ES2347003T3 - Metodo para el accionamiento de un circuito de convertidos y dispositivo para la ejecucion del metodo. - Google Patents
Metodo para el accionamiento de un circuito de convertidos y dispositivo para la ejecucion del metodo. Download PDFInfo
- Publication number
- ES2347003T3 ES2347003T3 ES06804877T ES06804877T ES2347003T3 ES 2347003 T3 ES2347003 T3 ES 2347003T3 ES 06804877 T ES06804877 T ES 06804877T ES 06804877 T ES06804877 T ES 06804877T ES 2347003 T3 ES2347003 T3 ES 2347003T3
- Authority
- ES
- Spain
- Prior art keywords
- vector
- phase connection
- value
- component
- filter
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Active
Links
Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
- H02M7/00—Conversion of AC power input into DC power output; Conversion of DC power input into AC power output
- H02M7/02—Conversion of AC power input into DC power output without possibility of reversal
- H02M7/04—Conversion of AC power input into DC power output without possibility of reversal by static converters
- H02M7/12—Conversion of AC power input into DC power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
- H02M7/21—Conversion of AC power input into DC power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal
- H02M7/217—Conversion of AC power input into DC power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only
- H02M7/219—Conversion of AC power input into DC power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only in a bridge configuration
-
- H—ELECTRICITY
- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
- H02M1/00—Details of apparatus for conversion
- H02M1/12—Arrangements for reducing harmonics from AC input or output
Landscapes
- Engineering & Computer Science (AREA)
- Power Engineering (AREA)
- Supply And Distribution Of Alternating Current (AREA)
- Inverter Devices (AREA)
- Power Conversion In General (AREA)
- Rectifiers (AREA)
- Dc-Dc Converters (AREA)
- Electrical Discharge Machining, Electrochemical Machining, And Combined Machining (AREA)
- Control Of Multiple Motors (AREA)
Abstract
Método para el accionamiento de un circuito de convertidor, en el que el circuito de convertidor presenta una unidad de convertidor (1) con una pluralidad de conmutadores de semiconductor de potencia controlables y un circuito de almacenamiento de energía (2) formado por dos condensadores conectados en serie, en el que se controlan los conmutadores de semiconductor de potencia controlables mediante una señal de control (S) formada a partir de un vector de señal de histéresis (x), y el vector de señal de histéresis (x) se forma a partir de un vector de corriente de conexión de fase de diferencia (Δifi,i) mediante un regulador de histéresis (6), y el vector de corriente de conexión de fase de diferencia (Δifi, i) se forma a partir de la sustracción de un vector de corriente de conexión de fase (ifi,i) de un vector de corriente de conexión de fase de referencia (ifi,i,ref), formándose el vector de corriente de conexión de fase de referencia (ifi,i,ref) a partir de un valor de potencia activa de diferencia (Pdif), un valor de potencia reactiva de diferencia (Qdif) y un vector de flujo de fase (Ψg,αβ), caracterizado por que para la formación del vector de corriente de conexión de fase de diferencia (Δifi,i) se sustrae adicionalmente un valor de corrección de corriente (i0), por que el valor de corrección de corriente (i0) se forma por integración de un valor medio de tensión de conexión de fase (uinv,A) y por que el valor medio de tensión de conexión de fase (uinv,A) se forma por la determinación del valor medio aritmético de la tensión de conexión de fase (uinv,iM) con punto de referencia del punto de unión (M) de los condensadores del circuito de almacenamiento de energía (2).
Description
Método para el accionamiento de un circuito de
convertidor, así como un dispositivo para la ejecución del
método.
La invención se refiere al campo de la
electrónica de potencia. Se basa en un método para el accionamiento
de un circuito de convertidor, así como en un dispositivo para la
ejecución del método de acuerdo con el preámbulo de las
reivindicaciones independientes.
Los circuitos de convertidor convencionales
comprenden una unidad de convertidor con una pluralidad de
conmutadores de semiconductor de potencia controlables, que están
conectados de manera conocida para la conmutación de al menos dos
niveles de tensión de activación. En cada conexión de fase de la
unidad de convertidor puede estar conectado además, a modo de
ejemplo, un filtro de LCL. En la Figura 1 se muestra una realización
de un dispositivo para la ejecución de un método para el
accionamiento de un circuito de convertidor de acuerdo con el
estado de la técnica. En la misma, el circuito de convertidor
presenta una unidad de convertidor 1. Con la unidad de convertidor
1 de acuerdo con la Figura 1 está unido un circuito de
almacenamiento de energía 2, que se forma habitualmente por dos
condensadores conectados en serie. Para el accionamiento del
circuito de convertidor se proporciona un dispositivo, que presenta
un equipo de regulación 15 para la producción de un vector de señal
de histéresis x, que está unido a través de un circuito de control 3
para la formación de una señal de control S a partir del vector de
señal de histéresis x con los conmutadores de semiconductor de
potencia controlables de la unidad de convertidor 1. Mediante la
señal de control S se controlan por tanto los conmutadores de
semiconductor de potencia. El vector de señal de histéresis x se
forma mediante un regulador de histéresis 6 a partir de un vector
de corriente de conexión de fase de diferencia \Deltai_{fi,i}.
El vector de corriente de conexión de fase de diferencia
\Deltai_{fi,i} a su vez se forma a partir de la sustracción de
un vector de corriente de conexión de fase i_{fi,i} de un vector
de corriente de conexión de fase de referencia i_{fi,i,ref},
formándose el vector de corriente de conexión de fase de referencia
i_{fi,i,ref} mediante una primera unidad de cálculo 5 a partir de
un valor de potencia activa de referencia P_{ref}, un valor de
potencia reactiva de referencia Q_{ref} y un vector de flujo de
fase \psi_{g,\alpha\beta}.
Es problemático en un método que se han
mencionado anteriormente para el accionamiento de un circuito de
convertidor que por la formación del vector de corriente de
conexión de fase de referencia i_{fi,i,ref} a partir del valor de
potencia activa de referencia P_{ref}, a partir del valor de
potencia reactiva de referencia Q_{ref} y a partir del vector de
flujo de fase \psi_{g,\alpha\beta}, la frecuencia de conmutación
de los conmutadores de semiconductor de potencia varía muy
intensamente. Por una frecuencia de conmutación altamente variable
de este tipo se aumentan significantemente las oscilaciones
armónicas en las corrientes de conexión de fase i_{fg,i} y en las
tensiones de conexión de fase u_{inv,i} de la unidad de
convertidor. En la Figura 4 se representa a este respecto un
desarrollo temporal correspondiente de una corriente de conexión de
fase i_{fg,1} afectada intensamente por oscilaciones armónicas
para una fase. Durante la conexión del circuito de convertidor, a
modo de ejemplo, a una red eléctrica de un consorcio, no se desean o
no se permiten tales altos contenidos armónicos. Durante la
conexión del circuito de convertidor, a modo de ejemplo, a una carga
eléctrica, tales oscilaciones armónicas pueden conducir a daños o
incluso destrucciones y, de este modo, son altamente
indeseadas.
Se mencionan como estado de la técnica los
documentos "A Comparative Study of Control Techniques for PWM
rectifiers in AC Adjustable Speed Drivers", Malinowski,
Trzynadlowski y "A Generalizad Control Scheme for active
front-end mutivel converters", Hernandez,
Morán.
Por tanto, es objetivo de la invención indicar
un método para el accionamiento de un circuito de convertidor,
mediante el que se pueda mantener aproximadamente constante la
frecuencia de conmutación de conmutadores de semiconductor de
potencia controlables de una unidad de convertidor del circuito de
convertidor.
Además, es el objetivo de la invención, indicar
un dispositivo, con el que se pueda ejecutar el método de una
manera particularmente sencilla.
Estos objetivos se resuelven por las
características de la reivindicación 1 o de la reivindicación 9. En
las reivindicaciones dependientes se indican perfeccionamientos
ventajosos de la invención.
El circuito de convertidor presenta una unidad
de convertidor con una pluralidad de conmutadores de semiconductor
de potencia controlables y un circuito de almacenamiento de energía
formado por dos condensadores conectados en serie. En el método de
acuerdo con la invención para el accionamiento del circuito de
convertidor se controlan en este caso los conmutadores de
semiconductor de potencia controlables mediante una señal de control
formada por un vector de señal de histéresis, formándose el vector
de señal de histéresis a partir de un vector de corriente de
conexión de fase de diferencia mediante un regulador de histéresis y
formándose el vector de corriente de conexión de fase de diferencia
a partir de la sustracción de un vector de corriente de conexión de
fase de un vector de corriente de conexión de fase de referencia. El
vector de corriente de conexión de fase de referencia se forma
además a partir de un valor de potencia activa de referencia, un
valor de potencia reactiva de referencia y un vector de flujo de
fase. De acuerdo con la invención, se sustrae para la formación del
vector de corriente de conexión de fase de diferencia adicionalmente
un valor de corrección de corriente, donde el valor de corrección
de corriente se forma por la integración de un valor medio de
tensión de conexión de fase, el valor medio de tensión de conexión
de fase se forma por la determinación del valor medio aritmético de
la tensión de conexión de fase con punto de referencia del punto de
unión de los condensadores del circuito de almacenamiento de
energía. El valor de corrección de corriente formado de esta manera
provoca que la frecuencia de conmutación de los conmutadores de
semiconductor de potencia controlables de la unidad de convertidor
se pueda mantener ventajosamente aproximadamente constante. Por la
frecuencia de conmutación en mayor medida constante a su vez se
pueden mantener reducidas ventajosamente las oscilaciones armónicas
en las corrientes de conexión de fase y en las tensiones de
conexión de fase de la unidad de convertidor.
El dispositivo de acuerdo con la invención para
la ejecución del método para el accionamiento del circuito de
convertidor presenta un equipo de regulación que sirve para la
producción de un vector de señal de histéresis, que está unido a
través de un circuito de control para la formación de la señal de
control con los conmutadores de semiconductor de potencia
controlables, presentando el equipo de regulación un regulador de
histéresis para la formación del vector de señal de histéresis a
partir del vector de corriente de conexión de fase de diferencia,
un primer sumador para la formación de un vector de corriente de
conexión de fase de diferencia a partir de la sustracción del
vector de corriente de conexión de fase del vector de corriente de
conexión de fase de referencia y una primera unidad de cálculo para
la formación del vector de corriente de conexión de fase de
referencia a partir del valor de potencia activa de referencia, el
valor de potencia reactiva de referencia y el vector de flujo de
fase. Además, se añade al primer sumador para la formación del
vector de corriente de conexión de fase de diferencia
adicionalmente el valor de corrección de corriente para la formación
del vector de corriente de conexión de fase de diferencia a partir
de la sustracción del vector de corriente de conexión de fase y del
valor de corrección de corriente del vector de corriente de conexión
de fase de referencia. Además de eso, el equipo de regulación
comprende un integrador para la formación del valor de corrección
de corriente por la integración de un valor medio de tensión de
conexión de fase y un formador de valor medio para la formación del
valor medio de tensión de conexión de fase por la determinación del
valor medio aritmético de las tensiones de conexión de fase con
punto de referencia del punto de unión de los condensadores del
circuito de almacenamiento de energía.
El dispositivo de acuerdo con la invención para
la ejecución del método para el accionamiento del circuito de
convertidor, por tanto, se puede realizar de forma muy sencilla y
económica, debido a que la complejidad del circuito se puede
mantener extremadamente reducida y, además, se necesita solamente un
número reducido de elementos constructivos para la constitución.
Por tanto, mediante este dispositivo, se puede ejecutar el método
de acuerdo con la invención de forma particularmente sencilla.
Este y otros objetivos, ventajas y
características de la presente invención se hacen evidentes a partir
de la descripción detallada siguiente de realizaciones preferidas
de la invención junto con el dibujo.
Se muestra:
En la Figura 1, una realización de un
dispositivo para la ejecución de un método para el accionamiento de
un circuito de convertidor de acuerdo con el estado de la
técnica,
En la Figura 2, una primera realización de un
dispositivo de acuerdo con la invención para la ejecución del
método de acuerdo con la invención para el accionamiento del
circuito de convertidor,
En la Figura 3, una segunda realización de un
dispositivo de acuerdo con la invención para la ejecución del
método de acuerdo con la invención para el accionamiento del
circuito de convertidor,
En la Figura 4, un desarrollo temporal de una
corriente de conexión de fase para una fase en un método para el
accionamiento del circuito de convertidor de acuerdo con el estado
de la técnica,
En la Figura 5, un desarrollo temporal de la
corriente de conexión de fase para una fase de acuerdo con el
método de acuerdo con la invención y
En la Figura 6, una realización de una quinta
unidad de cálculo.
Se resumen en una lista las referencias usadas
en el dibujo y su significado en la lista de referencias. Por regla
general, en las figuras, las mismas partes están provistas de las
mismas referencias. Las realizaciones que se describen representan
de forma ilustrativa el objeto de la invención y no tienen ningún
efecto limitante.
En la Figura 2, se muestra una primera
realización de un dispositivo de acuerdo con la invención para la
ejecución del método de acuerdo con la invención para el
accionamiento de un circuito de convertidor. El circuito de
convertidor presenta, de acuerdo con la Figura 2, una unidad de
convertidor 1 con una pluralidad de conmutadores de semiconductor
de potencia controlables y un circuito de almacenamiento de energía
2 formado por dos condensadores conectados en serie. En la Figura
2, la unidad de convertidor 1 está realizada de forma ilustrativa
con tres fases. Se debe mencionar que la unidad de convertidor 1
puede estar configurada en general como cualquier unidad de
convertidor 1 para la conmutación de \geq2 niveles de tensión de
activación (circuito de convertidor de multi-nivel)
con referencia a la tensión del circuito de almacenamiento de
energía 2 unido con la unidad de convertidor 1.
En el método de acuerdo con la invención para el
accionamiento del circuito de convertidor se controlan en este caso
los conmutadores de semiconductor de potencia controlables de la
unidad de convertidor 1 mediante una señal de control S formada a
partir de un vector de señal de histéresis x. Para la formación de
la señal de control sirve habitualmente una tabla de asignación
(look up table), en la que los vectores de señal de histéresis x
están asignados fijamente a señales de control S correspondientes, o
un modulador, que se basa en la modulación por ancho de pulsos. Se
debe mencionar que todos los vectores con el índice i presentan
componentes de vector de forma correspondiente al número i fases,
es decir, con i = 3 fases, los vectores correspondientes también
presentan i = 3 componentes de vector. El vector de señal de
histéresis x se forma además a partir de un vector de corriente de
conexión de fase de diferencia \Deltai_{fi,i} mediante un
regulador de histéresis 6 y el vector de corriente de conexión de
fase de diferencia \Deltai_{fi,i}, a su vez, se forma a partir
de la sustracción de un vector de corriente de conexión de fase
i_{fi,i} de un vector de corriente de conexión de fase de
referencia i_{fi,i,ref}, donde el vector de corriente de conexión
de fase de referencia ifi,i,ref se forma a partir de un valor de
potencia activa de diferencia P_{dif}, un valor de potencia
reactiva de diferencia Q_{dif} y un vector de flujo de fase
\psi_{g,\alpha\beta}. Los componentes de vector del vector de
corriente de conexión de fase i_{fi,i} se miden típicamente
mediante sensores de corriente en las conexiones de fase
correspondientes de la unidad de convertidor 1. De acuerdo con la
invención se sustrae adicionalmente para la formación del vector de
corriente de conexión de fase de diferencia \Deltai_{fi,i} un
valor de corrección de corriente i_{0} y el valor de corrección de
corriente i_{0} se forma por integración de un valor medio de
tensión de conexión de fase u_{inv,A}, donde el valor medio de
tensión de conexión de fase u_{inv,A} se forma por la
determinación del valor medio aritmético de las tensiones de
conexión de fase u_{inv,iM} con punto de referencia del punto de
unión M de los condensadores del circuito de almacenamiento de
energía 2. El valor de corrección de corriente i_{0} provoca que
la frecuencia de conmutación de los conmutadores de semiconductor
de potencia controlables de la unidad de convertidor 1 se pueda
mantener ventajosamente aproximadamente constante. Por la
frecuencia de conmutación en mayor medida constante a su vez se
pueden mantener reducidas ventajosamente las oscilaciones armónicas
en las corrientes de conexión de fase i_{fi,i} y en las tensiones
de conexión de fase u_{inv,i} de la unidad de convertidor 1. En la
Figura 5 se representa a este respecto un desarrollo temporal de la
corriente de conexión de fase i_{fi,1} para una fase de acuerdo
con el método de acuerdo con la invención, donde se puede reconocer
una reducción obvia de las oscilaciones armónicas en el desarrollo
con respecto al desarrollo de acuerdo con la Figura 4 en un método
convencional.
El vector de flujo de fase
\psi_{g,\alpha\beta} se forma preferiblemente a partir del
vector de corriente de conexión de fase i_{fi,i} a partir de la
señal de control S y a partir de un valor de tensión continua
u_{DC} actual del circuito de almacenamiento de energía 2. A
continuación, se profundiza en esto con más detalle. Se debe
mencionar que todos los vectores con el índice \alpha\beta
presentan como componentes de vector un componente de \alpha de
la transformación de vector espacial de la magnitud correspondiente
y un componente de \beta de la transformación de vector espacial
de la magnitud correspondiente.
La transformación de vector espacial se define
generalmente como a continuación
donde \overline{y} es una
magnitud compleja, y_{\alpha}, el componente de \alpha de la
transformación de vector espacial de la magnitud \overline{y} e
y_{\beta}, el componente de \beta de la transformación de vector
espacial de la magnitud, \overline{y}, e y_{1}, y_{2},
y_{3} son componentes de vector del vector y correspondiente a la
magnitud compleja \overline{y}. Se producen todas las
transformaciones de vector espacial de magnitudes, que ya se han
mencionado y a continuación todavía se mencionarán, de acuerdo con
fórmulas que se han indicado anteriormente, donde la producción se
puede realizar de forma separada en una unidad de cálculo que se
proporciona especialmente con esta finalidad o, en la unidad de
cálculo, en la que se necesita el componente de \alpha y el
componente de \beta correspondiente para un cálculo de otra
magnitud.
\newpage
El flujo de fase \psi_{g} se da en una
notación compleja generalmente con
donde
y L_{g} es una inductancia de la
red y f_{1}(S), f_{2}(S) son funciones de
conmutación que se pueden predefinir de la señal de control S. Con
las fórmulas que se han indicado anteriormente se puede formar de
este modo de forma muy sencilla el vector de flujo de fase
\psi_{g,\alpha\beta} es decir, particularmente sus componentes
\psi_{g,\alpha},
\psi_{g,\beta}.
De acuerdo con la realización de acuerdo con la
Figura 2, el valor de potencia activa de diferencia P_{dif}
corresponde con un valor de potencia activa de referencia P_{ref}
que se puede predefinir y, el valor de potencia reactiva de
diferencia Q_{dif}, con un valor de potencia reactiva de
referencia Q_{ref} que se puede predefinir.
En el dispositivo de acuerdo con la Figura 2, el
equipo de regulación 15 presenta además del regulador de histéresis
6 que se ha mencionado para la formación del vector de señal de
histéresis x a partir del vector de corriente de conexión de fase
de diferencia \Deltai_{fi,i} también un primer sumador 16 para
la formación del vector de corriente de conexión de fase de
diferencia \Deltai_{fi,i} a partir de la sustracción del vector
de corriente de conexión de fase i_{fi,i} del vector de corriente
de conexión de fase de referencia i_{fi,i,ref} y una primera
unidad de calculo 5 para la formación del vector de corriente de
conexión de fase de referencia i_{fi,i,ref} a partir del valor de
potencia activa de referencia P_{dif}, el valor de potencia
reactiva de diferencia Q_{dif} y un vector de flujo de fase
\psi_{g,\alpha\beta}. De acuerdo con la invención, se añade al
primer sumador 16 para la formación del vector de corriente de
conexión de fase de diferencia \Deltai_{fi,i} adicionalmente el
valor de corrección de corriente i_{0} para la formación del
vector de corriente de conexión de fase de diferencia
\Deltai_{fi,i} a partir de la sustracción del vector de
corriente de conexión de fase i_{fi,i} y del valor de corrección
de corriente i_{0} del vector de corriente de conexión de fase de
referencia i_{fi,i,ref}. Además de eso, el equipo de regulación
15 comprende de acuerdo con la Figura 2 de acuerdo con la invención
un integrador 8 para la formación del valor de corrección de
corriente i_{0} por la integración del valor medio de tensión de
conexión de fase u_{inv,A} y un formador de valor medio 7 para la
formación del valor medio de tensión de conexión de fase
u_{inv,A} por la determinación del valor medio aritmético de las
tensiones de conexión de fase u_{inv,iM} con punto de referencia
del punto de unión M de los condensadores del circuito de
almacenamiento de energía 2. De este modo, se puede realizar el
dispositivo de acuerdo con la invención para la ejecución del método
para el accionamiento del circuito de convertidor de forma muy
sencilla y económica, debido a que la complejidad del circuito se
puede mantener extremadamente reducida y, además, solamente se
necesita un número reducido de elementos constructivos para la
constitución. Por lo tanto, se puede ejecutar mediante este
dispositivo el método de acuerdo con la invención de forma
particularmente sencilla.
De acuerdo con la Figura 2, el equipo de
regulación 15 presenta una segunda unidad de cálculo 4 para la
formación del vector de flujo de fase \psi_{g,\alpha\beta} a
partir del vector de corriente de conexión de fase i_{fi,i}, a
partir de la señal de control S y a partir del valor de tensión
continua u_{DC} actual del circuito de almacenamiento de energía
2.
En la Figura 3, se muestra una segunda
realización de un dispositivo de acuerdo con la invención para la
ejecución del método de acuerdo con la invención para el
accionamiento del circuito de convertidor. En la misma, está
conectado un filtro de LCL L_{f,i}, C_{fi}, L_{fg,i} en cada
conexión de fase de la unidad de convertidor 1. El índice i
representa a su vez el número de i fases. Por lo tanto, cada filtro
de LCL presenta una primera inductancia del filtro L_{f}, una
segunda inductancia del filtro L_{fg}, así como una capacitancia
del filtro C_{f}, donde la primera inductancia del filtro L_{f}
está unida con la conexión de fase correspondiente de la unidad de
convertidor 1, con la segunda inductancia del filtro L_{fg} y con
la capacitancia del filtro C_{f}. Además, las capacitancias del
filtro C_{f} de los filtros de LCL individuales están unidas entre
sí.
De acuerdo con el método, se forma en el caso de
la realización de acuerdo con la Figura 3 un valor de potencia
activa de diferencia P_{dif} a partir de la sustracción de un
valor de potencia activa de atenuación P_{d} de la suma de un
valor de potencia activa de referencia P_{ref} y al menos un valor
de potencia activa de oscilación armónica de compensación P_{h}
con referencia a la oscilación fundamental del vector de corriente
de salida del filtro _{ifg,i} de los filtros de LCL, donde el
valor de potencia activa de atenuación P_{d} se forma a partir de
una suma ponderada con un factor de atenuación k_{d} ajustable de
una multiplicación de un componente de \alpha de la
transformación de vector espacial de corrientes de capacitancia del
filtro i_{Cf\alpha} de los filtros de LCL con un componente de
\alpha de la transformación de vector espacial i_{fi\alpha} de
los componentes del vector de corriente de conexión de fase
i_{fi,i} y una multiplicación de un componente de \beta de la
transformación de vector espacial de corrientes de capacitancia del
filtro i_{Cf\beta} de los filtros de LCL con un componente de
\beta de la transformación de vector espacial i_{fi\beta} de
los componentes del vector de corriente de conexión de fase
i_{fi,i}. El valor de potencia reactiva de referencia Q_{dif}
se forma además a partir de la sustracción de la suma de un valor de
potencia reactiva de referencia Q_{ref} y al menos un valor de
potencia reactiva de oscilación armónica de compensación Q_{h}
con referencia a la oscilación fundamental del vector de corriente
de salida del filtro i_{fg,i} de los filtros de LCL, donde el
valor de potencia reactiva de atenuación Q_{d} se forma a partir
de una diferencia ponderada con el factor de atenuación k_{d}
ajustable de una multiplicación del componente de \beta de la
transformación de vector espacial de corrientes de capacitancia del
filtro i_{Cf\beta} de los filtros de LCL con el componente de
\alpha de la transformación de vector espacial i_{fi\alpha} de
los componentes del vector de corriente de conexión de fase
i_{fi,i} y una multiplicación del componente de \alpha de la
transformación de vector espacial de corrientes de capacitancia del
filtro i_{Cf\alpha} de los filtros de LCL con el componente de
\beta de la transformación de vector espacial i_{fi\beta} de
los componentes del vector de corriente de conexión de fase
i_{fi,i}. De acuerdo con la Figura 3, las corrientes de
capacitancia del filtro se miden mediante sensores de corriente en
los capacitancias del filtro C_{f,i} correspondientes y son
componentes de vector del vector de corriente de capacitancia del
filtro i_{Cf,i} que se representa en la Figura 3.
La formación del valor de potencia activa de
atenuación P_{d} se desarrolla de acuerdo con la fórmula
El valor de potencia activa de referencia
P_{ref} de acuerdo con la Figura 3 se puede ajustar libremente y
es el valor teórico de la potencia activa, que debe aplicarse en la
salida de los filtros de LCL.
La formación del valor de potencia reactiva de
atenuación Q_{d} tiene un desarrollo de acuerdo con la fórmula
El valor de potencia reactiva de referencia
Q_{ref} de acuerdo con la Figura 3 se puede ajustar libremente y
es el valor teórico de la potencia reactiva, que debe aplicarse en
la salida de los filtros de LCL.
Se debe mencionar que la formación del valor de
potencia activa de atenuación P_{d} y del valor de potencia
reactiva de atenuación Q_{d} se puede evitar calculando solamente
a partir del componente de \alpha de la transformación de vector
espacial de corrientes de capacitancia del filtro i_{Cf\alpha} de
los filtros de LCL y a partir del componente de \beta de la
transformación de vector espacial de corrientes de capacitancia del
filtro i_{Cf\beta} de los filtros de LCL por el filtrado adecuado
un vector de corriente de atenuación, que se incluye después
directamente en la formación del vector de corriente de conexión de
fase de referencia i_{fi,i,ref} y, de este modo, en la formación
del vector de corriente de conexión de fase de diferencia
\Deltai_{fi,i}. Esto implica un ahorro de tiempo de cálculo,
debido a que el cálculo del valor de potencia activa de atenuación
P_{d} y del valor de potencia reactiva de atenuación Q_{d} se
puede omitir ventajosamente.
Por el valor de potencia activa de atenuación
P_{d} y el valor de potencia reactiva de atenuación Q_{d} se
pueden atenuar ventajosamente activamente distorsiones, es decir,
oscilaciones indeseadas, en las corrientes de salida del filtro
i_{fg,i} y tensiones de salida del filtro, de manera que estas
distorsiones se reducen intensamente y, en el mejor caso, se
suprimen en mayor medida. Otra ventaja se sitúa en que no se tiene
que conectar ninguna resistencia de atenuación discreta, que
requiere espacio, realizada de forma compleja y, de este modo,
cara, en la respectiva conexión de fase, para poder atenuar
eficazmente las distorsiones indeseadas. La adición o combinación
de al menos un valor de potencia activa de oscilación armónica de
compensación P_{h} para la formación del valor de potencia activa
de diferencia P_{dif} y al menos un valor de potencia reactiva de
oscilación armónica de compensación Q_{h} para la formación del
valor de potencia reactiva de diferencia Q_{dif} provoca
ventajosamente una reducción activa de oscilaciones armónicas y, de
este modo, en total, una mejora adicional en la reducción de
oscilaciones armónicas.
De acuerdo con la Figura 3, el equipo de
regulación 15 presenta un segundo sumador 13 para la formación del
valor de potencia activa de diferencia P_{dif} a partir de la
sustracción del valor de potencia activa de atenuación P_{d} de
la suma de un valor de potencia activa de referencia P_{ref} y al
menos un valor de potencia activa de oscilación armónica de
compensación P_{h} con referencia a la oscilación fundamental del
vector de corriente de salida del filtro i_{fg,i} de los filtros
de LCL, presentando el equipo de regulación 15 una tercera unidad
de cálculo 9 para la formación del valor de potencia activa de
atenuación P_{d} a partir de la suma ponderada con un factor de
atenuación k_{d} ajustable de una multiplicación del componente
de \alpha de la transformación de vector espacial de corrientes de
capacitancia del filtro i_{Cf\alpha} de los filtros de LCL con el
componente de \alpha de la transformación de vector espacial
i_{fi\alpha} de los componentes del vector de corriente de
conexión de fase i_{fi,i} y la multiplicación del componente de
\beta de la transformación de vector espacial de corrientes de
capacitancia del filtro i_{Cf\beta} de los filtros de LCL con el
componente de \beta de la transformación de vector espacial
i_{fi\beta} de los componentes del vector de corriente de
conexión de fase i_{fi,i}. Además, el equipo de regulación 15
comprende un tercer sumador 14 para la formación del valor de
potencia reactiva de diferencia Q_{dif} a partir de la
sustracción de la suma de un valor de potencia reactiva de
referencia Q_{ref} y al menos un valor de potencia reactiva de
oscilación armónica de compensación Q_{h} con referencia a la
oscilación fundamental del vector de corriente de salida del filtro
i_{fg,i} de los filtros de LCL, sirviendo la tercera unidad de
cálculo 9 adicionalmente para la formación del valor de potencia
reactiva de atenuación Q_{d} a partir de una diferencia ponderada
con un factor de atenuación k_{d} ajustable de una multiplicación
del componente de \beta de la transformación de vector espacial
de corrientes de capacitancia del filtro i_{Cf\beta} de los
filtros de LCL con el componente de \alpha de la transformación de
vector espacial i_{fi\alpha} de los componentes del vector de
corriente de conexión de fase i_{fi,i} y una multiplicación del
componente de \alpha de la transformación de vector espacial de
corrientes de capacitancia del filtro i_{Cf\alpha} de los filtros
de LCL con el componente de \beta de la transformación de vector
espacial i_{fi\beta} de los componentes del vector de corriente
de conexión de fase i_{fi,i}. También se puede concebir que el
valor de potencia activa de atenuación P_{d} y el valor de
potencia reactiva de atenuación Q_{d} se forman solamente a
partir del componente de \alpha de la transformación de vector
espacial de corrientes de capacitancia del filtro i_{Cf\alpha} de
los filtros de LCL con un componente de \alpha de la
transformación de vector espacial i_{fi\alpha} de los componentes
del vector de corriente de conexión de fase i_{fi,i} y una
multiplicación de un componente de \beta de la transformación de
vector espacial de corrientes de capacitancia del filtro
i_{Cf\beta} de los filtros de LCL.
De acuerdo con la Figura 3, se adiciona para la
formación del valor de potencia reactiva de diferencia Q_{dif}
adicionalmente un valor de potencia reactiva de compensación
Q_{comp}, donde el valor de potencia reactiva de compensación
Q_{comp} se forma por un filtrado de paso bajo de un valor de
potencia reactiva de capacitancia del filtro Q_{Cf} estimado. De
este modo, se evita ventajosamente que se apliquen porcentajes de
potencia reactiva indeseados de los filtros de LCL, particularmente
de las capacitancias del filtro C_{f,i} de los filtros de LCL en
la salida de los filtros de LCL, de manera que se puede garantizar
que se ajusta en la salida de los filtros de LCL solamente un valor
de potencia reactiva correspondiente al valor de potencia reactiva
de referencia Q_{ref} ajustado. Al tercer sumador se añade de
acuerdo con la Figura 3 para la formación del valor de potencia
reactiva de diferencia Q_{dif} adicionalmente el valor de potencia
reactiva de compensación Q_{comp}, donde el valor de potencia
reactiva de compensación Q_{comp} está formado por filtrado de
paso bajo de un valor de potencia reactiva de capacitancia del
filtro Q_{Cf} estimado mediante un filtro de paso bajo 12. El
valor de potencia reactiva de capacitancia del filtro Q_{Cf}
estimado se forma además a partir del componente de \alpha de la
transformación de vector espacial de las corrientes de capacitancia
del filtro i_{Cf\alpha,} a partir del componente de \beta de la
transformación de vector espacial de las corrientes de capacitancia
del filtro i_{Cf\beta}, a partir de un vector de flujo de
capacitancia del filtro \psi_{Cf,\alpha\beta} estimado y a
partir del ángulo de oscilación fundamental \omegat con referencia
a la oscilación fundamental del vector de corriente de salida del
filtro i_{fg,i}, lo que ilustra particularmente la siguiente
fórmula.
El equipo de regulación 15 presenta para la
formación del valor de potencia reactiva de capacitancia del filtro
Q_{Cf} estimado de acuerdo con la Figura 1 una corta unidad de
cálculo 10, mediante la que se calcula el valor de potencia
reactiva de capacitancia del filtro Q_{Cf} estimado de acuerdo con
la fórmula que se ha mencionado anteriormente.
El vector de flujo de capacitancia del filtro
\psi_{Cf,\alpha\beta} estimado se forma de acuerdo con la
Figura 3 a partir del valor de tensión continua u_{DC} actual del
circuito de almacenamiento de energía 2, a partir de la señal de
control S, a partir del componente de \alpha de la transformación
de vector espacial i_{fi\alpha} del componente del vector de
corriente de conexión de fase i_{fi,i} y a partir del componente
de \beta de la transformación de vector espacial i_{fi\beta} de
los componentes del vector de corriente de conexión de fase
i_{fi,i}. La segunda unidad de cálculo 4 sirve de este modo
adicionalmente para la formación del vector de flujo de
capacitancia del filtro \psi_{Cf,\alpha\beta} estimado a partir
del valor de tensión continua u_{DC} actual del circuito de
almacenamiento de energía 2, a partir de la señal de control S, a
partir del componente de \alpha de la transformación de vector
espacial i_{fi\alpha} de los componentes del vector de corriente
de conexión de fase i_{fi,i} y a partir del componente de \beta
de la transformación de vector espacial i_{fi\beta} de los
componentes del vector de corriente de conexión de fase
i_{fi,i}.
El componente \alpha de la transformación de
vector espacial \psi_{Cf,\alpha} del vector de flujo de
capacitancia del filtro \psi_{Cf,\alpha\beta} se forma por lo
tanto de acuerdo con la siguiente fórmula.
De forma correspondiente, se forma el componente
de \beta de la transformación del vector espacial
\psi_{Cf\beta} del vector de flujo de capacitancia del filtro
\psi_{Cf,\alpha\beta} de acuerdo con la siguiente fórmula.
De acuerdo con la Figura 3, se forma el valor de
potencia activa de oscilación armónica de compensación P_{h} y el
valor de potencia reactiva de oscilación armónica de compensación
Q_{h} respectivamente a partir del componente de \alpha de la
transformación de vector espacial de las corrientes de salida del
filtro i_{fg\alpha} a partir del componente de \beta de la
transformación de vector espacial de las corrientes de salida del
filtro i_{fg\beta}, a partir de un componente de \alpha de la
transformación de vector espacial de flujos de salida del filtro
\psi_{L\alpha}, a partir de un componente de \beta de la
transformación de vector espacial de flujos de salida del filtro
\psi_{L\beta} y a partir del ángulo de oscilación fundamental
\omegat con referencia a la oscilación fundamental del vector de
corriente de salida del filtro i_{fg,i}.
El componente \alpha de la transformación de
vector espacial de flujos de salida del filtro \psi_{L\alpha}
se forma a partir de un componente de \alpha de la transformación
de vector espacial de flujos de capacitancia del filtro
\psi_{Cf\alpha} estimados y a partir del componente de \alpha
de la transformación de vector espacial de corrientes de salida del
filtro i_{fg\alpha}, lo que se ilustra particularmente por la
siguiente fórmula
Además, el componente de \beta de la
transformación de vector espacial de flujos de salida del filtro
\psi_{L\beta} se forma a partir de un componente de \beta de
la transformación de vector espacial de flujos de capacitancia del
filtro \psi_{Cf\beta} estimados y a partir del componente de
\beta de la transformación de vector espacial de corrientes de
salida del filtro i_{fg\beta}, lo que se ilustra particularmente
por la siguiente fórmula.
El cálculo del componente de \alpha de la
transformación de vector espacial de flujos de salida del filtro
\psi_{L\alpha} y del componente de \beta de la transformación
de vector espacial de flujos de salida del filtro \psi_{L\beta}
se realiza, a modo de ejemplo, en la segunda unidad de cálculo 4 o
se puede realizar también en la quinta unidad de cálculo 11, sin
embargo, no se ha representado en la Figura 3 por motivos de
claridad.
El equipo de regulación 15 presenta una quinta
unidad de cálculo 11 para la formación del valor de potencia activa
de oscilación armónica de compensación P_{h} y del valor de
potencia reactiva de oscilación armónica de compensación Qh
respectivamente a partir del componente de \alpha de la
transformación de vector espacial de las corrientes de salida del
filtro i_{fg\alpha}, a partir del componente de \beta de la
transformación de vector espacial de las corrientes de salida del
filtro i_{fg\beta}, a partir del componente de \alpha de la
transformación de vector espacial de flujos de salida del filtro
\psi_{L\alpha}, a partir del componente de \beta de la
transformación de vector espacial de flujos de salida del filtro
\psi_{L\beta} y a partir del ángulo de oscilación fundamental
\omegat con referencia a la oscilación fundamental del vector de
corriente de salida del filtro i_{fg,i}. El cálculo del vector de
corriente de salida del filtro i_{fg,i} se realiza de forma muy
sencilla a partir del vector de corriente de conexión de fase
i_{fi,i} y a partir del vector de corriente de capacitancia del
filtro i_{Cfi,i}, como se muestra en la Figura 3. El ángulo de
oscilación fundamental \omegat se pone a disposición para las
unidades de cálculo 9, 10 y 11 por la segunda unidad de cálculo 4
de acuerdo con la Figura 3 de un circuito de regulación de fase
(bucle de enganche de fase, abreviado: PLL (del inglés Phase
locked loop)) de la segunda unidad de cálculo 4. En la Figura 6
se muestra una realización de la quinta unidad de cálculo 11. De
acuerdo con la Figura 6, se forman en la quinta unidad de cálculo
11 en primer lugar el componente de \alpha de la transformación de
vector espacial de las corrientes de salida del filtro
i_{fg\alpha} y el componente de \beta de la transformación de
vector espacial de las corrientes de salida del filtro i_{fg\beta}
a partir del vector de corriente de salida del filtro i_{fg,i}
añadido por transformación de vector espacial. Después, el
componente de \alpha de la transformación de vector espacial de
las corrientes de salida del filtro i_{fg\alpha} y el componente
de \beta de la transformación de vector espacial de las corrientes
de salida del filtro i_{fg\beta} se someten a una transformación
de Park-Clarke, se someten a un filtrado de paso
bajo y se emiten como componente de d y la componente de q de la
transformación de Park-Clarke de al menos una
oscilación armónica seleccionada deseada de las corrientes de
salida del filtro i_{hd}, i_{hq} con referencia a la oscilación
fundamental de las corrientes de salida del filtro i_{fg1},
i_{fg2}, i_{fg3}. El índice h representa la h-ésima oscilación
armónica de esta magnitud y las que se indican a continuación, donde
h = 1,2,3....
La transformación de Park-Clarke
se define generalmente
donde \overline{a} es una
magnitud compleja, a_{d}, el componente de d de la transformación
de Park-Clarke de la magnitud \overline{a} y aq,
el componente de q de la transformación de
Park-Clarke de la magnitud \overline{a}.
Ventajosamente, no sólo se transforman durante la transformación de
Park-Clarke la oscilación fundamental de la magnitud
compleja \overline{a}, sino, también cualquier oscilación
armónica que se produce de la magnitud compleja \overline{a}. De
acuerdo con la Figura 6, el componente de d y el componente de q de
la transformación de Park-Clarke de la h-ésima
oscilación armónica seleccionada deseada de las corrientes de salida
del filtro i_{hd}, e i_{hq} se regula respectivamente hacia un
valor de referencia i*_{hd}, i*_{hq} correspondiente que se
puede predefinir, preferiblemente de acuerdo con una característica
proporcional-integral, y, después, se somete a una
transformación de Park-Clarke inversa, por lo que
se forman un componente de \alpha de la transformación de vector
espacial de la h-ésima oscilación armónica de corrientes de salida
del filtro de referencia i*_{h\alpha} y un componente de \beta
de la transformación de vector espacial de la h-ésima oscilación
armónica de corrientes de salida del filtro de referencia
i*_{h\beta}. Finalmente, el valor de potencia activa de oscilación
armónica de compensación P_{h} y el valor de potencia reactiva de
oscilación armónica de compensación Q_{h} se calcula
respectivamente a partir del componente de \alpha de la
transformación de vector espacial de la h-ésima oscilación armónica
de corrientes de salida del filtro de referencia i*_{h\alpha}, del
componente de \beta de la transformación de vector de espacial de
la h-ésima oscilación armónica de corrientes de salida del filtro
de referencia i*_{h\beta}, del componente de \alpha de la
transformación de vector espacial de los flujos de salida del
filtro \Psi_{L\alpha} y a partir del componente de \beta de la
transformación de vector espacial de los flujos de salida del
filtro \Psi_{L\beta}, lo que se ilustra particularmente por las
siguientes
fórmulas.
Todas las etapas del método de acuerdo con la
invención se pueden realizar como software, donde la misma se puede
cargar entonces, a modo de ejemplo, sobre un sistema de ordenador,
particularmente con un procesador de señal digital y procesarse
sobre el mismo. Los tiempos de retardo digitales que se producen en
un sistema de este tipo, particularmente para el cálculo, se pueden
tener en cuenta generalmente, a modo de ejemplo, por adición de un
término adicional con respecto a la frecuencia de oscilación
fundamental \omegat en la transformación de
Park-Clarke. Además, el dispositivo de acuerdo con
la invención que se ha descrito anteriormente con detalle, también
puede estar realizado en un sistema de ordenador, particularmente en
un procesador de señal digital.
En total, se ha podido mostrar que el
dispositivo de acuerdo con la invención, particularmente el que se
muestra en las Figuras 2 y 3, para la ejecución del método de
acuerdo con la invención para el accionamiento del circuito de
convertidor se puede realizar de forma muy sencilla y económica,
debido a que la complejidad del circuito es extremadamente reducida
y, además, solamente se necesita un número reducido de elementos
constructivos para la constitución. De este modo, con este
dispositivo se puede ejecutar el método de acuerdo con la invención
de forma particularmente sencilla.
- 1
- Unidad de convertidor
- 2
- Circuito de almacenamiento de energía
- 3
- Circuito de control
- 4
- Segunda unidad de cálculo
- 5
- Primera unidad de cálculo
- 6
- Regulador de histéresis
- 7
- Formador de valor medio
- 8
- Integrador
- 9
- Tercera unidad de cálculo
- 10
- Cuarta unidad de cálculo
- 11
- Quinta unidad de cálculo
- 12
- Filtro de paso bajo
- 13
- Segundo sumador
- 14
- Tercer sumador
- 15
- Equipo de regulación
- 16
- Primer sumador
Claims (16)
1. Método para el accionamiento de un circuito
de convertidor, en el que el circuito de convertidor presenta una
unidad de convertidor (1) con una pluralidad de conmutadores de
semiconductor de potencia controlables y un circuito de
almacenamiento de energía (2) formado por dos condensadores
conectados en serie,
en el que se controlan los conmutadores de
semiconductor de potencia controlables mediante una señal de control
(S) formada a partir de un vector de señal de histéresis (x), y el
vector de señal de histéresis (x) se forma a partir de un vector de
corriente de conexión de fase de diferencia (\Deltai_{fi,i})
mediante un regulador de histéresis (6), y el vector de corriente
de conexión de fase de diferencia (\Deltai_{fi, i}) se forma a
partir de la sustracción de un vector de corriente de conexión de
fase (i_{fi,i}) de un vector de corriente de conexión de fase de
referencia (i_{fi,i,ref}), formándose el vector de corriente de
conexión de fase de referencia (i_{fi,i,ref}) a partir de un
valor de potencia activa de diferencia (P_{dif}), un valor de
potencia reactiva de diferencia (Q_{dif}) y un vector de flujo de
fase (\Psi_{g,\alpha\beta}),
caracterizado
por que para la formación del vector de
corriente de conexión de fase de diferencia (\Deltai_{fi,i}) se
sustrae adicionalmente un valor de corrección de corriente
(i_{0}),
por que el valor de corrección de corriente
(i_{0}) se forma por integración de un valor medio de tensión de
conexión de fase (u_{inv,A}) y
por que el valor medio de tensión de conexión de
fase (u_{inv,A}) se forma por la determinación del valor medio
aritmético de la tensión de conexión de fase (u_{inv,iM}) con
punto de referencia del punto de unión (M) de los condensadores del
circuito de almacenamiento de energía (2).
2. Método de acuerdo con la reivindicación 1,
caracterizado por que el vector de flujo de fase
(\Psi_{g,\alpha\beta}) se forma a partir del vector de
corriente de conexión de fase (i_{fi,i}), a partir de la señal de
control (S) y a partir de un valor de tensión continua (u_{DC})
actual del circuito de almacenamiento de energía (2).
3. Método de acuerdo con una de las
reivindicaciones 1 ó 2, caracterizado por que en cada
conexión de fase de la unidad de convertidor (1) se conecta un
filtro de LCL (L_{f,i,}C_{fi},L_{fg,i}), por que el valor de
potencia activa de diferencia (P_{dif}) se forma a partir de la
sustracción de un valor de potencia activa de atenuación (P_{d})
de la suma de un valor de potencia activa de referencia (P_{ref})
y al menos un valor de potencia activa de oscilación armónica de
compensación (P_{h}) con referencia a la oscilación fundamental
del vector de corriente de salida del filtro (i_{fg,i}) de los
filtros de LCL, formándose el valor de potencia activa de
atenuación (P_{d}) a partir de una suma ponderada con una factor
de atenuación (K_{d}) ajustable de una multiplicación de un
componente de \alpha de la transformación de vector espacial de
corrientes de capacitancia del filtro (i_{Cf\alpha}) de los
filtros de LCL con un componente de \alpha de la transformación
de vector espacial (i_{fi\alpha}) de los componentes del vector de
corriente de conexión de fase (i_{fi,i}), y una multiplicación
del componente de \beta de la transformación de vector espacial de
corrientes de capacitancia del filtro (i_{Cf\beta}) de los
filtros de LCL con un componente de \beta de la transformación de
vector espacial (i_{fi\beta}) de los componentes del vector de
corriente de conexión de fase (i_{fi,i}), por que el valor de
potencia reactiva de diferencia (Q_{dif}) se forma a partir de la
sustracción de la suma de un valor de potencia reactiva de
referencia (Q_{ref}) y al menos un valor de potencia reactiva de
oscilación armónica de compensación (Q_{h}) con referencia a la
oscilación fundamental del vector de corriente de salida del filtro
(i_{fg,i}) de los filtros de LCL, formándose el valor de potencia
reactiva de atenuación (Q_{d}) a partir de una diferencia
ponderada con un factor de atenuación (k_{d}) ajustable de una
multiplicación del componente de \beta de la transformación de
vector espacial de corrientes de capacitancia del filtro
(i_{Cf\beta}) de los filtros de LCL con el componente de \alpha
de la transformación de vector espacial (i_{fi\alpha}) de los
componentes del vector de corriente de conexión de fase (i_{fi,i})
y una multiplicación del componente de \alpha de la
transformación de vector espacial de corrientes de capacitancia del
filtro (i_{Cf\alpha}) de los filtros de LCL con el componente de
\beta de la transformación de vector espacial (i_{fi\beta}) de
los componentes del vector de corriente de conexión de fase
(i_{fi,i}).
4. Método de acuerdo con la reivindicación 3,
caracterizado por que para la formación del valor de potencia
reactiva de diferencia (Q_{dif}) se adiciona adicionalmente un
valor de potencia reactiva de compensación (Q_{comp}), formándose
el valor de potencia reactiva de compensación (Q_{comp}) por el
filtrado de paso bajo de un valor de potencia reactiva de
capacitancia del filtro (Q_{Cf}) estimado.
5. Método de acuerdo con la reivindicación 4,
caracterizado por que el valor de potencia reactiva de
capacitancia del filtro (Q_{Cf}) estimado se forma a partir del
componente de \alpha de la transformación de vector espacial de
las corrientes de capacitancia del filtro (i_{Cf\alpha}), a partir
del componente de \beta de la transformación de vector espacial
de la corrientes de capacitancia del filtro (i_{Cf\beta}), a
partir de un vector de flujo de capacitancia del filtro
(\Psi_{Cf},_{\alpha\beta}) estimado y a partir del ángulo de
oscilación fundamental (\omegat) con referencia a la oscilación
fundamental del vector de corriente de salida del filtro
(i_{fg},i).
6. Método de acuerdo con la reivindicación 5,
caracterizado por que el vector de flujo de capacitancia del
filtro (\Psi_{Cf},_{\alpha\beta}) se forma a partir de un
valor de tensión continua (u_{DC}) actual del circuito de
almacenamiento de energía (2), a partir de la señal de control (S),
a partir del componente de \alpha de la transformación de vector
espacial (i_{fi\alpha}) de los componentes del vector de corriente
de conexión de fase (i_{fi,i}) y a partir del componente de
\beta de la transformación de vector espacial (i_{fi\beta}) de
los componentes del vector de corriente de conexión de fase
(i_{fi,i}).
7. Método de acuerdo con una de las
reivindicaciones 3 a 6, caracterizado por que el valor de
potencia activa de oscilación armónica de compensación (P_{h}) y
el valor de potencia reactiva de oscilación armónica de
compensación (Q_{h}) se forma respectivamente a partir del
componente de \alpha de la transformación de vector espacial de
las corrientes de salida del filtro (i_{fg\alpha}), a partir del
componente de \beta de la transformación de vector espacial de
las corrientes de salida del filtro (i_{fg\beta}), a partir de un
componente de \alpha de la transformación de vector espacial de
flujos de salida del filtro (\Psi_{L\alpha}), a partir de un
componente de \beta de la transformación de vector espacial de
flujos de salida del filtro (\Psi_{L\beta}) y a partir del
ángulo de oscilación fundamental (\omegat) con referencia a la
oscilación fundamental del vector de corriente de salida del filtro
(i_{fg,i}).
8. Método de acuerdo con la reivindicación 1,
caracterizado por que el valor de potencia activa de
diferencia (P_{dif}) corresponde con un valor de potencia activa
de referencia (P_{ref}) que se puede predefinir, y
por que el valor de potencia a reactiva de
diferencia (Q_{dif}) corresponde con un valor de potencia reactiva
de referencia (Q_{ref}) que se puede predefinir.
9. Dispositivo para la ejecución de un método
para el accionamiento de un circuito de convertidor, en el que el
circuito de convertidor presenta una unidad de convertidor (1) con
una pluralidad de conmutadores de semiconductor de potencia
controlables y un circuito de almacenamiento de energía (2) formado
por dos condensadores conectados en serie,
con un equipo de regulación (15) que se sirve
para la producción de un vector de señal de histéresis (x), que
está unido a través de una circuito de control (3) para la formación
de una señal de control (S) con los conmutadores de semiconductor
de potencia controlables, presentando el equipo de regulación (15)
un regulador de histéresis (6) para la formación de un vector de
señal de histéresis (x) a partir de un vector de corriente de
conexión de fase de diferencia (\Deltai,_{fi,i}), un primer
sumador (16) para la formación del vector de corriente de conexión
de fase de diferencia (\Deltai,_{fi,i}) a partir de la
sustracción de un vector de corriente de conexión de fase
(i_{fi,i}) de un vector de corriente de conexión de fase de
referencia (i_{fi},_{i,ref}) y una primera unidad de cálculo
(5) para la formación del vector de corriente de conexión de fase
de referencia (i_{fi,i,ref}) a partir de un valor de potencia
activa de diferencia (P_{dif}), un valor de potencia reactiva de
diferencia (Q_{dif}) y un vector de flujo de fase
(\Psi_{g,\alpha\beta}),
caracterizado
por que se añade al primer sumador (16) para la
formación del vector de corriente de conexión de fase de diferencia
(\Deltai_{fi,i}) adicionalmente un valor de corrección de
corriente (i_{0}) para la formación del vector de corriente de
conexión de fase de diferencia (\Deltai_{fi,i}) a partir de la
sustracción del vector de corriente de conexión de fase
(i_{fi,i}) y del valor de corrección de corriente (i_{0}) del
vector de corriente de conexión de fase (i_{fi,i},_{ref}),
por que el equipo de regulación (15) comprende
un integrador (8) para la formación del valor de corrección de
corriente (i_{0}) por integración de un valor medio de tensión de
conexión de fase (u_{inv.A}), y un formador de valor medio (7)
para la formación del valor medio de tensión de conexión de fase
(u_{inv.A}) por la determinación del valor medio aritmético de
las tensiones de conexión de fase (u_{inv.iM}) con punto de
referencia del punto de unión (M) de los condensadores del circuito
de almacenamiento de energía (2).
10. Dispositivo de acuerdo con la reivindicación
9, caracterizado por que la unidad de regulación (15)
presenta una segunda unidad de cálculo (4) para la formación del
vector de flujo de fase (\Psi_{g,\alpha\beta}) a partir del
vector de corriente de conexión de fase (i_{fi,i}), a partir de la
señal de control (S) y a partir de un valor de tensión continua
(u_{DC}) actual del circuito de almacenamiento de energía (2).
11. Dispositivo de acuerdo con la reivindicación
9 ó 10, caracterizado por que en cada conexión de fase de la
unidad de convertidor (1) está conectado un filtro de LCL
(L_{f,i}, C_{fi}, L_{fg,i}),
por que el equipo de regulación (15) presenta un
segundo sumador (13) para la formación del valor de potencia activa
de diferencia (P_{dif}) de la sustracción de un valor de potencia
activa de atenuación (P_{d}) de la suma de un valor de potencia
activa de referencia (P_{ref}) y al menos un valor de potencia
activa de oscilación armónica de compensación (P_{h}) con
referencia a la oscilación fundamental del vector de corriente de
salida del filtro (i_{fg},_{i}) de los filtros de LCL,
presentando el equipo de regulación (15) una tercera unidad de
cálculo (9) para la formación del valor de potencia activa de
atenuación (P_{d}) a partir de una suma ponderada con un factor
de atenuación (k_{d}) ajustable de una multiplicación de un
componente de \alpha de la transformación de vector espacial de
corrientes de capacitancia del filtro (i_{Cf\alpha}) de los
filtros de LCL con un componente de \alpha de la transformación de
vector espacial (i_{fi\alpha}) de los componentes del vector de
corriente de conexión de fase (i_{fi,i}) y una multiplicación del
componente de \beta de la transformación de vector espacial de
corrientes de capacitancia del filtro (i_{Cf\beta}) de los
filtros de LCL con un componente de \beta de la transformación de
vector espacial (i_{fi\beta}) de los componentes del vector de
corriente de conexión de fase (i_{fi,i})
por que el equipo de regulación (15) presenta un
tercer sumador (14) para la formación del valor de potencia
reactiva de diferencia (Q_{dif}) a partir de la sustracción de la
suma de un valor de potencia reactiva de referencia (Q_{ref}) y
al menos un valor de potencia reactiva de oscilación armónica de
compensación (Q_{h}) con referencia a la oscilación fundamental
del vector de corriente de salida del filtro (i_{fg,i}) de los
filtros de LCL, sirviendo la tercera unidad de cálculo (9)
adicionalmente para la formación del valor de potencia reactiva de
atenuación (Q_{d}) a partir de una diferencia ponderada con el
factor de atenuación (k_{d}) ajustable de una multiplicación del
componente de \beta de la transformación de vector espacial de
corrientes de capacitancia del filtro (i_{Cf\beta}) de los filtros
de LCL con el componente de \alpha de la transformación de vector
espacial (i_{fi\alpha}) de los componentes del vector de corriente
de conexión de fase (i_{fi,i}) y una multiplicación del
componente de \alpha de la transformación de vector espacial de
corrientes de capacitancia del filtro (i_{Cf\alpha}) de los
filtros LCL con el componente de \beta de la transformación de
vector espacial (i_{fi\beta}) de los componentes del vector de
corriente de conexión de fase (i_{fi,i}).
12. Dispositivo de acuerdo con la reivindicación
11, caracterizado por que se añade al tercer sumador para la
formación del valor de potencia reactiva de diferencia (Q_{dif})
adicionalmente un valor de potencia reactiva de compensación
(Q_{comp}), formándose el valor de potencia reactiva de
compensación (Q_{comp}) sometiendo un valor de potencia reactiva
de capacitancia del filtro (Q_{Cf}) estimado a un filtrado de paso
bajo mediante un filtro de paso bajo (12).
13. Dispositivo de acuerdo con la reivindicación
12, caracterizado por que el equipo de regulación (15)
presenta una cuarta unidad de cálculo (10) para la formación del
valor de potencia reactiva de capacitancia del filtro (Q_{Cf})
estimado a partir del componente de \alpha de la transformación de
vector espacial de las corrientes de capacitancia del filtro
(i_{Cf\alpha}), a partir del componente de \beta de la
transformación de vector espacial de las corrientes de capacitancia
del filtro (i_{Cf\beta}), a partir de un vector de flujo de
capacitancia del filtro (\Psi_{Cf,\alpha\beta}) estimado y a
partir del ángulo de oscilación fundamental (\omegat) con la
referencia a la oscilación fundamental del vector de corriente de
salida del filtro (i_{fg,i}).
14. Dispositivo de acuerdo con la reivindicación
12, caracterizado por que la segunda unidad de cálculo (4)
sirve adicionalmente para la formación del vector de flujo de
capacitancia del filtro (\Psi_{Cf,\alpha\beta}) estimado a
partir de un valor de tensión continua (u_{DC}) actual del
circuito de almacenamiento de energía (2), a partir de la señal de
control (S), a partir del componente de \alpha de la
transformación de vector espacial (i_{fi\alpha}) de los
componentes del vector de corriente de conexión de fase (i_{fi,i})
y a partir del componente de \beta de la transformación de vector
espacial (i_{fi\beta}) de los componentes del vector de corriente
de conexión de fase (i-_{fi,i}).
15. Dispositivo de acuerdo con una de las
reivindicaciones 11 a 14, caracterizado por que el equipo de
regulación (15) presenta una quinta unidad de cálculo (11) para la
formación del valor de potencia activa de oscilación armónica de
compensación (P_{h}) y del valor de potencia reactiva de
oscilación armónica de compensación (Q_{h}) respectivamente a
partir de un componente de \alpha de la transformación de vector
espacial de las corrientes de salida del filtro (i_{fg\alpha}), a
partir del componente de \beta de la transformación de vector
espacial de las corrientes de salida del filtro (i_{fg\beta}), a
partir de un componente de \alpha de la transformación de vector
espacial de flujos de salida del filtro (\Psi_{L\alpha}), a
partir de un componente de \beta de la transformación de vector
espacial de flujos de salida del filtro (\Psi_{L\beta}) y
partir del ángulo de oscilación fundamental (\omegat) con
referencia a la oscilación fundamental del vector de corriente de
salida del filtro (i_{fg,i}).
16. Dispositivo de acuerdo con la reivindicación
9, caracterizado por que el valor de potencia activa de
diferencia (P_{dif}) corresponde con un valor de potencia activa
de referencia (P_{ref}) que se puede predefinir, y por que el
valor de potencia reactiva de diferencia (Q_{dif}) corresponde con
un valor de potencia reactiva de referencia (Q_{ref}) que se
puede predefinir.
Applications Claiming Priority (2)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| US73806505P | 2005-11-21 | 2005-11-21 | |
| US738065P | 2005-11-21 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| ES2347003T3 true ES2347003T3 (es) | 2010-10-22 |
Family
ID=38048987
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| ES06804877T Active ES2347003T3 (es) | 2005-11-21 | 2006-11-16 | Metodo para el accionamiento de un circuito de convertidos y dispositivo para la ejecucion del metodo. |
Country Status (9)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US7542311B2 (es) |
| EP (1) | EP1952522B1 (es) |
| JP (1) | JP4746107B2 (es) |
| CN (1) | CN101313455B (es) |
| AT (1) | ATE472849T1 (es) |
| DE (1) | DE502006007342D1 (es) |
| ES (1) | ES2347003T3 (es) |
| RU (1) | RU2395893C2 (es) |
| WO (1) | WO2007056886A2 (es) |
Families Citing this family (7)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| RU2410828C2 (ru) * | 2006-09-15 | 2011-01-27 | Абб Швайц Аг | Способ эксплуатации преобразовательной схемы и устройство для осуществления способа |
| EP2362515B1 (en) * | 2010-02-19 | 2012-07-25 | ABB Research Ltd | Control method for single-phase grid-connected LCL inverter |
| JP5644396B2 (ja) * | 2010-08-06 | 2014-12-24 | 株式会社明電舎 | 電力変換装置の高調波電流抑制装置および高調波電流抑制方法 |
| US8629663B2 (en) * | 2011-04-01 | 2014-01-14 | Maxim Integrated Products, Inc. | Systems for integrated switch-mode DC-DC converters for power supplies |
| US20150309096A1 (en) * | 2014-04-29 | 2015-10-29 | Lsis Co., Ltd. | Instantaneous power monitoring system for hvdc system |
| DE102014219052A1 (de) * | 2014-09-22 | 2016-03-24 | Wobben Properties Gmbh | Verfahren zum Erzeugen eines elektrischen Wechselstroms |
| KR102485699B1 (ko) * | 2016-04-28 | 2023-01-05 | 엘에스일렉트릭(주) | 컨버터 시스템의 댐핑 장치 및 방법 |
Family Cites Families (14)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS61177170A (ja) * | 1985-01-31 | 1986-08-08 | Sharp Corp | 交流−直流変換器の制御回路 |
| JP3065517B2 (ja) * | 1995-10-18 | 2000-07-17 | 東洋電機製造株式会社 | 多相交流より直流を得る電圧形コンバータの制御装置 |
| RU2190919C2 (ru) * | 1998-04-28 | 2002-10-10 | Хитачи, Лтд. | Силовая цепь электрического силового преобразователя |
| DE19844050A1 (de) * | 1998-09-25 | 2000-03-30 | Abb Daimler Benz Transp | Verfahren zum Steuern und Regeln eines elektrischen Antriebes sowie Vorrichtung zur Durchführung des Verfahrens |
| JP4131079B2 (ja) * | 2000-07-12 | 2008-08-13 | 株式会社安川電機 | インバータ装置およびその電流制限方法 |
| US6462974B1 (en) * | 2001-09-27 | 2002-10-08 | York International Corporation | Space vector modulation-based control method and apparatus for three-phase pulse width modulated AC voltage regulators |
| JP4037080B2 (ja) * | 2001-10-18 | 2008-01-23 | 東芝三菱電機産業システム株式会社 | 電力変換装置の制御回路 |
| CN1159832C (zh) * | 2002-02-07 | 2004-07-28 | 艾默生网络能源有限公司 | 逆变器及其输出电压控制方法 |
| RU2261516C2 (ru) * | 2003-11-26 | 2005-09-27 | Ярославский электромашиностроительный завод - ОАО "ELDIN" | ТРЕХФАЗНАЯ ДВУХСЛОЙНАЯ ДРОБНАЯ (q=2,5) ПОЛЮСОПЕРЕКЛЮЧАЕМАЯ В ОТНОШЕНИИ 2p1/2p2=2/1 ОБМОТКА |
| DE10356514A1 (de) * | 2003-12-03 | 2005-07-14 | Siemens Ag | Stromversorgungseinrichtung |
| JP2005304143A (ja) * | 2004-04-08 | 2005-10-27 | Mitsubishi Electric Corp | 電力変換装置 |
| ATE422272T1 (de) * | 2005-01-25 | 2009-02-15 | Abb Schweiz Ag | Verfahren und vorrichtung zum betrieb einer umrichterschaltung mit einem lcl-filter |
| US7196919B2 (en) * | 2005-03-25 | 2007-03-27 | Tyco Electronics Power Systems, Inc. | Neutral point controller, method of controlling and rectifier system employing the controller and the method |
| JP4815239B2 (ja) * | 2006-03-22 | 2011-11-16 | 東芝三菱電機産業システム株式会社 | 電力変換回路の制御装置 |
-
2006
- 2006-11-16 ES ES06804877T patent/ES2347003T3/es active Active
- 2006-11-16 AT AT06804877T patent/ATE472849T1/de active
- 2006-11-16 CN CN2006800435204A patent/CN101313455B/zh not_active Expired - Fee Related
- 2006-11-16 EP EP06804877A patent/EP1952522B1/de not_active Not-in-force
- 2006-11-16 JP JP2008541565A patent/JP4746107B2/ja not_active Expired - Fee Related
- 2006-11-16 WO PCT/CH2006/000648 patent/WO2007056886A2/de not_active Ceased
- 2006-11-16 DE DE502006007342T patent/DE502006007342D1/de active Active
- 2006-11-16 RU RU2008125123/09A patent/RU2395893C2/ru not_active IP Right Cessation
-
2008
- 2008-05-20 US US12/153,514 patent/US7542311B2/en not_active Expired - Fee Related
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JP2009516994A (ja) | 2009-04-23 |
| CN101313455B (zh) | 2012-01-18 |
| RU2395893C2 (ru) | 2010-07-27 |
| EP1952522A2 (de) | 2008-08-06 |
| RU2008125123A (ru) | 2009-12-27 |
| ATE472849T1 (de) | 2010-07-15 |
| JP4746107B2 (ja) | 2011-08-10 |
| EP1952522B1 (de) | 2010-06-30 |
| US7542311B2 (en) | 2009-06-02 |
| CN101313455A (zh) | 2008-11-26 |
| DE502006007342D1 (de) | 2010-08-12 |
| WO2007056886A3 (de) | 2007-10-04 |
| US20080278977A1 (en) | 2008-11-13 |
| WO2007056886A2 (de) | 2007-05-24 |
Similar Documents
| Publication | Publication Date | Title |
|---|---|---|
| US8810182B2 (en) | Adaptive harmonic reduction apparatus and methods | |
| US8471514B2 (en) | Adaptive harmonic reduction apparatus and methods | |
| US10224830B2 (en) | System and method for controlling a back-to-back three-level converter with voltage ripple compensation | |
| US9490738B2 (en) | Sensorless motor drive vector control | |
| US7450405B2 (en) | DC/AC converter with dampened LCL filter distortions | |
| US7518893B2 (en) | Method for operation of a converter circuit, as well as an apparatus for carrying out the method | |
| US8704482B2 (en) | Power conversion device | |
| EP2658104B1 (en) | Compensating ripple on pulse with modular outputs | |
| US20160111975A1 (en) | Control device of neutral-point-clamped power converter apparatus, and control method of neutral-point-clamped power converter apparatus | |
| Chebabhi et al. | A new balancing three level three dimensional space vector modulation strategy for three level neutral point clamped four leg inverter based shunt active power filter controlling by nonlinear back stepping controllers | |
| EP2160828A1 (en) | Four pole neutral-point clamped three phase converter with zero common mode voltage output | |
| US20110187341A1 (en) | Using offset cancellation circuit to mitigate beat-frequency oscillation of phase currents in a multiphase interleaved voltage regulator | |
| ES2347003T3 (es) | Metodo para el accionamiento de un circuito de convertidos y dispositivo para la ejecucion del metodo. | |
| WO2017046910A1 (ja) | 電力変換装置 | |
| JPH0834695B2 (ja) | 電力変換方法、電力変換装置およびその電力変換装置を用いた圧延システム | |
| JP2011239564A (ja) | 中性点クランプ式電力変換装置 | |
| KR100547569B1 (ko) | 11차와 13차 고조파를 동시에 제거하는 12차 능동필터 | |
| EP3136586B1 (en) | Sensorless motor drive vector control with feedback compensation for filter capacitor current | |
| JP5411031B2 (ja) | ３レベル電力変換装置 | |
| JP2016208744A (ja) | マルチレベル電力変換器 | |
| EP2725696A1 (en) | Power conversion device and device for controlling same | |
| KR20140131039A (ko) | 히스테리시스 펄스 폭 변조 방법 | |
| JP7786353B2 (ja) | ３レベルインバータの中性点電位制御装置および中性点電位制御方法 | |
| JP6851895B2 (ja) | 電力変換装置 | |
| JP2019208349A (ja) | 電動機駆動装置 |