ES2343908T3 - Sistema de transmision de radiofrecuencia ofdm-mimo. - Google Patents
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Abstract
Procedimiento de transmisión OFDM-MIMO que comprende las etapas siguientes: en un transmisor: recibir una señal digital de datos que debe ser transmitida; codificar los bits de datos respectivos de la señal de datos junto con señales piloto en por lo menos dos señales multiportadoras de OFDM, en las cuales cada portadora transporta una sucesión de símbolos y las transmisiones de señales piloto de todos los codificadores están ubicadas para cada símbolo en las portadoras definidas de las portadoras, siendo algunas de las transmisiones de señales piloto transmisiones de señales piloto continuas, y siendo algunas de las transmisiones de señales piloto transmisiones de señales piloto dispersas, seleccionándose o cambiándose las fases de las transmisiones de señales piloto para que algunas de las transmisiones de señales piloto correspondientes en las diferentes señales multiportadoras se encuentren en la misma fase relativamente no invertida y otras de las transmisiones presenten la fase relativamente invertida; y transmitir dichas por lo menos dos señales multiportadoras como un número correspondiente de señales de transmisión de radiofrecuencia en la misma frecuencia de banda; y en un receptor, presentando el receptor un control automático de frecuencia: recibir dos señales de transmisión de radiofrecuencia en un canal de transmisión en la misma banda de frecuencia, comprendiendo cada una de las señales de transmisión de radiofrecuencia muchas portadoras, transportando cada una de ellas una sucesión de símbolos; descodificar cada una de las señales recibidas para descodificar bits de datos y transmisiones de señales piloto procedentes de las transmisiones recibidas, estando ubicadas para cada símbolo las transmisiones de señales piloto para todos los descodificadores en las definidas de las portadoras, extrayéndose las señales piloto combinando transmisiones de señales piloto que presentan la fase relativamente no invertida con transmisiones de señales piloto que presentan la fase relativamente invertida para obtener una indicación de las características del canal de transmisión; y recopilar las salidas de datos de los descodificadores en una única señal digital de salida; caracterizado porque el control automático de frecuencia del receptor se basa en las señales piloto recibidas, y porque si una señal piloto dispersa es coincidente con una señal piloto continua, la señal piloto se ignora, por lo menos inicialmente, para los fines del control automático de frecuencia, pero una vez alcanzada la sincronización se ignoran un número inferior de señales piloto.
Description
Sistema de trasmisión de radiofrecuencia
OFDM-MIMO.
La invención se refiere a un procedimiento de
transmisión de radiofrecuencia OFDM-MIMO y a un
receptor de OFDM-MIMO para su utilización en dicho
procedimiento.
Se hace referencia a los siguientes documentos
como antecedentes:
[1] Norma ETSI, ETS 300 744, Digital
Broadcastings Systems for Television, Sound and Data Services;
framing structure, channel coding and modulation for digital
terrestrial televisión, 1997, la norma DVB-T
[2] Patente US nº 5.345.599 Paulraj et
al., 1994.
[3] G. Fischini y M. Gans, "On Limits of
Wireless Communication in a Fading Environment when using Multiple
Antennas", Wireless Personal Communications, Vol. 6, nº 3, marzo
1998, páginas 311-335.
[4] Solicitud de Patente Europea nº 1221793A que
describe la estructura básica de un receptor
DVB-T.
[5] SDM-COFDM Technologies for
Broadband Wireless Access over 100 MBIT/s, Sugiyama et al.,
NTT Technical Review, Vol. 2, nº 1, enero 2004.
[6]
Pilot-to-Data Power Ratio for
Maximizing the Capacity of OFDM-MIMO, Kim et
al., IEE Trans. on Communications, 22 de noviembre de 2004. Ver
también las referencias [1] a [7] de este artículo que describe
diversas propuestas de OFDM-MIMO y las referencias
[8] a [20] que tratan aspectos de piloto en sistemas OFDM y/o
MIMO.
[7] R. Monnier, J.B. Rault y T. de Couasnon,
"Digital television broadcasting with high spectral efficiency"
IBC Amsterdam, The Netherlands, pp 380-384, 1992,
que describe un sistema de transmisión digital que utiliza
transmisiones de polarización dual.
[8] Schulze y Lüders "Theory and Applications
of OFDM and CDMA", pub. John Wiley & Sons, 2005, ISBN
0470850698, ver especialmente las páginas 181 a 183.
[9] Solicitud de patente internacional
WO01/76110 Qualcomm Inc/Wallace et al., que describe la
obtención de información de CSI en un sistema MIMO basado en OFDM
utilizando símbolos piloto. Las unidades receptoras determinan el
CSI para determinados subcanales separados que no transportan
símbolos piloto y devuelven la información al transmisor, que
genera estimaciones para los subcanales separados que no transportan
símbolos piloto.
[10] Solicitud de patente US nº 2004/0179627
Ketchum et al., 2004, describe una señal piloto para
utilización en sistemas MIMO que comprenden pilotos baliza y
pilotos MIMO entre otros, presentando algunos de los pilotos de
fase invertida en comparación con otros, ver en particular el
párrafo [0052].
[11] Solicitud de patente US nº 2005/0084000
Krauss et al., 2005, que describe un sistema OFDM en el cual
algunas de las señales piloto presentan la fase desplazada respecto
a otras, ver por ejemplo los párrafos y [0033].
Se han propuesto procedimientos de suministro de
televisión digital terrestre inalámbrica que utilizan técnicas de
Entrada Múltiple, Salida Múltiple (MIMO) para permitir la
utilización de transmisores de direccionamiento dual o polarización
dual. Un sistema de base corriente presenta dos antemas transmisoras
y dos antenas receptoras con transmisores y receptores asociados,
como ilustra la figura 1 de los dibujos adjuntos. Dichos sistemas
pueden proporcionar hasta el doble de rendimiento que los sistemas
DVB-T (Digital Video
Broadcasting-Terrestrial) convencionales, aunque no
requieren espectro adicional. Más generalmente, MIMO se refiere a un
radioenlace que utiliza por lo menos dos (dos o más) transmisores y
dos receptores. El supuesto básico es que, en un entorno adecuado,
los trayectos de RF (radiofrecuencia) de cada transmisor a cada
receptor son suficientemente disimilares para actuar, por lo menos
parcialmente, como dos canales distintos.
La presente invención proporciona un
procedimiento de transmisión de radiofrecuencia
OFDM-MIMO y un transmisor y receptor para utilizar
con este procedimiento.
A continuación, se describe con mayor detalle un
sistema OFDM-MIMO que materializa la invención
haciendo referencia a los dibujos adjuntos. Este sistema es un
sistema DVB-T con transmisiones de señales piloto,
siendo algunas de las transmisiones de señales piloto transmisiones
de señales piloto continuas y siendo algunas de las transmisiones
de señales piloto transmisiones de señales piloto dispersas. Las
fases de las transmisiones de señales piloto se seleccionan o
cambian para que algunas de las transmisiones de señales piloto
correspondientes en las diferentes señales multiportadoras se
realicen en la misma fase relativamente no invertida y otras de las
transmisiones se realicen con fase relativamente invertida. Por lo
menos dos señales multiportadoras se transmiten en forma de un
número correspondiente de señales de transmisión de radiofrecuencia
en la misma frecuencia. En un receptor, que presenta control de
frecuencia automático, cada una de las señales recibidas se
descodifica para descodificar bits de datos y transmisiones de
señales piloto de todas las transmisiones recibidas, localizándose
las transmisiones de señales piloto para todos los descodificadores
para cada símbolo en las definidas de las portadoras. Las señales
piloto se extraen combinando las transmisiones de señales piloto que
presentan una fase relativamente no invertida con transmisiones de
señales piloto que presentan una fase relativamente invertida, para
obtener una indicación de las características del canal de
transmisión; y las salidas de datos de los codificadores se reúnen
en una señal de salida digital única.
El control automático de frecuencia del receptor
se basa en las señales piloto recibidas y, según la presente
invención, si una señal piloto dispersa es coincidente con una señal
piloto continua, la señal piloto es ignorada, por lo menos
inicialmente para los fines del control de frecuencia automático,
pero una vez alcanzada la sincronización se ignoran un número
inferior de señales piloto.
Dichas modificaciones de la señal de transmisión
DVB-T estándar permiten que el receptor reconozca el
canal de matriz 2 x 2 resultante.
A continuación, se describe la invención con
mayor detalle, a título de ejemplo, haciendo referencia a los
dibujos adjuntos, en los cuales:
la figura 1 es un diagrama esquemático de un
sistema MIMO con dos transmisores y dos receptores;
la figura 2 es un diagrama de temporización que
ilustra señales piloto en una señal OFDM cuando se utiliza conforme
a la norma DVB-T (referencia [1] citada
anteriormente);
la figura 3 representa un sistema
OFDM-MIMO 2 x 2 utilizado para DVB-T
que utiliza antenas Yagi direccionales duales;
la figura 4 es un diagrama de bloques de un
transmisor del sistema;
la figura 5 es un diagrama de bloques de un
receptor del sistema; y
la figura 6 ilustra el principio por el cual los
elementos de la señal de transmisión compleja pueden derivarse de
las señales piloto recibidas.
La televisión digital terrestre (DTT) que
utiliza la norma DVB-T se encuentra operativa
actualmente y es bien conocida por los expertos. Utiliza COFDM
(multiplexado por división de frecuencia ortogonal codificada u OFDM
codificado) que es un sistema multiportador que utiliza un gran
número de portadoras ortogonales y portadoras muy cercanas dentro
de una banda de frecuencia única. Los datos que deben transmitirse
se distribuyen sobre muchas portadoras, reduciendo así de forma
importante la velocidad de los datos en cada portadora. Los datos
se transmiten en una sucesión de períodos de símbolos, transportando
cada símbolo una QAM (modulación de amplitud en cuadratura) sobre
cada una de las muchas portadoras de datos.
Para la ayuda en la sintonización de frecuencia
y la estimación de canal, la señal comprende dos tipos de señales
piloto, seleccionadas entre las múltiples portadoras, que no
transportan datos. Las señales piloto o señales de entrenamiento
están dispuestas en un estructura definida de frecuencia y tiempo.
Como define la norma DVB-T (referencia [1]
anterior), se suministran señales piloto continuas además de señales
piloto dispersas. Normalmente, la modulación aplicada tanto a las
señales piloto continuas como a las dispersas puede ser de +4/3 ó
-4/3, según una secuencia pseudoaleatoria del índice de la
portadora. Dichas portadoras se describen detalladamente en muchas
publicaciones, inclusive libros de texto, tales como el de la
referencia [8] anteriormente mencionada, que indica dos mallas
posibles para dichas señales piloto. Una de estas mallas, es decir
una malla diagonal, también se representa en la figura 2 de los
dibujos adjuntos. Las señales piloto se indican mediante círculos
negros, las portadoras de datos mediante círculos en blanco.
En la figura 1, se representa un sistema MIMO 2
x 2. En este sistema, dos transmisores Tx1 y Tx2 transmiten a dos
receptores Rx1 y Rx2. Los trayectos de transmisión se seleccionan
según la diversidad de técnicas de multiplexado espacial de modo
que el receptor Rx1 recibe una señal primaria (deseada) de un
transmisor Tx1 y sólo una señal secundaria (interferente) del
transmisor Tx2, y a la inversa, el receptor Rx2 recibe una señal
primaria del transmisor Tx2 y sólo una señal secundaria del
transmisor Tx1. Esto puede conseguirse, por ejemplo, de diversas
maneras diferentes disponiendo antenas separadas en diferentes
ubicaciones geográficas, como ilustra la figura 3. Una alternativa
consiste en utilizar transmisiones con polarización dual ortogonal
direccional desde la misma ubicación de transmisor (repetidor único)
con una antena polarizada dual direccional con diferentes
polarizaciones de antena en el punto de recepción. La capacidad del
canal se maximiza cuando existe un acoplamiento cruzado mínimo
entre las señales transmitidas. Con la versión de polarización dual,
si el canal es para acercarse a la matriz unitaria con el fin de
maximizar la capacidad, la discriminación de polarización debe ser
lo más elevada posible. De otro modo, el canal puede presentar
escasa capacidad. A pesar de las anteriormente mencionadas señales
primarias y secundarias, el sistema puede tolerar los niveles que
sean comparables, siempre que la matriz sea sustancialmente
ortogonal. Es decir, en la medida en que los elementos de la antena
receptora se mantengan ortogonales, un desplazamiento angular
respecto a los elementos transmisores no afecta a la capacidad, ya
que la matriz del canal simplemente se multiplica por una matriz de
rotación ortogonal, dejando la capacidad inalterada.
Los dos transmisores Tx1 y Tx2 transmiten cada
uno la mitad de la señal requerida. Los datos se dividen entre los
dos canales de cualquier modo conveniente. La estructura de cada
transmisor es bien conocida y es tal como se describe, por ejemplo,
en las referencias [1] y [4] anteriores y tal como se representa en
la figura 4. Similarmente, los receptores reciben cada uno la mitad
de los datos, y los receptores también son bien conocidos y pueden
adoptar la forma descrita en la referencia [4] anterior y
representada en la figura 5. No obstante, los receptores pueden
recibir también señales interferentes en forma de señal secundaria
del "otro" transmisor. Las figuras 4 y 5 se describen a
continuación.
Si los trayectos entre los transmisores y
receptores no varían con el tiempo, el canal compuesto asociado con
la figura 1 puede describirse mediante una matriz de 2 x 2 de
coeficientes complejos, por consiguiente:
siendo cada coeficiente
h_{ij} de la forma (con i \equiv índice receptor,
j \equiv índice
transmisor):
El coeficiente h_{ij} debe ser deducido
por el receptor en cada posición de portadora. Se supone que el
canal se va amortiguando de forma constante sobre cada portadora
individual. En la práctica este hecho queda garantizado para la
DVB-T por el número relativamente grande de
portadoras y su cercanía. Una vez conocida la matriz H, existen
diversas técnicas disponibles para "invertir" el canal, la más
sencilla de las cuales consiste en la aplicación de la matriz
inversa a la señal más ruido recibida. Esto puede hacerse, por
ejemplo, utilizando una inversa de matriz de cero forzado (ZF) o
utilizando un enfoque de error mínimo de la media cuadrada (MMSE).
Estas técnicas son bien conocidas por los expertos.
En el sistema DDT-MIMO descrito,
el receptor de dos entradas reconoce el trayecto de transmisión del
canal complejo 2 x 2 que caracteriza el trayecto de transmisión. En
un sistema DVB-T convencional, este tipo de
información se encapsula en un vector complejo de estimaciones de
canal. Este vector se obtiene mediante la interpolación de tiempo y
frecuencia de la estructura de señales pilotos DVB-T
introducida en el transmisor. Cada elemento del vector es un número
complejo (h^{0} ... h^{1704}) que representa el canal en
una posición portadora particular.
En el caso del MIMO2 x 2, la estimación de canal
obtenida por el receptor i^{th} corresponde a la suma de
los trayectos de transmisión compleja h_{i1} y
h_{i2} respectivamente. Lo que los receptores necesitan es
un modo para evaluar individualmente h_{0} y
h_{1}. Proponemos invertir las señales piloto dispersas en
uno de los dos transmisores en símbolos alternos. Esto hace que el
receptor calcule aproximadamente la suma de los trayectos de
transmisión compleja h_{i1} y h_{i2} durante,
digamos, incluso símbolos de numeración par y la diferencia durante
los símbolos de numeración impar alternos. Ahora bien, puesto que
ya disponemos de la suma, con la diferencia de los trayectos de
transmisión compleja h_{i1} y h_{i2} obtenidos de
este modo pueden extraerse, a continuación, los términos
individuales h_{0} y h_{1} por aritmética simple.
Más generalmente, las fases de las señales piloto se cambian para
que las señales piloto seleccionadas se encuentren relativamente
invertidas de un modo predecible.
La figura 6 muestra la funcionalidad requerida
para recibir este resultado. La figura 6 puede implementarse con
hardware, aunque normalmente se hace con software, en cuyo caso la
figura puede considerarse como si fuera un diagrama de flujo. La
figura representa la estimación de canal obtenida de una de las
señales piloto recibidas en la entrada 10. Esto se aplica tanto a
una memoria intermedia 12 que proporciona una demora de un período
de símbolo, como a un inversor 14 que recibe en una entrada 16 una
señal de control de onda cuadrada con un período igual a dos
períodos de símbolo. Es decir, para un período de símbolo la señal
en la entrada 16 es un uno y para el otro es un cero. La salida de
la memoria intermedia 12 y el inversor 14 se aplican tanto a un
sumador 18 como a un restador 20. Uno de ellos proveerá la salida
h_{0} y el otro la salida h_{1}. Se apreciará que
la figura 6 es una versión muy simplificada en la cual no se muestra
la naturaleza compleja de las señales y que, de hecho, la ejecución
se realizará mediante una inversión de matriz como la descrita
anteriormente. El principio operativo no puede apreciarse de ningún
modo mediante esta figura.
\newpage
Por lo tanto, el receptor está dispuesto para
realizar las operaciones de suma y resta necesarias en un par de
estimaciones de canal consecutivas para encontrar los trayectos de
transmisión compleja h_{i1} y h_{i2}.
Naturalmente, para realizar las operaciones de suma y resta
necesarias para encontrar los trayectos de transmisión compleja
h_{i1} y h_{i2}, el receptor debe modificarse.
Este proceso y la posterior inversión de matriz para recuperar los
datos transmitidos es análogo al ecualizador cero forzado encontrado
en un receptor DVB-T convencional.
En una ejecución práctica, una vez cada mitad
del receptor 2 x 2 ha determinado sus coeficientes de canal
asociados para encontrar los trayectos de transmisión compleja
h_{i1} y h_{i2}, puede tener lugar la inversión
de matriz utilizando una inversa de cero forzado (ZF) o una inversa
de error mínimo de la media cuadrada (MMSE), como se ha mencionado
anteriormente. Tal como sugiere la denominación, la última minimiza
el error total.
La inversa ZF es proporcionada por:
representando H^{H} la
transposición hermítica. La inversa ZF se reduce a H^{-1} para una
matriz cuadrada de rango
completo.
La inversa MMSE es proporcionada por
donde a es la relación de potencia
ruido a señal e I es la matriz de
identidad.
Existe una matriz de canal distinta para cada
posición de portadora, cuya naturaleza determina la relación señal
a ruido de cada elemento del vector de señal recuperado.
Preferentemente, la matriz de canal es casi ortogonal para
minimizar el pico de ruido. Esta condición se satisface ampliamente
con una estructura de matriz inherente en ambas versiones, la
direccional dual y la de polarización dual. De este modo se
recuperan los datos transmitidos.
Es importante tener en cuenta el efecto de la
corrupción de la señal piloto continua mencionada anteriormente con
respecto a su impacto en el control automático de frecuencia del
receptor (AFC). A continuación, se considera dicho efecto.
Se ha apreciado que surge una dificultad si
durante algunos símbolos DVB-T las señales piloto
dispersas son coincidentes en sus posiciones portadoras con las
señales piloto continuas. Por ejemplo, el índice de portadora 0 es
una señal piloto continua y, por lo tanto, haciendo referencia a la
figura 2, es coincidente con una señal piloto dispersa en el tiempo
0, 4, 8 etc. Si esto ocurre para un símbolo en el que debe haber
inversión de señal piloto, la inversión tiene prioridad y la señal
piloto continua es efectivamente corrompida. Se ha observado que
esto requiere cambios en el receptor AFC, que se consideran a
continuación.
En un receptor DVB-T, el AFC
trabaja determinando la posición de las señales piloto continuas en
un vector de señal desmodulada y acumulando, a continuación, la
fase de las señales piloto para determinar el signo y la magnitud
de cualquier error de frecuencia.
En el contexto de la inversión de señal piloto
dispersa utilizando el sistema MIMO descrita, se determinan las
señales piloto continuas que han sido corrompidas (por la inversión
de una o más fuentes transmitidas) y, según la presente invención,
eliminadas del procesamiento del AFC. Considérese, por ejemplo, el
modelo 2k del DVB-T que presenta 45 señales piloto
continuas. Supóngase que el símbolo 0 de la figura 2 no presenta
inversión de señal piloto en ningún transmisor, el símbolo 1
presenta inversión de señal piloto en uno de los transmisores y así
sucesivamente. La consecuencia es que los símbolos con numeración
par nunca presentan señales piloto continuas corrompidas, pero los
símbolos con numeración impar algunas veces sí.
De las 45 señales piloto continuas hay 11
corrompidas en el símbolo 1 y 11 diferentes en el símbolo 3. Por lo
tanto, si se ignora las 22 potencialmente corrompidas durante la
adquisición de frecuencia y sólo utilizamos las 23 restantes, el
sistema trabajará como anteriormente, aunque con una relación entre
la señal y el ruido del AFC ligeramente inferior. Una vez obtenida
la sincronización completa del receptor, y determinada la posición
de la supertrama DVB-T, sólo es necesario ignorar 11
señales piloto de cada uno de los símbolos 1 y 3, utilizando al
completo todas las señales piloto continuas de los símbolos 0 y 2.
Es decir, se ignora un número inferior de señales pilotos, con lo
que se obtiene un ancho de banda o una relación señal a ruido
mejorados dentro del bucle cerrado del AFC en comparación con la
utilización de sólo 23 señales piloto continuas todo el tiempo.
El último punto mencionado resulta
particularmente importante en un sistema 4 x 4, como se describe más
adelante, donde solamente un símbolo de cada cuatro está
completamente exento de corrupción e inicialmente sólo puede
contarse con 12 señales piloto. Después de la adquisición de la
supertrama, pueden utilizarse todos menos un máximo de 11 como
antes.
A título ilustrativo, se ha asumido el modo 2k
del sistema DVB-T (1705 portadoras), pero la
extensión a 8k es sencilla, considerando la lista adecuada de 177
señales piloto en lugar de 45, y se prefiere realmente. Para la
compatibilidad con una red de frecuencia única, se prefiere que el
modo DVB-T básico elegido sea de 8k, con un
intervalo de seguridad coherente con las densidad y la potencia del
transmisor propuesto. En la tabla 1 siguiente se muestra un
conjunto corriente de parámetros y la velocidad de los datos
resultante.
A continuación, se describe la estructura del
transmisor con referencia a la figura 4. La señal de entrada se
recibe en la terminal 50 y, en un circuito 52 vinculado al flujo de
transporte entrante la señal se divide en dos partes para alimentar
los moduladores de cada uno de los dos transmisores. Sólo se muestra
con detalle uno de los transmisores. En este transmisor, la señal
se aplica a un multiplexor MPEG y al circuito dispersor de la
energía 54 y a continuación a un codificador Reed Solomon (RS) 56.
Esta es la primera parte del corrector de error delantero que
también comprende un circuito de intercalación de bits 58, un
codificador convolucional 60 y un circuito de intercalación de bits
62. A continuación se aplica esta señal a un byte para el mapeador
de símbolos 64, y seguidamente a un intercalador de símbolos 66.
Esto forma la salida del corrector de errores delantero, que se
aplica a un mapeador y a un circuito de adaptación de tramas 68. El
mapeador mapea la figura en forma QAM. En este punto las señales
piloto se añaden a la señal procedente de un circuito de generación
de señalización de parámetros de transmisión [TPS] y señales piloto
70. La salida del mapeador y el circuito de adaptación a la trama
60 se aplican al codificador OFDM, que comprende un circuito FFT
inverso 72 y un circuito de inserción de intervalo de seguridad 74.
Después de una filtración adecuada en un filtro de producto
sinc(x) 76, la señal se aplica a un convertidor digital a
analógico (DAC) 78 y finalmente a un circuito de conversión
ascendente de RF o interfaz de transmisor 80 y finalmente a la
antena de transmisión. El circuito de generación de señales piloto
70 está adaptado en la forma descrita para alternar la fase en
portadoras seleccionadas o símbolos sucesivos.
El receptor correspondiente se representa en la
figura 5. La señal de una de las antenas de entrada se recibe en el
terminal 100 y se aplica a un interfaz de RF donde se somete a una
conversión descendente. A continuación, se aplica la señal a un
convertidor analógico a digital 104 y seguidamente a un filtro de
canal 106. La salida del mismo se aplica a un circuito de
sincronización temporal 108, y a continuación al descodificador OFDM
en la forma de un circuito de Transformada Rápida de Fourier 110.
La salida del FFT se aplica a un circuito de control automático de
frecuencia 112. La salida del circuito AFC 112 se aplica a un
circuito de ecualización y estimación de canal MIMO 122, que
también recibe en una entrada 120 la entrada correspondiente del
otro de los dos receptores. El circuito de ecualización y
estimación de canal está adaptado en la forma descrita
anteriormente y proporciona salidas a un descodificador TPS 124 que
provee impulsos de trama e información de configuración, y a un
circuito 126 que genera las métricas de bits de la indicación de
estado del canal obtenida en el circuito 122. En el modo
convencional, esto se aplica a continuación al símbolo interior
desintercalador de bits 128, a un descodificador de Viterbi 130, a
un sincronizador de de trama de flujo de transporte 132, a un
desintercalador de bytes externo 134, a un descodificador Reed
Solomon 136 y, finalmente, a un desencriptador 138 para proveer la
salida de flujo de transporte 140. El circuito de ecualización y
estimación de canal MIMO 122 está adaptado en la forma descrita
anteriormente para obtener estimación de canal separada para las
señales recibidas en los receptores que utilizan la inversión de
fase de señal piloto introducida en los transmisores.
El sistema 2 x 2 básico descrito puede ampliarse
para comprender tanto la polarización dual como la recepción
direccional dual. En este caso, el sistema suministraría hasta
cuatro veces la capacidad bruta del DVB-T o, de
manera más realista, tres veces con la mejora de la resistencia
proporcionada por la aplicación de la codificación espacio tiempo.
El inconveniente es el aumento de la complejidad del sistema y el
coste ligeramente superior de la antena receptora.
El procedimiento no está limitado al sistema
MIMO dos por dos con dos transmisores y dos receptores, también
puede utilizarse con otros sistemas tales como un sistema 3 x 3 o un
sistema 4 x 4. La capacidad del canal aumenta con el número de
antenas transmisoras y receptoras. Puede haber números diferentes de
transmisores y receptores. El caso anterior de 2 x 2 se ha
generalizado reconociendo primero que la secuencia de señales
piloto dispersas (ignorando el multiplicador pseudoaleatorio) puede
representarse mediante una matriz Hadamard 2 x 2, del modo
siguiente:
En este caso, el índice de las filas puede
considerarse el índice transmisor y el de las columnas como índice
temporal.
De forma análoga, un sistema 4 x 4 puede
definirse utilizando una matriz Hadamart 4 x 4. En este caso, cada
receptor reconoce sus cuatro trayectos específicos a través de
cuatro símbolos. Una matriz conveniente sería:
aunque no es la única, ya que puede
modificarse la disposición de las
columnas.
En el caso de 3 x 3 y muchos valores de N más
altos, para los cuales no se dispone de una matriz Hadamart, puede
utilizarse una matriz alternativa no Hadamart sino una matriz N de
rango completo, por ejemplo (para 3 x 3):
Por lo tanto, la invención proporciona un
procedimiento de utilización de un canal MIMO en un sistema
DVB-T modificado, utilizando la inversión selectiva
de las señales piloto dispersas DVB-T para mejorar
la estimación de canal. Para los sistemas 2 x 2 y 4 x 4, la
implantación preferida se basa en la matriz Hadamart. En el caso de
los sistemas 3 x 3 y otros, puede utilizarse una matriz no Hadamart
de rango completo. Pueden resultar deseables los cambios en el
procesamiento del AFC para minimizar el impacto de la corrupción de
las señales piloto continuas. La adquisición inicial puede
realizarse utilizando un conjunto reducido de señales piloto
continuas, aunque una vez obtenida la adquisición de la supertrama,
el número de señales piloto utilizables puede restablecerse
sustancialmente.
El sistema puede incorporarse en un sistema de
televisión digital terrestre de red de frecuencia única y, como
tal, ofrece un alto grado de eficacia de espectro. El sistema puede
basarse en la transmisión direccional dual o, más sencillamente, en
la trasmisión con polarización dual.
Claims (2)
1. Procedimiento de transmisión
OFDM-MIMO que comprende las etapas siguientes:
en un transmisor:
- recibir una señal digital de datos que debe ser transmitida;
- codificar los bits de datos respectivos de la señal de datos junto con señales piloto en por lo menos dos señales multiportadoras de OFDM, en las cuales cada portadora transporta una sucesión de símbolos y las transmisiones de señales piloto de todos los codificadores están ubicadas para cada símbolo en las portadoras definidas de las portadoras, siendo algunas de las transmisiones de señales piloto transmisiones de señales piloto continuas, y siendo algunas de las transmisiones de señales piloto transmisiones de señales piloto dispersas, seleccionándose o cambiándose las fases de las transmisiones de señales piloto para que algunas de las transmisiones de señales piloto correspondientes en las diferentes señales multiportadoras se encuentren en la misma fase relativamente no invertida y otras de las transmisiones presenten la fase relativamente invertida; y
- transmitir dichas por lo menos dos señales multiportadoras como un número correspondiente de señales de transmisión de radiofrecuencia en la misma frecuencia de banda; y
\vskip1.000000\baselineskip
en un receptor, presentando el receptor un
control automático de frecuencia:
- recibir dos señales de transmisión de radiofrecuencia en un canal de transmisión en la misma banda de frecuencia, comprendiendo cada una de las señales de transmisión de radiofrecuencia muchas portadoras, transportando cada una de ellas una sucesión de símbolos;
- descodificar cada una de las señales recibidas para descodificar bits de datos y transmisiones de señales piloto procedentes de las transmisiones recibidas, estando ubicadas para cada símbolo las transmisiones de señales piloto para todos los descodificadores en las definidas de las portadoras, extrayéndose las señales piloto combinando transmisiones de señales piloto que presentan la fase relativamente no invertida con transmisiones de señales piloto que presentan la fase relativamente invertida para obtener una indicación de las características del canal de transmisión; y
- recopilar las salidas de datos de los descodificadores en una única señal digital de salida;
caracterizado porque el control
automático de frecuencia del receptor se basa en las señales piloto
recibidas, y porque si una señal piloto dispersa es coincidente con
una señal piloto continua, la señal piloto se ignora, por lo menos
inicialmente, para los fines del control automático de frecuencia,
pero una vez alcanzada la sincronización se ignoran un número
inferior de señales piloto.
\vskip1.000000\baselineskip
2. Receptor OFDM-MIMO para su
utilización en el procedimiento de la reivindicación 1, presentando
el receptor un control automático de frecuencia y que
comprende:
por lo menos dos etapas de receptores de
radiofrecuencia (102) dispuestas para recibir transmisiones OFDM
transmitidas en una canal de transmisión en la misma banda de
frecuencia, comprendiendo las transmisiones OFDM muchas portadoras,
transportando cada una de ellas una sucesión de símbolos;
un número correspondiente de descodificadores
OFDM (104-138) acoplados a las salidas de las etapas
de receptores respectivamente, y dispuestos para descodificar bits
de datos y transmisiones de señales piloto procedentes de las
transmisiones OFDM recibidas, estando ubicadas para cada símbolo las
transmisiones de señales piloto para todos los descodificadores en
las portadoras definidas de las portadoras, extrayéndose las señales
piloto combinando (18, 20) transmisiones de señales piloto que
presentan la fase relativamente no invertida (12) con transmisiones
de señales piloto que presentan la fase relativamente invertida (14)
para obtener una indicación de las características del canal de
transmisión; y
una etapa de salida para recopilar las salidas
de datos de los descodificadores en una única señal digital de
salida;
caracterizado porque el control
automático de frecuencia se basa en las señales piloto recibidas, y
porque si una señal piloto dispersa es coincidente con una señal
piloto continua, la señal piloto se ignora, por lo menos
inicialmente, para los fines del control automático de frecuencia,
pero una vez alcanzada la sincronización se ignoran un número
inferior de señales piloto.
Applications Claiming Priority (2)
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