ES2897018T3 - Sensor microelectrónico para la monitorización no invasiva de los niveles de glucosa en la sangre - Google Patents

Sensor microelectrónico para la monitorización no invasiva de los niveles de glucosa en la sangre Download PDF

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Abstract

Un transistor pseudo-conductor de alta movilidad de electrones de puerta abierta para amplificar señales producidas por el cuerpo de un usuario en un intervalo de radiación sub-THz, que comprende: (1) una estructura de hetero-unión multicapa hecha de materiales semiconductores monocristalinos o policristalinos de nitruro de galio (GaN) y nitruro de galio y aluminio (AlGaN), depositados sobre una capa de sustrato, en la que: (a) dicha estructura comprende (i) una capa superior de GaN rebajada en un área de puerta abierta del transistor con un espesor de 5-9 nm y que tiene una rugosidad superficial de 0,2 nm o menos, (ii) una capa inferior de amortiguación de GaN, y (iii) una capa de barrera de AlGaN en el medio; dichas capas tienen polaridad de cara de Ga, formando así un canal conductor de gas de agujero bidimensional (2DHG) en la capa superior de GaN, cerca de la interfaz con dicha capa de barrera de AlGaN; o (b) dicha estructura comprende (i) una capa superior de GaN rebajada en un área de puerta abierta del transistor con un espesor de 5-9 nm y que tiene una rugosidad superficial de 0,2 nm o menos, (ii) una capa inferior de amortiguación de GaN, y (iii) una capa de barrera de AlGaN en el medio; dichas capas tienen polaridad de caras N, formando así un canal conductor bidimensional de gas de electrones (2DEG) en la capa superior de GaN, cerca de la interfaz con dicha capa de barrera de AlGaN; o (c) dicha estructura comprende (i) una capa superior de AlGaN rebajada en un área de puerta abierta del transistor con un espesor de 5-9 nm y que tiene una rugosidad superficial de 0,2 nm o menos, y (ii) una capa inferior de amortiguación de GaN; dichas capas tienen polaridad de caras N, formando así un canal conductor de gas de agujero bidimensional (2DHG) en la capa de tampón de GaN, cerca de la interfaz con dicha capa de barrera de AlGaN; (2) contactos de fuente y drenaje conectados a dicho canal conductor 2DEG o 2DHG y a metalizaciones eléctricas para conectar dicho transistor a un circuito eléctrico; y (3) un electrodo de antena Vivaldi colocado en la capa superior entre dichas áreas de contacto de fuente y drenaje en un área de puerta abierta del transistor y capaz de detectar señales eléctricas en el intervalo de frecuencia sub-THz de 200-800 GHz.

Description

DESCRIPCIÓN
Sensor microelectrónico para la monitorización no invasiva de los niveles de glucosa en la sangre
Campo técnico
La presente solicitud se refiere al campo de los sensores microelectrónicos basados en transistores de alta movilidad de electrones y su uso en la detección y monitorización continua de señales eléctricas generadas por un cuerpo humano en un intervalo de sub-terahercios. En particular, la presente solicitud se refiere a los transistores pseudoconductores de alta movilidad de electrones de puerta abierta (PC-HEMT) y su uso en la monitorización no invasiva de los niveles de glucosa en la sangre.
Antecedentes
La prevalencia de la diabetes está en constante aumento. Con más de 420 millones de pacientes diabéticos en todo el mundo y el número de personas prediabéticas es casi tres veces este número, la diabetes se ha convertido en la mayor preocupación mundial de salud. Las personas que padecen diabetes pueden vivir vidas más plenas, más largas y más saludables regulando cuidadosamente sus niveles de glucosa en sangre. Para hacer esto de manera eficaz, los niveles de glucosa en sangre deben controlarse con regularidad, en algunos casos tantas veces como cuatro o cinco veces al día y más. El Grupo de Investigación del Ensayo sobre el Control y las Complicaciones de la Diabetes (DCCT, Diabetes Control and Complications Trial Research Group) en "The effect of intensive treatment of diabetes on the development and progression of long-term complications in insulin-dependent diabetes mellitus", N. Engl. J. Med. 1993, 329(14), 977-986, y el Grupo de Estudio Prospectivo de la Diabetes en Reino Unido (Uk PDS, UK Prospective Diabetes Study Group) en "Intensive blood-glucose control with sulphonylureas or insulin compared with conventional treatment and risk of complications in subjects with type 2 diabetes" en Lancet. 1998, 352(9131), 837­ 853, han demostrado de manera concluyente que el control de la glucosa en sangre reduce las complicaciones de la diabetes a largo plazo. Además, según la Asociación Americana de Diabetes en sus Recomendaciones de Práctica Clínica, "Standards of medical care in diabetes", Diabetes Care, 2006, 29, S4-S42, la automonitorización de la glucosa en sangre tiene un impacto positivo sobre el resultado de la terapia con insulina, agentes orales y nutrición médica. Esto es útil para generar conocimiento sobre los perfiles individuales de glucosa, así como conocimiento sobre los efectos de algunos hábitos, que incluyen el ejercicio y la ingesta de alimentos en ese perfil, ayudando así a alcanzar objetivos de glucemia específicos.
Un transistor de alta movilidad de electrones se conoce por HAOWEN HOU ET AL: "A sub-terahertz broadband detector based on a GaN high-electron-mobility transistor with nanoantennas", APPLIED PHYSICS EXPRESS, vol.
10, n. 21.
Sin embargo, hay muchas situaciones por las que la prueba convencional de glucosa en sangre es un desafío. La monitorización del nivel de glucosa en sangre con dispositivos invasivos para muchas personas es dolorosa, costosa, inconveniente, y la complejidad que implica en la automonitorización de la glucosa en sangre conducen a su infrautilización. El dolor proviene de un pinchazo de lanceta en la punta del dedo para producir la gota de sangre requerida para la prueba. El coste proviene de las tiras de prueba consumibles que se insertan en un lector, en las que se coloca la gota de sangre. Se requieren manos firmes y un considerable nivel de destreza cuando se analiza uno mismo. Como resultado del dolor, el coste y las molestias, muchos diabéticos no controlan sus niveles de glucosa en sangre tan a menudo como deberían. A menudo las personas con diabetes se exponen innecesariamente a niveles peligrosos de glucosa en vez de pincharse los dedos. La disponibilidad de un dispositivo preciso, indoloro, y fácil de utilizar incentivará a análisis más frecuentes, conduciendo a controles de glucosa en sangre más ajustados y a un retraso o disminución de complicaciones a largo plazo y sus costes de atención sanitaria asociados. Por tanto, las personas con diabetes están deseando un monitor de glucosa que sea no invasivo, no intrusivo, económico, y que permita el análisis sin dolor.
Monitorización no invasiva de glucosa en sangre
La monitorización no invasiva de la glucosa se refiere a la medición de los niveles de glucosa en sangre sin extraer sangre, perforar la piel, o causar dolor o trauma. La búsqueda de una técnica exitosa comenzó hace aproximadamente 40 años y ha continuado hasta el presente sin un producto viable clínica o comercialmente. Hasta ahora, la FDA (Administración de Alimentos y Medicamentos, por sus siglas en inglés) solo había aprobado para la venta uno de estos glucómetros de sangre, basado en una técnica para extraer glucosa eléctricamente a través de la piel intacta, que se describe en Tamada et al. (1999), "Non-invasive glucose monitoring: comprehensive clinical results. Cygnus Research Team", JAMA, 1999, 282(19), 1839-44. Sin embargo, este glucómetro fue retirado después de un corto periodo de tiempo debido al bajo rendimiento y a daños ocasionales en la piel de los usuarios.
En general, los métodos no invasivos utilizados para la determinación de glucosa pueden clasificarse en dos categorías principales. La primera se basa en la medición de glucosa utilizando una o más de sus propiedades moleculares intrínsecas, tales como el coeficiente de absorción NIR (infrarrojo cercano) o mid-IR (infrarrojo medio), la rotación óptica, los desplazamientos Raman, y absorción fotoacústica, entre otros. Estos métodos asumen la capacidad de detectar glucosa en tejidos o sangre independientemente de otros componentes corporales o del estado fisiológico. La segunda categoría mide los efectos de glucosa sobre las propiedades físicas de la sangre y los tejidos.
Esta categoría se basa en la suposición de que la glucosa es un analito sanguíneo dominante (altamente fluctuante) y, como tal, contribuye significativamente al cambio en los parámetros físicos relevantes del tejido. Khalil et al. (2004) en "Non-invasive glucose measurement technologies: an update from 1999 to the dawn of the new millennium", Diabetes Technol. Ther. 2004, 6(5), 660-697, demostraron que la medición de dichos parámetros puede conducir indirectamente a la evaluación del nivel de glucosa en sangre. Los parámetros medidos se evaluaron en relación con la calibración, realizada a través de la correlación de la señal no invasiva con un valor de referencia de glucosa en sangre. Por lo tanto, el cambio relativo de glucosa en la sangre o fluido intersticial juega el papel principal, ya que otros analitos sanguíneos, que son menos fluctuantes, se eliminan completamente o al menos parcialmente a través de la calibración.
Sin embargo, la determinación de glucosa en la medición no invasiva indirecta y no específica hace frente a diversos obstáculos. En función del método particular utilizado, las lecturas pueden variar con los cambios en el nivel de glucosa, pero también pueden verse afectadas por las variaciones en la interfaz sensor-piel, cambios en la microcirculación y suministro sanguíneo, medicamentos que afectan a la distribución de fluido, comorbilidades, la tasa metabólica de la persona, etc. La principal preocupación, en consecuencia, es lograr resultados de alta precisión y alta sensibilidad, a pesar del hecho de que no se realiza una medición directa de glucosa en sangre o en el fluido intersticial.
Se han invertido cientos de millones de dólares en compañías que han buscado la solución a este duradero problema. Los enfoques que se han intentado incluyen espectroscopía de infrarrojo cercano (NIR) (medición de glucosa a través de la piel utilizando luz de longitudes de onda ligeramente más largas que la región visible), medición transdérmica (intento de extraer glucosa a través de la piel utilizando o bien productos químicos, electricidad o ultrasonidos), medir la cantidad que la luz polarizada que rota la glucosa en la cámara frontal del ojo (que contiene el “humor acuoso”), y muchos otros.
So et al. (2012), "Recent advances in non-invasive glucose monitoring'', Med. Devices, 2012, 5, 45-52, revisaron 10 tecnologías: espectroscopía de bioimpedancia, detección electromagnética, espectroscopía de fluorescencia, espectroscopía Raman, espectroscopía NIR (en el infrarrojo cercano), espectroscopía en el infrarrojo medio, la tomografía de coherencia óptica, la polarimetría óptica, la iontoforesis inversa, y la tecnología de ultrasonidos, concluyendo con la observación de que ninguna de estas había producido un dispositivo comercialmente disponible, clínicamente fiable y que, por lo tanto, quedaba mucho trabajo por hacer.
En 2014, ignorando algunas de las graves deficiencias mencionadas anteriormente, el primer glucómetro sanguíneo no invasivo GlucoTrack® de Integrity Applications llegó al mercado en varios de países. Vashist (2013), sin embargo, declaró en su publicación "Continuous Glucose Monitoring Systems", Diagnostics, 2013, 3(4), 385-412, que la desviación media absoluta de este dispositivo era casi del 30% en los ensayos clínicos y que ‘se deseaban más esfuerzos de investigación para mejorar significativamente la precisión’.
Apple fue la última de una línea de compañías que se remonta a años que ha intentado superar el desafío. La FDA aprobó un dispositivo mínimamente invasivo, el GlucoWatch®, en 2001, solo para que el producto fallara comercialmente. GlucoWatch® utilizaba la iontoforesis inversa para transportar la glucosa a través de la piel para su medición. Pero, como señaló la FDA, esto significaba que sus lecturas podrían ‘diferir sustancialmente’ y de manera algo impredecible de los niveles de glucosa en sangre. Los estudios relacionaron el dispositivo con frecuentes falsas alarmas. La calibración requería mucho tiempo, y muchos usuarios encontraron el dispositivo incómodo. El tamaño del mercado significó que los esfuerzos de GlucoWatch® hicieron poco para disuadir el interés en desarrollar nuevos dispositivos no invasivos para medir la glucosa, pero el campo está aún muy lejos de suministrar el tipo de sensores supuestamente previstos por Apple y discutidos por muchos. En 2016, dos empresas emergentes planearon llevar al mercado productos no invasivos, pero los plazos parecían haberse retrasado.
Espectroscopía sub-Thz
Recientemente ha quedado claro que la radiación de terahercios (THz) podría ser extremadamente importante para la investigación relacionada con las ciencias de la vida debido a la capacidad única de estas ondas electromagnéticas de baja energía para interactuar con las vibraciones de los átomos dentro de las moléculas biológicas para producir huellas dactilares moleculares específicas (véase por ejemplo, Globus et al. en "Terahertz Fourier transform characterization of biological materials in a liquid phase", J. Physics D: Applied Physics, 39 (15), 3405-3413). La espectroscopia sub-THz utiliza longitudes de onda más allá de las utilizadas tradicionalmente para análisis químico y biomolecular. Se ha encontrado que los materiales biológicos son activos en el intervalo de frecuencia de 0,05-1 THz y por encima (el intervalo de longitud de onda submilimétrica, alrededor de 1,5 a 30 cm-1). Estos dominios de frecuencia y longitud de onda, el intervalo espectral entre el extremo superior de las radiofrecuencias y las frecuencias ópticas más bajas se denominaron “Terahertz Gap”, porque se sabía muy poco sobre ellos y debido a la ausencia de fuentes de radiación y detectores.
La espectroscopia vibratoria sub-THz se basa en la interacción de la radiación THz con vibraciones moleculares internas de baja energía. La mayoría de los datos experimentales de THz se han notificado recientemente sobre frecuencias superiores a 1 THz y para moléculas biológicas relativamente pequeñas que a menudo se preparan en forma cristalina (por ejemplo, Heilweil et al. (2008), "Terahertz Spectroscopy of Biomolecules", en Terahertz Spectroscopy, Taylor and Francis, Londres, 2008, Capítulo 7, págs. 269-297). La radiación de THz de baja energía interactúa con los movimientos moleculares internos de baja frecuencia (vibraciones) que involucran los enlaces de hidrógeno más débiles (enlaces H) y otras conexiones débiles dentro de las moléculas al estimular estas vibraciones. El ancho de las líneas espectrales individuales y la intensidad de las características de resonancia, que se observan en la espectroscopia sub-THz, son muy sensibles a los procedimientos de relajación de la dinámica atómica (desplazamientos) dentro de una molécula. Estos procedimientos de relajación determinan las capacidades discriminatorias de la espectroscopia sub-THz. Se debe utilizar una resolución espectral adecuada en la espectroscopia de THz para poder adquirir información tanto cualitativa como cuantitativa que se utiliza para identificar las moléculas que, a su vez, aumentarán la precisión y la selectividad de la detección.
Debido a su pequeño tamaño y coeficiente de absorción relativamente bajo, las ondas de la radiación THz se propagan fácilmente a través de todo el objeto biológico, tal como las células y la piel. Safrai et al. (2012) en "The remote sensing of mental stress from the electromagnetic reflection coefficient of human skin in the sub-THz range", Bioelectromagnetics, 2012, 33 (5), 375-82, y Safrai et al. (2014-1) en "Remote monitoring of phasic heart rate changes from the palm" en IEEE Transactions on Terahertz Science and Technology, 2014, 4, 618-624, informó que el estrés tanto físico como mental se podía rastrear a través del coeficiente de reflexión de la mano, influenciado por la actividad de los conductos sudoríparos, en las bandas de frecuencia (75 GHz-110 GHz) y (110 GHz-170 GHz). La señal reflejada se controló desde una distancia de 72 cm utilizando un analizador de red vectorial, mientras que los electrocardiogramas (ECG) de los pacientes se registraron al mismo tiempo. Además, Safrai et al. (2014-2) en "The correlation of ECG parameters to the sub-THz reflection coefficient of human skin", IEEE Transactions on Terahertz Science and Technology, 2014, 4 (5), 624-630, informó sobre una buena correlación entre el coeficiente de reflexión en las mismas bandas de frecuencia y algunos de los parámetros del ECG, principalmente con la elevación del ST.
Detección de glucosa en sangre basada en el sudor
El análisis del sudor usando dispositivos electroquímicos en la piel humana proporciona una nueva ruta para la monitorización no invasiva de glucosa sin extracción dolorosa de sangre. Moyer et al. (2012) en "Correlation between sweat glucose and blood glucose in subjects with diabetes", Diabetes Technol Ther. 2012, 14(5), 398-402 mostraron que la glucosa en el sudor, cuando se recoge correctamente para evitar la contaminación por otras fuentes en la superficie de la piel, puede reflejar con precisión los niveles de glucosa en sangre. Velmurugan et al. (2015) en "Sweat based blood glucose analysis", IJRASET 2015, 3(III), 550-555, informó que la determinación de la glucosa en sangre a partir del sudor es factible y puede proporcionar el nivel correcto de glucosa en sangre, pero incluye ciertas restricciones, tales como el procesamiento de la corriente de microamperios obtenida del biosensor. Además, señalaron que solamente se puede usar para el análisis el sudor producido por la glándula ecrina. Velmurugan et al. (2015) demostraron que el método se puede utilizar para la monitorización continua de la glucosa en sangre donde se proporciona un promedio general de la glucosa en sangre durante un periodo de tiempo. El método no invasivo descrito se propuso para implementarse en un biosensor de tipo muñequera portátil. En la publicación se concluyó que si dicha tecnología pudiera ponerse en práctica, se podría ahorrar una gran cantidad de dolor a los pacientes diabéticos que se pinchan los dedos de 2 a 5 veces al día, contando hasta un mínimo de 1820 lancetas al año.
A la luz de lo anterior, los parches para el sudor se están convirtiendo rápidamente en un desarrollo de investigación popular dentro de la diabetes. Sin embargo, la detección de glucosa basada en el sudor aún tiene que hacer frente a muchos desafíos, tales como la dificultad en la recogida de sudor, la variación de la actividad de la glucosa oxidasa debido a la secreción de ácido láctico y los cambios de temperatura ambiente, y la delaminación de la enzima del sensor de glucosa cuando se expone a la fricción mecánica en la piel humana blanda, la deformación del dispositivo y la deformación de la piel que provocan de fracturas mecánicas en el dispositivo. Además de la dificultad de medir los niveles de glucosa en el sudor debido a sus concentraciones mucho menores que en la sangre, el ácido láctico en el sudor, los cambios de la temperatura ambiente, y diversos medicamentos pueden inducir a errores en la detección de la glucosa basada en enzimas.
Conductos de sudor como antenas helicoidales
Hayut et al. (2013) en "The helical structure of sweat ducts: Their influence on the electromagnetic reflection spectrum of the skin", IEEE Transactions on Terahertz Science and Technology, 2013, vol. 3, núm. 2, págs. 2017-2015, sugirió que la estructura helicoidal de los conductos de sudor ecrinos humanos junto con las propiedades dieléctricas de la piel humana daría como resultado propiedades electromagnéticas similares a las de una serie de antenas helicoidales. Para probar esta suposición, llevaron a cabo simulaciones numéricas en el intervalo de frecuencia sub-THz de 100­ 450 GHz, realizaron mediciones de un espectro de reflexión de la piel humana y compararon los resultados obtenidos con los resultados de la simulación. La respuesta espectral obtenida por sus simulaciones coincidió con la predicción analítica de la teoría de la antena y apoyó la hipótesis de que los conductos de sudor pueden considerarse antenas helicoidales. Se encontró que la magnitud de la respuesta espectral dependía de la conductividad del sudor en estas frecuencias, pero se encontró que el análisis de las frecuencias relacionadas con los modos tipo antena era independiente de este parámetro. Las simulaciones realizadas demuestran que se observan variaciones de los espectros en las proximidades de las frecuencias cercanas al modo de respuesta axial previsto de los conductos de sudor (considerados como antenas helicoidales) a aproximadamente 380 GHz. Los resultados muestran claramente que la estructura de los conductos de sudor tiene un papel clave en la conformación de los espectros reflejados. Por lo tanto, se ha establecido que la naturaleza enrollada del conducto de sudor humano puede conducir a un comportamiento electromagnético que recuerda a una antena helicoidal.
Compendio
La presente solicitud describe realizaciones de un sensor microelectrónico basado en una combinación de un transistor pseudo-conductor de alta movilidad de electrones de puerta abierta (PC-HEMT) y una antena Vivaldi. En algunas realizaciones, el transistor comprende un sustrato, sobre el cual se deposita una estructura de hetero-unión multicapa. Esta estructura de hetero-unión puede comprender al menos una capa de tampón y al menos una capa de barrera desarrollada a partir de materiales semiconductores monocristalinos o policristalinos III-V y apilados alternativamente. En algunas realizaciones, los materiales semiconductores monocristalinos o policristalinos III-V son GaN/AlGaN.
Un canal conductor que comprende un gas electrónico bidimensional (2DEG) o un gas hueco bidimensional (2DHG) se forma en la interfaz entre las capas de amortiguación y barrera y, al aplicar una polarización a dicho transistor, proporciona una corriente de electrones o huecos en el transistor entre su fuente y los electrodos de drenaje. En una realización particular, la estructura de hetero-unión puede ser una estructura de tres capas que consta de dos capas de GaN (una de las cuales es una capa de tampón) y una capa de AlGaN comprimida entre dichas capas de GaN como en un sándwich. Esto puede conducir a la formación de gas de electrones bidimensional (2DEG) o gas de agujero bidimensional (2DHG) en la capa superior dependiendo de la polaridad de la estructura.
Puede depositarse una capa dieléctrica opcional sobre la estructura de hetero-unión. El área de la puerta abierta del 2DEG/2DHG se forma entre las áreas de origen y drenaje como resultado del rebaje o crecimiento de la capa superior hasta un espesor específico.
Los contactos de fuente y drenaje no óhmicos (es decir, acoplados capacitivamente) están conectados al canal 2DEG/2DHG y a metalizaciones eléctricas, estas últimas se colocan en la parte superior del sensor y lo conectan a un circuito eléctrico del sensor. Dado que los contactos de fuente y drenaje no son óhmicos, no se puede realizar la lectura de CC. En cambio, para poner en contacto eléctricamente el canal 2DEG/2DHG inferior, aproximadamente 5­ 20 nm por debajo de las metalizaciones, se debe realizar la lectura de CA o las mediciones de impedancia de la corriente eléctrica que fluye a través del canal 2DEG/2DHG. En este caso, el acoplamiento capacitivo de los contactos metálicos no óhmicos con el canal 2DEG/2DHG se induce normalmente a una frecuencia superior a 30 kHz.
En algunas realizaciones, la estructura de hetero-unión multicapa PC-HEMT de las realizaciones se hace crecer a partir de cualquier material semiconductor monocristalino o policristalino III-V disponible, tal como GaN/AlGaN, GaN/AIN, GaN/InN, GaN/InAlGaN, GaAs/AlGaAs, GaN/InAIN, InN/InAIN o LaAlO3/SrTiO3. En un caso particular del sustrato cultivado a partir de GaN/AlGaN, se ha descubierto de manera experimental y sorprendente que la mayor sensibilidad del sensor se logra cuando el espesor de la capa superior rebajada (GaN o AlGaN) en el área de la puerta abierta entre la fuente y los contactos de drenaje es de 5-9 nm, preferiblemente de 6-7 nm, más preferiblemente de 6,2-6,4 nm. Este espesor de capa rebajada corresponde al intervalo de corriente pseudo-conductora entre el modo de funcionamiento normalmente encendido y normalmente apagado del canal conductor 2DEG/2DHG. Además, la rugosidad de la superficie de la capa rebajada superior dentro del área de la puerta abierta entre los contactos de fuente y drenaje tiene una rugosidad de aproximadamente 0,2 nm o menos, preferiblemente de 0,1 nm o menos, más preferiblemente de 0,05 nm. Por tanto, las características importantes del PC-HEMT son las siguientes:
(i) el espesor de la capa rebajada superior (GaN o AlGaN) de la estructura de hetero-unión multicapa en el área de la puerta abierta entre los contactos de fuente y drenaje es de 5-9 nm, preferiblemente de 6-7 nm, más preferiblemente de 6,2-6,4 nm, que corresponde al intervalo de corriente pseudo-conductora entre el modo de funcionamiento normalmente encendido y normalmente apagado del canal conductor 2DEG/2DHG;
(ii) la rugosidad de la superficie de la capa rebajada superior en el área de la puerta abierta entre la fuente y los contactos de drenaje es de aproximadamente 0,2 nm o menos, preferiblemente de 0,1 nm o menos, más preferiblemente de 0,05 nm; y
(iii) la fuente no óhmica y los contactos de drenaje para el acoplamiento capacitivo con el canal conductor 2DEG/2DHG reemplazan los contactos óhmicos.
En una realización adicional, la presente solicitud proporciona el dispositivo de detección adecuado para su uso en la monitorización de la glucosa en sangre.
Varias realizaciones pueden permitir diversos beneficios y pueden usarse junto con diversas aplicaciones. Los detalles de una o más realizaciones se establecen en las figuras adjuntas y la descripción a continuación. Otras características, objetos y ventajas de las técnicas descritas serán evidentes a partir de la descripción y los dibujos y de las reivindicaciones.
Breve descripción de los dibujos
Las realizaciones descritas se entenderán y apreciarán de manera más completa a partir de la siguiente descripción detallada tomada junto con las figuras adjuntas. Los dibujos incluidos y descritos en esta memoria son esquemáticos y no limitan el alcance de la descripción. También se observa que en los dibujos, el tamaño de algunos elementos puede ser exagerado y, por lo tanto, no estar dibujados a escala con fines ilustrativos. Las dimensiones y las dimensiones relativas no corresponden necesariamente a las reducciones reales a la práctica de la descripción. La Figura 1 muestra esquemáticamente el pozo cuántico en tres condiciones de polarización diferentes:
La Figura 1a: potencial de puerta positivo (+Vg) es mucho más alto que el voltaje umbral (Vt),
La Figura 1b: potencial de la puerta 0V, y
La Figura 1c: potencial de puerta negativo (-Vg) está por debajo del umbral de voltaje (Vt).
La Figura 2 muestra esquemáticamente una vista en sección transversal (XZ) (A-A) del PC-HEMT de una realización. La Figura 3 muestra esquemáticamente la vista superior (XY) y la topología básica del sensor de una realización. La Figura 4a muestra esquemáticamente la dependencia de la corriente de fuente-drenaje (una densidad de portador de carga) inducida dentro del canal 2DEG de un HEMT de GaN/AlGaN del espesor de la capa de AlGaN rebajada en el área de la puerta abierta.
La Figura 4b ilustra una teoría detrás de la formación 2DEG (neutralidad de carga combinada con el nivel de energía más bajo) en la discontinuidad de la banda de conducción.
La Figura 5a muestra esquemáticamente el área 2DEG creada en la etapa del patrón 2DEG mediante la implantación de iones durante el procedimiento de fabricación. AZ 4533 es una resistencia gruesa positiva.
La Figura 5b muestra la máscara litográfica del diseño del sensor de la presente invención.
La Figura 5c muestra la imagen litográfica del canal 2DEG formado con litografía de resistencia gruesa AZ 4533 sobre la máscara que se muestra en la Figura 5b.
Las Figuras 5d-5e muestran la máscara y la imagen litográfica correspondiente, respectivamente, del diseño del sensor de la presente invención.
La Figura 5f muestra la precisión de alineación de ± 2 gm en muestras de 25 x 25 mm2 en la litografía del diseño del sensor de la presente invención.
La Figura 5g muestra las imágenes litográficas de las muestras multicanal.
La Figura 5h muestra la muestra fija en la oblea de Si-GaN/AlGaN preparada para la implantación de iones y que contiene alrededor de 30-32 sensores con 4-8 canales en cada muestra.
La Figura 5i muestra la imagen litográfica del diseño del sensor con la capa protectora AZ4533 después del revelado, preparada para la implantación de iones.
La Figura 5j muestra los canales 2DEG (oscuros) modelados por la implantación de iones después de la eliminación de la capa protectora.
La Figura 5k muestra el área visible no implantada que contiene el canal conductor 2DEG.
La Figura 6a muestra la imagen de la superficie AFM de la capa rebajada superior del PC-HEMT fabricada mediante el procedimiento de fabricación de la presente invención. El valor eficaz medido de la rugosidad superficial es en este caso 0,674 nm.
La Figura 6b muestra la imagen de la superficie AFM de la capa superior rebajada de1HEMT realizada mediante un procedimiento de fabricación convencional. El valor RMS medido de la rugosidad de la superficie es de 1,211 nm en este caso.
La Figura 6c muestra el gráfico dependiente del tiempo de la corriente eléctrica de la fuente de drenaje Ids del sensor de óxido de nitrógeno que mide 100 ppb del gas NO2 en aire húmedo, donde el sensor se basa en el PC-HEMT fabricado mediante el procedimiento de fabricación de la presente invención.
La Figura 6d muestra el gráfico dependiente del tiempo de la corriente eléctrica de la fuente de drenaje Ids del sensor de óxido de nitrógeno que mide 100 ppb del gas NO2 en aire húmedo, donde el sensor se basa en e1HEMT fabricado mediante un procedimiento de fabricación convencional.
La Figura 7a muestra esquemáticamente la formación de los canales conductores 2DEG y 2DHG en la estructura de tres capas Ga/AlGaN/GaN PC-HEMT de la cara Ga.
La Figura 7b muestra esquemáticamente la formación de los canales conductores 2DEG y 2DHG en la estructura de tres capas Ga/AlGaN/GaN PC-HEMT de la cara N.
La Figura 8 muestra esquemáticamente la formación del canal conductor 2DEG en la estructura de tres capas GaN/AlGaN/GaN PC-HEMT de la cara N con una capa ultrafina de Al (GaN) N para un mejor aislamiento.
La Figura 9 muestra el modelo de una antena Vivaldi realizada sobre un sustrato dieléctrico delgado. Se utiliza una función exponencial para el perfil de conicidad. Todo el dominio está delimitado por una capa perfectamente adaptada.
La Figura 10 muestra la distribución del campo eléctrico en el plano de la antena de Vivaldi a 480 GHz.
La Figura 11 muestra (a) el patrón de radiación direccional de campo lejano de la antena Vivaldi comenzando desde 240 GHz hasta 780 GHz y (b) el patrón de campo lejano 3D correspondiente a 480 GHz.
La Figura 12 muestra los cristales fotónicos bidimensionales ejemplares (a = 160 |um, d = 60 |um) depositados en la parte superior de la capa metálica de la antena Vivaldi.
La Figura 13 muestra la posición del conector metálico en la antena Vivaldi para acoplar con el PC-HEMT de una realización.
La Figura 14 muestra esquemáticamente un sensor microelectrónico que comprende un único PC-HEMT de las realizaciones con la antena Vivaldi integrada, para la monitorización no invasiva de los niveles de glucosa en sangre, con lectura remota.
La Figura 15 muestra esquemáticamente un sensor microelectrónico que comprende una matriz de los PC-HEMT de las realizaciones con las antenas Vivaldi integradas, para la monitorización no invasiva de los niveles de glucosa en sangre, con lectura remota.
Descripción detallada
En la siguiente descripción, se describirán varios aspectos de la presente solicitud. Para fines de explicación, se establecen configuraciones y detalles específicos para proporcionar una comprensión completa de la presente solicitud. Sin embargo, también resultará evidente para un experto en la técnica que la presente solicitud se puede poner en práctica sin los detalles específicos presentados en esta memoria. Además, se pueden omitir o simplificar características bien conocidas para no complicar la presente solicitud.
El término "que comprende", utilizado en las reivindicaciones, es "abierto" y significa los elementos enumerados, o su equivalente en estructura o función, más cualquier otro elemento o elementos que no se enumeran. No debe interpretarse como restringido a los medios enumerados a continuación; no excluye otros elementos o etapas. Debe interpretarse como una especificación de la presencia de las características, números enteros, etapas o componentes indicados a los que se hace referencia, pero no excluye la presencia o adición de una o más características, números enteros, pasos o componentes o grupos de los mismos. Por tanto, el alcance de la expresión "un dispositivo que comprende x y z" no debería limitarse a dispositivos que constan únicamente de los componentes x y z. Además, el alcance de la expresión "un procedimiento que comprende las etapas x y z" no debe limitarse a procedimientos que constan únicamente de estas etapas.
A menos que se indique específicamente, como se usa en esta memoria, el término "aproximadamente" se entiende dentro de un intervalo de tolerancia normal en la técnica, por ejemplo, dentro de dos desviaciones estándar de la media. En una realización, el término "aproximadamente" significa dentro del 10% del valor numérico notificado del número con el que se está utilizando, preferiblemente dentro del 5% del valor numérico notificado. Por ejemplo, el término "aproximadamente" puede entenderse inmediatamente como dentro del 10%, 9%, 8%, 7%, 6%, 5%, 4%, 3%, 2%, 1%, 0,5%, 0,1%, 0,05% o 0,01% del valor indicado. En otras realizaciones, el término "aproximadamente" puede significar una mayor tolerancia de variación dependiendo, por ejemplo, de la técnica experimental utilizada. Dichas variaciones de un valor especificado son entendidas por el experto y están dentro del contexto de la presente invención. Como ilustración, un intervalo numérico de "aproximadamente 1 a aproximadamente 5" debe interpretarse para incluir no sólo los valores enumerados explícitamente de aproximadamente 1 a aproximadamente 5, sino que también incluye valores individuales y subintervalos dentro del intervalo indicado. Por lo tanto, en este intervalo numérico se incluyen valores individuales tales como 2, 3 y 4 y sub-intervalos, por ejemplo, de 1-3, de 2-4 y de 3-5, así como 1,2, 3, 4, 5 o 6, individualmente. Este mismo principio se aplica a los intervalos que enumeran solo un valor numérico como mínimo o máximo. A menos que se desprenda claramente del contexto, todos los valores numéricos proporcionados en esta memoria se modifican mediante el término "aproximadamente". Otros términos similares, tales como "sustancialmente", "generalmente", "hasta" y similares, deben interpretarse como una modificación de un término o valor de manera que no sea un absoluto. Tales términos se definirán por las circunstancias y los términos que modifiquen según los entiendan los expertos en la técnica. Esto incluye, al menos, el grado de error experimental esperado, error técnico y error instrumental para un experimento, técnica o instrumento dado que se utiliza para medir un valor.
Como se usa en esta memoria, el término "y/o" incluye todas y cada una de las combinaciones de uno o más de los elementos enumerados asociados. A menos que se defina lo contrario, todos los términos (incluidos los términos técnicos y científicos) usados en esta memoria tienen el mismo significado que el que entiende comúnmente un experto en la técnica a la que pertenece esta invención. Se entenderá además que los términos, tales como los definidos en los diccionarios de uso común, deben interpretarse como si tuvieran un significado que sea consistente con su significado en el contexto de la especificación y la técnica relevante y no deben interpretarse en un sentido idealizado o demasiado formal a menos que se defina expresamente en esta memoria. Es posible que las funciones o construcciones conocidas no se describan en detalle por motivos de brevedad y/o claridad.
Se entenderá que cuando se hace referencia a un elemento como "en", "adjunto a", "conectado a", "acoplado con", "en contacto", etc., otro elemento, puede estar directamente en, adjunto a, conectado, acoplado o en contacto con el otro elemento o elementos intermedios también pueden estar presentes. Por el contrario, cuando se hace referencia a un elemento como, por ejemplo, "directamente en", "directamente unido a", "directamente conectado a", "directamente acoplado" o "directamente en contacto" con otro elemento, no hay elementos intervinientes presentes. Los expertos en la técnica también apreciarán que las referencias a una estructura o característica que está dispuesta "adyacente" a otra característica pueden tener partes que se superponen o subyacen a la característica adyacente.
El transistor de alta movilidad de electrones dopado con polarización (HEMT) es un transistor de efecto de campo (FET) en el que dos capas de diferente banda prohibida y campo de polarización crecen una sobre la otra formando la estructura de hetero-unión. Este transistor se basa esencialmente en al menos dos capas de materiales semiconductores III-V, como nitruro de galio (GaN) y nitruro de galio y aluminio (AlGaN). Como consecuencia de la discontinuidad en el campo de polarización, se crean cargas superficiales en la interfaz entre las capas. Si la carga superficial inducida es positiva, los electrones tenderán a compensar la carga inducida dando como resultado la formación del canal. Dado que los electrones del canal están confinados en un pozo cuántico en una región espacial infinitamente estrecha en la interfaz entre las capas, estos electrones se denominan gas de electrones bidimensionales (2DEG). Este confinamiento especial de los electrones del canal en el pozo cuántico en realidad les otorga características bidimensionales, que mejoran fuertemente su movilidad superando la movilidad general del material en el que fluyen los electrones.
Las Figuras 1a-1c muestran esquemáticamente el pozo cuántico en tres condiciones de polarización diferentes a partir del potencial de puerta positivo (Vg), mucho más alto que el voltaje de umbral (Vt) y descendiendo hasta el potencial de puerta de 0V y más allá de los valores negativos por debajo del voltaje de umbral. El Vt se define como un voltaje, que se requiere para rellenar electrones en la interfaz entre la capa de GaN y las capas de AlGaN, creando así la conductividad del canal 2DEG. Dado que los electrones del canal 2DEG ocupan niveles de energía por debajo del nivel de Fermi, el nivel de Fermi en un pozo cuántico se encuentra por encima de varios niveles de energía cuando Vg >> Vt (Figura 1a). Esto permite una alta población de electrones de canal y, en consecuencia, una alta conductividad. En este caso, el canal 2DEG está activado. Sin embargo, cuando Vg disminuye a 0V (Figura 1b), el nivel de Fermi también desciende con respecto al pozo cuántico. Como resultado, se rellenan muchos menos niveles de energía de electrones y la cantidad de electrones del canal 2DEG disminuye significativamente. Cuando VG es mucho inferior que Vt (Figura 1c), todos los niveles de energía de los electrones están por encima del nivel de Fermi y no hay electrones 2DEG por debajo de la puerta. Esta situación se denomina "agotamiento del canal" y el canal se apaga.
Muchos HEMT disponibles comercialmente basados en las capas de materiales semiconductores III-V tienen un valor negativo de Vt, lo que resulta en un modo de funcionamiento "normalmente encendido" a un potencial de puerta de 0V. Se denominan transistores semiconductores de "modo de agotamiento" y se utilizan en varias aplicaciones de conmutación de potencia cuando se debe aplicar voltaje negativo en la puerta para bloquear la corriente. Sin embargo, para un funcionamiento seguro a alto voltaje o alta densidad de potencia, con el fin de reducir la complejidad del circuito y eliminar el consumo de energía en espera, se prefieren los transistores con características de "normalmente apagado". Los altos voltajes y las altas velocidades de conmutación permiten la fabricación de dispositivos más pequeños y eficientes, tales como electrodomésticos, comunicaciones y automóviles. Para controlar la densidad de electrones en el canal 2DEG y para encender y apagar el HEMT, normalmente se regula el voltaje en la puerta del transistor.
Se han notificado varias técnicas para fabricar las estructuras semiconductoras normalmente apagadas. Burnham et al (2010) propusieron estructuras normalmente cerradas del tipo de puerta rebajada. En esta estructura, la capa de barrera de AlGaN se graba y la puerta se acerca a la interfaz entre la capa de barrera de AlGaN y la capa de amortiguación de GaN. A medida que la puerta se acerca a la interfaz entre las capas, el Vt aumenta. Por tanto, el funcionamiento normalmente desactivado del canal conductor 2DEG se logra una vez que la región de agotamiento alcanza la interfaz y agota el canal 2DEG a voltaje de puerta cero. Las principales ventajas de estas estructuras son un consumo de energía relativamente menor, menos ruido y circuitos de control más simples. Actualmente se utilizan, por ejemplo, en comunicaciones, imágenes y radares de microondas y ondas milimétricas.
Chang et al (2009) propuso en lugar de grabar la capa de barrera relativamente gruesa para acercarse a la interfaz AlGaN/GaN, utilizar una barrera AlGaN muy delgada. Esta estructura también logra el funcionamiento normalmente apagado del canal 2DEG acercándose a la puerta hacia la interfaz AlGaN/GaN. Chen et al (2010) propuso utilizar el procedimiento de tratamiento con plasma a base de flúor. Aunque muchas publicaciones han adoptado varios procedimientos para lograr dispositivos normalmente apagados con un impacto mínimo en la corriente de drenaje, desafortunadamente sacrificaron el rendimiento de encendido del dispositivo.
La presente solicitud describe realizaciones de un sensor microelectrónico basado en una combinación de un transistor pseudo-conductor de alta movilidad de electrones de puerta abierta (PC-HEMT) y una antena Vivaldi instalada en el área de puerta abierta del transistor. Como se muestra en la Figura 2, el PC-HEMT de la presente solicitud, capaz de detectar la radiación sub-THz producida por el cuerpo del usuario, comprende:
(a) una estructura de hetero-unión multicapa compuesta de materiales semiconductores monocristalinos o policristalinos III-V, comprendiendo dicha estructura al menos una capa amortiguadora (11) y al menos una capa de barrera (12), apilándose dichas capas alternativamente, y dicha estructura depositándose sobre una capa de sustrato (10);
(b) un canal conductor (13) que comprende un gas electrónico bidimensional (2DEG) o un gas hueco bidimensional (2DHG), formado en la interfaz entre dicha capa amortiguadora (11) y dicha capa de barrera (12), y al aplicar una polarización a dicho transistor, capaz de proporcionar una corriente de electrones o huecos en el transistor entre las áreas de contacto de fuente y drenaje (15);
(c) metalizaciones eléctricas (14) acopladas capacitivamente a dicho canal conductor 2DEG o 2DHG (13) a través de las áreas de contacto de fuente y drenaje (15) para conectar dicho transistor a un circuito eléctrico; y
(d) un electrodo de antena Vivaldi (16) colocado en una capa superior entre dichas áreas de contacto de fuente y drenaje (15) en un área de puerta abierta del transistor y capaz de detectar señales eléctricas en el intervalo de frecuencia sub-THz de 200-800 GHz.
La topología básica funcional del sensor microelectrónico de las presentes realizaciones se muestra esquemáticamente en la Figura 3. El principio de detección del sensor se basa en el efecto de campo de la modulación de la corriente eléctrica en modo CC dentro del canal conductor 2DEG/2DHG (13) logrado por la antena de puerta en forma de Vivaldi (16). De hecho, la antena de puerta con forma de Vivaldi (16) es capaz de concentrar fuertemente la intensidad del campo eléctrico de la radiación sub-THz en un área muy pequeña por encima del canal 2DEG/2DHG ultra sensible a la carga, lo que afecta a su conductividad en el modo de CC por efecto de acumulación. Sin embargo, los parámetros S11-S12 del PC-HEMT de las presentes realizaciones también pueden medirse a radiofrecuencias (RF) de 1 a 60 GHz utilizando el efecto de "palpitación" de la radiación sub-THz.
El transistor que se muestra en las Figuras 2 y 3 puede comprender además una capa dieléctrica de 1 a 10 nm de espesor. Esta capa dieléctrica puede depositarse encima de la capa de barrera (12). El electrodo de puerta de la antena de Vivaldi, hecho por ejemplo de oro, se coloca a continuación directamente sobre la capa dieléctrica. Esta configuración evita fuertes fugas eléctricas en la interfaz de la capa superior/metal. La capa dieléctrica utilizada para la pasivación del dispositivo puede estar hecha, por ejemplo, de una pila de SiO-SiN-SiO ("ONO") de 100-100-100 nm de espesor o una pila de SiN-SiO-SiN ("NON") que tiene los mismos espesores. Puede depositarse sobre la capa de barrera mediante un procedimiento de deposición química en fase de vapor mejorada con plasma (PECVD), que es una técnica de deposición libre de estrés.
Las metalizaciones eléctricas (14) conectan el transistor al circuito eléctrico y permiten que la corriente eléctrica fluya entre áreas de contacto no óhmicas (15) a través del canal de gas de electrones bidimensional (2DEG) o gas de agujero bidimensional (2DHG) (13). Las metalizaciones (14) pueden estar hechas de pilas metálicas, tales como Cr/Au, Ti/Au, Ti/W, Cr/Al y Ti/Al. Las capas de Cr o Ti de la pila de metal tienen, por ejemplo, un espesor de 5-10 nm, mientras que la segunda capa de metal, tal como Au, W y Al, tiene un espesor de 100-400 nm. Las metalizaciones (14) pueden elegirse según la tecnología establecida y la línea de ensamblaje en una instalación de fabricación de sala limpia en particular.
En algunas realizaciones, la capa de sustrato (10) puede estar compuesta, por ejemplo, de zafiro, silicio, carburo de silicio, nitruro de galio o nitruro de aluminio. La estructura de hetero-unión (11, 12) puede depositarse sobre la capa de sustrato (10), por ejemplo, mediante un procedimiento de deposición de vapor químico metalorgánico (MOCVD), formando así el canal 2DEG o 2DHG pseudo-conductor (13) en la proximidad a la interfaz entre la capa amortiguadora (11) y la capa de barrera (12). Entonces, la capa de barrera (12) puede rebajarse o crecer en el área rebajada (17) como una capa muy delgada entre las áreas de contacto de la fuente y el drenaje (15).
El canal 2DEG o 2DHG (13) formado cerca de la interfaz entre la capa amortiguadora (11) y la capa de barrera (12) sirve como elemento sensible principal del transistor que reacciona a una carga superficial y potencial. El canal 2DEG o 2DHG (13) está configurado para interactuar con variaciones muy pequeñas en la carga superficial o proximal o cambios de campo eléctrico en la interfaz de la puerta de la antena de la capa superior/Vivaldi que interactúa con los estados de trampa de superficie similares al donante de la capa de barrera. Esto se discutirá a continuación en detalle.
El término "2DEG" mencionado en la presente descripción y las reivindicaciones no debe entenderse ni interpretarse como restringido al gas de electrones bidimensionales. Como se indicó anteriormente y se explicará más adelante en esta solicitud, el gas del agujero bidimensional también puede ser un posible portador de corriente en una estructura de hetero-unión específica. Por lo tanto, el término "2DEG" puede reemplazarse igualmente con el término "2DHG" sin referencia a ninguna configuración particular de PC-HEMT.
En algunas realizaciones, la estructura de hetero-unión multicapa de PC-HEMT de las realizaciones se hace crecer a partir de cualquier material semiconductor monocristalino o policristalino III-V disponible, tal como GaN/AlGaN, GaN/AIN, GaN/InAlGaN, GaN/InAIN, GaN/InN, GaAs/AlGaAs, InN/InAIN o LaAlO3/SrTiO3. En un caso específico de la estructura de hetero-unión desarrollada a partir de GaN/AlGaN, se ha encontrado experimentalmente que la sensibilidad más alta del sensor se logra cuando el espesor de la capa rebajada superior (GaN o AlGaN) en el área de la puerta abierta entre la fuente y los contactos de drenaje son 5-9 nm, preferiblemente 6-7 nm, más preferiblemente 6,2-6,4 nm. Además, también se encontró que el sensor exhibe su mayor sensibilidad cuando la rugosidad de la superficie de la capa rebajada superior es de aproximadamente 0,2 nm o menos, preferiblemente de 0,1 nm o menos, más preferiblemente de 0,05 nm.
Por lo tanto, la capa superior rebajada en el área de la puerta abierta a 5-9 nm debe optimizarse para mejorar significativamente la sensibilidad del sensor. Se encontró sorprendentemente que este espesor específico de la capa superior corresponde al intervalo de corriente "pseudo-conductora" entre los modos de funcionamiento normalmente encendido y normalmente apagado del canal 2DEG y requiere una explicación adicional.
El intervalo de corriente "pseudo-conductora" (para distinguirlo del que conduce normalmente) del canal 2DEG se define como un intervalo de funcionamiento del canal entre sus modos de funcionamiento normalmente encendido y normalmente apagado. Los "estados de trampa" son estados en la banda prohibida de un semiconductor que atrapan a un portador hasta que se recombina. Los "estados de superficie" son estados causados por la reconstrucción de la superficie del cristal local debido a la tensión superficial causada por algunos defectos del cristal, dislocaciones o la presencia de impurezas. Tal reconstrucción de superficie a menudo crea "estados de trampa de superficie" correspondientes a una velocidad de recombinación de superficie.
La clasificación de los estados de la trampa de superficie depende de la posición relativa de su nivel de energía dentro de la banda prohibida. Los estados de la trampa de superficie con energía por encima del nivel de Fermi son similares a los de un aceptador, y alcanzan una carga negativa cuando están ocupados. Sin embargo, los estados de la trampa de superficie con energía por debajo del nivel de Fermi son similares a los de un donante, cargados positivamente cuando están vacíos y neutrales cuando están ocupados. Se considera que estos estados de trampa de superficie de tipo donante son la fuente de electrones en la formación del canal 2DEG. Pueden poseer una amplia distribución de energías de ionización dentro de la banda prohibida y son causadas por reacciones redox, enlaces colgantes y vacíos en la capa superficial. Siempre existe un equilibrio entre la densidad del canal 2DEG y el número de donantes de superficie ionizada que se rige por la neutralidad de carga y la continuidad del campo eléctrico en las interfaces.
Por tanto, las trampas superficiales de tipo donante en la superficie de la capa superior son una de las fuentes más importantes de 2DEG en el canal. Sin embargo, esto solo se aplica a un espesor de capa superior específico. En una capa superior relativamente delgada, el estado de la trampa de la superficie está por debajo del nivel de Fermi. Sin embargo, a medida que aumenta el espesor de la capa superior, la energía del estado de la trampa de superficie se acerca a la energía de Fermi hasta que coincide con ella. El espesor de la capa superior correspondiente a tal situación se define como "crítico". En este punto, los electrones que llenan el estado de trampa de superficie son atraídos hacia el canal por el fuerte campo eléctrico inducido por polarización que se encuentra en la capa superior para formar el 2DEG instantáneamente.
Si los estados de la trampa de superficie se agotan por completo, un mayor aumento en el espesor de la capa superior no aumentará la densidad 2DEG. En realidad, si la capa del canal 2DEg no logra estirar la capa superior, la última simplemente se relajará. Tras la relajación de la capa superior, se crean muchos defectos cristalinos en la interfaz entre la capa superior y la capa justo debajo de ella, y la polarización piezoeléctrica desaparece instantáneamente provocando el deterioro de la densidad 2DEG.
Para ilustrar el fenómeno anterior de la corriente pseudo-conductora, se hace referencia ahora a las siguientes figuras. La Figura 4a muestra la dependencia de la corriente fuente-drenaje (una densidad del portador de carga) del espesor de la capa de AlGaN rebajada. Como se ve en el gráfico, los transistores que tienen un espesor de la capa superior mayor de 9 nm forman canales 2DEG normalmente conectados. En tales transistores, debido a los efectos de polarización inherentes presentes en los materiales III-V, se induce una delgada hoja de cargas en la parte superior e inferior de las interfaces de la capa superior. Como resultado, se induce un campo eléctrico alto en la capa superior, y los estados donantes de superficie en la interfaz superior comienzan a donar electrones para formar el canal 2DEG en la proximidad de la interfaz de hetero-unión sin la aplicación de una polarización de puerta. Por lo tanto, estos transistores constituyen dispositivos normalmente encendidos. Por otro lado, los transistores que tienen un espesor de capa superior inferior a aproximadamente 5 nm actúan constituyendo dispositivos normalmente apagados. El equilibrio de energía entre los estados de la trampa de la superficie donante y la barrera del túnel de AlGaN conduce a la formación de 2DEG (neutralidad de carga combinada con el nivel de energía más bajo) en la discontinuidad de la banda de conducción. Como se explicó anteriormente, la disminución del espesor de la capa de AlGaN da como resultado un aumento de la barrera de energía. Como resultado, los estados de trampa de superficie de tipo donante ionizable, que son responsables del túnel de electrones desde la superficie a 2DEG, se desplazan por debajo del nivel de Fermi, minimizando así el suministro de electrones al canal 2DEG. Esta situación teórica se ilustra con más detalle en la Figura 4b. Por lo tanto, el rebaje de la capa de AlGaN de 9 nm a 5 nm conduce a una enorme caída en la conductividad del gas de electrones bidimensionales para seis órdenes de magnitud.
En vista de lo anterior, está claro que el mecanismo del agotamiento de 2DEG basado en el rebaje de la capa superior depende en gran medida de los estados de trampa de superficie de tipo donante (o carga de superficie total). A medida que disminuye el espesor de la capa superior, se necesita menos carga externa adicional para aplicar a la superficie de la capa superior para agotar el canal 2DEG. Existe un espesor de barrera crítico (el más pequeño), cuando el canal 2DEG está en su mayor parte agotado pero sigue siendo altamente conductivo debido a una combinación de la barrera de energía y la energía de los estados de trampa de la superficie donante. En este espesor crítico, incluso el cambio de energía más pequeño en la superficie a través de cualquier influencia externa, por ejemplo, una onda acústica que se propaga a lo largo de la superficie, conduce inmediatamente al agotamiento de 2DEG muy fuerte. Como resultado, la superficie de la capa superior en este espesor crítico es extremadamente sensible a cualquier cambio mínimo en el campo eléctrico del entorno. Por lo tanto, el rebaje de la capa superior de 9 nm a 5 nm redujo significativamente la densidad 2DEG, llevó el sensor a la operación de "umbral cercano" y dio como resultado una sensibilidad de carga superficial muy aumentada. El espesor específico de 5-9 nm de la capa superior es realmente responsable del comportamiento pseudo-conductor del canal 2DEG y le da al sensor una sensibilidad increíble.
La capa superior se rebaja a este espesor específico después de someterse a una corta activación del plasma mediante una técnica de grabado de iones reactivos de daño ultra bajo que utiliza plasma acoplado inductivamente (ICP) con una distribución de energía de iones de plasma estrecha. Tal tratamiento con plasma corto permite una rugosidad mucho menor de la superficie, que es una función de la profundidad del daño vertical del semiconductor durante el procedimiento de grabado con plasma. Una rugosidad de superficie tan baja (aproximadamente 0,2 nm y menos) se puede lograr solo a través de este procedimiento de grabado de daño ultra bajo ICP-RIE con una distribución de energía de iones de plasma estrecha, y esto da como resultado inherentemente una profundidad de daño vertical muy baja en la capa superior, lo que permite la mínima dispersión de la superficie y la mínima interacción del canal 2DEG de los estados de la superficie con la máxima relación señal-ruido del sensor. Por lo tanto, el efecto de profundidad del daño sub-nanométrico vertical en la capa rebajada superior, debido a un procedimiento de grabado ICP-RIE de daño ultra bajo con una distribución de energía de iones de plasma muy estrecha, es la única forma de lograr de manera óptima la rugosidad sub-nanométrica requerida de la superficie del semiconductor. Esto da como resultado inherentemente un punto de trabajo pseudo-conductor ajustable con la mayor sensibilidad de carga posible. Este efecto de profundidad es siempre inherente a la rugosidad sub-nanométrica de la superficie del semiconductor, que se midió con AFM (microscopio de fuerza atómica).
Por tanto, además del espesor de la capa superior rebajada, la rugosidad de la superficie de la capa superior es otro parámetro muy importante que no se ha descrito anteriormente. Se ha descubierto sorprendentemente que la rugosidad de la superficie de la capa superior (en el área sensible a la puerta abierta) por debajo de 0,2 nm evita la dispersión de los estados de trampa de superficie de tipo donante. Por lo tanto, la combinación de estas dos características: el espesor de 5-9 nm de la capa superior en el área de la puerta abierta y la rugosidad fuertemente reducida de su superficie (por debajo de 0,2 nm) hacen que el sensor sea increíblemente sensible.
En un cierto aspecto, el procedimiento de fabricación de los PC-HEMT de la presente invención comprende las siguientes etapas:
Etapa 1: deposición de capa atómica mejorada con plasma (ALD) de alúmina (Al2O3) en una oblea de Si-GaN/AlGaN enmascarada prealineada con eliminación de trampas de plasma de nitrógeno para que el espesor de la capa Al2O3 sea de 3-10 nm. El espesor de la capa Al2O3 se midió con un reflectómetro de rayos X.
Etapa 2: patrón de deposición de capa atómica mejorada con plasma (ALD) de la oblea recubierta con la capa fina Al2O3 en la Etapa 1, con fluoruro de hidrógeno (HF) o usando la técnica de grabado con iones reactivos (RIE) antes mencionada.
Etapa 3: opcionalmente crear la fuente y drenar los contactos óhmicos (en caso de que se requieran contactos óhmicos) en la oblea recubierta obtenida en la Etapa 2 a partir de pilas de metal, por ejemplo Ti/Al/Mo/Au, Ti/Al/Ni/Au, Ti/Au y Ti/W, que tienen un espesor de 15-50 nm, utilizando la técnica de recubrimiento por rotación o la deposición física en fase de vapor (VPD) por haz de electrones de los metales de la pila. Las tasas de deposición utilizando la técnica e-VPD se determinaron para los metales de pila óhmica utilizando el perfilómetro Dektak con muestras de despegue ficticio.
Etapa 4: patrón de canal de gas de electrones bidimensionales (2DEG) de la oblea obtenida en la Etapa 3 con implantación de iones de argón o nitrógeno.
Etapa 5: deposición química en fase vapor (CVD) mejorada con plasma de la pila de ONO sobre la oblea obtenida en la Etapa 4. Esta es la técnica sin estrés para depositar la capa de la pila de SiO-SiN-SiO con un espesor ejemplar de aproximadamente 200-300 nm y estructurado por el grabado en seco ICP-RIE, que es el procedimiento de grabado basado en CF4. En esta etapa, las áreas del canal pseudo-conductor y las almohadillas de contacto eléctrico óhmico del transistor quedan disponibles.
Etapa 6: deposición de despegue opcional de un electrodo de puerta de Au o Ti/W-CMOS (en caso de que se deba depositar un electrodo de puerta en la capa superior de la estructura de hetero-unión para la fabricación de un amplificador integrado basado en MMIC-HEMT).
Etapa 7: patrón de ALD mejorado con plasma opcional con RIE o HF por encima del área de detección (en caso de que la capa de ALD mejorada con plasma depositada en la Etapa 1 se retire por separado a la pila ONO).
Etapa 8: grabado de capa atómica (ALE) de la oblea obtenida en las Etapas 5-7. Esta sofisticada técnica llevada a cabo en el grupo de fabricación limpia del solicitante es la única técnica que permite la eliminación de capas atómicas individuales (las capas atómicas superiores de la oblea). ALE es una técnica mucho mejor controlada que RIE, aunque no se ha utilizado comercialmente hasta ahora porque se requiere un manejo de gas muy sofisticado, y las tasas de eliminación de una capa atómica por segundo son el estado de la técnica real. Esta etapa es la etapa de crear el punto de trabajo pseudo-conductor del transistor, porque ALE permite lograr el espesor específico de 5-9 nm de espesor de la capa superior en el área de la puerta abierta con la rugosidad superficial extremadamente baja de la capa superior por debajo de 0,2 nm.
Etapa 9: CVD o ALD mejorado con plasma opcional de la capa dieléctrica utilizada para la pasivación del dispositivo y en algunos sensores de gas.
Etapa 10: grabado profundo opcional de iones reactivos (procedimiento DRIE o Bosch) del sustrato de Si debajo de las áreas de detección (en caso de que el sustrato esté en las membranas independientes, utilizado, por ejemplo, en sensores RF-HEMT, FBAR y SAW).
Ahora se hace referencia a las Figuras 5a-5c mostrando el sensor, que se obtiene en la Etapa 4 del patrón de canal 2DEG. La litografía del sensor se realizó con AZ 4533, que es una capa protectora gruesa positiva que tiene una adhesión optimizada para el grabado húmedo común. El espesor de la película protectora litográfica obtenido a una velocidad de centrifugado de 7000 rpm ya 100 °C durante 1 min fue de 3 gm. Así, como se ve en la imagen litográfica de la Figura 5c, el canal 2DEG formado (13) tiene aproximadamente 2-3 gm de ancho. El tiempo de exposición total fue de 9 segundos, seguido de un revelado de 5 minutos en el revelador MIF726.
Las Figuras 5d-5e muestran la máscara y la imagen litográfica correspondiente, respectivamente, del diseño del sensor de la presente invención. La Figura 5f demuestra la alta precisión de alineación de ± 2 gm en muestras de 25 x 25 mm2 en la litografía del diseño del sensor de la presente invención. La Figura 5g muestra las imágenes litográficas de las muestras multicanal. La Figura 5h muestra la muestra de chip de sensor fijo en la oblea de Si-GaN/AlGaN, que contiene aproximadamente 30-32 sensores con 4-8 canales en cada muestra y preparado para la implantación de iones. La Figura 5i muestra la imagen litográfica obtenida de la disposición del sensor actual con la resistencia AZ4533 después del revelado, preparada para la implantación de iones. La Figura 5j muestra los canales 2DEG (oscuros) modelados por la implantación de iones después de la eliminación de la capa protectora. La implantación de iones de argón se realizó con energías de 20 keV y 30 keV y con una dosis ejemplar de 2,5e13/cm2 y un ángulo de inclinación de 7°. Se eliminó AZ4533 con plasma de oxígeno a 220 W durante 10 min. La Figura 5k muestra el área visible no implantada que contiene el canal conductor 2DEG.
El grabado de la capa atómica (ALE) realizado en la Etapa 8 del procedimiento de fabricación es la etapa más importante del procedimiento. Como se mencionó anteriormente, permite el rebaje controlado de una capa superior, eliminando una sola capa atómica capa por capa, donde el espesor de grabado es del orden de magnitud de una sola monocapa atómica. Como se explicó anteriormente, tal daño ultra bajo a la capa superior de la estructura heterogénea, cuando la rugosidad de la superficie real está controlada por una sola monocapa atómica, permite lograr la rugosidad sub-nanométrica (aproximadamente 0,2 nm y menos) de la capa superior cuando su espesor es de pocos nanómetros (5-9 nm).
La secuencia del procedimiento ALE consiste en ciclos repetidos de condiciones del procedimiento. La cantidad total de material eliminado está determinada por el número de ciclos repetidos. Cada ciclo se compone típicamente de cuatro etapas: adsorción, primera purga, desorción y segunda purga. Durante la etapa de adsorción del ciclo, se generan especies reactivas en el reactor (por ejemplo, tras la excitación del plasma), adsorbidas y reaccionando con el material de la oblea. Debido al procedimiento autolimitante, y con la elección adecuada de los reactivos y las condiciones del procedimiento, la reacción se lleva a cabo con solo una capa delgada de material y se forman los subproductos de la reacción. A esta etapa le sigue la purga del reactor para eliminar todas las trazas del reactivo. A continuación, la desorción del subproducto tiene lugar debido al bombardeo de la superficie de la oblea por iones de gases nobles con una energía estrictamente controlada. De nuevo, los subproductos se purgan a partir del reactor y la oblea está lista para las dos últimas etapas (opcionales) del procedimiento de fabricación.
Se hace referencia ahora a la Figura 6a que muestra la imagen AFM de la superficie de la capa rebajada superior del PC-HEMT producido por el procedimiento de fabricación de la presente invención. El valor eficaz medido de la rugosidad superficial es en este caso 0,674 nm. La Figura 6b muestra la imagen de la superficie AFM de la capa superior rebajada del HEMT realizada mediante un procedimiento de fabricación convencional. En este procedimiento convencional, el HEMT tenía inicialmente una capa superior de AlGaN de crecimiento ultrafino de 6-7 nm de espesor. Esta capa se rebajó con plasma acoplado inductivamente (ICP) durante 60 segundos utilizando una técnica convencional de grabado con iones reactivos (RIE). El valor RMS medido de la rugosidad de la superficie es de 1,211 nm en este caso. La Figura 6c muestra la gráfica dependiente del tiempo de la corriente eléctrica de la fuente de drenaje Ids del sensor de óxido de nitrógeno que mide 100 ppb del gas NO2 en 80% de aire húmedo, donde el sensor incorpora el PC-HEMT fabricado mediante el procedimiento de fabricación de la presente invención. La Figura 6d muestra la gráfica dependiente del tiempo de la Ids del sensor de óxido de nitrógeno que mide 100 ppb del gas NO2 en 80% de aire húmedo, donde se incorpora el sensor y se basa en el HEMT realizado por el procedimiento de fabricación convencional. A partir de estos ejemplos comparativos se desprende claramente que el procedimiento de fabricación de la presente invención basado en el RIE dañino ultra-bajo con una distribución de energía de iones de plasma estrecha conduce a una rugosidad mucho menor de la superficie del semiconductor, lo que a su vez conduce a una sensibilidad increíblemente alta del sensor.
En un aspecto adicional, la estructura de hetero-unión puede ser una estructura de tres capas que consta de dos capas de GaN y una capa de AlGaN comprimida entre dichas capas de tampón como en un sándwich, en el que la capa superior es una capa de tampón. Esto puede conducir a la formación del gas de agujero bidimensional (2DHG) en la capa superior de GaN por encima de la capa de AlGaN, lo que da como resultado la inversión de la polaridad del transistor en comparación con la estructura de dos capas descrita anteriormente.
En general, la polaridad de los materiales semiconductores de nitruro III-V afecta fuertemente al rendimiento de los transistores basados en estos semiconductores. La calidad de los materiales de wurtzita GaN puede variar según su polaridad, porque tanto la incorporación de impurezas como la formación de defectos están relacionadas con el mecanismo de crecimiento, que a su vez depende de la polaridad de la superficie. La aparición de 2DEG/2DHG y las propiedades ópticas de las estructuras de hetero-uniones de materiales basados en nitruros están influenciadas por los efectos de campo interno causados por polarizaciones espontáneas y piezoeléctricas. Los dispositivos de todos los materiales de nitruro III-V se fabrican en superficies polares {0001}. En consecuencia, sus características dependen de si las capas de GaN exhiben polaridad positiva de cara Ga o polaridad negativa de cara N. En otras palabras, como resultado de la polaridad de los materiales de wurtzita GaN, cualquier capa de GaN tiene dos superficies con diferentes polaridades, una superficie Ga-polar y una superficie N-polar. Una superficie Ga-polar se define en esta memoria como una superficie que termina en una capa de átomos de Ga, cada uno de los cuales tiene un enlace desocupado normal a la superficie. Cada átomo de Ga de la superficie está unido a tres átomos de N en la dirección que se aleja de la superficie. En contraste, una superficie N-polar se define como una superficie que termina en una capa de N átomos, cada uno de los cuales tiene un enlace desocupado normal a la superficie. Cada átomo de N de la superficie también está unido a tres átomos de Ga en la dirección que se aleja de la superficie. Por tanto, las estructuras de polaridad de caras N tienen la polaridad inversa a las estructuras de polaridad de caras Ga.
Como se describió anteriormente para la estructura de hetero-unión de dos capas, la capa de barrera siempre se coloca encima de la capa de amortiguación. La capa que, por lo tanto, está rebajada en la estructura de hetero-unión de dos capas es la capa de barrera, específicamente la capa de AlGaN. Como resultado, dado que el 2DEG se utiliza como canal conductor y este canal conductor está ubicado ligeramente por debajo de la capa de barrera (en una región más gruesa de la capa de amortiguación de GaN), la estructura de la hetero-unión crece a lo largo de la dirección {0001} o, en otras palabras, con la polaridad de cara Ga. Sin embargo, como se explicó anteriormente, el mecanismo físico que conduce a la formación del 2DEG es una discontinuidad de polarización en la interfaz AlGaN/GaN, reflejada por la formación de las cargas de interfaz fija inducidas por polarización que atraen a los portadores libres para formar un gas portador bidimensional. Es una carga de polarización positiva en la interfaz AlGaN/GaN que atrae electrones para formar 2DEG en la capa de GaN ligeramente por debajo de esta interfaz.
Como se señaló anteriormente, la polaridad de las cargas de la interfaz depende de la orientación de la red cristalina de la estructura de la hetero-unión, es decir, polaridad de la cara Ga frente a la cara N, y la posición de la interfaz AlGaN/GaN respectiva en la estructura de la hetero-unión (arriba o debajo de la interfaz). Por lo tanto, pueden estar presentes diferentes tipos de portadores acumulados en la estructura de hetero-unión de las realizaciones.
En el caso de la estructura de hetero-unión de tres capas, hay cuatro configuraciones posibles:
Polaridad de cara Ga
1) La polaridad de la cara Ga se caracteriza por la formación de 2DEG en la capa de GaN debajo de la capa de barrera de AlGaN. Esta es en realidad la misma configuración de dos capas descrita anteriormente, pero con la adición de la capa superior de GaN. En esta configuración, la capa de barrera de AlGaN y dos capas de GaN deben estar nominalmente sin dopar o dopadas de tipo n.
2) En otra configuración de la cara Ga mostrada en la Figura 7a, para formar el canal conductor que comprende un gas de agujero bidimensional (2DHG) en la capa superior de GaN por encima de la capa de barrera de AlGaN en la configuración, la capa de barrera de AlGaN debe ser dopada de tipo p (por ejemplo, con Mg o Be como un aceptor) y la capa de tampón de GaN debe ser dopada también de tipo p con Mg, Be o intrínseca.
Polaridad de cara N
3) La polaridad de la cara N se caracteriza por la formación de 2DEG en la capa superior de GaN por encima de la capa de barrera de AlGaN, como se muestra en la Figura 7b. En este caso, la capa de barrera AlGaN y dos capas tampón de GaN deben estar nominalmente sin dopar o dopadas de tipo n.
4) La última configuración asume que el canal conductor de 2DHG se forma en la capa intermedia de GaN debajo de la capa de barrera de AlGaN. La capa superior de GaN puede estar presente (estructura de tres capas) o no (estructura de dos capas) en este caso. La capa de barrera de AlGaN debe ser dopada de tipo p (por ejemplo, con Mg o Be como aceptor) y la capa inferior de GaN también debe ser dopada de tipo p con Mg, Be o intrínseca.
Por lo tanto, hay cuatro estructuras de tres capas de hetero-uniones implementadas en el transistor de las realizaciones, basadas en las configuraciones anteriores:
A. Heteroestructura de GaN/AlGaN/GaN de la cara Ga con el 2DEG formado en la capa de tampón de GaN debajo de la capa de barrera de AlGaN. En este caso, la capa superior de GaN puede omitirse para obtener la estructura de dos capas. Para la estructura de tres capas, la capa superior de GaN debe rebajarse a un espesor de 1-9 nm en el área de la puerta abierta o crecer con este bajo espesor, con una rugosidad inferior a 0,2 nm, y el espesor de la barrera de AlGaN se puede ajustar correctamente durante el crecimiento
B. Heteroestructura de GaN/AlGaN/GaN de la cara Ga con el canal conductor 2DHG formado en la capa superior de GaN por encima de la capa de barrera de AlGaN. La capa superior de GaN debe rebajarse a un espesor de 5-9 nm en el área de la puerta abierta con una rugosidad por debajo de 0,2 nm, y el espesor de la capa de barrera de AlGaN se puede ajustar correctamente. Deben ajustarse las concentraciones de dopaje de tipo P de la capa de GaN y la barrera de AlGaN; el 2DHG debe ser contactado (en el caso ideal por contactos óhmicos).
C. Heteroestructura de GaN/AlGaN/GaN de la cara N con el 2DEG en la capa superior de GaN por encima de la capa de barrera de AlGaN. La capa superior de GaN debe rebajarse a un espesor de 5-9 nm en el área de la puerta abierta con una rugosidad por debajo de 0,2 nm. El espesor de la barrera AlGaN se puede ajustar durante el crecimiento. Deben ajustarse los niveles de dopaje de tipo N de la capa amortiguadora de GaN y la capa de barrera de AlGaN; el 2DEG debe ser contactado (en el caso ideal por contactos óhmicos).
D. Heteroestructura de GaN/AlGaN/GaN de la cara N con 2DHG en la capa de tampón de GaN debajo de la capa de barrera de AlGaN. En este caso, la capa superior de GaN puede omitirse para obtener la estructura de dos capas. En ambas, las configuraciones de dos y tres capas, la capa superior de GaN debe rebajarse a un espesor de 1 -9 nm en el área de la puerta abierta con una rugosidad por debajo de 0,2 nm, y el espesor de la barrera de AlGaN se puede ajustar correctamente.
En todas las estructuras anteriores, la deposición de una capa dieléctrica en la parte superior puede ser beneficiosa o incluso necesaria para obtener un mejor confinamiento (como en el caso de las estructuras de caras N). Como se muestra en la Figura 8, para la estructura "C" anterior, puede ser incluso más beneficioso incluir una capa de barrera ultrafina (aproximadamente 1 nm) de AIN o AlGaN con alto contenido de Al en la parte superior del canal 2DEG para mejorar el confinamiento.
Las estructuras preferibles de las realizaciones son las estructuras "B" y "C". En la estructura "B", el canal conductor de 2DHG se formó en la capa superior de GaN, que tiene una mayor estabilidad química (particularmente hacia la oxidación superficial) que la capa de AlGaN. Con respecto a la estructura "C", el canal conductor 2DEG podría estar más cerca de la superficie. Por lo tanto, la movilidad de los electrones podría ser menor que en la estructura 2DEG con la polaridad de la cara Ga. En general, la polaridad de la heteroestructura se puede ajustar mediante la elección del sustrato (por ejemplo, cara C SiC) o por las condiciones de crecimiento.
Basado en lo anterior, uno de los aspectos de la presente solicitud es un transistor pseudo-conductor de alta movilidad de electrones (PC-HEMT) de puerta abierta para amplificar señales producidas por el cuerpo de un usuario en un intervalo de radiación sub-THz, que comprende:
(1) una estructura de hetero-unión multicapa hecha de materiales semiconductores monocristalinos o policristalinos de nitruro de galio (GaN) y nitruro de galio y aluminio (AlGaN), depositados sobre una capa de sustrato, y caracterizado porque:
(a) dicha estructura comprende (i) una capa superior de GaN rebajada en un área de puerta abierta del transistor con un espesor de 5-9 nm y que tiene una rugosidad superficial de 0,2 nm o menos, (ii) una capa inferior de amortiguación de GaN, y (iii) una capa de barrera de AlGaN en el medio; dichas capas tienen polaridad de cara de Ga, formando así un canal conductor de gas de agujero bidimensional (2DHG) en la capa superior de GaN, cerca de la interfaz con dicha capa de barrera de AlGaN;
(b) dicha estructura comprende (i) una capa superior de GaN rebajada en un área de puerta abierta del transistor con un espesor de 5-9 nm y que tiene una rugosidad superficial de 0,2 nm o menos, (ii) una capa inferior de amortiguación de GaN, y (iii) una capa de barrera de AlGaN en el medio; dichas capas tienen polaridad de caras N, formando así un canal conductor bidimensional de gas de electrones (2DEG) en la capa superior de GaN, cerca de la interfaz con dicha capa de barrera de AlGaN; o
(c) dicha estructura comprende (i) una capa superior de AlGaN rebajada en un área de puerta abierta del transistor con un espesor de 5-9 nm y que tiene una rugosidad superficial de 0,2 nm o menos, y (ii) una capa inferior de tampón de GaN ; dichas capas tienen polaridad de caras N, formando así un canal conductor de gas de agujero bidimensional (2DHG) en la capa de tampón de GaN, cerca de la interfaz con dicha capa de barrera de AlGaN;
(2) contactos de fuente y drenaje conectados a dicho canal conductor 2DEG o 2DHG y a metalizaciones eléctricas para conectar dicho transistor a un circuito eléctrico; y
(3) un electrodo de antena Vivaldi colocado en una capa superior (GaN o AlGaN) entre dichas áreas de contacto de fuente y drenaje en un área de puerta abierta del transistor y capaz de detectar señales eléctricas en el intervalo de frecuencia sub-THz de 200-800 GHz.
Otra característica importante del sensor de la presente solicitud es que se realiza una conexión eléctrica de la estructura de hetero-unión al canal 2DEG o 2DHG mediante acoplamiento capacitivo a las metalizaciones eléctricas a través de un contacto de barrera Schottky. El "acoplamiento capacitivo" se define como una transferencia de energía dentro de un mismo circuito eléctrico o entre diferentes circuitos eléctricos por medio de corrientes de desplazamiento inducidas por campos eléctricos existentes entre los nodos de los circuitos. En general, los contactos óhmicos son los contactos que siguen la ley de Ohm, lo que significa que la corriente que fluye a través de ellos es directamente proporcional al voltaje. Sin embargo, los contactos no óhmicos no siguen la misma relación lineal de la ley de Ohm. En otras palabras, la corriente eléctrica que pasa a través de contactos no óhmicos no es linealmente proporcional al voltaje. En cambio, da una curva empinada con un gradiente creciente, ya que la resistencia en ese caso aumenta a medida que aumenta la corriente eléctrica, lo que resulta en un aumento del voltaje en los contactos no óhmicos. Esto se debe a que los electrones transportan más energía y, cuando chocan con los átomos en el canal conductor, transfieren más energía creando nuevos estados vibratorios de alta energía, aumentando así la resistencia y la temperatura.
Cuando las metalizaciones eléctricas se colocan sobre material semiconductor monocristalino o policristalino, se produce el "contacto de Schottky" o el "contacto de barrera de Schottky" entre el metal y el semiconductor. La energía de este contacto está cubierta por la regla de Schottky-Mott que predice que la barrera de energía entre un metal y un semiconductor es proporcional a la diferencia de la función de trabajo metal-vacío y la afinidad semiconductor-electrón de vacío. Sin embargo, este es un comportamiento teórico ideal, mientras que en realidad la mayoría de las interfaces entre un metal y un semiconductor siguen esta regla solo hasta cierto punto. El límite de un cristal semiconductor abrupto por un metal crea nuevos estados de electrones dentro de su banda prohibida. Estos nuevos estados de electrones inducidos por un metal y su ocupación empujan el centro de la banda prohibida al nivel de Fermi. Este fenómeno de desplazar el centro de la banda prohibida al nivel de Fermi como resultado de un contacto metalsemiconductor se define como "fijación de nivel de Fermi", que difiere de un semiconductor a otro. Si el nivel de Fermi está energéticamente lejos del borde de la banda, preferiblemente se formaría el contacto Schottky. Sin embargo, si el nivel de Fermi está cerca del borde de la banda, se formaría preferiblemente un contacto óhmico. El contacto de barrera Schottky es un contacto rectificador no óhmico, que en realidad es casi independiente de las funciones de semiconductores o trabajo metálico.
Por lo tanto, un contacto no óhmico permite que la corriente eléctrica fluya solo en una dirección con una curva de corriente-voltaje no lineal que se parece a la de un diodo. Por el contrario, un contacto óhmico permite que la corriente eléctrica fluya en ambas direcciones aproximadamente por igual dentro del intervalo de funcionamiento normal del dispositivo, con una relación corriente-voltaje casi lineal que se acerca a la de una resistencia (por lo tanto, "óhmica").
Dado que los contactos de fuente y drenaje no son óhmicos (es decir, acoplados capacitivamente), la lectura de CC no se puede realizar. Para contactar eléctricamente el canal 2DEG/2DHG por debajo, aproximadamente 5-20 nm por debajo de las metalizaciones, se debe utilizar el régimen de frecuencia de CA. En otras palabras, la lectura de CA o las mediciones de impedancia de la corriente eléctrica que fluye a través del canal 2DEG/2DHG deben realizarse en este caso particular. El acoplamiento capacitivo de los contactos metálicos no óhmicos con el canal 2DEG/2DHG sólo es posible si se aplica a las metalizaciones una frecuencia de CA suficientemente alta, superior a 30 kHz. En resumen, las metalizaciones eléctricas, que están acopladas capacitivamente al canal 2DEG/2DHG, utilizan el fenómeno conocido de transferencia de energía por corrientes de desplazamiento. Estas corrientes de desplazamiento son inducidas por campos eléctricos existentes entre las metalizaciones eléctricas y el canal conductor 2DEG/2DHG operado en el modo de frecuencia CA a través del contacto Schottky como se explicó anteriormente.
En una realización, una antena de ranura cónica, también conocida como antena Vivaldi, se coloca en el área de puerta abierta del transistor. La puerta de la antena Vivaldi es capaz de detectar varias frecuencias sub-THz, es decir, 200-800 GHz. Aplicando filtros plasmónicos adicionales de cualquier tipo, las frecuencias podrían sintonizarse con precisión a una frecuencia específica de elección. En general, una antena Vivaldi es una antena de banda ancha coplanar, que está hecha de una placa dieléctrica metalizada en ambos lados. La Figura 9 muestra el modelo el modelo de la antena Vivaldi realizado sobre un sustrato dieléctrico delgado. Se utiliza una función exponencial para el perfil de conicidad. Todo el dominio está delimitado por una capa perfectamente adaptada. El objetivo de este modelo es calcular el patrón de campo lejano y calcular la impedancia de la estructura. Se observa una buena correspondencia en una amplia banda de frecuencia. En este modelo de antena Vivaldi, la ranura cónica está modelada con un plano de tierra de conductor eléctrico perfecto (PEC) en la parte superior del sustrato dieléctrico de Si. Un extremo de la ranura está abierto al aire y el otro extremo tiene una ranura circular.
En la parte inferior del sustrato, la línea de alimentación de microcinta de 50 ohmios acortada se modela como las superficies PEC. Todo el dominio de modelado está delimitado por una cámara de capa perfectamente adaptada (PML) que absorbe toda la energía radiada. Para estimular la antena, se usa un puerto agrupado. La Figura 10 muestra la distribución del campo eléctrico en el plano de la antena de Vivaldi a 480 GHz. El tamaño del sustrato es de 917x667x4 pm3 con un área total de aproximadamente 0,6 mm2. El material de sustrato es un material semiconductor de baja conductividad y alta constante dieléctrica con o> 1000 Ohm ■ cm, tal como por ejemplo, Si y GaAs. La siguiente tabla proporciona las características ejemplares de la antena Vivaldi sub-THz:
Figure imgf000016_0001
La Figura 11 muestra (a) el patrón de radiación direccional de campo lejano de la antena Vivaldi a partir de 240 GHz hasta 780 GHz y (b) el patrón de campo lejano 3D correspondiente a 480 GHz, con el máximo en la dirección X (eje a lo largo del sustrato), lo que significa que se trata de una antena unidireccional. Como se ve en las Figuras 10 y 11, la línea de alimentación excita un espacio circular a través de una línea de microcinta, terminada con un área en forma de sector. Desde el área circular de resonancia, la energía alcanza un patrón exponencial a través de una línea de ranura simétrica. Además, la respuesta de frecuencia SWR de la antena Vivaldi muestra una adaptación de impedancia de banda ancha mejor que 2:1 en la mayor parte del intervalo de frecuencia simulado. La tecnología de circuito impreso hace que este tipo de antena sea rentable en frecuencias sub-THz.
Las ventajas de la antena Vivaldi son sus características de banda ancha adecuadas para señales de banda ultraancha en el dominio de frecuencia sub-THz, su fácil procedimiento de fabricación utilizando procedimientos comunes para la producción de PCB y su fácil adaptación de impedancia a la línea de alimentación utilizando procedimientos de modelado de líneas de microbanda. Asimismo, se ha elegido la antena Vivaldi porque permite integrar un retardo de meandro largo sin tener efectos no deseados.
La antena Vivaldi es un dispositivo recíproco. Recoge en modo pasivo exactamente las mismas frecuencias que pueden irradiarse activamente. Debido a su carácter de banda muy ancha, la antena Vivaldi puede recibir señales fuera del intervalo de 240 GHz-780 GHz. Para limitar la sensibilidad de la antena al intervalo deseado de 0,3 THz-0,6 THz, se pueden superponer cristales fotónicos bidimensionales (18) en la parte superior de la capa metálica de la antena, como se muestra en la Figura 12. Las dimensiones ejemplares de dicha antena Vivaldi y la constante de red del cristal fotónico se resumen en la siguiente tabla:
Figure imgf000016_0002
La Figura 13 muestra la posición del conector metálico (19) en la antena Vivaldi para acoplar con el PC-HEMT de la realización. La Figura 14 muestra esquemáticamente un sensor microelectrónico para la monitorización no invasiva de niveles de glucosa en sangre, con lectura remota, comprende los siguientes componentes (esta es una solución sub-THz de un solo transistor):
(a) al menos un PC-HEMT (100) de las presentes realizaciones con una antena Vivaldi integrada;
(b) un circuito integrado (101) para almacenar y procesar una señal en un dominio de frecuencia sub-THz, y para modular y demodular señales de radiofrecuencia (RF);
(c) un generador de pulsos p (102) para la generación de señales de RF pulsadas;
(d) un amplificador de corriente CC-RF integrado o amplificador de bloqueo (103) conectado a dicho generador de pulsos p (102) para amplificar la señal obtenida de dicho generador de pulsos p;
(e) un convertidor de analógico a digital (ADC) (104) con una tarjeta de entrada/salida digital incorporada conectada al amplificador (103) para convertir la señal analógica recibida en una señal digital y enviar dicha señal digital a una unidad de microcontrolador;
(f) la unidad de microcontrolador (MCU) (105) para procesar y convertir la señal digital recibida en datos legibles en una interfaz de usuario o memoria externa;
(g) un módulo de conexión inalámbrica (106) para la conexión inalámbrica de dicho sensor a dicha interfaz de usuario o memoria externa.
La Figura 15 muestra esquemáticamente un sensor microelectrónico para la monitorización no invasiva de los niveles de glucosa en sangre, con lectura remota, comprende los siguientes componentes (esta es la solución de matriz de transistores de antena sub-THz basada en CC/RF para imágenes):
(a) la matriz de PC-HEMT de la presente realización (110), en la que cada PC-HEMT de dicha matriz tiene una antena Vivaldi integrada y está conectada a su línea de contacto eléctrica dedicada;
(b) un multiplexor de fila (107) conectado a dicha matriz para direccionar una pluralidad de dichos transistores (PC-HEMT) dispuestos en filas, seleccionando una de varias señales de entrada analógicas o digitales y reenviando la entrada seleccionada a una sola línea;
(c) un multiplexor de columna (108) conectado a dicha matriz para direccionar una pluralidad de dichos transistores (PC-HEMT) dispuestos en columnas, seleccionar una de varias señales de entrada analógicas o digitales y reenviar la entrada seleccionada a una sola línea;
(d) un circuito integrado para almacenar y procesar dichas señales en un dominio de frecuencia sub-THz, y para modular y demodular señales de radiofrecuencia (RF);
(e) un generador de pulsos g (102) para la generación de señales de RF pulsadas;
(f) un amplificador de corriente CC-RF integrado o amplificador de bloqueo (103) conectado a dicho generador de pulsos g (102) para amplificar la señal obtenida de dicho generador de pulsos g;
(g) un convertidor de analógico a digital (ADC) (104) con una tarjeta de entrada/salida digital incorporada conectada al amplificador (103) para convertir la señal analógica recibida en una señal digital y enviar dicha señal digital a una unidad de microcontrolador;
(h) la unidad de microcontrolador (MCU) (105) para procesar y convertir la señal digital recibida en datos legibles en una interfaz de usuario o memoria externa;
(i) un módulo de conexión inalámbrica (106) para la conexión inalámbrica de dicho sensor microelectrónico a dicha interfaz de usuario o memoria externa.
La tarjeta ADC (104) puede ser cualquier tarjeta registradora de datos de convertidor analógico a digital adecuada que se puede comprar, por ejemplo, en National Instruments® o LabJack®. Opcionalmente, el amplificador de corriente (103) se puede operar directamente con corriente que fluye a través del canal 2DEG/2DHG hacia el amplificador con una pequeña resistencia de entrada de 1MQ con una ganancia superior a 104 y solo 1Q con ganancias inferiores a 200. Esta configuración puede amplificar directamente la modulación de la corriente eléctrica en el canal 2DEG originada por las cargas de un cuerpo externo.
En una realización específica, el módulo de conexión inalámbrica (106) puede ser un Bluetooth® o NFC de corto alcance que proporcione comunicación inalámbrica entre el dispositivo portátil o gadget y un teléfono inteligente de hasta 20 m. Si este módulo es Wi-Fi, la conexión se puede establecer con una red de hasta 200 nm, mientras que GSM permite la comunicación mundial a una nube. La memoria externa puede ser un dispositivo móvil (tal como un teléfono inteligente), un ordenador de sobremesa, un servidor, un almacenamiento remoto, un almacenamiento en Internet o una nube de diagnóstico de telemedicina.
En algunas realizaciones, los sensores de la presente solicitud pueden usarse para una solución portátil de operación prolongada dentro de los diagnósticos remotos basados en la nube. El sensor portátil de una realización debe tener un consumo de energía muy pequeño, lo que ahorra la vida útil de la batería para un uso prolongado. En este caso, son preferibles los contactos no óhmicos de alta resistencia que conectan capacitivamente el sensor a un circuito eléctrico. Los contactos no óhmicos en realidad limitan la corriente eléctrica que fluye a través del canal 2DEG/2DHG al tener una resistencia eléctrica 3-4 veces mayor que la resistencia del canal 2DEG/2DHG, lo que reduce el consumo de energía eléctrica sin sacrificar la sensibilidad y funcionalidad del sensor. Por tanto, el uso de contactos no óhmicos en algunas realizaciones del sensor de la presente solicitud es una solución de hardware que permite minimizar el consumo de energía del dispositivo. En otra realización, el consumo de energía del dispositivo se puede minimizar utilizando un algoritmo de software que gestiona el tiempo de grabación necesario del sensor y un modo de ahorro de batería, que limita los datos de fondo y conmuta la conexión inalámbrica solo cuando es necesario.
En algunas realizaciones, un procedimiento para la monitorización no invasiva de los niveles de glucosa en sangre comprende las siguientes etapas:
(1) Poner en contacto un único punto sensor en el cuerpo del usuario con, o posicionar remotamente en un espacio contra el cuerpo del usuario, el sensor microelectrónico de las realizaciones;
(2) Registro de señales eléctricas recibidas del cuerpo del usuario con el sensor microelectrónico en forma de corriente eléctrica fuente-drenaje del sensor microelectrónico a lo largo del tiempo (Ids dinámica) y/o medir los parámetros S11-S12 del sensor microelectrónico a lo largo del tiempo (dinámica S11 -S12);
(3) Transmitir las señales registradas desde dicho chip microelectrónico a una memoria externa para su posterior procesamiento; y
(4) Convertir las señales transmitidas en señales digitales y procesar las señales digitales en la memoria externa, correlacionando dichas dinámicas Ids y/o dinámicas S11-S12 con formas de onda precalibradas para los niveles de glucosa en sangre almacenados en la memoria externa, y calculando los niveles de glucosa en sangre del usuario a partir de dichas señales en forma de un dato numérico o legible, monitorizando de ese modo los niveles de glucosa en sangre del usuario.
En conclusión, lo que hace que el sensor de las presentes realizaciones sea particularmente útil y único es la combinación de la antena PC-HEMT y Vivaldi en un solo transistor. La estructura helicoidal de los conductos sudoríparos ecrinos humanos, junto con las propiedades dieléctricas de la piel humana, sugirió que sus propiedades electromagnéticas (EM) se asemejarían a las de una serie de antenas helicoidales. Para examinar las implicaciones de esta suposición, se llevaron a cabo simulaciones numéricas en el intervalo de frecuencia de 100-450 GHz. Además, se realizó un conjunto inicial de mediciones y el espectro de reflexión medido en la piel de sujetos humanos se comparó con los resultados de la simulación. El modelo de simulación consistió en un modelo de piel de tres capas (dermis, epidermis y estrato córnea) con límites aproximados entre las capas y conductos de sudor helicoidales incrustados en la epidermis. La respuesta espectral obtenida por las simulaciones coincidió con la predicción analítica de la teoría de la antena y apoyó la hipótesis de que los conductos de sudor pueden considerarse antenas helicoidales.
Se encontró que los resultados de las mediciones del espectro de la piel humana concordaban bien con los resultados de la simulación en las proximidades del modo axial. Se encontró que la magnitud de esta respuesta dependía de la conductividad del sudor en estas frecuencias, pero se encontró que el análisis de los fenómenos y las frecuencias relacionadas con los modos en forma de antena eran independientes de este parámetro. Además, el dicroísmo circular del campo electromagnético reflejado es una propiedad característica de tales antenas helicoidales. La estructura helicoidal de los conductos de sudor tiene el efecto más fuerte sobre la señal reflejada a frecuencias superiores a 200 GHz, donde la longitud de onda y las dimensiones de los conductos son comparables. En particular, se encontró que la respuesta espectral más fuerte (calculada por las simulaciones y medida experimentalmente) estaba alrededor de la frecuencia predicha (380 GHz) para el modo axial de la estructura helicoidal.
También se demostró experimentalmente que, además de la radiación del cuerpo negro entre 1-20 THz, un cuerpo humano irradia activamente radiación sub-THz (0,1-1 THz) de los conductos de sudor. Por lo tanto, el sudor que contiene glucosa puede reflejar con precisión los niveles de glucosa en sangre. De este modo, el electrolito basado en el sudor que define el comportamiento de emisión de las antenas biónicas en forma de hélice basadas en conductos de sudor puede cambiar si cambia el contenido químico de esta antena basada en electrolito. El principio de radiación del conducto-antena en forma de hélice llena de sudor se basa en la interacción protón-protón sub-THz que cambia con la composición del sudor. El contenido de glucosa en el sudor es de aproximadamente 5-10 ppm, que se correlaciona con el contenido de glucosa en sangre, que es 100-400 ppm. Los conductos de sudor emiten todo el tiempo independientemente del procedimiento de sudoración, ya que siempre están llenos de un electrolito corporal.
Cuando cambia el nivel de glucosa, los espectros de emisión y la intensidad de la radiación sub-THz pueden cambiar, y este cambio se puede detectar por los sensores sub-THz basados en PC-HEMT de las presentes realizaciones a temperatura ambiente. La antena Vivaldi de los sensores reivindicados instantáneamente recibe pasivamente estas señales sub-THz de los conductos de sudor en un intervalo de aproximadamente 200-800 GHz. La detección de los niveles de glucosa en sangre es completamente no invasiva y puede ser sin contacto (remota). El paciente puede o bien tocar el sensor o quedarse a una distancia relativamente corta de él (unos pocos centímetros). Los conductos de sudor emisores pueden entonces cambiar su espectro de emisión y la intensidad en relación con la concentración de glucosa dentro de la antena en forma de espiral m como las glándulas.
Aunque se han ilustrado y descrito en esta memoria ciertas características de la presente solicitud, muchas modificaciones, sustituciones, cambios y equivalentes serán evidentes para los expertos en la técnica. El alcance de la invención está definido por las reivindicaciones.

Claims (15)

REIVINDICACIONES
1. Un transistor pseudo-conductor de alta movilidad de electrones de puerta abierta para amplificar señales producidas por el cuerpo de un usuario en un intervalo de radiación sub-THz, que comprende:
(1) una estructura de hetero-unión multicapa hecha de materiales semiconductores monocristalinos o policristalinos de nitruro de galio (GaN) y nitruro de galio y aluminio (AlGaN), depositados sobre una capa de sustrato, en la que:
(a) dicha estructura comprende (i) una capa superior de GaN rebajada en un área de puerta abierta del transistor con un espesor de 5-9 nm y que tiene una rugosidad superficial de 0,2 nm o menos, (ii) una capa inferior de amortiguación de GaN, y (iii) una capa de barrera de AlGaN en el medio; dichas capas tienen polaridad de cara de Ga, formando así un canal conductor de gas de agujero bidimensional (2DHG) en la capa superior de GaN, cerca de la interfaz con dicha capa de barrera de AlGaN; o
(b) dicha estructura comprende (i) una capa superior de GaN rebajada en un área de puerta abierta del transistor con un espesor de 5-9 nm y que tiene una rugosidad superficial de 0,2 nm o menos, (ii) una capa inferior de amortiguación de GaN, y (iii) una capa de barrera de AlGaN en el medio; dichas capas tienen polaridad de caras N, formando así un canal conductor bidimensional de gas de electrones (2DEG) en la capa superior de GaN, cerca de la interfaz con dicha capa de barrera de AlGaN; o
(c) dicha estructura comprende (i) una capa superior de AlGaN rebajada en un área de puerta abierta del transistor con un espesor de 5-9 nm y que tiene una rugosidad superficial de 0,2 nm o menos, y (ii) una capa inferior de amortiguación de GaN; dichas capas tienen polaridad de caras N, formando así un canal conductor de gas de agujero bidimensional (2DHG) en la capa de tampón de GaN, cerca de la interfaz con dicha capa de barrera de AlGaN;
(2) contactos de fuente y drenaje conectados a dicho canal conductor 2DEG o 2DHG y a metalizaciones eléctricas para conectar dicho transistor a un circuito eléctrico; y
(3) un electrodo de antena Vivaldi colocado en la capa superior entre dichas áreas de contacto de fuente y drenaje en un área de puerta abierta del transistor y capaz de detectar señales eléctricas en el intervalo de frecuencia sub-THz de 200-800 GHz.
2. El transistor de la reivindicación 1, en el que la estructura (b) comprende además una capa adicional de AlN o AlGaN que tiene un alto contenido de Al y un espesor de 1 nm o menos, en la capa superior de la memoria intermedia de GaN por encima del canal 2DEG.
3. El transistor de la reivindicación 1, en el que dichos contactos de fuente y drenaje son óhmicos, o dichas metalizaciones eléctricas están acopladas capacitivamente a dicho canal conductor 2DEG o 2DHG para inducir corrientes de desplazamiento, lo que da como resultado que dichos contactos de fuente y drenaje no sean óhmicos.
4. El transistor de la reivindicación 1, que comprende además una capa dieléctrica depositada encima de dicha estructura de hetero-unión multicapa.
5. El transistor de la reivindicación 1, en el que dicha capa de sustrato comprende zafiro, silicio, SiC, GaN o AIN.
6. El transistor de la reivindicación 1, en el que el espesor de la capa superior rebajada en el área de la puerta abierta de dicho transistor es de 6 a 7 nm.
7. El transistor de la reivindicación 6, en el que el espesor de la capa superior rebajada en el área de la puerta abierta de dicho transistor es de 6,2 nm a 6,4 nm.
8. El transistor de una cualquiera de las reivindicaciones 1, 6 o 7, en el que la rugosidad de la superficie de la capa superior rebajada en el área de la puerta abierta de dicho transistor es de 0,1 nm o menos.
9. El transistor de la reivindicación 8, en el que la rugosidad de la superficie de la capa superior rebajada en el área de la puerta abierta de dicho transistor es de 0,05 nm o menos.
10. El transistor de la reivindicación 1, en el que dicho electrodo de antena de Vivaldi comprende además cristales fotónicos bidimensionales superpuestos en la parte superior de su capa metálica.
11. Un sensor microelectrónico para la monitorización no invasiva de los niveles de glucosa en sangre, con lectura remota, que comprende:
(a) al menos un transistor (100) de cualquiera de las reivindicaciones 1-10;
(b) un circuito integrado (101) para almacenar y procesar una señal en un dominio de frecuencia sub-THz, y para modular y demodular señales de radiofrecuencia (RF);
(c) un generador de pulsos p (102) para la generación de señales de RF pulsadas;
(d) un amplificador de corriente CC-RF integrado o amplificador de bloqueo (103) conectado a dicho generador de pulsos p (102) para la amplificación de la señal obtenida de dicho generador de pulsos p;
(e) un convertidor de analógico a digital (ADC) (104) con una tarjeta de entrada/salida digital incorporada conectada al amplificador (103) para convertir la señal analógica recibida en una señal digital y enviar dicha señal digital a una unidad de microcontrolador;
(f) la unidad de microcontrolador (MCU) (105) para procesar y convertir la señal digital recibida en datos legibles en una interfaz de usuario o memoria externa; y
(g) un módulo de conexión inalámbrica (106) para la conexión inalámbrica de dicho sensor microelectrónico a dicha interfaz de usuario o memoria externa.
12. Sensor microelectrónico para la monitorización no invasiva de los niveles de glucosa en sangre, con lectura remota, que comprende:
(a) la matriz (110) de transistores de cualquiera de las reivindicaciones 1 a 10, en el que cada transistor de dicha matriz tiene una antena Vivaldi integrada y está conectada a su línea de contacto eléctrica dedicada;
(b) un multiplexor de fila (107) conectado a dicha matriz para direccionar una pluralidad de dichos transistores dispuestos en filas, seleccionar una de varias señales de entrada analógicas o digitales y reenviar la entrada seleccionada a una sola línea;
(c) un multiplexor de columna (108) conectado a dicha matriz para direccionar una pluralidad de dichos transistores dispuestos en columnas, seleccionar una de varias señales de entrada analógicas o digitales y reenviar la entrada seleccionada a una sola línea;
(d) un circuito integrado para almacenar y procesar dichas señales en un dominio de frecuencia sub-THz, y para modular y demodular señales de radiofrecuencia (RF);
(e) un generador de pulsos g (102) para la generación de señales de RF pulsadas;
(f) un amplificador de corriente CC-RF integrado o amplificador de bloqueo (103) conectado a dicho generador de pulsos g (102) para amplificar la señal obtenida de dicho generador de pulsos g;
(g) un convertidor de analógico a digital (ADC) (104) con una tarjeta de entrada/salida digital incorporada conectada al amplificador (103) para convertir la señal analógica recibida en una señal digital y enviar dicha señal digital a una unidad de microcontrolador;
(h) la unidad de microcontrolador (MCU) (105) para procesar y convertir la señal digital recibida en datos legibles en una interfaz de usuario o memoria externa; y
(i) un módulo de conexión inalámbrica (106) para la conexión inalámbrica de dicho sensor microelectrónico a dicha interfaz de usuario o memoria externa.
13. El sensor microelectrónico de la reivindicación 11 o 12, en el que dicha memoria externa es un dispositivo móvil, ordenador de sobremesa, servidor, almacenamiento remoto, almacenamiento de Internet o nube de diagnóstico de telemedicina.
14. El sensor microelectrónico de la reivindicación 11 o 12, en el que dicho módulo de conexión inalámbrica es un módulo Bluetooth® o NFC de corto alcance que proporciona comunicación inalámbrica entre dicho sensor microelectrónico y la interfaz de usuario, dispositivo móvil u ordenador de sobremesa, o un módulo Wi-Fi que proporciona comunicación inalámbrica entre dicho sensor microelectrónico y la interfaz de usuario, un dispositivo móvil, ordenador de sobremesa o servidor, o un módulo GSM que proporciona una comunicación inalámbrica mundial entre dicho sensor microelectrónico y un servidor, almacenamiento remoto, almacenamiento de internet o nube de diagnóstico de telemedicina.
15. Un procedimiento para la monitorización no invasiva de los niveles de glucosa en sangre de un usuario que comprende:
(1) poner en contacto un único punto de detección en el cuerpo del usuario con, o posicionar remotamente en un espacio contra el cuerpo del usuario, el sensor microelectrónico de una cualquiera de las reivindicaciones 11 a 14; (2) registrar señales eléctricas recibidas del cuerpo del usuario con dicho sensor microelectrónico en forma de corriente eléctrica fuente-drenaje del sensor a lo largo del tiempo (dinámica Ids) y/o midiendo los parámetros S11-S12 del sensor a lo largo del tiempo (dinámica S11-S12);
(3) transmitir las señales grabadas desde dicho sensor a una memoria externa para su posterior procesamiento; y (4) convertir las señales transmitidas en señales digitales y procesar las señales digitales en la memoria externa, correlacionando dichas dinámicas Ids y/o dinámicas S11-S12 con formas de onda precalibradas para los niveles de glucosa en sangre almacenados en la memoria externa, y calculando los niveles de glucosa en sangre del usuario a partir de dichas señales en forma de datos numéricos o legibles, monitorizando así los niveles de glucosa en sangre del usuario.
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