ES2830954T3 - Mezclador descendente y método para la mezcla descendente de al menos dos canales y codificador multicanal y decodificador multicanal - Google Patents

Mezclador descendente y método para la mezcla descendente de al menos dos canales y codificador multicanal y decodificador multicanal Download PDF

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Bernd Edler
Guillaume Fuchs
Jan Büthe
Sascha Disch
Florin Ghido
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Abstract

Mezclador descendente para la mezcla descendente de al menos dos canales de una señal de audio multicanal (12) que tiene los dos o más canales, que comprende: un procesador (10) para calcular una señal de mezcla descendente parcial (14) a partir de los al menos dos canales, en el que el procesador (10) está configurado para calcular (50) la señal de mezcla descendente parcial (14) al añadir los al menos dos canales, de modo que se cumpla una relación de energía o de amplitud predefinida entre los al menos dos canales de la señal multicanal (12) y el canal de mezcla descendente parcial, cuando los al menos dos canales están en fase y de modo que se cree una pérdida de amplitud o pérdida de energía en la señal de mezcla descendente parcial con respecto a los al menos dos canales, cuando los al menos dos canales están fuera de fase; un calculador de señal complementaria (20) para calcular una señal complementaria de la señal multicanal (12), siendo la señal complementaria (22) diferente de la señal de mezcla descendente parcial (14); y un sumador (30) para añadir la señal de mezcla descendente parcial (14) y la señal complementaria (22) para obtener una señal de mezcla descendente (40) de la señal multicanal, en el que el calculador de señal complementaria se configura para calcular (52) la señal complementaria de modo que la pérdida de energía o la pérdida de amplitud de la señal de mezcla descendente parcial (14) se compense parcial o completamente por la adición de la señal de mezcla descendente parcial (14) y la señal complementaria (22) en el sumador (30).

Description

DESCRIPCIÓN
Mezclador descendente y método para la mezcla descendente de al menos dos canales y codificador multicanal y decodificador multicanal
Memoria descriptiva
La presente invención se refiere al procesamiento de audio, y en particular, al procesamiento de señales de audio multicanal que comprenden dos o más canales de audio.
La reducción del número de canales es esencial para lograr la codificación multicanal a bajas tasas de bits. Por ejemplo, los esquemas de codificación estéreo paramétrica se basan en una mezcla descendente mono apropiada de los canales de entrada izquierdo y derecho, véase, por ejemplo, el documento EP 2854 133 A1. La mono señal así obtenida debe ser codificada y transmitida por el mono códec junto con la información secundaria que describe de forma paramétrica la escena auditiva. La información secundaria generalmente consiste en varios parámetros espaciales por subbanda de frecuencia. Pueden incluir, por ejemplo:
• Diferencia de nivel entre canales (ILD) que mide la diferencia de nivel (o equilibrio) entre canales.
• Diferencia de tiempo entre canales (ITD) o Diferencia de fase entre canales (IPD) que describe el tiempo o la diferencia de fase entre canales, respectivamente.
Sin embargo, un procesamiento de mezcla descendente es propenso a crear cancelación y coloración de señal debido a desalineación de fase entre canales, lo que lleva a degradaciones de calidad no deseadas. Como ejemplo, si los canales son coherentes y están casi fuera de fase, es probable que la señal de mezcla descendente muestre un sesgo espectral perceptible, tales como las características de un filtro peine.
La operación de mezcla descendente se puede realizar en el dominio del tiempo simplemente por una suma de los canales izquierdo y derecho, como se expresa por
Figure imgf000002_0001
donde l[n] y r[n] son los canales izquierdo y derecho, n es el índice de tiempo, y m[n] y W2[n] son las ponderaciones que determinaron la mezcla. Si las ponderaciones son constantes en el tiempo, se habla de mezcla descendente pasiva. Tiene la desventaja de ser independiente de la señal de entrada y la calidad de la señal de mezcla descendente obtenida depende en gran medida de las características de la señal de entrada. La adaptación de la ponderación en el tiempo puede reducir este problema hasta cierto punto.
Sin embargo, para resolver los problemas principales, normalmente se realiza una mezcla descendente activa en el dominio de frecuencia utilizando, por ejemplo, una transformada de Fourier a corto plazo (STFT). De este modo, las ponderaciones se pueden hacer dependientes del índice de frecuencia k y el índice de tiempo n, y se pueden ajustar mejor a las características de la señal. La señal de mezcla descendente entonces se expresa como:
Figure imgf000002_0002
donde M[k,n], L[k,n] y R[k,n] son los componentes de STFT de la señal de mezcla descendente, el canal izquierdo y el canal derecho, respectivamente, en el índice de frecuencia k e índice de tiempo n. Las ponderaciones Wi[k,n] y W2[k,n] se pueden ajustar adaptativamente en tiempo y frecuencia. Su objetivo es conservar la energía promedio o la amplitud de los dos canales de entrada al minimizar el sesgo espectral causado por los efectos de filtrado de peine.
El método más sencillo para la mezcla descendente activa es ecualizar la energía de la señal de mezcla descendente para producir para cada bin o subbanda de frecuencia la energía promedio de los dos canales de entrada [1]. Las señales de mezcla descendente mostradas en la figura 7b entonces se pueden formular como:
M [k ] = W [k ] ( L [k ] R [k ])
en donde
Figure imgf000002_0003
Tal solución sencilla tiene varias deficiencias. Primero, la señal de mezcla descendente no está definida cuando los dos canales tienen componentes de frecuencia de tiempo invertidos de fase de igual amplitud (ILD = 0db e IPD = pi).
Esta singularidad resulta del denominador que se vuelve cero en este caso. La salida de una mezcla descendente activa simple es en este caso impredecible. Este comportamiento se muestra en la figura 7a para varias diferencias de nivel entre canales donde la fase se grafica como una función de la IPD.
Para ILD = 0dB, la suma de los dos canales es discontinua en IPD = pi lo que da como resultado una etapa de pi radián. En otras condiciones, la fase evoluciona en forma regular y continua en módulo 2pi.
La segunda naturaleza de los problemas proviene de la importante varianza de las ganancias de normalización para lograr dicha ecualización de energía. En efecto, las ganancias de normalización pueden fluctuar drásticamente de trama a trama y entre subbandas de frecuencias adyacentes. Conduce a una coloración antinatural de la señal de mezcla descendente y a efectos de bloqueo. El uso de ventanas de síntesis para el método STFT y de superposiciónadición da como resultado transiciones suavizadas entre tramas de audio procesadas. Sin embargo, un gran cambio en las ganancias de normalización entre las tramas secuenciales todavía puede producir artefactos de transición audibles. Además, esta ecualización drástica también puede conducir a artefactos audibles debido al solapamiento de los lóbulos laterales de respuesta de frecuencia de la ventana de análisis de la transformación de bloque.
Como alternativa, la mezcla descendente activa se puede lograr mediante la realización de una alineación de fase de los dos canales antes de calcular la señal suma [2-4]. La ecualización de energía que se realizará en la nueva señal de suma entonces es limitada, debido a que los dos canales ya están en fase antes de sumarlos. En [2], la fase del canal izquierdo se usa como referencia para alinear los dos canales en fase. Si las fases de los canales izquierdos no están bien acondicionadas (por ejemplo, canal de ruido cero o de bajo nivel), la señal de mezcla descendente se ve directamente afectada. En [3], este problema importante se resuelve tomando como referencia la fase de la señal de suma antes de la rotación. Todavía el problema de singularidad en ILD = 0dB e IPD = pi no está tratado. Por esta razón, [4] modifica el enfoque mediante el uso de un parámetro de diferencia de fase de banda ancha para mejorar la estabilidad en tal caso. No obstante, ninguno de estos enfoques consideró la segunda naturaleza del problema relacionada con la inestabilidad. La rotación de fase de los canales también puede llevar a una mezcla antinatural de los canales de entrada y puede crear graves inestabilidades y efectos de bloqueo, especialmente cuando ocurren grandes cambios en el procesamiento en el tiempo y frecuencia.
Finalmente, hay técnicas más evolucionadas como [5] y [6], que se basan en las observaciones de que la cancelación de señal durante la mezcla descendente ocurre solo en componentes de frecuencia-tiempo que son coherentes entre los dos canales. En [5], los componentes coherentes se filtran antes de sumar partes incoherentes de los canales de entrada. En [6], la alineación de fase solo se calcula para las componentes coherentes antes de sumar los canales. Además, la alineación de fase se regulariza en tiempo y frecuencia para evitar problemas de estabilidad y discontinuidad. Ambas técnicas son exigentes computacionalmente ya que en [5] los coeficientes del filtro se deben identificar en cada trama y en [6] se debe calcular una matriz de covarianza entre los canales.
El objeto de la presente invención es proporcionar un concepto mejorado para el procesamiento de mezcla descendente o multicanal.
Este objeto se obtiene mediante un mezclador descendente de la reivindicación 1, un método de mezcla descendente de la reivindicación 12, o un programa informático de la reivindicación 17. Se exponen realizaciones preferidas en las reivindicaciones dependientes. Tal como se observó anteriormente, la invención se expone en las reivindicaciones independientes. Todos los casos siguientes de las palabras "invención" o "realización/realizaciones", si se refieren a combinaciones de características que no comprenden todas las características definidas por las presentes reivindicaciones independientes, se refieren a ejemplos que se presentaron originalmente pero que no representan realizaciones de la invención reivindicada actualmente; estos ejemplos todavía se muestran como ejemplos útiles para comprender la invención reivindicada actualmente.
La presente invención se basa en el hallazgo de que un mezclador descendente para la mezcla descendente de al menos dos canales de una señal multicanal que tiene los dos o más canales no solo realiza una adición de los al menos dos canales para calcular una señal de mezcla descendente a partir de los al menos dos canales, sino que el mezclador descendente comprende adicionalmente un calculador de señal complementaria para calcular una señal complementaria de la señal multicanal, en el que la señal complementaria es diferente de la señal de mezcla descendente parcial. Además, el mezclador descendente comprende un sumador para añadir la señal de mezcla descendente parcial y la señal complementaria para obtener una señal de mezcla descendente de la señal multicanal. Este procedimiento es ventajoso, ya que la señal complementaria, que es diferente de la señal de mezcla descendente parcial, llena cualquier hueco del dominio de tiempo o dominio espectral dentro de la señal de mezcla descendente que se pueda producir debido a ciertas constelaciones de fase de al menos dos canales. Particularmente, cuando los dos canales están en fase, entonces típicamente no debería haber ningún problema cuando se realiza una adición sencilla de los dos canales. Sin embargo, cuando los dos canales están fuera de fase, entonces la adición conjunta de estos dos canales da como resultado una señal con una energía muy baja, incluso que se aproxima a energía cero. Sin embargo, debido al hecho de que la señal complementaria ahora se añade a la señal de mezcla descendente parcial, la señal de mezcla descendente finalmente obtenida todavía tiene una energía significativa o al menos no muestra tales fluctuaciones de energía graves.
La presente invención es ventajosa, ya que introduce un procedimiento para la mezcla descendente de dos o más canales con el objetivo de minimizar la cancelación y las inestabilidades de señal típica observadas en la mezcla descendente convencional.
Además, las realizaciones son ventajosas, ya que representan un procedimiento poco complejo que tiene el potencial de minimizar los problemas habituales de la mezcla descendente multicanal.
Las realizaciones preferidas se basan en una energía controlada o ecualización de amplitud de la señal de suma mezclada con la señal complementaria que también se deriva de las señales de entrada, pero es diferente de la señal de mezcla descendente parcial. La ecualización de energía de la señal de suma se controla para evitar problemas en el punto de singularidad, pero también para minimizar las deficiencias significativas de la señal debido a grandes fluctuaciones de la ganancia. Con preferencia, la señal complementaria está allí para compensar una pérdida de energía restante o para compensar al menos una parte de esta pérdida de energía restante.
En una realización, el procesador se configura para calcular la señal de mezcla descendente parcial de modo que se cumple la energía predefinida relacionada o relación de amplitud relacionada entre los al menos dos canales y el canal de mezcla descendente parcial, cuando los al menos dos canales están en fase, y de modo que se crea una pérdida de energía en la señal de mezcla descendente parcial, cuando los al menos dos canales están fuera de fase. En esta realización, el calculador de señal complementaria se configura para calcular la señal complementaria de modo que la pérdida de energía de la señal de mezcla descendente parcial se compensa parcial o totalmente por la adición de la señal de mezcla descendente parcial y la señal complementaria juntas.
En una realización, el calculador de señal complementaria está configurado para calcular la señal complementaria de modo que la señal complementaria tiene un índice de coherencia de 0,7 con respecto a la señal de mezcla descendente parcial, donde un índice de coherencia de 0,0 muestra una incoherencia completa y un índice de coherencia de 1 muestra una coherencia completa. En consecuencia, se asegura que la señal de mezcla descendente parcial por un lado y la señal complementaria por el otro lado son suficientemente diferentes entre sí.
Con preferencia, la mezcla descendente genera la señal de suma de los dos canales, tal como L+R, tal como se realiza en enfoques de mezcla descendente pasiva o activa convencionales. Las ganancias aplicadas a esta señal de suma que posteriormente se denominan W1 apuntan a ecualizar la energía del canal de suma para combinar la energía promedio o la amplitud promedio de los canales de entrada. Sin embargo, a diferencia de los enfoques de mezcla descendente activa convencionales, los valores W1 están limitados para evitar problemas de inestabilidad y evitar que las relaciones de energía se restauren en función de una señal de suma deteriorada.
Un segundo mezclado se realiza con la señal complementaria. La señal complementaria se elige de modo que su energía no desaparece cuando L y R están fuera de fase. Los factores de ponderación W2 compensan la ecualización de energía debido a la limitación introducida en los valores W1.
Las realizaciones preferidas posteriormente se discuten con respecto a los dibujos acompañantes, en el que:
la figura 1 es un diagrama de bloque de un mezclador descendente de acuerdo con una realización;
la figura 2a es un diagrama de flujo para ilustrar la característica de compensación de la pérdida de energía;
la figura 2b es un diagrama de bloque que ilustra una realización del calculador de señal complementaria;
la figura 3 es un diagrama de bloque esquemático que ilustra un mezclador descendente que opera en el dominio espectral y que tiene una salida del sumador conectada a diferentes alternativas o elementos de procesamiento acumulativos;
la figura 4 ilustra un procedimiento preferido implementado por el procesador para procesar la señal de mezcla descendente parcial;
la figura 5 ilustra un diagrama de bloque de un codificador multicanal en una realización;
la figura 6 ilustra un diagrama de bloque de un decodificador multicanal;
la figura 7a ilustra el punto de singularidad del componente de suma de acuerdo con la técnica anterior;
la figura 7b ilustra ecuaciones para calcular la mezcla descendente en el ejemplo de la técnica anterior de la figura 7a; la figura 8a ilustra una relación de energía de una mezcla descendente de acuerdo con una realización;
la figura 8b ilustra ecuaciones para la realización de la figura 8a;
la figura 8c ilustra ecuaciones alternativas con una resolución de frecuencia más gruesa de los factores de ponderación;
la figura 8d ilustra la fase de mezcla descendente para la realización de la figura 8a;
la figura 9a ilustra un cuadro de limitación de ganancia para la señal de suma en una realización adicional;
la figura 9b ilustra una ecuación para calcular la señal de mezcla descendente M para la realización de la figura 9a;
la figura 9c ilustra una función de manipulación para calcular un factor de ponderación manipulado para el cálculo de la señal de suma de la realización de la figura 9a;
la figura 9d ilustra los cálculos de los factores de ponderación para el cálculo de la señal complementaria W2 para la realización de la figura 9a - la figura 9c;
la figura 9e ilustra una relación de energía de la mezcla descendente de la figura 9a - 9d;
la figura 9f ilustra la ganancia W2 para la realización de las figuras 9a - 9e;
la figura 10a ilustra una energía de mezcla descendente para una realización adicional;
la figura 10b ilustra ecuaciones para el cálculo de la señal de mezcla descendente y el primer factor de ponderación W1 para la realización de la figura 10a;
la figura 10c ilustra procedimientos para calcular los factores de ponderación de segunda señal o complementaria para la realización de la figura 10a - 10b;
la figura 10d ilustra ecuaciones para los parámetros p y q de la realización de la figura 10c;
la figura 10e ilustra la ganancia W2 en función de ILD e IPD de la mezcla descendente con respecto a la realización ilustrada en la figura 10a a 10d.
La figura 1 ilustra un mezclador descendente para la mezcla descendente de al menos dos canales de una señal multicanal 12 que tiene los dos o más canales. Particularmente, la señal multicanal solo puede ser una señal estéreo con un canal izquierdo L y un canal derecho R, o la señal multicanal puede tener tres o incluso más canales. Los canales también pueden incluir o consistir en objetos de audio. El mezclador descendente comprende un procesador 10 para calcular una señal de mezcla descendente parcial 14 de los al menos dos canales de la señal multicanal 12. Además, el mezclador descendente comprende un calculador de señal complementaria 20 para calcular una señal complementaria de la señal multicanal 12, en el que la señal complementaria 22 es emitida por el bloque 20 es diferente de la señal de mezcla descendente parcial 14 emitida por el bloque 10. En forma adicional, el mezclador descendente comprende un sumador 30 para añadir la señal de mezcla descendente parcial y la señal complementaria para obtener una señal de mezcla descendente 40 de la señal multicanal 12. Generalmente, la señal de mezcla descendente 40 solo tiene un canal único o, alternativamente, tiene más de un canal. Generalmente, sin embargo, la señal de mezcla descendente tiene menos canales que los que se incluyen en la señal multicanal 12. En consecuencia, cuando la señal multicanal, por ejemplo, tiene cinco canales, la señal de mezcla descendente puede tener cuatro canales, tres canales, dos canales o un canal único. Se prefiere la señal de mezcla descendente con uno o dos canales respecto de la señal de mezcla descendente que tiene más de dos canales. En el caso de una señal de dos canales como la señal multicanal 12, la señal de mezcla descendente 40 solo tiene un canal único.
En una realización, el procesador 10 se configura para calcular la señal de mezcla descendente parcial 14 de modo que se cumple la relación relacionada con energía o relacionada con amplitud predefinida entre los al menos dos canales y la señal de mezcla descendente parcial, cuando los al menos dos canales están en fase y de este modo se crea una pérdida de energía en la señal de mezcla descendente parcial con respecto a los al menos dos canales, cuando los al menos dos canales están fuera de fase. Las realizaciones y ejemplos para la relación predefinida son que las amplitudes de la señal de mezcla descendente están en cierta relación con las amplitudes de las señales de entrada o las energías en forma de subbanda, por ejemplo, de la señal de mezcla descendente están en una relación predefinida con las energías de las señales de entrada. Una relación particularmente interesante es que la energía de la señal de mezcla descendente, ya sea en ancho de banda completo o en subbandas, es igual a una energía promedio de las dos señales de mezcla descendente o las más de dos señales de mezcla descendente. Por lo tanto, la relación puede ser con respecto a la energía, o con respecto a la amplitud. Además, el calculador de señal complementaria 20 de la figura 1 está configurado para calcular la señal complementaria 22 de modo que la pérdida de energía de la señal de mezcla descendente parcial como se ilustra en 14 en la figura 1 se compensa parcial o totalmente mediante la adición de la señal de mezcla descendente parcial 14 y la señal complementaria 22 en el sumador 30 de la figura 1 para obtener la señal de mezcla descendente.
Generalmente, las realizaciones se basan en la energía controlada o ecualización de amplitud de la señal de suma mezclada con la señal complementaria derivada también de los canales de entrada.
Las realizaciones se basan en una energía controlada o ecualización de amplitud de la señal de suma mezclada con una señal complementaria derivada también de los canales de entrada. La ecualización de energía de la señal de suma se controla para evitar problemas en el punto de singularidad, pero también para minimizar significativamente las deficiencias de señal debido a grandes fluctuaciones de la ganancia. La señal complementaria está allí para compensar la pérdida de energía restante o al menos una parte de ella. La forma general de la nueva mezcla descendente se puede expresar como
Figure imgf000006_0001
donde la señal complementaria S[k,n] debe ser idealmente ortogonal tanto como sea posible para la señal de suma, pero en la práctica se puede elegir como
S[k,n] = L[k,n]
o
S[k,n] = R[k,n]
o
Figure imgf000006_0002
En todos los casos, la mezcla descendente genera primero el canal de suma L R como se realiza en los enfoques de mezcla descendente pasiva y activa convencionales. La ganancia Wí[k,n] tiene como objetivo ecualizar la energía del canal de suma para combinar la energía promedio o la amplitud promedio de los canales de entrada. Sin embargo, a diferencia de los enfoques de mezcla descendente activa convencionales, W [k,n] está limitada para evitar problemas de inestabilidad y evitar que las relaciones de energía se restauren en función de una señal de suma deteriorada.
Se realiza un segundo mezclado con la señal complementaria. La señal complementaria se elige de modo que su energía no desaparece cuando L[k,n] y R[k,n] están fuera de fase. W2[k,n] compensa la ecualización de energía debido a la limitación introducida en W1[k,n].
Como se ilustra, el calculador de señal complementaria 20 se configura para calcular la señal complementaria de modo que la señal complementaria es diferente de la señal de mezcla descendente parcial. En cantidades, se prefiere que un índice de coherencia de la señal complementaria sea menor de 0,7 con respecto a la señal de mezcla descendente parcial. En esta escala, un índice de coherencia de 0,0 muestra una incoherencia completa y un índice de coherencia de 1,0 muestra una coherencia completa. En consecuencia, se ha demostrado que un índice de coherencia menor de 0,7 es útil de modo que la señal de mezcla descendente parcial y la señal complementaria son suficientemente diferentes entre sí. Sin embargo, los índices de coherencia menores de 0,5 e incluso menores de 0,3 son de mayor preferencia.
La figura 2a ilustra un procedimiento realizado por el procesador. En particular, como se ilustra en el elemento 50 de la figura 2a, el procesador calcula la señal de mezcla descendente parcial con una pérdida de energía con respecto a los al menos dos canales que representan la entrada en el procesador. Además, el calculador de señal complementaria 52 calcula la señal complementaria 22 de la figura 1 para compensar parcial o totalmente la pérdida de energía.
En una realización ilustrada en la figura 2b, el calculador de señal complementaria comprende un selector de señal complementaria o determinador de señal complementaria 23, un calculador del factor de ponderación 24 y un ponderador 25 para obtener finalmente la señal complementaria 22. En particular, el selector de señal complementaria o determinador de señal complementaria 23 se configura para usar, para calcular la señal complementaria, una señal de un grupo de señales que consiste en un primer canal tal como L, un segundo canal tal como R, una diferencia entre el primer canal y el segundo canal que se indica L-R en la figura 2b. Alternativamente, la diferencia también puede ser R-L. Una señal adicional usada por el selector de señal complementaria 23 puede ser un canal adicional de la señal multicanal, es decir, un canal que no es seleccionado por el procesador para calcular la señal de mezcla descendente parcial. Este canal puede, por ejemplo, ser un canal central, o un canal envolvente o cualquier otro canal adicional que comprende un objeto. En otras realizaciones, la señal usada por el selector de señal complementaria es un primer canal decorrelacionado, un segundo canal decorrelacionado, un canal adicional decorrelacionado o incluso la señal de mezcla descendente parcial decorrelacionada calculada por el procesador 14. En realizaciones preferidas, sin embargo, el primer canal tal como L o el segundo canal tal como R o, incluso con más preferencia, la diferencia entre el canal izquierdo y el canal derecho o la diferencia entre el canal derecho y el canal izquierdo se prefieren para calcular la señal complementaria.
La salida del selector de señal complementaria 23 es la entrada en un calculador del factor de ponderación 24. El calculador del factor de ponderación en forma adicional normalmente recibe las dos o más señales para combinar por el procesador 10 y el calculador del factor de ponderación calcula las ponderaciones W2 ilustradas en 26. Estas ponderaciones junto con la señal usada y determinada por el selector de señal complementaria 23 se introducen en el ponderador 25, y el ponderador entonces pondera la correspondiente salida de señal del bloque 23 usando los factores de ponderación del bloque 26 para obtener finalmente la señal complementaria 22.
Los factores de ponderación solo pueden ser dependientes del tiempo, de modo que para un cierto bloque o trama en el tiempo, se calcula un factor de ponderación W2 único. En otras realizaciones, sin embargo, se prefiere usar factores de ponderación W2 dependientes del tiempo y frecuencia de modo que, para un cierto bloque o trama de la señal complementaria, no solo está disponible un factor de ponderación único para este bloque de tiempo, sino un conjunto de factores de ponderación W2 para un conjunto de diferentes valores de frecuencia o bin espectrales de la señal generada o seleccionada por el bloque 23.
Una realización correspondiente para los factores de ponderación dependientes del tiempo y frecuencia no solo para uso del calculador de señal complementaria 20, sino también para el uso del procesador 10 se ilustra en la figura 3.
En particular, la figura 3 ilustra un mezclador descendente en una realización preferida que comprende un conversor de espectro de tiempo 60 para convertir los canales de entrada de dominio de tiempo en canales de entrada de dominio de frecuencia, donde cada canal de entrada de dominio de frecuencia tiene una secuencia de espectros. Cada espectro tiene un índice de tiempo separado n y, dentro de cada espectro, un determinado índice de frecuencia k se refiere a un componente de frecuencia asociado de manera única con el índice de frecuencia. Por lo tanto, en un ejemplo, cuando un bloque tiene 512 valores espectrales, entonces la frecuencia k se extiende de 0 a 511 para identificar de manera única cada uno de los 512 índices de frecuencia diferentes.
El convertidor de espectro de tiempo 60 está configurado para aplicar una FFT y, con preferencia, una FFT superpuesta de modo que la secuencia de espectros obtenidos por el bloque 60 se relaciona con bloques superpuestos de los canales de entrada. Sin embargo, también se pueden usar algoritmos de conversión espectral no superpuestos y otras conversiones además de una FFT así como DCT.
En particular, el procesador 10 de la figura 1 comprende un primer calculador del factor de ponderación 15 para calcular ponderaciones W1 para los índices espectrales individuales k o factores de ponderación W1 para las subbandas b, donde una subbanda es más ancha que un valor espectral con respecto a la frecuencia, y normalmente, comprende dos o más valores espectrales.
El calculador de señal complementaria 20 de la figura 1 comprende un segundo calculador del factor de ponderación que calcula los factores de ponderación W2. En consecuencia, el elemento 24 se puede construir de modo similar al elemento 24 de la figura 2b.
Además, el procesador 10 de la figura 1 que calcula la señal de mezcla descendente parcial comprende un ponderador de la mezcla descendente 16 que recibe, como una entrada, los factores de ponderación W1 y que emite la señal de mezcla descendente parcial 14 que es enviada al sumador 30. Además, la realización ilustrada en la figura 3 comprende adicionalmente el ponderador 25 ya descrito con respecto a la figura 2b que recibe, como una entrada, los segundos factores de ponderación W2.
El sumador 30 emite la señal de mezcla descendente 40. La mezcla descendente 40 se puede usar en varios casos diferentes. Una manera de usar la señal de mezcla descendente 40 es introducirla en un codificador de mezcla descendente del dominio de frecuencia 64 ilustrado en la figura 3 que emite una señal de mezcla descendente codificada. Un procedimiento alternativo es insertar la representación de dominio de frecuencia de la señal de mezcla descendente 40 en un convertidor de tiempo de espectro 62 a fin de obtener, en la salida del bloque 62, una señal de mezcla descendente del dominio de tiempo. Una realización adicional es alimentar la señal de mezcla descendente 40 a un procesador de mezcla descendente 66 adicional que genera alguna clase de canal de mezcla descendente del procedimiento tal como un canal de mezcla descendente transmitido, un canal de mezcla descendente almacenado o un canal de mezcla descendente que ha realizado algún tipo de ecualización, una variación de ganancia, etc.
En las realizaciones, el procesador 10 está configurado para calcular los factores de ponderación dependientes de tiempo o frecuencia Wi como se ilustra en el bloque 15 de la figura 3 para una ponderación de una suma de los al menos dos canales de acuerdo con una relación de energía o amplitud predefinida entre los al menos dos canales y una señal de suma de los al menos dos canales. Además, en forma subsiguiente a este procedimiento que también se ilustra en el artículo 70 de la figura 4, el procesador está configurado para comparar un factor de ponderación calculado W1 para un determinado índice de frecuencia k y un determinado índice de tiempo n o para una determinada subbanda espectral b y un determinado índice de tiempo n para un umbral predefinido como se indica en el bloque 72 de la figura 4. Esta comparación se realiza con preferencia para cada índice espectral k o para cada índice de subbanda b o para cada índice de tiempo n y con preferencia para un índice de espectro k o b y para cada índice de tiempo n. Cuando el factor de ponderación calculado está en una primera relación con el umbral predefinido tal como por debajo del umbral que se ilustra en 73, entonces el factor de ponderación calculado W1 se usa como se indica en t 74 en la figura 4. Sin embargo, cuando el factor de ponderación calculado está en una segunda relación con el umbral predefinido que es diferente de la primera relación con el umbral predefinido tal como por encima del umbral indicado en 75, el umbral predefinido se usa en lugar del factor de ponderación calculado para calcular la señal de mezcla descendente parcial, por ejemplo, en el bloque 16 de la figura 3. Esta es una limitación “dura” de W1. En otras realizaciones, se realiza una clase de “limitación blanda”. En esta realización, un factor de ponderación modificado se deriva usando una función de modificación, en el que la función de modificación es tal que el factor de ponderación modificado está más cerca del umbral predefinido que el factor de ponderación calculado.
La realización en la figura 8a-8d usa una limitación dura, mientras que la realización de la figura 9a-9f y la realización de la figura 10a-10e usa una limitación blanda, es decir, una función de modificación.
En una realización adicional, el procedimiento de la figura 4 se realiza con respecto al bloque 70 y bloque 76, pero no se realiza una comparación con un umbral discutida con respecto al bloque 72. Posteriormente al cálculo del bloque 70, un factor de ponderación modificado se deriva usando la función de modificación de la descripción anterior del bloque 76, en el que la función de modificación es tal que un factor de ponderación modificado produce una energía de la señal de mezcla descendente parcial que es menor que una energía de la relación de energía predefinida. Con preferencia, la función de modificación que se aplica sin una comparación específica es tal que limita, para valores altos de W1 el factor de ponderación manipulado o modificado a un cierto límite o solo tiene un incremento muy pequeño tal como una función log o ln o, aunque no se limita a un cierto valor, solo tiene un incremento muy lento, de modo que los problemas de estabilidad como se discutió anteriormente se evitan sustancialmente o al menos se reducen.
En una realización preferida ilustrada en la figura 8a-8d, la mezcla descendente está dada por:
Figure imgf000008_0001
donde
Figure imgf000008_0002
En la ecuación anterior, A es una constante de valor real que con preferencia es igual a la raíz cuadrada de 2, pero A también puede tener valores diferentes entre 0,5 o 5. De acuerdo con la aplicación, incluso se pueden usar valores diferentes a los valores mencionados anteriormente.
Dado que
Figure imgf000008_0003
V2
Wi[k,n] y W2[k,n] son siempre positivos y Wi[k,n] se limita a 2A o, por ejemplo, 0,5.
Las ganancias de mezcla se pueden calcular en forma de bin para cada índice k de la STFT como se describe en las fórmulas anteriores o se pueden calcular en banda para cada subbanda no superpuesta que reúna un conjunto de índices b de la STFT. Las ganancias se calculan en base a la siguiente ecuación:
Figure imgf000008_0004
Figure imgf000009_0001
Dado que la conservación de la energía durante la ecualización no es una restricción dura, la energía de la señal resultante de la mezcla descendente varía en comparación con la energía promedio del canal de entrada. La relación de energía depende de la ILD y la IPD como se ilustra en la figura 8a.
En contraste con el método de mezcla descendente activa simple, que preserva una relación constante entre la energía de salida y la energía promedio de los canales de entrada, la nueva señal de mezcla descendente no muestra ninguna singularidad como se ilustra en la figura 8d. En efecto, en la figura 7a se puede observar un salto de una magnitud Pi (180 °) en IP = Pi e ILD = 0dB, mientras que en la figura 8d, el salto es de 2Pi (360 °), lo que corresponde a un cambio continuo en el dominio de fase desenvuelto.
Los resultados de las pruebas de escucha confirman que el nuevo método de mezcla descendente produce menos significativamente inestabilidades y deficiencias para un intervalo grande de señales estéreo que la mezcla descendente activa convencional.
En este contexto, la figura 8a ilustra, a lo largo del eje x, la diferencia de nivel entre canales entre un canal izquierdo original y un canal derecho original en dB. Además, la energía de mezcla descendente se indica en una escala relativa entre 0 y 1,4 a lo largo del eje y y el parámetro es la diferencia de fase entre canales IPD. Particularmente, parece que la energía de la señal de mezcla descendente resultante varía particularmente de acuerdo con la fase entre los canales y, para una fase de Pi (180 °), es decir, para una situación fuera de fase, la variación de energía está, en al menos para las diferencias de nivel positivas entre canales, en buena forma. La figura 8b ilustra ecuaciones para calcular la señal de mezcla descendente M y también resulta claro que, como la señal complementaria, se selecciona el canal izquierdo. La figura 8c ilustra los factores de ponderación W1 y W2 no solo para índices espectrales individuales, sino para subbandas donde un conjunto de índices de la STFT, es decir, al menos dos valores espectrales k se suman para obtener una cierta subbanda.
En comparación con la técnica anterior ilustrada en la figura 7a y la figura 7b, ya no se incluye ninguna singularidad cuando la figura 8d se compara con la figura 7a.
Las figuras 9a-9f ilustran una realización adicional, en la que la mezcla descendente se calcula usando la diferencia entre las señales izquierda y derecha L y R como base para la señal complementaria. Particularmente, en esta realización,
Figure imgf000009_0002
donde el conjunto de ganancias W1[k,n] y W2[k,n] se calcula de modo que se mantiene la relación de energía entre la señal mezclada de manera descendente y los canales de entrada en cada condición.
Primero la ganancia W-\[k,n] se calcula para ecualizar la energía hasta un límite determinado, donde A es nuevamente
un número de valor real igual a ^ o diferente de este valor:
Figure imgf000009_0003
Como consecuencia, la ganancia W1[k,n] de la señal de suma se limita al intervalo [0, 1] como se muestra en la figura 9a. En la ecuación para x, una implementación alternativa es usar el denominador sin una raíz cuadrada.
Si los dos canales tienen un IPD mayor de pi/2, W1 puede no compensar más la pérdida de energía, y luego vendrá entonces de la ganancia W2. W2 se calcula como una de las raíces de la siguiente ecuación cuadrática:
Figure imgf000010_0001
Las raíces de la ecuación están dadas por:
W2 = - p ± Vp2 - <7.
donde
Figure imgf000010_0002
Una de las dos raíces se puede seleccionar. Para ambas raíces, la relación de energía se conserva para todas las condiciones, como se muestra en la figura 9e.
Si los dos canales tienen un IPD mayor que pi / 2, W1 no pueden compensar más la pérdida de energía, y luego vendrán de la ganancia W2. W2 se calcula como una de las raíces de la siguiente ecuación cuadrática:
Figure imgf000010_0003
Las raíces de la ecuación están dadas por:
Figure imgf000010_0004
donde
Figure imgf000010_0005
Una de las dos raíces se puede seleccionar. Para ambas raíces, la relación de energía se conserva para todas las condiciones, como se muestra en la figura 9f.
Con preferencia, la raíz con el valor absoluto mínimo se selecciona adaptativamente para W2[k,n]. Tal selección adaptativa producirá un cambio de una raíz a otra para ILD = 0dB, que una vez más puede crear una discontinuidad. En contraste con el estado de la técnica, este enfoque resuelve el efecto de filtrado de peine de la mezcla descendente y el sesgo espectral sin introducir ninguna singularidad. Mantiene las relaciones de energía en todas las condiciones pero introduce más inestabilidades en comparación con la realización preferida.
Por lo tanto, la figura 9a ilustra una comparación de la limitación de ganancia obtenida por los factores W1 de la señal de suma en el cálculo de la señal de mezcla descendente parcial de esta realización. Particularmente, la línea recta es la situación antes de la normalización o antes de la modificación del valor como se discutió anteriormente con respecto al bloque 76 de la figura 4. Y, la otra línea que se aproxima a un valor de 1 para la función de modificación como un función del factor de ponderación W1. Resulta claro que se produce una influencia de la función de modificación a valores superiores a 0,5, pero la desviación solo se vuelve realmente visible para los valores W1 de aproximadamente 0,8 y mayores.
La figura 9b ilustra la ecuación implementada por el diagrama de bloque de la figura 1 para esta realización.
Además, la figura 9c ilustra cómo se calculan los valores de W1 y, en consecuencia, la figura 9a ilustra la situación funcional de la figura 9c. Finalmente, la figura 9d ilustra el cálculo de W2, es decir, los factores de ponderación usados por el generador de la señal complementaria 20 de la figura 1.
La figura 9e ilustra que la energía de mezcla descendente es siempre la misma e igual a 1 para todas las diferencias de fase entre el primer y el segundo canal y para todas las diferencias de nivel ALD entre el primer y el segundo canal. Sin embargo, la figura 9f ilustra las discontinuidades incurridas por los cálculos de las reglas de la ecuación para Em de la figura 9d debido al hecho de que hay un denominador en la ecuación para p y la ecuación para q ilustrada en la figura 9d que puede volverse 0.
Las figuras 10a-10e ilustran una realización adicional que se puede observar como un compromiso entre dos alternativas descritas antes.
La mezcla descendente está dada por;
M = Wx\k ](L [k ] + R[k]) + W2[k](L [k ] - R[k])
donde
Figure imgf000011_0001
En la ecuación para x, una implementación alternativa es usar el denominador sin una raíz cuadrada.
En este caso, la ecuación cuadrática para resolver es:
Figure imgf000011_0002
Esta vez, la ganancia W2 no se toma exactamente como una de las raíces de la ecuación cuadrática, sino más bien:
^2 = -IpI Vp2-*?
donde
Figure imgf000011_0003
Como resultado, la relación de energía no se conserva todo el tiempo como se muestra en la figura 10a. Por otro lado, la ganancia W2 no muestra discontinuidades en la figura 10e y, en comparación con la segunda realización, se reducen los problemas de inestabilidad.
Por lo tanto, la figura 10a ilustra la relación de energía de esta realización ilustrada por las figuras 10a-10e donde, una vez más, la energía de mezcla descendente se ilustra en el eje y y la diferencia de nivel entre canales se ilustra en el eje x. La figura 10b ilustra las ecuaciones aplicadas por la figura 1 y los procedimientos realizados para calcular los primeros factores de ponderación W1 como se ilustra con respecto al bloque 76. Además, la figura 10c ilustra la calibración alternativa de W2 con respecto a la realización de las figuras 9a-9f. Particularmente, p se somete a una función de valor absoluto que aparece cuando se compara la figura 10c con la ecuación similar en la figura 9d. La figura 10d luego muestra una vez más el cálculo de p y q y la figura 10d corresponde aproximadamente a las ecuaciones de la figura 10d en la parte inferior.
La figura 10e ilustra la relación de energía de esta nueva mezcla descendente de acuerdo con la realización ilustrada en la figura 10a-10d, y parece que la ganancia W2 solo se aproxima a un valor máximo de 0,5.
Si bien la descripción precedente y ciertas figuras proporcionan las ecuaciones detalladas, cabe señalar que ya se obtienen ventajas incluso cuando las ecuaciones no se calculan exactamente, sino cuando se calculan las ecuaciones, pero se modifican los resultados. En particular, las funcionalidades del primer calculador de factor de ponderación 15 y el segundo calculador de factor de ponderación 24 de la figura 3 se realizan de modo que los primeros factores de ponderación o los segundos factores de ponderación tienen valores que están en un intervalo de ± 20% de valores determinados sobre la base de las ecuaciones dadas arriba. En la realización preferida, los factores de ponderación se determinan para tener valores que están en un intervalo de ± 10% de los valores determinados por las ecuaciones anteriores. En realizaciones aún más preferidas, la desviación es solo ± 1% y en las realizaciones más preferidas, los resultados de las ecuaciones se toman exactamente. Pero, como se indica, incluso se obtienen ventajas de la presente invención, cuando se aplican desviaciones de ± 20% de las ecuaciones descritas anteriormente.
La figura 5 ilustra una realización de un codificador multicanal, en que se puede usar el mezclador descendente de la invención como se describió antes con respecto a las figuras 1-4, 8a-10e. En particular, el codificador multicanal comprende un calculador de parámetros 82 para calcular los parámetros multicanal 84 a partir de al menos dos canales de la señal multicanal 12 que tiene los dos o más canales. Además, el codificador multicanal comprende el mezclador descendente 80 que se puede implementar como se describió antes y que proporciona uno o más canales de mezcla descendente 40. Tanto los parámetros multicanal 84 y los uno o más canales de mezcla descendente 40 se introducen en una interfaz de salida 86 para emitir una señal multicanal codificada que comprende los uno o más canales de mezcla descendente y/o los parámetros multicanal. Alternativamente, la interfaz de salida se puede configurar para almacenar o transmitir la señal multicanal codificada a, por ejemplo, un decodificador multicanal ilustrado en la figura 6. El decodificador multicanal ilustrado en la figura 6 recibe, como una entrada, la señal multicanal codificada 88. Esta señal se introduce en una interfaz de entrada 90, y la interfaz de entrada 90 emite, en el primer lado, los parámetros multicanal 92 y, por otro lado, los uno o más canales de mezcla descendente 94. Los elementos de datos, es decir, los parámetros multicanal 92 y los canales de mezcla descendente 94 se introducen en un reconstructor multicanal 96 que reconstruye, a su salida, una aproximación de los canales de entrada originales y, en general, emite canales de salida que pueden comprender o consistir en objetos de audio o algo similar que se indica con el número de referencia 98. En particular, el codificador multicanal de la figura 5 y el decodificador multicanal de la figura 6 juntos representan un sistema de procesamiento de audio donde el codificador multicanal es operativo como se describe con respecto a la figura 5 y donde el decodificador multicanal, por ejemplo, se implementa como se ilustra en la figura 6 y, en general, está configurado para decodificar la señal multicanal codificada para obtener una señal de audio reconstruida ilustrada en 98 en la figura 6. En consecuencia, los procedimientos ilustrados con respecto a la figura 5 y la figura 6 representan adicionalmente un método de procesamiento de una señal de audio que comprende un método de codificación multicanal y un correspondiente método de decodificación multicanal.
Una señal de audio codificada de la invención se puede almacenar en un medio de almacenamiento digital o un medio de almacenamiento no transitorio o se puede transmitir en un medio de transmisión tal como un medio de transmisión inalámbrico o un medio de transmisión por cable tal como Internet.
Aunque algunos aspectos se han descrito en el contexto de un aparato, está claro que estos aspectos también representan una descripción del método correspondiente, donde un bloque o dispositivo corresponde a una etapa del método o una característica de una etapa del método. Análogamente, los aspectos descritos en el contexto de una etapa de método también representan una descripción de un bloque o elemento o característica correspondiente de un aparato correspondiente.
De acuerdo con ciertos requerimientos de implementación, las realizaciones de la invención se pueden implementar en hardware o en software. La implementación se puede realizar usando un medio de almacenamiento digital, por ejemplo, un disquete, un DVD, un CD, una memoria ROM, una PROM, una EPROM, una EEPROM o FLASH, que tiene señales de control legibles electrónicamente almacenadas en el mismo, que cooperan (o son capaces de cooperar) con un sistema informático programable de modo que se realice el método respectivo.
Algunas realizaciones de acuerdo con la invención comprenden un soporte de datos que tiene señales de control legibles electrónicamente, que son capaces de cooperar con un sistema informático programable, de manera que se realiza uno de los métodos descritos en el presente documento.
Generalmente, las realizaciones de la presente invención se pueden implementar como un producto de programa informático con un código de programa, siendo el código de programa operativo para realizar uno de los métodos cuando el producto de programa informático se ejecuta en un ordenador. El código de programa, por ejemplo, se puede almacenar en un soporte legible por máquina.
Otras realizaciones comprenden el programa informático para realizar uno de los métodos descritos en el presente documento, almacenados en un soporte legible por máquina o un medio de almacenamiento no transitorio.
En otras palabras, una realización del método de la invención es, por lo tanto, un programa informático que tiene un código de programa para realizar uno de los métodos descritos en el presente documento, cuando el programa informático se ejecuta en un ordenador.
Una realización adicional de los métodos de la invención es, por lo tanto, un soporte de datos (o un medio de almacenamiento digital, o un medio legible por ordenador) que comprende, grabado sobre el mismo, el programa informático para realizar uno de los métodos descritos en el presente documento.
Una realización adicional del método de la invención es, por lo tanto, un flujo de datos o una secuencia de señales que representa el programa informático para realizar uno de los métodos descritos en el presente documento. El flujo de datos o la secuencia de señales se puede configurar, por ejemplo, para ser transferido a través de una conexión de comunicación de datos, por ejemplo, a través de Internet.
Una realización adicional comprende un medio de procesamiento, por ejemplo, un ordenador, o un dispositivo lógico programable, configurado o adaptado para realizar uno de los métodos descritos en el presente documento.
Una realización adicional comprende un ordenador que tiene instalado en el mismo el programa informático para realizar uno de los métodos descritos en el presente documento.
En algunas realizaciones, se puede usar un dispositivo lógico programable (por ejemplo, una matriz de puertas de campo programable) para realizar algunas o todas las funcionalidades de los métodos descritos en el presente documento. En algunas realizaciones, una matriz de puertas de campo programable puede cooperar con un microprocesador con el fin de realizar uno de los métodos descritos en el presente documento. Generalmente, los métodos se realizan con preferencia con cualquier aparato de hardware.
Las realizaciones descritas anteriormente son meramente ilustrativas de los principios de la presente invención. Se entiende que las modificaciones y variaciones de las disposiciones y los detalles descritos en el presente documento serán evidentes para otros expertos en la técnica. Por lo tanto, la intención es limitarse únicamente por el alcance de las reivindicaciones de patente inminentes y no por los detalles específicos presentados a modo de descripción y explicación de las realizaciones en el presente documento.
Referencias
[1] US 7.343.281 B2, “PROCESSING OF MULTI-CHANNEL SIGNALS”, Koninklijke Philips Electronics N.V., Eindhoven (NL)
[2] Samsudin, E. Kurniawati, Ng Boon Poh, F. Sattar, and S. George, “A Stereo to Mono Downmixing Scheme for MPEG-4 Parametric Stereo Encoder,” en IEEE International Conference on Acoustics, Speech and Signal Processing, vol. 5, 2006, pp. 529-532.
[3] T. M. N. Hoang, S. Ragot, B. Kovesi, and P. Scalart, “Parametric Stereo Extension of ITU-T G. 722 Based on a New Downmixing Scheme,” IEEE International Workshop on Multimedia Signal Processing (MMSP) (2010).
[4] W. Wu, L. Miao, Y. Lang, and D. Virette, “Parametric Stereo Coding Scheme with a New Downmix Method and Whole Band Inter Channel Time/Phase Differences,” en IEEE International Conference on Acoustics, Speech and Signal Processing, 2013, pp. 556-560.
[5] Alexander Adami, Emanuel A.P. Habets, Jürgen Herre, “DOWN-MIXING USING COHERENCE SUPPRESSION”, 2014 IEEE International Conference on Acoustic, Speech and Signal Processing (ICASSP)
[6] Vilkamo, Juha; Kuntz, Achim; Füg, Simone, “Reduction of Spectral Artifacts in Multichannel Downmixing with Adaptive Phase Alignment”, AES 22 de agosto de 2014

Claims (17)

  1. REIVINDICACIONES
    i. Mezclador descendente para la mezcla descendente de al menos dos canales de una señal de audio multicanal (12) que tiene los dos o más canales, que comprende:
    un procesador (10) para calcular una señal de mezcla descendente parcial (14) a partir de los al menos dos canales, en el que el procesador (10) está configurado para calcular (50) la señal de mezcla descendente parcial (14) al añadir los al menos dos canales, de modo que se cumpla una relación de energía o de amplitud predefinida entre los al menos dos canales de la señal multicanal (12) y el canal de mezcla descendente parcial, cuando los al menos dos canales están en fase y de modo que se cree una pérdida de amplitud o pérdida de energía en la señal de mezcla descendente parcial con respecto a los al menos dos canales, cuando los al menos dos canales están fuera de fase;
    un calculador de señal complementaria (20) para calcular una señal complementaria de la señal multicanal (12), siendo la señal complementaria (22) diferente de la señal de mezcla descendente parcial (14); y
    un sumador (30) para añadir la señal de mezcla descendente parcial (14) y la señal complementaria (22) para obtener una señal de mezcla descendente (40) de la señal multicanal,
    en el que el calculador de señal complementaria se configura para calcular (52) la señal complementaria de modo que la pérdida de energía o la pérdida de amplitud de la señal de mezcla descendente parcial (14) se compense parcial o completamente por la adición de la señal de mezcla descendente parcial (14) y la señal complementaria (22) en el sumador (30).
  2. 2. Mezclador descendente de la reivindicación 1,
    en el que el calculador de señal complementaria (20) se configura para calcular la señal complementaria (22) de modo que la señal complementaria tenga un índice de coherencia menor de 0,7 con respecto a la señal de mezcla descendente parcial (14), en el que un índice de coherencia de 0,0 muestra una incoherencia completa y un índice de coherencia de 1,0 muestra una coherencia completa.
  3. 3. Mezclador descendente de una de las reivindicaciones anteriores,
    en el que el calculador de señal complementaria (20) se configura para utilizar, para calcular la señal complementaria, una señal de los siguientes grupos de señales que comprenden un primer canal de los al menos dos canales, un segundo canal de los al menos dos canales, una diferencia entre el primer canal y el segundo canal, una diferencia entre el segundo canal y el primer canal, un canal adicional de la señal multicanal, cuando la señal multicanal tiene más canales que los al menos dos canales, o un primer canal decorrelacionado, un segundo canal decorrelacionado, un canal decorrelacionado adicional, una diferencia decorrelacionada que involucra el primer canal y el segundo canal o una señal de mezcla descendente parcial decorrelacionada (14).
  4. 4. Mezclador descendente de una de las reivindicaciones anteriores, en el que el procesador (10) se configura para:
    calcular (70) factores de ponderación dependientes de tiempo o frecuencia para ponderar una suma de los al menos dos canales de acuerdo con una relación de energía o amplitud predefinida entre los al menos dos canales y una señal de suma de los al menos dos canales; y
    comparar (72) un factor de ponderación calculado para un umbral predefinido; y
    usar (74) el factor de ponderación calculado para calcular la señal de mezcla descendente parcial (14), cuando el factor de ponderación calculado está en una primera relación a un umbral predefinido, o
    cuando el factor de ponderación calculado está en una segunda relación al umbral predefinido que es diferente de la primera relación, usar (76) el umbral predefinido en lugar del factor de ponderación calculado para calcular la señal de mezcla descendente parcial (14), o
    cuando el factor de ponderación calculado está en una segunda relación al umbral predefinido que es diferente de la primera relación, derivar un factor de ponderación modificado usando una función de modificación (76), en el que la función de modificación es tal que el factor de ponderación modificado está más cerca del umbral predefinido que el factor de ponderación calculado.
  5. 5. Mezclador descendente de una de las reivindicaciones anteriores, en el que el procesador (10) se configura para:
    calcular (70) los factores de ponderación dependientes del tiempo o frecuencia para ponderar una suma de los al menos dos canales de acuerdo con una relación de energía o amplitud predefinida entre los al menos dos canales y una señal de suma de los al menos dos canales; y
    derivar un factor de ponderación modificado usando una función de modificación, en el que la función de modificación es tal que un factor de ponderación modificado produce una energía de la señal de mezcla descendente parcial que es menor que una energía como se define por la relación de energía predefinida. Mezclador descendente de una de las reivindicaciones anteriores,
    en el que el procesador (10) se configura para ponderar (16) como señal de suma de los al menos dos canales usando los factores de ponderación dependientes de tiempo o frecuencia, en el que los factores de ponderación W1 se calculan de modo que los factores de ponderación tienen valores que están en un intervalo de ± 20% de valores determinados basados en la siguiente ecuación para un bin de frecuencia k y un índice de tiempo n:
    ■yi/,[fc,n]|2+|<?lfc,n]|2
  6. W i[fc ,n ] /t(|L[k,n]|+|R[k,n]|)’
    o
    para una subbanda b y un índice de tiempo n:
    Figure imgf000015_0001
    en el que A es una constante de valor real, en el que L representa un primer canal de los al menos dos canales y R representa un segundo canal de los al menos dos canales de la señal multicanal (12).
  7. Mezclador descendente de una de las reivindicaciones anteriores,
    en el que el calculador de señal complementaria (20) se configura para usar un canal de los al menos dos canales y para ponderar el canal usado usando los factores de ponderación complementarios dependientes de tiempo o frecuencia W2, en el que los factores de ponderación complementarios W2 se calculan de modo que los factores de ponderación complementarios tengan valores que están en un intervalo de ±20% de valores determinados basados en la siguiente ecuación para un bin de frecuencia k y un índice de tiempo n:
    Figure imgf000015_0002
    o
    para una subbanda b y un índice de tiempo n:
    6b|L[k,n]+R[k,n]| \
    W2[b,n]= ( l - ; S fc
    2 * £fc|t[k,n]|+2fcei,|R[k,n]|7’
    en el que L representa un primer canal y R representa un segundo canal de la señal multicanal (12).
  8. Mezclador descendente de una de las reivindicaciones 1 a 7,
    en el que el generador de señal complementaria (20) se configura para usar una diferencia entre un primer canal y el segundo canal de la señal multicanal (12) y para ponderar la señal de diferencia usando los factores de ponderación complementarios dependientes de tiempo y frecuencia, en el que los factores de ponderación complementarios se calculan de modo que los factores de ponderación complementarios tengan valores que están en el intervalo de ± 20% de los valores determinados basados en las siguientes ecuaciones:
    w2 = - p ± Vp2 - 9
    en donde
    Figure imgf000016_0001
    en el que L es el primer canal y R es el segundo canal de la señal multicanal (12).
  9. Mezclador descendente de una de las reivindicaciones 1 a 7,
    en el que el generador de señal complementaria (20) se configura para usar una diferencia entre un primer canal y el segundo canal de la señal multicanal (12) y para ponderar la señal de diferencia usando los factores de ponderación complementarios dependientes de tiempo y frecuencia, en el que los factores de ponderación complementarios se calculan de modo que los factores de ponderación complementarios tengan valores que están en el intervalo de ± 20% de los valores determinados basados en las siguientes ecuaciones:
    Wz = -IpI Vp2 - 9
    en donde
    Figure imgf000016_0002
    en el que L es el primer canal y R es el segundo canal de la señal multicanal (12).
  10. Mezclador descendente de una de las reivindicaciones anteriores,
    en el que el procesador (10) se configura:
    para calcular una señal de suma de los al menos dos canales;
    para calcular (15) los factores de ponderación para ponderar la señal de suma de acuerdo con una relación predeterminada entre la señal de suma y los al menos dos canales;
    para modificar (76) los factores de ponderación calculados que son más altos que un umbral predefinido, y para aplicar los factores de ponderación modificados para ponderar la señal de suma para obtener la señal de mezcla descendente parcial (14).
  11. Mezclador descendente de una de las reivindicaciones anteriores,
    en el que el procesador (10) se configura para modificar los factores de ponderación de cálculo para estar en un intervalo de ± 20% del umbral predefinido, o para modificar los factores de ponderación calculados de modo que los factores de ponderación calculados tengan valores que están en un intervalo de ± 20% de los valores determinados basados en las siguientes ecuaciones:
    Figure imgf000016_0003
    en el que
    Figure imgf000017_0001
    en el que A es una constante de valor real, L es un primer canal y R es un segundo canal de la señal multicanal (12).
  12. 12. Método para la mezcla descendente de al menos dos canales de una señal de audio multicanal (12) que tiene los dos o más canales, que comprende:
    calcular una señal de mezcla descendente parcial (14) a partir de los al menos dos canales, al añadir los al menos dos canales, de modo que se cumpla una relación de energía o relación de amplitud predefinida entre los al menos dos canales de la señal multicanal (12) y el canal de mezcla descendente parcial, cuando los al menos dos canales están en fase, y de modo que se cree una pérdida de energía o pérdida de amplitud en la señal de mezcla descendente parcial con respecto a los al menos dos canales, cuando los al menos dos canales están fuera de fase;
    calcular una señal complementaria de la señal multicanal (12), siendo la señal complementaria (22) diferente de la señal de mezcla descendente parcial (14); y
    añadir la señal de mezcla descendente parcial (14) y la señal complementaria (22) para obtener una señal de mezcla descendente (40) de la señal multicanal,
    en el que el cálculo de la señal complementaria se configura para calcular (52) la señal complementaria de modo que la pérdida de energía o la pérdida amplitud de la señal de mezcla descendente parcial (14) está parcial o totalmente compensado mediante la adición de la señal de mezcla descendente parcial (14) y la señal complementaria (22).
  13. 13. Codificador multicanal, que comprende:
    un calculador de parámetros (82) para calcular parámetros multicanal (84) de al menos dos canales de una señal multicanal que tiene los dos o más que dos canales, y
    un mezclador descendente (80) de una de las reivindicaciones 1 a 11; y
    una interfaz de salida (86) para emitir o almacenar una señal multicanal codificada que comprende el uno o más canales de mezcla descendente (40) y/o los parámetros multicanal (84).
  14. 14. Método para codificar una señal multicanal, que comprende:
    calcular los parámetros multicanal (84) de al menos dos canales de una señal multicanal que tiene los dos o más que dos canales; y
    mezclar de manera descendente de acuerdo con el método de la reivindicación 12; y
    emitir o almacenar una señal multicanal codificada (88) que comprende los uno o más canales de mezcla descendente (40) y los parámetros multicanal (84).
  15. 15. Sistema de procesamiento de audio que comprende:
    un codificador multicanal como en la reivindicación 13 para generar una señal multicanal codificada (88); y un decodificador multicanal para decodificar la señal multicanal codificada (88) para obtener una señal de audio reconstruida (98).
  16. 16. Método de procesamiento de una señal de audio, que comprende:
    codificación por multicanal de la reivindicación 14; y
    decodificación por multicanal de una señal multicanal codificada para obtener una señal de audio reconstruida (98).
  17. 17. Programa informático para realizar, cuando se ejecuta en un ordenador o procesador, un método de una de las reivindicaciones 12, 14 o 16.
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