ES2343632T3 - Filtro coplanario de guia de ondas y metodo de fabricacion del mismo. - Google Patents
Filtro coplanario de guia de ondas y metodo de fabricacion del mismo. Download PDFInfo
- Publication number
- ES2343632T3 ES2343632T3 ES05002145T ES05002145T ES2343632T3 ES 2343632 T3 ES2343632 T3 ES 2343632T3 ES 05002145 T ES05002145 T ES 05002145T ES 05002145 T ES05002145 T ES 05002145T ES 2343632 T3 ES2343632 T3 ES 2343632T3
- Authority
- ES
- Spain
- Prior art keywords
- coplanar
- separation
- waveguide
- resonator
- conductor
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Expired - Lifetime
Links
Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H01—ELECTRIC ELEMENTS
- H01P—WAVEGUIDES; RESONATORS, LINES, OR OTHER DEVICES OF THE WAVEGUIDE TYPE
- H01P1/00—Auxiliary devices
- H01P1/20—Frequency-selective devices, e.g. filters
- H01P1/207—Hollow waveguide filters
-
- H—ELECTRICITY
- H01—ELECTRIC ELEMENTS
- H01P—WAVEGUIDES; RESONATORS, LINES, OR OTHER DEVICES OF THE WAVEGUIDE TYPE
- H01P1/00—Auxiliary devices
- H01P1/20—Frequency-selective devices, e.g. filters
- H01P1/201—Filters for transverse electromagnetic waves
- H01P1/2013—Coplanar line filters
Landscapes
- Physics & Mathematics (AREA)
- Electromagnetism (AREA)
- Control Of Motors That Do Not Use Commutators (AREA)
Abstract
Un filtro coplanario de guía de ondas, que comprende: un substrato dieléctrico (1), al menos un resonador coplanario (5a a 5d) de guía de ondas, formado sobre una superficie de dicho substrato dieléctrico (1), por una primera línea conductora central (2R1 a 2R4) y un primer y un segundo conductores (3a, 3b) de tierra que están formados sobre el substrato dieléctrico (1) en lados opuestos de la primera línea conductora central (2R1 a 2R4), respectivamente, definiendo dichos primer y segundo conductores (3a, 3b) entre ellos una separación (d1) del primer conductor de tierra, una sección coplanaria (4a, 4b) de terminales de entrada/salida, que está formada sobe dicha superficie del substrato dieléctrico (1), por una segunda línea conductora central (24a, 24b) y un tercer y cuarto conductores de tierra, formados integradamente con dichos conductores (3a, 3b) de tierra, respectivamente, y dispuestos en lados opuestos de la segunda línea conductora central (24a, 24b), respectivamente, definiendo dichos tercer y cuarto conductores de tierra entre ellos una segunda separación (dio)del conductor de tierra; y un acoplador capacitivo (6a, 6c) formado por las partes finales (51, b1; 52, b2) de dichas primera y segunda líneas conductoras centrales (2R1 a 2R4, 24a, 24b) opuestas entre sí, para efectuar el acoplamiento capacitivo entre la sección coplanaria (4a, 4b) de terminales de entrada/salida y el resonador coplanario (5a a 5d) de guía de ondas, donde una entre la separación (d1) del primer conductor de tierra y la anchura (w1) de la primera línea conductora central (2R1 a 2R4) del resonador coplanario (5a a 5d) de guía de ondas es mayor que el correspondiente de la separación (dio) del segundo conductor de tierra y la anchura (wio) de la segunda línea conductora central (24a, 24b) de la sección coplanaria (4a, 4b) de terminales de entrada/salida, caracterizado porque las partes finales opuestas (51, b1; 52, b2) de dicha primera y segunda líneas conductoras centrales (2R1 a 2R4, 24a, 24b) que forman el acoplador capacitivo (6a, 6c) se expanden ambas en la dirección de la anchura de las mismas; y el resonador coplanario (5a a 5d) de guía de ondas tiene una impedancia característica que es mayor que la impedancia característica de la sección coplanaria (4a, 4b) de terminales de entrada/salida.
Description
Filtro coplanario de guía de ondas y método de
fabricación del mismo.
La presente invención está relacionada con un
filtro coplanario de guía de ondas, que se utiliza en la separación
selectiva de señales en una banda de frecuencias particular del
campo de una comunicación de móviles, comunicación vía satélite,
comunicación fija por microondas y otras tecnologías, en particular
con tal filtro construido con una línea coplanaria.
Recientemente, se ha propuesto utilizar un
filtro coplanario de guía de ondas construido con líneas
coplanarias, como filtro que se usa en la separación de señales en
la transmisión y recepción de una comunicación por microondas. El
concepto de línea coplanaria se describirá con referencia a la
figura 1.
En la figura 1, formado sobre un substrato
dieléctrico 1, hay un conductor central 2 en forma de cinta y un
primer y un segundo conductores 3a y 3b de tierra, dispuestos sobre
lados opuestos del conductor central 2, con una separación igual
entre ellos. Los tres miembros que incluyen el conductor central 2,
el primer y segundo conductores 3a y 3b, están formados
paralelamente y coplanarios entre sí, sobre una superficie común del
substrato dieléctrico 1. La línea coplanaria tiene características
tales que no se requieren orificios pasantes para formar un
acoplador inductivo, que es posible una miniaturización sin cambiar
la impedancia característica y que hay disponible una mayor
libertad de diseño. Indicando con w la anchura del conductor central
2, y con s la separación entre el conductor central 2 y cada uno de
los primer y segundo conductores 3a y 3b, la línea coplanaria tiene
una impedancia característica que está determinada por la anchura w
de la línea del conductor central 2 y la separación d(w+2s)
entre el primer y el segundo conductores 3a y 3b de tierra.
Haciendo referencia a las figuras 2A a 2C, se
describirá ahora un ejemplo convencional de un filtro coplanario de
guía de ondas, donde hay dispuestos sobre una línea un primer a un
cuarto resonadores 5a a 5d. Cada resonador comprende un conductor
central 2 que tiene una longitud eléctrica equivalente a un cuarto
de longitud de onda y un primer y un segundo conductores 3a y 3b,
dispuestos sobre los lados opuestos y paralelos al conductor
central 2 y separados de él por la separación s, que están formados
sobre la superficie común de un substrato dieléctrico 1.
Una primera sección 4a de terminales de
entrada/salida de una guía de ondas coplanaria, a la cual se
introduce una señal, está capacitivamente acoplada a un primer
resonador 5a. En el ejemplo ilustrado, un extremo de una línea
conductora central 2_{4a} de la primera sección 4a de terminales
de entrada/salida y un extremo de una línea conductora central
2_{R1} de un primer resonador 5a, están dispuestos en una relación
de acoplamiento mutuo, en la forma de las púas de un peine y
separadas por el hueco g1, con el fin de reforzar el acoplamiento
capacitivo, formando así un primer acoplador capacitivo 6a. El otro
extremo de la línea conductora central 2_{R1} y un extremo de la
línea conductora central 2_{R2} de un segundo resonador 5b, están
conectados conjuntamente por conductores 7a1 y 7a2 de línea de
cortocircuito, que están conectados a un primer y un segundo
conductores 3a y 3b de tierra, respectivamente, formando así un
primer acoplador inductivo 8a entre el primer y el segundo
resonadores 5a y 5b.
En el primer y segundo conductores 3a y 3b de
tierra se forman unos cortes 20 en cada uno de los lados de los
conductores 7a1 y 7a2 de línea de cortocircuito, por lo que los
conductores 7a1 y 7a2 de la línea de cortocircuito quedan
aparentemente ampliados, aumentando el grado de acoplamiento del
primer acoplador inductivo 8a. Se dispone un hueco g2 entre el otro
extremo de la línea conductora central 2_{R2} del segundo
resonador 5b y un extremo de una línea conductora central 2_{R3}
de un tercer resonador 5c, por lo que el segundo y el tercer
resonadores 5b y 5c están acoplados conjuntamente por medio de un
segundo acoplador capacitivo 6b.
El otro extremo de la línea conductora central
2_{R3} y un extremo de una línea conductora central 2_{R4} de
un cuarto resonador 5d, quedan conectados conjuntamente por
conductores de línea de cortocircuito (no se ilustran signos de
referencia) y conectados a conductores 3a y 3b de tierra, por lo que
el tercer y cuarto resonadores 3c y 5d quedan acoplados
conjuntamente por medio de un segundo acoplador inductivo 8b. En el
segundo acoplador inductivo 8b, se forman también cortes en los
conductores 3a y 3b de tierra.
El cuarto resonador 5d y una segunda sección 4b
de terminales de entrada/salida quedan capacitivamente acoplados.
Específicamente, el otro extremo de la línea conductora central
2_{R4} y un línea conductora central 2_{4b} de la segunda
sección 4b de terminales de entrada/salida, están formados con una
configuración de púas de peine entrelazadas y dispuestas en una
relación de oposición y separadas por un hueco g3, formando así un
tercer acoplador capacitivo 6c que proporciona un fuerte
acoplamiento entre ellos.
Como se menciona anteriormente, la impedancia
característica de la línea coplanaria está determinada por la
anchura w de la línea conductora central y la separación
d(w+2s) de los conductores de tierra, entre el primer y
segundo conductores 3a y 3b de tierra. Sin embargo, los resonadores
5a, 5b, 5c y 5d, que forman conjuntamente un filtro de guía de
ondas convencional, tiene una impedancia característica de
50\Omega que es la misma que la impedancia característica de
diversos dispositivos conectados a la sección 4 de terminales de
entrada/salida para facilidad del diseño. (Véase por ejemplo, el
artículo de H.Suzuki, Z. Ma, Y.Kobayashi, K. Satoh, S.Narashima y
T.Nojima: "A low-loss 5 GHz bandpass filter using
HTS quarter-wavelength coplanar waveguide
resonators" ("Un filtro de paso de banda de 5 GHz de
baja pérdida que utiliza resonadores coplanarios HTS de guías de
onda de un cuarto de longitud de onda"), en IEICE Trans.
Electron., vol. E-85-C, Núm. 3,
páginas 714-719, de Marzo de 2002).
Consecuentemente, en la práctica de formación
del filtro coplanario de guía de ondas, se forma un diseño tal como
el ilustrado en la figura 1A, por medio del decapado de películas
conductoras sobre un substrato dieléctrico, diseñando un filtro que
satisface una respuesta pretendida del filtro con una impedancia
característica de 50\Omega, al tiempo que se elige una separación
d_{1} de conductores de tierra y una línea conductora central de
anchura w_{1} de una sección de terminales de entrada/salida, que
son iguales a una separación d_{2} de conductores de tierra y una
anchura w_{2} de una línea conductora central de un resonador,
respectivamente. Se alimenta potencia al filtro coplanario
resultante de guía de ondas y se determina una máxima potencia de
entrada de manera que la pérdida de potencia que tiene lugar es
igual o menor que un valor dado o si se utiliza un material
superconductor para formar una película conductora que ha sido
decapada, se determina una entrada máxima de potencia para evitar
la pérdida del estado superconductor. En otras palabras, no podría
determinarse un nivel de potencia de entrada máxima hasta después
de haber formado un filtro.
La figura 3 muestra gráficamente una
distribución de densidad de corriente de un filtro coplanario
convencional de guía de ondas. En la figura 3, el eje X representa
la dirección de la longitud de la línea coplanaria, mientras que el
eje Y representa una dirección ortogonal a ella, y una densidad de
corriente en una coordenada dada está indicada a lo largo de la
ordenada. Se apreciará en la figura 3 que la densidad de corriente
sobre la línea 9 del borde (indicada en líneas gruesas) del primer
y segundo acopladores inductivos 8a y 8b, como se describirá más
adelante, y esto ha sido un factor esencial que origina un aumento
de la pérdida de potencia.
La densidad de corriente supone un valor máximo
de alrededor de 2200 A/m en el primer acoplador inductivo 8a, que
está situado a una distancia de alrededor de 8,5 mm desde la entrada
de la línea coplanaria, y también en el segundo acoplador inductivo
8b, que está situado a una distancia de alrededor de 20 mm desde la
entrada. La figura 4 muestra gráficamente una distribución de la
densidad de corriente del primer acoplador inductivo 8a, a una
escala ampliada. La posición a lo largo del eje X ilustrada en la
figura 4, representa una longitud referenciada a un extremo de
entrada de la señal de la primera sección 4a de terminales de
entrada/salida ilustrada en la figura 2, y una posición
correspondiente a 8,892 mm está indicada en la figura 2 por una
línea IV-IV. Específicamente, una posición del eje
X que vuelve atrás en 0,014 mm hacia la entrada desde el borde
lateral del conductor 7a1 de la línea de cortocircuito, que está
situada hacia el segundo resonador 5b, representa la posición de
8,892 mm ilustrada en la figura 4. La figura 4 muestra una
distribución de densidad de corriente en la gama de 0,1 mm desde
esta posición hasta la salida. Se podrá apreciar que la densidad de
corriente es particularmente alta en dos lugares que incluyen una
esquina \alpha en la que el conductor 7a1 de la línea de
cortocircuito entra en contacto con el primer conductor 3a de tierra
y otra esquina \beta en la que el conductor 7a1 de la línea de
cortocircuito entra en contacto con la línea conductora central
2_{R2}, y que la corriente se concentra en una esquina \gamma
situada en el lado opuesto a la esquina \alpha del corte
rectangular 20 en los primeros conductores 3a de tierra que se
disponen con el fin de aumentar el grado de acoplamiento del
acoplador inductivo 8. Tales picos de concentración de corriente
tienen lugar también en las respectivas esquinas que están situadas
en simetría lineal con respecto a la línea central que está dibujada
a través del centro de la anchura del conductor 7a1 de la línea de
cortocircuito desde las esquinas \alpha, \beta y \gamma. Hay
un pico de concentración de corriente relativamente alto en las tres
esquinas \alpha, \beta y \gamma. Debe entenderse que la misma
tendencia prevalece en el lado del segundo conductor 3b de tierra,
que produce una concentración de corriente en cada esquina entre el
conductor 7a2 de la línea de cortocircuito y la línea conductora
central 2_{R2} y el segundo conductor 3b de tierra.
En un filtro convencional, un enfoque para
aumentar el grado de acoplamiento del acoplador inductivo ha sido
reducir la anchura de los conductores 7a1 y 7a2 de línea de
cortocircuito o aumentar la longitud sustancial de los conductores
de línea de cortocircuito disponiendo unos cortes 20 en los
conductores 3 de tierra. Como resultado de tal enfoque, la
concentración de corriente tiene lugar en las esquinas del conductor
de línea de cortocircuito que forma el acoplador inductivo y surge
un problema en un filtro, en el cual las películas conductoras
sobre el substrato dieléctrico están formadas por un material
superconductor, de que el estado superconductor se destruye al
ocurrir una concentración de corriente que excede de una densidad de
corriente crítica si el resonador fuera refrigerado por debajo de
una temperatura crítica.
También surge el problema de que la construcción
de la configuración de los conductores 7a1, 7a2 de cortocircuito se
hace más fina o complicada, presentando la dificultad de fijar la
precisión del diseño.
A través del documento EP 0 933 831 A1, se
conoce un filtro coplanario de guía de ondas de la técnica
anterior.
El documento de SUBRAMANYAM G y otros
colaboradores, en el INSTITUTE OF ELECTRICAL AND ELECTRONICS
ENGINEERS: "Ferroelectric thin-film based
electrically tunable ku-band coplanar waveguide
components" ("Componentes coplanarios de guía de ondas en
banda Q eléctricamente sintonizables basados en película delgada
ferroeléctrica", 2001 IEEE MTT-S INTERNATIONAL
MICROWAVE SYMPOSIUM DIGEST. (IMS 2001). PHOENIX, AZ,
20-25 Mayo, 2001. IEEE MTT-S
INTERNATIONAL MICROWAVE SYMPOSIUM; NEW YORK; NY: IEEE, Estados
Unidos, vol. 1 de 3, 20 Mayo 2001
(2001-05-20) páginas
471-474, XP001067319
ISBN:0-7803-6538-0,
está relacionado con resonadores coplanarios de guía de ondas
formado sobre una película delgada ferroeléctrica. Más en
particular, el documento muestra un resonador de media longitud de
onda acoplado capacitivamente a secciones de entrada y salida, donde
la impedancia característica de la sección del resonador es mayor
que la de las secciones de entrada y salida, para aumentar la
capacidad de sintonía.
El documento US 5750473 A está relacionado con
un filtro de guía de ondas y muestra terminales coplanarios de
entrada/salida dispuestos en un lado posterior de un substrato
dieléctrico y rodeado por un conductor de tierra. Los resonadores
están formados en el lado frontal opuesto del substrato y están
acoplados entre sí por líneas de acoplamiento formadas en el lado
posterior. Los resonadores que están más lejos entre sí están
acoplados a los terminales de entrada/salida a través del substrato
dieléctrico entre ellos. En esta configuración, los resonadores no
están construidos como una guía de ondas coplanaria.
Ambos documentos "Highly compact
micro-machined coplanar bandpass filter"
("Filtro de paso de banda coplanario altamente compacto
micromecanizado"), de K.Grenier y otros colaboradores, 30ª
Conferencia Europea de Microondas, del 3-5 Octubre
de 2000, París, páginas 129-132, XP1060708 (figura
5) y "Microwave properties of coplanar transmission lines and
filters on diamond from 1-120 GHz"
("Propiedades de las microondas en líneas y filtros coplanarios
de transmisión en diamante desde 1-120 GHz", de
F.Steinhagen y otros colaboradores, Simposio Internacional de
Microondas del IEEE MTT-S de 1998, del
7-12 Junio de 1988, páginas
1065-1068, XP10290448D, divulgan un filtro
coplanario de guía de ondas, de acuerdo con la parte
pre-caracterizadora de la reivindicación 1, en el
cual el acoplador capacitivo está formado por partes finales
entrelazadas de dicha primera y segunda líneas de conductores
centrales, sin ser expandida en la dirección de la anchura del
mismo.
La presente invención ha sido hecha considerando
estos aspectos, y tiene por objeto la provisión de un filtro
coplanario de guía de ondas que reduce la máxima densidad de
corriente en un resonador y evita un aumento de la pérdida de
potencia, con una construcción que asegura que se puede mantener la
precisión del diseño y que impide que se destruya un estado
superconductor, si se forman las películas conductoras de los
componentes con un material superconductor.
También debe entenderse que en un método
convencional de formación, la potencia de una señal de entrada en
el filtro se determina después de haber formado un filtro coplanario
de guía de ondas, y ha sido difícil fabricar un filtro que tenga
una respuesta deseada con respecto a una potencia predeterminada de
la señal de entrada.
Este objeto se consigue por medio de un filtro
coplanario de guía de ondas, como se reivindica en la reivindicación
1. Los modos de realización preferidos de la invención están
definidos en las reivindicaciones dependientes.
De acuerdo con la presente invención, se alivia
la concentración de densidad de corriente en el resonador
coplanario, para reducir la pérdida de potencia, y cuando las
películas conductoras que definen el filtro están formadas por un
material superconductor, se impide la destrucción del estado
superconductor.
La figura 1 es una vista en perspectiva que
ilustra el concepto de una línea coplanaria;
La figura 2A es una vista en planta de un filtro
coplanario convencional de guía de ondas;
La figura 2B es un alzado del lado derecho de la
figura 2A;
La figura 2C es una vista frontal de la figura
2A;
La figura 3 muestra gráficamente una
distribución de densidad de corriente de un filtro coplanario
convencional de guía de ondas;
La figura 4 muestra una distribución de densidad
de corriente de un acoplador inductivo en un filtro coplanario
convencional de guía de ondas;
La figura 5A es una vista en planta de un filtro
coplanario de guía de ondas de cuatro etapas y de un cuarto de
longitud de onda;
La figura 5B es un alzado del lado derecho de la
figura 5A;
La figura 5C es una vista frontal de la figura
5A;
La figura 6 muestra gráficamente una relación
entre la densidad de corriente máxima y una relación k de la
anchura w_{1} de una línea conductora central, con respecto a una
separación d_{1} del conductor de tierra del resonador, de
acuerdo con la figura 5;
La figura 7 muestra gráficamente una relación
entre el valor Q sin carga del resonador y la relación k de la
anchura w_{1} de una línea conductora central, con respecto a una
separación d_{1} del conductor de tierra del resonador, de
acuerdo con la figura 5;
\newpage
La figura 8 muestra gráficamente una
distribución de densidad de corriente de un filtro coplanario de
guía de ondas de cuatro etapas y de un cuarto de longitud de onda,
de acuerdo con un modo de realización de la invención;
La figura 9 muestra gráficamente una vista
ampliada de la distribución de densidad de corriente de la figura 8
del acoplador inductivo en el filtro coplanario de guía de ondas de
cuatro etapas y de un cuarto de longitud de onda;
La figura 10 muestra gráficamente un ejemplo de
respuesta en frecuencias del filtro coplanario de guía de ondas de
cuatro etapas y de un cuarto de longitud de onda, de acuerdo con la
figura 5;
La figura 11 muestra gráficamente un ejemplo de
impedancia característica dibujada en función de la relación k de
la anchura de la línea conductora central con respecto a la
separación del conductor de tierra, en el filtro de acuerdo con la
figura 5;
La figura 12 es una vista en planta de un filtro
resonador de una sola etapa;
La figura 13A es una vista en planta de un
filtro coplanario de guía de ondas de cuatro etapas y de un cuarto
de longitud de onda;
La figura 13B es un alzado del lado derecho de
la figura 13A;
La figura 13C es una vista frontal de la figura
13A;
La figura 14 muestra gráficamente una
distribución de densidad de corriente del filtro coplanario de guía
de ondas de cuatro etapas y de un cuarto de longitud de onda
ilustrado en la figura 13;
La figura 15 muestra gráficamente una
distribución de densidad de corriente del acoplador inductivo en el
filtro coplanario de guía de ondas de cuatro etapas y de un cuarto
de longitud de onda ilustrado en la figura 13;
La figura 16 muestra gráficamente una densidad
de corriente máxima imax,n dibujada en función de la anchura
w_{1} de la línea conductora central;
La figura 17 es una vista en perspectiva de un
modo de realización de un filtro coplanario de guía de ondas, que
está contenido en una caja metálica;
La figura 18 es un diagrama de flujo de un
ejemplo de procedimiento de proceso; y
La figura 19 es un diagrama de bloques de un
ejemplo de configuración funcional de una unidad auxiliar que se
utiliza en una parte del procedimiento de proceso ilustrado en la
figura 18.
Las figuras 5A a 5C muestran un filtro
coplanario de guía de ondas de cuatro etapas y de un cuarto de
longitud de onda, en el cual hay dispuestos unos resonadores
coplanarios 5a a 5d de un cuarto de longitud de onda sobre una
línea, de una manera similar a la ilustrada en la figura 2. Como
diferencia, se elige la separación d_{1} de conductores de tierra
entre los conductores 3a y 3b de tierra de cada uno de los
resonadores que forman el filtro coplanario de guía de ondas de un
cuarto de longitud de onda, de manera que sea mayor que la
separación d_{io} de conductores de tierra de cada una de las
secciones 4a y 4b de terminales de entrada/salida.
La impedancia característica de una primera
sección 4a de terminales de entrada/salida a la cual se introduce
una señal, se elige de manera que sea 50\Omega, por ejemplo, desde
el punto de vista de hacer coincidir la impedancia característica
de un dispositivo que esté conectado a ella.
Consecuentemente, en el ejemplo presente, la
anchura w_{io} de cada una de las líneas conductoras centrales
2_{4a} y 2_{4b} de la primera y segunda secciones 4a y 4b de
terminales de entrada/salida se elige de manera que sea 0,218 mm y
la separación d_{io} de conductores de tierra se elige de manera
que sea 0,4 mm. Por otra parte, en cada uno de los resonadores 5a a
5d que están dispuestos entre la primera y segunda secciones 4a y
4b de terminales de entrada/salida, cada uno de los conductores
centrales 2_{R1} a 2_{R4} tiene una anchura w_{1} que es
igual a 0,218 mm y por tanto igual a la de las primera y segunda
secciones 4a y 4b de terminales de entrada/salida, pero cada una de
las separaciones d_{1} de los conductores de tierra se elige de
manera que sea mayor que 0,4 mm y cae en una gama igual o inferior
al valor máximo de 1,78 mm de la figura 5. Así, en este ejemplo, la
separación d_{1} del conductor de tierra de cada resonador es
mayor que la separación d_{io} de cada una de las primera y
segunda secciones 4a y 4b de terminales de entrada/salida. Sin
embargo, como será evidente por la figura 6, cuando aumenta la
separación d_{1} del conductor de tierra, la curva característica
de imax, n-k se desplaza hacia abajo en esta figura,
y la curva adopta una pendiente moderada, y por tanto d_{1} no
queda restringida a ser igual o inferior a los 1,78 mm mencionados
anteriormente.
Los extremos 51 y 61 de acoplamiento capacitivo,
que forman un primer acoplador 6a entre la primera sección 4a de
entrada/salida y el primer resonador 5a, quedan extendidos hacia los
conductores 3a y 3b de tierra de una manera correspondiente al
aumento de la separación d_{1} del conductor de tierra y quedan
dispuestos de una manera en estrecha oposición y separados por un
hueco g_{1}. La longitud sobre la cual se disponen los extremos
51 y 61 en una relación de oposición se elige de manera que sea
igual a la longitud opuesta entre los extremos de acoplamiento del
primer acoplador capacitivo 6a ilustrado en la figura 2, por
ejemplo. Así, el primer acoplador capacitivo 6a está formado por
una simple construcción en la cual los extremos de acoplamiento
están opuestos a lo largo de líneas rectilíneas, en lugar de
utilizar una complicada estructura a manera de púas de peine
entrelazadas.
Los conductores 7a1 y 7a2 de líneas de
cortocircuito que se acoplan entre el primer y segundo resonadores
5a y 5b tienen una longitud suficiente para proporcionar un grado
satisfactorio de acoplamiento que sirva como primer acoplador
inductivo 8a sin formar cortes 20, como se ilustra en la figura 2A,
en el primer conductor 3a de tierra y en el segundo conductor 3b de
tierra, en la región de unión entre estos conductores 7a1 y 7a2 de
líneas de cortocircuito y el primer y segundo conductores 3a y 3b de
tierra, porque la separación d_{1} del conductor de tierra es
mayor que el valor correspondiente de la técnica anterior.
Consecuentemente, el primer acoplador inductivo 8a tiene también
una construcción más simple que la ilustrada en la figura 2.
De la misma manera que el primer acoplador
inductivo 8a, se construye un segundo acoplador inductivo 8b. Así,
no se forman los cortes 20 en los conductores de tierra que han sido
utilizados en la técnica anterior para aumentar el grado de
acoplamiento de los acopladores inductivos 8a y 8b. En otras
palabras, la separación S2 entre las líneas conductoras centrales
2_{R1} a 2_{R4} y los conductores 3a y 3b de tierra, es igual a
la longitud L de cada uno de los conductores 7a1, 7a2 de líneas de
cortocircuito que forman los acopladores inductivos 8a y 8b, y por
tanto, no hay formados cortes rectangulares 20 en los conductores 3a
y 3b de tierra.
Dicho de una manera diferente, el conductor 7a1
de línea de cortocircuito está conectado formando ángulo recto con
el conductor 3a de tierra, y el borde de la unión dispuesta hacia al
conductor de tierra se extiende a la posición del primer y segundo
acopladores capacitivos 6a y 6b, paralelamente a las líneas
conductoras centrales 2_{R1} y 2_{R4}.
Como consecuencia, los conductores 7a, 7b de
líneas de cortocircuito y su unión con los conductores de tierra
asumen una configuración sencilla que puede ser fácilmente
fabricada, reduciendo esquinas en las líneas de trasporte de
corriente donde se concentra probablemente la densidad de corriente.
Una configuración que sigue al primer resonador 5a es idéntica a la
configuración del filtro coplanario de cuatro etapas y un cuarto de
longitud de onda, descrito anteriormente con relación a la figura 2,
excepto que los extremos de acoplamiento del acoplador capacitivo
cambian de configuración, y de manera que no se forman cortes en la
región de la unión entre los conductores de línea de cortocircuito
que forman el acoplador inductivo y los conductores de tierra.
Consecuentemente, solamente se describirá brevemente una conexión de
la misma.
Debido a que el conductor 7a de línea de
cortocircuito está construido de la manera mencionada anteriormente,
la separación entre cada línea conductora central 2_{R2},
2_{R3} y 2_{R4}, y los conductores 3a y 3b de tierra de los
resonadores 5b, 5c y 5d es igual a S2. Un segundo acoplador
capacitivo 6a dispuesto entre el segundo resonador 5b y el tercer
resonador 5c, está construido de la misma manera que el segundo
acoplador capacitivo 6a ilustrado en la figura 2. Un tercer
acoplador capacitivo 6c dispuesto entre el cuarto resonador 5d y la
segunda sección 4b de terminales de entrada/salida, está construido
de manera similar al primer acoplador capacitivo 6a ilustrado en la
figura 5. Específicamente, un extremo 62 de acoplamiento capacitivo
en un extremo de la línea conductora central 2_{R4} y un extremo
52 de acoplamiento capacitivo en un extremo del conductor central
2_{4b}, son simplemente miembros lineales más anchos que se
extienden transversalmente en ambos lados con respecto a cada lado
de la línea conductora central, y están estrechamente separados y
opuestos entre sí, para aumentar el grado de acoplamiento. La
segunda sección 4b de terminales de entrada/salida tiene una
anchura w_{io} de la línea conductora central que es igual a 0,218
mm, una separación d_{io} del conductor de tierra igual a 0,4 mm
y una impedancia característica de 50\Omega, con el fin de
coincidir con la impedancia característica de un dispositivo
externo conectado a ella.
Un resultado de la simulación para una relación
entre la densidad de corriente máxima de un flujo de corriente a
través del filtro, y la relación k entre una anchura w_{1} de la
línea conductora central y una separación d_{1} del conductor de
tierra de un resonador, para un único resonador en el filtro
coplanario de guía de ondas de cuatro etapas y un cuarto de
longitud de onda, construido de la manera ilustrada en la figura 5,
está ilustrado gráficamente en la figura 6, utilizando la separación
d_{1} del conductor de tierra como parámetro. Así, este resultado
se obtiene mediante la realización de la simulación bajo la
condición de no haber formado cortes rectangulares 20 en los
conductores de tierra en la región del acoplador inductivo. La
simulación tuvo lugar con una entrada de onda sinusoidal de una
tensión de 1 Vpp y una frecuencia de 5 GHz. En la figura 6, la
abscisa representa la relación k de la anchura w_{1} de la línea
conductora central con respecto a la separación d_{1} del
conductor de tierra o w_{1}/d_{1}, mientras que la ordenada
representa la densidad de corriente máxima i_{max,n} que está
normalizada por la densidad de corriente máxima que tiene lugar en
un resonador utilizando una separación del conductor de tierra
d_{1} = 0,4 mm y una impedancia de 50\Omega. La separación
d_{1} del conductor de tierra que se utiliza como parámetro, se
elige de manera que sea 0,4 mm, 0,545 mm, 0,764 mm, 1,055 mm y
1,780 mm. Consecuentemente, la anchura de la línea conductora
central estará en su máximo cuando la separación d_{1} del
conductor de tierra sea igual a 1,780 mm, permitiendo que la
anchura w_{1} de la línea conductora central sea variable en una
gama desde 0,035 mm a 1,744 mm (que se supone cuando la separación
d_{1} del conductor de tierra es igual a 1,780 mm). Cuando la
anchura w_{1} de la línea conductora central se aumenta,
manteniendo constante la separación d_{1} del conductor de tierra,
la densidad de corriente máxima presenta una respuesta que tiene
una configuración cóncava tal como una curva cuadrática.
Los datos dibujados con una línea delgada 21 de
la figura 6, representan datos obtenidos cuando la anchura w_{1}
la línea conductora central se mantiene constante en 0,218 mm.
Cuando la separación d_{1} del conductor de tierra es igual a 0,4
mm, se deduce que k = 0,54, y este punto 22 se elige de manera que
represente 1,0 para la normalización de la densidad de corriente
máxima. Cuando la separación d_{1} del conductor de tierra se
aumenta a 0,545 mm, se deduce que k = 0,4, por lo que la densidad de
corriente máxima normalizada (en delante denominada simplemente
"densidad de corriente") se reduce hasta alrededor de 0,83.
Cuando la separación d_{1} del conductor de tierra sigue
aumentando hasta 0,764 mm, se deduce que k = 0,29, por lo que la
densidad de corriente se reduce a alrededor de 0,69. Cuando la
separación d_{1} del conductor de tierra aumenta hasta 1,055 mm,
se deduce que k = 0,2, por lo que la densidad de corriente se reduce
a alrededor de 0,56. Cuando la separación d_{1} del conductor de
tierra aumenta hasta 1,78 mm, se deduce que k = 0,12, por lo que la
densidad de corriente e reduce a alrededor de 0,4.
De esta manera, cuando la anchura w_{1} de la
línea conductora central se mantiene constante, la densidad de
corriente máxima del resonador se reduce a medida que la separación
d_{1} del conductor de tierra aumenta.
La figura 6 se considerará con más detalle. Como
se ha mencionado previamente, cuando la separación d_{1} del
conductor de tierra es igual a 0,4 mm, k = 0,54 y la impedancia
característica es igual a 50\Omega. En este punto 22, la densidad
de corriente máxima está normalizada en 1,0. Suponiendo que la gama
utilizable esté dentro de +10% desde el valor más pequeño de la
densidad de corriente, cuando la separación d_{1} del conductor
de tierra es igual a 0,4 mm, la gama de k en la cual la densidad de
corriente máxima es igual o inferior a 1,1 estará localizada en una
gama desde 0,20 a 0,73.
Cuando la separación d_{1} del conductor de
tierra es igual a 0,545 mm, la densidad de corriente máxima será
0,83 y supone el valor más pequeño para k = 0,47. Consecuentemente,
la gama utilizable en la cual la densidad de corriente máxima
permanece dentro del +10% desde el valor más pequeño, será desde k =
0,19, donde la densidad de corriente máxima es 0,91, hasta k =
0,71. Cuando la separación d_{1} del conductor de tierra es igual
a 0,764 mm, la densidad de corriente máxima asume el valor más
pequeño de 0,68 en k = 0,4. Consecuentemente, la gama utilizable
dentro de la cual la densidad de corriente máxima permanece dentro
del +10%, será desde k = 0,13, donde la densidad de corriente
máxima es 0,75, hasta k = 0,76. Cuando la separación d_{1} del
conductor de tierra es igual a 1,055 mm, la densidad de corriente
máxima asume el valor más pequeño de 0,55 en k = 0,4.
Consecuentemente, la gama utilizable dentro de la cual la densidad
de corriente máxima permanece dentro del +10% es desde k = 0,11,
donde la densidad de corriente máxima es 0,61, hasta k = 0,75.
Considerando la separación d_{1} del conductor de tierra igual a
1,780 mm, la densidad de corriente máxima asume un valor mínimo de
0,37 en k = 0,41, y la gama utilizable dentro de la cual la densidad
de corriente máxima permanece dentro del +10% es desde k = 0,12,
donde la densidad de corriente máxima es 0,41 en k = 0,70.
A partir de los resultados mencionados
anteriormente, se observará que para un valor de la separación
d_{1} del conductor de tierra en una gama desde 0,4 hasta 1,78,
como se ha considerado anteriormente, la densidad de corriente
máxima se puede mantener dentro del +10% desde el valor más pequeño,
para una gama desde k = 0,20 hasta k = 0,70.
De esta manera, la separación d_{1} del
conductor de tierra y la anchura w_{1} de la línea conductora
central, se establecen de manera correspondiente a una porción
central de una gama en la cual no hay un cambio sustancial de la
densidad de corriente máxima con respecto a un cambio en k. Se forma
entonces un filtro coplanario de guía de ondas mediante el decapado
de películas conductoras sobre el substrato dieléctrico en
conformidad con la separación d_{1} del conductor de tierra y la
anchura w_{1} de la línea conductora central que están
establecidas de manera que la respuesta pretendida del filtro pueda
ser satisfecha. Es entonces posible formar un filtro coplanario de
guía de ondas de una manera sencilla, en conformidad con una
especificación demandada, determinando previamente una gama en la
cual no hay un cambio sustancial de la densidad de corriente máxima
con respecto a k.
Una línea gruesa 23 en la figura 6 representa
los puntos de unión de una curva en la que la impedancia
característica Z_{0} del resonador es constante en Z_{0} =
50\Omega. La anchura w_{1} de la línea conductora central que
proporciona la impedancia característica Z_{0} de 50\Omega
cuando la separación d_{1} del conductor de tierra es igual a 0,4
mm, viene dada por w_{1} = 0,218 mm, y este punto es donde la
densidad de corriente máxima está normalizada en 1,0. La anchura
w_{1} de la línea conductora central que proporciona una
impedancia característica Z_{0} de 50\Omega cuando la
separación d_{1} del conductor de tierra es igual a 0,545 viene
dada por w_{1} = 0,325, y la densidad de corriente es
aproximadamente 0,84. La anchura w_{1} de la línea conductora
central que proporciona una impedancia característica Z_{0} de
50\Omega cuando la separación d_{1} del conductor de tierra es
igual a 0,764 mm, viene dada por w_{1} = 0,482 mm y la densidad
de corriente es alrededor de 0,70.
La anchura w_{1} de la línea conductora
central que proporciona una impedancia característica Z_{0} de
50\Omega cuando la separación d_{1} del conductor de tierra es
igual a 1,055 mm viene dada por w_{1} = 0,707 mm y la densidad de
corriente es alrededor de 0,56. La anchura w_{1} de la línea
conductora central que proporciona una impedancia característica
Z_{0} de 50\Omega cuando la separación d_{1} del conductor de
tierra es igual a 1,78 viene dada por w_{1} = 1,308 mm y la
densidad de corriente es alrededor de 0,4.
Cuando la impedancia característica Z_{0} del
resonador se hace constante en 50\Omega, por ejemplo, la densidad
de corriente máxima del resonador puede ser reducida a medida que
aumenta la anchura w_{1} de la línea conductora central. Una
elección de d_{1} que sea mayor que d_{io} conduce a una
reducción de la densidad de corriente máxima, y es preferible
elegir w_{1} de manera que sea mayor que w_{io}, con el fin de
mantener constante la impedancia característica, e imax,n puede ser
mantenida tan pequeña como sea posible, mediante el ajuste de ambos
parámetros.
Una reducción de la densidad de corriente máxima
tiene el efecto de reducir la pérdida del conductor en el
resonador. La figura 7 muestra una relación entre un valor Q sin
carga del resonador y k. En la figura 7, la abscisa representa la
relación de la anchura w1 de la línea conductora central con
respecto a la separación d1 del conductor de tierra o k = w1/d1,
mientras que la ordenada representa un valor de Q sin carga de Q0,n
cuando el valor Q sin carga a la impedancia característica de
50\Omega, para la separación del conductor de tierra d1 = 0,4 mm,
está normalizado en una referencia de 1,0. Generalmente, en una gama
de k desde 0,25 hasta 0,55, el valor de Q sin carga del resonador
asume su máximo. Una línea delgada sólida 24 representa los puntos
de unión de una curva, donde la anchura w1 de la línea conductora
central es constante en 0,218 mm. Una línea gruesa sólida 26
representa una curva que une puntos en los que prevalece la
impedancia característica Z0 = 50\Omega comenzando en un punto 25
donde la impedancia característica Z0 = 50\Omega para una anchura
w1 = 0,218 de la línea conductora central y una separación d1 = 0,4
mm del conductor de tierra.
Cuando se requiere una baja pérdida de inserción
en un filtro coplanario, puede hacerse una configuración para
establecer una relación k de la anchura de la línea conductora
central con respecto a una separación del conductor de tierra que
proporcione un valor máximo Q sin carga del resonador.
Se describirá ahora una relación entre la
impedancia característica y l relación entre la anchura w1 de la
línea conductora central con respecto a la separación d1 del
conductor de tierra. Una relación entre una corriente y una tensión
en una línea distribuida constante, viene dada generalmente por las
siguientes ecuaciones:
\vskip1.000000\baselineskip
donde
I_{i}, V_{i}: un valor de corriente y un
valor de tensión de una onda progresiva
Ir, Vr: un valor de corriente y un valor de
tensión de una onda reflejada
\gamma: constante de propagación
\alpha: constante de atenuación
\beta: constante de fase
Z: impedancia característica
R: resistencia en serie
L: inductancia en serie
G: conductancia en paralelo
C: capacitancia.
Un valor de corriente en una línea distribuida
constante es inversamente proporcional a la impedancia
característica. Una impedancia característica de una línea de tipo
coplanario viene dada por lo siguiente:
\vskip1.000000\baselineskip
donde \varepsilon_{eff}
representa la constante dieléctrica eficaz de una línea del tipo
coplanario, \eta0 es la impedancia de la onda en el espacio
libre, K(k) una integral elíptica perfecta de un primer tipo,
y ' una
derivada.
\varepsilon_{eff}, \eta_{0} y
K(k) están representadas como sigue:
\vskip1.000000\baselineskip
La impedancia característica Z0 está determinada
por k, la constante dieléctrica \varepsilonr de un substrato
dieléctrico y el espesor h del substrato dieléctrico. De esta
manera, al cambiar la relación k de la anchura w_{1} de la línea
conductora central con respecto a la separación d1 del conductor de
tierra de una manera adecuada, se puede cambiar la impedancia
característica.
Considerando lo anterior, se describirá un modo
de realización de la presente invención. Con un intento de reducir
la densidad de corriente máxima de resonadores que definen un filtro
de guía de ondas, se ha hecho una investigación sobre el uso de un
aumento de impedancia característica de un resonador. A modo de
ejemplo, se considera una combinación de un resonador con una
impedancia característica de 100\Omega con una primera sección 4a
de terminales de entrada/salida, que tiene una impedancia
característica de, por ejemplo, 50\Omega. El filtro ilustrado en
la figura 5, que ha sido descrito anteriormente, incluye la primera
sección 4a de terminales de entrada/salida que tiene una impedancia
característica de 50\Omega, y cuando un resonador tiene una
impedancia característica de 100\Omega, suponiendo una separación
d_{io} del conductor de tierra de 0,4 mm y una anchura w_{io}
de la línea conductora central de 0,218 mm, para la primera sección
4a de terminales de entrada/salida, se deduce que el resonador
tendrá una separación d_{1} del conductor de tierra de 1,780 mm y
una anchura w_{1} de la línea conductora central de 0,218 mm.
En la figura 8 se ilustra gráficamente un
resultado de simulación realizado para una distribución de densidad
de corriente en un filtro coplanario de guía de ondas de cuatro
etapas y un cuarto de longitud de onda de este ejemplo numérico,
que corresponde a la figura 4. La densidad de corriente está en su
máximo en un primer acoplador inductivo 8a, que está situado a una
distancia de alrededor de 8,0 mm desde el extremo de entrada de la
línea coplanaria, y también en un segundo acoplador inductivo 8b que
está situado a una distancia de aproximadamente 22 mm desde el
extremo de entrada. El pico de densidad de corriente es
aproximadamente 1200 A/m, que es considerablemente reducido en
comparación con el pico ilustrado en la figura 3, que es ligeramente
menor que aproximadamente 2200 A/m. La figura 9 ilustra
gráficamente una distribución de densidad de corriente del primer
acoplador inductivo 8a a una escala ampliada, de una manera
correspondiente a la figura 4. La posición a una distancia de 8,159
mm desde el extremo de entrada de la señal de la primera sección 4a
de terminales de entrada/salida, descansa sobre el conductor 7a1 de
línea de cortocircuito, y se corresponde con una parte indicada con
la línea IX-IX que está ilustrada en la figura 5.
Así, la posición sobre el eje X que está retrasada alrededor de
0,02 mm desde el borde lateral del conductor 7a1 de la línea de
cortocircuito, que está dispuesto hacia el resonador 5b, representa
la posición de 8,159 mm ilustrada en la figura 9. La figura 9
muestra gráficamente una distribución de densidad de corriente en
una gama que va desde esta posición y se extiende alrededor de 0,1
mm hacia la salida. Se podrá apreciar que la concentración de
corriente tiene lugar en una esquina \beta en la que el conductor
7a1 de línea de cortocircuito entra en contacto con la línea
conductora central 2_{R2}. No existe otra esquina en la que tenga
lugar una concentración de corriente en la figura 9. De esta manera,
con este modo de realización, el número de picos en la densidad de
corriente se reduce. El único pico tiene un valor de alrededor de
1200 A/m, que se reduce a una magnitud que es aproximadamente
alrededor del 55% de un valor convencional. La razón por la que el
número de picos se reduce es debida a que el número de esquinas en
que tiene lugar la concentración de corriente se reduce como
resultado del hecho de que los cortes rectangulares 20 en los
conductores de tierra que estaban presentes en la técnica anterior,
no existen en este modo de realización. Una reducción de la
densidad de corriente de pico representa un efecto de aumento de la
impedancia característica del resonador a 100\Omega.
Con este modo de realización, la densidad de
corriente en cada uno de los resonadores 5a a 5b se reduce, y la
densidad de corriente máxima se reduce hasta un 45% en comparación
con las figuras 3 y 4, que se convierte en una reducción de
potencia de alrededor del 70%.
Debe observarse que al utilizar la impedancia
característica del resonador con un valor igual a 100\Omega, se
produce una desadaptación de la impedancia característica en la
primera y segunda secciones 4a y 4b de terminales de
entrada/salida. A este respecto, para la primera sección 4a de
terminales de entrada/salida, el primer acoplador capacitivo 6a
conectado entre la primera sección 4a de terminales de
entrada/salida y el primer resonador 5a, actúa como un convertidor
de impedancia que impide que ocurra una pérdida de reflexión. De
forma similar, para la segunda sección 4b de terminales de
entrada/salida, el tercer acoplador capacitivo 6c actúa como un
convertidor de impedancia.
La figura 10 muestra la respuesta en frecuencia
del filtro coplanario de guía de ondas ilustrado en la figura 5. En
la figura 10, la abscisa representa una frecuencia f y la ordenada
una ganancia G. En la figura 10, las líneas discontinuas indican
una banda de paso del filtro, y la línea continua indica la cantidad
de reflexión de la señal dentro de la banda de paso. A partir del
hecho de que la reflexión máxima dentro de la anchura de la banda
de paso es tan pequeña como -30 dB, se puede ver que no hay pérdida
originada por la diferencia en la impedancia característica entre
la primera y la segunda secciones 4a y 4b de entrada/salida y los
resonadores 5a a 5d.
En la descripción anterior, la impedancia
característica del resonador se supone que es 100\Omega, en
contraste con la impedancia característica de la primera y segunda
secciones 4a y 4b de terminales de entrada/salida, que es igual a
50\Omega, pero debe entenderse que la presente invención no está
limitada a esta combinación de impedancias características. Por
ejemplo, la elección de una impedancia característica de 150\Omega
para el resonador con respecto a la impedancia característica de
50\Omega de la sección de terminales de entrada/salida, es
fácilmente posible mediante el cambio adecuado de la relación k de
la anchura w_{1} de la línea conductora central con respecto a la
separación d_{1} del conductor de tierra. La figura 11 muestra
gráficamente un cambio en la impedancia característica Z_{0}
cuando cambia la relación k de la anchura w_{1} de la línea
conductora central respecto a la separación d_{1} del conductor de
tierra, o k = w_{1}/d_{1}. En la figura 11, la abscisa
representa k en una escala logarítmica, y la ordenada representa la
impedancia característica Z_{0} utilizando d_{1} como
parámetro. Cuando d_{1} es igual a 0,100 mm, la curva
característica es sustancialmente idéntica a cuando d_{1} es
igual a 0,400 mm. Cuando d_{1} es igual a 1,780 mm, Z_{0} asume
un valor ligeramente más alto. Es posible establecer una impedancia
característica de 50\Omega para una gama de k desde 0,54 a 0,65,
una impedancia característica de 100\Omega para un valor de k de
alrededor de 0,1 y una impedancia característica de 140\Omega o
mayor para un valor de k igual a 0,01.
De esta manera, al reducir el valor de k, es
posible aumentar la impedancia característica. Sin embargo, un
simple aumento de la impedancia característica no asegura que se
pueda reducir la densidad de corriente máxima. Como se ilustra en
la figura 6, que ha sido descrita anteriormente, la densidad de
corriente máxima asume su valor más pequeño en una gama de k desde
aproximadamente 0,25 hasta 0,55. Consecuentemente, lo que se
requiere no es simplemente la reducción de k para aumentar la
impedancia característica. En la figura 6 se ve que la densidad de
corriente máxima aumenta abruptamente cuando se reduce k a
aproximadamente 0,1 o menos. En vista de lo ilustrado en la figura
11 de que la impedancia característica está en el orden de
100\Omega para un valor de k de alrededor de 0,1, se puede ver
que el efecto de reducir la densidad de corriente máxima disminuye,
si se elige la impedancia característica de forma que sea mayor que
100\Omega. A partir de lo anterior, es preferible que k se elija
de manera que sea alrededor de 0,08 o mayor y que la impedancia
característica se establezca en 100\Omega o menos.
En el caso presente, se ha descrito un ejemplo
en el cual hay conectados en serie cuatro resonadores, pero debe
entenderse que el número de resonadores no está limitado a cuatro.
Incluso una sola etapa de resonador puede funcionar como filtro.
Para una sola etapa de resonador, por ejemplo, la respuesta de la
reflexión indicada por una línea continua en la respuesta en
frecuencia ilustrada en la figura 10, será atenuada abruptamente
solamente en un lugar, y la respuesta de la banda de paso, indicada
por líneas discontinuas, será una respuesta estrecha que tiene un
pico abrupto a una frecuencia en la que la respuesta de la reflexión
presenta una atenuación abrupta. De esta manera, el resonador de
una sola etapa funciona como filtro aunque la banda de paso se haga
más estrecha. En la figura 12 se ilustra un ejemplo de filtro que se
forma con un resonador de una sola etapa. Un extremo de una línea
conductora central 2_{R1} de un primer resonador 5a, está acoplado
a una primera sección 4a de terminales de entrada/salida por medio
de un primer acoplador capacitivo 6a, y el otro extremo de la línea
conductora central 2_{R1} está acoplado a una segunda sección 4b
de terminales de entrada/salida a través de un primer acoplador
inductivo 8a. La anchura w_{io} de la línea conductora central de
la primera y segunda secciones 4a y 4b de terminales de
entrada/salida y la anchura w_{1} de la línea conductora central
del resonador 5a, son elegidas de manera que sean iguales entre sí,
mientras que la separación d_{1} del conductor de tierra del
resonador 5a se elige de manera que sea mayor que la separación
d_{1} del conductor de tierra de la primera y segunda secciones
4a y 4b de terminales de entrada/salida. El extremo 51 del
acoplamiento capacitivo del primer acoplador capacitivo 6a, que
está dispuesto hacia la sección 4a de terminales de entrada/salida,
representa una simple extensión de la línea conductora central
2_{4a}, y el extremo 61 del acoplamiento capacitivo, que está
dispuesto hacia la línea conductora central 2_{R1} y que se opone
al extremo 51 de acoplamiento, está directamente definido por la
propia línea conductora central 2_{R1}. Consecuentemente, el
primer acoplador capacitivo 6a tiene una fuerza de acoplamiento que
es inferior a la del acoplador capacitivo 6a ilustrado en la figura
5.
La línea conductora central 2_{4b} de la
segunda sección 4b de terminales de entrada/salida, está
directamente acoplada con los conductores 7a1 y 7a2 de línea de
cortocircuito. El resonador 5a y la segunda sección 4b de
terminales de entrada/salida están acopladas conjuntamente por medio
del acoplador inductivo 8a. El acoplamiento entre el resonador y la
sección de terminales de entrada/salida se establece de acuerdo con
un equilibrio en el diseño para la fuerza del acoplamiento, y puede
comprender un acoplamiento capacitivo o inductivo.
Como se comprenderá a partir de la descripción
de una respuesta de un filtro de un solo resonador, cuando se
utiliza una pluralidad de resonadores, por ejemplo en el ejemplo
ilustrado en la figura 5, ajustando el acoplamiento entre
resonadores contiguos entre los resonadores 5a a 5d, se obtiene una
anchura de la banda de paso global requerida, como se ilustra en la
figura 10.
La línea conductora central 2 y el primer y
segundo conductores de tierra pueden estar formados a partir de
lantano-, itrio-, bismuto-, talio- y otros superconductores a alta
temperatura, para definir un filtro de guía de ondas
superconductor. Como ha sido posible reducir la densidad de
corriente máxima de acuerdo con la invención, se minimiza la
probabilidad de que tenga lugar un flujo de corriente en exceso de
una corriente crítica, para un superconductor a alta temperatura,
permitiendo que se pueda ejercitar un efecto de baja pérdida en un
filtro coplanario superconductor de guía de ondas, sin ser
acompañado por una destrucción del filtro coplanario semiconductor
de guía de ondas. La anchura de la línea conductora central y la
separación del conductor de tierra pueden ser elegidas previamente
para evitar un flujo de corriente en exceso de una corriente crítica
para un superconductor de alta temperatura, a la densidad de
corriente máxima demandada, haciendo referencia a la figura 6, por
ejemplo.
Se describirá ahora un segundo filtro, en el
cual la impedancia característica se mantiene constante y la
anchura w_{1} de la línea conductora central de un resonador se
hace mayor que la anchura w_{io} de la línea conductora central
de una sección de terminales de entrada/salida, para reducir la
densidad de corriente.
El segundo modo de llevar a cabo la invención
está ilustrado en las figuras 13A a 13C. En este ejemplo, se
conectan en serie cuatro resonadores coplanarios 5a a 5d de guía de
ondas de un cuarto de longitud de onda, y este ejemplo es diferente
de la configuración de la técnica anterior ilustrada en la figura 2,
en cuanto que la anchura w_{1} de la línea conductora central y
la separación d_{1} del conductor de tierra de cada uno de los
resonadores 5a a 5d son más grandes que la anchura w_{io} de la
línea conductora central y la separación d_{io} del conductor de
tierra de cada una de las secciones 4a y 4b de terminales de
entrada/salida. Sin embargo, la impedancia característica de la
primera sección 4a de terminales de entrada/salida que representa
un terminal de entrada de señales, a través de resonadores
individuales, a la segunda sección 4b de terminales de
entrada/salida, que representa un terminal de salida de señales,
asume un valor constante, que se elige de manera que sea
50\Omega, en este ejemplo. En el primer y segundo acopladores
capacitivos 6a y 6c, que están dispuestos en el extremo de entrada
y de salida, los extremos 51 y 52 de acoplamiento capacitivo, que
están dispuestos contiguamente a los conductores centrales 2_{4a}
y 2_{4b}, se extienden en direcciones transversales opuestas de
los conductores centrales, y están dispuestos paralelamente y
estrechamente opuestos a los extremos 61 y 62 de acoplamiento
capacitivo de los resonadores, para reforzar el acoplamiento de
manera similar a la del modo de realización ilustrado en la figura
5. No hay formados cortes rectangulares 20 como los ilustrados en
la figura 2, en ninguno de los primero y segundo conductores 3a y 3b
de tierra en un primer y segundo acopladores inductivos 8a y 8b.
Para dar una cifra numérica específica, la anchura w_{1} de la
línea conductora central que forma el resonador se elige de manera
que sea 1,164 mm en este ejemplo, como contraste con los 0,218 mm
de la figura 5.
En la figura 4 se ilustra gráficamente una
distribución de densidad de corriente de un filtro coplanario de
guía de ondas de cuatro etapas y un cuarto de longitud de onda, que
se corresponde con la figura 3. La densidad de corriente está en su
máximo en el primer acoplador inductivo 8a, que está situado a una
distancia de alrededor de 10 mm desde la entrada de la línea
coplanaria, y en el segundo acoplador inductivo 8b que está situado
a una distancia de alrededor de 25 mm desde la entrada. El pico de
la densidad de corriente es alrededor de 1100 A/m, que es
considerablemente reducida con respecto al pico ilustrado en la
figura 3. La figura 15 muestra gráficamente una distribución de
densidad de corriente del primer acoplador inductivo 8a, a una
escala ampliada, de una manera que se corresponde con la figura 4.
La posición ilustrada en la figura 15 a 10,437 mm representa una
posición del eje X correspondiente a la línea XV-XV
ilustrada en la figura 13, que se alcanza cuando se retrocede
alrededor de 0,02 mm hacia la entrada desde el borde lateral del
conductor 7a1 de la línea de cortocircuito, que está dispuesto
hacia el resonador 5b. La figura 15 muestra una distribución de
densidad de corriente en una región desde esta posición y que se
extiende hacia la salida en 0,1 mm. Se observará que hay una
concentración de corriente en una esquina \beta que está en la
unión entre el conductor 7a1 de la línea de cortocircuito y una
línea conductora central 2_{R2}. El pico alcanza alrededor de 1100
A/m. No hay otro pico o densidad de corriente concentrada, excepto
éste. Se considerará una comparación entre la figura 14, que ilustra
la distribución de la densidad de corriente en el primer acoplador
inductivo 8a, que se ha descrito anteriormente con respecto a la
técnica anterior, y la distribución de densidad de corriente en el
primer acoplador inductivo 8a del filtro según la figura 13.
Inicialmente, se observará que el número de picos en la densidad de
corriente se ha reducido en el presente ejemplo. El pico tiene un
valor de alrededor de 1100 A/m, que está suprimido en el orden de
alrededor del 50%. La reducción del número de picos se atribuye a la
ausencia en el presente ejemplo de cortes rectangulares 20 en los
conductores de tierra que se utilizan en la técnica anterior. Una
reducción del pico de la densidad de corriente representa un efecto
de aumento de la anchura w_{1} de la línea conductora
central.
central.
Se observará que si la impedancia característica
se mantuviera constante en 50\Omega, la densidad de corriente en
cada resonador se reduce aumentando la anchura w_{1} de la línea
conductora central, y la cantidad de la reducción de densidad de
corriente máxima es alrededor del 50%, lo cual es equivalente a una
reducción de la potencia en aproximadamente el 75%.
La densidad de corriente máxima dibujada en
función de la anchura w_{1} de la línea conductora central,
cuando la impedancia característica se mantiene constante, está
ilustrada gráficamente en la figura 16. En la figura 16, la abscisa
representa la anchura w_{1} de la línea conductora central y la
ordenada representa la densidad de corriente máxima i_{max} para
cada línea de impedancia característica que esté normalizada por la
densidad de corriente máxima sobre la línea de impedancia
característica de 50\Omega, con una anchura w_{1} de la línea
conductora central igual a 1,16 mm. Las respuestas están ilustradas
para impedancias características de 20, 40, 50, 60, 70, 80, 100 y
150\Omega, como parámetro. Se observará que las respuestas son
tales que la densidad de corriente máxima queda reducida a medida
que aumenta la anchura w_{1} de la línea conductora central.
Como generalmente se utiliza el valor de
50\Omega para la impedancia característica, la extensión a la cual
puede extenderse la anchura w_{1} de la línea conductora central
del resonador desde la anchura w_{io} de la línea conductora
central de la primera sección 4a de terminales de entrada/salida,
cuando se utiliza la impedancia característica de 50\Omega, de la
primera sección 4a de terminales de entrada/salida a la segunda
sección 4b de terminales de entrada/salida, puede determinarse a
partir de la figura 11. Debido a que la primera sección 4a de
terminales de entrada/salida tiene una k que es igual a 0,54 cuando
la primera sección 4a de terminales de entrada/salida tiene una
separación d_{io} del conductor de tierra de 0,4 mm, y una
anchura w_{io} de la línea conductora central de 0,218 mm,
eligiendo una k en el resonador que esté en la gama de 0,54 < k
\leq 0,65, se puede obtener en la figura 11 un efecto de reducción
de la densidad de corriente aumentando la anchura w_{1} de la
línea conductora central.
Como se ha mencionado anteriormente, de acuerdo
con la invención, la densidad de corriente puede reducirse por
debajo de la densidad de corriente máxima del filtro coplanario de
la técnica anterior, en el cual la separación del conductor de
tierra y la anchura de la línea conductora central del resonador se
eligen de manera que sean iguales a la separación del conductor de
tierra y a la anchura de la línea conductora central de la sección
de terminales de entrada/salida.
Aunque el presente filtro ha sido descrito
anteriormente eligiendo un valor máximo de la separación d_{1}
del conductor de tierra en 1,780 mm y un valor máximo de la anchura
w_{1} de la línea conductora central en 1,308 mm, debe entenderse
que el presente filtro no está limitado a estas cifras numéricas. Se
hace posible un diseño preferido del filtro eligiendo una relación
w_{1}/d_{1} de la anchura w_{1} de la línea conductora
central con respecto a la separación d_{1} del conductor de
tierra, y consecuentemente el filtro no está gobernado por tales
cifras numéricas.
En la figura 17 se ilustra un filtro coplanario
adicional de guía de ondas. Una caja metálica tubular cuadrada 10
contiene un filtro coplanario 11 de guía de ondas. El filtro
coplanario 11 de guía de ondas está dispuesto en una relación de
oposición y paralelo a una placa lateral de la caja 10, cuyo espacio
interior está dividido sustancialmente por la mitad por el filtro
coplanario 11 de guía de ondas. La potencia electromagnética que se
irradia desde el filtro coplanario 11 de guía de ondas es reflejada
casi en su totalidad por la superficie interna de la caja 10, y la
mayor parte de la potencia electromagnética radiada es recuperada
por el filtro 11, aliviando así la pérdida de la radiación. Un
filtro coplanario de guía de ondas que emplee un material
superconductor está generalmente contenido dentro de alguna clase de
caja, con el fin de producir un estado superconductor.
La presente invención es aplicable de forma
similar a un filtro coplanario puesto a tierra, siempre que sea
capaz de formar un filtro mediante un diseño adecuado y un ajuste de
la impedancia característica de una sección de terminales de
entrada/salida y la impedancia característica de un resonador
formado dentro de la línea de transmisión.
Se describirá un método para formar un filtro de
acuerdo con la presente invención. En la figura 18 se ilustra un
ejemplo de un procedimiento de proceso, y en la figura 19 se ilustra
un ejemplo de configuración funcional de una unidad auxiliar, que
se utiliza en una parte del procedimiento.
Para un resonador coplanario 5 que tenga valores
variables de la separación d_{1} del conductor de tierra y de la
anchura w_{1} de la línea conductora central, se determina la
densidad de corriente máxima en el resonador 5 con un calculador 31
de densidad de corriente máxima, sobre la base de corrientes
(potencias) demandadas en un sistema en el cual se supone que se va
a utilizar el filtro coplanario de guía de ondas (paso S1).
Para una multitud de resultados del cálculo así
obtenido, se determina de la manera mencionada una densidad de
corriente máxima normalizada i_{max,n} para cada valor de la
relación k de la anchura w_{1} de la línea conductora central con
respecto a la separación d_{1} del conductor de tierra o k =
w_{1}/d_{1}, con referencia a la figura 6, y esta
correspondencia, así como las corrientes predominantes calculadas,
son almacenadas en una base de datos 32 (paso S2).
La base de datos 32 está previamente
preparada.
Consecuentemente, el método para formar un
filtro comienza generalmente obteniendo, sobre la base de una
corriente i_{d} que es demandada por el sistema en el cual se
utiliza el filtro coplanario, diversas densidades de corriente
máxima normalizada en la base de datos 32, por medio de una unidad
33 de decisión de densidad de corriente máxima (paso S3).
Un selector 34 selecciona una pluralidad de
valores de k que se corresponden con gamas de densidades de
corriente máxima normalizada que son iguales o inferiores al 10%
más altas que diversas densidades de corriente máxima normalizada
así obtenidas, y son presentadas en una pantalla 35 (paso S4).
Para diversos valores de k seleccionados, la
separación d_{1} del conductor de tierra y la anchura w_{1} de
la línea conductora central se determinan por medio de un calculador
36 de parámetros sobre la base de una impedancia característica
demandada, un tamaño de perfil exterior y otras condiciones, y son
presentados en la pantalla 35 (paso S5).
Se diseña entonces un modelo para el filtro,
teniendo la sección de terminales de entrada/salida y cada acoplador
la separación d_{1} del conductor de tierra y la anchura w_{1}
de la línea conductora central que son presentadas (paso S6). Las
películas de conductores sobre el substrato dieléctrico son
decapadas de manera que se pueda obtener el modelo diseñado,
formando así el deseado filtro coplanario de guía de ondas (paso
S7).
Cuando se desea reducir una densidad de
corriente máxima como un requisito del sistema, se puede aumentar
la impedancia característica, y/o se puede reducir la anchura de la
línea conductora central. Cuando se desea reducir la pérdida del
conductor como requisito del sistema, se puede modificar k de manera
que aumente la Q sin carga del resonador 5.
De esta manera, se puede formar un filtro que es
conforme con la corriente demandada por el sistema. Esto es una
diferencia con respecto a la técnica anterior, donde se determina la
densidad de corriente máxima en un filtro completo, y después se
determina la corriente (potencia) que se utiliza en el sistema
correspondiente.
Claims (8)
1. Un filtro coplanario de guía de ondas, que
comprende:
- un substrato dieléctrico (1),
- al menos un resonador coplanario (5a a 5d) de guía de ondas, formado sobre una superficie de dicho substrato dieléctrico (1), por una primera línea conductora central (2_{R1} a 2_{R4}) y un primer y un segundo conductores (3a, 3b) de tierra que están formados sobre el substrato dieléctrico (1) en lados opuestos de la primera línea conductora central (2_{R1} a 2_{R4}), respectivamente, definiendo dichos primer y segundo conductores (3a, 3b) entre ellos una separación (d_{1}) del primer conductor de tierra,
- una sección coplanaria (4a, 4b) de terminales de entrada/salida, que está formada sobe dicha superficie del substrato dieléctrico (1), por una segunda línea conductora central (2_{4a}, 2_{4b}) y un tercer y cuarto conductores de tierra, formados integradamente con dichos conductores (3a, 3b) de tierra, respectivamente, y dispuestos en lados opuestos de la segunda línea conductora central (2_{4a}, 2_{4b}), respectivamente, definiendo dichos tercer y cuarto conductores de tierra entre ellos una segunda separación (d_{io})del conductor de tierra; y
- un acoplador capacitivo (6a, 6c) formado por las partes finales (51, b1; 52, b2) de dichas primera y segunda líneas conductoras centrales (2_{R1} a 2_{R4}, 2_{4a}, 2_{4b}) opuestas entre sí, para efectuar el acoplamiento capacitivo entre la sección coplanaria (4a, 4b) de terminales de entrada/salida y el resonador coplanario (5a a 5d) de guía de ondas,
donde una entre la separación (d_{1}) del
primer conductor de tierra y la anchura (w_{1}) de la primera
línea conductora central (2_{R1} a 2_{R4}) del resonador
coplanario (5a a 5d) de guía de ondas es mayor que el
correspondiente de la separación (d_{io}) del segundo conductor de
tierra y la anchura (w_{io}) de la segunda línea conductora
central (2_{4a}, 2_{4b}) de la sección coplanaria (4a, 4b) de
terminales de entrada/salida,
caracterizado porque
las partes finales opuestas (51, b1; 52, b2) de
dicha primera y segunda líneas conductoras centrales (2_{R1} a
2_{R4}, 2_{4a}, 2_{4b}) que forman el acoplador capacitivo
(6a, 6c) se expanden ambas en la dirección de la anchura de las
mismas;
y
y
el resonador coplanario (5a a 5d) de guía de
ondas tiene una impedancia característica que es mayor que la
impedancia característica de la sección coplanaria (4a, 4b) de
terminales de entrada/salida.
\vskip1.000000\baselineskip
2. Un filtro coplanario de guía de ondas, según
la reivindicación 1, en el que el filtro comprende una pluralidad
de dichos resonadores coplanarios (5a a 5d) de guía de ondas,
estando acoplados al menos una pareja resonadores (5a a 5d) de guía
de ondas conjuntamente, por medio de un acoplador inductivo (8a,
8b), donde dicho acoplador inductivo (8a, 8b) incluye conductores
(7_{a1}, 7_{a2}) de línea de cortocircuito, cada uno con una
longitud (L) que es igual a la separación entre los primer y
segundo conductores (3a, 3b) de tierra y la primera línea
conductora central (2_{R1} a 2_{R4}) del resonador coplanario
(5a a 5d) de guía de ondas.
3. Un filtro coplanario de guía de ondas, según
la reivindicación 1, en el que la separación (d_{1}) del primer
conductor de tierra del resonador coplanario (5a a 5d) de guía de
ondas es mayor que la separación (d_{io}) del segundo conductor
de tierra de la sección coplanaria (4a, 4b) de terminales de
entrada/salida y en el cual la relación k de la anchura (w_{1})
de la primera línea conductora central (2_{R1} a 2_{R4}) con
respecto a la separación (d_{1}) del primer conductor de tierra
del resonador coplanario (5a a 5d) de guía de ondas satisface la
relación 0,20 \leq k \leq 0,70.
4. Un filtro coplanario de guía de ondas, según
la reivindicación 1, en el que el acoplador capacitivo (6a, 6c) que
acopla la sección coplanaria (4a, 4b) de terminales de
entrada/salida y el resonador coplanario (5a a 5d) de guía de ondas
sirven también como convertidor de impedancias que adapta las dos
impedancias características.
5. Un filtro coplanario de guía de ondas, según
la reivindicación 1, en el que la separación (d_{1}) del primer
conductor de tierra es mayor que la separación (d_{io}) del
segundo conductor de tierra, siendo la anchura (w_{1}) de la
primera línea conductora central (2_{R1} a 2_{R4}) del resonador
coplanario (5a a 5d) de guía de ondas, igual a la anchura
(w_{io}) de la segunda línea conductora central (2_{4a},
2_{4b}) de la sección coplanaria (4a, 4b) de terminales de
entrada/salida.
6. Un filtro coplanario de guía de ondas, según
la reivindicación 1, en el que la anchura (w_{io}) de la segunda
línea conductora central (2_{4a}, 2_{4b}) con respecto a la
separación (d_{io}) del primer conductor de tierra de la sección
coplanaria (4a, 4b) de terminales de entrada/salida es igual a 0,54,
mientras que la relación k de la anchura (w_{1}) de la primera
línea conductora central (2_{R1} a 2_{R4}) con respecto a la
separación (d_{1}) del primer conductor de tierra del resonador
coplanario (5a a 5d) de guía de ondas, satisface la relación 0,54
\leq k \leq 0,65.
\newpage
7. Un filtro coplanario de guía de ondas, según
la reivindicación 1, en el que el resonador coplanario (5a a 5d) de
guía de ondas y la sección coplanaria (4a, 4b) de terminales de
entrada/salida están formados por un material superconductor.
8. Un filtro coplanario de guía de ondas, según
la reivindicación 1, que comprende además:
- una caja metálica (10) que contiene el substrato dieléctrico (1), el resonador coplanario (5a a 5d) de guía de ondas y la sección coplanaria (4a, 4b) de terminales de entrada/salida.
Applications Claiming Priority (6)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2004027187 | 2004-02-03 | ||
| JP2004-27219 | 2004-02-03 | ||
| JP2004027219 | 2004-02-03 | ||
| JP2004-27187 | 2004-02-03 | ||
| JP2004-259685 | 2004-09-07 | ||
| JP2004259685A JP4426931B2 (ja) | 2004-02-03 | 2004-09-07 | コプレーナフィルタ及びその形成方法 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| ES2343632T3 true ES2343632T3 (es) | 2010-08-05 |
Family
ID=34681983
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| ES05002145T Expired - Lifetime ES2343632T3 (es) | 2004-02-03 | 2005-02-02 | Filtro coplanario de guia de ondas y metodo de fabricacion del mismo. |
Country Status (7)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US7245195B2 (es) |
| EP (2) | EP1956676A1 (es) |
| JP (1) | JP4426931B2 (es) |
| KR (1) | KR100618422B1 (es) |
| CN (2) | CN101179145B (es) |
| DE (1) | DE602005020537D1 (es) |
| ES (1) | ES2343632T3 (es) |
Families Citing this family (15)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| WO2006022104A1 (ja) * | 2004-08-24 | 2006-03-02 | Murata Manufacturing Co., Ltd. | 伝送線路接続構造および送受信装置 |
| JP4359279B2 (ja) * | 2005-09-06 | 2009-11-04 | 株式会社エヌ・ティ・ティ・ドコモ | コプレーナ共振器及びフィルタ |
| JP4728994B2 (ja) * | 2007-03-29 | 2011-07-20 | 株式会社エヌ・ティ・ティ・ドコモ | コプレーナ共振器およびそれを用いたコプレーナフィルタ |
| US8766747B2 (en) * | 2010-04-01 | 2014-07-01 | International Business Machines Corporation | Coplanar waveguide structures with alternating wide and narrow portions, method of manufacture and design structure |
| US8766748B2 (en) * | 2010-12-03 | 2014-07-01 | International Business Machines Corporation | Microstrip line structures with alternating wide and narrow portions having different thicknesses relative to ground, method of manufacture and design structures |
| US8760245B2 (en) * | 2010-12-03 | 2014-06-24 | International Business Machines Corporation | Coplanar waveguide structures with alternating wide and narrow portions having different thicknesses, method of manufacture and design structure |
| US9490768B2 (en) * | 2012-06-25 | 2016-11-08 | Knowles Cazenovia Inc. | High frequency band pass filter with coupled surface mount transition |
| CN105785299A (zh) * | 2014-12-24 | 2016-07-20 | 北京无线电计量测试研究所 | 片上测量系统的共面波导反射幅度标准器及其设计方法 |
| JP2018531560A (ja) * | 2016-05-12 | 2018-10-25 | 華為技術有限公司Ｈｕａｗｅｉ Ｔｅｃｈｎｏｌｏｇｉｅｓ Ｃｏ．，Ｌｔｄ． | フィルタリング装置およびフィルタ |
| CN105932375A (zh) * | 2016-05-13 | 2016-09-07 | 电子科技大学 | W波段高温超导平面滤波器及其带宽、外部q值调节方法 |
| JP6207038B2 (ja) * | 2016-08-05 | 2017-10-04 | 株式会社ソフイア | 遊技機 |
| CN109786903B (zh) * | 2019-03-29 | 2021-02-12 | 中国科学院微电子研究所 | 一种滤波电路及其形成方法 |
| CN113745792B (zh) * | 2020-05-29 | 2022-05-24 | 合肥本源量子计算科技有限责任公司 | 共面波导谐振器布图的构建方法、系统 |
| CN113555653B (zh) * | 2021-09-18 | 2021-11-30 | 成都威频科技有限公司 | 一种高抑制带通滤波器 |
| CN116031644B (zh) * | 2021-10-25 | 2026-01-23 | 北京京东方技术开发有限公司 | 射频传输器及天线 |
Family Cites Families (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US5750473A (en) * | 1995-05-11 | 1998-05-12 | E. I. Du Pont De Nemours And Company | Planar high temperature superconductor filters with backside coupling |
| JP3319377B2 (ja) | 1998-01-30 | 2002-08-26 | 株式会社村田製作所 | コプレーナラインフィルタ及びデュプレクサ |
| JP3433914B2 (ja) * | 1999-09-08 | 2003-08-04 | 日本電気株式会社 | 帯域通過濾波器及び帯域通過濾波器の通過帯域幅調整方法 |
-
2004
- 2004-09-07 JP JP2004259685A patent/JP4426931B2/ja not_active Expired - Fee Related
-
2005
- 2005-02-01 US US11/046,923 patent/US7245195B2/en not_active Expired - Lifetime
- 2005-02-02 EP EP08009962A patent/EP1956676A1/en not_active Withdrawn
- 2005-02-02 ES ES05002145T patent/ES2343632T3/es not_active Expired - Lifetime
- 2005-02-02 KR KR1020050009482A patent/KR100618422B1/ko not_active Expired - Fee Related
- 2005-02-02 DE DE602005020537T patent/DE602005020537D1/de not_active Expired - Lifetime
- 2005-02-02 EP EP05002145A patent/EP1562254B1/en not_active Expired - Lifetime
- 2005-02-03 CN CN2007101693106A patent/CN101179145B/zh not_active Expired - Fee Related
- 2005-02-03 CN CNB200510009129XA patent/CN100385732C/zh not_active Expired - Fee Related
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JP4426931B2 (ja) | 2010-03-03 |
| EP1562254B1 (en) | 2010-04-14 |
| CN101179145A (zh) | 2008-05-14 |
| EP1562254A1 (en) | 2005-08-10 |
| CN101179145B (zh) | 2012-05-23 |
| CN1652394A (zh) | 2005-08-10 |
| US7245195B2 (en) | 2007-07-17 |
| CN100385732C (zh) | 2008-04-30 |
| US20050206480A1 (en) | 2005-09-22 |
| DE602005020537D1 (de) | 2010-05-27 |
| KR20060042937A (ko) | 2006-05-15 |
| JP2005253042A (ja) | 2005-09-15 |
| KR100618422B1 (ko) | 2006-08-31 |
| EP1956676A1 (en) | 2008-08-13 |
Similar Documents
| Publication | Publication Date | Title |
|---|---|---|
| ES2343632T3 (es) | Filtro coplanario de guia de ondas y metodo de fabricacion del mismo. | |
| US6624727B2 (en) | Resonator, filter, duplexer, and communication device | |
| Rong et al. | Characteristics of generalized rectangular and circular ridge waveguides | |
| US5525946A (en) | Dielectric resonator apparatus comprising a plurality of one-half wavelength dielectric coaxial resonators having open-circuit gaps at ends thereof | |
| US20020163399A1 (en) | High-temperature superconductor low-pass filter for suppressing broadband harmonics | |
| US7119639B2 (en) | Dual mode band-pass filter | |
| US6392503B1 (en) | Half-sawtooth microstrip directional coupler | |
| JPH08250904A (ja) | 誘電体フィルタ | |
| JP3129506B2 (ja) | マイクロ波遅波回路 | |
| JP3169972B2 (ja) | 導波管−マイクロストリップ線路変換器 | |
| Zhu et al. | Characterization of finite-ground CPW reactive series-connected elements for innovative design of uniplanar M (H) MICs | |
| JP3048509B2 (ja) | 高周波回路素子 | |
| US6496710B1 (en) | Signal filter having circularly arranged resonators | |
| JP2000076927A (ja) | 高周波用低損失電極 | |
| ES2325924T3 (es) | Filtro de microondas. | |
| JP2894245B2 (ja) | 高周波伝送線路 | |
| JPH04167703A (ja) | ディレイライン | |
| JP2001102819A (ja) | 平面線路接続器 | |
| JPH0373165B2 (es) | ||
| JPS60196001A (ja) | 電磁遅延線 | |
| JPH024163B2 (es) | ||
| JPH01130602A (ja) | フエリ磁性体薄膜共振器 |