ES2875422T3 - Circuito de alimentación de conmutación - Google Patents
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Abstract
Un circuito de alimentación de conmutación, que comprende: una línea (LL) de alimentación de baja potencia; una línea (LH1) de alimentación maestra y una línea (LH2) de alimentación esclava, el circuito de conmutación está configurado de manera que un potencial aplicado a cada una de la línea (LH1) de alimentación maestra y la línea (LH2) de alimentación esclava es mayor que otro potencial aplicado a dicha línea (LL)de alimentación de baja potencia; caracterizado por un reactor (L1) maestro y un reactor (L2) esclavo provistos en dicha línea (LH1) de alimentación maestra y dicha línea (LH2) de alimentación esclava respectivamente, el reactor (L1) maestro y el reactor (LH2) esclavo tienen la misma inductancia; un primer diodo (D11) maestro y un primer diodo (D21) esclavo conectados en serie a dicho reactor (L1) maestro y a dicho reactor (L2) esclavo en dicha línea (LH1) de alimentación maestra y dicha línea (LH2 ) de alimentación esclava respectivamente, teniendo el primer diodo (D11) maestro y dicho primer diodo (D21) esclavo ánodos que apuntan a dicho reactor (L1) maestro y dicho reactor (L2) esclavo respectivamente; un transistor (S1) bipolar de puerta aislada maestro provisto entre un nodo entre dicho reactor (L1) maestro y dicho diodo (D11) maestro, y dicha línea (LL) de alimentación de baja potencia, teniendo el transistor (S1) bipolar de puerta aislada maestro un emisor que apunta a dicha línea (LL) de alimentación de baja potencia; un transistor (S2) bipolar esclavo de puerta aislada provisto entre un nodo entre dicho reactor (L2) esclavo y dicho primer diodo (D21) esclavo, y dicha línea (LL) de alimentación de baja potencia, teniendo el transistor (S2) esclavo bipolar de puerta aislada un emisor que apunta a dicha línea (LL)de alimentación de baja potencia; y un segundo diodo (D22) esclavo conectado en paralelo a dicho transistor (S2) bipolar esclavo de puerta aislada, teniendo el segundo diodo (D22) esclavo un ánodo que apunta a dicha línea (LL) de alimentación de baja potencia, en donde el circuito de alimentación de conmutación está configurado además de modo que el transistor (S1) bipolar de puerta aislada maestro se pone en conducción si una corriente que fluye en dicho reactor (L1) maestro se vuelve cero; el transistor (S1) bipolar de puerta aislada maestro se pone en no conducción después de transcurrido un primer período (t1); el transistor (S2) bipolar de puerta aislada esclavo se pone en conducción sujeto a la satisfacción de una primera condición, siendo dicha primera condición el transcurso de un segundo período después de que dicho transistor (S1) bipolar de puerta aislada maestro sea puesto en conducción, siendo el segundo período más corto que un tercer período desde que dicho transistor (S1) bipolar de puerta aislada maestro se pone en conducción hasta que dicho transistor (S1) bipolar de puerta aislada principal se pone en conducción de nuevo; y el transistor (S2) bipolar esclavo de puerta aislada se pone en no conducción después de transcurrido un cuarto período (t2) más corto que dicho primer período (t1).
Description
DESCRIPCIÓN
Circuito de alimentación de conmutación
Campo técnico
La presente invención se refiere a un circuito de alimentación de conmutación y, más específicamente, a un circuito de corrección del factor de potencia.
Antecedentes de la técnica
La bibliografía 1 no relacionada con patentes describe un circuito de corrección del factor de potencia. El circuito de corrección del factor de potencia incluye un circuito de corrección del factor de potencia maestro y un circuito de corrección del factor de potencia esclavo. Los circuitos de corrección del factor de potencia maestro y esclavo están conectados a la misma fuente de alimentación de DC y están conectados en paralelo entre sí. Los circuitos de corrección del factor de potencia maestro y esclavo tienen la misma estructura.
Los circuitos de corrección del factor de potencia maestro y esclavo son lo que se denominan circuitos amplificadores de chopper, y cada uno incluye un reactor, un diodo y un elemento de conmutación. Se usa un transistor MOS de efecto campo como este elemento de conmutación.
El elemento de conmutación del circuito de corrección del factor de potencia esclavo se pone en conducción cuando ha transcurrido un período predeterminado después de que el elemento de conmutación del circuito de corrección del factor de potencia maestro se pone en conducción. Por lo tanto, estos circuitos de corrección del factor de potencia operan en lo que se denomina una forma intercalada.
Las bibliografías 1 y 2 de patentes describen técnicas relacionadas con la presente invención.
Además, la bibliografía 3 de patentes describe una unidad de potencia que puede reducir una corriente armónica. La salida de un circuito rectificador se divide en dos rutas de corriente, y una ruta de corriente está provista de un elemento inductor y la otra ruta de corriente está provista de un elemento inductor. La primera corriente en el primer elemento inductor es controlada por el ENCENDIDO/APAGADO de un primer transistor, y la segunda corriente del segundo elemento inductor es controlada por el ENCENDIDO/APAGADO de un segundo transistor. Las corrientes de salida del primer y segundo elemento inductor, en un estado en el que el primer y segundo transistor están apagados, se suministran a un elemento capacitivo a través de un primer y segundo diodo, respectivamente. Aquí, un controlador de factor de potencia acciona las puertas del primer y segundo transistor con diferentes fases. De este modo, la corriente de conmutación que fluye a cada transistor se puede reducir y se puede reducir la componente de ondulación de la suma de la primera y la segunda corriente.
Además, la bibliografía 4 de patentes describe un convertidor DC-DC que puede reducir el tamaño de un inversor y en el que se pueden variar una tasa de aumento y una tasa de disminución continuamente en un rango de una a N veces y el aumento se puede realizar en una ampliación deseada.
Aún más, la bibliografía 2 no relacionada con patentes describe un circuito de alimentación de conmutación que tiene un primer y un segundo inductor y dispositivos de conmutación relacionados que se operan de acuerdo con un esquema operativo predeterminado.
Lista de citas
Bibliografía de patentes
Bibliografía 1 de patentes: Solicitud de patente japonesa abierta al público N.°. 2008-193818
Bibliografía 2 de patente: Solicitud de patente japonesa abierta al público N.°. 2007-252177
Bibliografía 3 de patentes: JP 2007 195282 A
Bibliografía 4 de patentes: JP 2006223025 A
Bibliografía no relacionada con patentes
Bibliografía 1 no relacionada con patentes: "Critical mode/interleaved PFC IC R2A20112 capable of forming low-noise antiharmonic power supply of 1.5 kW" por Mamoru Kitamura, en la edición de mayo de 2008 de Tecnología de Transistor, págs. 176-184, publicado por CQ Publishing Co., Ltd. en agosto, 2008
Bibliografía 2 no relacionada con patentes: MAMORU KITAMURA: "1.5kW no Tei-noise Ko-choha Taisaku Dengen o Tsukureru Rinkai Mode/Interleave PFC IC R2A20112", XP008160209
Compendio de la invención
Problemas que debe resolver la invención
Sin embargo, dado que un transistor MOS de efecto campo se usa como elemento de conmutación en la bibliografía 1 no relacionada con patentes, el circuito de corrección del factor de potencia de la bibliografía 1 no relacionada con patentes no es adecuado para propósitos de gran corriente.
Se considera que el circuito de corrección del factor de potencia de la bibliografía 1 no relacionada con patentes se puede aplicar para propósitos de alta corriente usando un transistor bipolar de puerta aislada como el introducido en la bibliografía 2 de patentes como elemento de conmutación. La aplicación del circuito de corrección del factor de potencia de la bibliografía 1 no relacionada con patentes para propósitos de gran corriente conduce a un aumento de la pérdida de conducción generada en cada elemento constituyente. En respuesta, se usa un diodo que tiene una baja caída de tensión directa en un circuito de alimentación de conmutación, por ejemplo. Una relación de compensación entre la caída de tensión directa y las características de recuperación inversa de un diodo puede resultar en el flujo de una corriente de recuperación inversa en el diodo. Por tanto, se puede aplicar una tensión inversa a un elemento de conmutación debido a dicha corriente de recuperación inversa.
Por tanto, un objetivo de la presente invención es proporcionar un circuito de corrección del factor de potencia para eliminar o reducir una tensión inversa que se aplicará a un elemento de conmutación usado en un circuito de alimentación de conmutación.
Medios para resolver los problemas
Según un primer aspecto de un circuito de alimentación de conmutación de la presente invención, el circuito de alimentación de conmutación incluye: una línea (LL) de alimentación de baja potencia; una línea (LH1) alimentación maestra y una línea (LH2) de alimentación esclava a cada una de las cuales se aplica un potencial superior al aplicado a la línea de alimentación de baja potencia; un reactor (L1) maestro y un reactor (L2) esclavo provistos en la línea de alimentación maestra y la línea de alimentación esclava respectivamente, teniendo los reactores maestro y esclavo la misma inductancia; un primer diodo (D11) maestro y un primer diodo (D21) esclavo conectados en serie al reactor maestro y al reactor esclavo en la línea de alimentación maestra y la línea de alimentación esclava respectivamente, teniendo el primer diodo maestro y el primer diodo esclavo ánodos que apuntan al reactor maestro y al reactor esclavo respectivamente; un transistor (S1) bipolar de puerta aislada maestro provisto entre un nodo entre el reactor maestro y el diodo maestro, y la línea de alimentación de baja potencia, teniendo el transistor bipolar de puerta aislada maestro un emisor que apunta a la línea de alimentación de baja potencia, siendo puesto el transistor bipolar de puerta aislada maestro en conducción si una corriente que fluye en el reactor maestro se vuelve cero, siendo puesto el transistor bipolar de puerta aislada maestro en no conducción después de transcurrido un primer período (t1); provisto un transistor (S2) bipolar de puerta aislada esclavo provisto entre un nodo entre el reactor esclavo y el diodo esclavo, y la línea de alimentación de baja potencia, teniendo el transistor bipolar de puerta aislada esclavo un emisor que apunta a la línea de alimentación de baja potencia, siendo puesto el transistor bipolar de puerta aislada en conducción sujeto a que transcurra un segundo período después de que el transistor maestro se pone en conducción, que es una de las condiciones para la conducción del transistor bipolar de puerta aislada esclavo, siendo el segundo período más corto que un tercer período desde que el maestro aisló el transistor bipolar de puerta aislada se pone en conducción hasta que el transistor bipolar de puerta aislada maestro se vuelve a poner en conducción, el transistor bipolar de puerta aislada esclavo se pone en no conducción después de transcurrido un cuarto período (t2) más corto que el primer período (t1); y un segundo diodo (D22) esclavo conectado en paralelo al transistor (S2)bipolar esclavo de puerta aislada, teniendo el segundo diodo esclavo un ánodo que apunta a la línea de alimentación de baja potencia.
Según un segundo aspecto del circuito de alimentación de conmutación de la presente invención, el circuito de alimentación de conmutación del primer aspecto incluye además un segundo diodo (D12) maestro conectado en paralelo al transistor (S1) bipolar de puerta aislada maestro. El segundo diodo maestro tiene un cátodo que apunta a la línea (LH1) de alimentación maestra.
Según un tercer aspecto del circuito de alimentación de conmutación de la presente invención, el circuito de alimentación de conmutación del primer o segundo aspecto incluye además un condensador (C2) que tiene una capacitancia de 0,5 pF o superior a 0,5 pF. El condensador tiene un extremo conectado a la línea (LL) de alimentación de baja potencia y el otro extremo conectado a la línea de alimentación (LH1) maestra en el lado opuesto al primer diodo (D11) maestro con respecto al reactor (L1) maestro. El otro extremo también está conectado a la línea (LH2) de alimentación esclava en el lado opuesto al primer diodo (D21) esclavo con respecto al reactor (L2)esclavo.
Según un cuarto aspecto del circuito de alimentación de conmutación de la presente invención, en el circuito de alimentación de conmutación de cualquiera de los aspectos primero a tercero, el transistor (S2) bipolar de puerta aislada esclavo se pone en conducción sujeto a la satisfacción de tanto la condición anteriormente mencionada, como una segunda condición que se satisface si una corriente que fluye en el reactor (L2) esclavo se vuelve cero.
Efectos ventajosos de la invención
El primer aspecto del circuito de alimentación de conmutación de la presente invención es capaz de hacer que el circuito de alimentación de conmutación funcione como un circuito de corrección del factor de potencia (PFC) intercalado que opera en un modo crítico de corriente (modo en el que se pone un transistor bipolar de puerta aislada en conducción después de que una corriente que fluye en un reactor se vuelve cero).
Además, el uso de un transistor bipolar de puerta aislada hace posible responder a una corriente alta.
Además, el segundo período es más corto que el primero. Además, la misma inductancia de los reactores maestro y esclavo hace que el valor máximo de una corriente que fluye en el reactor esclavo sea menor que el valor máximo de una corriente que fluye en el reactor maestro. Como resultado, un período desde que el transistor bipolar de puerta aislada esclavo (de aquí en adelante llamado IGBT esclavo) se pone en no conducción hasta que la corriente que fluye en el reactor esclavo se vuelve cero se hace más corto que el período desde que el transistor bipolar de puerta aislada maestro (de aquí en adelante llamado IGBT maestro) se pone en no conducción hasta que la corriente que fluye en el reactor maestro se vuelve cero (ver Figura 4).
Después de que las corrientes que fluyen en los reactores maestro y esclavo se vuelven cero, las corrientes de recuperación inversa en el primer diodo maestro y el primer diodo esclavo fluyen hacia los reactores maestro y esclavo, respectivamente. El IGBT esclavo se pone en conducción después de que la corriente que fluye en el reactor esclavo se vuelve cero. Entonces, el IGBT esclavo se pone en conducción mientras la corriente de recuperación inversa del diodo esclavo fluye en el reactor esclavo. Mientras tanto, el IGBT maestro se pone en conducción si la corriente que fluye en el reactor esclavo se vuelve cero. Entonces, el pico de la corriente de recuperación inversa que fluye en el reactor esclavo es más alto que el pico de la corriente de recuperación inversa que fluye en el reactor maestro. Con respecto a un período desde que el valor absoluto de una corriente de recuperación inversa cae hasta que la corriente de recuperación inversa se vuelve cero, este período es ,por consiguiente, más largo en el reactor esclavo. Por tanto, el IGBT esclavo puede estar sujeto a la aplicación de una tensión inversa más larga que el IGBT maestro. Sin embargo, la aplicación de esta tensión inversa puede evitarse mediante la presencia del segundo diodo esclavo conectado en paralelo al IGBT esclavo.
El segundo aspecto del circuito de alimentación de conmutación de la presente invención es capaz de evitar que se aplique incluso una tensión inversa al transistor bipolar de puerta aislada maestro.
El tercer aspecto del circuito de alimentación de conmutación de la presente invención es capaz de reducir una corriente generada por la carga o descarga de una capacitancia parásita existente en cada parte como resultado de la conmutación del transistor bipolar de puerta aislada maestro entre la conducción y la no conducción.
Según el cuarto aspecto del circuito de alimentación de conmutación de la presente invención, incluso si el aumento instantáneo de una tensión hace que la corriente que fluye en el reactor esclavo se vuelva cero después de un momento en el que ha transcurrido cierto período después de que se ha puesto el IGBT maestro en conducción, por lo que si el IGBT esclavo se pone en conducción después de un momento en el que ha transcurrido un cierto período después de que el IGBT maestro se pone en conducción, un período entre el momento en que el IGBT maestro se pone en conducción y el momento en que se pone el IGBT esclavo en conducción puede volver a convertirse en el período determinado al poner los IGBT maestro y esclavo en conducción o no conducción repetidamente.
Estos y otros objetivos, características, aspectos y ventajas de la presente invención resultarán más evidentes a partir de la siguiente descripción detallada de la presente invención cuando se considere junto con los dibujos adjuntos.
Breve descripción de los dibujos
La Figura 1 es una vista que muestra un ejemplo de una estructura conceptual de un circuito de alimentación de conmutación.
Las Figuras 2 a 6 son vistas, cada una de las cuales muestra un ejemplo conceptual de un diagrama de tiempos; y
La Figura 7 es una vista que muestra un ejemplo de una estructura conceptual de un circuito de alimentación de conmutación.
Realización(es) para llevar a cabo la invención
Realización
<Estructura>
Como se muestra en el ejemplo de la Figura 1, el presente circuito de alimentación de conmutación incluye un circuito 1 maestro, un circuito 2 esclavo, extremos P1 y P2 de entrada, extremos de salida P3 y P4 y una línea LL de alimentación. La línea LL de alimentación conecta los extremos P2 y P4 de entrada y salida.
Se aplica una tensión de DC entre los extremos P1 y P2 de entrada. En el ejemplo de la Figura 1, un circuito 3 rectificador de diodos está conectado a los extremos P1 y P2 de entrada. El circuito 3 rectificador de diodos rectifica una tensión de AC de una fuente 4 de alimentación de AC, y aplica una tensión de DC obtenida después de la rectificación entre los extremos P1 y P2 de entrada. Aquí, un potencial aplicado al extremo P2 de entrada es menor que un potencial aplicado al extremo P1 de entrada. La conexión del circuito 3 rectificador de diodos a los extremos P1 y P2 de entrada no es una necesidad absoluta. Cualquier estructura para aplicar una tensión de DC entre los extremos P1 y P2 de entrada puede conectarse a los extremos P1 y P2 de entrada.
Puede proporcionarse un condensador C2 entre los extremos P1 y P2 de entrada. El condensador C2 puede reducir el ruido de la corriente.
El circuito 1 maestro incluye una línea LH1 maestra de alimentación, un reactor L1 maestro, un diodo D11 maestro y un transistor S1 bipolar de puerta aislada maestro (en lo sucesivo denominado transistor maestro).
La línea LH1 de alimentación principal conecta el extremo P1 de entrada y el extremo P3 de salida. El reactor L1 maestro y el diodo D11 maestro se proporcionan en la línea LH1 de alimentación maestra. El diodo D11 maestro se coloca en el lado opuesto al extremo P1 de entrada con respecto al reactor L1 maestro, y está conectado en serie al reactor L1 maestro. El diodo D11 maestro tiene un ánodo que apunta al reactor L1 maestro.
El transistor S1 maestro se proporciona entre un nodo entre el reactor L1 maestro y el diodo D11 maestro, y la línea LL de alimentación. El transistor S1 maestro tiene un terminal colector que apunta a la línea LH1 de alimentación maestra y un terminal emisor que apunta a la línea LL de alimentación. El transistor S1 maestro se pone en conducción en respuesta a una señal de conmutación recibida en su terminal de puerta desde un controlador 6.
El circuito 2 esclavo incluye una línea LH2 de alimentación esclava, un reactor L2 esclavo, diodos D21 y D22 esclavos, y un transistor S2 esclavo bipolar de puerta aislada (en lo sucesivo denominado transistor esclavo).
La línea LH2 de alimentación esclava conecta los extremos P1 y P3 de entrada y salida. El reactor L2 esclavo y el diodo D21 esclavo se proporcionan en la línea LH2 de alimentación esclava. La inductancia del reactor L2 esclavo es la misma que la del reactor L1 maestro. El diodo D21 esclavo se coloca en el lado opuesto al extremo P1 de entrada con respecto al reactor L2 esclavo, y está conectado en serie al reactor L2 esclavo. El diodo D21 esclavo tiene un ánodo que apunta al reactor L2 esclavo.
El transistor S2 esclavo se proporciona entre un nodo entre el reactor L2 esclavo y el diodo D21 esclavo, y la línea LL de alimentación. El transistor S2 esclavo tiene un terminal colector que apunta a la línea LH2 de alimentación esclava y un terminal emisor que apunta a la línea LL de alimentación. El transistor S2 esclavo se pone en conducción en respuesta a una señal de conmutación recibida en el terminal de puerta del mismo desde el controlador 6. El diodo D22 esclavo tiene un ánodo que apunta a la línea LL de alimentación, y está conectado en paralelo al transistor S2 esclavo.
Se proporciona un condensador C1 de suavizado entre los extremos P3 y P4 de salida.
El controlador 6 detecta una corriente IL1 que fluye en el reactor L1 maestro y pone en conducción el transistor S1 maestro con base en la corriente IL1. El controlador 6 pone en conducción el transistor S2 esclavo sujeto a que transcurra un período predeterminado después de que el transistor S1 maestro se ponga en conducción, que es una de las condiciones para la conducción del transistor S2 esclavo. El controlador 6 puede detectar una corriente IL2 que fluye en el reactor L2 esclavo y poner en conducción el transistor S2 esclavo si se satisface la condición antes mencionada y una condición con base en la corriente IL2. La conducción de estas maneras se describe en detalle más adelante. Las corrientes IL1 e IL2 pueden detectarse usando un método en el que cada uno de los reactores L1 y L2 funciona como un transformador como se describe en cada una de las bibliografías enumeradas en la lista de citas. Un actor de control de los transistores S1 y S2 maestro y esclavo que se describen a continuación es el controlador 6, a menos que se describa específicamente lo contrario.
El controlador 6 está compuesto por un microordenador y un dispositivo de almacenamiento. El microordenador ejecuta los pasos del proceso (en otras palabras, los procedimientos) descritos en un programa. El dispositivo de almacenamiento puede estar compuesto por uno o una pluralidad de dispositivos de almacenamiento que incluyen una ROM (memoria de solo lectura), una RAM (memoria de acceso aleatorio), una memoria no volátil regrabable (como una EPROM (ROM programable borrable)), y una unidad de disco duro, por ejemplo. El dispositivo de almacenamiento almacena información y datos de varios tipos, almacena un programa para ser ejecutado por el microordenador y proporciona un área de trabajo usada para la ejecución del programa. Puede entenderse que el microordenador funciona como varios medios correspondientes a los pasos del proceso descritos en el programa, o entenderse como que realiza diversas funciones correspondientes a los pasos del proceso. El controlador 6 no se limita a lo anterior, sino que parte o la totalidad de los diversos procedimientos a ejecutar por el controlador 6, o varios medios o diversas funciones a realizar por el controlador 6 pueden realizarse en términos de hardware.
Los circuitos 1 y 2 maestro y esclavo tienen los transistores S1 y S2 bipolares de puerta aislada respectivamente, de modo que la presente fuente de alimentación de conmutación se aplica de manera más adecuada para propósitos de grandes corrientes que un transistor MOS de efecto campo. Si el presente circuito de alimentación de conmutación se
aplica para propósitos de grandes corrientes, es deseable que se usen diodos que tengan bajas tensiones de caída directa como los diodos D11 y D21 maestro y esclavo. La razón de esto es que las pérdidas de conducción de los diodos D11 y D21 maestro y esclavo aumentan a medida que aumenta la magnitud de una corriente. Mientras tanto, dichos diodos D11 y D21 maestro y esclavo no tienen excelentes características de recuperación inversa, lo que hace que las corrientes de recuperación inversa fluyan fácilmente en los diodos D11 y D21 maestro y esclavo. Aquí, los diodos D11 y D21 maestro y esclavo tienen las mismas características de recuperación inversa.
En el ejemplo de la Figura 1, un inversor 5 está conectado a los extremos P3 y P4 de salida. Sin embargo, no se requiere necesariamente que el inversor 5 esté conectado a los extremos P3 y P4 de salida, sino que se puede conectar una carga diferente determinada arbitrariamente a los extremos P3 y P4 de salida.
<Operación>
El esquema del funcionamiento del presente circuito de alimentación de conmutación se describe en primer lugar con referencia a las Figuras 1 y 2. En la descripción que se da a continuación y los dibujos, se supone que una dirección en la que las corrientes IL1 e IL2 fluyen desde el circuito 3 rectificador de diodos hacia el inversor 5 es una dirección positiva.
Si el transistor S1 maestro está funcionando en el circuito 1 maestro, una corriente fluye desde el extremo P1 de entrada hacia el extremo P2 de entrada pasando a través del reactor L1 maestro y el transistor S1 maestro. Esta corriente aumenta según una inclinación determinada por la inductancia del reactor L1 principal y una tensión continua aplicada entre los extremos P1 y P2 de entrada (ver la corriente IL1 de la Figura 2). Esta corriente almacena energía electromagnética en el reactor L1.
En respuesta al cambio del transistor S1 maestro de conducción a no conducción, una corriente fluye desde el extremo P1 de entrada hacia el extremo P2 de entrada pasando a través del reactor L1 maestro, el diodo D11 maestro y el condensador C1 de suavizado. En este momento, se agrega una tensión (tensión electromotriz inducida) generada por la energía electromagnética almacenada en el reactor L1 a la tensión de DC entre los extremos P1 y P2 de entrada, y se aplica una suma de las tensiones al capacitor C1 de suavizado. Esto permite que el circuito 1 maestro aumente la tensión de DC entre los extremos P1 y P2 de entrada, y aplique la tensión aumentada al condensador C1 de suavizado.
La corriente antes mencionada disminuyen con una inclinación determinada con base en la inductancia del reactor L1 principal, la capacitancia C1 del condensador de suavizado y similares (ver la corriente IL1 de la Figura 2). Si esta corriente, es decir, la corriente IL1 se vuelve cero, el transistor S1 maestro se pone de nuevo en conducción. A continuación, se repite la operación antes mencionada. Esta operación cambia la corriente IL1 en forma de dientes de sierra. Un modo en el que el transistor S1 maestro se pone en conducción después de que la corriente IL1 que fluye en el reactor L1 maestro se vuelve cero es lo que se llama un modo de corriente crítica.
Como se describió anteriormente, el circuito 1 maestro es capaz de funcionar como un circuito de alimentación de conmutación que aumenta una tensión entre los extremos P1 y P2 de entrada, y aplica la tensión aumentada entre los extremos P3 y P4 de salida. Una corriente fluye hacia el circuito 3 rectificador de diodos a través del transistor S1 maestro incluso en un período en el que no fluye corriente hacia el condensador C1 de suavizado (período en el que el transistor S1 maestro está conduciendo). Esto hace posible aumentar el ángulo de conducción de una corriente que fluye en el circuito 3 rectificador de diodos. En otras palabras, el circuito 1 maestro es capaz de funcionar como circuito de corrección del factor de potencia. Además, el uso de un transistor bipolar de puerta aislada como elemento de conmutación del circuito 1 maestro permite el flujo de una corriente mayor que la de una estructura con un transistor MOS de efecto campo, por ejemplo.
El circuito 2 esclavo realiza la misma operación que el circuito 1 maestro. Sin embargo, el transistor S2 esclavo se pone en conducción sujeto a que transcurra un período predeterminado después de que el transistor S1 maestro se pone en conducción, que es una primera condición para la conducción del transistor S2 esclavo. El período predeterminado es más corto que un período (de aquí en adelante también llamado ciclo) T desde que el transistor S1 principal se pone en conducción hasta que el transistor S1 principal se pone en conducción de nuevo. En el ejemplo de la Figura 2, se emplea un período correspondiente a la mitad del período T como período predeterminado. A continuación se describe un caso en el que la mitad del período T se adopta como período predeterminado.
En la primera condición, el circuito 2 esclavo realiza la misma operación que el circuito 1 maestro mientras se retrasa medio ciclo con respecto al circuito 1 maestro. Por lo tanto, la corriente IL2 que fluye en el reactor L2 esclavo se retrasa medio ciclo con respecto a la corriente IL1 que fluye en el reactor L1 maestro. Como resultado, mientras una de las corrientes IL1 e IL2 es baja, la otra de las corrientes IL1 e IL2 es alta.
Si el presente circuito de alimentación de conmutación incluye solo el circuito 1 maestro, por ejemplo, una corriente que fluye en el circuito 3 rectificador de diodos es la misma que la corriente IL1 que fluye en el reactor L1 maestro. Por el contrario, una corriente que fluye en el circuito 3 rectificador de diodos del presente circuito de alimentación de conmutación es la misma que la suma de las corrientes IL1 e IL2. En el presente circuito de alimentación de conmutación, mientras que una de las corrientes IL1 e IL2 es baja, la otra de las corrientes IL1 e IL2 es alta. Entonces, un promedio de la corriente que fluye en el circuito 3 rectificador de diodos se puede aumentar sin cambiar el valor
máximo (pico) de la corriente (véase una corriente promedio de la corriente IL1 y una corriente promedio de una suma de las corrientes IL1 y IL2 mostrada en la Figura 2). En otras palabras, el pico de la corriente que fluye en el circuito 3 rectificador de diodos puede reducirse mientras que se consigue el mismo promedio de corriente.
El transistor S2 esclavo puede ponerse en conducción sujeto a la primera condición, y además sujeto a una segunda condición de que la corriente IL2 que fluye en el reactor L2 esclavo se vuelva cero. Esto permite que el circuito 2 esclavo funcione de forma más fiable en el modo de corriente crítica.
Incluso si una diferencia de fase entre las corrientes IL1 e IL2 se desplaza de un valor correspondiente a un semiciclo, por ejemplo, el presente circuito de alimentación de conmutación se diseña de la siguiente manera para hacer que esta diferencia de fase vuelva a convertirse en un semiciclo. Primero se describe el desplazamiento de la diferencia de fase. A modo de ejemplo, el aumento instantáneo de una tensión entre los extremos P1 y P2 de entrada puede retrasar la corriente IL2 para hacer cero la corriente IL2. En este caso, sujeto a la segunda condición, el transistor S2 esclavo se pone en conducción aún después de un punto en el tiempo en el que ha transcurrido el semiciclo después de que el transistor maestro S1 es puesto en conducción. En el ejemplo de la Figura 3, el transistor S2 esclavo se pone en conducción cuando han transcurrido tres quintas partes del ciclo después de que el transistor S1 maestro es puesto en conducción. Las corrientes IL1 e IL2 a partir de entonces llegan a cero siguiendo el mismo ciclo, por lo que una diferencia de fase entre las corrientes IL1 e IL2 se mantiene en un valor correspondiente a las tres quintas partes del ciclo. Como resultado, los transistores S1 y S2 maestro y esclavo se ponen en conducción en puntos en el tiempo desplazados entre sí en tres quintas partes del ciclo.
Para corregir el desplazamiento antes mencionado de la diferencia de fase al semiciclo, se hace más corto un período t2 de conducción del transistor esclavo S2 que un período t1 de conducción del transistor S1 maestro en la presente realización. Como ejemplo, el período de conducción del transistor S1 maestro es de algunos microsegundos, y el período de conducción del transistor S2 esclavo se establece para que sea más corto que el período de conducción del transistor S1 maestro en algunos cientos de nanosegundos.
El período t2 de conducción es más corto que el período t1 de conducción, y los reactores L1 y L2 maestro y esclavo tienen sustancialmente la misma inductancia. Entonces, el pico de la corriente IL2 es más bajo que el pico de la corriente IL1.
Entonces, la corriente IL2 comienza a disminuir desde un valor menor que el valor correspondiente de la corriente IL1. Además, la sustancialmente misma inductancia de los reactores L1 y L2 maestro y esclavo hace que las corrientes IL1 e IL2 disminuyan sustancialmente con la misma inclinación. Por lo tanto, un período desde que el transistor S2 esclavo se pone en conducción hasta que la corriente IL2 se vuelve cero es más corto que un período en el que el transistor S1 maestro se pone en conducción hasta que la corriente IL1 se vuelve cero (un ciclo T). Como resultado, la corriente IL2 se vuelve cero antes de que transcurra un ciclo T después de que el transistor S2 esclavo se ponga en conducción.
Entonces, incluso si un período entre el momento en que el transistor S1 maestro es puesto en conducción y el momento en que el transistor S2 esclavo es puesto en conducción se hace tres quintas partes del ciclo debido al aumento instantáneo de una tensión entre los extremos P1 y P2 de entrada, por ejemplo, se puede hacer que este período se convierta de nuevo en medio ciclo poniendo los transistores S1 y S2 maestro y esclavo en conducción o no conducción repetidamente como se muestra en el ejemplo de la Figura 4.
Una diferencia entre los períodos t2 y t1 de conducción puede ser variable. Como ejemplo, se emplea una diferencia SUB1 si la corriente IL2 ya es cero cuando ha transcurrido un período predeterminado (aquí, el medio ciclo) después de que el transistor S1 maestro es puesto en conducción. Además, se emplea una diferencia SUB2 mayor que la diferencia SUB1 si la corriente IL2 no llega a ser cero cuando ha transcurrido el período predeterminado después de que el transistor maestro S1 es puesto en conducción.
Entonces, si una diferencia de fase se desplaza de un valor deseable, se emplea la mayor diferencia SUB2. Esto acorta un período para que la corriente IL2 se convierta en cero, lo que permite que la diferencia de fase vuelva a ser el valor deseable pronto. Por el contrario, si la diferencia de fase está en el valor deseable, se emplea la diferencia menor SUB1. Esto permite aumentar el pico de la corriente IL2, lo que permite aumentar la corriente media de una corriente que fluye en el circuito 3 rectificador de diodos.
Aunque no se muestra en las Figuras 2 a 4, la situación real es que, después de que las corrientes IL1 e IL2 se vuelven cero, las corrientes desde el terminal P3 de salida hacia el extremo P1 de entrada fluyen hacia los reactores L1 y L2 maestro y esclavo como resultado de las características de recuperación inversa de los diodos D11 y D21 maestro y esclavo respectivamente. En el ejemplo de la Figura 5, tales corrientes IL1 e IL2 se muestran como corrientes negativas.
El presente método de control hace que el valor mínimo de la corriente IL2 sea menor que el valor mínimo de la corriente IL1. En el ejemplo de la Figura 5, el valor mínimo de la corriente IL1 es -0,32 A, y el valor mínimo de la corriente IL2 es -0,40 A. Se considera que dicha relación de magnitud entre los valores mínimos de las corrientes IL1 e IL2 resultado de la razón de la siguiente manera.
Una tensión a través del transistor S1 maestro disminuye hasta llegar a ser sustancialmente cero si el transistor S1 maestro es conmutado de no conducción a conducción. En respuesta, se aplica una gran tensión inversa al diodo D11 maestro. Esta tensión inversa hace que se muevan más portadoras almacenados dentro del diodo D11 maestro. Una corriente de recuperación inversa comienza a disminuir si no hay portadoras móviles.
Asimismo, una tensión a través del transistor esclavo S2 disminuye hasta llegar a ser sustancialmente cero si el transistor S2 esclavo es conmutado de no conducción a conducción. En respuesta, se aplica una gran tensión inversa al diodo D21 esclavo. Esta tensión inversa hace que se muevan más portadoras almacenadas dentro del diodo D21 esclavo. Una corriente de recuperación inversa comienza a disminuir si no hay portadoras móviles.
Como se describió anteriormente, las corrientes IL1 e IL2 cambian de disminución a aumento en puntos en el tiempo que también se determinan dependiendo de los puntos en el tiempo en los que los transistores S1 y S2 maestro y esclavo se ponen en conducción, respectivamente.
Cuando la corriente IL1 se vuelve cero, se envía una señal de conmutación al terminal de puerta del transistor S1 maestro. Después de que la corriente IL2 se vuelve cero, se envía una señal de conmutación al terminal de puerta del transistor S2 esclavo. Un período desde que la corriente IL2 se vuelve cero hasta que las corrientes IL2 pasa de disminuir a aumentar es más largo que un período desde que la corriente IL1 se vuelve cero hasta que las corrientes IL1 pasan de disminuir a aumentar. Por tanto, el valor mínimo de la corriente IL2 es menor que el valor mínimo de la corriente IL1.
Se genera una tensión electromotriz inducida que coloca el diodo D21 esclavo a un potencial bajo y que coloca el extremo P1 de entrada a un potencial alto en el reactor L2 esclavo cuando aumenta la corriente IL2. Entonces, si en ausencia del diodo D22 esclavo, se aplica una tensión inversa que coloca el terminal del colector a un potencial bajo y al terminal del emisor a un potencial alto al transistor S2 esclavo en un período durante el cual la corriente IL2 llega a cero desde su valor mínimo. Una corriente fluye hacia el reactor L2 esclavo y el transistor S2 esclavo mientras que la corriente IL2 es cero o mayor que cero. Entonces, en este caso, no se aplica una tensión inversa al transistor S2 esclavo.
También se puede generar una tensión inversa en el transistor S1 maestro en un período durante el cual la corriente IL1 llega a cero desde su valor mínimo. Sin embargo, el valor mínimo de la corriente IL2 es menor que el valor mínimo de la corriente IL1. Por lo tanto, el período durante el cual la corriente IL1 alcanza la forma cero en su valor mínimo es más corto que el período durante el cual la corriente IL2 llega a cero desde su valor mínimo. Por tanto, se aplica una tensión inversa al transistor S1 maestro durante un período más corto que el del transistor S2 esclavo.
En el presente circuito de alimentación de conmutación, el diodo D22 esclavo está conectado en antiparalelo al transistor S2 esclavo que puede estar sujeto a la aplicación de una tensión inversa durante un período más largo. La Figura 6 muestra un ejemplo de un diagrama de tiempos relacionado con el presente circuito de alimentación de conmutación.
En la Figura 6, una corriente ID2 que fluye en el diodo D21 esclavo, la corriente IL2, una corriente ISD2 que fluye en el transistor S2 esclavo y el diodo D22 esclavo como un par, y una tensión VS2 a través del transistor S2 esclavo se muestran en el mismo sistema de coordenadas. En este sistema de coordenadas, la altura de un bloque indica 5A si el eje vertical indica la corriente. Si el eje vertical indica tensión, la altura de un bloque indica 200 V. Los ejes A, B y C horizontales colocados en este orden desde la parte superior de la Figura muestran que los valores actuales de las corrientes ISD2, IL2 e ID2 son cero respectivamente. Un eje D horizontal que es un segundo eje desde la parte inferior de la Figura muestra que el valor de tensión de la tensión VS2 es cero. Con respecto a la corriente ID2, se supone que una dirección desde el reactor L2 esclavo hacia el extremo P3 de salida es una dirección positiva. Con respecto a la corriente ISD2, se supone que una dirección desde la línea LH2 de alimentación esclava hacia la línea LL de alimentación es una dirección positiva.
Como se muestra en el ejemplo de la Figura 6, si se puede aplicar una tensión inversa al transistor S2 esclavo, la corriente ISD2 fluye desde la línea LL de alimentación hacia la línea LH2 de alimentación esclava. Para ser específico, la corriente ISD2 fluye hacia el diodo D22 esclavo, haciendo que la tensión VS2 a través del transistor S2 esclavo conectado en paralelo al diodo D22 esclavo sea sustancialmente cero. Esto evita la aplicación de una tensión inversa al transistor S2 esclavo.
Para lograr el efecto de hacer que una diferencia de fase se convierta nuevamente en un valor deseable mientras se mantiene el modo crítico de corriente de manera más confiable, el transistor S2 esclavo debe ponerse en conducción sujeto al hecho de que la corriente IL2 haya vuelto a cero, que es una de las condiciones para la conducción del transistor S2 esclavo. Sin embargo, esto no es una necesidad absoluta en cuanto a que se aplique una tensión inversa al transistor S2 esclavo debido a la corriente de recuperación inversa mencionada anteriormente. En esencia, lo que se requiere es que los reactores L1 y L2 maestro y esclavo tengan la misma inductancia y que el período de conducción t2 sea más corto que el período de conducción t1.
Además, el circuito 1 maestro puede incluir además un diodo D12 maestro como se muestra en la Figura 7. El diodo D12 maestro está conectado en paralelo al transistor S1 maestro, mientras que tiene un ánodo apuntando a la línea
LL de alimentación, y un cátodo apuntando a la línea LH1 de alimentación maestra. El diodo D12 maestro es capaz de eliminar incluso una tensión inversa que se aplicará al transistor S1 maestro.
El cambio del transistor S1 maestro de no conducción a conducción (encendido), o de conducción a no conducción (apagado) puede hacer que fluya una corriente de carga o descarga debido a una capacitancia parásita existente en cada parte. Tal corriente de carga o descarga fluye no solo en el circuito 1 maestro sino también en el circuito 2 esclavo. Como resultado, el funcionamiento del circuito 2 esclavo puede verse afectado adversamente. También se provoca que fluya una corriente de carga o descarga mediante el encendido o apagado del transistor S2 esclavo. Como resultado, el circuito 1 maestro puede verse afectado negativamente. Dicha corriente de carga o descarga también puede generar el temor de no detectar el hecho de que las corrientes IL1 e IL2 se hayan vuelto cero.
Por tanto, es deseable que la capacitancia del condensador C2 sea de 0,5 pF o superior a 0,5 pF. La razón de esto es que esto puede reducir una corriente de carga o descarga, lo que conduce a la prevención o supresión de efectos adversos interrelacionados en los circuitos 1 y 2 maestro y esclavo, y no detecta el hecho de que las corrientes IL1 e IL2 se hayan convertido en corrientes cero.
El presente circuito de alimentación de conmutación incluye un circuito 1 maestro y un circuito 2 esclavo. Sin embargo, el circuito de alimentación de conmutación puede incluir una pluralidad de circuitos 2 esclavos. Si el circuito de alimentación de conmutación incluye dos circuitos 2 esclavos, uno de los circuitos 2 esclavos opera mientras se retrasa un primer período predeterminado (como un tercio del ciclo) detrás del circuito 1 maestro, mientras que el otro de los circuitos 2 esclavos opera mientras se retrasa un segundo período predeterminado (como dos tercios del ciclo), .
Claims (4)
1. Un circuito de alimentación de conmutación, que comprende:
una línea (LL) de alimentación de baja potencia;
una línea (LH1) de alimentación maestra y una línea (LH2) de alimentación esclava, el circuito de conmutación está configurado de manera que un potencial aplicado a cada una de la línea (LH1) de alimentación maestra y la línea (LH2) de alimentación esclava es mayor que otro potencial aplicado a dicha línea (LL)de alimentación de baja potencia;
caracterizado por
un reactor (L1) maestro y un reactor (L2) esclavo provistos en dicha línea (LH1) de alimentación maestra y dicha línea (LH2) de alimentación esclava respectivamente, el reactor (L1) maestro y el reactor (LH2) esclavo tienen la misma inductancia;
un primer diodo (D11) maestro y un primer diodo (D21) esclavo conectados en serie a dicho reactor (L1) maestro y a dicho reactor (L2) esclavo en dicha línea (LH1) de alimentación maestra y dicha línea (LH2 ) de alimentación esclava respectivamente, teniendo el primer diodo (D11) maestro y dicho primer diodo (D21) esclavo ánodos que apuntan a dicho reactor (L1) maestro y dicho reactor (L2) esclavo respectivamente;
un transistor (S1) bipolar de puerta aislada maestro provisto entre un nodo entre dicho reactor (L1) maestro y dicho diodo (D11) maestro, y dicha línea (LL) de alimentación de baja potencia, teniendo el transistor (S1) bipolar de puerta aislada maestro un emisor que apunta a dicha línea (LL) de alimentación de baja potencia;
un transistor (S2) bipolar esclavo de puerta aislada provisto entre un nodo entre dicho reactor (L2) esclavo y dicho primer diodo (D21) esclavo, y dicha línea (LL) de alimentación de baja potencia, teniendo el transistor (S2) esclavo bipolar de puerta aislada un emisor que apunta a dicha línea (LL)de alimentación de baja potencia; y
un segundo diodo (D22) esclavo conectado en paralelo a dicho transistor (S2) bipolar esclavo de puerta aislada, teniendo el segundo diodo (D22) esclavo un ánodo que apunta a dicha línea (LL) de alimentación de baja potencia,
en donde el circuito de alimentación de conmutación está configurado además de modo que
el transistor (S1) bipolar de puerta aislada maestro se pone en conducción si una corriente que fluye en dicho reactor (L1) maestro se vuelve cero;
el transistor (S1) bipolar de puerta aislada maestro se pone en no conducción después de transcurrido un primer período (t1);
el transistor (S2) bipolar de puerta aislada esclavo se pone en conducción sujeto a la satisfacción de una primera condición, siendo dicha primera condición el transcurso de un segundo período después de que dicho transistor (S1) bipolar de puerta aislada maestro sea puesto en conducción, siendo el segundo período más corto que un tercer período desde que dicho transistor (S1) bipolar de puerta aislada maestro se pone en conducción hasta que dicho transistor (S1) bipolar de puerta aislada principal se pone en conducción de nuevo; y
el transistor (S2) bipolar esclavo de puerta aislada se pone en no conducción después de transcurrido un cuarto período (t2) más corto que dicho primer período (t1).
2. El circuito de alimentación de conmutación según la reivindicación 1, que comprende además un segundo diodo (D12) maestro conectado en paralelo a dicho transistor (S1) bipolar de puerta aislada maestro, teniendo el segundo diodo (D12) maestro un cátodo que apunta a dicha línea (LH1) de alimentación maestra.
3. El circuito de alimentación de conmutación según la reivindicación 1 o 2, que comprende además un condensador (C2) que tiene una capacitancia de 0,5 pF o superior a 0,5 pF, teniendo el condensador (C2) un extremo conectado a dicha línea (LL)de alimentación de baja potencia, y el otro extremo conectado a dicha línea (LH1) de alimentación maestra en el lado opuesto a dicho primer diodo (D11) maestro con respecto a dicho reactor (L1) maestro, el otro extremo también está conectado a dicha línea (LH2) de alimentación esclava en el lado opuesto a dicho primer diodo (D21) esclavo con respecto a dicho reactor (L2) esclavo.
4. El circuito de alimentación de conmutación según una cualquiera de las reivindicaciones 1 a 3, configurado además de tal manera que
dicho transistor (S2) bipolar esclavo de puerta aislada se pone en conducción sujeto a la satisfacción tanto de dicha primera condición como de una segunda condición que se satisface si una corriente que fluye en dicho reactor (L2) esclavo se vuelve cero.
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