ES2350744T3 - Dispositivo inversor de etapa única, y método de control relacionado, para convertidores de potencia a partir de fuentes de energía, en particular fuentes fotovoltaicas. - Google Patents
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Abstract
El dispositivo inversor de etapa única, para los convertidores de potencia de fuentes de energía de dc (1) a una red eléctrica de ac (2) que tiene al menos una fase, de frecuencia de pulsación ωgrid, que consta de medios de conmutación (M1-M4) capaces de conectar periódicamente, con periodo TS menor que el periodo Tgrid que corresponde a la frecuencia de pulsación ωgrid, una fuente (1), capaz de poner a la salida un voltaje vg(t) de valor medio Vg, a la red (2) de manera que la corriente de salida del dispositivo io(t) está en fase con el voltaje vo(t) de al menos una fase de la red (2), el valor máximo del cual es Vo,max, los medios de conmutación (M1-M4) que son controlados mediante medios de control (10, 20) que funcionan de acuerdo con un control sobre un ciclo de conmutación único de los medios de conmutación (M1-M4), el dispositivo que ve una inductancia de salida L, el dispositivo que comprende un resistor de detección de la resistencia RS conectado en serie a la red (2), los medios electrónicos de control (10, 20) que comprenden; - un circuito integrador reiniciable (9) que tiene una constante de tiempo τ<TS, la entrada del cual recibe una señal de voltaje (VC-Kg*vg) igual a la diferencia entre un voltaje de control VC y un voltaje proporcional por un primer factor Kg al voltaje de salida vg(t) de la fuente (1), - los medios comparadores (14), capaces de poner a la salida una señal indicativa de la comparación de una caída del voltaje [RS-io(t)] en el resistor de detección con la suma de la señal de salida del circuito integrador (9) y un voltaje [K-vo(t)] proporcional por un segundo factor K al voltaje vo(t) de la red (2), y - los medios generadores (11, 12, 13) capaces de recibir la señal de salida desde los medios comparadores (14) y una señal indicativa de la fase de la red (2) para proporcionar una o más señales para controlar los medios de conmutación (M1-M4). el voltaje de control VC y el primer factor Kg que son tales para cumplir la siguiente primera restricción **(Ver fórmula)** el dispositivo que se caracteriza porque cumple una segunda restricción por la cual la señal de entrada del circuito integrador (9) es siempre positiva, porque cumple una tercera restricción por la cual, en cualquier instante de tiempo, el voltaje de entrada de los medios de conmutación (M1-M4) es mayor que el voltaje de salida de los mismos, y porque cumple una cuarta restricción por la cual **(Ver fórmula)** donde: **(Ver fórmula)** - Po(S) es la potencia media de salida del dispositivo para un conjunto S de condiciones de funcionamiento, - Pg,MPP(Smax) es la potencia máxima entregable por la fuente (1), - α es un primer coeficiente de sobrecarga con α >=q 1, y - γ es un segundo coeficiente, con γ < 1.
Description
Dispositivo inversor de etapa única, y método de
control relacionado, para convertidores de potencia a partir de
fuentes de energía, en particular fuentes fotovoltaicas.
La presente invención concierne a un dispositivo
inversor de etapa única para un convertidor electrónico de
potencia, con salida de corriente alterna y entrada de corriente
continua (dc-ac), para fuentes de energía, en
particular fuentes de energía renovables, preferentemente fuentes
fotovoltaicas, basadas en la denominada técnica de control de un
ciclo de conmutación u OCC, con seguimiento del punto de máxima
potencia o MPPT que es estático o posiblemente adaptativo
dinámicamente a través de la técnica Perturbar y Observar o P&O,
el dispositivo que es simple, fiable, eficiente, preciso, y
económico, que optimiza simultáneamente tanto el control del MPPT
como el Factor de Potencia de salida o PF de salida del convertidor
dc-ac, para lograr también posiblemente el
seguimiento del punto de máxima potencia real del campo fotovoltaico
a través de la adaptación dinámica para las condiciones
instantáneas de funcionamiento del campo fotovoltaico.
La presente invención concierne además al método
relacionado de escalamiento de los parámetros característicos de tal
dispositivo inversor y el método de control relacionado.
En la siguiente descripción se hará referencia
específica a la aplicación de los convertidores
dc-ac de potencia monofásicos para las fuentes
fotovoltaicas de energía conocidas como los denominados sistemas
"conectados a red" (conectados a una red de distribución de
energía de corriente alterna), pero se debería entender que el
dispositivo inversor (y el método de control relacionado) de acuerdo
con la invención puede ser aplicado tanto a los convertidores
monofásicos como multifásicos para cualquier fuente de energía, en
particular renovable, tal como las celdas de combustible, turbinas
de viento, y otras fuentes que tienen un punto de máxima potencia
variable, o más generalmente un punto de conveniencia de máxima
energía, a la entrada, y un PF de salida restringido en la salida.
Más en general, el dispositivo inversor de acuerdo con la invención
se puede aplicar a los convertidores para cualquier fuente de
energía que se caracterice por la existencia de condiciones
particulares de funcionamiento específico que se consideren
preferenciales, en relación con la energía producida, la eficiencia
energética, el grado de fatiga de los componentes, la vida o
cualquier otro factor de evaluación que se pueda definir para una
fuente específica, y cuyas condiciones son variables, debido a
factores climáticos o físicos o factores de cualquier naturaleza,
los cuales son tanto controlables como incontrolables, tanto
predecibles como impredecibles, e identificables a través de un
punto particular de una de las curvas características eléctricas de
salida de la fuente tales como potencia-voltaje,
potencia-corriente,
voltaje-corriente,
corriente-voltaje,
eficiencia-voltaje,
eficiencia-corriente y otras similares a las
mismas.
Se conoce que los convertidores electrónicos de
potencia usados en los sistemas fotovoltaicos denominados
"conectados a red" logran la doble función de extraer la máxima
potencia del campo fotovoltaico (MPPT) y entregar la potencia
extraída a la red de corriente alterna o AC con el Factor de
Potencia de salida alto (PF de salida), en donde la corriente está
en fase con el voltaje y presenta una distorsión armónica baja.
El mercado actualmente ofrece varios inversores
fotovoltaicos, generalmente basados en una arquitectura de doble
etapa, del tipo mostrado en la Figura 1 para una aplicación
monofásica, interpuesta entre la fuente fotovoltaica 1 y la red de
distribución de energía eléctrica de ac 2. Tal arquitectura presenta
como principal ventaja cierta facilidad de diseño e implementación
gracias a la separación de las dos funcionalidades del MPPT y la
conversión dc-ac con el control del PF de salida: la
primera se logra por el convertidor dc-dc 3,
controlado por el módulo de seguimiento del punto de máxima potencia
MPPT 4 conectado a la salida de la fuente 1, mientras que la
funcionalidad de conversión dc-ac se logra a través
del convertidor dc-ac 5, controlado por el módulo 6
conectado a la entrada de la red 2.
A través de un cuidado diseño del controlador de
cada etapa, es posible lograr rendimiento satisfactorio en términos
tanto de la eficiencia de la extracción de energía desde el campo
fotovoltaico 1 como de la eficiencia eléctrica de conversión desde
el campo fotovoltaico 1 a la red 2.
No obstante, tal sistema presenta algunos
inconvenientes y limitaciones, tales como: los altos costes de los
componentes de las dos etapas de potencia; la caída del rendimiento
a niveles bajos de corriente; la dinámica básicamente baja debida al
paso de energía a través del canal principal de dc mantenido por un
condensador masivo de alta capacidad 7; la necesidad de establecer
el voltaje masivo sin suprimir la ondulación del segundo armónico de
la red.
Dado que el coste de un sistema fotovoltaico
está compuesto cerca del 50% por el coste de los módulos
fotovoltaicos y por el 30-40% por el inversor
fotovoltaico, reducir el coste del último puede ser sin duda un
incentivo interesante para una difusión más amplia del uso de las
fuentes renovables para la producción de energía eléctrica,
satisfaciendo de esta manera una necesidad difusa social, económica,
y ambiental.
Consecuentemente, en los últimos años se han
desarrollado algunos dispositivos intentando solventar el problema
de los costes de un inversor fotovoltaico. Tales soluciones se basan
en:
- -
- el uso de los inversores de etapa única, en donde las funcionalidades del MPPT, la inversión dc-ac, y el control del PF de salida se integran en un circuito de potencia único;
\newpage
- -
- el desarrollo de técnicas de control integradas que permiten lograr la función combinada del MPPT, inversión dc-ac, y control del PF de salida; y
- -
- la implementación de los circuitos de control integrados en un microprocesador, desarrollados y optimizados para asegurar el logro de las funcionalidades necesarias para el inversor fotovoltaico de etapa única de una forma robusta y adaptativa con respecto a las características del campo fotovoltaico de la fuente.
\vskip1.000000\baselineskip
En particular, Y. Chen y K. Ma. Smedley, en
"Un inversor monoetapa rentable con seguimiento del punto de
máxima potencia", Transacciones en Electrónica de Potencia del
IEEE, Vol. 19, Nº 5, septiembre de 2004, páginas
1289-1294, han propuesto recientemente la
aplicación del control OCC, como se muestra en la Figura 2, a un
inversor de etapa única para uso fotovoltaico, en donde un
convertidor dc-ac, conectado en su entrada a la
fuente fotovoltaica 1 y en su salida a la red 2, comprende cuatro
conmutadores de potencia semiconductores M1-M4
(preferentemente implementados a través de los respectivos MOSFET o
IGBT). El inversor de etapa única se controla mediante una unidad
de accionamiento 8, que funciona en base de los valores de ciertas
cantidades eléctricas en la entrada y salida del mismo convertidor,
a través de la técnica de Control de Un Ciclo, para controlar el
voltaje de un convertidor sobre un ciclo de conmutación único. Más
en detalle, como también se revela por K.M. Smedley, S. Cuk,
"Control de un ciclo de convertidores de conmutación",
Transacciones en Electrónica de Potencia del IEEE en el Volumen 10,
Artículo 6, noviembre de 1995 páginas 625-633, la
técnica de OCC es una técnica de control no lineal que ofrece
ventajas significativas en términos de rechazo del ruido de línea y
velocidad de respuesta, que se basa en la función de integración de
una variable adecuada (voltaje o corriente), con forma de onda de
conmutación, para imponer su valor medio igual a un valor indicado
por una señal de referencia de control (en particular un voltaje de
control Vc).
No obstante, el escalamiento del controlador de
OCC 19 de la Figura 2, destinado a una aplicación MPPT fotovoltaica,
requiere un planteamiento de diseño/circuito adecuado y un ajuste
preciso de los parámetros del circuito, para ser capaz de lograr
realmente tanto el control del MPPT como la optimización del PF de
salida con rendimiento comparable a aquél de un sistema de doble
etapa de buen rendimiento actual. En el sistema de la Figura 2, la
potencia pasa desde el campo fotovoltaico 1 a la red 2 a través del
inversor, que funciona como un denominado convertidor masivo (es
decir un convertidor dc-dc que proporciona un
voltaje medio de salida menor que el voltaje dc de entrada variando
el ciclo de trabajo de un conmutador que conecta la entrada a la
salida, es decir la relación entre el tiempo durante el cual el
conmutador está cerrado y el periodo de la señal periódica que
controla el conmutador) en cada mitad del ciclo de la frecuencia de
la línea 2 gracias al circuito de control 8.
Observando la Figura 2, el bucle de modulación
de amplitud del pulso PWM interior se caracteriza por una alta
velocidad y determina, ciclo a ciclo, el valor del ciclo de trabajo
necesario para obtener una corriente de salida cuasi sinusoidal
siguiendo la forma de onda del voltaje ac de la línea
v_{o}(t). El bucle exterior, en su lugar, está destinado a
la función del MPPT y ajusta la potencia de salida de acuerdo con la
potencia máxima que se puede extraer desde el campo fotovoltaico
1.
A continuación de la presente descripción y en
las reivindicaciones, se usarán las siguientes correspondencias
entre los símbolos y las cantidades eléctricas:
- -
- vg(t) indica el voltaje instantáneo generado por el campo fotovoltaico 1;
- -
- vm(t) indica un valor instantáneo del voltaje definido por la siguiente ecuación
- donde K_{g} es una constante, T_{s} es el periodo de conmutación de la etapa de potencia, es decir de los conmutadores del inversor M1-M4, y las otras cantidades son inmediatamente comprensibles en base a la Figura 2;
- -
- v_{o}(t) indica el valor instantáneo del voltaje en la red 2;
- -
- i_{o}(t) indica el valor instantáneo de la corriente de salida del inversor;
- -
- d(t) indica el valor instantáneo del ciclo de trabajo del inversor;
- -
- vg, vm, vo, io y d indican los valores medios instantáneos, es decir los valores medios calculados sobre un periodo de conmutación Ts, de las variables instantáneas respectivas vg(t), vm(t), vo(t), io(t), y d(t);
- -
- Vg y Vm indican los valores medios de las variables instantáneas correspondientes vg(t) y vm(t), calculadas sobre un periodo Tgrid del voltaje vo(t) de la red 2; y
\newpage
- -
- Vo e Io indican los valores efectivos de las variables instantáneas correspondientes vo(t) y io(t), calculadas sobre un periodo Tgrid del voltaje vo(t) de la red 2.
\vskip1.000000\baselineskip
Aún haciendo referencia a la Figura 2, como se
revela por Chen y Smedley, el control OCC asegura un PF de salida
alto si la corriente de salida i_{o}(t) es proporcional al
voltaje de la red v_{o}(t), es decir si:
donde K_{1} y K_{2} son
constantes positivas, los valores de las cuales determinan los
niveles de la potencia de funcionamiento del
inversor.
\vskip1.000000\baselineskip
Multiplicando la ecuación [1] por la resistencia
de detección R_{S} y teniendo en cuenta la relación de conversión
del convertidor masivo, igual a
donde d es el ciclo de trabajo y
V_{g} es el valor medio del voltaje de dc del campo fotovoltaico 1
sobre un periodo Tgrid del voltaje vo(t) de la red 2, la
ecuación [1] llega a
ser:
donde
Consecuentemente:
La ecuación [4] constituye la relación básica
para lograr el control OCC a través del bucle interior de la Figura
2.
La potencia de salida media P_{o} se puede
derivar de las ecuaciones [2], [3] y [4]:
donde V_{o} e I_{o} son los
valores efectivos del voltaje y la corriente de salida,
v_{o}(t) e i_{o}(t), respectivamente. De la Figura
2 y la ecuación [3]
resulta:
donde K_{g} es una constante,
R1\cdotC1 es la constante de tiempo \tau del circuito integrador
9, y Vc es el voltaje de
control.
\vskip1.000000\baselineskip
De ahí, la potencia de salida P_{o} es igual
a:
La ecuación [7] da la potencia de salida del
inversor P_{o} como una función de los parámetros K, K_{g},
V_{c}, R_{1}, C_{1}, R_{s}, y T_{s}. En particular, indica
que es necesario elegir adecuadamente los parámetros anteriormente
mencionados para maximizar la potencia de salida del inversor
P_{o}, es decir la potencia de salida del campo fotovoltaico
1.
Para el funcionamiento estable del controlador
OCC 19, Chen y Smedley han indicado las siguientes condiciones:
donde V_{c} es el voltaje de
control y V_{o,max} es el valor máximo asumido por el voltaje de
salida v_{o}(t). Por lo tanto, los parámetros que
caracterizan el controlador OCC 19 del sistema de la Figura 2, que
determina su rendimiento en las aplicaciones fotovoltaicas, son los
parámetros operativos Kg, V_{c}, y K, y los parámetros del
circuito R1, C1,
Rs.
\vskip1.000000\baselineskip
No obstante, el convertidor propuesto por Chen y
Smedley, ilustrado con referencia a la Figura 2, sufre de algunos
inconvenientes, debido al hecho de que las restricciones anteriores
[13] y [14] no aseguran el funcionamiento real del inversor
fotovoltaico de etapa única con el seguimiento del punto de máxima
potencia (MPPT) y el PF de salida alto en cualquier condición de
funcionamiento, tal como por ejemplo en condiciones de luz solar
variables.
De hecho, para obtener un control del PF de
salida robusto es necesario que, a cualquier nivel de irradiancia
solar S dentro del intervalo de funcionamiento [S_{min},
S_{max}] que se trata de asegurar, el controlador OCC 19 es capaz
de modular adecuadamente la corriente de salida i_{o}(t) de
acuerdo con la ecuación [4] y la potencia de salida P_{o} de
acuerdo con la ecuación [5]. La potencia media P_{o} se modula por
el término (K-V_{m}/V_{g}) que depende del
nivel de irradiancia S a través del término V_{m}/V_{g}. Tal
relación aparece en la ecuación [5] y de ahí que las oscilaciones
del voltaje del campo fotovoltaico 1 se traducen en una
perturbación del término v_{m}(t)/v_{g}(t) que
afecta fuertemente la forma de onda de la corriente de salida
i_{o}(t).
En otras palabras, Chen y Smedley han propuesto
las ecuaciones de diseño que permiten soluciones infinitas (pensar
que corresponden a niveles de eficiencia de la extracción de la
potencia del campo fotovoltaico menor que el máximo), pero no han
sido capaces de dar las directrices explícitas y definidas para
ajustar los parámetros antes mencionados, ni el tratamiento
sistemático del problema y las estrategias de la solución están
disponibles en la literatura técnico científica. De hecho, Chen y
Smedley han presentado solamente un ejemplo de solución basada en
el planteamiento de ensayo y error, que es pobre tanto técnico
científico como de interés de aplicación, dado que es el resultado
de un planteamiento no sistemático y no da los resultados que
aseguren el buen rendimiento.
Por lo tanto, la técnica OCC aplicada al
inversor fotovoltaico de etapa única disponible hoy en día no
incluye en una forma fiable y eficiente la funcionalidad de MPPT
que también optimiza simultáneamente el PF de salida, y no incluye
un método para determinar o fijar óptimamente los parámetros. De
hecho, el lugar de los puntos de funcionamiento de inversor de
etapa única OCC se identifica por una curva estática en el plano
p-v (potencia-voltaje) que no
intersecciona la curva p-v del campo fotovoltaico en
los puntos correspondientes a los puntos de máxima potencia
relacionados con varios niveles de luz solar, excepto para un valor
de luz solar particular e impredecible.
Es por lo tanto un objeto de la presente
invención proporcionar un inversor de etapa única OCC, capaz de
optimizar simultáneamente tanto el control del MPPT como el PF de
salida de la salida de un convertidor dc-ac
conectado entre una fuente de energía, en particular fotovoltaica,
y una red eléctrica, el conjunto de valores de los parámetros del
cual se identifican de una forma fija, que permite lograr la curva
estática, más preferentemente un conjunto de curvas estáticas, de
los puntos de funcionamiento del inversor que aproxima tanto como
sea posible el lugar de los puntos de máxima potencia MPP de la
fuente, por ejemplo del campo fotovoltaico, descrito de acuerdo con
la variación de las condiciones de funcionamiento, tales como la luz
solar, la temperatura, y la degradación de la eficiencia de los
paneles del campo fotovoltaico.
Es un objeto de la presente invención
proporcionar un inversor de etapa única OCC el controlador del cual
tiene un conjunto de valores de los parámetros identificados en una
forma variable dinámicamente cuando las condiciones de
funcionamiento de la fuente de energía varían.
Es un objeto adicional de la presente invención
proporcionar tal inversor fotovoltaico que es simple, fiable,
eficiente, preciso, y económico.
Es una materia asunto específico de la presente
invención un dispositivo inversor de etapa única, como se define en
la reivindicación independiente 1.
Otras realizaciones del dispositivo inversor de
acuerdo con la invención se describen por las reivindicaciones
dependientes 2-13.
Es materia asunto de la presente invención un
método para controlar sobre los medios de conmutación del ciclo de
conmutación único de un dispositivo inversor de etapa única, como se
define en la reivindicación independiente 14.
Otras realizaciones del método de control del
ciclo de conmutación único de acuerdo con la presente invención se
describen por las reivindicaciones dependientes
15-17.
Es siempre materia asunto de la presente
invención un método de escalamiento de tal dispositivo inversor,
como se define en la reivindicación independiente 18.
Otras realizaciones del método de escalamiento
de acuerdo con la invención se describen por las reivindicaciones
dependientes 19-23.
Es además materia asunto de la presente
invención un dispositivo controlador como se define en la
reivindicación independiente 24.
Otras realizaciones del dispositivo controlador
de acuerdo con la presente invención se describen por la
reivindicación dependiente 25.
La presente invención se describirá ahora, por
la vía de la ilustración y no por la vía de la limitación, de
acuerdo con sus realizaciones preferentes, con referencia
particularmente a las Figuras de los dibujos anexos, en los que:
La Figura 1 muestra esquemáticamente un
dispositivo inversor de doble etapa de la técnica previa;
La Figura 2 muestra esquemáticamente un
dispositivo inversor de etapa única de la técnica previa;
La Figura 3 muestra una realización preferente
del dispositivo de acuerdo con la invención, que tiene un primer
escalamiento de los parámetros;
La Figura 4 muestra las curvas características
de potencia-voltaje de salida del dispositivo de la
Figura 3;
La Figura 5 muestra las corrientes de salida del
dispositivo de la Figura 3 en dos condiciones de funcionamiento
respectivas;
La Figura 6 muestra las curvas características
de potencia-voltaje de salida del dispositivo de la
Figura 3, que tiene un segundo escalamiento de los parámetros;
La Figura 7 muestra las corrientes de salida
desde el dispositivo que tiene las curvas características de la
Figura 6 en dos condiciones de funcionamiento respectivas;
La Figura 8 muestra las curvas características
de potencia-voltaje de salida del dispositivo de la
Figura 3, que tiene un tercer escalamiento de los parámetros;
La Figura 9 muestra las corrientes de salida
desde el dispositivo de la Figura 3 que tiene el tercer escalamiento
de los parámetros en dos condiciones de funcionamiento
respectivas;
La Figura 10 muestra los primeros gráficos del
rendimiento dinámico del dispositivo de la Figura 3 que tiene el
tercer escalamiento de los parámetros en condiciones de
funcionamiento variables;
La Figura 11 muestra un segundo gráfico del
rendimiento dinámico del dispositivo de la Figura 3 que tiene el
tercer escalamiento de los parámetros en condiciones de
funcionamiento variables;
La Figura 12 muestra los gráficos de rendimiento
de un primer dispositivo no de acuerdo con la invención;
La Figura 13 muestra los gráficos de rendimiento
de un segundo dispositivo no de acuerdo con la invención;
La Figura 14 muestra los terceros gráficos de
las señales internas al dispositivo de la Figura 3 que tienen el
tercer escalamiento de los parámetros comparado con las señales
internas similares a un tercer dispositivo no de acuerdo con la
invención;
La Figura 15 muestra un gráfico del rendimiento
del tercer dispositivo no de acuerdo con la invención;
La Figura 16 muestra un gráfico del rendimiento
de un cuarto dispositivo no de acuerdo con la invención;
La Figura 17 muestra los gráficos del
rendimiento del cuarto dispositivo no de acuerdo con la
invención;
La Figura 18 muestra una segunda realización del
dispositivo de acuerdo con la invención;
La Figura 19 muestra las curvas características
de potencia-voltaje de salida del dispositivo de la
Figura 18;
La Figura 20 muestra un gráfico del rendimiento
del dispositivo de la Figura 18;
La Figura 21 muestra un gráfico de las señales
internas al dispositivo de la Figura 18;
La Figura 22 muestra los gráficos del
rendimiento del dispositivo de la Figura 18 en condiciones de
funcionamiento variables;
La Figura 23 muestra una particular de las
señales internas y la corriente de salida del dispositivo de la
Figura 18; y
La Figura 24 muestra otros gráficos del
rendimiento del dispositivo de la Figura 18 en condiciones de
funcionamiento variables.
En las Figuras, los elementos semejantes se
indican por los mismos números de referencia.
Los inventores han desarrollado un nuevo método
para ajustar los parámetros óptimos del circuito de control de un
inversor fotovoltaico de etapa única, basado en la técnica de
control de un ciclo, (es decir los parámetros operativos Kg,
V_{C}, y K, y los parámetros del circuito R1, C1, R_{S}), que
permite delimitar la región de funcionamiento del inversor los
puntos de la cual se localizan dentro de una distancia fija desde el
punto de máxima potencia MPP de un campo fotovoltaico de
características dadas.
El primer paso del método de optimización
consiste en solo limitar el espacio de búsqueda del conjunto de los
valores de los parámetros, representados por las ecuaciones que
expresan las restricciones a cumplir, que llegan a definir una
Región de Aceptabilidad (RA) dentro del Espacio de los Parámetros
(SP). En particular, los inventores han desarrollado algunas nuevas
ecuaciones que representan una restricción en el PF de salida del
inversor que es válida sobre el intervalo completo de potencia que
viene desde el campo fotovoltaico que el inversor tiene que
mantener.
Adicionalmente, los inventores han desarrollado
tres figuras de mérito que permiten evaluar la calidad del
controlador MPPT OCC en términos de la potencia máxima extraída
desde el campo fotovoltaico.
Además, en base de las figuras de mérito y las
ecuaciones de restricción anteriormente mencionadas, el método de
optimización desarrollado por los inventores identifica el conjunto
de los parámetros del controlador OCC que es óptimo para delimitar
la región de seguimiento del punto de potencia máxima (MPPT).
En base a lo anterior, los inventores han
desarrollado un nuevo circuito de control que integra el circuito
analógico OCC convencional, mostrado en la Figura 2, con un circuito
digital que puede implementar el funcionamiento de la potencia
máxima en condiciones de luz solar estática, así como el seguimiento
del punto de máxima potencia (MPPT) dinámico, a través de la
técnica P&O, funcionando sobre uno de los parámetros de ajuste
del controlador OCC para lograr un seguimiento del punto de máxima
potencia real del campo fotovoltaico a través de la adaptación
dinámica a las condiciones instantáneas del funcionamiento del campo
fotovoltaico como se impone por la luz solar y la temperatura,
preferentemente, pero no exclusivamente, detectadas a través del
voltaje y la corriente del campo.
El resultado de lo anterior es un dispositivo
inversor fotovoltaico de etapa única implementado a través de un
controlador integrado OCC-MPPT optimizado en forma
estática y/o dinámica, destinado para aplicaciones del tipo
monofásico y trifásico.
Más en general, el dispositivo inversor de etapa
única que es materia asunto de la invención, con el control
integrado OCC-MPPT, y posiblemente P&O, es capaz
de logra de una forma automática, y posiblemente también
dinámicamente, para cualquier fuente de energía, tal como por
ejemplo celdas de combustible, baterías, y fuentes de viento, las
condiciones de funcionamiento específicas consideradas para ser
preferentes para la fuente considerada.
Para elegir adecuadamente los parámetros K,
K_{g}, V_{C}, R_{1}, C_{1}, R_{S} y T_{S} de la ecuación
[7] para maximizar la potencia de salida P_{o} del inversor, es
decir del campo fotovoltaico 1, los inventores han desarrollado una
nueva representación de la potencia media P_{i} en la entrada del
inversor como la suma de las pérdidas internas del inversor
P_{InvertedLosses}, la potencia media P_{Rs} gastada por la
resistencia de detección R_{S}, y la potencia media P_{o}
inyectada en la red:
Omitiendo las pérdidas internas
P_{InvertedLosses}, las pérdidas debidas a la R_{S} pueden
conducir a una expresión útil para el objetivo de la optimización de
los parámetros:
a partir de las ecuaciones [7] y
[8] y a partir de la ecuación [4] expresadas en términos de los
valores efectivos de la siguiente expresión de la potencia media
P_{i} a la entrada del inversor se
obtiene:
El voltaje medio V_{g} del campo fotovoltaico
1 se da por la siguiente ecuación de restricción no lineal que
expresa el balance entre la potencia P_{g} generada por el campo
fotovoltaico 1 y la potencia P_{i} dada por la ecuación [10]:
La potencia generada P_{g} generada por el
campo fotovoltaico 1 se puede evaluar a través del modelo no lineal
propuesto por S. Liu y R.A. Dougal en "Modelo multifísico dinámico
para grupo solar", Transacciones en Conversión de Energía del
IEEE, Vol. 17, Nº 2, junio de 2002, páginas 285-294,
que proporciona la corriente I_{g} del campo fotovoltaico 1 como
una función del voltaje V_{g} del campo fotovoltaico 1, de la
temperatura T de los paneles, de la irradiancia solar S y del
número de paneles conectados en serie y conectados en paralelo que
constituyen el campo:
donde R_{series} y R_{shunt}
son resistencias parásitas, respectivamente, serie y de derivación
que dependen del número de paneles y de su conexión, junto con el
tipo de panel, I_{H} es la corriente inducida de la luz que
depende de la irradiancia solar S y de la temperatura del panel T,
\eta es el factor de idealidad del diodo que esquematiza el campo
fotovoltaico, I_{S} y V_{T} son respectivamente la corriente de
saturación y el voltaje térmico, ambos dependientes de la
temperatura del panel
T.
\vskip1.000000\baselineskip
Para el funcionamiento correcto del inversor
OCC, junto con las restricciones representadas por las ecuaciones
[13] y [14], debe ser considerado adecuadamente el efecto de la
oscilación, típicamente a una frecuencia de 120Hz/100Hz, del
voltaje V_{g} del campo fotovoltaico 1 causado por la red 2 (como
también se ilustra por S. Baekhoej y otros). En particular, el
voltaje de control V_{C} debe cumplir la siguiente
restricción:
donde \DeltaV_{g} es la
amplitud pico a pico de la oscilación de 120Hz/100Hz, que se
representa
por:
donde \omega_{grid} es la
frecuencia de pulsación de la red 2 (en rad/s) y C_{b} es la
capacitancia del condensador de almacenamiento temporal. La
restricción de la ecuación [21] asegura que el voltaje de entrada
del integrador reiniciable 9 del controlador OCC 19 de la Figura 2
es siempre positivo. Si la restricción fuera violada, la inversión
de fase consiguiente a la salida del integrador reiniciable 9
produciría un fallo de control y un deterioro del facto de potencia
PF de salida de la
salida.
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Los inventores han definido una condición de
restricción adicional que permite asegurar un comportamiento óptimo
del inversor que funciona como convertidor masivo doble:
La restricción representada por la ecuación [23]
asegura que, en cualquier instante de tiempo, el voltaje de entrada
del puente que comprende los cuatro conmutadores
M1-M4 es mayor que su voltaje de salida, teniendo
en cuenta el caso peor que sucede cuando el voltaje del campo
fotovoltaico 1, afectado por la ondulación a la frecuencia
2f_{grid} (en donde f_{grid} es preferentemente igual a 50 Hz o
60 Hz) producida por la red de distribución de energía eléctrica de
ac 2, asume su valor mínimo
(V_{g}-\DeltaV_{g}) y la caída de voltaje en
la resistencia de detección R_{S} asume su valor máximo
Como se dijo antes, para obtener un control del
PF de salida robusto es necesario que, a cualquier nivel de
irradiancia solar S dentro del intervalo de funcionamiento que se
desea asegurar [S_{min}, S_{max}], el controlador OCC 19 sea
capaz de modular correctamente la corriente de salida
i_{o}(t) de acuerdo con la ecuación [4] y la potencia de
salida media P_{o} de acuerdo con la ecuación [5], que se modula
por el término (K-V_{m}/V_{g}) que depende del
nivel de irradiancia S a través del término V_{m}/V_{g}. Las
oscilaciones del voltaje v_{g}(t) del campo fotovoltaico 1
se traducen en una perturbación del término V_{m}/V_{g} que
afecta fuertemente la forma de onda de la corriente de salida
i_{o}(t) y el intervalo del cual los inventores han
evaluado.
Comenzando a partir de la ecuación [6], el
intervalo de variación 20 de la relación
V_{m}/V_{g} se define por los siguientes valores:
Para asegurar un factor PF de salida alto, los
valores extremos de V_{m}/V_{g} dados por las ecuaciones [24] y
[25] deben caer dentro de un intervalo determinado como una función
de la potencia fotovoltaica entregable y de la potencia máxima que
el inversor es capaz de mantener. El límite superior P_{o_max} de
la potencia de salida del inversor se da por
Para un correcto funcionamiento del sistema de
conversión fotovoltaico, el inversor debe ser capaz de entregar una
potencia P_{o} al menos igual a la potencia máxima
P_{g.MPP}(S_{max}) entregable por el campo fotovoltaico 1
en correspondencia con el máximo nivel de luz solar S=S_{max} y al
voltaje correspondiente V_{g}:
donde el coeficiente \alpha (con
\alpha > 1) expresa la capacidad de sobrecarga del inversor con
respecto a la potencia de entrada máxima
P_{g.MPP}(S_{max}) proporcionada por el campo
fotovoltaico 1. La ecuación [26] se puede transformar en una forma
explícita con respecto a la relación V_{m}/V_{g} a través de la
ecuación
[5]:
\newpage
y de esta
manera:
La relación V_{m}/V_{g} a través en la
ecuación [28] depende del nivel de luz solar S en correspondencia
con lo cual se evalúa la potencia de salida del inversor P_{o} y
ello permite fijar el intervalo dentro del cual se deben incluir los
valores extremos dados por las ecuaciones [24] y [25]:
donde el coeficiente \gamma<1
define los límites permitidos para el intervalo de la relación
V_{m}/V_{g} determinada por \DeltaV_{g}, a partir del cual
se
obtiene:
Las nuevas restricciones representadas por las
ecuaciones [23] y [30] requieren, para el correcto funcionamiento de
un inversor fotovoltaico de etapa única, la determinación de un
método de resolución sistemático para encontrar el conjunto de
valores a asignar a los parámetros característicos que permiten
lograr el óptimo rendimiento. En particular, los parámetros
característicos del inversor OCC a determinar son K, K_{g},
R_{s}, V_{c}, \tau, donde \tau =R_{1}C_{1}, asumiendo
los parámetros restantes V_{o}, T_{s}, L, C, \omega_{grid}
como fijos.
Para este fin, los inventores han desarrollado
tres figuras de mérito distintas, para cada conjunto específico
posible de valores de los parámetros característicos del inversor
OCC, un índice de rendimiento en términos de la potencia extraída a
partir del campo fotovoltaico.
La primera figura de mérito, conocida como
"\Psi_{1}", representa la diferencia entre la potencia
máxima P_{g.MPP}(S_{min}) del campo fotovoltaico 1 y la
potencia de salida del inversor P_{o}(S_{min}) evaluada
al mínimo nivel de luz solar S_{min} relativo al intervalo
[S_{min}, S_{max}] de interés, y es dada por:
Los conjuntos específicos de los valores de los
parámetros característicos del inversor OCC que aseguran valores
bajos de tal primera figura de mérito \Psi_{1} se adaptan
particularmente para lograr una eficiencia de conversión
fotovoltaica alta en lugares con alto nivel de nubosidad y de ahí
bajo nivel de luz solar S.
La segunda figura de mérito, conocida como
"\Psi_{2}", representa la diferencia entre la potencia
máxima P_{g.MPP}(S_{max}) del campo fotovoltaico y la
potencia de salida del inversor P_{o}(S_{max}) al máximo
nivel de luz solar S_{max} relativo al intervalo [S_{min},
S_{max}] de interés, y es dada por:
Los conjuntos específicos de los valores de los
parámetros característicos del inversor OCC que aseguran valores
bajos de tal segunda figura de mérito \Psi_{2} se adaptan
particularmente para lograr altas eficiencias de conversión
fotovoltaica en lugares con bajo nivel de nubosidad.
La tercera figura de mérito, conocida como
"\Psi_{3}", representa la desviación cuadrática media de la
potencia máxima P_{g.MPP}(S) del campo fotovoltaico a
partir de la potencia de salida del inversor P_{o}(S) sobre
el intervalo completo [S_{min}, S_{max}] de interés del nivel de
luz solar S, discretizado en N niveles distribuidos igualmente:
Los conjuntos específicos de los valores de los
parámetros característicos del inversor OCC que aseguran valores
bajos de tal tercera figura de mérito \Psi_{3} se adaptan para
lograr buenos valores medios de eficiencia de conversión
fotovoltaica.
Las tres figuras de mérito \Psi_{1},
\Psi_{2}, y \Psi_{3} se pueden usar para una exploración
sistemática del espacio de parámetros SP, implementable tanto a
través de técnicas numéricas determinísticas como estocásticas,
adecuadas para los distintos contextos de aplicación referidos al
intervalo [S_{min}, S_{max}] de interés.
La Figura 3 muestra una primera realización del
dispositivo inversor de etapa única de acuerdo con la invención, que
cumple las restricciones representadas por las ecuaciones [13],
[14], [21], [23] y [30], y que además minimiza las tres figuras de
mérito \Psi_{1}, \Psi_{2}, y \Psi_{3} representadas por
las ecuaciones [31]-[33].
En particular, se puede observar que, de manera
similar al dispositivo de la técnica previa de la Figura 2, el
dispositivo de la Figura 3 consta de cuatro conmutadores
semiconductores de potencia M1-M4 (preferentemente
implementados a través de los respectivos MOSFET o IGBT), los
terminales puerta de los cuales se controlan por el controlador 10.
El controlador 10 recibe como entradas el voltaje v_{g}(t)
del campo fotovoltaico 1, el voltaje de ac v_{o}(t)
de la red 2, y el valor de la caída de voltaje en el resistor R_{S} que detecta la corriente de salida del inversor i_{o}(t).
de la red 2, y el valor de la caída de voltaje en el resistor R_{S} que detecta la corriente de salida del inversor i_{o}(t).
Específicamente, los terminales puerta de los
cuatro conmutadores M1, M2, M3 y M4 se controlan de manera que,
durante el intervalo de tiempo en el que el voltaje de la red 2
presenta valores positivos con respecto a la polaridad indicada en
la Figura 3, M4 está cerrado (es decir, conduciendo), M2 y M3 están
abiertos (es decir, no conduciendo) mientras que M1 está siendo
cerrado y abierto con el periodo T_{S}, de manera que M1 está
conduciendo durante la primera parte del periodo de conmutación
T_{S}, de igual longitud al producto del ciclo de trabajo de
conmutación multiplicado por el periodo de conmutación T_{S}, y
viceversa M1 está apagado durante un tiempo igual a la parte
restante del periodo de conmutación T_{S}; viceversa, los
terminales puerta de los cuatro conmutadores M1, M2, M3, y M4 se
controlan de manera que durante el intervalo de tiempo en el que el
voltaje de la red 2 presenta valores negativos con respecto a la
polaridad indicada en la Figura 3, M2 está cerrado (es decir,
conduciendo) M4 y M1 están abiertos (es decir, no conduciendo)
mientras que M3 está cerrado y abierto con el periodo T_{S}, de
manera que M3 está conduciendo durante la primera parte del periodo
de conmutación T_{S}, de igual longitud al producto del ciclo de
trabajo de conmutación multiplicado por el periodo de conmutación
T_{S}, y viceversa M3 está apagado durante un tiempo igual a la
parte restante del periodo de conmutación T_{S}.
Los terminales puerta de los conmutadores M1,
M2, M3, y M4 reciben las señales de control correspondientes desde
un circuito lógico 11 (por la vía del ejemplo implementado con dos
puertas AND y una puerta NO inversora) que recibe como entradas una
señal de sincronización con el voltaje v_{o}(t) de la red 2
y la señal de la salida directa Q de un circuito biestable tipo SR
de disparado por nivel 12, la entrada S del cual se conecta a un
generador de reloj 13 a la frecuencia fs=1/Ts. La entrada R del
circuito biestable 12 recibe la señal de salida de un comparador
14, la entrada no inversora de la que recibe el valor absoluto de la
caída de voltaje en el resistor de detección Rs (es decir
|R_{S}* i_{o}|), y la entrada de inversión de la que recibe
la suma de la señal que viene desde el integrador reiniciable 9 y
el valor absoluto del voltaje v_{o}(t) de la red 2 (es
decir |K* v_{o}|-v_{m}* t/T_{S}, en donde
v_{m} se expresa mediante la ecuación [6]). En particular, el
integrador reiniciable 9 (que se reinicia efectivamente por la
salida complementaria \overline{Q} del circuito biestable 12, es
decir cuando |R_{S}* i_{o}|>|K*
v_{o}|-v_{m}* t/T_{S} y, de ahí, la salida
del comparador 14 es alta) integra la diferencia (que es siempre un
valor positivo, debido a la [21]) entre el voltaje vg del campo
fotovoltaico 1 y el voltaje de control Vc. De esta manera, el
circuito biestable 12 ajusta el ciclo de trabajo de las señales
para controlar las puertas de los conmutadores
M1-M4.
El dispositivo de la Figura 3 tiene los
siguientes valores de los parámetros: C_{b} = 3 mF; L=1,65 mH;
V_{o}=110 Vrms; frecuencia de red f_{grid} = 60 Hz; frecuencia
de conmutación del inversor f_{S} = 33 kHz, con periodo de
conmutación T_{S}=1/f_{s}; el campo fotovoltaico 1 está
compuesto de dieciséis paneles conectados en serie, cada uno con el
voltaje de potencia máxima dentro del intervalo [14, 16]V; la
temperatura del panel igual a la temperatura ambiente, T=310 K; el
voltaje vg del campo fotovoltaico 1 en la entrada del inversor que
pertenece al intervalo [220, 260]V; el voltaje de pico
V_{o,max} del voltaje de salida del inversor V_{o,max} =
\sqrt{2}\cdotV_{o}\approx156 V; el voltaje de saturación de
los amplificadores operacionales usados para el integrador 9 y para
hacer los sumadores y sensores del circuito 10 V_{op,Sat}=24 V;
\alpha=1,3; \gamma=0,05.
\newpage
El espacio de búsqueda SP del conjunto de
valores de los parámetros se define en la Tabla I. El intervalo de
búsqueda para la resistencia de detección R_{S} se define para
prevenir los fenómenos de saturación de los amplificadores
operacionales.
La figura 4 muestra las curvas de potencia del
campo fotovoltaico 1 que corresponden a diez niveles de luz solar
S, y tres curvas de funcionamiento P_{o}(V_{g}) del
inversor fotovoltaico OCC que corresponden a los tres conjuntos de
valores de los parámetros de diseño que aseguran los valores mínimos
de las tres figuras de mérito \Psi_{1}, \Psi_{2}, y
\Psi_{3}, obtenidas después de una estimación con el método
Montecarlo con 2\cdot10^{5} ensayos para cada una de las tres
figuras de mérito descritas anteriormente. La Tabla II resume los
valores de los parámetros que corresponden a las tres soluciones de
diseño que minimizan las tres figuras de mérito \Psi_{1},
\Psi_{2}, y \Psi_{3} y los niveles de potencia
correspondientes obtenidos a máxima y mínima luz solar.
Como se espera, la curva característica del
inversor P_{o}(V_{g}) obtenida minimizando la primera
figura de mérito \Psi_{1} corresponde a una solución de diseño
que es insatisfactoria a altos niveles de luz solar S, mientras que
las otras dos soluciones presentan mejor, aunque no óptimo,
rendimiento.
Las formas de onda de las corrientes de salida
del inversor, comparadas con la forma de onda de referencia del
voltaje de la red, mostradas en la Figura 5, obtenidas a través de
la simulación del circuito realizada usando el programa PSIM®,
muestra el alto PF de salida logrado tanto a niveles altos como
bajos de luz solar S (respectivamente, Fig. 5a y Fig. 5B) con el
conjunto de los valores de los parámetros que minimizan la segunda
figura de mérito \Psi_{2}.
Las soluciones resumidas en la Tabla II se
pueden mejorar si se usa un número de ensayos más grande en el
método Montecarlo. Por ejemplo, con 8.10^{5} ensayos, se obtienen
las soluciones resumidas en la Tabla III, mientras que la Figura 6
muestra las tres curvas de funcionamiento correspondientes
P_{o}(V_{g}) del inversor fotovoltaico OCC (superpuestas
en las curvas de potencia del campo fotovoltaico 1 que corresponden
a diez niveles de luz solar S), la Figura 7 muestra las formas de
onda simuladas de las corrientes de salida del inversor, comparadas
con la forma de onda de referencia del voltaje de la red, que
corresponden al conjunto de los valores de los parámetros que
minimizan la segunda figura de mérito \Psi_{2} (Fig. 7a para
altos niveles de luz solar y Fig. 7b para bajos niveles de luz solar
S).
Como se espera, las potencias de salida máximas
son mayores con respecto al caso precedente para cada una de las
tres soluciones óptimas determinadas con las tres figuras de
mérito.
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Los inventores han logrado otras mejoras usando
algoritmos de búsqueda de tipo evolutivo, tales como por ejemplo los
algoritmos genéticos. En este sentido, la Tabla IV resume los
valores de los conjuntos óptimos de los parámetros que minimizan la
segunda figura de mérito \Psi_{2} obtenidos por medio de los dos
métodos Montecarlo previos y los valores del conjunto obtenidos a
través del algoritmo genético conocido Genocop, mientras que la
Figura 8 muestra las curvas de funcionamiento correspondientes
P_{o}(V_{g}) del inversor fotovoltaico OCC.
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La Figura 9 muestra las formas de onda simuladas
(para altos y bajos niveles de luz solar S, respectivamente en la
Fig. 9a y 9b) de las corrientes de salida del inversor, comparadas
con la forma de onda de referencia del voltaje de la red, que
corresponden con tal conjunto de los valores de los parámetros
obtenidos a través de optimización genética, que muestra el factor
PF de salida alto con un valor de porcentaje extremadamente bajo de
la distorsión armónica total, igual a THD%=3,5178.
Las Figuras 10 y 11 en su lugar muestran el
comportamiento dinámico simulado del inversor que corresponde a tal
conjunto de los valores de los parámetros obtenidos a través de la
optimización genética en el seguimiento del punto de máxima
potencia en presencia de luz solar S variable durante un intervalo
de tiempo igual a cerca de 20 segundos. En particular: la Figura
10a muestra la corriente de salida del inversor, comparada con la
forma de onda de referencia del voltaje de la red, en
correspondencia con el sub intervalo de la gama de tiempo desde
11,5 segundos a 11,6 segundos; la Figura 10b muestra una comparación
entre la potencia de salida Po obtenida eficientemente a partir del
campo fotovoltaico 1 y la potencia máxima entregable a partir del
mismo campo 1 (punto de potencia máxima real) durante el intervalo
de tiempo completo (desde el instante inicial t=0 hasta el instante
igual a cerca de 22 segundos); la Figura 11 muestra el
desplazamiento correspondiente, durante el mismo intervalo de
tiempo, del punto de funcionamiento sobre las curvas características
de potencia-voltaje de salida del inversor.
Para apuntar la contribución fundamental de las
nuevas restricciones, en particular de aquélla representada por la
ecuación [30], los inventores han llevado a cabo una prueba buscando
el conjunto de valores de los parámetros del inversor relacionados
con la minimización de la segunda figura de mérito \Psi_{2} sin
la restricción [30]. Los dos conjuntos de valores de los parámetros
obtenidos se resumen en la Tabla V y en la Tabla VI. Cada una de
las Figuras 12 y 13 muestra las dos formas de onda simuladas
(figuras a) y b), respectivamente) de la corriente de salida
io(t) (comparadas con la forma de onda de referencia del
voltaje de red) y de la potencia de salida media del inversor
P_{o} (comparada con la potencia máxima del campo fotovoltaico 1),
en condiciones de luz solar máxima S_{max}, teniendo los
conjuntos de los parámetros de la Tabla V (Figura 12) y la Tabla VI
(Figura 13).
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Se debería señalar que en la Figura 12 el valor
de la potencia de salida media del inversor P_{o} escalada usando
los resultados resumidos en la Tabla V en el nivel máximo de luz
solar S=S_{max} en la Figura 12b es muy cercano a la potencia
máxima P_{g,MPP}(S_{max}) del campo fotovoltaico 1, pero
el nivel de distorsión de la corriente de la Figura 12a es
prácticamente inadmisible (THD%=31,4). Viceversa, la Figura 13
muestra que el inversor escalado usando los resultados resumidos en
la Tabla VI proporciona una potencia de salida media P_{o} (ver
la Figura 13b) significativamente menor que el máximo fotovoltaico
P_{g,MPP}(S_{max}) frente a un mejor PF de salida (ver la
Figura 13a).
Ésta muestra que el cumplimiento de la
restricción [30] generalmente es indispensable para lograr
simultáneamente potencias de salida altas P_{o} y PF de salida
alta.
Los inventores han llevado a cabo una prueba
similar en relación con la restricción representada por la ecuación
[14]. La Figura 14 muestra las formas de onda de las dos entradas
del comparador 14 de la Figura 3 en los casos de violación (Figura
14a) y del cumplimiento (Figura 14b) de la restricción [14]: en el
primer caso, la inversión de la fase del voltaje en el terminal de
entrada de no inversión del comparador 14 no permite el
funcionamiento periódico a la frecuencia de conmutación fija
f_{S}, que ocurre en su lugar en el segundo caso, y determina una
fuerte distorsión de la corriente de salida i_{o}(t), como
se muestra en la Figura 15.
A diferencia de los que se propuso por Chen y
Smedley, el dispositivo desarrollado por los inventores no se escala
para cumplir la siguiente restricción:
donde D_{max} es el valor máximo
del ciclo de trabajo admisible para el
circuito.
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De hecho, mientras que tal restricción es
necesaria en el dispositivo propuesto por Chen y Smedley para
asegurar la existencia de las condiciones para reiniciar el
integrador 9 de la Figura 2 en cada ciclo de conmutación, incluso
si la corriente de salida i_{o}(t) es igual a cero, en el
dispositivo de acuerdo con la invención lo anterior se asegura
mediante el uso del circuito biestable disparado por nivel 12 de la
Figura 3. Adicionalmente, es preferible que la determinación del
conjunto de los parámetros del dispositivo de acuerdo con la
invención no incluya la restricción [34], dado que de otro modo el
dispositivo muestra rendimiento considerablemente menor,
especialmente en términos de caída de la potencia de salida
P_{o}.
En particular, la Tabla VII muestra el conjunto
de los parámetros obtenidos después de una estimación con el método
de Montecarlo con 8\cdot10^{5} ensayos para cada una de las tres
figuras de mérito descritas anteriormente y que incluye la
restricción [34].
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La Figura 16 muestra las curvas características
de potencia-voltaje de salida del inversor con el
conjunto de los valores de los parámetros de la Tabla VII que
minimizan las figuras de mérito \Psi_{1}, \Psi_{2}, y
\Psi_{3}, mientras que las Figuras 17a y 17b muestran la forma
de onda simulada, respectivamente, de la corriente de salida
io(t) de tal inversor (comparado con la forma de onda de
referencia del voltaje de la red) y de la potencia de salida del
inversor P_{o} (comparada con la potencia máxima del campo
fotovoltaico 1), bajo las condiciones de máxima luz solar
S=S_{max} con el conjunto de los valores de los parámetros de la
Tabla VII que minimizan la figura de mérito \Psi_{2}. Se puede
observar que mientras que el nivel del PF de salida es bueno, el
nivel de la potencia extraída P_{o} es significativamente menor
que el valor máximo entregable por el campo fotovoltaico 1, que es
por el contrario considerablemente obtenible eliminando la
restricción [34].
El dispositivo inversor fotovoltaico de etapa
única mostrado en la Figura 3 permite lograr una mejora
significativa en términos de rendimiento tanto para la parte de la
potencia como para la parte del control, a bajo coste, dado que el
controlador 10 es implementable a través de circuitería analógica
con los parámetros optimizados a través del proceso descrito que
impone las restricciones representadas por las ecuaciones [13],
[14], [21], [23] y [30], y que minimizan las tres figuras de mérito
\Psi_{1}, \Psi_{2}, y \Psi_{3} representadas por las
ecuaciones [31]-[33].
El punto de funcionamiento del dispositivo
inversor de la Figura 3 en términos de potencia de salida como una
función del voltaje vg(t) del campo fotovoltaico 1 permanece
en movimiento a lo largo del trayecto fijo, identificado por el
conjunto de los parámetros {K, K_{g}, R_{S}, V_{C}, \tau},
que interseccionan con el punto de potencia máxima del campo
fotovoltaico solamente en condiciones ambientales particulares, que
permanecen en la proximidad de él en los otros casos, a una
distancia que depende del nivel de la luz solar instantánea S y de
la temperatura instantánea T. Esto es inevitable porque no hay
solución de diseño con un conjunto de valores fijos de los
parámetros {K, K_{g}, R_{S}, V_{C}, \tau} que aseguren que
la curva característica de la potencia de salida del inversor
superpone el lugar de los puntos de potencia máxima del campo
fotovoltaico bajo la variación de la luz solar S y la temperatura T
de los paneles dentro de sus respectivo intervalo de valores de
funcionamiento [S_{min}, S_{max}] y [T_{min}, T_{max}].
Con referencia a la Figura 18, una segunda
realización del dispositivo de acuerdo con la invención integra en
un controlador 20 distinto el controlador analógico 10 de la Figura
3 con una unidad digital 21, que logran una función del tipo
perturbar y observar o P&O y que funciona en los parámetros del
controlador OCC para lograr el seguimiento del punto de máxima
potencia real MPPT.
En general, la técnica P&O MPPT perturba el
voltaje de funcionamiento vg(t) del campo fotovoltaico 1 de
acuerdo con el denominado método de escalar la colina. De acuerdo
con tal método, el voltaje vg(t) se perturba en una
dirección dada (es decir, tanto aumentándolo como disminuyéndolo), a
través de una variación del valor del ciclo de trabajo del inversor
del convertidor conectado con su entrada al campo fotovoltaico 1 y
con su salida a la red 2. El voltaje y la corriente de salida
instantánea del campo fotovoltaico 1 se detectan por la unidad
digital 21 que evalúa sus productos (es decir, la potencia eléctrica
de salida del campo): si ésta es mayor que aquélla detectada
después de la última perturbación precedente, entonces el voltaje
vg(t) se varía adicionalmente en la misma dirección, de otro
modo la dirección de la perturbación del voltaje vg(t) se
invierte.
En el dispositivo de la Figura 18, se aplica la
técnica P&O MPPT a la perturbación del parámetro único V_{C},
que junto con los otros determinan el comportamiento de la curva de
la potencia de salida del inversor Po, haciendo de esta manera
dinámica tal curva y en este sentido logrando la posibilidad de
obtener una intersección entre la curva anteriormente mencionada y
la curva característica de la potencia del campo fotovoltaico
P_{g} en correspondencia con el punto de máxima potencia MPP, en
cualesquiera condiciones de luz solar S y temperatura del panel
T.
No obstante, otras realizaciones del dispositivo
de acuerdo con la invención pueden aplicar la técnica P&O MPPT a
la perturbación de uno o más de los cinco parámetros (K, K_{g},
R_{S}, V_{C}, \tau) del inversor o de cualquier combinación de
dos o más de ellos.
La eficiencia de la técnica MPPT P&O se
puede maximizar ajustando adecuadamente el periodo T_{a} de
muestreo del voltaje vg(t) y la corriente ig(t) del
campo fotovoltaico 1 (con T_{a}> T_{S}) y la amplitud de la
perturbación \Deltad del ciclo de trabajo. El periodo de muestreo
T_{a} se debe elegir como una función de la dinámica del sistema
completo dada por el conjunto constituido por el campo fotovoltaico
1 y el convertidor que consta del inversor, para evitar errores en
el seguimiento MPPT. El correcto ajuste de la amplitud de la
perturbación del ciclo de trabajo \Deltad también previene el
punto de funcionamiento del campo fotovoltaico 1 de la oscilación
alrededor del punto de máxima potencia MPP, y permite optimizar la
velocidad de la respuesta del controlador 20 bajo rápidas
variaciones de la luz solar S.
En particular, el dispositivo de la Figura 18
tiene un conjunto de valores de los parámetros de comienzo resumido
en la Tabla IV obtenida a través del algoritmo genético conocido
Genecop, la unidad digital 21 que funciona de acuerdo con la
técnica P&O MPPT ilustrada que determina las variaciones
posteriores del voltaje de control V_{C} dentro del intervalo de
3,4091 V a 5,0489 V, que cumple las ecuaciones de restricción [13],
[14], [21], [23] y [30].
El lugar de los puntos de funcionamiento que
corresponde a la potencia de salida del inversor Po obtenible
haciendo variar el voltaje V_{C} dentro del intervalo indicado
anteriormente se muestra en la Figura 19, y se representa de hecho
por la superficie delimitada por las dos curvas extremas que
corresponden a los dos valores mínimo y máximo V_{C\_min} y
V_{C\_max} del voltaje V_{C}. Tal superficie incluye todos los
puntos de máxima potencia MPP posibles del campo fotovoltaico 1
dentro del intervalo de valores considerados de la luz solar S (que
pertenecen al intervalo 100 W/m^{2} a 1000 W/m^{2}).
El circuito de la Figura 18 está optimizado, en
términos de los valores del periodo de muestreo T_{a} y de la
amplitud \DeltaV_{C} de la perturbación del voltaje
V_{C}(es decir de la amplitud \Deltad de la perturbación
del ciclo de trabajo del inversor d(t)) aplicando los
criterios indicados por N. Femia, G. Petrone, G. Spagnuolo, M.
Vitelli en las dos ponencias "Optimizando la Tasa de Muestreo de
la Técnica P&O MPPT" y "Optimizando la Perturbación del
Ciclo de Trabajo de la Técnica P&O MPPT", presentada en los
Proc. de la Conferencia de Especialistas en Electrónica de Potencia
del IEEE, junio de 2004, Aachen (Alemania), páginas
1945-1949, y páginas 1939-1944,
respectivamente, obteniendo aproximadamente T_{a}=0,1 s,
\DeltaV_{C}=0,2 V.
\newpage
La Figura 20 compara la potencia de salida
P_{o} del inversor fotovoltaico OCC P&O MPPT de la Figura 18,
que tiene la temperatura del panel igual a la temperatura ambiente
T=310 K, el nivel de luz solar S=1000 W/m^{2}, obtenibles en el
caso cuando los valores del periodo de muestreo T_{a} y la
amplitud de perturbación \DeltaV_{C} son óptimos {T_{a},
\DeltaV_{C}}={0,1 s, 0,2 V} y en el caso cuando no son óptimos
{T_{a}, \DeltaV_{C}}={0,02 s, 0,1 V}, con la potencia máxima
disponible desde el panel fotovoltaico 1. La Figura 21 muestra los
comportamientos correspondientes de los voltajes de control
respectivos V_{C}. El mejor rendimiento del caso óptimo es
evidente por sí mismo.
La Figura 22 muestra el rendimiento dinámico del
inversor fotovoltaico OCC P&O MPPT de la Figura 18 con {T_{a},
\DeltaV_{C}}={0,1 s, 0,2 V}, para T=310 K, bajo las condiciones
de luz solar variable (Fig. 22a), que muestra los comportamientos
de tiempo posteriores de la potencia de salida P_{o} (comparada
con la potencia máxima variable de manera similar desde el campo
fotovoltaico 1, Figura 22b), y del voltaje de control V_{C} (Fig.
22c).
La Figura 23 muestra la forma de onda de la
corriente de salida io(t) (comparada con la forma de onda de
referencia del voltaje de la red 2, Fig. 23a) y el comportamiento
en el tiempo del voltaje de control V_{C} (Fig. 23b) en un sub
intervalo de tiempo de la Figura 22 que comprende desde 12,67 s a
12,73 s (en donde el voltaje de control V_{C} se somete a una
variación), desde el cual es evidente que la calidad de la forma de
onda de la corriente de salida io(t) se mantiene gracias a la
presencia del control P&O MPPT.
La Figura 24 muestra los comportamientos en el
tiempo de la potencia de salida P_{o} (comparada con la potencia
máxima disponible desde el campo fotovoltaico 1, Figura 24a), y el
voltaje de control V_{C} (Fig. 24b) en presencia de las
variaciones combinadas de la luz solar S y la temperatura del panel
T. El muy alto rendimiento del inversor en términos del seguimiento
del punto de máxima potencia MPPT es evidentes.
En particular, la comparación de los diagramas
de las Figuras 10, 22, y 24 muestra que el dispositivo inversor
fotovoltaico de etapa única de acuerdo con la invención tiene
rendimiento óptimo en términos tanto de MPPT como de PF de salida,
no alcanzable aplicando los dispositivos de la técnica previa.
La presente invención se ha descrito, por la vía
de la ilustración y no por la vía de la limitación, de acuerdo con
su realización preferente, pero se debería entender que aquellos
expertos en la técnica pueden hacer variaciones y/o cambios, sin
salir así del alcance de protección relacionado, como se define por
las reivindicaciones adjuntas.
Claims (25)
1. El dispositivo inversor de etapa única, para
los convertidores de potencia de fuentes de energía de dc (1) a una
red eléctrica de ac (2) que tiene al menos una fase, de frecuencia
de pulsación \omega_{grid}, que consta de medios de conmutación
(M1-M4) capaces de conectar periódicamente, con
periodo T_{S} menor que el periodo T_{grid} que corresponde a la
frecuencia de pulsación \omega_{grid}, una fuente (1), capaz de
poner a la salida un voltaje v_{g}(t) de valor medio
V_{g}, a la red (2) de manera que la corriente de salida del
dispositivo i_{o}(t) está en fase con el voltaje
v_{o}(t) de al menos una fase de la red (2), el valor
máximo del cual es V_{o,max}, los medios de conmutación
(M1-M4) que son controlados mediante medios de
control (10, 20) que funcionan de acuerdo con un control sobre un
ciclo de conmutación único de los medios de conmutación
(M1-M4), el dispositivo que ve una inductancia de
salida L, el dispositivo que comprende un resistor de detección de
la resistencia R_{S} conectado en serie a la red (2), los medios
electrónicos de control (10, 20) que comprenden;
- -
- un circuito integrador reiniciable (9) que tiene una constante de tiempo \tau<T_{S}, la entrada del cual recibe una señal de voltaje (V_{C}-K_{g}*v_{g}) igual a la diferencia entre un voltaje de control V_{C} y un voltaje proporcional por un primer factor K_{g} al voltaje de salida v_{g}(t) de la fuente (1),
- -
- los medios comparadores (14), capaces de poner a la salida una señal indicativa de la comparación de una caída del voltaje [R_{S}\cdoti_{o}(t)] en el resistor de detección con la suma de la señal de salida del circuito integrador (9) y un voltaje [K\cdotv_{o}(t)] proporcional por un segundo factor K al voltaje v_{o}(t) de la red (2), y
- -
- los medios generadores (11, 12, 13) capaces de recibir la señal de salida desde los medios comparadores (14) y una señal indicativa de la fase de la red (2) para proporcionar una o más señales para controlar los medios de conmutación (M1-M4).
el voltaje de control V_{C} y el primer factor
K_{g} que son tales para cumplir la siguiente primera
restricción
el dispositivo que se
caracteriza porque cumple una segunda restricción por la cual
la señal de entrada del circuito integrador (9) es siempre positiva,
porque cumple una tercera restricción por la cual, en cualquier
instante de tiempo, el voltaje de entrada de los medios de
conmutación (M1-M4) es mayor que el voltaje de
salida de los mismos, y porque cumple una cuarta restricción por la
cual
\vskip1.000000\baselineskip
\vskip1.000000\baselineskip
donde:
\newpage
- -
- P_{o}(S) es la potencia media de salida del dispositivo para un conjunto S de condiciones de funcionamiento,
- -
- P_{g,MPP}(S_{max}) es la potencia máxima entregable por la fuente (1),
- -
- \alpha es un primer coeficiente de sobrecarga con \alpha \geq 1, y
- -
- \gamma es un segundo coeficiente, con \gamma < 1.
\vskip1.000000\baselineskip
2. El dispositivo de acuerdo con la
reivindicación 1, caracterizado porque el voltaje de control
V_{C} y el primer factor K_{g} son tales que:
\vskip1.000000\baselineskip
donde \DeltaV_{g} es la
amplitud pico a pico de la oscilación del voltaje
v_{g}(t).
\vskip1.000000\baselineskip
3. El aparato de acuerdo con la reivindicación 1
o 2, caracterizado porque el segundo factor K es tal que:
\vskip1.000000\baselineskip
donde \DeltaV_{g} es la
amplitud pico a pico de la oscilación del voltaje
v_{g}(t).
\vskip1.000000\baselineskip
4. El dispositivo de acuerdo con cualquiera de
las precedentes reivindicaciones, caracterizado porque el
circuito integrador reiniciable (9) se reinicia cuando
|R_{S}*i_{o}|>|K*V_{o}|-v_{m}*t/T_{S}.
5. El dispositivo de acuerdo con cualquiera de
las precedentes reivindicaciones, caracterizado porque los
medios electrónicos de control (10, 20) además comprenden medios
electrónicos de procesamiento (21), conectados en su entrada a la
fuente (1) para determinar la potencia de la misma con periodo de
muestreo T_{a}, capaz de poner a la salida al menos una señal
capaz de variar el valor de al menos un parámetro correspondiente,
seleccionado del grupo que consta de la resistencia R_{S}, la
constante de tiempo \tau, el voltaje de control V_{C}, el primer
factor K_{g}, el segundo factor K, y una combinación de ellos,
perturbando continuamente la potencia media de salida
P_{o}(S) para buscar el punto de máxima potencia de salida
de acuerdo con el denominado método de escalar la colina.
6. El dispositivo de acuerdo con la
reivindicación 5, caracterizado porque los medios
electrónicos de procesamiento (21) son capaces de detectar el
voltaje y la corriente de salida instantánea de la fuente (1).
7. El dispositivo de acuerdo con la
reivindicación 5 o 6, caracterizado porque
T_{a}>T_{s}.
8. El dispositivo de acuerdo con cualquiera de
las reivindicaciones 5 a 7, caracterizado porque los medios
electrónicos de procesamiento (21) ponen a la salida el voltaje de
control V_{c}, que se proporciona como entrada al circuito
integrador (9).
9. El dispositivo de acuerdo con cualquiera de
las precedentes reivindicaciones, caracterizado porque los
medios electrónicos de control (10, 20) se integran al menos
parcialmente en al menos un microprocesador y/o al menos un
procesador de señal digital y/o al menos un micro controlador.
10. El dispositivo de acuerdo con cualquiera de
las precedentes reivindicaciones, caracterizado porque la
fuente (1) es tal que el punto de potencia de entrada máxima del
dispositivo es variable y/o el factor de la potencia de salida o PF
de salida del dispositivo es variable con el conjunto S de
condiciones de funcionamiento.
11. El dispositivo de acuerdo con la
reivindicación 10, caracterizado porque la fuente (1) es una
fuente de energía renovable.
12. El dispositivo de acuerdo con la
reivindicación 11, caracterizado porque la fuente (1) es una
fuente fotovoltaica, las condiciones de funcionamiento del conjunto
S que son una o más condiciones seleccionadas del grupo que
comprende el nivel de luz solar, la temperatura, y la degradación de
la fuente.
13. El dispositivo de acuerdo con cualquiera de
las precedentes reivindicaciones, caracterizado porque la red
eléctrica (2) es una red monofásica o trifásica.
14. El método de ciclo de conmutación único de
control de los medios de conmutación (M1-M4) de un
dispositivo inversor de etapa única, para los convertidores de
potencia de fuentes de energía de dc (1) a una red eléctrica de ac
(2) que tiene al menos una fase, de frecuencia de pulsación
\omega_{grid}, en donde los medios de conmutación
(M1-M4) conectan periódicamente, con el periodo
T_{s} menor que el periodo T_{grid} que corresponde a la
frecuencia de pulsación \omega_{grid}, una fuente (1) capaz de
poner a la salida un voltaje v_{g}(t) de valor medio
V_{g}, a la red (2) de manera que la corriente de salida del
dispositivo i_{o}(t) de cada fase está en fase con el
voltaje v_{o}(t) de la misma fase de la red (2) el valor
máximo del cual es V_{o,max}, el método que consta de los
siguientes pasos:
- A.
- integrar, de acuerdo con una constante de tiempo \tau tal que \tau<T_{s}, una señal de voltaje (V_{c}- K_{g}* v_{g}) igual a la diferencia entre un voltaje de control V_{c} y un voltaje proporcional por un primer factor K_{g} al voltaje de salida v_{g}(t) de la fuente (1),
- B.
- comparar una caída de voltaje [R_{s}\cdoti_{g}(t)], en un resistor de detección de resistencia R_{S} conectado en serie a la red (2), con la suma del resultado de la integración del paso A con un voltaje [K\cdotv_{o}(t)] proporcional por un segundo factor K al voltaje v_{o}(t) de la red (2), y
- C.
- generar una o más señales para controlar los medios de conmutación (M1-M4) en base al resultado de la comparación del paso B, el voltaje de control V_{c} y el primer factor K_{g} que son tales que cumplen la primera restricción:
- donde L es la inductancia de salida vista por el dispositivo inversor, el método que está caracterizado porque la señal de voltaje integrada en el paso A siempre es positiva, porque el voltaje de entrada de los medios de conmutación (M1-M4) es mayor que el voltaje de salida del mismo, y porque
\vskip1.000000\baselineskip
- donde:
\vskip1.000000\baselineskip
- -
- P_{o}(S) es la potencia media de salida del dispositivo para un conjunto S de condiciones de funcionamiento,
- -
- P_{g,MPP}(S_{max}) es la potencia máxima entregable por la fuente (1),
- -
- \alpha es un primer coeficiente de sobrecarga, con \alpha \geq 1, y
- -
- \gamma es un segundo coeficiente, con \gamma < 1.
\newpage
15. El método de acuerdo con la reivindicación
14, caracterizado porque el voltaje de control V_{C} y el
primer factor K_{g} son tales que:
donde \DeltaV_{g} es la
amplitud pico a pico de la oscilación del voltaje
v_{g}(t).
\vskip1.000000\baselineskip
16. El método de acuerdo con la reivindicación
14 o 15, caracterizado porque el segundo factor K es tal
que:
donde \DeltaV_{g} es la
amplitud pico a pico de la oscilación del voltaje
v_{g}(t).
\vskip1.000000\baselineskip
17. El método de acuerdo con cualquiera de las
reivindicaciones 14 a 15, caracterizado porque el resultado
de la integración del paso A se reinicia cuando
|R_{S}*i_{o}|>|K*v_{o}|-v_{m}*t/T_{S}.
18. El método de escalamiento de un dispositivo
inversor de acuerdo con cualquiera de las reivindicaciones 1 a 13,
caracterizado porque los valores de la resistencia R_{S},
de la constante de tiempo \tau, del voltaje de control V_{C},
del primer factor K_{g}, y del segundo factor K son tales que
minimizan al menos una figura de mérito seleccionada del grupo que
comprende:
- -
- una figura de mérito \Psi_{0}, igual a
- donde S_{0} es un conjunto S de condiciones de funcionamiento específicas y P_{g}(S_{0}) es la potencia entregada por la fuente en correspondencia del conjunto S_{0} de las condiciones de funcionamiento específicas, y
- -
- una figura de mérito \Psi_{3}, igual a la desviación cuadrática media de la potencia máxima P_{g,MPP}(S) entregable por la fuente (1) y la potencia de salida del dispositivo P_{o}(S) sobre el intervalo completo [S_{min}, S_{max}] de los conjuntos S de las condiciones de funcionamiento, es decir
- donde S_{min} y S_{max} son conjuntos de las condiciones de funcionamiento específicas por las cuales P_{g,MPP}(S) asume, respectivamente, el valor mínimo y el máximo dentro del intervalo [S_{min}, S_{max}].
\vskip1.000000\baselineskip
19. El método de acuerdo con la reivindicación
18, caracterizado porque la figura de mérito \Psi_{0} =
\Psi_{1} se calcula para el conjunto S_{min} de condiciones de
funcionamiento específicas.
20. El método de acuerdo con la reivindicación
18 o 19, caracterizado porque la figura de mérito
\Psi_{0} = \Psi_{2} se calcula para el conjunto S_{max} de
condiciones de funcionamiento específicas.
21. El método de acuerdo con cualquiera de las
reivindicaciones 18 a 20, caracterizado porque los valores de
la resistencia R_{S}, de la constante de tiempo \tau, del
voltaje de control V_{C}, del primer factor K_{g}, y del
segundo factor K se determinan a través de al menos una técnica
numérica o bien determinística o bien estocástica.
22. El método de acuerdo con la reivindicación
21, caracterizado porque dicha al menos una técnica numérica
o bien determinística o bien estocástica comprende una estimación a
través del método Montecarlo y/o unos algoritmos de búsqueda tipo
evolutivo, preferentemente un algoritmo genético.
23. El método de acuerdo con cualquiera de las
reivindicaciones 18 a 22, caracterizado porque el dispositivo
es un dispositivo de acuerdo con la reivindicación 12.
24. El dispositivo controlador (10, 20),
caracterizado porque es capaz de funcionar como los medios
electrónicos de control mezzo de un dispositivo inversor de etapa
única de acuerdo con cualquiera de las reivindicaciones 1 a 13.
25. El dispositivo controlador (10, 20) de
acuerdo con la reivindicación 24, caracterizado porque es
capaz de realizar el método del ciclo de conmutación único de
control de los medios de conmutación de acuerdo con cualquiera de
las reivindicaciones 14 a 17.
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| US10693415B2 (en) | 2007-12-05 | 2020-06-23 | Solaredge Technologies Ltd. | Testing of a photovoltaic panel |
| US11881814B2 (en) | 2005-12-05 | 2024-01-23 | Solaredge Technologies Ltd. | Testing of a photovoltaic panel |
| US8013472B2 (en) | 2006-12-06 | 2011-09-06 | Solaredge, Ltd. | Method for distributed power harvesting using DC power sources |
| US11888387B2 (en) | 2006-12-06 | 2024-01-30 | Solaredge Technologies Ltd. | Safety mechanisms, wake up and shutdown methods in distributed power installations |
| US11855231B2 (en) | 2006-12-06 | 2023-12-26 | Solaredge Technologies Ltd. | Distributed power harvesting systems using DC power sources |
| US11735910B2 (en) | 2006-12-06 | 2023-08-22 | Solaredge Technologies Ltd. | Distributed power system using direct current power sources |
| US12316274B2 (en) | 2006-12-06 | 2025-05-27 | Solaredge Technologies Ltd. | Pairing of components in a direct current distributed power generation system |
| US8473250B2 (en) | 2006-12-06 | 2013-06-25 | Solaredge, Ltd. | Monitoring of distributed power harvesting systems using DC power sources |
| US9130401B2 (en) | 2006-12-06 | 2015-09-08 | Solaredge Technologies Ltd. | Distributed power harvesting systems using DC power sources |
| US8319471B2 (en) | 2006-12-06 | 2012-11-27 | Solaredge, Ltd. | Battery power delivery module |
| US11309832B2 (en) | 2006-12-06 | 2022-04-19 | Solaredge Technologies Ltd. | Distributed power harvesting systems using DC power sources |
| US8319483B2 (en) | 2007-08-06 | 2012-11-27 | Solaredge Technologies Ltd. | Digital average input current control in power converter |
| US8963369B2 (en) | 2007-12-04 | 2015-02-24 | Solaredge Technologies Ltd. | Distributed power harvesting systems using DC power sources |
| US8947194B2 (en) | 2009-05-26 | 2015-02-03 | Solaredge Technologies Ltd. | Theft detection and prevention in a power generation system |
| US8816535B2 (en) | 2007-10-10 | 2014-08-26 | Solaredge Technologies, Ltd. | System and method for protection during inverter shutdown in distributed power installations |
| US8384243B2 (en) | 2007-12-04 | 2013-02-26 | Solaredge Technologies Ltd. | Distributed power harvesting systems using DC power sources |
| US11296650B2 (en) | 2006-12-06 | 2022-04-05 | Solaredge Technologies Ltd. | System and method for protection during inverter shutdown in distributed power installations |
| US8618692B2 (en) | 2007-12-04 | 2013-12-31 | Solaredge Technologies Ltd. | Distributed power system using direct current power sources |
| US9112379B2 (en) | 2006-12-06 | 2015-08-18 | Solaredge Technologies Ltd. | Pairing of components in a direct current distributed power generation system |
| US11569659B2 (en) | 2006-12-06 | 2023-01-31 | Solaredge Technologies Ltd. | Distributed power harvesting systems using DC power sources |
| US9088178B2 (en) | 2006-12-06 | 2015-07-21 | Solaredge Technologies Ltd | Distributed power harvesting systems using DC power sources |
| US11687112B2 (en) | 2006-12-06 | 2023-06-27 | Solaredge Technologies Ltd. | Distributed power harvesting systems using DC power sources |
| WO2009055474A1 (en) | 2007-10-23 | 2009-04-30 | And, Llc | High reliability power systems and solar power converters |
| CN101904073B (zh) | 2007-10-15 | 2014-01-08 | Ampt有限公司 | 高效太阳能电力系统 |
| WO2009072075A2 (en) | 2007-12-05 | 2009-06-11 | Solaredge Technologies Ltd. | Photovoltaic system power tracking method |
| US11264947B2 (en) | 2007-12-05 | 2022-03-01 | Solaredge Technologies Ltd. | Testing of a photovoltaic panel |
| EP3496258B1 (en) | 2007-12-05 | 2025-02-05 | Solaredge Technologies Ltd. | Safety mechanisms in distributed power installations |
| US8049523B2 (en) | 2007-12-05 | 2011-11-01 | Solaredge Technologies Ltd. | Current sensing on a MOSFET |
| EP2232690B1 (en) | 2007-12-05 | 2016-08-31 | Solaredge Technologies Ltd. | Parallel connected inverters |
| EP4145691A1 (en) | 2008-03-24 | 2023-03-08 | Solaredge Technologies Ltd. | Switch mode converter including auxiliary commutation circuit for achieving zero current switching |
| EP3121922B1 (en) | 2008-05-05 | 2020-03-04 | Solaredge Technologies Ltd. | Direct current power combiner |
| KR100993108B1 (ko) * | 2008-05-30 | 2010-11-08 | 군산대학교산학협력단 | 전력품질개선 및 절전기능을 갖는 계통연계형 태양광발전시스템 |
| KR100983035B1 (ko) * | 2008-06-23 | 2010-09-17 | 삼성전기주식회사 | 최대 전력 추종 기능을 갖는 전원 장치 |
| EP2345129B1 (en) * | 2008-09-26 | 2020-02-19 | Xslent Energy Technologies, LLC | Adaptive generation and control of arbitrary electrical waveforms in a grid-tied power conversion system |
| US7768155B2 (en) | 2008-10-10 | 2010-08-03 | Enphase Energy, Inc. | Method and apparatus for improved burst mode during power conversion |
| EP2376993B1 (en) | 2009-01-07 | 2017-09-06 | ABB Schweiz AG | Method and system for extracting electric power from a renewable energy source |
| US20100171482A1 (en) * | 2009-01-08 | 2010-07-08 | Yang Ye | Method and apparatus of a maximum power point tracking circuit for solar power generation |
| US8693228B2 (en) * | 2009-02-19 | 2014-04-08 | Stefan Matan | Power transfer management for local power sources of a grid-tied load |
| ITSA20090004A1 (it) * | 2009-02-20 | 2010-08-21 | Univ Degli Studi Salerno | Metodo di controllo di un sistema di generazione di potenza elettrica basato su sorgenti di energia, in particolare sorgenti di energia rinnovabile, e relativo dispositivo controllore. |
| US9442504B2 (en) | 2009-04-17 | 2016-09-13 | Ampt, Llc | Methods and apparatus for adaptive operation of solar power systems |
| US8614903B2 (en) * | 2009-08-24 | 2013-12-24 | Mitsubishi Electric Corporation | Power conditioner for photovoltaic power generation |
| CN102598455B (zh) * | 2009-09-18 | 2017-06-20 | 金斯顿女王大学 | 分布式发电接口 |
| US9466737B2 (en) | 2009-10-19 | 2016-10-11 | Ampt, Llc | Solar panel string converter topology |
| US12418177B2 (en) | 2009-10-24 | 2025-09-16 | Solaredge Technologies Ltd. | Distributed power system using direct current power sources |
| CA2781288A1 (en) * | 2009-12-16 | 2011-06-23 | Eds-Usa Inc. | Photovoltaic heater |
| DE102010026299A1 (de) * | 2010-07-06 | 2012-01-12 | Phoenix Contact Gmbh & Co. Kg | Verfahren zur Steuerung von PV-Anlagen in einem Stromversorgungsnetz |
| US9035626B2 (en) | 2010-08-18 | 2015-05-19 | Volterra Semiconductor Corporation | Switching circuits for extracting power from an electric power source and associated methods |
| US9331499B2 (en) | 2010-08-18 | 2016-05-03 | Volterra Semiconductor LLC | System, method, module, and energy exchanger for optimizing output of series-connected photovoltaic and electrochemical devices |
| GB2485527B (en) | 2010-11-09 | 2012-12-19 | Solaredge Technologies Ltd | Arc detection and prevention in a power generation system |
| US10673222B2 (en) | 2010-11-09 | 2020-06-02 | Solaredge Technologies Ltd. | Arc detection and prevention in a power generation system |
| US10230310B2 (en) | 2016-04-05 | 2019-03-12 | Solaredge Technologies Ltd | Safety switch for photovoltaic systems |
| US10673229B2 (en) | 2010-11-09 | 2020-06-02 | Solaredge Technologies Ltd. | Arc detection and prevention in a power generation system |
| US8513913B2 (en) | 2010-12-03 | 2013-08-20 | Morningstar Corporation | Photovoltaic system charge controller having buck converter with reversed MOSFETS |
| GB2486408A (en) | 2010-12-09 | 2012-06-20 | Solaredge Technologies Ltd | Disconnection of a string carrying direct current |
| TWI413332B (zh) * | 2010-12-29 | 2013-10-21 | 中興電工機械股份有限公司 | 電力轉換電路 |
| GB2483317B (en) | 2011-01-12 | 2012-08-22 | Solaredge Technologies Ltd | Serially connected inverters |
| EP2503427A1 (en) * | 2011-03-23 | 2012-09-26 | ABB Research Ltd. | Method for searching global maximum power point |
| US20130009700A1 (en) * | 2011-07-08 | 2013-01-10 | Infineon Technologies Ag | Power Converter Circuit with AC Output |
| GB201113519D0 (en) * | 2011-08-04 | 2011-09-21 | Control Tech Ltd | Maximum power point tracker |
| US20130043857A1 (en) * | 2011-08-19 | 2013-02-21 | Texas Instruments Incorporated | Hysteretic charger for energy harvester devices |
| TWI444807B (zh) * | 2011-08-23 | 2014-07-11 | 國立成功大學 | 換流器之類比控制器 |
| US8570005B2 (en) | 2011-09-12 | 2013-10-29 | Solaredge Technologies Ltd. | Direct current link circuit |
| DE102011054939A1 (de) * | 2011-10-28 | 2013-05-02 | Sma Solar Technology Ag | Nachführverfahren und -einrichtung für einen Spannungswandler für eine Photovoltaikanlage |
| US9837556B2 (en) | 2011-10-31 | 2017-12-05 | Volterra Semiconductor LLC | Integrated photovoltaic panel with sectional maximum power point tracking |
| JP2013097596A (ja) * | 2011-11-01 | 2013-05-20 | Sony Corp | 太陽電池システム、電子機器および建築物 |
| EP2774014A4 (en) | 2011-11-04 | 2015-08-26 | Zbb Energy Corp | SYSTEM AND METHOD FOR ENERGY CONVERSION FOR RENEWABLE ENERGY SOURCES |
| TWI438602B (zh) | 2011-12-02 | 2014-05-21 | Ind Tech Res Inst | 最大功率點追蹤控制器、最大功率點追蹤系統和最大功率點追蹤方法 |
| CN102570875A (zh) * | 2011-12-16 | 2012-07-11 | 西安理工大学 | 能量回馈式高频隔离型电力电子变换电路及光伏发电系统 |
| GB2498365A (en) | 2012-01-11 | 2013-07-17 | Solaredge Technologies Ltd | Photovoltaic module |
| GB2498790A (en) | 2012-01-30 | 2013-07-31 | Solaredge Technologies Ltd | Maximising power in a photovoltaic distributed power system |
| GB2498791A (en) | 2012-01-30 | 2013-07-31 | Solaredge Technologies Ltd | Photovoltaic panel circuitry |
| US9853565B2 (en) | 2012-01-30 | 2017-12-26 | Solaredge Technologies Ltd. | Maximized power in a photovoltaic distributed power system |
| GB2499991A (en) | 2012-03-05 | 2013-09-11 | Solaredge Technologies Ltd | DC link circuit for photovoltaic array |
| US10115841B2 (en) | 2012-06-04 | 2018-10-30 | Solaredge Technologies Ltd. | Integrated photovoltaic panel circuitry |
| RU2513024C2 (ru) * | 2012-07-09 | 2014-04-20 | Федеральное государственное бюджетное образовательное учреждение высшего профессионального образования "Южно-Уральский государственный университет" (национальный исследовательский университет) (ФГБОУ ВПО "ЮУрГУ" (НИУ)) | Адаптивное интегрирующее устройство синхронизации |
| TWI475795B (zh) * | 2012-08-22 | 2015-03-01 | 國立成功大學 | 光伏變流器及其控制方法 |
| CN102880223A (zh) * | 2012-09-27 | 2013-01-16 | 易霸科技(威海)股份有限公司 | 一种小功率光伏逆变系统mppt的模拟电路实现方法 |
| US9141123B2 (en) | 2012-10-16 | 2015-09-22 | Volterra Semiconductor LLC | Maximum power point tracking controllers and associated systems and methods |
| US10270251B1 (en) * | 2012-10-24 | 2019-04-23 | National Technology & Engineering Solutions Of Sandia, Llc | Emulator apparatus for microgrid testing and design |
| US8848726B1 (en) | 2013-01-24 | 2014-09-30 | The Intellisis Corporation | I/O data interface for packet processors |
| US9391540B2 (en) | 2013-02-12 | 2016-07-12 | Enphase Energy, Inc. | Method and apparatus for chaotic democratic pulse width modulation generation |
| US9548619B2 (en) | 2013-03-14 | 2017-01-17 | Solaredge Technologies Ltd. | Method and apparatus for storing and depleting energy |
| US9941813B2 (en) | 2013-03-14 | 2018-04-10 | Solaredge Technologies Ltd. | High frequency multi-level inverter |
| US9397497B2 (en) | 2013-03-15 | 2016-07-19 | Ampt, Llc | High efficiency interleaved solar power supply system |
| EP2779251B1 (en) | 2013-03-15 | 2019-02-27 | Solaredge Technologies Ltd. | Bypass mechanism |
| US10193347B2 (en) | 2013-03-29 | 2019-01-29 | Enphase Energy, Inc. | Method and apparatus for improved burst mode during power conversion |
| TWI470396B (zh) | 2013-06-26 | 2015-01-21 | 財團法人工業技術研究院 | 功率點追蹤方法與裝置 |
| US9318974B2 (en) | 2014-03-26 | 2016-04-19 | Solaredge Technologies Ltd. | Multi-level inverter with flying capacitor topology |
| JP6475942B2 (ja) * | 2014-09-25 | 2019-02-27 | ルネサスエレクトロニクス株式会社 | 半導体装置及びそれを備えた交流抵抗計測システム |
| US9876442B2 (en) * | 2014-10-10 | 2018-01-23 | The Regents Of The University Of California | Robust single-phase DC/AC inverter for highly varying DC voltages |
| TWI545418B (zh) * | 2014-11-28 | 2016-08-11 | 財團法人工業技術研究院 | 功率轉換器之控制電路及最大功率點的追蹤方法 |
| GB201513549D0 (en) * | 2015-07-31 | 2015-09-16 | Siemens Ag | Inverter |
| CN105450021B (zh) * | 2015-12-22 | 2018-08-24 | 西北工业大学 | 一种航空专用低压直流恒功率负载稳定方法 |
| US12057807B2 (en) | 2016-04-05 | 2024-08-06 | Solaredge Technologies Ltd. | Chain of power devices |
| US11177663B2 (en) | 2016-04-05 | 2021-11-16 | Solaredge Technologies Ltd. | Chain of power devices |
| US11018623B2 (en) | 2016-04-05 | 2021-05-25 | Solaredge Technologies Ltd. | Safety switch for photovoltaic systems |
| TWI626522B (zh) | 2016-08-15 | 2018-06-11 | 財團法人工業技術研究院 | 功率點追蹤方法及其裝置 |
| US10931104B2 (en) * | 2017-05-30 | 2021-02-23 | Solaredge Technologies Ltd. | System and method for interconnected elements of a power system |
| EP3413454A1 (en) * | 2017-06-07 | 2018-12-12 | ABB Schweiz AG | Method for operating inverter and inverter arrangement |
| CN107505975B (zh) * | 2017-08-30 | 2023-03-14 | 浙江大学 | 一种用于太阳能发电的mppt模拟控制芯片 |
| WO2020219994A1 (en) * | 2019-04-25 | 2020-10-29 | Aerovironment | Aircraft power bus architecture and power bus stabilization |
| CN113036751A (zh) * | 2021-01-15 | 2021-06-25 | 上海电机学院 | 一种考虑虚拟储能的可再生能源微电网优化调度方法 |
| CN113793544B (zh) * | 2021-09-03 | 2023-09-22 | 河南省高压电器研究所有限公司 | 一种光伏系统控制算法的实验系统 |
| CN119519396A (zh) * | 2024-11-21 | 2025-02-25 | 扬州新概念电气有限公司 | 一种基于mppt技术的电容取电装置 |
| CN121097684B (zh) * | 2025-11-11 | 2026-02-24 | 大唐水电科学技术研究院有限公司 | 一种分布式光伏发电功率智能预测方法和系统 |
Family Cites Families (12)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US4375662A (en) * | 1979-11-26 | 1983-03-01 | Exxon Research And Engineering Co. | Method of and apparatus for enabling output power of solar panel to be maximized |
| US5077652A (en) * | 1990-10-18 | 1991-12-31 | Dynamote Corporation | Dual feedback loop DC-to-AC converter |
| JP3352334B2 (ja) * | 1996-08-30 | 2002-12-03 | キヤノン株式会社 | 太陽電池の電力制御装置 |
| US6111767A (en) * | 1998-06-22 | 2000-08-29 | Heliotronics, Inc. | Inverter integrated instrumentation having a current-voltage curve tracer |
| US6285572B1 (en) * | 1999-04-20 | 2001-09-04 | Sanyo Electric Co., Ltd. | Method of operating a power supply system having parallel-connected inverters, and power converting system |
| JP2002199614A (ja) * | 2000-12-28 | 2002-07-12 | Nec Corp | 太陽光電力充電装置 |
| CN1512286A (zh) * | 2002-12-30 | 2004-07-14 | 北京通力环电气股份有限公司 | 太阳能电源装置及其最大功率点跟踪控制方法 |
| US7256566B2 (en) * | 2003-05-02 | 2007-08-14 | Ballard Power Systems Corporation | Method and apparatus for determining a maximum power point of photovoltaic cells |
| EP1623495B1 (en) | 2003-05-06 | 2009-10-07 | Enecsys Limited | Power supply circuits |
| TWI232361B (en) * | 2003-11-25 | 2005-05-11 | Delta Electronics Inc | Maximum-power tracking method and device of solar power generation system |
| WO2007072517A1 (en) * | 2005-12-22 | 2007-06-28 | Power-One Italy S.P.A. | A system for producing electric power from renewable sources and a control method thereof |
| GB2454389B (en) * | 2006-01-13 | 2009-08-26 | Enecsys Ltd | Power conditioning unit |
-
2005
- 2005-07-13 IT IT000014A patent/ITSA20050014A1/it unknown
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