ES2529669T3 - Aparato electroquirúrgico para suministro de RF y microondas - Google Patents

Abstract

Aparato electroquirúrgico (100) para resección de tejido biológico, comprendiendo el aparato: un generador de señales de radiofrecuencia (RF) (102) para generar radiación RF electromagnética (EM) que tiene una primera frecuencia; un generador de señales de microondas (104) para generar radiación microondas EM que tiene una segunda frecuencia que es mayor que la primera frecuencia; una sonda (118) dispuesta para suministrar la radiación RF EM y la radiación microondas EM por separado o simultáneamente desde un extremo distal de la misma; una estructura de suministro para transportar la radiación RF EM y la radiación microondas EM hasta la sonda, comprendiendo la estructura de suministro un canal de RF para conectar la sonda (118) al generador de señales RF (102), y un canal de microondas para conectar la sonda (118) al generador de señales microondas (104); un detector de señales RF (1006) para muestrear la corriente y el voltaje en el canal de RF y generar a partir de los mismos una señal de detección de RF (SRF) indicativa de la corriente y el voltaje; un detector de señales microondas (1012, 1014) para muestrear potencia directa y reflejada en el canal de microondas y generar a partir de las mismas una señal de detección de microondas (SM1, SM2) indicativa de la potencia de microondas suministrada por la sonda (118); y un controlador (106) en comunicación con el detector de señales RF (1006) y el detector de señales microondas (1012, 1014) para recibir la señal de detección de RF y la señal de detección de microondas, en donde el controlador (106) es operativo para seleccionar un perfil de suministro de energía para la radiación RF EM y la radiación microondas EM, siendo el perfil de suministro de energía para la radiación RF EM para corte de tejido y siendo el perfil de suministro de energía para la radiación microondas EM para hemostasia o sellado o coagulación o ablación de tejido, caracterizado por que: el controlador (106) comprende un microprocesador digital (110) programado para producir una señal de control de RF (CRF) para el generador de señales RF (102) y una señal de control de microondas (CM) para el generador de señales microondas (104), siendo la señal de control de RF y la señal de control de microondas para establecer el perfil de suministro de energía para la radiación RF EM y la radiación microondas EM respectivamente, y el controlador está dispuesto para determinar un estado para la señal de control de RF y la señal de control de microondas basándose en la señal de detección de RF y la señal de detección de microondas recibidas respectivamente.

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DESCRIPCIÓN

Aparato electroquirúrgico para suministro de RF y microondas

Campo técnico

La invención se refiere a un aparato electroquirúrgico en que se usa radiofrecuencia y frecuencia de microondas para tratar un tejido biológico. En particular, la invención se refiere a un aparato quirúrgico capaz de generar energía de radiofrecuencia (RF) para cortar tejido y energía de frecuencia de microondas para hemostasia (es decir, sellar vasos sanguíneos rotos promoviendo la coagulación sanguínea), y/o, junto con un flujo de gas, usar la energía RF y la energía de frecuencia de microondas para pulsar y sostener un plasma, que puede usarse para cortar o esterilizar tejido.

Antecedentes de la invención

La resección quirúrgica es un medio para retirar secciones de órganos altamente vasculares de dentro del cuerpo humano o animal, tal como el hígado o el bazo. Cuando se corta tejido (se divide o transecta) los vasos sanguíneos pequeños llamados arteriolas se dañan o rompen. El sangrado inicial viene seguido por una cascada de coagulación donde la sangre se convierte en un coagulo en un intento por taponar el punto sangrante. Durante una operación, es deseable que un paciente pierda tan poca sangre como sea posible, de modo que se han desarrollado diversos dispositivos en un intento por proporcionar cortes sin sangre.

Por ejemplo, el sistema de bisturí térmico Hemostatix® (http://www.hemostatix.com) combina una cuchilla afilada con un sistema hemostático. La cuchilla está recubierta con un material plástico y conectada a una unidad de calentamiento que controla la temperatura de la cuchilla. La intención es que la cuchilla calentada cauterice el tejido según lo corte.

Otros dispositivos conocidos que cortan y detienen el sangrado al mismo tiempo no usan una cuchilla. Algunos dispositivos usan energía de radiofrecuencia (RF) para cortar y/o coagular tejido. Otros dispositivos, por ejemplo, los bisturís armónicos, usan una punta de vibración rápida para cortar tejido y pueden proporcionar un grado de coagulación.

El método para cortar usando energía RF funciona usando el principio de que una corriente eléctrica pasa a través de una matriz tisular (asistida por los contenidos iónicos de las células), la impedancia al flujo de electrones a través del tejido genera calor. Cuando se aplica una onda sinusoidal pura a la matriz tisular, se genera suficiente calor dentro de las células para vaporizar el contenido de agua del tejido. Por lo tanto existe una abrupta elevación en la presión interna de la célula, que no puede controlarse por la membrana celular, provocando la ruptura celular. Cuando esto sucede sobre un área amplia puede observarse que el tejido se ha transectado.

Aunque el principio anterior trabaja espléndidamente en tejido magro, es poco eficaz en tejido graso porque existen menos constituyentes iónicos para ayudar al paso de electrones. Esto significa que la energía necesaria para vaporizar los contenidos de las células es mucho mayor, ya que el calor latente de vaporización de la grasa es mucho mayor que el del agua.

La coagulación RF funciona aplicando una forma de onda menos eficaz al tejido, por lo cual en lugar de vaporizarse, los contenidos celulares se calientan hasta aproximadamente 65 ºC. Esto seca el tejido por desecación y también desnaturaliza las proteínas en las paredes de los vasos y el colágeno que compone la pared celular. La desnaturalización de las proteínas actúa como estímulo para la cascada de coagulación, de modo que se potencia la coagulación. Al mismo tiempo el colágeno en la pared se desnaturaliza y cambia de una molécula de tipo varilla a un muelle, que causa que el vaso se contraiga y se reduzca en tamaño, dando al coagulo un punto de anclaje, y un área más pequeña que taponar.

Sin embargo, la coagulación RF es menos eficaz cuando está presente tejido graso porque el efecto eléctrico está disminuido. Por tanto puede ser muy difícil sellar sangrados grasos. En lugar de tener márgenes blancos limpios, el tejido tiene un aspecto quemado y ennegrecido. En órganos vasculares tales como el hígado también existe el efecto disipador ya que grandes volúmenes de fluido se están perfundiendo a través del tejido.

En la práctica, un dispositivo RF puede funcionar usando una forma de onda con un factor de cresta medio que está a medio camino entre un resultado de corte y coagulación.

El hígado está altamente vascularizado, y para pacientes con cánceres en otras partes del cuerpo, a menudo se convierte en un sitio de cáncer secundario. Los grandes tumores o áreas afectados por numerosos tumores más pequeños tienen que re-seccionarse para detener la propagación del cáncer en todo el órgano, cuya función ya puede estar comprometida debido a la administración de agentes quimioterapéuticos. Debido a la concentración de vasos sanguíneos en el hígado, la cirugía normalmente está asociada con una pérdida de gran volumen de sangre que requiere transfundir bastas cantidades de sangre. Una vez que comienza el sangrado en el hígado, puede ser

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difícil detenerlo. Un coagulador de haz de argón es un ejemplo de un dispositivo conocido que puede usarse para intentar detener el sangrado -este dispositivo produce coagulación superficial.

El documento WO 2008/044000 describe un aparato de resección quirúrgica adaptado para cortar y sellar simultáneamente tejido altamente vascularizado, tal como el hígado o el bazo. El aparato comprende una fuente de radiación microondas que está acoplada a un instrumento quirúrgico que tiene una antena asociada con una cuchilla para cortar tejido biológico, donde la antena está dispuesta para suministrar de forma controlable energía microondas desde la fuente hasta una región donde la cuchilla corta a través del tejido. La energía microondas puede coagular la sangre para sellar de forma eficaz el flujo de sangre en la región de corte. El documento WO 2008/044000 sugiere el uso de altas frecuencias de microondas (por ejemplo, 10 GHz o superior), que ofrece una ventaja particular sobre el uso de sistemas de frecuencia inferior de microondas y sistemas de radiofrecuencia (RF) conocidos debido a la profundidad limitada de penetración de la energía por radiación y la capacidad de posibilitar que estructuras pequeñas de cuchilla afilada radien energía de forma eficaz en el tejido para sellar el flujo de sangre siendo capaces de producir campos uniformes a lo largo de la longitud de la cuchilla mientras que al mismo tiempo son capaces de cortar a través del tejido para retirar secciones de tejido enfermo o canceroso.

Se ha puesto también atención en la prevención del sangrado por tratamiento anticipado, es decir, tratar el tejido para sellar los vasos sanguíneos antes de la transección. En un dispositivo conocido, se insertan dos líneas de agujas que emiten energía RF en el tejido hepático para realizar un sellado en línea. De forma ideal, la energía RF es suficiente para sellar el tejido a través del espesor completo del hígado. El suministro de sangre al área que se está transeccionando por tanto se corta de forma eficaz. Cuando el tejido se corta posteriormente con una cuchilla, no existe sangrado.

También pueden sellarse vasos de hasta 7 mm de diámetro usando energía RF en un dispositivo que también puede aplicar presión. El vaso se mantiene en un dispositivo de sujeción (por ejemplo, fórceps o similares). La presión ejercida en el vaso causa que los contenidos de las paredes de los vasos se empujen de forma lateral, por lo cual la pared exterior y la pared interior de un lado se aproximan a la pared interior y la pared exterior del otro lado. Aplicando energía RF en este punto se desnaturaliza el colágeno de la matriz de la pared, y se entremezclan antes de bloquearse en el sitio según se deseca completamente el tejido. Cuando se libera la presión, la estenosis recién formada permanece en su sitio, lo que significa que el vaso puede dividirse, cortando a través del vaso en el lado eferente usando una cuchilla afilada o similar. El crecimiento de colágeno nuevo tiene lugar a través de la masa enmarañada, de modo que la estenosis permanece en su sitio.

El documento US 6.582.427 describe un sistema de electrocirugía de acuerdo con el preámbulo de la reivindicación 1 y que está dispuesto para generar tanto energía RF (que tiene normalmente una frecuencia de 1 MHz) como energía microondas (que tiene normalmente una frecuencia de 2,45 GHz) para su funcionamiento en un modo de corte o un modo de coagulación.

El documento EP 2 253 286 describe un sistema de ablación de microondas en que se obtiene una medición de impedancia tisular usando una señal de retroalimentación RF, que se usa para ajustar la salida de un generador de microondas.

El documento US 2010/0286686 describe un aparato de resección quirúrgica que tiene un canal de tratamiento y un canal de medición para transportar energía microondas desde una fuente hasta una antena en un borde de corte de una sonda.

El documento US 2010/0082083 describe un sistema de suministro y medición de energía microondas que tiene un sintonizador para ajustar la impedancia del circuito basándose en un desacoplamiento determinado de impedancia.

Sumario de la invención

De forma muy general, la presente invención propone un sistema de control para un aparato electroquirúrgico en que el perfil de suministro de energía tanto de energía RF como de energía microondas suministrada a una sonda se establece basándose en información de voltaje y corriente muestreados de energía RF transportada hasta la sonda e información muestreada de potencia directa y reflejada para la energía microondas transportada hasta y desde la sonda. En particular, el sistema de control puede derivar (es decir, extraer o determinar de otro modo) a partir de la información de voltaje y corriente muestreados de energía RF, información indicativa de la amplitud del voltaje y la amplitud de la corriente de la energía RF (por ejemplo, valores de pico y promedio). Asimismo, el sistema de control puede derivar (es decir, extraer o determinar de otro modo) a partir de la información de potencia directa y reflejada muestreada de la energía microondas, información indicativa de la amplitud de la energía suministrada. También puede ser posible derivar a partir de la información de voltaje y corriente muestreados de la energía RF, información indicativa de una diferencia de fase entre los componentes de voltaje y corriente de la energía RF. Asimismo, el sistema de control puede derivar a partir de la información de potencia directa y reflejada muestreada de la energía microondas, información indicativa de una diferencia de fase entre ellas.

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En este documento, el perfil de suministro de energía puede indicar la forma de onda en términos de voltaje/corriente y tiempo para la energía RF y el nivel de potencia y el tiempo para la energía microondas. El control del perfil de suministro de energía permite realizar un intervalo de aplicaciones terapéuticas.

De acuerdo con la invención, se proporciona un aparato electroquirúrgico expuesto en la reivindicación 1.

El sistema por tanto puede configurarse para proporcionar control adicional sobre a aparatos electroquirúrgicos capaces de emitir radiación electromagnética de radiofrecuencia para cortar tejido biológico y radiación electromagnética de microondas para hemostasia o sellamiento o coagulación o ablación de tejido.

El controlador puede ser operativo para seleccionar un perfil de suministro de energía basado en la señal de detección de RF y/o señal de detección de microondas recibida, por ejemplo, de manera receptiva a tiempo real, o a partir de la lista de uno o más perfiles predeterminados de suministro de energía asociados con un efecto tisular conocido. Por ejemplo, un perfil de suministro de energía preestablecido para corte de tejidos puede comprender suministrar energía RF EM de onda continua (CW) con una amplitud de pico de 400 V a un nivel de potencia de 30

W. En otro ejemplo, un perfil de suministro de energía preestablecido para coagulación puede comprender suministrar energía EM microondas de onda continua (CW) a un nivel de potencia de 25 W.

Más generalmente, para conseguir el corte de tejido en un entorno seco, puede ser necesario suministrar una forma de onda sinusoide de onda continua de 500 kHz con un voltaje de amplitud máximo de 400 V y un ajuste de potencia de 40 W, mientras que para conseguir corte de tejido en un entorno húmedo, puede ser necesario suministrar una o más descargas de energía de 500 kHz con un voltaje máximo de 4000 V con una potencia máxima de 200 W y un ciclo de trabajo del 10 %, que puede configurarse en forma por lo cual el tiempo de activación es de 10 ms y el tiempo de inactivación es de 90 ms. Este tipo de perfil de suministro de energía pulsado puede asegurar que la energía se pasa al tejido en lugar de causar calentamiento indeseado del fluido adyacente. Para una coagulación eficaz del tejido en tejido seco, puede suministrarse energía microondas CW al tejido a un nivel de potencia RMS de 30 W. Para coagulación en un entorno húmedo, puede pulsarse la energía microondas, por ejemplo, que tiene una potencia máxima de 100 W con un ciclo de trabajo del 30 %.

Otras formas de onda que producen efectos tisulares terapéuticos deseables pueden incluir una combinación de energía RF y microondas suministradas en formatos CW y pulsada similares a los descritos anteriormente. La energía RF y microondas puede suministrarse simultáneamente donde la energía microondas modula la energía RF. Por ejemplo, puede modularse un perfil de RF CW de 500 kHz con un voltaje máximo de 400 V con una señal de microondas de 5,8 GHz CW de 10 W para producir un grado coagulación tisular durante el proceso de resección para reducir el sangrado cuando se está retirando un órgano o una sección de un órgano.

El sistema de control puede comprender un canal de medición exclusivo, para suministrar energía (preferiblemente energía microondas) a un bajo nivel de potencia (por ejemplo, 100 mW o menos). El sistema por tanto puede crear señales de medición disponibles desde un canal que no está suministrando efectos terapéuticos, es decir, la forma de onda o el suministro de energía al tejido puede controlarse basándose en las mediciones de baja potencia hechas usando un canal que no está implicado en el suministro de efectos terapéuticos tisulares. El canal de medición puede usar la misma fuente que el canal de microondas. El sistema puede ser conmutable de modo que se suministre energía microondas a través del canal de medición (en un "modo de medición") o a través del canal de microondas (en un "modo de tratamiento"). Como alternativa, el canal de microondas puede ser conmutable entre un modo de baja potencia (para medición) y un modo de alta potencia (para tratamiento). En esta disposición, no es necesario un canal de medición separado.

En el modo de medición, usando el canal de microondas, puede ser deseable transmitir una señal de baja potencia, por ejemplo, 10 mW (10 dBm) o menos, en un formato de onda continua (CW) y examinar la señal de energía reflejada, a partir de lo cual puede extraerse información de fase y magnitud referente al estado de la corriente del tejido o el tipo de tejido en contacto con la sonda (por ejemplo, mediante un detector de señal de medición de microondas para muestrear potencia directa y reflejada en el canal de medición y generar a partir de lo mismo una señal de detección de microondas indicativa de la magnitud y fase de la potencia de microondas suministrada por la sonda). Esta información de medición puede extraerse al mismo tiempo que se suministra una energía RF de mayor potencia, por ejemplo, a 50 W (47 dBm) o más, al tejido para producir efectos terapéuticos. La información de medición puede usarse para determinar el perfil óptimo de suministro de energía RF a usar, para determinar cuándo es necesario suministrar mayor potencia de energía microondas, por ejemplo, a 40 W (46 dBm), al tejido, por ejemplo para coagular un vaso roto.

El sistema puede configurarse para suministrar energía para cortar y coagular tejido simultáneamente (por ejemplo, un modo mixto o mezclado) o puede manejarse independientemente, mediante lo cual se suministra energía RF y microondas a la sonda bajo control manual del usuario (por ejemplo, basado en el funcionamiento de un conmutador de pedal) o automáticamente basado en la información medida de fase y/o magnitud procedente del canal RF y/o microondas. El sistema puede usarse para realizar ablación y corte tisular. En el caso en que se suministra energía microondas y RF simultáneamente, la energía RF o microondas o ambas que ha regresado a los generadores respectivos puede usarse a alta potencia o baja potencia para controlar el perfil de suministro de energía. En este

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caso, puede ser deseable tomar mediciones durante el tiempo de inactivación cuando se pulsa el formato de suministro de energía.

Una ventaja de hacer mediciones de la energía de retorno a una frecuencia que es significativamente diferente, es decir, en al menos cuatro órdenes de magnitud, respeto a la energía terapéutica, es que se puede bloquear de forma eficaz la entrada de la energía de la fuente que está suministrando los efectos terapéuticos (por ejemplo, usando filtros) en el canal de medición. Por ejemplo, para asegurar que la señal de energía RF de alta potencia no afecte al sistema de medición de microondas de baja potencia, se incluye un filtro de paso alto o un filtro pasa banda en el sistema y se localiza en la entrada al canal de medición. Este filtro permitirá que la señal de microondas de baja potencia se transmita al tejido y que la señal de microondas reflejada se reciba en el detector, pero bloqueará la señal RF de alta potencia. Es deseable que el filtro tenga un reductor, es decir, 60 dB a 80 dB por decenio o más, para asegurar que la mayor parte posible de energía RF se rechace.

El canal de medición puede comprender un transceptor de baja potencia separado (o un transmisor de baja potencia y un receptor heterodino) para extraer la información de fase y/o magnitud a partir de la señal de medición. Esta unidad puede conmutarse en el canal de microondas cuando no está en uso la fuente de microondas de alta potencia.

En una realización, la invención puede incluir una red de acoplamiento de radiofrecuencia para promover una transferencia eficaz de radiación electromagnética de radiofrecuencia en el tejido. Por tanto, puede proporcionarse un sistema de suministro de energía en que se usen fuentes de frecuencia fija para crear la energía RF y microondas y en que se emplee un elemento sintonizador variable para acoplar la energía RF al tejido biológico. La información del canal de medición puede usarse para determinar el ajuste de los elementos sintonizadores en el canal de microondas o de RF (cuando se incluye un sintonizador en la disposición particular del sistema electroquirúrgico) para proporcionar acoplamiento dinámico de potencia entre la sonda (sistema de suministro de energía) y el tejido, que asegura una transferencia eficaz y controlable de la energía entre el sistema electroquirúrgico y el tejido biológico.

En un desarrollo adicional, el aparato de acuerdo con la invención también puede poseer la capacidad de pulsar y sostener plasma en un sitio de tratamiento como parte de un paso de retorno preferencial para la radiación electromagnética de radiofrecuencia, es decir, una vez pulsado, la impedancia del plasma es baja y proporciona el paso de retorno preferencial para que fluya la corriente RF. Cuando se usa plasma para cortar tejido, la punta del aplicador está cerca de la superficie del tejido, mientras que cuando se usa energía RF para cortar tejido, el aplicador no está en contacto con el tejido. El plasma producido por el generador descrito en esta invención también puede usarse para coagular y vaporizar tejido, por ejemplo, para realizar una coagulación eficaz de la superficie la distancia entre el extremo distal del aplicador y la superficie del tejido puede ser de 0,5 cm a 1,5 cm. Ser capaces de suministrar una combinación de energía microondas y RF posibilita un alto nivel de control sobre el plasma térmico o no térmico producido en el extremo distal del aplicador.

El sistema puede incluir una estructura de transporte de energía dispuesta para transmitir y recibir señales de microondas y RF para permitir que tanto la energía RF como microondas se transporte a lo largo de un canal único (ensamblaje de cable) hasta un aplicador único (sonda) y permitir que las señales de control en las frecuencias RF y microondas de elección se detecten y pasen al controlador, que forma una parte del sistema electroquirúrgico, para posibilitar que la energía RF y microondas se suministre al tejido biológico de forma eficaz y de un modo controlado.

El extremo distal de la sonda puede comprender una estructura emisora bipolar que comprende un primer conductor separado espacialmente de un segundo conductor, estando el primer y segundo conductor dispuestos para actuar: como electrodos activo y de retorno respectivamente para transportar la radiación RF EM por conducción, y como una antena para radiar la radiación microondas EM. Por tanto, el sistema puede disponerse para proporcionar un paso de retorno local para energía RF, es decir, una ruta de baja impedancia para transportar energía RF entre el primer y segundo conductor, que es parte de la sonda. Por ejemplo, el dieléctrico que separa los conductores puede proporcionar un paso de retorno local, o puede generarse un plasma en las cercanías de los conductores para proporcionar el paso de retorno local. El corte de tejido por RF puede producirse por un material dieléctrico fijado que separa el primer y segundo conductor, donde el grosor del material dieléctrico es pequeño, es decir, menos de 1 mm y la constante dieléctrica es elevada, es decir, mayor que la del aire. Esta disposición puede proporcionar el paso de retorno preferencial necesario para que la corriente fluya. Como se explica en más detalle a continuación, esta disposición también puede llenarse parcialmente con aire o un gas (o una mezcla de gases) y contener conductos de suministro de gas para permitir que entre aire o gas (y posiblemente quedar) en la estructura para posibilitar que se forme plasma no térmico para esterilizar tejido o para que se forme plasma térmico para realizar coagulación/ablación superficial o corte de tejido. Las sondas que son capaces de recibir gas con el propósito de crear un plasma se describen en el documento WO 2009/060213. Como alternativa, los conductos de suministro de gas también pueden usarse para suministrar solución salina (u otro fluido) al sitio de tratamiento.

El sistema puede hacerse funcionar "visualizando" el aplicador de forma diferente dependiendo de si se está suministrando al mismo energía RF o microondas. Por tanto, el canal de RF (y en particular el sintonizador de RF bajo el control del controlador) puede tratar el aplicador como un elemento localizado, por ejemplo, un condensador

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analizado usando teoría de circuitos convencional. En contraste, el canal de microondas puede tratar el aplicador como un elemento distribuidor modelado usando análisis de campos EM y herramientas de simulación de campos apropiadas. Como se analiza a continuación, el canal de microondas puede tener su propio sintonizador (por ejemplo, ajustador de impedancia) o puede estar pre-equilibrado con la impedancia de la antena. El sintonizador de RF puede ser un medio para ajustar el voltaje y corriente que se suministra al tejido para asegurar que suceda un corte eficaz del tejido en un entorno tanto seco como húmedo.

Como se ha mencionado anteriormente, la estructura de suministro puede comprender una red que posibilita que se suministre tanto energía RF como microondas a lo largo de un canal único en el aplicador. En esta situación, el canal de RF y el canal de microondas pueden comprender vías de señalización físicamente separadas del generador de señales RF y el generador de señales microondas respectivamente, estando asilada la vía de señales separada en el canal RF de la radiación EM microondas y estando aislada la vía de señales separada en el canal de microondas de la radiación RF EM. El aislamiento puede proporcionarse por un filtro paso bajo configurado adecuadamente en el canal de RF y un filtro paso alto configurado adecuadamente en el canal de microondas.

Cuando hay canales separados, la estructura de suministro puede incluir un circuito de combinación, por ejemplo, un combinador de señales o unidad duplexora-diplexora, que tiene una primera entrada conectada a la vía de señales separada en el canal de RF, una segunda entrada conectada a la vía de señales separada en el canal de microondas, y una salida conectada a una vía de señales común para transportar la radiación RF EM y la radiación microondas EM por separado o simultáneamente a la sonda a lo largo de un único canal. Por ejemplo, puede usarse un circuito diplexor bidireccional o un circuito duplexor-diplexor. El combinador de señales (por ejemplo, diplexer bidireccional) puede implementarse como un circuito de microbanda abierto. Pueden integrarse un filtro paso bajo y/o un filtro paso alto en el circuito de microbanda para evitar que la radiación microondas EM filtre de la primera entrada y para evitar que la radiación RF EM filtre de la segunda entrada, respectivamente. En una realización, el combinador de señales puede comprender un dispositivo conmutador, por ejemplo, una disposición de conmutador relé o disposición de conmutador coaxial, que conecta el canal de RF o el canal de microondas a la sonda. En esta realización, la radiación RF EM y la radiación microondas EM se mantienen separadas entre sí. El dispositivo conmutador puede disponerse para alternar rápidamente, por lo cual la sonda recibe cortas descargas alternantes de radiación RF EM y radiación microondas EM. Dicha señal puede considerarse cuasi-simultánea.

Con esta disposición, el canal de RF y el canal de microondas pueden compartir una parte común. El combinador de señales puede disponerse para recibir señales a dos frecuencias diferentes (es decir, la energía de frecuencia RF y la energía de frecuencia microondas) y emitirlas (añadidas juntas o por separado) de un único canal de salida (por ejemplo, ensamblaje de cable, tal como un cable coaxial, ensamblaje guiaondas (flexible/enroscado) o par trenzado). El combinador de señales puede funcionar en ambas direcciones, es decir, puede posibilitar que señales directas (desde fuentes de energía RF y microondas) viajen hasta la sonda, y puede permitir que señales que contienen información respecto a la energía reflejada viajen en la dirección inversa con fines de medición de señales y control del sistema, es decir, para discernir información respecto al tejido biológico en contacto con la sección radiante de la antena quirúrgica, o para controlar la dosificación de energía que se está suministrando al tejido biológico, es decir, para dejar un margen seguro. La información puede usarse para iniciar una reducción de potencia, es decir, desde el 100 % hasta el 10 % en una corta duración de tiempo, es decir, 1 ms, para evitar daños indeseados que suceden en el sitio de tratamiento. La información que viaja de vuelta al generador se procesa por el controlador, por ejemplo, para detectar la magnitud (voltaje, corriente, potencia directa o reflejada) y/o fase de la señal reflejada en comparación con la señal que va directa. Esta información puede usarse para controlar el sistema, por ejemplo, para asegurar que la potencia suministrada al tejido es la misma que el nivel de potencia demandado por el usuario y/o para realizar acoplamiento conjugado para asegurar que la potencia disponible en la fuente es la misma que la suministrada a la carga de tejido (menos pérdidas del sistema, es decir, pérdida de inserción del ensamblaje de cable y sonda, etc.).

El aparato puede poseer un sintonizador dinámico de RF que funciona ajustando la reactancia (inductancia y/o capacitancia) de una red sintonizadora de elementos localizados. El propósito del sintonizador de RF es crear una red de equilibrado en que la impedancia global del aparato (observada en el extremo distal de la sonda) es el conjugado complejo de la impedancia tisular. Cuando sucede acoplamiento, la transferencia de potencia al tejido y por tanto la eficacia de la función/acción de corte del tejido, puede maximizarse/optimizarse. El principio de acoplamiento en la invención puede basarse en el acoplamiento de un circuito RLC en serie teórico con un RLC en paralelo teórico en que la reactancia en serie y la reactancia en paralelo pueden ajustarse y en que la resistencia en serie representa una parte real de la impedancia del aparato y la resistencia en paralelo representa la parte real de la impedancia del tejido. Sintonizando la propia reactancia, el aparato puede hacerse funcionar usando una fuente de frecuencia fija, que puede mejorar la estabilidad de la señal y el control global.

El combinador de señales puede permitir que las señales de RF y microondas a frecuencias diferentes (es decir, no contiguas) se transmitan desde un puerto único (acción diplexora) hacia la sonda por separado o simultáneamente. Pueden producirse efectos tisulares preferentes suministrando energía a dos frecuencias diferentes al mismo tiempo, es decir, el campo de una fuente puede añadirse de forma constructiva o destructiva para producir efectos tisulares potenciados. Estos pueden incluir: corte y coagulación simultáneos para contener instantáneamente la hemorragia de vasos sanguíneos rotos durante un procedimiento de resección, o pulsos de alta amplitud (o trenes

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de pulsos) para posibilitar un corte/coagulación eficaz en entornos húmedos, donde formas de onda CW de amplitud inferior pueden causar solamente que suceda calentamiento del fluido.

En un ejemplo, el canal de RF puede comprender una fuente de energía RF acoplada al combinador de señales, que puede incluir un filtro paso bajo para evitar que la energía microondas de alta frecuencia vuelva a la fuente de energía RF de baja frecuencia y un filtro paso alto para evitar que la energía RF de frecuencia inferior vuelva a la fuente de energía microondas de mayor frecuencia, que de lo contrario puede causar daño a los transistores de fase de salida usados en el diseño de fuentes tanto de RF como de microondas.

El dispositivo puede usarse en cirugía general (abierta o laparoscópica) donde la información de voltaje y/o corriente de la fase RF y la información de energía reflejada y/o directa de la fase microondas se usa para controlar los perfiles de suministro de energía producidos por las fases de suministro de energía RF y microondas. Por ejemplo, si la pérdida de retorno medida en el canal de microondas está entre -6 dB y -10 dB (medida usando el transceptor de microondas de baja potencia durante el proceso de corte con RF), el controlador puede reconocer la señal de detección de microondas como indicativa de un sangrado. En respuesta, la fuente de microondas puede activarse y el nivel de energía microondas y/o el ciclo de trabajo aumentarse hasta que se halla contenido el sangrado (como se indica por un cambio en la pérdida de retorno medida a partir de la señal reflejada en el canal de microondas y/o la información de voltaje/corriente de la fase RF). La indicación de la aparición de un sangrado también puede proporcionarse por información de voltaje/corriente (por ejemplo, valores de pico y promedio) medida usando la fase RF durante el proceso de corte. En este caso, una vez medido el cambio en el voltaje/corriente medida que indica un sangrado, la energía RF puede modificar y aumentar la energía microondas hasta que el flujo de sangre se halla contenido satisfactoriamente. Puede ser preferible suministrar energía RF y microondas simultáneamente, donde una fuente de energía está funcionando en modo de medición de baja energía y la otra fuente está causando efectos tisulares terapéuticos así como proporcionando información de medición, para proporcionar más información al controlador para posibilitar que el controlador haga los ajustes necesarios del perfil de suministro de energía. Las mediciones tisulares de baja energía pueden hacerse durante el tiempo OFF cuando una forma de onda pulsada se está suministrando para producir efectos tisulares terapéuticos. Como alternativa, la forma de onda del suministro de energía CW puede interrumpirse mientras se están realizando mediciones del estado tisular.

La invención puede ser particularmente adecuada en procedimientos gastrointestinales (GI), por ejemplo, para eliminar pólipos en el intestino, es decir, para resección submucosa endoscópica. La invención también puede prestarse para procedimientos endoscópicos de precisión, es decir, resección endoscópica de precisión, y puede usarse en procedimientos en las orejas, nariz y garganta y resección hepática.

El detector de señales puede comprender detectores independientes para la radiación RF y microondas EM. Una salida del detector de señales RF solamente puede usarse para controlar la reactancia ajustable del sintonizador de RF. El detector de señales RF puede estar en el canal de RF, y puede estar dispuesto para medir el voltaje y corriente de radiación RF EM en el canal de RF (a partir del cual puede extraerse la señal de detección de RF indicativa de amplitud (por ejemplo, tanto de pico como promedio) y/o la fase y usarse para controlar la fuente de suministro de energía). El detector de señales RF puede estar dispuesto para comunicar información de señales RF que es indicativa del voltaje y corriente de la radiación RF EM y una relación de fase entre el voltaje y la corriente al controlador, estando dispuesto el controlador para variar la reactancia ajustable del sintonizador de RF basándose en esa información de señales RF. La relación entre el voltaje y la corriente puede medirse en términos de diferencia de fase y esta información puede usarse para indicar el momento en que sucede una condición acoplada o se consigue un punto resonante, es decir, cuando la diferencia de fase es 0º el voltaje y la corriente están en fase, lo que implica que la reactancia capacitiva es igual en magnitud, pero opuesta en signo al valor de la reactancia inductiva, es decir, -jωC=+jωL, donde C es capacitancia en Faradios, L es la inductancia en Henrys y ω=2πf, donde f

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es la frecuencia en Hertzios, siendo por tanto la frecuencia resonante f = . En la disposición de

imagen1 2π LC

sintonización descrita aquí, la frecuencia resonante es la frecuencia operativa de elección, es decir, 100 kHz ó 500 kHz, y por tanto los valores de L y C se justan para mantener el punto de resonancia incluso cuando los valores de carga tisular varían durante el proceso de corte de tejido. El controlador puede implementarse usando una solución análoga, en que se introducen señales proporcionales al voltaje y la corriente de la radiación RF EM en un comparador de fase para generar una señal proporcional a la diferencia de fase entre el voltaje y la corriente. El controlador puede comprender un bucle de retroalimentación de autoajuste dispuesto para variar dinámicamente la reactancia ajustable para minimizar la diferencia de fase. Como alternativa, las señales proporcionales al voltaje y la corriente de la radiación RF EM y la señal proporcional a la diferencia de fase entre el voltaje y la corriente pueden condicionarse (por ejemplo, pinzarse, filtrarse y/o rectificarse el voltaje) para que sean adecuada como señales de entrada para un microprocesador o microcontrolador. El controlador por tanto puede comprender un microprocesador dispuesto para recibir la información de señales RF, determinar un ajuste para la reactancia ajustable, y generar y producir una o más señales de control para causar el ajuste.

El detector de señales RF puede estar dispuesto para medir el voltaje y la corriente en el canal de RF en una entrada y/o una salida del sintonizador de RF o en un transformador de salida RF que puede formar una fase de salida de la fuente de energía RF. El voltaje puede medirse usando un divisor de potencia resistivo o reactivo o

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adoptando un devanado (bifurcación) del lado primario o secundario del transformador de salida de RF o incluyendo un devanado separado en el lado primario del transformador. Preferiblemente, el detector de señales RF puede incluir un divisor de potencia que comprende un par de elementos reactivos (por ejemplo, condensadores o bobinas) dispuestos para permitir la medición de información de señales RF que es indicativa del voltaje de la radiación RF EM. Esto tiene la ventaja de ser potencialmente una disposición casi sin pérdidas (aunque por supuesto siempre habrá alguna pérdida debido a la resistencia en serie equivalente (ESR) del condensador, pero esto será insignificante siempre que se use un dieléctrico de baja pérdida).

Además, la reactancia ajustable del sintonizador de RF puede comprender la reactancia total del par de elementos reactivos. En otras palabras, el sintonizador de RF y el detector de señales RF pueden compartir componentes comunes. La reactancia total del par de elementos reactivos puede ser variable para ayudar a la función del sintonizador de RF, mientras que la proporción entre las reactancias del par de elementos reactivos se mantiene para proporcionar la función del divisor de potencia sustancialmente sin pérdidas.

El detector de señales Rf puede incluir un transformador de corriente en el canal de RF para permitir la medición de información de señales RF que es indicativa de la corriente suministrada al tejido. El transformador de corriente (CT) estará en serie con la salida (en el lado primario o secundario del transformador de salida de RF) y puede comprender un núcleo tórico pequeño hecho de polvo de hierro empaquetado o ferrita, una única espira de alambre como el devanado primario del CT, múltiples espiras de alambre como el devanado secundario del CT y un resistor de sobrecarga a través del devanado secundario.

La reactancia ajustable puede incluir una primera reactancia variable conectada en serie al canal de RF y una segunda reactancia variable conectada en paralelo con el canal de RF. La primera reactancia variable puede ser puramente inductiva o capacitiva. La segunda reactancia variable puede ser puramente inductiva o capacitiva. Preferiblemente, la primera reactancia variable es inductiva y la segunda reactancia variable es capacitiva e incorpora el divisor de potencia mencionado anteriormente. La reactancia variable en paralelo puede conectarse antes o después de la reactancia variable en serie. Como alternativa, puede conectarse una reactancia conectada en derivada variable (o fija) antes y después de la reactancia variable en serie (proporciona una disposición de sintonización alternativa o diseño de filtro). Puede conseguirse una capacitancia variable variando la distancia entre las placas de un condensador de placa en paralelo, variando el valor de permitividad relativa (o constante dieléctrica) del material entre las dos placas (por ejemplo, aplicando un campo eléctrico al material), variando el área superficial de las placas, es decir, deslizando una placa móvil sobre una placa fija con aire o un material dieléctrico que separa las placas, creando plasma entre las dos placas y conmutando el plasma activo e inactivo, o por movimiento de las aspas del condensador variable rotatorio.

Puede obtenerse un efecto compuesto usando una lámina de material para separar las dos placas que tiene una constante dieléctrica no uniforme sobre el área de la lámina (o una distribución de constantes dieléctricas sobre el área de la lámina creada fabricando la lámina a partir de secciones individuales de material con diversas constantes dieléctricas) y fijando esta lámina de material a una placa metálica variando al mismo tiempo el área sobre el cual la segunda placa metálica hace contacto con el material dieléctrico/primera placa. Podría obtenerse una variación adicional variando la distancia de separación entre la placa con la lámina de material con constante dieléctrica no uniforme depositado y la lámina que se mueve sobre la primera placa.

Puede conseguirse una inductancia variable moviendo un material magnético con una permeabilidad relativa mayor que la unidad dentro y fuera de un devanado de bobina lineal, variando la permeabilidad relativa de un material contenido dentro de una bobina inductiva de alambre, variando la cantidad de espiras de alambre en una bobina inductiva acortando o conmutando espiras de entrada y salida, variando el área de sección transversal de la bobina,

o abriendo y cerrando los devanados de una bobina lineal, es decir, variando la longitud de la bobina para aumentar

o disminuir la distancia entre devanados adyacentes o espiras de alambre. La ecuación que gobierna el modo en

µ0 µrN 2 A

que varía la inductancia L cuando se cambian los parámetros mencionados anteriormente es L = ,

donde µ0 es la permeabilidad de espacio libre, µr es la permeabilidad relativa, N es la cantidad de espiras de alambre, A es el área de sección transversal (m2) y l es la longitud de la bobina inductiva (m). Puede obtenerse una señal de control para la capacitancia variable o la inductancia variable a partir del bucle de retroalimentación de autoajuste mencionado anteriormente.

Alternativa o adicionalmente, cada una de la primera y segunda reactancia variables puede comprender una pluralidad de elementos reactivos, teniendo cada elemento reactivo una reactancia fija y siendo independientemente conmutable dentro o fuera de la conexión con el canal de RF de acuerdo con una señal de control respectiva del controlador, es decir, pueden usarse conmutadores electrónicamente controlados para cortocircuitar una única espira o múltiples espiras de alambre que forman una bobina inductiva o para cortocircuitar las placas paralelas de grupos de condensadores dispuestos en una configuración en paralelo o en serie. Esta disposición puede ser adecuada para el uso de un controlador digital. Es decir, el controlador puede comprender un microprocesador digital programado para determinar un estado para cada una de las señales de control respectivas basado en la

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información de señales RF desde el detector de señales y devolver las señales de control respectivas correspondientes a esos estados determinados.

Para asegurar que la energía disponible de la fuente de RF se suministra de forma eficaz a la carga tisular, puede conectarse una capacitancia derivada (fija o variable y ajustada manual o automáticamente) a través de la bobina primaria o secundaria del transformador de salida RF para realizar una corrección del factor de potencia, donde la diferencia en fase entre el voltaje y la corriente en la carga se corrige, es decir, se reduce a un valor mínimo (de forma ideal, la forma de onda del voltaje y la corriente deben estar en fase), introduciendo una reactancia para desplazar la fase del voltaje o corriente. La diferencia de fase entre el voltaje y la corriente depende de la carga y así esta puede corregirse dinámicamente variando el valor de capacitancia usando uno de los métodos analizados anteriormente. Preferiblemente, la capacitancia se ajusta de modo que el voltaje y la corriente estén en fase.

El canal de RF puede comprender un generador de señales RF que tenga cualquier disposición adecuada para extraer una señal RF con una frecuencia estable adecuada para cortar tejido. Por ejemplo, el generador de señales RF puede comprender un oscilador (por ejemplo, un oscilador Clapp) para generar oscilaciones de RF estables que se amplifican posteriormente por un amplificador de RF. Para facilitar la amplificación, el oscilador puede disponerse para accionar una unidad conmutadora para generar una señal pulsada de RF estable. El amplificador puede disponerse para amplificar la señal pulsada de RF. El amplificador puede incluir un transformador, donde la unidad de conmutación está dispuesta para conmutar rápidamente ENCENDIDO/APAGADO un voltaje a través de una bobina primaria del transformador. El voltaje conmutado puede representar la señal pulsada de RF. Una bobina secundaria del transformador puede disponerse para extraer una versión amplificada de la señal pulsada de RF. Sin embargo, el transformador no tiene que proporcionar una función de amplificación. Puede proporcionar aislamiento CC entre el generador y el usuario, es decir, formar una barrera de aislamiento galvánico o CC. El amplificador puede incluir (adicional o alternativamente al transformador) una disposición con terminación única o contrafase o semi-puente o puente completo, por ejemplo, implementado usando un amplificador MOSFET, transistores de unión bipolar (BJT), transistores bipolares de puerta aislada (IGBT) o similares.

Si la disposición del oscilador y el amplificador funcionan generando una señal pulsada de RF (por ejemplo, onda cuadrada), el generador de señales preferiblemente incluye un filtro paso bajo para extraer una única salida sinusoide de la señal de onda conmutada o cuadrada en la frecuencia fundamental, es decir, se elimina el armónico, por ejemplo, el 3er, 5º, 7º, etc., para producir una onda cuadrada. La salida sinusoide extraída puede representar la radiación RF EM extraída del generador de señales a la estructura de suministro. En una realización, la radiación RF EM comprende un voltaje pico a pico de 200-400 V suministrado en un formato de onda continua a 500 kHz.

El detector de señales puede comprender un detector de señales microondas reflejadas en el canal de microondas para medir la radiación de microondas EM transportada entre la sonda y el generador de señales microondas, estando dispuesto el detector de señales microondas para comunicar información de señales microondas que sea indicativa de la magnitud y/o fase de la radiación microondas EM reflejada al controlador, estando dispuesto el controlador para variar la reactancia ajustable del sintonizador basándose en esa información de señales microondas. Si el sintonizador no se incluye en el sistema, entonces el voltaje o corriente o lo niveles de energía pueden aumentarse hasta sus valores máximos en los canales de RF y también de microondas, es decir, si la demanda de energía en la punta de la sonda es de 50 W y la energía reflejada (teniendo en cuenta las pérdidas del cable y sonda) es de 30 W, esto implica que la energía en la punta de la sonda es de 20 W, de modo que la potencia en el amplificador tiene que aumentarse en 30 W para producir los deseados 50 W en la punta de la sonda. Si la pérdida de inserción del cable y la sonda es igual a 25 W, esto implica que la energía requerida de la fuente para suministrar 50 W al tejido es 105 W.

Opcionalmente, el canal de microondas puede comprender una porción sintonizable para equilibrar la impedancia de la línea del canal de microondas del aparato con la carga observada en el extremo distal de la sonda. Por consiguiente, el canal de microondas puede comprender un ajustador de impedancia conectado al canal de microondas entre el generador de señales microondas y la sonda, teniendo el ajustador de impedancias una impedancia compleja ajustable que se puede controlar basándose en la fase y/o magnitud detectadas de la radiación microondas reflejada y/o directa. El detector de señales puede comprender adicionalmente un detector de señales microondas directas en el canal de microondas para medir la radiación microondas EM transportada entre el generador de señales microondas y la sonda. Puede usarse una disposición correspondiente a la descrita en el documento WO 2008/044000. Por ejemplo, el ajustador de impedancia puede comprender uno o más chicotes sintonizadores, varactor de energía o diodos PIN o una única microbanda o línea de cinta de longitud variable o chicote sintonizador de línea coaxial que se mueve a lo largo de una microbanda, una línea de cinta o línea coaxial, donde el movimiento a lo largo de la línea y la variación en la longitud del chicote sintonizador es superior a la longitud de onda media a la frecuencia de la radicación microondas EM.

Las mediciones de la información de magnitud y/o fase de la radicación microondas EM directa y reflejada pueden hacerse usando un transceptor de microondas integrado, tal como el MAX2829ETN fabricado por Maxim Integrated Products. Una ventaja de este enfoque es que puede no necesitarse generar independientemente una señal de oscilador local separada para mezclar la frecuencia de la radiación microondas EM detectada. El transceptor integrado también puede usarse para generar la frecuencia fuente para el amplificador de energía microondas, es

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decir, a 5,8 GHz o 14,5 GHz. Puede usarse un transceptor diferente para medir la radiación directa y reflejada o el mismo circuito integrado transceptor puede configurarse para realizar esta función conmutando canales diferentes de entrada y salida. El transceptor de microondas puede disponerse para recibir entradas de uno o más acopladores direccionales dispuestos para acoplar un porcentaje fijo, es decir, 1 % o 10 %, de la radiación microondas EM directa

o reflejada en el canal de microondas y las señales de salida I (en fase) y Q (fase en cuadratura) representativas de la información de magnitud y fase de la radiación microondas EM reflejada y/o directa a una frecuencia suficientemente baja, es decir, 10 MHz, que puede usarse por un conversor análogo a digital convencional que forma parte de una unidad DSP o un microcontrolador convencional, que a su vez son representativas del estado del tejido biológico en contacto con el extremo distal de la sonda. El ajustador de impedancias puede controlarse por el controlador basándose en las señales de salida I y Q. El ajustador de impedancias puede ser un sintonizador guiaondas que contiene uno o más chicotes o varillas sintonizadoras mecánicas que pueden estar hechas de un material metálico o dieléctrico. Estas varillas se mueven dentro y fuera de una cavidad guiaondas para equilibrar la impedancia del tejido biológico con la impedancia del aplicador radiante (o antena).

La primera frecuencia puede ser una frecuencia fija estable en el intervalo de 10 kHz a 300 MHz y la segunda frecuencia puede ser una frecuencia fija estable en el intervalo de 300 MHz a 100 GHz. Esta primera frecuencia debe ser suficientemente alta para evitar que la energía cause estimulación nerviosa y suficientemente baja para evitar que la energía cause blanqueamiento tisular o borde térmico o daño térmico innecesario a la estructura tisular. Frecuencias puntuales preferidas para la primera frecuencia incluyen una cualquiera o más de: 100 kHz, 250 kHz, 500 kHz, 1 MHz, 5 MHz. Frecuencias puntuales preferidas para la segunda frecuencia incluyen 915 MHz, 2,45 GHz,

5.8 GHz, 14,5 GHz, 24 GHz.

Como se ha mencionado anteriormente, cuando puede suministrarse radiación RF EM y radiación microondas EM a la sonda simultáneamente, pueden usarse de un modo complementario para crear un plasma que puede ayudar con la función de corte y/o la función de sellamiento y/o la función de esterilización del aparato. En particular, el canal de RF puede configurarse para generar un campo EM de alto voltaje en el extremo distal de la sonda que es adecuado para pulsar un plasma, que puede sostenerse posteriormente por la radiación microondas EM. La distancia entre las dos placas (y los dos conductores dispuestos coaxialmente en un aplicador de base coaxial) puede ser tal que el campo eléctrico (V/m) establecido entre las dos placas (u otra disposición de conductores) por los campos microondas es suficientemente alta para pulsar y mantener el plasma. Proporcionando un flujo controlado de gas (por ejemplo, aire o un gas inerte, tal como argón) en esta región, puede pulsarse y sostenerse un plasma controlable. El plasma generado para proporcionar un paso de retorno local para corrientes RF puede ser plasma térmico o no térmico.

Por consiguiente, el aparato puede comprender un suministro de gas conectado para suministrar un flujo de gas al extremo distal de la sonda, donde, si el flujo de gas está presente, la radiación RF EM se ajusta para pulsar un plasma de gas conductor entre el primer y segundo conductor en el extremo distal de la sonda y la radiación microondas EM se dispone para sostener el plasma de gas. En ciertos casos, puede ser necesario solamente el campo RF o microondas.

Generar de forma local un plasma de un modo controlado entre el primer y segundo conductor de la sonda ofrece ventajas en térmicos de fiabilidad y control de la distribución de energía RF, es decir, en sistemas convencionales a menudo se usa solución salina para crear el paso de retorno o el paso de conducción entre los electrodos activo y de retorno en una disposición bipolar. Esto puede ser poco fiable, sucio y a menudo impracticable para implementarlo.

La sonda usada con el sistema de la invención comprende una antena bipolar en lugar de una disposición monopolar. Los sistemas RF monopolares son indeseables por las siguientes razones:

-

el paciente forma parte del paso de retorno, que puede conducir a quemaduras o daños en tejido sano en sitios

diferentes al sitio de tratamiento,

-

los voltajes necesarios son mayores que los necesarios usando un aparato bipolar, es decir, un pico de 4 kV en

comparación con un pico de 400 V,

-

la almohadilla o placa externa necesaria con un sistema monopolar puede desconectarse del paciente y de ese

modo interrumpirse o detenerse completamente el suministro de energía al tejido, y

-

cuando el tejido llega a estar quemado, la corriente deja de fluir a través del tejido y de ese modo cesa el corte o

ablación

o coagulación o desecación. El funcionamiento monopolar es particularmente indeseable en

procedimientos gastrointestinales debido a la necesidad de pasar a través de la pared intestinal de la corriente

RF, lo que puede causar perforación. También la incapacidad de controlar el suministro de energía a estructuras

de pared delgada sensibles, tales como el intestino, es muy indeseable. El paso de retorno de plasma auto

contenido de la invención ofrece un beneficio significativo cuando el dispositivo se usa en regiones del cuerpo

que son de difícil acceso.

La estructura de emisión bipolar de la sonda puede comprender una estructura de antena en que el gas está conducido desde una salida en el extremo distal de la sonda o la estructura puede contener dos conductos conectados al mismo extremo en que la energía microondas/RF entra en la estructura, es decir, el extremo proximal.

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En esta disposición el conducto y la salida de gas pueden integrarse en la estructura de sonda. En la disposición cerrada o sellada, puede usarse un primer conducto para suministrar el gas a la estructura y usarse un segundo conducto para la extracción y reciclado, es decir, el gas también puede hacerse circular alrededor de la circunferencia de la sonda o entre los conductores y devolverse al segundo acceso de entrada, es decir, el gas se hace circular en un sistema cerrado. La presión de gas y/o la configuración de salida pueden disponerse para crear una línea de plasma a lo largo de un borde de la sonda en el borde distal de la sonda. La sonda puede encerrar de forma parcial o completa el plasma, que puede asegurar que se sostenga en todos los entornos tisulares. Cuando el plasma está expuesto de forma parcial o completa a tejido biológico, puede ayudar a la acción de corte o puede usarse para realizar coagulación superficial (si es un plasma térmico) o esterilizar el tejido (si es un plasma no térmico), por tanto la sonda podría usarse en tres modos de funcionamiento, concretamente: para cortar tejido, para coagular o extirpar tejido y para esterilizar tejido. El dispositivo también puede usarse para causar contracción de las paredes de los vasos.

En una realización, la estructura de emisión bipolar puede comprender un bloque plano de material dieléctrico (por ejemplo, cerámica o cuarzo), proporcionándose la primera y segunda capa conductora en superficies opuestas del bloque plano. Esta estructura puede presentar un único borde en el extremo distal de la sonda que comprende un par de líneas conductoras separadas por un material dieléctrico. Este borde puede representar el borde "de corte" del instrumento. El borde puede ser romo, por ejemplo, redondeado, para evitar el rebanado físico accidental o indeseado de tejido.

Puede usarse plasma de gas conductor para abordar problemas asociados con sistemas electroquirúrgicos RF monopolares convencionales, donde el cuerpo del paciente forma una parte del circuito y las corrientes (desplazamiento) pasan a través del cuerpo. Para que esto funcione, el paciente debe estar fijado a una toma de tierra o retorno, por ejemplo, mediante una almohadilla que puede fijarse al paciente o mediante una lámina conductora que sobre la que el paciente puede descansar. Estos sistemas convencionales pueden causar quemaduras locales si el paciente está solamente parcialmente conectado o el acoplamiento al tejido de la energía RF es ineficaz.

La capacidad del sistema de esterilizar puede ser particularmente útil cuando la estructura se inserta mediante un orificio natural, es decir, la boca, uretra, ano (que puede contener bacterias) después a través de una incisión interna en el estómago, vagina, vejiga o colon (que también puede contener bacterias) -esta técnica quirúrgica es conocida como Cirugía Endoscópica Transluminal de Orificio Natural (NOTES). Estas estructuras también pueden ser útiles para su uso en Microcirugía Endoscópica Transanal (TEMS), que es un método relativamente indoloro para eliminar crecimientos rectales anormales. Este tratamiento no requiere hacer incisiones y es adecuado para el tratamiento de ciertos cánceres rectales en fase temprana o pólipos rectales benignos. Estas estructuras también pueden ser útiles para realizar cirugía laparoscópica de acceso único, que es cirugía realizada a través de un único acceso o incisión hecha en el ombligo del paciente y es una forma de cirugía laparoscópica mínimamente invasiva, pero donde solamente se hace una incisión.

La descarga de ionización entre el primer y segundo conductor causada por el campo RF o microondas en combinación con un gas inerte (o aire) puede ser suficiente para producir el efecto de esterilización tisular necesario. El plasma generado por RF o microondas en solitario puede ser suficiente para producir el efecto de corte del tejido.

La presente invención por tanto puede permitir el uso de una combinación de energía RF, energía microondas y gas (o aire) para crear el plasma no térmico, plasma térmico, corte de tejido por RF, coagulación tisular, ablación tisular, esterilización tisular, o coagulación superficial.

En un aspecto de la invención, el aparato puede usarse para cortar a través de vasos sanguíneos. En este aspecto, la combinación de la energía microondas y RF suministrada desde un instrumento común se usa para aplicar energía microondas antes de la energía RF para coagular la sangre en el vaso de modo que se selle de forma eficaz antes de aplicar la energía de corte por RF. En este aspecto, la energía microondas y RF pueden suministrarse desde la sonda al tejido de tal modo que la energía microondas (por ejemplo, para coagulación) penetre inicialmente (es decir, sea eficaz en conseguir la coagulación o separación del tejido) hasta una profundidad de 2x, después de lo cual la energía RF (por ejemplo, para corte) penetra (es decir, es eficaz en conseguir la separación del tejido) hasta una profundidad de x. Puede ser preferible generar perfiles de energía microondas y RF simultáneamente para asegurar que se consiga el efecto de sellado de la forma más eficaz, es decir, mantener el efecto de sellado por microondas mientras tiene lugar el corte por RF. Puede ser necesario pinzar y mantener el vaso durante el procedimiento.

Esta técnica puede usarse con una sonda que tiene un único borde radiante (que comprende la estructura emisora bipolar), que puede usarse por ejemplo en un dispositivo abierto o en ojo de cerradura (laparoscópico) para cortar a través de tejido altamente vascularizado. Usando estos modos en combinación (por ejemplo, en serie o simultáneamente) se puede asegurar un margen de seguridad para el corte sin sangre. Debe formarse un tapón en el extremo del vaso que crea una estructura para asegurar que el vaso esté permanentemente sellado. Como alternativa, el primer y segundo conductores pueden proporcionarse en superficies opuestas de una sonda tipo pinza.

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En resumen, el aparato descrito en este documento puede proporcionar una o más de las siguientes funciones y ventajas:

-

radiación de energía microondas controlada y focalizada para una coagulación eficaz (para tratar de forma

eficiente y eficaz vasos sanguíneos grandes y tejido graso);

-

conducción de energía RF controlada y focalizada para cortar tejido de forma eficaz sin el uso de una cuchilla

afilada (produce márgenes térmicos similares a los producidos por una cuchilla quirúrgica);

-

una configuración de sintonización dinámica para fuente de energía microondas y/o RF para posibilitar que la

energía se enfoque en el tejido biológico, incluso cuando existe un cambio dramático en la impedancia tisular

(posibilita la transferencia eficaz de energía, el funcionamiento eficaz del dispositivo y la cuantificación eficaz de

los efectos tisulares finales debido al conocimiento exacto de la dosificación de energía suministrada al tejido);

-

una infraestructura de componentes dispuestos para transportar energía microondas y RF bajo una estructura de

cable único en direcciones tanto directa como inversa para posibilitar un suministro eficaz de energía para el

modo de tratamiento y el modo de medición de señales para un control preciso del sistema;

-

una estructura aplicadora (es decir, sonda) que posibilita que la energía microondas y RF se combinen y

suministren en el elementos radiantes/conductores contenidos en el extremos distal de la sonda (elementos

localizados para energía RF y elementos distribuidos para energía microondas), que están en contacto con el

tejido diana y posibilitan que la energía RF y/o microondas se acople de forma eficaz al tejido;

-

introducción de gas en la sonda para promover la generación de plasma que puede usarse para proporcionar un

paso de retorno local para la corriente RF y/o producir plasma no térmico para esterilizar tejido y/o producir

plasma térmico para cortar tejido y/o coagular la superficie del tejido.

Además del uso en vasos sanguíneos analizado anteriormente, la invención también puede usarse para sellar frente al flujo de aire, por ejemplo, en vasos en los pulmones, donde puede ser deseable sellar bolsas de aire.

Las etapas de funcionamiento del sistema analizado anteriormente pueden incluir:

-introducir energía RF para pulsar un plasma no térmico o térmico (preferiblemente no térmico); -introducir energía microondas para sostener el plasma (en la práctica, el campo microondas y el campo RF

pueden aplicarse simultáneamente en forma de un pulso, donde el borde principal del pulso microondas activa

un pulso RF de voltaje elevado más corto para pulsar el plasma, es decir, pulso de 2 kV durante 100 µs dentro de

la ventana de un pulso de microondas de 30 W durante 100 ms; -eliminar la energía RF (por ejemplo, desactivando el canal RF) mientras el plasma en la sonda se estabiliza para

establecer un paso de baja impedancia entre los dos conductores; -introducir energía RF adecuada para cortar tejido, es decir, que tiene una forma de onda de onda continua a una

frecuencia entre 100 kHz y 500 kHz y un voltaje pico a pico de 400 V para causar que suceda corte o disección

del tejido con el paso de retorno local establecido por plasma o el retorno local establecido disponiendo el

aplicador como una estructura de placa en paralelo, con una distancia pequeña de separación entre las placas,

es decir, menos de 1 mm y que tiene un material de alta permitividad llenado el hueco entre las placas.

El campo RF también puede estar presente más tiempo durante el pulso de plasma, por ejemplo, 10 ms en lugar de 100 µs, donde se superpondrá en la parte superior del campo microondas para producir efectos tisulares preferentes tales como coagulación con haz de argón, donde se requiere plasma caliente controlable para coagular la superficie del tejido para, por ejemplo, tratar úlceras u otros crecimientos que están en la superficie del tejido o para coagular la sangre. En los casos donde están presentes campos RF y microondas, pero no se pulsan, es decir, donde no está presente un gas, o la distancia entre los conductores donde está establecido el campo-E no permite pulsar un plasma, la energía suministrada al tejido será energía no ionizante adecuada para cortar y coagular, de modo que los campos RF y microondas superpuestos pueden producir un efecto de modo mixto, donde los vasos pueden coagularse y cortarse simultáneamente. El campo RF y microondas compuesto puede producir un corte dominante con algo de coagulación para evitar el sangrado.

La invención descrita puede usarse con la sonda electroquirúrgica descrita en la solicitud de patente de RU anterior del solicitante nº 0912576.6, presentada el 20 de julio de 2009, y publicada como GB 2 472 972. La solicitud de patente GB 2 472 972 describe una sonda electroquirúrgica en forma de una espátula que comprende una línea de transmisión plana para portar energía microondas formada desde una lámina de un primer material dieléctrico que tiene una primera y segunda capa conductoras en superficies opuestas del mismo, estando conectada la línea de transmisión plana a un cable coaxial que está dispuesto para suministrar energía microondas a la línea de transmisión plana, comprendiendo el cable coaxial un conductor interno y un conductor externo separando el conductor interno y un segundo material dieléctrico los conductores externo e interno, extendiéndose el conductor interno y externo más allá del segundo dieléctrico en una interfaz de conexión para solapar las superficies opuestas de la línea de transmisión y contactar de forma eléctrica la primera capa conductora y la segunda capa conductora respectivamente. La primera capa conductora está espaciada del extremo de la línea de transmisión que delimita el cable coaxial para aislar eléctricamente el conductor externo de la primera capa conductora, y la anchura de la primera y segunda capa conductoras se selecciona para crear un equilibrado de impedancia entre la línea de transmisión y el cable coaxial. La configuración de espátula expuesta en la solicitud de patente de RU GB 2 472 972 proporciona una pérdida de inserción deseable entre la línea de suministro coaxial y la sección radiante final,

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proporcionando al mismo tiempo también propiedades de pérdida de retorno deseables para los bordes de la espátula cuando está en contacto con aire y tejido biológico respectivamente. La sonda analizada en la solicitud de patente de RU GB 2 472 972 pretende radiar energía microondas desde los bordes de la línea de transmisión plana para causar ablación tisular localizada.

La solicitud de patente de RU GB 2 472 972 también describe que la espátula analizada anteriormente puede tener una porción de corte por RF integrada con la misma. La porción de corte por RF puede formarse usando la primera y segunda capa conductoras mencionadas anteriormente como electrodo activo y de retorno para energía RF. Esta disposición puede aprovechar el hecho de que los electrodo activo y de retorno están muy próximos entre sí, estableciendo de este modo un paso de retorno preferente para posibilitar que tenga lugar la acción de corte tisular local sin la necesidad de una almohadilla de retorno remota o un líquido altamente conductor, es decir solución salina, que existe entre los dos electrodos.

Breve descripción de los dibujos

Los ejemplos de la presente invención se analizan en detalle a continuación con referencia a los dibujos adjuntos, en que:

la Fig. 1 es un diagrama esquemático global de sistema del aparato electroquirúrgico de acuerdo con una realización de la invención; la Fig. 2 es un diagrama esquemático del aparato electroquirúrgico de acuerdo con otra realización de la invención, incluyendo un suministro de gas, por el cual el aparato es capaz de suministrar energía RF, energía microondas y plasma térmico/no térmico al tejido; la Fig. 3 es un diagrama esquemático de circuito de un generador de señales RF en el canal de RF usado en una realización de la invención; la Fig. 4 es un diagrama esquemático de circuito de un sintonizador de RF y un detector de señales RF en el canal de RF usado en una realización de la invención; la Fig. 5 es un diagrama esquemático de circuito de un medio para variar la inductancia de un sintonizador de elementos variables usado en una realización de la invención; la Fig. 6 es un diagrama esquemático de circuito de otro medio para variar la inductancia de un sintonizador de elementos variables usado en una realización de la invención; la Fig. 7 es un diagrama esquemático de circuito de un ajustador de impedancias y un detector de señales microondas en el canal de microondas usado en una realización de la invención; la Fig. 8 es un diagrama esquemático de circuito de otro ejemplo de un ajustador de impedancias adecuado para su uso en una realización de la invención; la Fig. 9 es un diagrama esquemático de circuito de otro ejemplo más de un ajustador de impedancias adecuado para su uso en una realización de la invención; la Fig. 10 es un diagrama esquemático del canal completo de suministro de energía RF tratado como un circuito de elementos localizados; la Fig. 11 es un diagrama esquemático del canal completo de suministro de energía microondas tratado como un circuito elemental distribuido; la Fig. 12 es una vista en perspectiva desde arriba de una sonda que puede usarse en una realización de la invención; la Fig. 13 es una vista en perspectiva desde abajo de la sonda mostrada en la Fig. 12; la Fig. 14 es un diagrama esquemático de sistema del aparato electroquirúrgico de acuerdo con una realización de la invención que tiene un canal de medición separado; la Fig. 15 es un diagrama esquemático de sistema del aparato electroquirúrgico de acuerdo con una realización de la invención que tiene un canal de medición separado y un medio para sintonizar tanto el canal de RF como el canal de microondas; la Fig. 16 es un diagrama de bloques esquemático de una unidad diplexora; la Fig. 17 es un diagrama de un chicote radial de microbanda útil para la unidad diplexora mostrada en la Fig. 16; la Fig. 18 es un diagrama topográfico que muestra el diseño de microbanda de un filtro de chicote radial útil para la unidad diplexora mostrada en la Fig. 16; y la Fig. 19 es un diagrama topográfico que muestra el diseño de microbanda de un filtro seccional de impedancia alta-baja útil para la unidad diplexora mostrada en la Fig. 16.

Descripción detallada; opciones adicionales y referencias

El aparato descrito en las realizaciones de este documento es para producir y combinar energía microondas y RF enfocada adecuada para coagulación/sellado, corte y esterilización de tejido biológico. La invención proporciona control del perfil de energía (por ejemplo, nivel de potencia y/o forma de onda) de radiación RF y microondas EM suministrada al tejido basándose en información de señales detectada indicativa de la naturaleza de la carga, es decir, el tejido biológico, en el extremo distal de la sonda. Algunas realizaciones analizadas a continuación también incorporan técnicas de acoplamiento tisular dinámico para asegurar un suministro máximo de energía al tejido sobre un intervalo de impedancias que pueden variar de menos de 10 Ω a más de 100 kΩ. El aparato se usa preferiblemente con una sonda que está configurada para crear un paso de retorno preferente para las corrientes de

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corte por RF, y que posibilita realizar procedimientos eficaces de resección quirúrgica son pérdida de sangre usando técnicas quirúrgicas de acceso abierto y mínimamente invasivas (endoscópicas, laparoscópicas o en ojo de cerradura).

En particular, las realizaciones presentan un nuevo generador electroquirúrgico que puede posibilitar la realización de procedimientos de resección quirúrgica abierta y en ojo de cerradura, sellado de vasos, NOTES, TEMS y otros procedimientos quirúrgicos de un modo mucho más eficiente y eficaz que lo que puede conseguirse usando tecnologías actualmente disponibles basadas en RF, láser, o frecuencia ultrasónica. El aparato puede ser particularmente adecuado para procedimientos gastrointestinales y en orejas, nariz, garganta. El aparato puede ser particularmente adecuado para su uso en la realización de resección endoscópica en la sub-mucosa (ESR) y otros procedimientos referentes a pólipos o crecimientos dentro del intestino.

La Fig. 1 muestra un diagrama global de sistema para un sistema electroquirúrgico 100 que es una realización de la invención. El sistema aquí mostrado puede usarse en cualquier procedimiento clínico o quirúrgico que implique: corte de tejido, coagulación tisular, ablación tisular, desecación tisular y esterilización de tejidos.

El sistema puede configurarse para producir plasma caliente y frío para coagulación superficial y esterilización de tejidos respectivamente. Tener estas opciones disponibles hace al sistema particularmente adecuado para aplicaciones que implican NOTES, donde el aplicador se introduce en el cuerpo a través de un orificio natural.

El sistema 100 comprende una línea de RF 102 y una línea de microondas 104, que forman parte de un canal de RF y un canal de microondas respectivamente.

La línea de RF 102 contiene componentes para generar y controlar una señal electromagnética de frecuencia RF a un nivel de potencia adecuado para tratar (por ejemplo, cortar o desecar) tejido biológico. En esta realización, incluye un oscilador de RF 1001, un controlador de potencia 1002, una unidad amplificadora (que aquí comprende un amplificador de controlador 1003 y un amplificador de potencia 1004), un transformador 1005 y un detector de señales RF 1006. Opcionalmente, la línea de RF 102 incluye un sub-sistema de equilibrado de impedancias de elementos localizados, a través del cual puede ajustarse la reactancia del canal de RF. Esta opción se analiza a continuación en más detalle con referencia a la Fig. 2.

La línea de microondas 104 contiene componentes para generar y controlar una señal electromagnética de frecuencia microondas a un nivel de potencia adecuado para tratar (por ejemplo, coagular o extirpar) tejido biológico. En esta realización incluye un oscilador de sincronización de fase 1007, un amplificador de señales 1008, un atenuador ajustable de señales (por ejemplo, un atenuador de diodo analógico o digital) 1009, una unidad amplificadora (aquí un amplificador de controlador 1010 y un amplificador de potencia 1011), un acoplador de potencia directa 1012, un distribuidor 1013 y un acoplador de potencia reflejada 1014. El distribuidor 1013 aísla la señal directa de la señal reflejada para reducir los componentes indeseados de señal presentes en los acopladores 1012, 1014, es decir, aumenta la directividad de los acopladores. Opcionalmente, la línea de microondas incluye un sub-sistema de equilibrado de impedancias que tiene una impedancia ajustable. Esta opción se analiza a continuación en más detalle con referencia a la Fig. 2.

En este contexto, la energía RF se define como energía a una frecuencia de hasta 300 MHz, es decir 100 kHz, 500 kHz, 5 MHz, etc. y la energía microondas es cualquier más allá de 300 MHz, es decir 2,45 GHz, 5,8 GHz, 24 GHz, etc.

La línea de RF 102 y la línea de microondas 104 están en comunicación con un controlador 106, que puede comprender circuitos de acondicionamiento de señal y de interfaz general 108, un microcontrolador 110, y el elemento de vigilancia 1015. El elemento de vigilancia 1015 puede controlar un intervalo de condiciones erróneas potenciales, que provocarían que el sistema no realizara su especificación pretendida, es decir, el sistema suministra la dosificación incorrecta de energía al tejido del paciente debido a la entrada o el tiempo de tratamiento es mayor que el demandado por el usuario. El elemento de vigilancia 1015 comprende un microprocesador que es independiente del microcontrolador 110 para asegurar que el microcontrolador está funcionando correctamente. El elemento de vigilancia 1015 puede controlar, por ejemplo, los niveles de voltaje procedentes de fuentes de alimentación de CC o la sincronización de pulsos determinada por el microcontrolador 110. El controlador 106 está dispuesto para comunicar señales de control a los componentes en la línea de RF 102 y la línea de microondas 104. En esta realización, el microprocesador 110 está programado para producir una señal de control de RF CRF y una señal de control de microondas CM para el controlador de potencia 1002 y el atenuador ajustable de señales 1009 respectivamente. Estas señales de control se usan para establecer el perfil de suministro de energía de la salida de radiación RF EM y de radiación microondas EM desde la línea de RF 102 y la línea de microondas 104 respectivamente. En particular, el controlador de potencia 1002 y el atenuador ajustable de señales 1009 son capaces de controlar el nivel de potencia de la radiación de salida. Además, el controlador de potencia 1002 y el atenuador ajustable de señales 1009 pueden incluir circuitería de conmutación capaz de establecer la forma de onda (por ejemplo, anchura de pulso, ciclo de trabajo, etc.) de la radiación de salida.

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El microprocesador 110 está programado para producir la señal de control de RF CRF y la señal de control de microondas CM basándose en la información de señal del detector de señales RF 1006 y los acopladores de potencia directa y reflejada 1012, 1014. El detector de señales RF 1006 produce una señal o señales SRF que son indicativas del voltaje y la corriente (y opcionalmente la fase entre el voltaje y la corriente) de la radiación RF EM en el canal de RF. En esta realización, el generador de RF y microondas puede estar controlado por la medición de la información de fase solamente, que puede obtenerse del canal de RF (a partir de información muestreada de corriente y voltaje) o el canal de microondas (a partir de información muestreada de potencia directa y reflejada). El acoplador de potencia directa 1012 produce una señal SM1 indicativa del nivel de potencia directa y el acoplador de potencia reflejada 1014 produce una señal SM2 indicativa del nivel de potencia reflejada. Las señales SRF, SM1, SM2 del detector de señales RF 1006 y los acopladores de potencia directa y reflejada 1012, 1014 se comunican a los circuitos de acondicionamiento de señal y de interfaz general 108, donde se adaptan a una forma adecuada para pasar al microprocesador 110.

Una interfaz de usuario 112, por ejemplo panel de pantalla táctil, teclado, pantalla LED/LCD, teclado de membrana, conmutador de pedal o similares, se comunica con el controlador 106 para proporcionar información sobre el tratamiento al usuario (por ejemplo, cirujano) y permitir la selección o control manual de diversos aspectos de tratamiento (por ejemplo, la cantidad de energía suministrada al paciente, o el perfil de suministro de energía), por ejemplo, mediante comandos adecuados del usuario. El aparato puede manejarse usando un conmutador de pedal convencional 1016, que también está conectado al controlador 106.

Las señales de RF y microondas producidas por la línea de RF 102 y la línea de microondas 104 respectivamente se introducen en un combinador de señales 114, que transporta la radiación RF y microondas EM por separado o simultáneamente a lo largo de un ensamblaje de cables 116 hasta la sonda 118. En esta realización, el combinador de señales 114 comprende una unidad duplexora-diplexora que permite que la energía a frecuencias microondas y RF se transmita a lo largo del ensamblaje de cables 116 (por ejemplo, un cable coaxial) hasta una sonda (o aplicador) 118, desde la cual se suministra (por ejemplo, se radia) al tejido biológico de un paciente. En otras realizaciones, el combinador de señales 114 puede comprender un dispositivo conmutador tal como un conmutador relé o conmutador coaxial que es capaz de alternar la señal suministrada a la sonda 118 entre la radiación RF y microondas EM. El dispositivo conmutador puede tener una velocidad de conmutación adecuada para alternar rápidamente entre RF y microondas de modo que se reciben en la sonda 118 de forma cuasi-simultánea. A continuación se analizar ejemplos de la sonda 118.

El combinador de señales 114 también permite que la energía reflejada, que vuelve desde la sonda 118 a lo largo del ensamblaje de cables 116, pase a las líneas de microondas y de RF 102, 104, por ejemplo, para detectarse por los detectores contenidos en las mismas. Como se explica a continuación, el aparato puede incluir un filtro paso bajo 146 en el canal de RF y un filtro paso alto 166 en el canal de microondas, de modo que solamente una señal RF reflejada entre en la línea de RF 102 y solamente una señal microondas reflejada entre en la línea de microondas

104.

Finalmente, el aparato incluye una unidad de alimentación eléctrica 1017 que recibe energía desde una fuente externa 1018 (por ejemplo, energía principal) y la transforma en las señales de fuente de alimentación de CC V1-V6 para los componentes en el aparato. Por tanto, la interfaz de usuario recibe una señal de potencia V1, el microprocesador 110 recibe una señal de potencia V3, la línea de RF 102 recibe una señal de potencia V3, la línea de microondas recibe una señal de potencia V4, los circuitos de acondicionamiento de señal y de interfaz general 108 reciben una señal de potencia V5, y el elemento de vigilancia 1015 recibe una señal de potencia V6.

La Fig. 2 es un diagrama de sistema de un sistema electroquirúrgico 101 de acuerdo con otra realización de la invención. Se ilustran los sub-componentes de la línea de RF 102 y la línea de microondas 104, y en esta realización incluyen elementos de sintonización, como se explica a continuación. A los componentes en común con la Fig. 1 se les dan los mismos números de referencia y no se describen de nuevo.

En esta realización, el sistema también incluye un suministro de gas 120 (por ejemplo, un bote de aire comprimido o gas inerte, tal como argón) que suministra gas a un controlador de gas 122 (por ejemplo, uno o más conmutadores de flujo y/o válvulas) que funciona bajo instrucciones recibidas del controlador 106. El controlador de gas 122 está conectado para permitir el suministro selectivo de gas a la sonda 118, donde puede usarse en la formación de un plasma no térmico o un plasma térmico, como se describe a continuación. El sistema de suministro de gas usado en la presente invención puede ser similar al sistema de control de gas descrito en el documento WO 2009/060213.

Por tanto, la sonda 118 puede recibir energía RF, energía microondas y gas y emitir energía RF para cortar tejido, energía microondas para coagular y/o extirpar tejido, plasma no térmico para esterilizar tejido, por ejemplo para eliminar bacterias resistentes dentro de orificios naturales o causados por cuerpos extraños introducidos dentro del cuerpo, es decir, insertos metálicos, y/o plasma térmico para cortar tejido o realizar coagulación superficial, por ejemplo para el tratamiento de úlceras sobre la superficie del tejido.

El microcontrolador 110 y los circuitos de acondicionamiento de señal y de interfaz general 108 también pueden usarse para proporcionar señales de control al controlador de gas 122 para controlar el caudal, la mezcla de gas y el

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perfil de suministro de gas a la sonda 118 de acuerdo con el plasma que se requiere generar en la sonda 118, es decir, el controlador 122 puede establecer las condiciones de suministro de gas dependiendo de si se quiere un plasma no térmico (por ejemplo, para proporcionar un paso de retorno local o para esterilizar tejidos) o si se quiere plasma térmico (por ejemplo, para cortar tejido o realizar ablación superficial de tejidos). Para la esterilización y para proporcionar el retorno local, puede usarse un pulso de estado de alto voltaje, por ejemplo un pico de 400 V durante 1 ms, para iniciar el plasma, seguido de un pulso de microondas durante 10 ms con un ciclo de trabajo del 10 % y una amplitud de 30 W. Para plasma térmico, el ciclo de trabajo puede aumentarse hasta el 60 % y la amplitud hasta 60 W.

La línea de RF 102 comprende un generador de señales RF 128 para generar radiación RF EM que tiene una primera frecuencia fija estable, que en esta realización es de 500 kHz. El generador de señales RF puede comprender un oscilador, por ejemplo un oscilador Clapp o similar, que produce una señal RF de bajo voltaje (potencia) en la primera frecuencia. En una realización alternativa, puede no requerirse un oscilador separado; la señal RF puede producirse directamente desde un microcontrolador en el controlador, ya que los dispositivos conocidos de microcontrolador son capaces de producir señales analógicas de hasta 300 kHz. La salida del generador de señales 128 se usa como una señal de baja potencia para accionar un amplificador de RF 130, que produce radiación RF EM a niveles de voltaje y corriente adecuados para el corte de tejidos. La salida de potencia por el amplificador de RF 130 está controlada por un controlador del nivel de potencia y unidad moduladora 132, que puede comprender una fuente de voltaje ajustable y un conmutador ENCENDIDO/APAGADO, por ejemplo, la variación en el voltaje de evacuación de la fase de salida que usa uno o más transistores MOSFET, es decir un MOSFET con terminación única, dos MOSFET dispuestos como un semi-puente o cuatro MOSFET dispuestos como un puente completo. Si la fuente de voltaje ajustable puede reducir su voltaje hasta cero suficientemente rápido, es decir, en aproximadamente 1 ms, puede omitirse el conmutador ENCENDIDO/APAGADO. Cuando se emplea el conmutador ENCENDIDO/APAGADO, puede adoptar la forma de un transistor MOSFET conectado en serie. La salida del oscilador 128 puede accionar un dispositivo conmutador, por ejemplo, MOSFET de potencia o similar, para aplicar una entrada pulsada al amplificador de RF 130.

La salida del amplificador de RF 130 se recibe por una primera unidad de medición 134, que está dispuesta para medir la corriente y voltaje de la salida de radiación RF EM producida por el amplificador de RF 130. La primera unidad de medición 134 puede extraer (por ejemplo, acoplar o muestrear) señales IRF1, VRF1 correspondientes a (por ejemplo, proporcionales a) la corriente y voltaje medidos respectivamente. Las señales de salida IRF1, VRF1, se reciben por la primera unidad de detección 136, que puede estar dispuesta para procesar y/o condicionar las señales de salida IRF1, VRF1 para extraer información indicativa de la magnitud relativa y, opcionalmente, la fase. Esta información se introduce en el controlador 106 para su uso en el control del funcionamiento del sistema 100.

La salida de la primera unidad de medición 134 se introduce en un sintonizador de RF 138, que tiene una reactancia ajustable presente en la línea de RF 102 para equilibrar la impedancia del aparato con una carga (por ejemplo, tejido biológico) presente en el extremo distal de la sonda 118. La reactancia ajustable del sintonizador de RF se logra mediante un mecanismo de ajuste de red de sintonizado 140 (por ejemplo, una serie de conmutadores, un motor lineal o paso a paso, un dispositivo PZT o un accionador magnetoestrictivo (por ejemplo, basado en Terfenol D) o similar) que está bajo el control del controlador 106. El sintonizador de RF 138 puede tener tanto una inductancia ajustable como una capacitancia ajustable, que pueden controlarse independientemente por el controlador 106. Un ejemplo detallado de esta disposición se analiza a continuación con referencia a la Fig. 4.

La salida del sintonizador de RF 138 se recibe por una segunda unidad de medición 142, que está dispuesta para medir la corriente y voltaje de la salida de radiación RF EM producida por el sintonizador de RF 138. La segunda unidad de medición 142 puede extraer (por ejemplo, acoplar o muestrear) señales IRF2, VRF2 correspondientes a (por ejemplo, proporcionales a) la corriente y voltaje medidos respectivamente. Las señales de salida IRF2, VRF2 se reciben por la segunda unidad de detección 144, que puede estar dispuesta para procesar y/o condicionar las señales de salida IRF2, VRF2. La información resultante es introduce en el controlador 106 para su uso en el control del funcionamiento del aparato 100.

La primera unidad de detección 136 y la segunda unidad de detección 144 pueden cada una adoptar la forma de un detector cruce cero o un detector de máximos/mínimos, que puede configurarse para detectar el momento en que las formas de onda de voltaje y corriente están en fase entre sí (la reactancia capacitiva es igual en magnitud y opuesta en signo a la reactancia inductiva) o para detectar los valores de pico de voltaje/corriente, es decir, un máximo de voltaje y un mínimo de corriente son indicativos de una carga de alta impedancia. El detector cruce cero y el detector de máximos/mínimos pueden lograrse usando componentes analógicos, es decir, amplificadores operacionales, o pueden lograrse en software. Los especialistas en la técnica de diseño de circuitos analógicos conocen circuitos que producen estas funciones basados en amplificadores operacionales.

Puede usarse un detector de voltaje/corriente antes y después del sintonizador de RF 138 para cuantificar el nivel de potencia en la entrada al sintonizador y en la salida del sintonizador para asegurar que la potencia no se pierde en la propia red de sintonizado, es decir debido a inductores y condensadores no ideales (disipativos) dentro de la red de sintonizado. Las mediciones de voltaje y corriente pueden detectarse en la salida solamente ya que cuando se suministra toda la energía de la fuente a la carga tisular, no se detectará voltaje/corriente reflejada en el lado de

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salida del sintonizador. En el caso en que el amplificador de RF 130 comprende dos transistores conectados en una configuración de semipuente o cuatro transistores conectados en una configuración de puente completo, puede ser deseable medir el voltaje a través y la corriente que fluye a través de los transistores, es decir, antes de la red de sintonizado, y usar esta información para controlar la conmutación de los transistores para asegurar un funcionamiento óptimo, es decir, para conseguir que cruce un voltaje cero o corriente cero, es decir, cuando la disipación de energía en el dispositivo es teóricamente cero. En esta disposición, el controlador 106 puede usarse para decidir cuándo activar o desactivar los transistores de potencia en el amplificador de RF 130 basándose en la información detectada de voltaje y corriente.

Para la fase de RF, la impedancia se halla dividiendo el voltaje por la corriente y midiendo la diferencia de fase entre los dos de modo que pueda extraerse la impedancia compleja. Como alternativa, puede usarse la información de fase en solitario para controlar el sistema, es decir, para ajustar el valor de 'C' o 'L' cuando se detecta una avance/retardo de fase. Un alto valor de voltaje y un bajo valor de corriente indican un alto valor de impedancia y a la inversa un bajo valor de voltaje y un alto valor de corriente son indicativos del bajo valor de impedancia.

En una implementación práctica, los valores de voltaje, corriente y/o ángulo de fase entre los dos se mediría primero y después se haría un ajuste al valor de capacitancia (C) o inductancia (L) dentro del sintonizador de RF 138 para establecer un cambio en la magnitud del voltaje/corriente y la fase. Si se aumenta el ángulo de fase, entonces el mismo elemento puede ajustarse de nuevo a la posición original (valor de L o C) y después moverse en la dirección opuesta (mayor o inferior L o C) o puede ser preferible moverlo de nuevo a la posición de inicio y después variar el valor del otro componente (L o C) en la red. Este proceso de sintonizado es iterativo.

Como alternativa, pueden usarse tablas de consulta, mediante lo cual se hacen ajustes físicos a los valores de L o C

o tanto de L como de C basándose en los valores medidos de voltaje, corriente y/o ángulo de fase. Las señales de control para accionadores electromecánicos, conmutadores semiconductores, polarizaciones de CC en materiales magnéticos, etc. variarán los valores de L y/o C en la red de sintonizado y estas señales se proporcionan por el controlador 106.

Para circuitos de resonancia en serie o en paralelo, el voltaje y la corriente están en fase, es decir, el ángulo de fase entre los dos es cero, y la magnitud de la reactancia capacitiva del sistema (incluyendo el cable de suministro 116, el aplicador 118 y el tejido) es igual que la magnitud de la reactancia inductiva (que incluirá el cable de suministro 116 y el aplicador 118) y los dos están 90º fuera de fase. Por tanto, cuando el ángulo de fase es cero, se consigue la condición de resonancia y el valor máximo de voltaje o corriente que se puede conseguir por los componentes de circuito en la configuración particular usada (teniendo en cuenta las pérdidas magnéticas, dieléctricas y resistivas dentro de la red) se suministrará al tejido. El circuito usado para detectar la diferencia en la fase entre el voltaje y la corriente puede ser una puerta OR exclusiva simple (EXOR) basada en detector de fase con desmultiplicación/limitación apropiada de voltaje/corriente aplicada para fijar la amplitud de señal que va al detector, es decir, si éste es un dispositivo TTL, la amplitud no debe exceder 5 V.

La salida de la segunda unidad de medición 142 se introduce en un filtro paso bajo 146, que funciona transmitiendo solamente energía RF a través del mismo, por lo tanto asegura que se transmita solamente radiación RF EM hacia la sonda desde el generador de señales RF y evita que cualquier radiación microondas EM que pueda reflejarse desde la sonda o transmitirse a través del combinador de señales (por ejemplo, unidad duplexora-diplexora) 114 al acceso de entrada de RF alcance los componentes en la línea de RF 102, es decir, cause daños a la fase de salida.

La línea de microondas 104 incluye una fuente de frecuencia microondas 148 (por ejemplo, generador de señales microondas) que se usa para generar una señal de baja potencia a una segunda frecuencia que es mayor que (por ejemplo, al menos un orden de magnitud mayor que, preferiblemente dos, tres o más órdenes de magnitud mayor que) la primera frecuencia (por ejemplo, 5,8 GHz). La fuente de frecuencia 148 puede ser un oscilador controlado por voltaje (VCO), osciladores resonadores dieléctricos (DRO), oscilador de diodo Gunn o similares. La salida de la fuente de frecuencia 148 se recibe por un controlador del nivel de potencia y unidad moduladora 150. El controlador del nivel de potencia y unidad moduladora 150 pueden incluir un conmutador de modulación dispuesto para posibilitar que el canal de microondas se haga funcionar en modo pulsado, y un atenuador de control de potencia dispuesto para posibilitar que el usuario controle el nivel de potencia suministrado al tejido.

La salida del controlador del nivel de potencia y unidad moduladora 150 se recibe por un amplificador y unidad de protección 152 dispuestos para amplificar la potencia de la señal de baja potencia hasta un nivel adecuado para el sellar o coagular o extirpar tejido biológico. El amplificador y unidad de protección 152 pueden incluir un amplificador de controlador para amplificar el nivel de señal de salida producido por la fuente de frecuencia, y un amplificador de potencia para amplificar la señal producida por el amplificador de controlador hasta un nivel adecuado para causar sellado o coagulación o ablación de tejidos. Para proteger los amplificadores y la fuente de niveles elevados de energía microondas reflejada, la salida del amplificador de potencia puede conectarse a un distribuidor de microondas. El distribuidor solamente permite que fluya energía microondas en una dirección en el sentido de las agujas del reloj, por tanto, cualquier energía reflejada que vuelva al amplificador de potencia se absorberá por la carga de vaciado de energía si el distribuidor es un dispositivo de tres accesos, donde el primer acceso recibe la

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potencia de salida del amplificador. El segundo acceso suministra esta potencia a un ensamblaje de cables y sonda y recibe la potencia de retorno de la sonda y el ensamblaje de cables cuando la sonda está desequilibrada con la impedancia del tejido. El tercer acceso está conectado a una carga de energía que es capaz de absorber la potencia reflejada y está muy bien equilibrada con la impedancia del distribuidor. La impedancia de la carga equilibrada es preferiblemente igual que la impedancia del sistema, es decir 50 + j0 Ω. Puede conectarse un acoplador direccional entre el tercer acceso del distribuidor y la entrada a la carga acoplada para posibilitar que la potencia reflejada se muestree.

La salida del amplificador y unidad de protección 152 se introduce en una primera unidad de acoplamiento de potencia 154, que puede comprender un acoplador direccional directo y un acoplador direccional reflejado dispuestos para muestrear la energía microondas directa y reflejada en el canal de microondas. Los niveles muestreados de potencia directa y reflejada se introducen respectivamente en una primera unidad de detección de potencia directa y reflejada 156, en que se detectan los niveles de potencia, por ejemplo usando detectores de diodo

o detectores heterodino/homodinos, para muestrear una parte de la potencia directa y reflejada y posibilitar la extracción de información de magnitud o magnitud y fase o solamente fase a partir de la señal muestreada. Las señales producidas por la primera unidad de detección de potencia 156 se introducen en el controlador 106 para posibilitar el uso de los niveles y/o fase de potencia directa y reflejada para calcular la potencia neta suministrada al tejido y para determinar las señales de entrada necesarias que van al controlador del nivel de potencia y el modulador 150 para asegurar que la potencia o energía suministrada real es igual a la potencia o energía demandada.

Esta realización usa un sistema de equilibrado de impedancias dinámico para posibilitar que la energía microondas desarrollada por el amplificador y unidad de protección 152 se equilibren, en términos de impedancia, con la carga presentada en el extremo distal de la sonda 118 que representa el estado del tejido biológico. Esta invención no se limita al uso de un mecanismo de sintonizado automático para el sistema de suministro de energía microondas, es decir, el extremo distal de la sonda (el radiador) puede acoplarse a un tipo/estado particular de tejido biológico a la frecuencia de operación o la impedancia de la sonda puede ajustarse mecánicamente, es decir, mediante un mecanismo incluido en la pieza manual para proporcionar un nivel de equilibrado entre la impedancia de la sonda y la impedancia del tejido en contacto con la sonda. La salida de la primera unidad de acoplamiento de potencia 154 se recibe por una red de sintonizado 158, que tiene una impedancia ajustable en la línea de microondas 104 que se determina por el estado de un mecanismo de ajuste de red de sintonizado 160 bajo el control del controlador 106, basándose en la información recogida de la primera unidad de detección de potencia 156 y una segunda unidad de detección de potencia 164.

La salida de la red de sintonizado 158 se introduce en una segunda unidad de acoplamiento de potencia 162, que puede configurarse de una manera similar a la primera unidad de acoplamiento de potencia 154 para muestrear los niveles de potencia directa y reflejada desde la línea de microondas 104 e introducirlos respectivamente en una segunda unidad de detección de potencia directa y reflejada 164, que envía los niveles de potencia detectados y/o la información de fase al controlador 106.

La información que pone a disposición la primera y segunda unidades de detección de potencia, 156, 164 puede compararse para determinar los ajustes necesarios para que la red de sintonizado 158 posibilite que la fuente de energía equilibre la impedancia con la carga tisular.

La salida de la segunda unidad de acoplamiento de potencia 162 se introduce en un filtro paso alto 166, que funciona transmitiendo solamente energía microondas a través del mismo, por lo tanto asegura que solamente se transmite radiación microondas EM hacia la sonda desde el generador de señales microondas y evita que cualquier radiación RF EM que pueda reflejarse desde la sonda alcance los componentes en la línea de microondas 104. El filtro paso alto puede ser un dispositivo recíproco, que posibilite que pasen señales en ambas direcciones.

Se analizan a continuación ejemplos más detallados del canal de microondas con referencia a las Fig. 7 a 9.

En uso, el controlador 106 funciona controlando los valores de capacitancia e inductancia de los elementos de sintonización del sintonizador de RF 138 durante el suministro de energía RF y los elementos distribuidos de sintonización de la red de sintonizado 158 durante el suministro de energía microondas para equilibrar la impedancia de los canales respectivos a la carga en el extremo distal de la sonda 118. En la práctica, los elementos de sintonización pueden ser capacitancias/inductancias variables (elementos localizados) y chicotes/líneas de transmisión de microbanda variables o diodos de potencia PIN/Varactor (elementos distribuidos) respectivamente. La energía RF y energía microondas pueden transmitirse de forma simultánea, de modo que pueda realizarse un equilibrado simultáneo por el controlador 106. Los filtros paso bajo y paso alto aseguran que las señales de retorno usadas para el sintonizado contengan energía solamente a la frecuencia de la fuente particular. El equilibrado de impedancias en este contexto se refiere a maximizar la transferencia de energía al tejido (a través de la conducción de energía RF y radiación de energía microondas) por equilibrado de conjugado complejo de la fuente (es decir el aparato) a la carga tisular. Puede apreciarse que la fuente de microondas puede suministrar energía por radiación y conducción, pero el paso de retorno está localizado para las corrientes de microondas. Puede requerirse el suministro simultáneo de energía RF y microondas cuando la energía microondas se usa para crear un plasma para

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establecer un paso de retorno preferente para que fluyan las corrientes de RF. En este caso, la energía RF puede usarse para cortar tejido. También puede ser deseable suministrar energía RF y microondas simultáneamente al tejido para conseguir efectos tisulares potenciados, es decir la energía RF puede modularse con la energía microondas para causar coagulación y corte simultáneos o el campo de microondas para ayudar con el corte a través de tejido graso o para asumir el corte cuando el tejido queda carbonizado.

Puede ser preferible que los osciladores 128 y 148 se sincronicen en fase con una fuente de referencia cristalina de temperatura compensada estable para que la energía a la frecuencia RF y microondas estén a una frecuencia fija. En el caso del oscilador de RF 128, la señal puede producirse por el microcontrolador 106, que estará remitido a un oscilador de fuente establecer para la sincronización, es decir, un oscilador cristalino de temperatura compensada o similar.

El controlador de gas 122 funciona controlando el flujo de gas en el conducto de suministro de gas 124, que conecta el suministro de gas 120 a la sonda 118. En el extremo distal de la sonda, el conducto de suministro de gas 124 tiene una disposición de salida 126 para crear una línea de flujo de gas en la región del extremo distal de la sonda

118. La posición de la línea de flujo de gas está dispuesta para coincidir con un campo eléctrico de alto voltaje establecido usando la energía RF o la energía microondas o una combinación de ambas. El campo eléctrico de alto voltaje, que puede estar solamente presente durante un corto tiempo, por ejemplo, un pulso de 10 ms o menos, puede actuar pulsando plasma desde la línea de flujo de gas. Una vez pulsado, el plasma puede mantenerse por la radiación microondas EM desde el aparato, por ejemplo equilibrando la impedancia de la línea de microondas 104 al plasma y acoplando de este modo de forma eficaz la energía microondas. El equilibrado puede conseguirse de forma dinámica, por ejemplo usando un ajustador de impedancias en la línea de microondas 104 o puede estar predispuesto, por ejemplo haciendo que la impedancia del aplicador 118 equilibre bien con la impedancia de la línea de microondas 104 cuando hay presente gas o plasma en conducción en la misma. El pulso de alto voltaje puede producirse usando una fuente de energía de frecuencia inferior, es decir, la fuente de RF que circula a 500 kHz.

El campo eléctrico producido por el generador de energía microondas puede ser suficiente para pulsar y mantener plasma y de este modo puede no requerirse la fuente de RF o el ajustador de impedancias de microondas para crear y sostener el plasma necesario para producir el paso de retorno preferente para la corriente de RF. Por ejemplo, pueden usarse 80 W de potencia microondas a 5,8 GHz para pulsar plasma y pueden usarse 20 W de potencia a 5,8 GHz para sostener el plasma una vez se ha pulsado. Las pequeñas geometrías asociadas con las sondas usadas en esta aplicación implican que están presentes elevados campos E, es decir, el espaciado entre los dos electrodos puede ser menor de 1,5 mm. En este caso, la energía RF puede usarse para cortar tejido y el ajustador de impedancias puede usarse para asegurar que la energía microondas en contacto con el tejido está bien equilibrada con la impedancia del tejido para asegurar que se consigue una transferencia máxima de energía y que la energía suministrada desde la sección radiante del aplicador puede cuantificarse bien, es decir teniendo en cuenta la pérdida de inserción del cable de suministro y el aplicador, puede conseguirse una demanda de usuario de 10 W durante 10 segundos para suministrar 100 J de energía al tejido diana con un alto grado de confianza incluso cuando la impedancia del tejido cambia durante el proceso de coagulación o ablación.

En una realización, la sonda 118 puede comprender una estructura de antena bipolar plana o línea de transmisión de placa en paralelo que comprende dos capas conductoras que están espacialmente separadas entre sí en una dirección normal al plano de la estructura. En uso, las capas conductoras están paralelas entre sí. Las capas conductoras comprenden un primer electrodo (activo) que está conectado al conductor interno de una línea de alimentación coaxial 116, y un segundo electrodo (retorno) que está conectado al conductor externo de la línea de alimentación coaxial 116. Un borde de dicho electrodo está expuesto en el extremo distal de la sonda, forma de este modo, en uso, un par de líneas conductoras paralelas separadas entre sí. La separación puede ser pequeña, por ejemplo 2 mm o menos. En una realización particular de una línea de transmisión de placa en paralelo, la anchura de la placa activa es de 2,0 mm, la longitud de la placa activa es de 12,7 mm, la anchura de la placa de retorno es de 2,2 mm, la longitud de la placa de retorno es de 13,2 mm, y el grosor del material de sustrato que separa las dos placas es de 0,6 mm. En otra realización, la anchura puede ser de 1,3 mm, la longitud de 5 mm y el espaciado entre las dos placas puede ser de 0,3 mm. El material de sustrato es cuarzo con corte Z, con una permitividad relativa de 4,0 y las placas se producen cada una depositando una capa de cobre, seguida de una capa de oro. El grosor de las capas de metalización es entre 3 µmy5 µm. La capa de oro protege el cobre de la oxidación y también es un material que puede usarse dentro del cuerpo. Las placas también pueden ser capas individuales de oro o plata solamente.

El material dieléctrico que separa los dos electrodos también puede exponerse en el extremo distal de la sonda 118. La disposición de salida 126 puede comprender un conducto muy pequeño localizado en un extremo de los bordes expuestos del electrodo. El conducto puede estar integrado en la sonda 118, por ejemplo contenido en el material dieléctrico.

En otra realización, los electrodos pueden prolongarse más allá del material dieléctrico para definir una cavidad en el extremo distal de la sonda. La cavidad puede estar cerrada, por ejemplo separada de la carga tisular, por un capuchón (por ejemplo, una ventana de cuarzo) montado entre los bordes distales de los electrodos. El plasma puede formarse en la cavidad, mediante lo cual queda encerrado parcial (en ausencia de capuchón) o

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completamente (cuando está presente el capuchón) dentro de la estructura de antena. Esto puede asegurar que el plasma se sostenga en todos los entornos tisulares; es decir, no se ve afectado por tejido húmedo y puede emitirse plasma térmico y no térmico para coagulación superficial y esterilización de orificios respectivamente.

La Fig. 3 muestra los componentes de un ejemplo de un canal de RF que puede usarse en las realizaciones analizadas anteriormente. En este ejemplo una fuente de impulsos 170 se usa como oscilador primario. El oscilador de impulsos está dispuesto para generar una salida pulsada (por ejemplo, onda cuadrada) que tiene una frecuencia estable (por ejemplo, fija) en el intervalo de 10 kHz a 100 MHz y un ciclo de trabajo de menos del 1 % a más del 90 %. La salida pulsada se usa para conmutar ENCENDIDO/APAGADO un amplificador MOSFET 172, cuyo estado operativo determina si fluye corriente o no a través de una bobina primaria 174 de un transformador 175. La magnitud del voltaje VDD del enlace o suministro puede ser ajustable (por ejemplo, por el aparato controlador) para controlar la magnitud del voltaje de la energía RF de salida o la señal de medición. El ajuste del VDD y/o el ciclo de trabajo de la fuente de impulsos 170 puede proporcionar un medio adecuado para controlar el nivel de energía RF producida por el generador.

La salida de la fuente de impulsos 170 puede no ser suficiente para activar el amplificador MOSFET 172, de modo que puede conectarse un controlador de puerta 176 para amplificar el voltaje de salida de la fuente de impulsos y para proporcionar corriente suficiente para cargar/descargar la capacitancia de entrada del amplificador MOSFET 172 para posibilitar que el dispositivo se conmute ON y OFF de un modo eficaz, es decir, la corriente, I, disponible del controlador de MOSFET y la capacitancia de entrada, C, del dispositivo se relacionan usando la siguiente ecuación: I = C dvgs/dt, donde dvgs es el voltaje puerta a generador necesario para conmutar el dispositivo ENCENDIDO/APAGADO y dt es el tiempo para activar/desactivar el dispositivo (el tiempo de ascenso/caída + retardo de activación/desactivación). La disposición de MOSFET con terminación única puede templarse por una disposición de semi-puente que comprende dos transistores conectados en serie o una disposición de puente completo que comprende cuatro transistores conectados en una configuración en 'H'. Estas configuraciones son conocidas para un ingeniero de RF con experiencia en el campo del diseño de suministros de energía en modo de conmutador.

La bobina secundaria 178 del transformador 175 está conectada mediante un sintonizador de RF 180 entre el conductor interno 184 y el conductor externo 186 de un medio de transmisión coaxial 182, que se representa en la Fig. 3 usando componentes reactivos representativos. El circuito equivalente de elementos localizados de esta línea es una inductancia en serie y una capacitancia derivada (en paralelo). En este ejemplo, el sintonizador de RF 180 realiza dos funciones: filtrar la salida pulsada de la bobina secundaria 178 para extraer una señal RF sinusoide (la fundamental) para transportar hasta la sonda 188 y proporcionar una reactancia que actúe equilibrando la impedancia del aparato con la carga tisular 190. Por motivos de simplicidad, el sintonizador de RF 180 en la Fig. 3 se muestra comprendiendo una inductancia variable 192 en serie con la bobina secundaria 178 y una capacitancia variable 194 conectada en paralelo (derivada) a través de la salida del generador. Esta disposición puede cambiarse a una capacitancia en serie variable seguida de una inductancia variable derivada. Puede ser preferible usar un elemento de sintonizado de valor fijo (L o C) y un elemento de sintonizado variable (C o L) en lugar de dos elementos de sintonización variables. Puede ser preferible colocar el elemento de sintonizado derivado delante de (o precediendo) el elemento de sintonizado en serie. Puede ser preferible usar elementos adicionales de sintonización en la red, es decir, un condensador conectado derivado seguido de un inductor conectado en serie seguido de un segundo condensador conectado derivado. El inductor y los condensadores también pueden intercambiarse. Puede ser preferible remplazar la red de sintonizado con un único condensador derivado conectado a través de transformador de salida usado para ajustar el ángulo de fase entre el voltaje y la corriente para proporcionar corrección del factor de potencia.

El aplicador 188 puede ser un condensador de placa en paralelo (o línea de transmisión de placa en paralelo para análisis de frecuencia microondas) que comprende dos placas metálicas (activa y de retorno) separadas por una capa de material dieléctrico, por ejemplo cuarzo o cerámica, donde las capas metálicas son cada una de 4 µm de cobre seguida de 2 µm de oro y las dimensiones de la placa son 2 mm x 12 mm.

La Fig. 4 muestra una versión más detallada del canal de RF ilustrado en la Fig. 3, en que se muestran los componentes que consiguen las funciones del sintonizador de RF descrito anteriormente. A los componentes que tienen la misma función que en la Fig. 3 se les da los mismos números de referencia y no se describen de nuevo.

En la Fig. 4 la bobina secundaria del transformador está conectada a un filtro paso bajo 196 que extrae la señal sinusoide fundamental de la salida de RF pulsada. La salida del filtro paso bajo 196 se introduce en un condensador variable 198 conectado en serie con la bobina secundaria del transformador 175. En este ejemplo, el condensador variable 198 comprende una pluralidad (cuatro en este caso) de condensadores 201 que pueden conmutarse independientemente activos o inactivos en el canal. Cada condensador 201 tiene un conmutador derivante 202 que puede usarse para desactivar el condensador respectivo cuando se cierra acortando las placas juntas. Los conmutadores derivantes 202 se accionan por señales respectivas de control C1-C4 producidas por el controlador

106. Los condensadores 201 pueden tener diferentes capacitancias, por ejemplo dispuestas en una secuencia binaria de una capacitancia base 1 x, 2x, 4x y 8x.

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Asimismo, se conecta un inductor variable 204 en paralelo (derivado) a la bobina secundaria del transformador 175 en el extremo distal de la cadena de condensadores 201. En este ejemplo, el inductor variable 204 comprende una pluralidad (cuatro en este caso) de inductores 206 que pueden conmutarse independientemente activos o inactivos del canal. Cada inductor 206 tiene un conmutador derivante 208 asociado con el mismo para posibilitar que el principio y el fin de cualquiera de los devanados 206 se acorten juntos o se deriven. Los conmutadores derivantes 208 se accionan por señales respectivas de control C5-C8 desde el controlador 106. Los inductores 208 pueden tener diferentes inductancias, por ejemplo, dispuestos en una secuencia binaria de una inductancia base 1x, 2x, 4x y 8x para proporcionar la mayor variación posible en las posibles impedancias de carga que el sistema puede equilibrar, es decir, cubrir lo más posible la carta de Smith.

La Fig. 5 muestra una implementación alternativa de un inductor variable 207. Aquí, la bobina solenoide de alambre 209 está enrollada alrededor de una barra de material magnético 211 para formar el inductor para el circuito sintonizado. El inductor variable 207 funciona mecánicamente variando la distancia que la barra 211 se inserta dentro de la bobina 209. El material magnético de la barra tiene una elevada permeabilidad relativa (multiplicador de flujo) para posibilitar que un pequeño movimiento de la barra 211 produzca un cambio notable en la inductancia de la bobina 209. La barra 211 puede moverse hacia detrás y hacia delante a lo largo de su eje bajo el control de un par de solenoides o un único solenoide y un circuito de control que posibilita que la corriente sea dirigida en ambas direcciones a lo largo del devanado. Como alternativa, puede usarse un accionador basado en material magnetoestrictivo o piezoeléctrico (PZT) para mover la varilla.

En la Fig. 5, se aplica una corriente de polarización (I) a la barra desde un generador de corriente de CC (o frecuencia baja) 213. La corriente establece una fuerza magnetizante (H), donde H = número de espiras (N) x corriente (I) dividido por la longitud del solenoide o devanado ( l )), que actúa cambiando el valor de permeabilidad relativa o magnetización para producir un cambio en la inductancia (L). Esta disposición asume que la magnetización

(M) es proporcional a la permeabilidad relativa, que es una función de H, y que la curva de magnetización curve es no lineal, es decir con forma 'S', por tanto L = f(H) o L = f(I).

En la Fig. 5, se usa un inductor 215 para bloquear la entrada de la señal RF de mayor frecuencia en el generador de corriente 213. La inductancia del inductor de bloqueo 215 es mucho mayor que la del inductor de sintonizado 211, que produces reactancia inductiva suficientemente elevada para bloquear la señal RF. Se conecta un condensador de bloqueo de CC 217 en serie con la salida del circuito de sintonizado para asegurar que la corriente CC producida por el generador de corriente 213 no pueda fluir a lo largo del ensamblaje de cables, a través del aplicador y al paciente. El material magnético 209 colocado dentro de la bobina de sintonizado 211 debe ser de baja pérdida a la frecuencia de funcionamiento, es decir, puede usarse hierro en polvo o ferrita, y puede mostrarse una respuesta no lineal de magnetización al campo aplicado para posibilitar que la inductancia se ajuste usando esta disposición. El campo de polarización de CC o baja frecuencia establecerá el punto de funcionamiento de la señal RF.

La Fig. 6 muestra una realización adicional de un inductor variable 219 que puede usarse en el circuito de sintonizado de RF. Esta disposición se parece a la Fig. 5 excepto en que la varilla 209 de material magnético está remplazada por un núcleo tórico 221, y se usa un devanado inductor 223 diferente para aplicar el campo de CC o CA de baja frecuencia al material para cambiar la magnetización o el punto de funcionamiento para producir una variación en el valor de inductancia de sintonizado, usada para sintonizar el circuito o para realizar la función de equilibrado.

Volviendo a la Fig. 4, la posición del condensador variable 198 y el inductor variable 204 puede invertirse. La invención también puede funcionar con una mezcla de inductores y condensadores conectados tanto en paralelo como en serie con la bobina secundaria del transformador, siempre que la reactancia en serie y reactancia en paralelo sean independientemente ajustables.

En algunas realizaciones, puede ser deseable amplificar adicionalmente la señal RF producida desde la bobina secundaria del transformador. Puede proporcionarse uno o más circuitos transformadores adicionales para esto. Alternativa o adicionalmente, puede proporcionarse un amplificador de potencia, por ejemplo, un amplificador en contrafase, semi-puente, puente completo o similares, entre la bobina secundaria y la reactancia ajustable (inductancia o capacitancia variable).

La Fig. 4 también muestra esquemáticamente un ejemplo del modo en que pueden medirse el voltaje y la corriente de la señal RF. Un transformador de detección (o transformador de corriente) 210 puede tener una bobina primaria conectada en serie con la bobina secundaria del transformador 175 (es decir, en el propio canal de RF). El transformador de corriente 210 también puede conectarse en el lado primario de transferencia 175. Puede conectarse una bobina secundaria del transformador de detección a tierra de modo que la corriente en la bobina primaria (en el canal de RF) excite una señal en la bobina secundaria. Esto se conoce como transformador de corriente (CT), donde el devanado primario es normalmente una única espira para minimizar el efecto que el CT tiene sobre el rendimiento del circuito principal, es decir, solamente introducirá una pequeña inductancia, que podría resonar usando un valor adecuado de capacitancia conectada a través del mismo (si fuera necesario). Un resistor de sobrecarga también está normalmente conectado a través del devanado secundario del CT de modo que pueda

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extraerse un nivel de voltaje proporcional a la corriente que fluye en el circuito. El voltaje VA de la señal excitada (que es proporcional a la corriente en la bobina primaria del transformador de corriente 210) se comunica al controlador 106 después de acondicionamiento (en este caso usando a amplificador compensador 212 y diodo Zener limitante de voltaje 214). El voltaje puede medirse usando un divisor de potencia reactiva 220 (implementado usando condensadores 216, 218 en este ejemplo) conectado en paralelo a la bobina secundaria del transformador 175. El voltaje VB acoplado desde el divisor de potencia se comunica al controlador 106 después de acondicionamiento (en este caso case usando un acumulador intermedio 222 y diodo Zener limitante de voltaje 224). Puede aplicarse acondicionamiento adicional, por ejemplo, filtración y rectificación, a cada uno de los voltajes VA, VB antes de introducirlos en el controlador.

En otra realización, el divisor de potencia 220 puede incorporarse en la reactancia ajustable en paralelo 204, es decir mientras la reactancia en paralelo total pueda ser ajustable, pueden incluirse uno o dos elementos fijos para proporcionar la señal de medición usada para controlar el sistema. Una realización adicional de divisor de potencia 220 es dos resistores conectados en serie, donde los valores se eligen para que sean elevados, es decir, mayores de kΩ, para minimizar la carga en el circuito. Los resistores también deben ser no inductores a la frecuencia de funcionamiento, por ejemplo, los resistores de película metálica pueden ser los candidatos más adecuados. En otra realización más, el voltaje también puede medirse bifurcando un devanado desde el transformador de salida 175 en el lado primario y secundario o insertando una inductancia en serie adicional. Puede que este voltaje tenga que filtrarse y fijarse antes de introducirse en el microcontrolador o placa de interfaz.

Puede conectarse un filtro paso bajo protector 226 entre la reactancia ajustable y la sonda para evitar que señales microondas reflejadas entren en el canal de RF, que de lo contrario pueden causar daños a los transistores de salida

o provocar la rotura del circuito en oscilación a una frecuencia que es diferente a la frecuencia deseada de funcionamiento. El filtro también puede eliminar la energía presente a frecuencias indeseadas alrededor del intervalo RF o microondas de frecuencias de funcionamiento.

La Fig. 7 muestra un dibujo esquemático de los componentes del canal de microondas. La fuente de microondas 228 produce una señal microondas que tiene una frecuencia estable (por ejemplo, fija). La salida de la fuente de microondas 228 se introduce en un atenuador variable 230, que controla la magnitud de la salida basándose en la señal de control C9 del controlador (no mostrada). La salida del atenuador variable 230 se introduce en una unidad conmutadora 232, que modula la salida basándose en una señal de control C10 del controlador. En la práctica, las unidades 230 y 232 podrían combinarse en una única unidad usando un atenuador variable con un tiempo de respuesta (tiempo para cambiar la atenuación de señal se reciben las nuevas señales digitales de entrada) que es suficientemente rápido para permitir que el dispositivo actúe como un modulador o para permitir que el sistema funcione en modo pulsado, es decir, si el tiempo de respuesta del atenuador es 100 ns y el sistema tiene que manejarse en modo pulsado, donde es necesario que la anchura del pulso sea de 5 ms y el tiempo de inactividad entre pulsos es de 20 ms, entonces este dispositivo puede usarse de forma bastante fácil para cumplir dos propósitos. La salida de la unidad conmutadora 232 se recibe por un amplificador de potencia 234, que amplifica la señal microondas hasta un nivel de potencia adecuado para producir un efecto terapéutico útil. La salida del amplificador de potencia 234 se introduce en el primer acceso de un distribuidor 236. El distribuidor 236 aísla el amplificador de las señales reflejadas que viajan de vuelta desde la sonda. Cualquier señal reflejada recibida de vuelta en el segundo acceso del distribuidor se dirige por el tercer acceso a una carga de vaciado de energía 238.

La señal directa del amplificador se obtiene del segundo acceso del distribuidor, que está conectado a un acoplador direccional directo 240, que acopla una parte de la señal dirigida directa en un detector 242. La salida del detector 242 está conectada al controlador. La salida del acoplador direccional directo 240 se introduce en un acoplador direccional inverso 244, que acopla una parte de cualquier señal reflejada en un detector 246. La salida del detector 246 está conectada al controlador. La salida del acoplador direccional inverso 244 se introduce en una red de sintonizado de microondas 248 que tiene una impedancia ajustable. La salida de la red de sintonizado 248 se introduce en un acoplador direccional directo 250 y el acoplador direccional inverso 252 para acoplar una parte de la señal directa y reflejada respectivamente en los detectores 254, 256 de un modo similar a los acopladores direccionales directo e inverso 240, 244. Las salidas de los detectores 254, 256 está conectadas al controlador. Esta invención no está limitada al uso de detectores de diodo, es decir, pueden usarse detectores log de magnitud, detectores homodinos de fase y magnitud, detectores heterodinos de fase y magnitud o detectores de puerta OR exclusivos (ExOR) de fase para implementar 242, 246, 254 y 256. La capacidad de extraer información de fase así como información de magnitud es beneficiosa en términos de ser capaces de hacer ajustes precisos de las redes de sintonizado de RF y microondas, proporcionar un mayor grado de control y mejorar el rendimiento del sistema de equilibrado en términos de las impedancias accesibles que pueden equilibrarse, pero la invención no está limitada por la necesidad de extraer información de fase así como de magnitud para controlar el sistema. La información de medición en el canal de RF y/o microondas puede producirse midiendo la información de fase solamente.

El controlador puede usar las salidas de los detectores de diodo (u otros tipos de detectores) 242, 246, 254, 256 para determinar la cantidad de energía suministrada a la carga (por ejemplo, tejido o plasma de gas) y/o como un medio para controlar la impedancia de la red de sintonizado 248 para minimizar la potencia reflejada y equilibrar la energía producida por el generador cambiando la impedancia de la carga tisular para proporcionar eficacia óptima de suministro de energía en el tejido y rendimiento óptimo del sistema en términos de minimización de calentamiento

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de componentes debido a la energía que vuelve al generador y cuantificación precisa del suministro de energía al tejido diana. La red de sintonizado 248 en la Fig. 7 comprende tres conmutadores de diodo PIN 258 conectados en derivada al canal de microondas. Cada conmutador de diodo PIN 258 tiene una señal independiente de control de voltaje C11-C13 (producida por el controlador) de CC o frecuencia relativamente baja, es decir hasta 10 kHz, para controlar su estado. Los conmutadores de diodo PIN funcionan conmutando una capacitancia derivada respectiva 260 (que puede formarse por una sección de la línea de transmisión, es decir, microbanda o co-axial) en el canal de microondas. Se muestran inductores en serie 262 (que también pueden ser una sección de la línea de transmisión) conectados entre los elementos derivados. La combinación de capacitancia derivada e inductancia en serie forma una red de sintonizado o filtro y la capacidad de conmutar elementos individuales que forman el valor global de capacitancia o inductancia activados y desactivados permite que la red actúe como un filtro de sintonizado variable. Para aumentar el rango de sintonización, puede aumentarse la cantidad de elementos en la red. Los valores fijos de capacitancia derivada que componen el valor global para sintonizar la capacitancia pueden ponderarse, es decir, ponderarse de forma binaria, para proporcionar un rango de variación lo más grande posible. La posición de los inductores y condensadores que forman la red de sintonizado pueden intercambiarse, es decir los inductores pueden conectarse en derivada y los condensadores en serie. Los valores de capacitancia e inductancia usados en la red pueden lograrse insertando líneas de transmisión de longitud variada entre los elementos derivados y/o entre las líneas de transmisión y los conmutadores conectados en derivada a través del elemento de sintonizado, es decir, una longitud de línea de transmisión de longitud física igual a una octava parte de la longitud de onda guiada producirá una reactancia inductiva de valor igual a la impedancia característica de la línea de transmisión.

La red de sintonizado 248 puede implementarse de otros modos. La Fig. 8 muestra una disposición alternativa en que una pluralidad de primeros diodos varactores (o diodos PIN de potencias) 264 están conectados en serie en el canal de microondas y una pluralidad de segundos diodos varactores (o diodos PIN de potencias) 266 están conectados en paralelo al canal de microondas. Pueden aplicase señales de polarización de CC controlables C14-C19 para controlar el voltaje a través de cada diodo varactor 264, 266 para modificar la longitud de la región de agotamiento, que a su vez varía la capacitancia. Los inductores de bloqueo 268 evitan que la energía microondas vuelva a la fuente de CC. Estos inductores pueden lograrse en microbanda, es decir, un inductor impreso o pequeñas bobinas de alambre. De este modo los diodos varactores en serie actúan como parte de una línea de

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transmisión que tiene una longitud eléctrica que puede variarse en hasta , donde λ es la longitud de onda de la

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energía microondas. Los diodos varactores derivados en paralelo pueden actuar como un chicote que tiene una

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longitud eléctrica que puede variarse en hasta . Se conecta un condensador de bloqueo de CC 270 entre la red

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de sintonizado y la sonda para evitar que se suministren corrientes CC o CA de baja frecuencia al paciente, es decir proporciona al paciente una barrera de aislamiento a la CC.

La Fig. 9 muestra otra disposición alternativa para la red de sintonizado, implementada usando chicotes de microbanda. En este ejemplo, se conectan tres chicotes de microbanda 272 que tienen diferentes longitudes, a una línea de microbanda en el canal de microondas. Cada chicote 272 puede conmutarse independientemente entre cortocircuito (contacto o conexión de conmutación cerrada) y circuito abierto (conmutador o canal abierto) usando conmutadores de diodo PIN (o electromecánicos) 274 bajo el control de señales CC C20-C22. La línea de transmisión que forma el chicote 272 puede establecerse a una longitud que representa un rango de reactancias (capacitivas o inductivas) o impedancias. La disposición mostrada en la Fig. 9 posibilita la selección de ocho posiciones diferentes de sintonizado, es decir 23. Como en el ejemplo de la Fig. 7, se muestran los inductores 276 conectados en serie entre los chicotes derivados. Estos inductores se muestran aquí como líneas de transmisión delgadas logradas en líneas de microbanda imprimiendo líneas en un material dieléctrico que es más estrecho que las líneas que forman la impedancia característica de la línea de transmisión. También pueden usarse otras configuraciones de línea de transmisión, donde la anchura/diámetro y/o longitud de la línea posibilitan inductores de inductancia requerida a la frecuencia de operación a lograr. Esta configuración no está limitada al uso de inductores 276, es decir, la anchura de la línea de microbanda puede aumentarse a más de la requerida para formar una línea con impedancia igual a la impedancia característica de la línea de transmisión para producir una capacitancia de sintonizado en lugar de una inductancia de sintonizado.

En otro ejemplo, pueden implementarse chicotes o secciones guiaondas (rectangulares o cilíndricas) de la línea de transmisión que forman los chicotes en lugar de chicotes de microbanda y estructuras de trombón coaxial para variar la fase.

Las Fig. 10 y 11 respectivamente muestran un circuito de elementos localizados 300 para el canal de RF y un circuito distribuido 302 para el canal de microondas que puede usarse para analizar el funcionamiento del aparato electroquirúrgico.

La Fig. 10 muestra un generador de RF 304 con impedancia del generador 306 conectada a un circuito de sintonizado de elementos localizados que comprende un condensador en serie variable 308 seguido de un inductor

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conectado en derivada variable 310. Una línea de transmisión (es decir ensamblaje de cables coaxial) está representada por el condensador derivado 312 y la sonda está representada como un condensador derivado adicional 314. La carga tisular se muestra como una resistencia derivada 316. Si el ensamblaje de cables coaxial es un Sucoform 86, que es un ensamblaje de cables semi-rígido de 2,2 mm de diámetro de Huber & Huhner, entonces 5 la capacitancia por metro es de 95 pF, por tanto si el ensamblaje de cables coaxial es de 2 m de largo, entonces su capacitancia es de 190 pF. A las frecuencias RF de interés para implementar esta invención, la sonda puede tratarse como un condensador de placa en paralelo. Si se usa el aplicador de la línea de transmisión de placa en paralelo con la configuración describe de forma resumida anteriormente, donde la distancia de separación es de 0,6 mm, la anchura es de 2 mm, la longitud es de 12,7 mm y hay cuarzo con una permitividad relativa de 4,1 emparedado entre

10 las dos placas, entonces su capacitancia es de 1,53 pF. Una impedancia tisular representativa que puede usarse en el modelo para corte por RF es una resistencia entre 1 kΩ y 100 kΩ, por lo tanto en el sistema de sintonizado de RF de elementos localizados mostrado en la Fig. 10, la red de sintonizado variable de equilibrar la impedancia del generador con una capacitancia de valor 191,53 pF en paralelo con un valor de resistencia variable entre 1 kΩ y 100 kΩ.

15 El análisis del canal de microondas mostrado en la Fig. 11 se basa en una red distribuida de impedancias, donde cada elemento está representado como una impedancia compleja. El generador de microondas 318 se muestra conectado en serie a la impedancia del generador 320 y es nominalmente 50 Ω. La impedancia del generador está conectada a un sintonizador de microondas de elementos distribuidos que comprende cuatro impedancias fijas

20 conectadas en serie 322, 324, 326, 328 y tres impedancias variables conectadas en derivada 330, 332, 334 conectadas entre los extremos distal y proximal de las impedancias en serie mencionadas anteriormente. La salida de la red de sintonizado está conectada al ensamblaje de cables coaxial, que tiene una impedancia nominal 336 de 50 Ω. El extremo distal del ensamblaje de cables coaxial está conectado a la sonda, que está modelada como una línea de transmisión de placa en paralelo, cuya impedancia 338 se da por la siguiente expresión:

25

µ

Z

imagen2

⎛⎜ ⎝

⎞⎟ ⎠

⎛⎜ ⎝

h

⎞⎟ ⎠

h

1

ε

377

donde h es el grosor del material dieléctrico, w es la anchura de las placas en paralelo y ε es la permitividad relativa del material dieléctrico. En una realización particular usada para implementar la presente invención, w = 2 mm, h = 30 0,6mmy εr = 4,2, que da una impedancia del aplicador Zsonda de 55,19 Ω.

La impedancia 340 de tipos tisulares representativos (en este caso, hígado y colon) a la frecuencia microondas de interés, puede calcularse usando valores de constante dieléctrica y conductividad medidos o calculados a las frecuencias de interés. Las propiedades dieléctricas a las tres frecuencias de interés se dan en la siguiente Tabla 1:

35 Tabla 1: Propiedades dieléctricas de tejido biológico representativo a las frecuencias microondas de interés para implementar la presente invención

=

=

,

sonda

ε

w

w

r

Tejido

Frecuencia (GHz) Conductividad (S/m) Constante dieléctrica

Colon

2,45 2,0383 53,879

Hígado

2,45 1,6864 43,035

Colon

5,8 5,5701 48,456

Hígado

5,8 4,6417 38,13

Colon

14,5 18,072 35,613

Hígado

14,5 14,448 27,222

Para obtener las impedancias de los tejidos a las frecuencias microondas de interés, puede asumirse el valor sin 40 procesar o la transmisión de onda en plano TEM en un medio infinito. Para un material dieléctrico que es absorbente, la expresión para calcular la impedancia es la siguiente:

imagen3

45 donde Z es la impedancia en ohmios (Ω), ω es la frecuencia en radianes (2πf), donde f es la frecuencia en Hertzios (Hz), µ = µ0µ, es la permeabilidad de espacio libre multiplicada por la permeabilidad relativa del material magnético, ε=ε0ε, es la permitividad de espacio libre multiplicada por la permitividad relativa del material dieléctrico, y ρ es la densidad del material biológico en kg/m3.

50 Elevar al cuadrado, y después separar el cuadrado de la impedancia dada en la ecuación anterior en partes reales e

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imaginarias da:

ω 2 µεε ωρµ

2 00 r 0

Z =− j .

2 222 2 222

ρ +ωεε ρ +ωεε

0 r 0 r

Si el módulo se calcula a partir de esta expresión, y se toma la raíz cuadrada, puede determinarse la magnitud de la impedancia para modelos tisulares representativos a las diversas frecuencias de interés. Esta información se da en la siguiente Tabla 2:

Tabla 2: Magnitud de impedancia para hígado y colon a frecuencias de interés

Tejido

Frecuencia (GHz) |Z| (imagen4)

Colon

2,45 50,38

Colon

5,8 52,53

Colon

14,5 58,08

Hígado

2,45 56,30

Hígado

5,8 59,02

Hígado

14,5 65,99

Los valores de impedancia pueden calcularse resolviendo las partes real e imaginaria de Z. Estas impedancias se dan en la siguiente Tabla 3:

Tabla 3: Partes real e imaginaria para la impedancia de hígado y colon a frecuencias microondas de interés

Tejido

Frecuencia (GHz) imagen5(Z) (imagen6) imagen7(Z) (imagen8) |Z| (imagen9) Ángulo de fase (º)

Colon

2,45 49,92 6,80 50,38 7,75

Colon

5,8 51,76 8,94 52,53 9,80

Colon

14,5 55,80 16,09 58,08 16,08

Hígado

2,45 55,75 7,85 56,31 8,02

Hígado

5,8 58,06 10,59 59,02 10,33

Hígado

14,5 63,22 18,93 65,99 16,66

La sonda también puede adoptar la forma de un transformador de cuarto de onda haciendo que la longitud eléctrica de la sonda sea igual a un múltiplo impar de un cuarto de la longitud de onda cargada a la frecuencia de funcionamiento. Esta disposición puede usarse para producir un equilibrado de impedancias estáticas entre la línea de transmisión 112 de 50 Ω (u otra línea de transmisión y fuente de energía de impedancia fija) y la impedancia tisular 451 no de 50 Ω.

A partir del sistema de sintonizado de microondas de elementos distribuidos representado por un rango de valores de impedancia y longitudes variables/fijas de línea y mostrado en la Fig. 11, los elementos variables 330, 332, 334 dentro de la red de sintonizado deben equilibrar la impedancia del generador 320 a la impedancia del tejido 340 cuando el ensamblaje de cables coaxial (con impedancia 336) y la sonda (con impedancia 338) están conectados entre el acceso de salida del sintonizador y el tejido en contacto con la sonda.

Las Fig. 12 y 13 ilustran vistas de un ejemplo de sonda 342 que tiene una estructura de antena bipolar que puede usarse con la invención. La sonda 342 tiene una línea de transmisión de placa en paralelo de 0,6 mm de grosor 344 conectada a un cable coaxial 346. La sonda es adecuada para su funcionamiento a 2,45 GHz, 5,8 GHz y 14,5 GHz. El cable coaxial 346 comprende un conductor interno 348, un conductor externo 350 y un material dieléctrico 352 que separa los conductores interno y externo 348, 350. En el extremo distal del cable coaxial 346, los conductores interno y externo 348, 350 tienen partes protuberantes 354, 356 que se extienden más allá del material dieléctrico

352. La línea de transmisión de placa en paralelo 344 está emparedada entre las partes protuberantes 354, 356 de modo que su extremo proximal empotra en el extremo distal del cable coaxial. La parte protuberante 356 del conductor interno está dispuesta para contactar con una capa conductora superior 358 de la línea de transmisión 344 y la parte protuberante 354 del conductor externo está dispuesta para contactar con una capa conductora inferior 360 de la línea de transmisión 344.

Se proporciona un hueco 362 entre el borde proximal de la capa conductora superior y el extremo distal del cable coaxial para realizar un grado de equilibrado de impedancias estáticas a las frecuencias de interés así como para evitar el acortamiento entre los conductores interno y externo.

Se monta un soporte tubular de plástico 364 sobre la conexión entre la línea de transmisión 344 y el cable coaxial

346. El diámetro interno del soporte tubular 364 es mayor que el diámetro externo del cable coaxial 346 para

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posibilitar su instalación sobre el cable. El extremo del tubo que entra en contacto con el cable coaxial puede estar ahusado o redondeado en las esquinas para evitar que dañe el canal instrumental del endoscopio quirúrgico (u otro dispositivo quirúrgico que se use para introducir el dispositivo en el cuerpo) durante el proceso de inserción y/o retirada. Una estructura de montaje 368, por ejemplo cola o similar, se aplica entre el cable coaxial 346 y el soporte tubular 364 para fijar el cable en su sitio. Asimismo, se aplican bloques de montaje 366 (por ejemplo, cola o material sólido) entre la línea de transmisión 344 y el soporte tubular 364 para fijar la línea de transmisión en su sitio y evitar que entre humedad o tejido dentro de la estructura.

En una realización particular, la línea de transmisión puede comprender una lámina de 0,61 mm de grosor 368 de TRF-41 (constante dieléctrica 4,1 y tangente de pérdida 0,0035) o un material duro de cuarzo con una constante dieléctrica y tangente de pérdida similares o una cerámica adecuada con baja pérdida de microondas. El cable coaxial 346 tiene un diámetro externo de aproximadamente 2,2 mm y un diámetro de clavija de 0,574 mm. El cable coaxial 346 usado en la realización es UT 85C-LL (de Micro-Coax), pero el dispositivo no está limitado a este ensamblaje de cables particular, es decir también puede usarse Sucoform 86 de Huber & Suhner para proporcionar un rendimiento global similar del dispositivo.

Las capas conductoras 358, 360 en la línea de transmisión de placa en paralelo 344 van directamente hasta el extremo distal de la lámina 368 y son de 2,002 mm de anchura. Estas capas conductoras pueden estar formadas por una capa de cobre seguida por una capa de oro, una capa de oro solamente o una capa de plata solamente. Las capas de metalización pueden depositarse directamente sobre el sustrato. En la realización particular, la lámina 368 es de 2,6 mm de anchura. Esta estructura se conoce como línea de transmisión de placa en paralelo, donde la impedancia característica Zo se calcula usando la ecuación dada anteriormente. Para un dieléctrico de cuarzo con una constante dieléctrica de 4,2, grosor dieléctrico de 0,6 mm, y anchura de 2 mm, la impedancia característica de la estructura es de 55,19 Ω. Si la estructura aplicadora fuera para contener un plano de tierra infinito, es decir, la anchura de la capa superior de metalización (la capa activa) es mucho más estrecha que la anchura de la capa inferior de metalización (la capa de retorno), entonces la estructura se conocería como línea de microbanda en lugar de línea de placa en paralelo. También pueden considerarse otras estructuras conocidas de líneas de transmisión para implementar este dispositivo, por ejemplo líneas coplanares, línea de cinta suspendida, etc. El tubo de soporte 364 puede ser un tubo de polipropileno que tiene un diámetro externo de 3,1 mm, y debe tener un buen ajuste deslizable dentro de un endoscopio quirúrgico con un diámetro interno de 2,6 mm. Esto da un grosor de pared de aproximadamente 0,25 mm. El material y el grosor no son críticos; puede usarse nylon o politeno, u otros varios plásticos. Los bordes de la línea de transmisión pueden estar biselados de modo que la sonda asiente en su sitio justo por debajo del diámetro del tubo.

El tubo discurre 5 mm por la longitud de la línea de transmisión 344. El solapamiento con el cable coaxial es de 5 mm aquí pero puede ser tan largo como sea necesario. La interfaz debe estar preferiblemente biselada, es decir, a un ángulo de 45º. El tubo puede ser suficientemente corto para superar un endoscopio doblado. El propósito principal del tubo es sostener la sonda y mantenerla estable en el extremo del endoscopio. En la práctica, el tubo puede ser de hasta o más largo de 60 mm ya que puede ser deseable que el instrumento (la cuchilla radiante) sobresalga del extremo del canal instrumental en hasta o más de 50 mm, manteniendo al mismo tiempo un grado de rigidez o resistencia necesario para posibilitar que la sección radiante se empuje al tejido sin doblarse o distorsionarse. En algunos casos, el tubo no debe sobresalir en absoluto del extremo del canal instrumental ya que esto puede oscurecer la visión y hacer difícil la manipulación del instrumento.

La estructura de montaje 368 y los bloques de montaje 366 pueden estar hechos de casi cualquier material que pueda usarse para mantener la estructura en su sitio, ya que este material no afecta al rendimiento del dispositivo si se mantiene lejos de los bordes de la sonda y la clavija del cable coaxial.

El hueco 362 entre la capa conductora superior 358 y el cable coaxial es de 0,5 mm. Este hueco es crítico ya que proporciona un equilibrado de impedancias estáticas entre la parte radiante de la sonda y el tejido biológico representativo en contacto con la sección final del dispositivo que irradia energía a la frecuencia microondas de elección, es decir 5,8 GHz, al tejido.

El centro de la sonda está compensado en aproximadamente 0,5 mm (0,53 mm) desde el centro del cable coaxial. Este eje del tubo exterior está aproximadamente 0,3 mm por encima del centre de la sonda, pero solamente necesita ajustarse sobre el ensamblaje y mantener los componentes en su sitio.

La lámina dieléctrica 368 puede estar justo sobre un cuarto o tres cuartos de una longitud de onda a la frecuencia de funcionamiento (teniendo en cuenta la carga causada por el material dieléctrico) de modo que la onda estacionaria no se acople fuertemente a un tubo de plástico de soporte cerca de la base de la sonda. Esto implica que la elección de material para el tubo no es crítica en términos de su rendimiento eléctrico, es decir, el factor de pérdida o la constante dieléctrica. La longitud de la estructura puede prolongarse hasta cualquier múltiplo impar de un cuarto de la longitud de onda cargada a la frecuencia de interés.

La Fig. 14 muestra un diagrama completo de sistema para el aparato electroquirúrgico 400 de acuerdo con una realización de la invención que tiene un canal de medición separado. En esta realización, el canal de microondas

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tiene una fuente de frecuencia microondas 402, un módulo de control de potencia que comprende un atenuador variable 404 controlado por el controlador 406 mediante la señal de control V10 y un modulador de señales 408 controlado por el controlador 406 mediante la señal de control V11, y un módulo amplificador que comprende un amplificador de controlador 410 y un amplificador de potencia 412 para generar radiación microondas EM directa para suministrar desde una sonda 420 a un nivel de potencia adecuado para el tratamiento. Después del módulo amplificador, el canal de microondas continúa con un módulo de acoplamiento de señales microondas (que es parte del detector de señales microondas) que comprende un distribuidor 416 conectado para suministrar energía microondas EM desde la fuente hasta la sonda a lo largo del paso entre su primer y segundo accesos, un acoplador directo 414 en el primer acceso del distribuidor 416, y un acoplador reflejado 418 en el tercer acceso del distribuidor

416. Después de pasar a través del acoplador reflejado, la energía microondas EM desde el tercer acceso se absorbe en una carga de vaciado de energía 422. El módulo de acoplamiento de señales microondas también incluye un conmutador 415 accionado por el controlador 406 mediante la señal de control V12 para conectar la señal acoplada directa o la señal acoplada reflejada a un receptor heterodino para la detección.

Para crear el canal de medición en esta realización, se usa un divisor de potencia 424 (por ejemplo, un divisor de potencia de 3 dB) para dividir la señal procedente de la fuente 402 en dos derivaciones. En una realización alternativa, el divisor de potencia 424 puede ser una fuente omitida y separada usada para el canal de medición. Una derivación del divisor de potencia 424 forma el canal de microondas, y tiene los componentes descritos anteriormente conectados en el miso. La otra derivación forma el canal de medición. El canal de medición deriva la línea de amplificación en el canal de microondas, y por tanto está dispuesto para suministrar una señal de baja potencia desde la sonda. En esta realización, un conmutador de selección de canal primario 426 controlado por el controlador 406 mediante la señal de control V13 es operativo para seleccionar una señal desde el canal de microondas o el canal de medición a suministrar a la sonda. Un filtro paso alto de banda 427 está conectado entre el conmutador de selección de canal primario 426 y la sonda 420 para proteger al generador de señales microondas de señales RF de baja frecuencia.

El canal de medición en esta realización incluye componentes dispuestos para detectar la fase y magnitud de la potencia reflejada desde la sonda, que puede producir información respecto al material, por ejemplo, tejido biológico presente en el extremo distal de la sonda. El canal de medición comprende un distribuidor 428 conectado para suministrar energía microondas EM desde la fuente 402 a la sonda a lo largo de un paso entre su primer y segundo accesos. Una señal reflejada que vuelve desde la sonda se dirige al tercer acceso del distribuidor 428. El distribuidor 428 se usa para proporcionar aislamiento entre la señal directa y la señal reflejada para facilitar una medición precisa. Sin embargo, como el distribuidor no proporciona aislamiento completo entre su primer y tercer accesos, es decir, parte de la señal directa puede escapar hasta el tercer acceso e interferir con la señal reflejada, se usa un circuito de cancelación de portadoras para inyecta una parte de la señal directa (desde el acoplador directo 430) de vuelta en la señal que proviene del tercer acceso (mediante el acoplador de inyección 432). El circuito de cancelación de portadoras incluye un regulador de fase 434 para asegurar que la parte inyectada está 180º fuera de fase con cualquier señal que escape al tercer acceso desde el primer acceso para cancelarla. El circuito de cancelación de portadoras también incluye un atenuador de señales 436 para asegurar que la magnitud de la parte inyectada sea igual que cualquier señal colada.

Para compensar cualquier desplazamiento en la señal directa, se proporciona un acoplador directo 438 en el canal de medición. La salida acoplada del acoplador directo 438 y la señal reflejada del tercer acceso del distribuidor 428 están conectadas al terminal de entrada respectivo de un conmutador 440, que se acciona por el controlador 406 mediante la señal de control V14 para conectar la señal directa acoplada o la señal reflejada a un receptor heterodino para la detección.

La salida del conmutador 440 (es decir la salida desde el canal de medición) y la salida del conmutador 415 (es decir la salida del canal de microondas) se conectan a un terminal de entrada respectivo de un conmutador de selección de canal secundario 442, que se puede accionar por el controlador 406 mediante la señal de control V15 conjuntamente con el conmutador de selección de canal primario para asegurar que la salida del canal de medición esté conectada al receptor heterodino cuando el canal de medición está suministrando energía a la sonda y que la salida del canal de microondas está conectado al receptor heterodino cuando el canal de microondas está suministrando energía a la sonda.

El receptor heterodino se usa para extraer la información de fase y magnitud de la señal producida por el conmutador de selección de canal secundario 442. En la realización mostrada en la Fig. 14, se usa un único receptor heterodino. Se puede usar un receptor heterodino doble (que contiene dos osciladores locales y mezcladores) para mezclar la frecuencia dos veces antes de que la señal entre en el controlador si fuera necesario. El receptor heterodino comprende un oscilador local 444 y un mezclador 448 para mezclar la señal producida por el conmutador de selección de canal secundario 442. La frecuencia de la señal del oscilador local se selecciona de modo que la salida del mezclador 448 esté en una frecuencia intermedia adecuada para recibirse en el controlador 406. Se proporcionan filtros de paso de banda 446, 450 para proteger el oscilador local 444 y el controlador 406 de las señales microondas de alta frecuencia.

El controlador 406 recibe la salida del receptor heterodino y determina (por ejemplo, extrae) del mismo información

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indicativa de la fase y magnitud de las señales directas y/o reflejadas en el canal de microondas o de medición. Esta información puede usarse para controlar el suministro de radiación microondas EM de alta potencia en el canal de microondas o radiación RF EM de alta potencia en el canal de RF. Un usuario puede interactuar con el controlador 406 mediante una interfaz de usuario 452, como se ha analizado anteriormente.

El canal de RF mostrado en la Fig. 14 comprende una fuente de frecuencia RF 454 conectada a un controlador de puerta 456 que está controlado por el controlador 406 mediante la señal de control V16. El controlador de puerta 456 suministra una señal de operación para un amplificador de RF 458, que en la realización es una disposición en semipuente. El voltaje de evacuación de la disposición en semi-puente se puede controlar mediante un suministro de CC variable 460. Un transformador de salida 462 transfiere la señal RF generada a una línea para su suministro a la sonda 420. Un filtro paso bajo de banda 464 está conectado a esa línea para proteger el generador de señales RF de la señales microondas de alta frecuencia.

Un transformador de corriente 466 está conectado en el canal de RF para medir la corriente suministrada a la carga tisular. Se usa un divisor de potencia 468 (que puede estar bifurcado desde el transformador de salida) para medir el voltaje. Estos mecanismos para medir el voltaje y la corriente se han analizado anteriormente con referencia a la Fig.

4. Las señales de salida desde el divisor de potencia 468 y el transformador de corriente 466 (es decir salidas de voltaje indicativas de voltaje y corriente) se conectan directamente al controlador 406 después del acondicionamiento por los respectivos amplificadores compensadores 470, 472 y los diodos Zener de fijación de voltaje 474, 476, 478, 480 (mostrados como las señales B y C en la Fig. 14).

Para derivar información de fase, las señales de voltaje y corriente (B y C) también se conectan a un comparador de fase 482 (por ejemplo, una puerta EXOR) cuyo voltaje de salida se integra por el circuito RC 484 para producir una salida de voltaje (mostrada como A en la Fig. 14) que es proporcional a la diferencia de fase entre las formas de onda de voltaje y corriente. Esta salida de voltaje (señal A) se conecta directamente al controlador 406.

El canal de microondas/medición y el canal de RF se conectan a un combinador de señales 114, que transporta ambos tipos de señal por separado o simultáneamente a lo largo del ensamblaje de cables 116 hasta la sonda 420 como se ha analizado anteriormente con referencia a la Fig. 1.

La Fig. 15 muestra un diagrama completo de sistema para el aparato electroquirúrgico 500 que es similar al sistema mostrado en la Fig. 14 pero también incluye componentes para acoplar o sintonizar las señales en los canales de microondas y de RF. A los componentes en común entre las Fig. 14 y 15 se les da el mismo número de referencia y no se describen de nuevo.

En el canal de microondas se conecta un ajustador de impedancias 502 entre el módulo amplificador y la sonda. El ajustador de impedancias 502 está controlado por el controlador 406 mediante la señal de control V17. Un distribuidor 504 actúa como aislante entre el módulo amplificador y el ajustador de impedancias 502 para proteger el amplificador de potencia 412 de las señales reflejadas. Un acoplador directo 506 conectado entre el amplificador de potencia 412 y el distribuidor 504 acopla una señal de control del amplificador de potencia. Se conectan un acoplador directo 508 y un acoplador reflejado 510 entre el distribuidor 504 y el ajustador de impedancias 502 para proporcionar información acerca de las señales de potencia directas y reflejadas en el canal de microondas antes del ajustador de impedancias 502. Se conectan un acoplador directo 512 y un acoplador reflejado 514 entre el ajustador de impedancias 502 y la sonda 420 para proporcionar información acerca de señales de potencia directas y reflejadas en el canal de microondas después del ajustador de impedancias 502. En combinación, los acopladores 508, 510, 512, 514 pueden extraer información que permite que el controlador 406 determine la potencia suministrada desde la sonda y la potencia perdida en el regulador de impedancias 502. El último es opcional, de modo que puede ser necesario solamente un par de acopladores 512, 514. Un conmutador de selección de señales 516 operativo por el controlador 406 mediante la señal de control V12 conecta una de las salidas de los acopladores 506, 508, 510, 512, 514 con el receptor heterodino desde donde se envía al controlador 406 para proporcionar la información de señal microondas.

En el canal de RF, una red de sintonizado de RF 518 está conectada a la bobina secundaria del transformador de salida 462 y es operativa por el controlador 406 mediante la señal de control V18. En esta realización, la red de sintonizado de RF 518 comprende una inductancia en serie ajustable y una capacitancia derivada ajustable, por ejemplo, lo inverso a la disposición analizada anteriormente con referencia a la Fig. 4.

La información de fase y magnitud disponible a partir de los canales de RF y de microondas puede usarse para controlar los elementos variables contenidos dentro de la red de sintonizado de RF 518 y el ajustador de impedancias 502 para maximizar la eficacia de suministro de energía desde ambos canales, el de RF y el de microondas.

La Fig. 16 es un diagrama de bloques que ilustra una unidad diplexora 530 para usar como combinador de señales en la presente invención. La unidad diplexora 530 debe construirse usando circuitería en una configuración de 'microbanda abierta'. La radiación microondas EM procedente del canal de microondas entra a la unidad 530 en un primer acceso de entrada 532 y la radiación RF EM procedente del canal de RF entra a la unidad en un segundo

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acceso de entrada 534. Las respectivas líneas de transmisión conectan el primer y segundo acceso de entrada a accesos de entrada opuestos de una conexión en T común (o primaria) 536. El tercer acceso (ortogonal) de la conexión en T primaria 536 está conectado mediante una línea de transmisión adicional al acceso de salida 538 de la unidad 530.

En el ejemplo mostrado en la Fig. 16, la unidad 530 tiene un filtro de bloqueo formado de manera integral 540 para aislar la energía microondas del segundo acceso de entrada. El filtro de bloqueo es realmente un filtro 'paso bajo', por ejemplo que es reflectante a la frecuencia de la radiación microondas EM (por ejemplo, 5,8 GHz) permitiendo al mismo tiempo que pase la radiación RF EM de frecuencia inferior (a por ejemplo 500 kHz). Para asegurar que la señal microondas experimenta baja pérdida de transmisión entre el acceso de entrada y de salida de microondas, el filtro se posiciona de tal modo que no se añada reactancia adicional en la conexión.

El circuito para la unidad diplexora 530 puede imprimirse en un sustrato de calidad microondas. Puede usarse un material basado en PTFE cargado con cerámica (por ejemplo, tipo RT/duroid 6006 que está fabricado por la Rogers Corporation) para este propósito. El grosor del sustrato puede ser entre 0,635 mm y 1,27 mm. Para formar la unidad diplexora, el material de sustrato se recubre con cobre electrodepositado sobre ambos lados a un grosor de aproximadamente 34 µm. El grosor puede acomodar los elevados niveles de potencia requeridos a la frecuencia microondas.

Para proporcionar la función del filtro de bloqueo, puede usarse un elemento de circuito que tiene la configuración mostrada en la Fig. 17. El diseño topográfico de este elemento de circuito puede mencionarse como 'chicote radial'. Comprende un chicote con forma de abanico 542 conectado en 'derivada' en su base estrecha a una línea de transmisión de microbanda 544. Con esta configuración, el chicote radial transforma un circuito abierto en su borde curvado en un cortocircuito en la línea de transmisión. Por lo tanto se induce reflexión de la energía microondas en el cortocircuito. Las dimensiones físicas para el chicote radial pueden determinarse para una frecuencia microondas usando técnicas conocidas de simulación.

La Fig. 18 muestra un ejemplo de un patrón de microbanda 546 que puede usarse para implementar el filtro de bloqueo. El patrón de microbanda 546 comprende una conexión en T secundaria 548 cuyas entradas opuestas están conectadas entre la entrada de baja frecuencia 534 y la conexión en T primaria 536. La entrada ortogonal de la conexión en T secundaria está conectada a una línea de transmisión de microbanda 550 (es decir, trayectoria metalizada) que tiene tres chicotes radiales, colocados a lo largo de la línea de microbanda entre la conexión en T y el acceso de salida. Usando más de un chicote radial se aumenta el aislamiento. El espaciado entre los chicotes radiales adyacentes puede optimizarse usando técnicas de simulación.

La Fig. 19 muestra un patrón alternativo de microbanda 554 para el filtro de bloqueo, donde en lugar de los chicotes radiales, se usa una línea de microbanda 556 que tiene una secuencia repetitiva de secciones de alta impedancia y baja impedancia. Las secciones de alta impedancia 558 se caracterizan por una estrecha línea de transmisión, mientras que las secciones de baja impedancia 560 se caracterizan por una ancha línea de transmisión.

Opcionalmente, la unidad diplexora de microbanda puede tener un filtro paso alto formado de manera integral con la misma. El filtro paso alto puede funcionar filtrando por bloqueo el paso de la radiación RF EM procedente del acceso de baja frecuencia 534 al generador de microondas (es decir, infiltración de la entrada de microondas 532). Para proporcionar esta función, el patrón de microbanda puede comprender un chicote rectangular en derivada con la línea de transmisión de microbanda entre la entrada de microondas 532 y la conexión en T primaria 536. El extremo del chicote tiene que presentar un cortocircuito al plano de tierra y la longitud de este chicote tiene que ser realmente un cuarto de una longitud de onda guiada a la frecuencia de la radiación microondas EM (por ejemplo, 5,8 GHz). El resultado es que la impedancia de cortocircuito se transforma en una impedancia de circuito abierto en la posición donde está conectado el chicote al borde de la línea de transmisión de microbanda.

Claims (25)

1. 5

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   REIVINDICACIONES

   1. Aparato electroquirúrgico (100) para resección de tejido biológico, comprendiendo el aparato:

   un generador de señales de radiofrecuencia (RF) (102) para generar radiación RF electromagnética (EM) que tiene una primera frecuencia; un generador de señales de microondas (104) para generar radiación microondas EM que tiene una segunda frecuencia que es mayor que la primera frecuencia; una sonda (118) dispuesta para suministrar la radiación RF EM y la radiación microondas EM por separado o simultáneamente desde un extremo distal de la misma; una estructura de suministro para transportar la radiación RF EM y la radiación microondas EM hasta la sonda, comprendiendo la estructura de suministro un canal de RF para conectar la sonda (118) al generador de señales RF (102), y un canal de microondas para conectar la sonda (118) al generador de señales microondas (104); un detector de señales RF (1006) para muestrear la corriente y el voltaje en el canal de RF y generar a partir de los mismos una señal de detección de RF (SRF) indicativa de la corriente y el voltaje; un detector de señales microondas (1012, 1014) para muestrear potencia directa y reflejada en el canal de microondas y generar a partir de las mismas una señal de detección de microondas (SM1, SM2) indicativa de la potencia de microondas suministrada por la sonda (118); y un controlador (106) en comunicación con el detector de señales RF (1006) y el detector de señales microondas (1012, 1014) para recibir la señal de detección de RF y la señal de detección de microondas, en donde el controlador (106) es operativo para seleccionar un perfil de suministro de energía para la radiación RF EM y la radiación microondas EM, siendo el perfil de suministro de energía para la radiación RF EM para corte de tejido y siendo el perfil de suministro de energía para la radiación microondas EM para hemostasia o sellado o coagulación o ablación de tejido,

   caracterizado por que:

   el controlador (106) comprende un microprocesador digital (110) programado para producir una señal de control de RF (CRF) para el generador de señales RF (102) y una señal de control de microondas (CM) para el generador de señales microondas (104), siendo la señal de control de RF y la señal de control de microondas para establecer el perfil de suministro de energía para la radiación RF EM y la radiación microondas EM respectivamente, y el controlador está dispuesto para determinar un estado para la señal de control de RF y la señal de control de microondas basándose en la señal de detección de RF y la señal de detección de microondas recibidas respectivamente.

2. 2.

   Aparato electroquirúrgico de acuerdo con la reivindicación 1, en el que la estructura de suministro incluye un canal de medición para suministrar energía a un nivel de potencia de 10 mW o menos.

3. 3.

   Aparato electroquirúrgico de acuerdo con la reivindicación 2, en el que el canal de medición está conectado para recibir una señal de medición desde el generador de señales microondas, y en el que el aparato se puede conmutar de modo que se suministre radiación microondas EM a la sonda a través del canal de medición o el canal de microondas.

4. 4.

   Aparato electroquirúrgico de acuerdo con la reivindicación 3, en el que el detector de señales microondas incluye un detector heterodino o heterodino doble.

5. 5.

   Aparato electroquirúrgico de acuerdo con la reivindicación 2, en el que, si el perfil de suministro de energía para la radiación RF EM y/o la radiación microondas EM comprende una forma de onda pulsada, el aparato está dispuesto para suministrar energía a la sonda a lo largo del canal de medición durante el tiempo inactivo de la forma de onda pulsada.

6. 6.

   Aparato electroquirúrgico de acuerdo con cualquier reivindicación anterior, en el que el controlador está dispuesto para establecer el perfil de suministro de energía ajustando la forma de onda y/o la potencia de la radiación RF EM y la radiación microondas EM.

7. 7.

   Aparato electroquirúrgico de acuerdo con cualquier reivindicación anterior, en el que el extremo distal de la sonda comprende una estructura de emisión bipolar que comprende un primer conductor (358) separado espacialmente de un segundo conductor (360), estando dispuestos el primer y segundo conductor para actuar:

   como electrodos activo y de retorno respectivamente para transportar la radiación RF EM por conducción y como una antena para radiar la radiación microondas EM.

8. 8.

   Aparato electroquirúrgico de acuerdo con la reivindicación 7, que incluye un suministro de gas (124) conectado a un suministro de flujo de gas al extremo distal de la sonda, en el que, si está presente el flujo de gas, la radiación RF EM se puede controlar para pulsar un plasma de gas de conducción entre el primer y el segundo conductores en el extremo distal de la sonda y la radiación microondas EM está dispuesta para sostener el plasma de gas.

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9. 9.

   Aparato electroquirúrgico de acuerdo con cualquier reivindicación anterior, en el que el canal de RF y el canal de microondas comprenden vías de paso de señales físicamente separadas desde el generador de señales RF (102) y el generador de señales microondas (104) respectivamente, estando la vía de paso de señales separada en el canal de RF aislada de la radiación microondas EM y estando la vía de paso de señales separada en el canal de microondas aislada de la radiación RF EM.

10. 10.

    Aparato electroquirúrgico de acuerdo con la reivindicación 9, en el que la estructura de suministro incluye un circuito combinador (114) que tiene una primera entrada conectada a la vía de paso de señales separada en el canal de RF, una segunda entrada conectada a la vía de paso de señales separada en el canal de microondas, y una salida conectada a una vía de paso de señales común para transportar la radiación RF EM y la radiación microondas EM por separado o simultáneamente a lo largo de un único canal hasta la sonda.

11. 11.

    Aparato electroquirúrgico de acuerdo con la reivindicación 10, en el que el circuito combinador incluye un dispositivo conmutador para conectar el canal de RF o el canal de microondas a la vía de paso de señales común.

12. 12.

    Aparato electroquirúrgico de acuerdo con la reivindicación 10, en el que el dispositivo conmutador comprende un conmutador relé o coaxial.

13. 13.

    Aparato electroquirúrgico de acuerdo con la reivindicación 10, en el que el circuito combinador comprende un diplexor bidireccional dispuesto para permitir:

    el transporte de radiación RF EM directa desde la primera entrada hasta la salida, el transporte de radiación RF EM reflejada desde la salida hasta la primera entrada, el transporte de radiación microondas EM directa desde la segunda entrada hasta la salida y el transporte de radiación microondas EM reflejada desde la salida hasta la segunda entrada.

14. 14.

    Aparato electroquirúrgico de acuerdo con la reivindicación 13, en el que el diplexor bidireccional comprende un circuito de microbanda abierto en forma de T (546) que tiene un filtro paso bajo formado de manera integral con el mismo para evitar que se infiltre radiación microondas EM de la primera entrada.

15. 15.

    Aparato electroquirúrgico de acuerdo con cualquier reivindicación anterior, en el que la señal de detección de RF del detector de señales RF es indicativa del voltaje y de la corriente de la radiación RF EM.

16. 16.

    Aparato electroquirúrgico de acuerdo con la reivindicación 15, que comprende un sintonizador de RF (138) conectado en el canal de RF para controlar la energía suministrada al tejido por la radiación RF EM, en el que el sintonizador de RF tiene una reactancia ajustable que puede controlar el controlador basándose en la señal de detección de RF.

17. 17.

    Aparato electroquirúrgico de acuerdo con la reivindicación 16, en el que la reactancia ajustable del sintonizador de RF comprende una pluralidad de elementos reactivos, teniendo cada elemento reactivo una reactancia fija y pudiendo conmutarse independientemente en y fuera de conexión con el canal de RF de acuerdo con una señal de control respectiva del controlador.

18. 18.

    Aparato electroquirúrgico de acuerdo con la reivindicación 16, en el que la reactancia ajustable del sintonizador de RF comprende una pluralidad de elementos reactivos, teniendo cada elemento reactivo una reactancia variable que se puede controlar independientemente de acuerdo con una señal de control respectiva del controlador.

19. 19.

    Aparato electroquirúrgico de acuerdo con la reivindicación 16, en el que la reactancia ajustable del sintonizador de RF la proporciona un condensador variable y/o un inductor variable, y el controlador comprende un circuito cerrado de realimentación auto-regulable dispuesto para generar una señal para establecer la reactancia del condensador variable y/o del inductor variable.

20. 20.

    Aparato electroquirúrgico de acuerdo con cualquier reivindicación anterior, en el que la señal de detección de microondas es indicativa de la magnitud de la potencia reflejada en el canal de microondas.

21. 21.

    Aparato electroquirúrgico de acuerdo con la reivindicación 20, que incluye un ajustador de impedancias (158) conectado en el canal de microondas entre el generador de señales microondas (104) y la sonda (118), teniendo el ajustador de impedancias una impedancia ajustable compleja que puede controlar el controlador basándose en la señal de detección de microondas.

22. 22.

    Aparato electroquirúrgico de acuerdo con cualquier reivindicación anterior, en el que el generador de señales RF comprende:

    un oscilador (454) acoplado a una unidad conmutadora (458) para generar una salida de RF estable; un amplificador (456) para amplificar la salida de RF estable; y un transformador de salida (462),

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    en el que el amplificador (456) está dispuesto para amplificar un voltaje a través de una bobina primaria del transformador, y la unidad conmutadora (458) está dispuesta para conmutar ENCENDIDO/APAGADO un voltaje a través de la bobina primaria del transformador de salida.

    5 23. Aparato electroquirúrgico de acuerdo con cualquier reivindicación anterior, en el que la primera frecuencia es una frecuencia fija estable en el intervalo de 10 kHz a 300 MHz y la segunda frecuencia es una frecuencia fija estable en el intervalo de 300 MHz a 100 GHz.
23. 24. Aparato electroquirúrgico de acuerdo con la reivindicación 7, en el que la estructura de emisión bipolar

    10 comprende un bloque plano de material dieléctrico, siendo el primer y el segundo conductores capas conductoras proporcionadas en superficies opuestas del bloque plano.
24. 25. Aparato electroquirúrgico de acuerdo con la reivindicación 7, en el que la estructura de emisión bipolar comprende dos superficies de fijación opuestas para fijar tejido biológico entre las mismas, proporcionándose el

    15 primer conductor en una de las superficies de fijación y proporcionándose el segundo conductor en la otra superficie de fijación.
25. 26. Aparato electroquirúrgico de acuerdo con cualquier reivindicación anterior para su uso en un procedimiento

    clínico relativo a uno cualquiera de cirugía endoscópica transluminal por orificio natural (NOTES), microcirugía 20 endoscópica transanal (TEMS) y cirugía laparoscópica de acceso único.

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