ES2374936A1 - Oscilador de forma de onda pulsada. - Google Patents
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- H—ELECTRICITY
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- H03B—GENERATION OF OSCILLATIONS, DIRECTLY OR BY FREQUENCY-CHANGING, BY CIRCUITS EMPLOYING ACTIVE ELEMENTS WHICH OPERATE IN A NON-SWITCHING MANNER; GENERATION OF NOISE BY SUCH CIRCUITS
- H03B5/00—Generation of oscillations using amplifier with regenerative feedback from output to input
- H03B5/08—Generation of oscillations using amplifier with regenerative feedback from output to input with frequency-determining element comprising lumped inductance and capacitance
Landscapes
- Inductance-Capacitance Distribution Constants And Capacitance-Resistance Oscillators (AREA)
Abstract
Un oscilador eléctrico no lineal para generar pulsos que comprende: al menos un dispositivo activo (101, 151, Q1); una red de polarización (120, 170, 470) para polarizar y alimentar a dicho dispositivo activo (101, 151, Q1); una red de realimentación (110, 160, 460) conectada a al menos un puerto (451b, 451e) de dicho dispositivo activo (101, 151, Q1); una línea de transmisión no lineal (102, 152, 452). La línea de transmisión no lineal (102, 152, 452) tiene un primer extremo conectado a un puerto (451c) de dicho dispositivo activo (101, 151, Q1) diferente del al menos un puerto (451b, 451e) al que se conecta la red de realimentación (110, 160, 460), siendo el extremo opuesto de dicha línea de transmisión no lineal (102, 152, 452) la salida del oscilador, estando el oscilador configurado para propagar a lo largo de dicha línea de transmisión no lineal (102, 152, 452) una forma de onda pulsada.
Description
Oscilador de forma de onda pulsada.
La presente invención pertenece al campo de los
osciladores y, más concretamente, al de los osciladores eléctricos
que generan un tren periódico de pulsos de duración corta.
En muchas aplicaciones de electrónica se
necesitan osciladores que proporcionen a su salida un tren de pulsos
de alta velocidad (habitualmente varios gigahercios, GHz). Para
conseguirlo, en ocasiones se usan sistemas lineales que utilizan una
línea de transmisión lineal sobre la que se propagan las ondas
periódicas a la frecuencia de interés. En estos sistemas, se usan
amplificadores lineales para compensar las pérdidas producidas en la
línea de transmisión lineal, de forma que se mantenga la intensidad
de la señal sinusoidal a la salida del sistema y se consiga la
deseada oscilación. Estos osciladores lineales se aplican en el área
de la electrónica de alta velocidad.
Investigaciones más recientes en el campo de los
sistemas no lineales han mostrado que éstos son una alternativa real
a los sistemas lineales y han abierto la puerta a posibles
aplicaciones que usen formas de onda no sinusoidales en medios no
lineales. Así, las líneas de transmisión no lineales (del inglés
nonlinear transmission lines, NLTL) pueden usarse para
generar un tren de pulsos de corta duración
(short-duration pulses) y aplicarse a varios
campos, como el de la reflectometría en el dominio temporal, el
muestreo a alta velocidad o aplicaciones radar de banda ultra ancha
(ultrawideband).
Una línea de transmisión no lineal (NLTL) está
compuesta por un cierto número de celdas
varactor-bobina (del inglés,
inductance-varactor cell). La generación de
la forma de onda pulsada se debe a los efectos combinados de la
capacitancia no lineal C(v) y de la dispersión de la línea
periódica LC. Esto daría lugar a una o más ondas localizadas
robustas con perfil permanente, también llamadas solitones (del
inglés, solitons). Un pulso de entrada con anchura de pulso
medida en un valor de amplitud igual a la mitad de la amplitud
máxima (del inglés, full width at half maximum) T_{FWHM} se
descompone en N = 2f_{B}T_{FWHM} pulsos individuales o
solitones, donde f_{B} es la frecuencia de Bragg de la NLTL y
f_{B} = 1/(\pi\\sqrt(LC_{eff})), donde C_{eff} es
la capacitancia del varactor efectiva y L es la inductancia de la
celda. Cada uno de los N pulsos o solitones viaja a su propia
velocidad y su propagación en este medio cumple unas reglas
generales. Para amplitudes de pulso altas, la velocidad de
propagación aumenta, mientras que T_{FWHM} disminuye. Los
solitones pasan uno a través de otro sin perder sus características,
aunque durante el tiempo de solapamiento sus amplitudes conjuntas
decrecen (crecen) cuando viajan en la misma (contraria) dirección.
Para la generación de una forma de onda pulsada de ciclo de trabajo
corto o pequeño (del inglés, short-duty
cycle), el objetivo es obtener un único pulso estrecho, lo que
requiere una cuidadosa selección del número de celdas. Despreciando
la disipación, la forma de onda de entrada original se recompone
después de un cierto número de celdas, en lo que se conoce como
fenómeno de recurrencia. El período de recurrencia es menor para una
frecuencia de entrada más alta y amplitud más alta. Para evitar la
necesidad de una señal de entrada periódica, se han propuesto
algunas técnicas de diseño para osciladores de solitones.
En esta línea, David S. Ricketts et al.
describen en On the Self-Generatrion of
Electrical Soliton Pulses, IEEE Journal of
Solid-State Circuits, Vol. 42, Nº 8, August 2007, un
oscilador de solitones (o generador de solitones) eléctrico que
genera un tren periódico y estable de pulsos de solitones
eléctricos. En concreto, en esta publicación se usa una línea de
transmisión no lineal (NLTL) de 30 celdas como red de realimentación
paralela de un amplificador que incorpora un mecanismo de atenuación
de ganancia dependiente del umbral. El objetivo es atenuar los
solitones de amplitud más pequeña, a la vez que se amplifica
aquellos con amplitud superior a un determinado umbral, y así
eliminar el riesgo de inestabilidades producidas por la coexistencia
de múltiples modos de oscilación.
Sin embargo, este oscilador presenta una serie
de limitaciones: Por una parte, para su funcionamiento, necesita un
amplificador muy específico, que además es dependiente de la
polarización. Por otra parte, resulta imprescindible realimentar el
amplificador usando la línea de transmisión no lineal. Todo ello
hace que la implementación real del oscilador sea muy complicada.
Debido a que a frecuencias de microondas o en bandas milimétricas,
las técnicas de diseño más extendidas son las del dominio de la
frecuencia, la aplicación del amplificador propuesto por Ricketts
dificulta el trabajo de los ingenieros de diseño, ya que su
descripción y funcionamiento deben verificarse en el dominio del
tiempo. Por otra parte, los osciladores diseñados según ese método,
no pueden utilizarse de manera directa. Requieren de circuitería
adicional para la extracción de la señal y su posterior utilización.
Además, al trabajar con una topología realimentada, en la cual
pulsos a otras frecuencias también podrían generarse, no se puede
asegurar que la única solución posible sea la que se ha planteado
como objetivo de diseño. Esto involucra que se hacen precisos
análisis complementarios sobre la estabilidad y la robustez del
diseño con respecto a variaciones en los distintos parámetros del
circuito.
La topología de oscilador en reflexión (del
inglés, reflection oscillator topology) ha sido estudiada por
O.O. Yildirim et al. en Reflection Soliton Oscillator,
IEEE Transactions on Microwave Theory and Techniques, vol. 57, nº
10, pages 2344-2353, Oct 2009, donde la línea de
transmisión no lineal constituye la carga de un amplificador en
reflexión con un esquema de alimentación adaptativo, similar al de
Ricketts et al. en On the Self-Generatrion
of Electrical Soliton Pulses.
La solicitud de patente internacional WO
2007/030485 A2, de la que David S. Ricketts es inventor, también se
refiere a un oscilador pulsado no lineal implementado mediante un
circuito cerrado (realimentado) formado por una línea de transmisión
no lineal y un amplificador no lineal distribuido. Este oscilador
presenta los mismos inconvenientes que el anterior.
La presente invención trata de resolver los
inconvenientes mencionados anteriormente mediante un oscilador
eléctrico pulsado no lineal.
Concretamente, en un primer aspecto de la
presente invención, se proporciona un oscilador eléctrico no lineal
para generar pulsos que comprende: al menos un dispositivo activo;
una red de polarización para polarizar y alimentar a dicho
dispositivo activo; una red de realimentación conectada a al menos
un puerto de dicho dispositivo activo; y una línea de transmisión no
lineal. La línea de transmisión no lineal tiene un primer extremo
conectado a un puerto de dicho dispositivo activo diferente del al
menos un puerto al que se conecta la red de realimentación, siendo
el extremo opuesto de dicha línea de transmisión no lineal la salida
del oscilador, estando el oscilador configurado para propagar a lo
largo de dicha línea de transmisión no lineal una forma de onda
pulsada.
Preferentemente, el al menos un dispositivo
activo se implementa mediante uno o más transistores.
La red de realimentación está configurada para
asegurar el arranque de la oscilación en condiciones de pequeña
señal y la oscilación estable en régimen permanente.
Preferentemente, la línea de transmisión no
lineal comprende una pluralidad de celdas
varactor-bobina.
En el caso anterior, cada pulso de salida tiene
una duración mínima (T_{FWHM}) dada por T_{FWHM} =
1/(2f_{B}), donde f_{B} es la frecuencia de Bragg de la
línea de transmisión no lineal y f_{B} =
1/(\pi\sqrt(LC_{eff})), donde C_{eff} es la
capacitancia efectiva del varactor de cada celda de la NLTL y L es
la inductancia de dicha celda.
El número de celdas varactor bobina de dicha
línea de transmisión no lineal se elige teniendo en cuenta el
retardo equivalente que produce cada una de ellas y de la relación
del retardo total con la frecuencia a la que se desea que el
oscilador genere los pulsos.
Concretamente, el número de celdas varactor
bobina de dicha línea de transmisión no lineal es el número de
celdas que producen un retardo total aproximado al período de
oscilación deseado T_{0}, donde T_{0}=1/f_{0}, siendo f_{0}
la frecuencia de oscilación.
Preferentemente, la impedancia característica de
la línea de transmisión no lineal se configura para que tenga un
valor lo suficientemente bajo para poder conectar el extremo de
dicha línea de transmisión no lineal que coincide con la salida del
oscilador sobre una carga de valor sustancialmente mayor que dicha
impedancia característica.
Preferentemente, el valor de los componentes que
forman la red de realimentación se elige de forma que la parte real
de la admitancia presentada por el al menos un dispositivo activo
conectado a la línea de transmisión no lineal sea menor que cero a
la frecuencia de oscilación.
Preferentemente, el oscilador está configurado
para proporcionar una señal pulsada a una frecuencia de
microondas.
El oscilador proporciona preferentemente una
señal pulsada a una frecuencia que se encuentra en la banda
comprendida entre los 300 MHz y los 30 GHz.
Como puede observarse, las condiciones de inicio
de oscilación se imponen en un puerto del transistor diferente del
puerto al que se conecta la NLTL, de forma que se aumenta la
flexibilidad en el diseño de la NLTL. Preferentemente, se usa una
sección NLTL corta, con un número pequeño de celdas
varactor-bobina y se optimiza la terminación
reactiva para reducir el ciclo de trabajo. No se necesita control
adaptativo porque la forma de onda vista por la red del transistor
no exhibe pulsos de amplitud baja. Además, la señal pulsada del
oscilador, puede utilizarse directamente sin necesidad de etapas de
amplificación ni adaptación de impedancia. El problema de posible
coexistencia de otros modos de oscilación se minimiza ya que desde
la primera etapa de diseño se impone que las condiciones de arranque
se cumplan sólo a la frecuencia de oscilación deseada.
Las ventajas de la invención se harán evidentes
en la descripción siguiente.
Con objeto de ayudar a una mejor comprensión de
las características de la invención, de acuerdo con un ejemplo
preferente de realización práctica del mismo, y para complementar
esta descripción, se acompaña como parte integrante de la misma, un
juego de dibujos, cuyo carácter es ilustrativo y no limitativo. En
estos dibujos:
Las figuras 1a y 1b muestran el esquema básico
de dos posibles implementaciones del oscilador de la invención.
La figura 2 muestra una línea de transmisión no
lineal, implementada con bobinas discretas y varactores con
capacidad no lineal C(V).
La figura 3 muestra un esquema del oscilador
según una realización de la invención, separando la subred activa de
la subred pasiva, para el diseño del oscilador.
La figura 4 muestra un ejemplo de implementación
de un oscilador según la invención. El oscilador del ejemplo se ha
implementado con un transistor BJT y elementos discretos en
tecnología híbrida, sobre un sustrato de fibra de vidrio.
La figura 5 muestra la forma de onda a la salida
del oscilador de la figura 4.
En este texto, el término "comprende" y sus
derivados (tales como "que comprende", etc.) no deben
entenderse en un sentido excluyente, es decir, estos términos no
deben interpretarse como que excluyen la posibilidad de que lo que
se ha descrito y definido pueda incluir elementos, etapas, etc.
adicionales.
Además, los términos "aproximadamente",
"sustancialmente", "alrededor de", "unos", etc. deben
entenderse como indicando valores próximos a los que dichos términos
acompañen.
A continuación se describe el circuito
oscilador, cuya forma de onda a la salida corresponde con un tren de
pulsos de corta duración y se repiten a intervalos
T_{0}=1/f_{0}, donde fo es la frecuencia de oscilación. El rango
de frecuencias de oscilación que puede obtenerse con el circuito
aquí descrito puede variar entre los límites comprendidos en la
banda de 3 kHz - 300 GHz (radiofrecuencia) Preferentemente, este
rango varía en la banda comprendida entre los 300 MHz y los 30
GHz.
Para una mejor descripción del circuito, el
oscilador se separa en dos subredes, una activa y otra pasiva.
La figura 1A representa una posible
implementación del oscilador propuesto, formado por una subred
activa 100, una subred pasiva 110 y una red de polarización 120. La
subred activa 100 a su vez comprende uno o más dispositivos activos
101 y una línea de transmisión no lineal NLTL 102. El diseño está
basado en una topología realimentada, donde la subred pasiva 110 es
la red de realimentación. Nótese, en comparación con el circuito
propuesto por Ricketts et al y mencionado en el apartado de estado
de la técnica, que la línea de transmisión no lineal NLTL de aquel
circuito es una parte explícita e integrante de la red de
realimentación del oscilador, mientras que en este caso, la línea de
transmisión no lineal 102 no forma parte de la red de realimentación
110 (subred pasiva). El extremo de la línea de transmisión no lineal
102 que no va unido al elemento o elementos activos 101 se conecta a
la salida del oscilador, como muestra la figura 1A.
La figura 1B representa una variante del
oscilador propuesto, formado por una subred activa 150, una subred
pasiva 160 y una red de polarización 170. La subred activa 150 a su
vez comprende uno o más dispositivos activos 151. En una posible
realización, la subred activa 150 comprende también una línea de
transmisión no lineal NLTL 152. Alternativamente, esta línea de
transmisión no lineal NLTL 152 queda fuera de la subred activa 150.
La figura 1B recoge ambas posibilidades expresadas con sendas líneas
punteadas. La subred pasiva 160 es la red de realimentación del
oscilador. Al igual que en la implementación de la figura 1A, la
línea de transmisión no lineal 152 no forma parte de la red de
realimentación 160 (subred pasiva). El extremo de la línea de
transmisión no lineal 152 que no va unido al dispositivo o
dispositivos activos 151 se conecta a la salida del oscilador, como
muestra la figura 1B.
La figura 2 muestra una posible implementación
de la línea de transmisión no lineal (NLTL) de los circuitos de las
figuras 1A y 1B, implementada con bobinas discretas y varactores con
capacidad no lineal C(V). Cada par
L-C(V) es conocido como celda
varactor-bobina. Esta implementación de la NLTL no
debe considerarse limitativa, sino meramente ilustrativa.
Alternativamente, pueden usarse otras formas de implementación de la
NLTL.
La figura 3 es similar a la figura 1B. La figura
3 muestra además la impedancia a la salida de la subred pasiva 360
Y_{pas} y la impedancia a la entrada de la subred activa 350
Y_{act}. Además, el esquema de la figura 3 corresponde al caso
particular de la figura 1B en que la línea de transmisión no lineal
352 no forma parte de la subred activa 350. Por tanto, la subred
activa 350 es también el dispositivo o dispositivos activos 351.
En cualquiera de las realizaciones
representadas, el dispositivo activo 101 151 351 se implementa
mediante uno o más transistores. En todas las posibles
implementaciones, las condiciones de arranque de la oscilación se
imponen en un puerto del transistor diferente del puerto al que se
conecta la NLTL, de forma que se aumenta la flexibilidad en el
diseño de la NLTL. Además, se impone que las condiciones de arranque
se cumplan sólo a la frecuencia de oscilación deseada.
Preferentemente, se usa una sección NLTL corta,
con un número pequeño de celdas varactor-bobina y se
optimiza la terminación reactiva para reducir el ciclo de trabajo.
El número de celdas está determinado generalmente por el retardo
equivalente que produce cada una de ellas y de la relación del
retardo total con la frecuencia a la que se desea que el circuito
genere los pulsos y depende tanto del valor L como del valor
efectivo de C. En este caso, el tamaño de la NLTL queda reducido al
número de celdas que produzcan un retardo total aproximado al
período de oscilación deseado T_{0}. Así, se minimiza el problema
de posible coexistencia de otros modos de oscilación. Otros
trabajos, como el de Ricketts, utilizan NLTLs de longitudes que
sobrepasan muchas veces el valor de T_{0}, eso produce que sea
posible la aparición de otros modos de operación a frecuencias
distintas del objetivo de diseño. Por ese motivo el oscilador de
Ricketts requiere de un amplificador adaptativo para intentar
eliminar esos otros modos.
La subred activa 100 150 350 comprende un
dispositivo de tres puertas (transistor), adecuadamente polarizado
mediante la correspondiente red de polarización 120 170 370 para
operar en la zona lineal de sus curvas características. Dependiendo
de las características del oscilador y de las especificaciones de
diseño, es posible utilizar dos o más transistores en la subred
activa (p. ej. osciladores en anillo, osciladores diferenciales,
etc.). Dado que los dispositivos de tres puertas se fabrican en
distintas tecnologías (SiGe, AsGa, CMOS, etc.) también es posible
elegir un punto de operación distinto al de la zona lineal (corte,
saturación, pinch-off, etc.).
La subred pasiva 110 160 360 del oscilador está
formada por aquellos componentes discretos (resistencias, bobinas,
capacidades, etc.) y distribuidos (líneas de transmisión) que no
están incluidos en la subred activa. En esta subred 110 160 360,
están incluidos todos los elementos que constituyen la red de
realimentación del oscilador y que son necesarios para asegurar el
arranque de la oscilación en condiciones de pequeña señal y la
oscilación estable en régimen permanente.
La red de realimentación del oscilador puede
considerarse en serie o paralelo. Un ejemplo de red de
realimentación en serie es la representada en la figura 1A (110),
mientras que un ejemplo de red de realimentación en paralelo es la
representada en la figura 1B (160). En la realimentación en serie,
no existe conexión evidente entre los tres terminales del
transistor, mientras que en la realimentación en paralelo, los
elementos discretos o distribuidos de la subred pasiva interconectan
dichos terminales de manera explícita. Estas dos configuraciones de
la red de realimentación, están descritas en la literatura y los
valores de los componentes que la conforman deben elegirse de tal
manera que se asegure la oscilación a la frecuencia deseada, siendo
muy común el uso de distintos tipos de circuitos resonantes en torno
a dicha frecuencia. La configuración concreta de red de
realimentación 110 160 360 que se elija queda fuera del alcance de
la invención.
Anteriormente se ha mencionado la red de
polarización 120 170 370 del o de los dispositivos activos o subred
activa. Esta red se diseña para proporcionar a la subred activa 100
150 350 la alimentación eléctrica adecuada (voltaje y corriente)
para que el punto de operación del transistor o transistores sea el
adecuado. Salvo que se utilice alguna topología diferencial (modo de
rechazo común), la red de polarización debe estar adecuadamente
diseñada para presentar el máximo aislamiento entre la oscilación
periódica, y sus respectivos armónicos, y la corriente continua. En
el caso de utilizar elementos discretos, es común utilizar elementos
inductivos que presenten una impedancia muy alta a la frecuencia de
la señal periódica (DC feeds) en combinación con capacitores que
presenten una impedancia baja a la misma frecuencia. Si la red de
polarización se diseña con líneas de transmisión microstrip, pueden
utilizarse líneas de cuarto de onda en combinación con secciones
radiales o rectangulares que resuenen a la frecuencia de oscilación.
La configuración concreta de red de polarización 100 150350 que se
elija queda fuera del alcance de la invención.
Para obtener la forma de onda pulsada a la
salida del oscilador, se utiliza una línea de transmisión no lineal
NLTL. A diferencia del oscilador descrito por Ricketts et al., la
línea de transmisión no lineal 102 152 352 del presente oscilador no
forma parte de la red de realimentación o subred pasiva. Por el
contrario, el extremo de la línea de transmisión no lineal en el
oscilador aquí descrito que no va unido al transistor forma la
salida del oscilador, como muestran las figuras 1A, 1B y 3.
Como se ha indicado en el apartado relativo al
estado de la técnica, en el caso de circuitos eléctricos, como es el
caso del presente oscilador, la línea de transmisión no lineal está
generalmente formada por una conexión en serie de elementos
inductivos (bobinas, líneas de transmisión, etc.) con una
inductancia equivalente L, periódicamente cargadas con capacidades
no lineales (p. ej. varactores) con capacidad dependiente del
voltaje entre sus terminales C(V). En una línea sin pérdidas,
si los valores de los elementos L-C(V) de la
NLTL se eligen adecuadamente, de manera que la no linealidad se
compensa con la dispersión de la línea de transmisión, una familia
de pulsos con características similares, llamados solitones, pueden
viajar por la línea de transmisión sin alterar su forma ni amplitud.
Esta familia de pulsos, corresponde a las soluciones de la ecuación
de Korteweg-de Vries (KdV). En la práctica, los
componentes inductivos y capacitivos de la NLTL tienen asociado
algún tipo de elemento resistivo, lo que se traduce en la atenuación
paulatina del pulso a medida que viaja por la NLTL. Como se ha dicho
ya, el número de celdas está determinado generalmente por el retardo
equivalente que produce cada una de ellas y de la relación del
retardo total con la frecuencia a la que se desea que el circuito
genere los pulsos y depende tanto del valor L como del valor
efectivo de C.
Para facilitar la extracción y utilización
directa de la señal pulsada del oscilador, la impedancia
característica de la NLTL Z_{c} = \sqrt{L/C_{o}}, donde
C_{o}=C(0), se fija en un valor lo suficientemente bajo
para poder conectar el extremo final de la NLTL (salida del
oscilador) sobre una carga de valor Z_{c} << Z_{L}. Los
valores elegidos de L y C también se eligen teniendo en cuenta que
para valores de la frecuencia de Bragg f_{B} muy altos, se
necesita un número mayor de celdas
L-C para conformar el pulso.
L-C para conformar el pulso.
\newpage
Una vez definidos los valores de la NLTL 102 152
352, se calculan los valores de los componentes de red de la
realimentación 110 160 360, de manera que la parte real de la
admitancia presentada por la subred activa 101 151 351, conectada a
la NLTL 102 152 352, sea menor que cero a la frecuencia de
oscilación f_{0}. Es decir:
Para esto, se realiza un proceso de ajuste de
los valores de la red de realimentación 110 160 360 del transistor
(dispositivo activo 101 151 351), a la vez que la NLTL 102 152 352
está conectada en el puerto del cual se va a extraer la señal
pulsada y cargada en el otro extremo por una carga reactiva ideal.
Durante este proceso de ajuste de valores, se debe asegurar que para
todas las terminaciones reactivas posibles, la impedancia de la
subred activa es negativa a la frecuencia de oscilación f_{0}.
Cumplida la condición Re(Y_{act}) < 0, se calculan los
componentes restantes de la subred pasiva de manera que se cumplan
las condiciones de arranque de la oscilación a f_{0} en régimen de
pequeña señal. Es decir:
Para obtener la forma de onda deseada, se
necesita que la amplitud a la entrada de la NLTL 102 152 352 sea lo
suficientemente grande. Este requisito se cumple por la propia
oscilación del circuito, que en cambio sí depende de los parámetros
de la NLTL. Calculada la forma de onda estacionaria de la
oscilación, se recalcula el valor de la carga reactiva de la NLTL
para reducir la duración de los pulsos, manteniendo la frecuencia de
oscilación en el valor f_{0}. Este proceso se lleva a cabo
utilizando un generador auxiliar hasta que se obtiene el valor de
duración de pulso deseado. La duración mínima de pulso que puede
obtenerse está determinada por el parámetro T_{FWHM}, que se
calcula como
T_{FWHM} =1/(2f_{B}). Al haber diseñado la NLTL teniendo en cuenta que Z_{c} es significativamente menor que Z_{L}, la conexión de la carga terminal, no afecta a la oscilación ni a la duración del pulso. En caso de ser necesario, es posible utilizar un transformador de impedancia para conectar cargas de un valor Z_{L} particular.
T_{FWHM} =1/(2f_{B}). Al haber diseñado la NLTL teniendo en cuenta que Z_{c} es significativamente menor que Z_{L}, la conexión de la carga terminal, no afecta a la oscilación ni a la duración del pulso. En caso de ser necesario, es posible utilizar un transformador de impedancia para conectar cargas de un valor Z_{L} particular.
La figura 4 muestra un ejemplo de circuito
oscilador a 1.2 GHz (f_{0}) de acuerdo con la descripción
anterior. En este caso, el dispositivo activo es un transistor
bipolar Q_{1} polarizado en la zona lineal de sus curvas
características. Las tensiones de polarización V_{cc} y V_{bb}
se aplican a colector y base mediante las resistencias R_{a} y
R_{b}, respectivamente. La polarización también puede realizarse
con una sola tensión de corriente continua si las resistencias
R_{a} y R_{b} se reemplazan por un divisor resistivo
equivalente. Las bobinas L_{b} están calculadas para ofrecer el
suficiente aislamiento entre la polarización y la oscilación.
En este caso, la línea de transmisión no lineal
NLTL 452 se ha conectado al terminal de colector 451c y se encuentra
aislada de la red de polarización 470 mediante las capacidades
C_{b}. A pesar de no estar representada, la NLTL 452 también
incluye una red de polarización para ajustar el valor de capacidad
que presentan los varactores que la conforman. Los valores de las
bobinas L y de capacidad C_{j0} de los varactores, se ha calculado
para que la frecuencia de Bragg se encuentre entorno a los 11 GHz y
la impedancia característica de la NLTL 452 sea aproximadamente 10
Ohm. La subred activa, formada por el transistor, la carga Z_{e},
la bobina L_{2} y la NLTL 452, (nótese que en este ejemplo la
línea de transmisión no lineal NLTL sí forma parte de la subred
activa) presenta parte real negativa de la admitancia de entrada a
la frecuencia de oscilación, tal y como se describió anteriormente.
El circuito LC paralelo (Cp y Lp) conectado en el terminal de base
451b del transistor, se ha calculado de manera que se cumplan las
condiciones de arranque de oscilación.
Una vez obtenida la oscilación de estado
estacionario, se ha optimizado el valor de la carga reactiva
conectada en el otro extremo de la NLTL 452, determinándose que el
valor óptimo en este caso es de 2 L. Después de este proceso de
optimización, se obtiene una reducción en la duración del pulso,
resultando un ciclo de trabajo de alrededor del 5%. Finalmente, se
completa el diseño conectando al extremo de la NLTL una carga de 50
Ohm. Al ser este valor superior a la impedancia característica de la
línea, no afecta al ciclo de trabajo, ni a la amplitud de la
oscilación.
La forma de onda a la salida del oscilador se
presenta en la figura 5. La duración del pulso, definida en función
del T_{FWHM} es de 43.85 ps, resultando un ciclo de trabajo en
torno al 5%. Este valor se aproxima a la mínima duración de pulso
definida anteriormente T_{FWHM} =1/(2f_{B}).
Como puede observarse, las condiciones de inicio
de oscilación se imponen en un puerto del transistor diferente del
puerto al que se conecta la NLTL, de forma que se aumenta la
flexibilidad en el diseño de la NLTL. Como se usa una sección NLTL
corta, con un número pequeño de celdas
varactor-bobina, se optimiza la terminación reactiva
para reducir el ciclo de trabajo. Al utilizar un número de celdas de
retardo total aproximadamente igual al período de la oscilación, se
evita que sea posible la propagación de otros modos de oscilación.
Por lo tanto, no se necesita un amplificador de ganancia dependiente
de la polarización, como en el trabajo de Ricketts, porque no
existen otros modos de operación a frecuencia distinta de fo.
Además, la señal pulsada ofrecida por el oscilador, puede utilizarse
directamente sin necesidad de etapas de amplificación ni adaptación
de impedancia. El problema de posible coexistencia de otros modos de
oscilación se minimiza ya que desde la primera etapa de diseño se
impone que las condiciones de arranque se cumplan sólo a la
frecuencia de oscilación deseada. Además, el oscilador propuesto
permite obtener una forma de onda pulsada con un ciclo de trabajo
del 5% a 1.2 GHz.
El oscilador propuesto puede implementarse en
tecnología híbrida o monolítica. El oscilador del ejemplo se ha
construido con tecnología híbrida, utilizando un transistor NPN de
silicio (BFP405-Infineon), montado sobre substrato
de fibra de vidrio CuClad^{TM} (\varepsilon_{r}=2.17, h=0.8 mm),
utilizando técnicas mecánicas, en lugar de un proceso químico, para
incrementar la precisión de las dimensiones físicas de las líneas de
transmisión. Se han utilizado varactores Schottky e inductores
discretos para la implementación de la NLTL.
La invención puede aplicarse, por ejemplo, a
reflectometría en el dominio temporal, muestreo a alta velocidad o
en aplicaciones radar de banda ultra ancha
(ultrawideband).
Claims (9)
1. Un oscilador eléctrico no lineal para generar
pulsos que comprende:
- al menos un dispositivo activo (101, 151,
Q_{1});
- una red de polarización (120, 170, 470) para
polarizar y alimentar a dicho dispositivo activo (101, 151,
Q_{1});
- una red de realimentación (110, 160, 460)
conectada a al menos un puerto (451b, 45le) de dicho dispositivo
activo (101, 151, Q_{1});
- una línea de transmisión no lineal (102, 152,
452);
caracterizado por que dicha línea de
transmisión no lineal (102, 152, 452) tiene un primer extremo
conectado a un puerto (451c) de dicho dispositivo activo (101, 151,
Q_{1}) diferente del al menos un puerto (451b, 45le) al que se
conecta la red de realimentación (110, 160, 460), siendo el extremo
opuesto de dicha línea de transmisión no lineal (102, 152, 452) la
salida del oscilador, estando el oscilador configurado para propagar
a lo largo de dicha línea de transmisión no lineal (102, 152, 452)
una forma de onda pulsada.
\vskip1.000000\baselineskip
2. El oscilador de la reivindicación 1, donde
dicho al menos un dispositivo activo (101, 151, Q_{1}) se
implementa mediante uno o más transistores.
3. El oscilador de cualquiera de las
reivindicaciones anteriores, donde dicha línea de transmisión no
lineal (102, 152, 452) comprende una pluralidad de celdas
varactor-bobina.
4. El oscilador de la reivindicación 3, donde
cada pulso de salida tiene una duración mínima (T_{FWHM}) dada por
T_{FWHM} = 1/(2f_{B}), donde f_{B} es la
frecuencia de Bragg de la línea de transmisión no lineal (102, 152,
452) y
f_{B} = 1/(\pi\sqrt(LC_{eff})), donde C_{eff} es la capacitancia del varactor efectiva de cada celda varactor-bobina y L es la inductancia de dicha celda.
f_{B} = 1/(\pi\sqrt(LC_{eff})), donde C_{eff} es la capacitancia del varactor efectiva de cada celda varactor-bobina y L es la inductancia de dicha celda.
5. El oscilador de las reivindicaciones 3 ó 4,
donde el número de celdas varactor bobina de dicha línea de
transmisión no lineal (102, 152, 452) se elige teniendo en cuenta el
retardo equivalente que produce cada una de ellas y de la relación
del retardo total con la frecuencia a la que se desea que el
oscilador genere los pulsos.
6. El oscilador de cualquiera de las
reivindicaciones 3 a 5, donde el número de celdas varactor bobina de
dicha línea de transmisión no lineal (102, 152, 452) es el número de
celdas que producen un retardo total aproximado al período de
oscilación deseado T_{0}, donde T_{0}=1/f_{0}, siendo f_{0}
la frecuencia de oscilación.
7. El oscilador de cualquiera de las
reivindicaciones anteriores, donde el valor de los componentes que
forman la red de realimentación (110, 160, 460) se eligen de forma
que la parte real de la admitancia presentada por el al menos un
dispositivo activo (101, 151, Q_{1}) conectado a la línea de
transmisión no lineal (102, 152, 452) sea menor que cero.
8. El oscilador de cualquiera de las
reivindicaciones anteriores, configurado para proporcionar una señal
pulsada a una frecuencia de microondas.
9. El oscilador de cualquiera de las
reivindicaciones anteriores, configurado para proporcionar una señal
pulsada a una frecuencia que se encuentra en la banda comprendida
entre los 300 MHz y los 30 GHz.
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| ES201000636A ES2374936B2 (es) | 2010-05-14 | 2010-05-14 | Oscilador de forma de onda pulsada. |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| ES201000636A ES2374936B2 (es) | 2010-05-14 | 2010-05-14 | Oscilador de forma de onda pulsada. |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| ES2374936A1 true ES2374936A1 (es) | 2012-02-23 |
| ES2374936B2 ES2374936B2 (es) | 2012-08-31 |
Family
ID=45561335
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| ES201000636A Active ES2374936B2 (es) | 2010-05-14 | 2010-05-14 | Oscilador de forma de onda pulsada. |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| ES (1) | ES2374936B2 (es) |
Citations (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| WO2007030485A2 (en) * | 2005-09-06 | 2007-03-15 | President And Fellows Of Harvard College | Nonlinear pulse oscillator methods and apparatus |
-
2010
- 2010-05-14 ES ES201000636A patent/ES2374936B2/es active Active
Patent Citations (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| WO2007030485A2 (en) * | 2005-09-06 | 2007-03-15 | President And Fellows Of Harvard College | Nonlinear pulse oscillator methods and apparatus |
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| "Applications of Pulsed-Waveform Oscillators in Different Operation Regimes" (Ponton M; Ramirez F; Suarez A; Pascual J P). 01/12/2009. IEEE TRANSACTIONS ON MICROWAVE THEORY AND TECHNIQUES, Vol 57, Nr 12, Pág 3362 - 3372. ISSN 0018-9480 * |
| "Modelling Soliton Pulses in Nonlinear Transmission Lines for Millimeter Wave Generation" (Ferran Martin). 01/10/2000. European Microwave Conference, 2000. 30th, Pág 1-4. * |
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| "Reflection Soliton Oscillator" (Yildirim O O; Ricketts D S; Ham D). 01/10/2009. IEEE TRANSACTIONS ON MICROWAVE THEORY AND TECHNIQUES, Vol 57, Nr 10, Pág 2344 - 2353. ISSN 0018-9480 * |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| ES2374936B2 (es) | 2012-08-31 |
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Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| FG2A | Definitive protection |
Ref document number: 2374936 Country of ref document: ES Kind code of ref document: B2 Effective date: 20120831 |