Por consiguiente, si se usan al menos dos
fragmentos de información de capa 1 cuando se transmite la señal,
es posible planificar eficazmente las PLP de la trama de señal y
obtener eficazmente las PLP.
La figura 78 es una vista que muestra otra
realización de un procedimiento para transmitir y recibir una
señal.
Un flujo de servicio para suministrar un
servicio se convierte en una PLP (S501). El flujo de servicio se
codifica mediante un esquema de codificación de corrección de
errores.
El flujo de servicio con codificación de
corrección de errores se entrelaza y se correlaciona con símbolos, y
se emiten los símbolos de una PLP.
La PLP se dispone en al menos una trama de señal
de segmentación de tiempo-frecuencia (TFS), y la
información de capa 1 que incluye el ID (o el índice de RF) del
canal de RF actual dentro de la trama de TFS y el ID de canal de RF
(PLP_START_RF_ID) de la primera trama de señal que incluye la PLP en
la supertrama de la estructura de TFS pueden insertarse en el
preámbulo de la trama de señal de TFS (S505).
La trama de señal de TFS se modula mediante el
esquema de OFDM (S507).
La señal modulada se transmite a través de al
menos una señal de banda de RF (S509).
\newpage
Cuando se recibe la señal, la señal se recibe
desde una banda de frecuencia específica sobre la que se transmite
la trama de señal de TFS (S511).
La información de capa 1 que incluye el ID (o el
índice de RF) del canal de RF actual con la trama de TFS y el ID de
canal de RF (PLP_START_RF_ID) de la primera trama de señal de TFS
que incluye la PLP en la supertrama de la estructura de TFS se
obtiene a partir del preámbulo de la trama de señal de TFS
(S513).
La trama de señal de TFS se analiza
sintácticamente usando la información de capa 1 y se obtiene la PLP
(S515).
Si se usa la información de capa 1 tal como el
PLP_ID (identificador de PLP), la PLP_CR (tasa de codificación de
PLP), la PLP_MOD (modulación de PLP), el PLP_NUM_BLOCKS (el número
de bloques con codificación de corrección de errores incluidos en
la PLP) y la PLP_START (la dirección de símbolo inicial de la PLP)
para cada PLP, es posible identificar la información que
corresponde a cada PLP. Si se usa el ID de RF actual (RF_ID) con la
trama de TFS, puede obtenerse el ID del canal de RF que está
recibiéndose actualmente. Si se usa el ID de canal de RF
(PLP_START_RF_ID) de la primera trama de señal que incluye la PLP en
la supertrama, es posible obtener el ID de RF de la primera trama
de señal en la que está ubicada la PLP que ha de buscarse en la
supertrama de la estructura de TFS. Por consiguiente, si se usa la
información de capa 1, es posible buscar más fácilmente la PLP.
La PLP puede convertirse en un flujo de servicio
(S517). Por ejemplo, se realiza la decorrelación entre los símbolos
de la PLP y los bits, y los bits se decodifican para dar un flujo de
servicio mediante un esquema de decodificación de corrección de
errores.
Según esta realización, el receptor puede
comprobar el canal de RF actual e identificar y buscar una PLP
deseada en la supertrama usando el canal de RF.
La figura 79 es una vista que muestra otra
realización de un procedimiento para transmitir y recibir una
señal.
Un flujo de servicio para suministrar un
servicio se convierte en una PLP (S531). Por ejemplo, el flujo de
servicio se codifica mediante un esquema de codificación de
corrección de errores. Un esquema de codificación de corrección de
errores puede cambiarse según flujos de servicio.
El flujo de servicio con codificación de
corrección de errores se entrelaza y se correlaciona con símbolos de
una PLP.
El flujo de servicio con codificación de
corrección de errores se entrelaza y se correlaciona con símbolo, y
se emite un flujo de símbolos de PLP.
La PLP se dispone en al menos una trama de señal
de TFS, y la información de capa 1 que incluye el ID (o el índice
de RF) del canal de RF actual dentro de la trama de señal de TFS y
el ID (PLP_START_RF_ID) del canal de RF inicial que puede recibir
la PLP en la trama de señal de TFS se inserta en el preámbulo de la
trama de señal de TFS (S535).
La trama de señal de TFS se modula mediante el
esquema de OFDM (S537).
La señal modulada se transmite mediante al menos
una señal de banda de RF (S539).
Cuando se recibe la señal, la señal se recibe
desde una banda de frecuencia específica sobre la que se transmite
la trama de señal de TFS (S541).
La información de capa 1 que incluye el ID (o el
índice de RF) del canal de RF actual dentro de la trama de señal de
TFS y el ID de canal de RF inicial (PLP_START_RF_ID) que puede
recibir la PLP en la trama de señal de TFS se obtiene a partir del
preámbulo de la trama de señal (S543).
La trama de señal de TFS se analiza
sintácticamente usando la información de capa 1 y se obtiene la PLP
(S545).
Si se usa la información de capa 1 tal como el
PLP_ID (identificador de PLP), la PLP_CR (tasa de codificación de
PLP), la PLP_MOD (modulación de PLP), el PLP_NUM_BLOCKS (el número
de bloques con codificación de corrección de errores incluidos en
la PLP) y la PLP_START (la dirección de símbolo inicial de la PLP)
para cada PLP, es posible identificar la información que
corresponde a cada PLP. Si el canal de RF que está recibiéndose
actualmente se identifica a partir del ID de RF actual (RF_ID)
dentro de la trama de señal de TFS y se usa el ID del canal de RF
inicial que puede recibir la PLP en la trama de señal de TFS, es
posible obtener el ID de la RF inicial en la que está ubicada una
PLP que ha de buscarse en la trama de señal. Si se usa la
información de capa 1, es posible buscar más fácilmente la PLP. Es
posible buscar de manera continua la PLP en la supertrama o la
trama de señal usando la información de RF_SHIFT y PLP_START de la
información de capa 1.
La PLP puede convertirse en un flujo de servicio
(S547).
\newpage
Según esta realización, el receptor puede
comprobar mediante búsqueda el canal de RF actual e identificar y
buscar el canal para transmitir una PLP que ha de buscarse en la
trama de señal.
La figura 80 es una vista que muestra otra
realización de un procedimiento para transmitir y recibir una
señal.
Un flujo de servicio para suministrar un
servicio se convierte en una PLP (S561). El flujo de servicio se
codifica mediante un esquema de codificación de corrección de
errores.
El flujo de servicio con codificación de
corrección de errores se entrelaza y se correlaciona con símbolos, y
se emite un flujo de símbolos de PLP.
La PLP se dispone en al menos una trama de señal
de TFS, y la información de capa 1 que incluye el ID de canal de RF
(PLP_START_RF_ID) de la primera trama de señal de TFS que incluye la
PLP en la supertrama de estructura de TFS y el ID de canal de RF
inicial (PLP_START_RF_ID) que puede recibir la PLP en la trama de
señal de TFS se inserta en el preámbulo de la trama de señal de TFS
(S565).
La trama de señal de TFS se modula mediante el
esquema de OFDM (S567).
La señal modulada se transmite a través de al
menos una señal de banda de RF (S569).
Cuando se recibe la señal, la señal se recibe
desde una banda de frecuencia específica incluida en la trama de
señal (S571).
La información de capa 1 que incluye el ID de
canal de RF (PLP_START_RF_ID) de la primera trama de señal que
incluye la PLP en la supertrama de estructura de TFS y el ID de
canal de RF inicial (PLP_START_RF_ID) que puede recibir la PLP en la
trama de señal de TFS se obtiene a partir del preámbulo de la trama
de señal (S573).
La trama de señal de TFS se analiza
sintácticamente usando la información de capa 1 y se emiten símbolos
de PLP (S575).
Si se usa la información de capa 1 tal como el
PLP_ID (identificador de PLP), la PLP_CR (tasa de codificación de
PLP), la PLP_MOD (modulación de PLP), el PLP_NUM_BLOCKS (el número
de bloques con codificación de corrección de errores incluidos en
la PLP) y la PLP_START (la dirección de símbolo inicial de la PLP)
para cada PLP, es posible identificar la información que
corresponde a cada PLP. El ID de RF de la primera trama de señal de
la PLP que ha de buscarse en la supertrama se obtiene a partir del
ID de canal de RF (PLP_START_RF_ID) de la primera trama de señal
que incluye la PLP en la supertrama de estructura de TFS. El ID de
la RF inicial en la que está ubicada la PLP que ha de buscarse
puede obtenerse usando el ID del canal de RF inicial que puede
recibir la PLP en la trama de señal de TFS. Después, es posible
identificar con precisión el canal de RF en el que se inicia la PLP
y buscar más fácilmente la PLP. Además, es posible buscar de manera
continua la PLP en la supertrama o la trama de señal usando la
información de RF_SHIFT y PLP_START de la información de capa 1.
La trama de señal de TFS se analiza
sintácticamente usando la información de capa 1 y se obtiene la PLP
(S577).
La PLP puede convertirse en un flujo de servicio
(S579).
Según esta realización, el receptor puede
comprobar el canal para transmitir la PLP que ha de buscarse e
identificar y buscar el canal de RF en la trama de señal en la que
está ubicada la PLP.
La figura 81 es una vista que muestra otra
realización de un procedimiento para transmitir y recibir una
señal.
Un flujo de servicio para suministrar un
servicio se convierte en una PLP (S601). El flujo de servicio se
codifica mediante un esquema de codificación de corrección de
errores.
El flujo de transporte con codificación de
corrección de errores se entrelaza y se correlaciona con símbolos, y
se emite un flujo de símbolos de PLP (S603).
La PLP se dispone en al menos una trama de señal
de segmentación de tiempo-frecuencia (TFS), y la
información de capa 1 que incluye el ID (RF_ID) (o el índice de RF)
del canal de RF actual dentro de la trama de señal de TFS, el ID de
canal de RF de la primera trama de señal de TFS que incluye la PLP
en la supertrama, y el ID (PLP_START_RF_ID) del canal de RF inicial
que puede recibir la PLP en la trama de señal de TFS, se inserta en
el preámbulo de la trama de señal (S605).
La trama de señal se modula mediante el esquema
de OFDM (S607).
La señal modulada se transmite mediante al menos
una señal de banda de RF (S609).
Cuando se recibe la señal, la señal se recibe
desde una banda de frecuencia específica sobre la que se transmite
la trama de señal de TFS (S611).
La información de capa 1 que incluye el ID del
canal de RF actual (o el índice de RF), el ID de canal de RF de la
primera trama de señal que incluye la PLP en la supertrama, y el ID
(PLP_START_RF_ID) del canal de RF inicial que puede recibir la PLP
en la trama de señal de TFS se obtiene a partir del preámbulo de la
trama de señal de TFS (S613).
La trama de señal de TFS se analiza
sintácticamente usando la información de capa 1 y se obtiene la PLP
(S615).
Si se usa la información de capa 1 tal como el
PLP_ID (identificador de PLP), la PLP_CR (tasa de codificación de
PLP), la PLP_MOD (modulación de PLP), el PLP_NUM_BLOCKS (el número
de bloques con codificación de corrección de errores incluidos en
la PLP) y la PLP_START (la dirección de símbolo inicial de la PLP)
para cada PLP, es posible identificar la información que
corresponde a cada PLP. El canal de RF actual se identifica a partir
del ID de RF actual. Además, el ID de RF de la primera trama de
señal de la PLP que ha de buscarse en la supertrama se obtiene a
partir del ID de canal de RF (PLP_START_RF_ID) de la primera trama
de señal que incluye la PLP en la supertrama. El ID de la RF
inicial en la que está ubicada la PLP que ha de buscarse puede
obtenerse usando el ID del canal de RF inicial que puede recibir la
PLP en la trama de señal. Después, es posible identificar con
precisión el canal de RF en el que se inicia la PLP y buscar más
fácilmente la PLP. Además, es posible buscar de manera continua la
PLP en la supertrama o la trama de señal usando la información de
RF_SHIFT y PLP_START de la información de capa 1.
La PLP puede convertirse en un flujo de servicio
(S617).
Según esta realización, el receptor puede
comprobar el canal de RF actual, comprobar el canal de RF, al que se
transmite la PLP que ha de buscarse, en la supertrama, e identificar
y buscar el canal de RF en la trama de señal en la que está ubicada
la PLP.
Se da a conocer el ejemplo para transmitir y
recibir la información de planificación de la PLP con el fin de
obtener fácilmente la PLP incluida en la trama de señal. Por
consiguiente, incluso cuando la trama de señal está en el modo de
TFS, el modo de FF o una combinación de ambos modos, es posible
buscar fácilmente la PLP. Si la PLP es una PLP para proporcionar un
servicio o una PLP-GP, es posible buscar eficazmente
la PLP usando la información de capa 1.
Resultará evidente para los expertos en la
técnica que pueden realizarse diversas modificaciones y variaciones
en la presente invención sin apartarse del espíritu o el alcance de
la invención. Por tanto, se pretende que la presente invención
cubra las modificaciones y variaciones de esta invención siempre que
se encuentren dentro del alcance de las reivindicaciones adjuntas y
sus equivalentes.
\vskip1.000000\baselineskip
Esta lista de referencias citadas por el
solicitante se dirige únicamente a ayudar al lector y no forma parte
del documento de patente europea. Incluso si se ha procurado el
mayor cuidado en su concepción, no se pueden excluir errores u
omisiones y el OEB declina toda responsabilidad a este respecto.
\bulletMark J. Farol. Performance
Advantages of Time Frequency sliced systems (0101)
Claims (14)
1. Procedimiento para transmitir una señal,
caracterizado porque el procedimiento comprende:
- convertir (S531) un flujo de servicio para suministrar un servicio a una tubería de capa física (PLP);
- formar (S535) al menos una trama de señal multiplexada en tiempo y frecuencia, comprendiendo la trama de señal la PLP y un preámbulo que comprende información de capa 1;
- modular (S537) la trama de señal multiplexada mediante un esquema de multiplexación por división de frecuencia ortogonal (OFDM) y emitir una señal modulada; y
- transmitir (S539) la señal modulada a través de al menos una señal de banda de radiofrecuencia (RF),
en el que dicha información de capa 1 en el
preámbulo de la trama de señal, incluye información que corresponde
a un canal de radiofrecuencia (RF) actual dentro de la trama de
señal multiplexada, e información que corresponde a un canal de
radiofecuencia (RF) inicial que puede recibir la PLP en la trama de
señal multiplexada.
\vskip1.000000\baselineskip
2. Procedimiento para transmitir una señal,
según la reivindicación 1, caracterizado porque la
información que corresponde al canal de RF actual comprende un
índice del canal de radiofrecuencia actual.
3. Procedimiento para transmitir una señal,
según la reivindicación 1, caracterizado porque la
información que corresponde al canal de radiofrecuencia (RF) inicial
comprende un identificador del inicio del canal de
radiofrecuencia.
4. Procedimiento para transmitir una señal,
según la reivindicación 3, caracterizado porque el
identificador del canal de RF inicial se fija en un parámetro
dinámico de la información de capa 1.
5. Procedimiento para transmitir una señal,
según la reivindicación 1, caracterizado porque la trama de
señal se multiplexa en un número natural de frecuencias.
6. Procedimiento para recibir una señal,
caracterizado porque el procedimiento comprende:
- recibir (S541) la señal de una banda de frecuencia;
- obtener (S543) información de capa 1 a partir de un preámbulo de una trama de señal de la señal recibida, comprendiendo dicha trama de señal una tubería de capa física (PLP) y multiplexándose en tiempo y frecuencia e incluyendo dicha información de capa 1 información que corresponde a un canal de radiofrecuencia (RF) actual dentro de la trama de señal multiplexada, e información que corresponde a un canal de radiofrecuencia (RF) inicial que puede recibir la PLP en la trama de señal multiplexada;
- decodificar (S545) la trama de señal multiplexada usando la información de capa 1 y obteniendo la PLP de la trama de señal multiplexada; y
- convertir (S547) la PLP en un flujo de servicio.
\vskip1.000000\baselineskip
7. Procedimiento para recibir una señal, según
la reivindicación 6, caracterizado porque la información que
corresponde al canal de RF actual comprende un índice del canal de
radiofrecuencia actual.
8. Procedimiento para recibir una señal, según
la reivindicación 6, caracterizado porque la información que
corresponde al canal de radiofrecuencia (RF) inicial comprende un
identificador del inicio del canal de radiofrecuencia.
9. Procedimiento para recibir una señal, según
la reivindicación 8, caracterizado porque el identificador
del canal de RF inicial se fija en un parámetro dinámico de la
información de capa 1.
10. Procedimiento para transmitir una señal,
según la reivindicación 6, caracterizado porque la trama de
señal se multiplexa en un número natural de frecuencias.
11. Aparato para transmitir una señal,
caracterizado porque comprende:
- una unidad (120) de codificación y modulación configurada para codificar un flujo de servicio para suministrar un servicio mediante un esquema de codificación de corrección de errores y entrelazar el flujo de servicio codificado;
- un formador (130) de tramas configurado para correlacionar bits del flujo de servicio entrelazado con símbolos de una tubería de capa física (PLP);
- dividir los símbolos de la PLP en una pluralidad de sub-PLP;
- disponer las sub-PLP en una trama de señal multiplexada en tiempo y frecuencia; e
- insertar información de capa 1 en un preámbulo de la trama de señal multiplexada, incluyendo dicha información de capa 1 información que corresponde a un canal de radiofrecuencia (RF) actual dentro de la trama de señal multiplexada e información que corresponde a un canal de radiofrecuencia (RF) inicial que puede recibir la PLP en la trama de señal multiplexada;
- un modulador (150a) configurado para modular la trama de señal multiplexada mediante un esquema de multiplexación por división de frecuencia ortogonal (OFDM) y emitir una señal modulada; y
- un transmisor (160a) configurado para transmitir la señal modulada a través de al menos una señal de RF.
\vskip1.000000\baselineskip
12. Aparato para transmitir una señal, según la
reivindicación 11, caracterizado porque está configurado
además para llevar a cabo un procedimiento según una cualquiera de
las reivindicaciones 1 a 5.
13. Aparato para recibir una señal,
caracterizado porque comprende:
- un receptor (210a) configurado para recibir la señal de una banda de frecuencia;
- un demodulador (220a) configurado para obtener información de capa 1 a partir de un preámbulo de una trama de señal de la señal recibida, comprendiendo dicha trama de señal una tubería de capa física (PLP) y multiplexándose en tiempo y frecuencia e incluyendo dicha información de capa 1 información que corresponde a un canal de radiofrecuencia (RF) actual dentro de la trama de señal multiplexada e información que corresponde a un canal de radiofrecuencia (RF) inicial que puede recibir una tubería de capa física (PLP) en la trama de señal multiplexada;
- un analizador (240) sintáctico de tramas configurado para decodificar la trama de señal multiplexada usando la información de capa 1;
- obtener la PLP de la trama de señal multiplexada; y
- realizar la decorrelación de símbolo entre los símbolos de la PLP y los bits de un flujo de servicio; y
- un demodulador (250) de decodificación configurado para desentrelazar los bits del flujo de servicio; y
- decodificar los bits desentrelazados del flujo de servicio mediante un esquema de decodificación de corrección de errores.
\vskip1.000000\baselineskip
14. Aparato para recibir una señal, según la
reivindicación 13, caracterizado porque está configurado
además para llevar a cabo un procedimiento según una cualquiera de
las reivindicaciones 1 a 5.
Applications Claiming Priority (9)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| US1329807P | 2007-12-12 | 2007-12-12 | |
| US13298P | 2007-12-12 | ||
| US1364307P | 2007-12-14 | 2007-12-14 | |
| US13643P | 2007-12-14 | ||
| US1519407P | 2007-12-19 | 2007-12-19 | |
| US15194P | 2007-12-19 | ||
| KR1020080124330A KR100917198B1 (ko) | 2007-12-12 | 2008-12-08 | 신호 송수신 방법 및 신호 송수신 장치 |
| KR10-2008-0124330 | 2008-12-08 | ||
| KR10-2008-0124331 | 2008-12-08 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| ES2342909T3 true ES2342909T3 (es) | 2010-07-16 |
Family
ID=40513479
Family Applications (6)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| ES08171406T Active ES2342909T3 (es) | 2007-12-12 | 2008-12-11 | Aparato para transmitir y recibir una señal y procedimiento para transmitir y recibir una señal. |
| ES10170591T Active ES2384918T3 (es) | 2007-12-12 | 2008-12-11 | Aparato para transmitir y recibir una señal y procedimiento de transmisión y recepción de una señal |
| ES08171404T Active ES2340108T3 (es) | 2007-12-12 | 2008-12-11 | Aparato para transmitir y recibir una señal y procedimiento para transmitir y recibir una señal. |
| ES09178378T Active ES2388599T3 (es) | 2007-12-12 | 2008-12-11 | Aparato para transmitir y recibir una señal y método para transmitir y recibir una señal |
| ES10170593T Active ES2384945T3 (es) | 2007-12-12 | 2008-12-11 | Aparato para transmitir y recibir una señal y procedimiento de transmisión y recepción de una señal |
| ES08171408T Active ES2343223T3 (es) | 2007-12-12 | 2008-12-11 | Aparato para transmitir y recibir una señal y procedimiento para transmitir y recibir una señal. |
Family Applications After (5)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| ES10170591T Active ES2384918T3 (es) | 2007-12-12 | 2008-12-11 | Aparato para transmitir y recibir una señal y procedimiento de transmisión y recepción de una señal |
| ES08171404T Active ES2340108T3 (es) | 2007-12-12 | 2008-12-11 | Aparato para transmitir y recibir una señal y procedimiento para transmitir y recibir una señal. |
| ES09178378T Active ES2388599T3 (es) | 2007-12-12 | 2008-12-11 | Aparato para transmitir y recibir una señal y método para transmitir y recibir una señal |
| ES10170593T Active ES2384945T3 (es) | 2007-12-12 | 2008-12-11 | Aparato para transmitir y recibir una señal y procedimiento de transmisión y recepción de una señal |
| ES08171408T Active ES2343223T3 (es) | 2007-12-12 | 2008-12-11 | Aparato para transmitir y recibir una señal y procedimiento para transmitir y recibir una señal. |
Country Status (11)
| Country | Link |
|---|---|
| EP (5) | EP2071793B1 (es) |
| KR (1) | KR100917198B1 (es) |
| CN (1) | CN101946509B (es) |
| AT (3) | ATE551809T1 (es) |
| DE (1) | DE602008000871D1 (es) |
| DK (3) | DK2157757T3 (es) |
| ES (6) | ES2342909T3 (es) |
| PL (4) | PL2239907T3 (es) |
| RU (1) | RU2441339C1 (es) |
| SI (3) | SI2157757T1 (es) |
| WO (1) | WO2009075537A2 (es) |
Families Citing this family (7)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| CN101951304B (zh) | 2010-08-31 | 2012-04-18 | 华为技术有限公司 | 微波传输装置 |
| KR101812218B1 (ko) * | 2013-01-18 | 2018-01-30 | 프라운호퍼 게젤샤프트 쭈르 푀르데룽 데어 안겐반텐 포르슝 에. 베. | 데이터스트림들 중에서 동기화된 시작 심벌 식별자들을 갖는 적어도 두 개의 데이터스트림으로부터의 심벌들을 갖는 소스 블록들을 사용하는 순방향 오류 정정 |
| KR101853052B1 (ko) | 2015-07-17 | 2018-04-27 | 엘지전자 주식회사 | 방송 신호 송수신 장치 및 방법 |
| CN107295366B (zh) * | 2016-04-05 | 2020-03-31 | 中国科学院上海高等研究院 | 一种广播多管道业务数据调度复用方法与系统 |
| CN110622456A (zh) * | 2017-05-04 | 2019-12-27 | 株式会社Ntt都科摩 | 发送和接收点（trp）及信道状态信息参考信号（csi-rs）传输的方法 |
| FR3089728B1 (fr) * | 2018-12-10 | 2022-04-15 | Sagemcom Energy & Telecom Sas | Dispositif de réception de signaux CPL |
| US11234023B2 (en) * | 2019-06-28 | 2022-01-25 | Microsoft Technology Licensing, Llc | Features of range asymmetric number system encoding and decoding |
Family Cites Families (10)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| CN1123179C (zh) * | 1993-11-01 | 2003-10-01 | 夸尔柯姆股份有限公司 | 用于可变速率数字数据传输的方法和装置 |
| US6018528A (en) * | 1994-04-28 | 2000-01-25 | At&T Corp | System and method for optimizing spectral efficiency using time-frequency-code slicing |
| KR100276609B1 (ko) * | 1998-10-29 | 2001-01-15 | 서평원 | 디에스3 프레임 구조 및 이를 이용한 디지털 티브이 신호의 전송장치 |
| JP3348676B2 (ja) * | 1999-03-17 | 2002-11-20 | 日本電気株式会社 | Ｏｆｄｍ変調器及びこれを用いたデジタル放送装置 |
| US7248841B2 (en) | 2000-06-13 | 2007-07-24 | Agee Brian G | Method and apparatus for optimization of wireless multipoint electromagnetic communication networks |
| KR100532586B1 (ko) * | 2002-10-30 | 2005-12-02 | 한국전자통신연구원 | 직교부호와 비이진 신호값을 이용한코드분할다중접속/직교주파수분할다중 방식의 송/수신장치 및 그 방법 |
| US7444127B2 (en) * | 2004-04-15 | 2008-10-28 | Qualcomm Incorporated | Methods and apparatus for selecting between multiple carriers using a receiver with multiple receiver chains |
| US20060221810A1 (en) * | 2005-03-10 | 2006-10-05 | Bojan Vrcelj | Fine timing acquisition |
| US7620509B2 (en) | 2005-11-03 | 2009-11-17 | Tektronix, Inc. | Detection of time-frequency codes using a spectrogram |
| ATE472148T1 (de) * | 2006-01-19 | 2010-07-15 | Lg Electronics Inc | Verfahren zum bereitstellen und benutzen von informationen für fahrzeugbewegung |
-
2008
- 2008-12-08 KR KR1020080124330A patent/KR100917198B1/ko not_active Expired - Fee Related
- 2008-12-11 PL PL10170591T patent/PL2239907T3/pl unknown
- 2008-12-11 PL PL08171404T patent/PL2071793T3/pl unknown
- 2008-12-11 ES ES08171406T patent/ES2342909T3/es active Active
- 2008-12-11 EP EP08171404A patent/EP2071793B1/en active Active
- 2008-12-11 ES ES10170591T patent/ES2384918T3/es active Active
- 2008-12-11 DK DK09178378.7T patent/DK2157757T3/da active
- 2008-12-11 WO PCT/KR2008/007344 patent/WO2009075537A2/en not_active Ceased
- 2008-12-11 DK DK10170591.1T patent/DK2239907T3/da active
- 2008-12-11 ES ES08171404T patent/ES2340108T3/es active Active
- 2008-12-11 PL PL09178378T patent/PL2157757T3/pl unknown
- 2008-12-11 RU RU2010128591/09A patent/RU2441339C1/ru active
- 2008-12-11 CN CN2008801265784A patent/CN101946509B/zh active Active
- 2008-12-11 EP EP08859403A patent/EP2232861A4/en not_active Withdrawn
- 2008-12-11 DE DE602008000871T patent/DE602008000871D1/de active Active
- 2008-12-11 SI SI200830727T patent/SI2157757T1/sl unknown
- 2008-12-11 SI SI200830673T patent/SI2239908T1/sl unknown
- 2008-12-11 DK DK10170593.7T patent/DK2239908T3/da active
- 2008-12-11 AT AT10170593T patent/ATE551809T1/de active
- 2008-12-11 EP EP10170591A patent/EP2239907B1/en active Active
- 2008-12-11 ES ES09178378T patent/ES2388599T3/es active Active
- 2008-12-11 SI SI200830671T patent/SI2239907T1/sl unknown
- 2008-12-11 PL PL10170593T patent/PL2239908T3/pl unknown
- 2008-12-11 AT AT10170591T patent/ATE551808T1/de active
- 2008-12-11 EP EP10170593A patent/EP2239908B1/en active Active
- 2008-12-11 ES ES10170593T patent/ES2384945T3/es active Active
- 2008-12-11 ES ES08171408T patent/ES2343223T3/es active Active
- 2008-12-11 AT AT08171404T patent/ATE462256T1/de not_active IP Right Cessation
- 2008-12-11 EP EP09178378A patent/EP2157757B1/en active Active
Also Published As
Similar Documents
| Publication | Publication Date | Title |
|---|---|---|
| ES2343224T3 (es) | Aparato para transmitir y recibir una señal y procedimiento para transmitir y recibir una señal. | |
| ES2344173T3 (es) | Aparato para transmitir y recibir una señal y procedimiento para transmitir y recibir una señal. | |
| ES2463824T3 (es) | Aparato y método para transmitir y recibir una señal de difusión | |
| ES2388237T3 (es) | Método y aparato para transmitir una señal | |
| ES2468549T3 (es) | Aparato para transmitir y recibir una señal y método para transmitir y recibir una señal | |
| ES2379625T3 (es) | Aparato y método para transmitir y recibir una señal | |
| ES2353578T3 (es) | Aparato para transmitir y recibir una señal y procedimiento para transmitir y recibir una señal. | |
| EP2071794B1 (en) | Apparatus for transmitting and receiving a signal and method of transmitting and receiving a signal | |
| ES2343223T3 (es) | Aparato para transmitir y recibir una señal y procedimiento para transmitir y recibir una señal. | |
| ES2342232T3 (es) | Aparato para transmitir y recibir una señal y procedimiento para transmitir y recibir una señal. | |
| KR20090063185A (ko) | 신호 송수신 방법 및 신호 송수신 장치 | |
| KR20090063184A (ko) | 신호 송수신 방법 및 신호 송수신 장치 | |
| KR20090063186A (ko) | 신호 송수신 방법 및 신호 송수신 장치 |