ES2923452T3 - Receptor, transmisor, sistema y procedimiento que emplean precodificación de retardo espacial - Google Patents

Abstract

Se describe un receptor que recibe y procesa una señal de radio recibida a través de un canal de radio selectivo en frecuencia desde un transmisor que emplea una pluralidad de capas de transmisión y antenas de transmisión. El receptor determina, en base a la señal recibida, coeficientes de precodificador complejo de precodificadores de dominio de frecuencia respectivos para un primer subconjunto de capas de transmisión y antenas de transmisión en el transmisor para lograr una propiedad predefinida para una comunicación sobre el canal de radio y precodificador complejo coeficientes y retardos de precodificadores de retardo espacial respectivos para un segundo subconjunto de capas de transmisión y antenas de transmisión en el transmisor para lograr una propiedad predefinida para una comunicación sobre el canal de radio. El receptor retroalimenta al transmisor los retardos determinados explícita o implícitamente y los coeficientes de precodificador complejos determinados explícita o implícitamente, precodificando el transmisor las señales a transmitir al receptor utilizando los retardos retroalimentados y los coeficientes de precodificador complejos. El precodificador de dominio de frecuencia tiene una estructura de dos etapas que incluye una matriz de libro de códigos espacial que incluye vectores de formación de haces espaciales y un elemento de combinación para escalar/combinar uno o más de los vectores de formación de haces espaciales. El precodificador de retardo espacial tiene una estructura de dos etapas que incluye una matriz de libro de códigos espacial que incluye vectores de formación de haces espaciales, una matriz de libro de códigos de dominio de frecuencia, en la que cada vector de la matriz de libro de códigos de dominio de frecuencia está asociado con un retardo o una diferencia de retardo, y una combinación elemento por capa para escalar/combinar de forma compleja uno o más de los vectores de las matrices de libro de códigos espacial y/o de dominio de frecuencia. (Traducción automática con Google Translate, sin valor legal)

Description

DESCRIPCIÓN

Receptor, transmisor, sistema y procedimiento que emplean precodificación de retardo espacial

[0001] La presente invención se refiere al campo de sistemas de comunicación inalámbrica, tal como una red de comunicación móvil. Las realizaciones de la presente invención se refieren a sistemas de comunicación inalám­ brica que emplean precodificación de retardo espacial con retroalimentación reducida, por ejemplo, precodificación MIMO (múltiples salidas y múltiples entradas) de banda ancha de retardo espacial para sistemas de banda milimétri­ ca (mmWave).

[0002] La figura 1 es una representación esquemática de un ejemplo de una red inalámbrica 100 que incluye una red central 102 y una red de acceso de radio 104. La red de acceso de radio 104 puede incluir una pluralidad de estaciones base eNB1 a eNBs, cada una de las cuales atiende un área específica que rodea la estación base repre­ sentada esquemáticamente por las células respectivas 1061 a 1065. Las estaciones base se proporcionan para atender a los usuarios dentro de una célula. Un usuario puede ser un dispositivo estacionario o un dispositivo móvil. Además, se puede acceder al sistema de comunicación inalámbrica mediante dispositivos IoT móviles o estaciona­ rios que se conectan a una estación base o a un usuario. Los dispositivos móviles o los dispositivos IoT pueden incluir dispositivos físicos, vehículos terrestres, tales como robots o automóviles, vehículos aéreos, tales como vehículos aéreos tripulados o no tripulados (UAV), estos últimos también se denominan drones, construcciones y otros elementos que tienen incorporados componentes electrónicos, software, sensores, accionadores o similares, así como conectividad de red que permiten que estos dispositivos recopilen e intercambien datos a través de una infraestructura de red existente. La figura 1 muestra una vista de ejemplo de solo cinco células, sin embargo, el sis­ tema de comunicación inalámbrica puede incluir más de estas células. La figura 1 muestra dos usuarios UE1 y UE2, también denominados equipo de usuario (UE), que se encuentran en la célula 1062 y que se atienden por la estación base eNB2. Otro usuario UE3 se muestra en la célula 1064 que se atiende por la estación base eNB4. Las flechas 1081, 1082 y 1083 representan esquemáticamente conexiones de enlace ascendente/descendente para transmitir datos desde un usuario UE 1, UE2 y UE3 a las estaciones base eNB2, eNB4 o para transmitir datos desde las estacio­ nes base eNB2, eNB4 a los usuarios UE1, UE2, UE3. Además, la figura 1 muestra dos dispositivos IoT 1101 y 1102 en la célula 1064, que pueden ser dispositivos fijos o móviles. El dispositivo IoT 1101 accede al sistema de comunicación inalámbrica a través de la estación base eNB4 para recibir y transmitir datos como se representa esquemática­ mente mediante la flecha 1121. El dispositivo de IoT 1102 accede al sistema de comunicación inalámbrica a través del usuario UE3 tal como se representa esquemáticamente mediante la flecha 1122. La estación base respectiva eNB1 a eNB5 se puede conectar a la red central 102 y/o entre sí a través de los enlaces de retroceso respectivos 1141 a 1145, que se representan esquemáticamente en la figura 1 mediante las flechas que apuntan al “núcleo”. Se puede conectar la red central 102 a una o más redes externas.

[0003] Para la transmisión de datos, se puede usar una cuadrícula de recursos físicos. La cuadrícula de re­ cursos físicos puede comprender una agrupación de elementos de recursos a los que se mapean diversos canales físicos y señales físicas. Por ejemplo, los canales físicos pueden incluir el enlace físico descendente y canales compartidos de enlace ascendente (PDSCH, PUSCH) que transportan datos específicos de usuario, también denomina­ dos datos de carga útil de enlace descendente y enlace ascendente, el canal físico de transmisión (PBCH) que transporta, por ejemplo, un bloque de información principal (MIB) y un bloque de información de sistema (SIB), los canales de control de enlace descendente físico y enlace ascendente (PDCCH, PUCCH) que llevan, por ejemplo, la información de control de enlace descendente (DCI), etc. Para el enlace ascendente, los canales físicos pueden incluir además el canal físico de acceso aleatorio (PRACH o RACH) utilizado por los UE para acceder a la red una vez que se sincronizó un UE y obtuvo el MIB y SIB. Las señales físicas pueden comprender señales de referencia (RS), señales de sincronización y similares. La cuadrícula de recursos puede comprender una trama que tiene una duración determinada, en el dominio de tiempo y un ancho de banda dado en el dominio de frecuencia. La trama puede tener un cierto número de subtramas de una longitud predefinida, y cada subtrama puede incluir símbolos, como símbolos OFDM.

[0004] El sistema de comunicación inalámbrica puede funcionar, por ejemplo, de acuerdo con la norma pro­ fesional LTE avanzada o la norma 5G o NR (Nueva Radio).

[0005] El sistema de comunicación inalámbrica puede ser cualquier sistema de tono simple o multiportador basado en multiplexación por división de frecuencia, como el sistema de multiplexación por división de frecuencia ortogonal (OFDM), el sistema de acceso múltiple por división de frecuencia ortogonal (OFDMA) o cualquier otra señal basada en IFFT con o sin CP, por ejemplo, DFT-s-OFDM. Se pueden utilizar otras formas de onda, como formas de onda no ortogonales para acceso múltiple, por ejemplo, multiportador de banco de filtros (FBMC), multiplexación por división de frecuencia generalizada (GFDM) o multiportador filtrado universal (UFMC).

[0006] En un sistema de comunicación inalámbrica como el representado esquemáticamente en la figura 1, se pueden usar técnicas de multi-antena, por ejemplo, de acuerdo con LTE o NR, para mejorar las velocidades de datos de usuario, la fiabilidad de enlace, la cobertura celular y la capacidad de red. Para soportar transmisiones multiflujo o multicapa, se utiliza precodificación lineal en la capa física del sistema de comunicación. La precodifica­ ción lineal se realiza por una matriz de precodificador que mapea capas de datos a puertos de antena. La precodificación se puede ver como una generalización de formación de haz, que es una técnica para dirigir/enfocar espa­ cialmente la transmisión de datos hacia un receptor previsto.

[0007] A continuación, se considera la transmisión de enlace descendente (DL) en un sistema móvil de comunicación de múltiples salidas y múltiples entradas, es decir, el enlace de comunicación que lleva tráfico de datos desde una estación base (eNodoB) a un equipo de usuario móvil (UE). Teniendo en cuenta una estación base (eNodoB) con NTx antenas y un equipo de usuario móvil (UE), con NRx antenas, los símbolos recibidos en un instante particular de tiempo en una transmisión DL en el UE, y e cNrxX1 , se pueden escribir como

y = HFs + n

donde H e cNrxXNtx denota la matriz de canal, F e cNtxXNs representa la matriz de precodificador en el eNodoB, n e CNr*^x1 es el ruido aditivo en el receptor, s e CN^sX1 es el vector de datos transmitido por el eNodoB que se tiene que decodificar por el UE, y Ns denota el número de flujos de datos transmitidos. La matriz de precodificador que se utilizará en el eNodoB para mapear los datos s e CNsX1 a los NTx puertos de antena se decide resolviendo un pro­ blema de optimización que se basa en la información de canal instantáneo H e ^cN^rxXN^tx . En un modo de comunica­ ción de bucle cerrado, el UE estima el estado del canal y transmite un informe, como información de estado de canal (CSI), al eNodoB a través de un canal de retroalimentación en el enlace ascendente (el enlace de comunicación que lleva tráfico desde el UE al eNodoB) de modo que el eNodoB puede determinar la matriz de precodificación (véase la referencia [1]). También hay ocasiones en las que se realizan transmisiones multicapa sin retroalimentación del UE para determinar las matrices de precodificación. Este modo de comunicación se denomina "bucle abierto" y el eNodoB utiliza diversidad de señal y multiplexación espacial para transmitir información (véase la referencia [1]).

[0008] La figura 2 muestra un modelo basado en bloques de una transmisión MIMO DL que utiliza precodificación basada en libro de códigos de acuerdo con la liberación LTE 8. La figura 2 muestra esquemáticamente la estación base 200, el equipo de usuario 300 y el canal 400, como un canal de radio para una comunicación de datos inalámbrica entre la estación base 200 y el equipo de usuario 300. La estación base incluye un conjunto de antenas 202 que tiene una pluralidad de antenas o elementos de antena, y un precodificador 204 que recibe un vector de datos 206 y una matriz de precodificador F de un libro de códigos 208. El canal 400 se puede describir mediante la matriz de canal 402. El equipo de usuario 300 recibe el vector de datos 302 a través de una antena o un conjunto de antenas 304 que tiene una pluralidad de antenas o elementos de antena. Se proporciona un canal de retroalimenta­ ción 500 entre el equipo de usuario 300 y la estación base 200 para transmitir información de retroalimentación.

[0009] En el caso de una retroalimentación implícita, el CSI transmitido por el UE 300 a través del canal de retroalimentación 500 incluye el índice de rango (RI), el índice de matriz de precodificación (PMI) y el índice de cali­ dad de canal (CQI) que permiten, en el eNodoB 200, decidir la matriz de precodificación, y el esquema de orden de modulación y codificación (MCS) de los símbolos que se van a transmitir. El PMI y el RI se utilizan para determinar la matriz de precodificación a partir de un conjunto predefinido de matrices ñ llamado “libro de códigos” 208. El libro de códigos 208, por ejemplo, de acuerdo con LTE, puede ser una tabla de búsqueda con matrices en cada entrada de la tabla, y el PMI y RI del UE deciden a partir de qué fila y columna de la tabla se obtiene la matriz de precodificador que se va a utilizar.

[0010] Con retroalimentación CSI explícita, no se utiliza ningún libro de códigos para determinar el precodifi­ cador. Los coeficientes de la matriz de precodificador se transmiten explícitamente por el UE. De manera alternativa, se pueden transmitir los coeficientes de la matriz de canal instantáneo, a partir de los cuales se determina el precodi­ ficador mediante el eNodoB.

[0011] El diseño y la optimización del precodificador 204 y el libro de códigos 208 se pueden realizar para eNodoB equipados con matrices lineales uniformes unidimensionales (ULA) o matrices planas uniformes bidimensionales (UPA) que tienen una inclinación hacia abajo fija. Estos conjuntos de antenas 202 permiten controlar la onda de radio en la dirección horizontal (acimut) de modo que sea posible la formación de haz solo en acimut en el eNodoB 200. De acuerdo con otros ejemplos, el diseño del libro de códigos 208 se extiende para soportar UPA para transmitir formación de haz tanto en la dirección vertical (elevación) como horizontal (acimut), que también se cono­ ce como MIMO de dimensión completa (FD) (véase la referencia [2]). El libro de códigos 208, por ejemplo, en el caso de conjuntos de antena masiva tal como FD-MIMO, puede ser un conjunto de coeficientes de formación de haz que forman haces de transmisión/recepción electromagnéticos separados espacialmente usando los vectores de res­ puesta de conjunto del conjunto. Los factores de ponderación de formación de haz (o los “vectores de dirección de conjunto”) del conjunto son ganancias de amplitud y ajustes de fase que se aplican a la señal suministrada a las antenas (o la señal recibida de las antenas) para transmitir (u obtener) una radiación hacia (o desde) una dirección particular. Los componentes de la matriz de precodificador se obtienen del libro de códigos del conjunto, y el PMI y el RI se utilizan para “leer” el libro de códigos y obtener el precodificador. Los vectores de dirección de matriz se pueden describir mediante las columnas de una matriz de transformada discreta de Fourier (DFT) 2-D (véase la referencia [3]).

[0012] Las matrices de precodificador de dominio de frecuencia utilizadas en los esquemas de informe CSI de tipo I y tipo II en la Liberación de Nueva Radio 3GPP 15 tienen una estructura de doble etapa: F(s) = F1F2(s),s = 0...,S - 1 (véase la referencia [7]), donde S denota el número de subbandas/subportadores o bloques de recursos físicos (PRB). La matriz F1 es una matriz de banda ancha, independiente en el índice s, y contiene PU vectores de formación de haz e Ccx1 ,p = 1,..,P seleccionados de una matriz de libro de códigos DFT,

donde A denota el número de antenas de transmisión por polarización, y P denota el número de polarizaciones de antena, y U es el número de vectores de formación de haz por polarización. Para conjuntos de antenas copolarizadas, P = 1, mientras que, para conjuntos de antenas duales-polarizadas, P = 2. Además, para conjuntos de antenas duales-polarizadas, los u-ésimos vectores de haz s j = s2,Vu son idénticos para ambas polarizaciones. La matriz F2(s) es una matriz de selección/combinación/ajuste de fase que selecciona/combina/ajusta la fase de los haces definidos en F1 para cada subbanda/subportador o bloque de recursos físicos (PRB) s. Se observa que se pueden colocar múltiples elementos de antena orientados en diferentes direcciones en cada posición en una antena de conjunto para hacer uso de la diversidad de polarización mientras se transmite/recibe una señal. La orientación del elemento de antena en muchos casos es la misma que el ángulo de polarización al que responde la antena y, por lo tanto, el término “polarización de antena” y “orientación de antena” se utilizan indistintamente en toda la biblio­ grafía. En esta memoria descriptiva, el término “orientación” se usa cuando se refiere a antenas para evitar confusio­ nes con la polarización de un frente de onda transmitido o recibido.

[0013] Para una transmisión de rango 1 e informe de tipo I, F2(s) se proporciona para conjuntos de antenas duales polarizadas (P = 2) por [7]

donde eu e Cux1 ,u = 1,2,---,U contiene ceros en todas las posiciones excepto la uth posición. Esta definición de eu selecciona el uth vector para cada polarización y los combina a través de diferentes polarizaciones. Además, S1 es un ajuste de fase cuantificado para la segunda polarización.

[0014] Para una transmisión de rango 1 e informe de tipo II, F2(s) se proporciona para conjuntos de antenas duales polarizadas (P = 2) por [7]

eí&1 p1

F2 (s ) e Cu•2x1

eJS2up2u

donde los valores cuantificados pu y Su,u = 1,2,---,2U son los coeficientes de combinación de amplitud y fase, res­ pectivamente.

[0015] Para transmisión de rango-fi, F2(s) contiene R vectores, donde las entradas de cada vector se eligen para combinar haces únicos o múltiples dentro de cada polarización y/o combinarlos a través de diferentes polarizaciones.

[0016] Los ejemplos de sistemas de comunicación inalámbrica que emplean precodificación, por ejemplo, precodificación de retardo espacial, se describen mediante

-FRAUNHOFER IIS Y COL., "Enhancements on Type - II CSI Reporting Scheme", vol. RAN WG1, no. Busan, South

Korea; 20180521 -20180525, (20180520), 3GPP DRAFT; R1-1806124,

-SAMSUNG, "Codebook design framework for NR MIMO", vol. RAN WG1, no. Spokane, USA; 20170116 -20170120,

(20170116), 3GPP DRAFT; R1-1700912

-FRAUNHOFER IIS Y COL., "Space-delay versus Sub-band Precoding for mmWave Channels", vol. TSG RAN, no. Vancouver, Canada; 20180122 -20180126, (20180112), 3GPP DRAFT; R1-1800597.

[0017] Un objeto de la presente invención es proporcionar una estrategia mejorada para reducir la sobrecarga de retroalimentación en sistemas de comunicación inalámbrica que emplean precodificación de retardo espacial.

[0018] Este objeto se consigue mediante un receptor según la reivindicación 1, mediante un transmisor según la reivindicación 12, una red de comunicación inalámbrica según la reivindicación 13, un procedimiento según la reivindicación 14 o 15, y mediante un producto de programa informático no transitorio según la reivindicación 16.

[0019] Las realizaciones de la presente invención se describen ahora más detalladamente con referencia a los dibujos adjuntos, en los que:

La figura 1 muestra una representación esquemática de un ejemplo de un sistema de comunicación inalámbrica, La figura 2 muestra un modelo basado en bloques de un sistema de comunicación MIMO que utiliza retroalimentación CSI implícita;

La figura 3 muestra un diagrama de bloques de un sistema MIMO de acuerdo con realizaciones de la estrategia inventiva;

La figura 4 muestra un diagrama de bloques de un sistema MIMO de acuerdo con realizaciones adicionales de la estrategia inventiva;

La figura 5 ilustra dos ejemplos de la respuesta de impulso de canal formado por haz obtenida al combinar el preco­ dificador de primera etapa F1 con la respuesta de impulso de canal MIMO, donde la figura 5(a) ilustra los índices de los vectores DFT del libro de códigos de dominio de frecuencia asociados con los retardos o diferencias de retardo dentro del pico principal de la respuesta de impulso de canal formado por haz, y la figura 5(b) ilustra los índices de los vectores DFT del libro de códigos de dominio de frecuencia asociados con los retardos o diferencias de retardo dentro de los dos picos de la respuesta de impulso de canal formado por haz.

La figura 6 ilustra los L índices de retardo para el u-ésimo haz centrado alrededor del índice de retardo medio bu1; La figura 7 ilustra ubicaciones posibles (véase la figura 7(a) y la figura 7(b)) para el retardo medio de la figura 6 que se encuentra al comienzo y/o al final de la cuadrícula de muestreo;

La figura 8 ilustra los C índices de retardo centrados alrededor de dos índices de retardo medio bu1 y bu2 para el u-ésimo haz;

La figura 9 ilustra el cálculo de los coeficientes complejos de los (2U - 1) haces con respecto a un haz de referencia para el retardo medio bu¿; y

La figura 10 ilustra un ejemplo de un sistema informático en el que se pueden ejecutar unidades o módulos, así como las etapas de los procedimientos descritos de acuerdo con la estrategia de la invención.

[0020] En lo siguiente, las realizaciones preferidas de la presente invención se describen más detalladamente con referencia a los dibujos adjuntos en los cuales se hace referencia a elementos que tienen la misma función o función similar mediante los mismos signos de referencia.

[0021] La presente invención se puede aplicar a sistemas de comunicación inalámbrica de portador individual o multiportador con base en multiplexación por división de frecuencia tal como OFDM, OFDM-propagación de trans­ formada de Fourier discreta (DFT-s-OFDM), etc. La siguiente descripción de realizaciones se basa en un modelo de sistema OFDM para un sistema MIMO multiportador con N antenas de transmisión y M antenas de recepción. El canal selectivo de frecuencia hmn entre la nth antena Tx y la mth antena Rx comprende Q componentes de trayecto­ ria,

hm.„ = [hm,n(0) ...hm,n(u) ...hmn(Q - 1)]T e C«

[0022] Los datos transmitidos se organizan en bloques de transmisión, donde cada bloque b e CSR de longi­ tud SR se precodifica linealmente con una matriz de precodificación K e c NSXNR con S que es el número de subpor­ tadores. Como resultado, se transmiten R capas de datos por bloque que da como resultado una transmisión de rango-fi.

[0023] Suponiendo una transmisión de prefijo cíclico (CP), el CP que es al menos de longitud (Q - 1), el vector de señal recibida (después de la eliminación CP) en el UE se puede escribir como

y = HKb n e C MS

donde H denota una matriz de canal MIMO de bloque circulante

y

[0024] Hmn es la matriz circulante dimensionada de enlace S xS con [hmn0^_Q ] e Cs en su primera co­ lumna y n es el ruido.

[0025] La matriz de precodificador para una transmisión de rango 1 está dada por

« 1 ,1

K = «2,1 e CA y

K,N,1

la matriz de precodificador para una transmisión de rango R está dada por

« 1,1 « 1,2 , .« 1,r

K = «2,1 «2,2 -«2,R _{e C*}

« n ,1«n 2 ' ’K n r ]

con Knr que es la matriz de precodificador circulante de tamaño S xS.

[0026] La representación de dominio de frecuencia de la matriz de canal MIMO de bloque circulante y la matriz de precodificador está dada por H = DNHD^ y K = DNKD^ , respectivamente, donde DN = lN ® D, con D que es la matriz DFT de tamaño S.

[0027] La matriz de canal MIMO en el dominio de frecuencia está dada por

donde Hmn es una matriz diagonal con coeficientes de canal Hmn(s) de todos los subportadores en la diagonal principal

[0028] La matriz de precodificador en el dominio de frecuencia para la r-ésima capa está dada por

donde Knr = diag{Kn r(1), ...,Kn r(s), ...,Kn r(S)} es una matriz diagonal que consiste en coeficientes de precodifica­ dor de todos los subportadores en la diagonal principal.

[0029] Al reorganizar, la matriz de canal MIMO asociada con el subportador s, es

[0030] Las matrices de precodificador para una transmisión de rango 1 asociada con el subportador s son

K 1,1(s)

K.1(s) = « 2,1(s) _{e CN, y}

-«n,1(s)-

las matrices de precodificador para una transmisión de rango R asociada con el subportador s son

[0031] La figura 3 muestra un diagrama de bloques de un sistema MIMO. Aquellos elementos del sistema MIMO correspondientes a elementos descritos anteriormente con referencia a la figura 2 han asignado a estos los mismos signos de referencia. El equipo de usuario 300 recibe en la antena o el conjunto de antenas 304 la señal de radio desde el canal 400. Después de eliminar el prefijo cíclico, como se indica en 306, el equipo de usuario 300 procesa la señal recibida para obtener el vector de datos 302. La señal recibida se procesa para determinar, como se indica en 308, y proporcionar, como se indica en 310, coeficientes de precodificador complejos y retardos de precodificadores de retardo espacial respectivos para cada capa y antena de transmisión en la estación base 200 para lograr una propiedad predefinida para una comunicación a través del canal de radio. Por ejemplo, en 308, los coeficientes complejos y los retardos del precodificador de retardo espacial (véase la ecuación (1) más adelante) se pueden optimizar en el UE 300 para lograr una propiedad predefinida para una comunicación a través del canal de radio, por ejemplo, maximizando una función de coste tal como información mutua o velocidad basada en informa­ ción de estado de canal a largo y corto plazo, tal como se describe más detalladamente a continuación.

[0032] Las derivaciones y retardos de precodificador optimizados se retroalimentan al gNB 200 a través del canal de retroalimentación 500 a través de esquemas de retroalimentación implícitos o explícitos o una combinación de ambos. Las realizaciones de esquemas de retroalimentación para casos polarimétricos y no polarimétricos se describen con más detalle más adelante. La retroalimentación puede incluir parámetros adicionales, por ejemplo, CQI e RI, tal como también se utilizan en estrategias convencionales.

[0033] La figura 4 muestra un diagrama de bloques de un sistema MIMO. Aquellos elementos del sistema MIMO correspondientes a elementos descritos anteriormente con referencia a la figura 2 o figura 3 han asignado a estos los mismos signos de referencia. En la estación base 200 se indica también el modulador de forma de onda 212 antes de añadir el prefijo cíclico 210. El equipo de usuario 300 recibe en la antena o el conjunto de antenas 304 la señal de radio desde el canal 400. Después de eliminar el prefijo cíclico, como se indica en 306 y demodulación de forma de onda 312, el equipo de usuario 300 procesa la señal recibida para obtener el vector de datos 302. La señal recibida se procesa para determinar, como se indica en 308, y proporcionar, como se indica en 310', haces espaciales, así como coeficientes de combinación de dominio de retardo y retardos (retroalimentación explícita) o un identificador de retardo único o múltiple (retroalimentación implícita) para cada capa y antena de transmisión en la estación base 200 para lograr una propiedad predefinida para una comunicación a través del canal de radio. Por ejemplo, en 308, los coeficientes complejos y los retardos del precodificador de retardo espacial se pueden optimizar en el UE 300 para lograr una propiedad predefinida para una comunicación a través del canal de radio, por ejemplo, maximizando una función de coste tal como información mutua o velocidad basada en información de estado de canal a largo y corto plazo, tal como se describe más detalladamente a continuación. Los coeficientes y retardos de precodificador optimizados se retroalimentan al gNB 200 a través del canal de retroalimentación 500 a través de esquemas de retroalimentación implícitos o explícitos o una combinación de ambos. Por ejemplo, la retroalimenta­ ción puede usar CSI que indica CQI, RI, PMI o retroalimentación basada en haz, complejo de dominio de retardo que combina coeficientes con una retroalimentación explícita de retardos o una retroalimentación implícita de retardos que utilizan identificadores de retardo (DI).

Representación de dominio de tiempo del precodificador de retardo espacial

[0034] De acuerdo con ejemplos, los precodificadores de retardo espacial en el modelo 308 o definen para la antena de transmisión asociada una pluralidad de filtros cíclicos que retardan y ponderan una señal que se va a transmitir con los retardos de precodificador correspondientes y coeficientes de precodificador complejos, respecti­ vamente. Por lo tanto, se proporciona un esquema de precodificador de retardo espacial paramétrico donde los coeficientes de precodificador para la antena de transmisión n y rango-r se definen por

kn,r = kn r( 1) - s ( t - rn,r (1)) - kn,r {l) - s ( t - rn,r (í)) - kn,r (L) - s ( t - rn,r (L)) (1)

donde kn r(l) denota el coeficiente complejo en el retardo Tn r (l).

[0035] Los retardos i n r(l),V l pueden ser específicos de antena o no. Además, los retardos se pueden definir para una cuadrícula de muestreo específica de modo que Tn r (l) e z ,l=1,2, ,L, donde Z+ denota los enteros positivos, o los retardos se pueden definir fuera de la cuadrícula de muestreo, de modo que Tn r ( l) e ^r +,1=1,2, -,l, donde R+ denota los números reales positivos. La cuadrícula de muestreo es un conjunto de valores enteros de retardos para los cuales están disponibles los coeficientes de canal. Para los retardos definidos fuera de la cuadrícula de muestreo, los coeficientes de canal se obtienen por interpolación. Los retardos Tn r ( l ) pueden ser específicos de antena y específicos de capa de modo que el /-ésimo retardo Tn r ( l ) de la n-ésima antena de transmisión, r-ésima capa, es diferente al /-ésimo retardo r k,p( l ) de /a k-ésima antena de transmisión, p-ésima capa,

Tn,r(0 ^ t k,r (l),Vn,k,l,r,n ^ fe,

Tn,r(0 ^ Tn,p(l),Vn, l , r ,P,r ^P> o

los retardos Tn r (l) pueden ser no específicos de antena y no específicos de capa de modo que el /-ésimo retardo Tn r (l) de /a n-ésima antena de transmisión, r-ésima capa, es idéntico al /-ésimo retardo r k,p(l) de /a k-ésima antena de transmisión, p-ésima capa,

V r(D = Tk,p( l),Vn,k,l,r,p.

[0036] Para los retardos en cuadrícula, se puede usar una DFT para calcular la respuesta de frecuencia del precodificador de retardo espacial. Los retardos fuera de cuadrícula denotan un muestreo no uniforme del precodifi­ cador de retardo espacial (véase la ecuación (1)) en el dominio de retardo, y una DFT no se puede usar para calcu­ lar la respuesta de frecuencia del precodificador de retardo espacial. Para el muestreo no uniforme en retardo, la respuesta de frecuencia discreta por subportador s se calcula utilizando la transformada discreta no uniforme de Fourier (NUDFT) dada por

Kn,r(s) = w(s) • kn,r

donde

es el vector NUDFT y knr =

[kn,r(1) -fc„,r (0 - kn r(L)]T eCL y Kn r(s) es el coeficiente de precodificador asociado con el subportador s y la antena de transmisión n y capa r. Los coeficientes complejos kn r(l),Vn,l,r y los retardos tn r(l),V l,n ,r del precodi­ ficador de retardo espacial (véase la ecuación (1)) se pueden calcular en el UE y enviar al gNB con mucha menos retroalimentación.

[0037] En la figura 3 o la figura 4, la estación base 200 puede implementar un precodificador convencional, como el descrito anteriormente con referencia a la figura 2, y se puede agregar un prefijo cíclico 210 a la señal que se aplicará a las antenas 202. En caso de usar un precodificador convencional en el precodificador, la estación base 200, en respuesta a la retroalimentación del UE 200, puede calcular la respuesta de frecuencia del precodificador de retardo espacial como se describió anteriormente y realizar precodificación en el dominio de frecuencia en respuesta a la respuesta de frecuencia obtenida por subportador. La estación base 200 puede implementar los precodificadores de retardo espacial como se describió anteriormente. La estación base 200 puede funcionar con base en un libro de códigos DFT sobremuestreado, con base en un libro de códigos adaptado a imperfecciones de conjunto de ante­ nas, como se describe en la patente EP 3358756 A1, o con base en un libro de códigos adaptado a una respuesta de antena predefinida del conjunto de antenas, como se describe en el documento EP 3358754 A1.

[0038] Tal como se mencionó anteriormente, en el equipo de usuario 300, los coeficientes complejos y los retardos del precodificador de retardo espacial (véase la ecuación (1)) se pueden optimizar para lograr una propie­ dad predefinida para una comunicación a través del canal de radio, por ejemplo, maximizando una función de coste tal como información mutua o la relación señal a ruido recibida (SNR) basada en información de estado de canal a largo y corto plazo. En caso de que los retardos de retroalimentación estén en la cuadrícula, el modelo del sistema calcula la respuesta de frecuencia por las matrices DFT. En el caso donde los retardos no están en la cuadrícula, la NUDFT se puede usar para calcular la respuesta de frecuencia por subportador.

[0039] A continuación, se considera una transmisión de rango 1 y se presentan el problema de optimización y los esquemas de retroalimentación para la transmisión de rango 1. Para simplificar, el subíndice r se omite cuando se hace referencia a la transmisión de rango 1. Sin embargo, se observa que la presente invención no se limita a esto, pero también se puede implementar en un sistema de comunicación que emplea una comunicación de rango o capa más alta, y la extensión a una transmisión de rango es sencilla.

[0040] Para una transmisión de rango 1, el problema de optimización que maximiza la información mutua promedio en el UE se puede formular como

N S

s.t J j J j \W(s) ^kn\2 <S

n=1 S=1

rn( l) e R^+,Vl,n (2)

donde kn es un vector de longitud L que contiene los coeficientes complejos de precodificador asociados con L re­ tardos.

[0041] Resolver el problema de optimización en la ecuación (2) da como resultado los coeficientes y retardos de precodificador que maximizan la SNR en el UE de modo que, aparte de la retroalimentación de coeficientes com­ plejos, los N • L retardos se retroalimentan al gNB.

[0042] Para una transmisión de rango 1, para el caso no específico de antena, donde los retardos son idénti cos a través de todas las antenas, el problema de optimización que maximiza la información mutua promedio en el UE es

H(s)K(s)K(s)HH(s)t

f ^m c„ ^a ,v ^x n ^— ,s ^'VZj ^lo W ^a2 2 ⁽ \ ¡M

T¡,V¡ S=1 ff2

s.tzñ= iZs= i|w(s) • K \2 <S (3)

donde r¡ = Tn(l),Vn y kn es un vector de longitud L que contiene los coeficientes complejos de precodificador aso­ ciados con L retardos.

[0043] Resolver el problema de optimización en la ecuación (3) da como resultado los coeficientes de preco­ dificador y los retardos. El precodificador de retardo espacial obtenido de la resolución de la ecuación (3) da como resultado la retroalimentación de solo retardos al gNB en lugar de N • L retardos de la ecuación (2).

[0044] Los ejemplos de los esquemas de retroalimentación para casos polarimétricos y no polarimétricos ahora se describen para un sistema que emplea una comunicación de rango 1 o capa 1. En el caso de retardos específicos de antena, ^t —(1) ^ rn(í) ^ TN(l),V l es decir, el lth retardo es diferente a través de las antenas de trans­ misión. En caso de retardos no específicos de antena, ^t —(1) = rn(l) = TN(l),V l es decir, el lth retardo es idéntico en todas las antenas de transmisión.

Caso no polarimétrico

[0045] Los coeficientes complejos del precodificador de retardo espacial se retroalimentan utilizando esque­ mas basados en libro de códigos o no basados en libro de códigos, también los retardos se retroalimentan explícita o implícitamente. La retroalimentación de retardo implícita es a través de un identificador de retardo (DI). Cada DI se refiere a un conjunto específico de retardos, donde cada conjunto está compuesto de una combinación de retardos definidos en la cuadrícula de muestreo o no. Cada DI puede hacer referencia a un conjunto específico de retardos asociados con vectores de un libro de códigos, donde cada conjunto está compuesto por una combinación de retar­ dos definidos en la cuadrícula de muestreo o no.

[0046] Los coeficientes complejos correspondientes a la posición de í£h-retardo de todas las antenas se reco­ pilan en un vector como

k(l) = [k—(l)k2(l) ...kN(l)]T e CN

Esquema de retroalimentación 1: Retroalimentación explícita de coeficientes de precodificador y retardos

[0047] Usando retroalimentación explícita, por retardo, N coeficientes complejos y N retardos asociados con N antenas de transmisión, respectivamente, se retroalimentan al gNB 200. Por lo tanto, la retroalimentación total asciende a N • L coeficientes complejos y N • L retardos.

[0048] En el caso no específico de antena, la retroalimentación asciende a N • ¿coeficientes complejos y L retardos.

Precodificación de retardo espacial basada en libro de códigos

[0049] Teniendo en cuenta una estructura de precodificación de doble etapa F = F1F2 como se describió anteriormente, el precodificador de dominio de retardo correspondiente k(l) de í£h-retardo se puede escribir como

k ( l) = K 1(l)K2(l),

donde la matriz específica de retardo K1(l) es una matriz diagonal de bloque de tamaño N x 2U que contiene 2U vectores y K2(l) es un vector de combinación/selección/co-ajuste de fase de tamaño 2U x1 que combina 2U vecto­ res.

[0050] Los vectores de formación de haz en la matriz K1 se pueden seleccionar ya sea de una matriz de libro de códigos DFT sobremuestreada, similar a F1, o de un libro de códigos hecho coincidir con respuesta de conjunto diseñado para configuraciones de conjunto de antenas arbitrarias como se describe en las solicitudes de patente europeas 17154486.9 o 17154487.7 mencionadas anteriormente, que se incorporan a la presente por referencia.

Esquema de retroalimentación 2: Retroalimentación implícita K ± y K 2

[0051] La retroalimentación correspondiente a la matriz K1(l) y vector K2(l) del UE 300 al gNB 200 se indica implícitamente a través de PMI1 y PMI2, respectivamente. El precodificador asociado con la lésima posición de retardo se especifica por PMI1 y PMI2 junto con N retardos asociados con N antenas de transmisión. Por lo tanto, para L retardos, la retroalimentación total asciende a L PMI1s L PMI2s N • L retardos para el caso específico de antena, y a L PMI1s L PMI2s L retardos para el caso no específico de antena.

[0052] El precodificador de retardo espacial correspondiente al lésimo retardo se puede descomponer como fc(í) = K1K2H)

donde K1(l) es una matriz de precodificador de banda ancha que es idéntica a través de todos los retardos K1( 1) = K1(l) = K1(L),Vl, y K2(l) es el vector de selección/combinación/co-ajuste de fase específico de retardo. La retroali­ mentación asciende a 1 PMI1 L PMI2s N • L retardos en el caso específico de antena, y a 1 PMI1 L PMI2s L retardos en el caso no específico de antena.

Esquema de retroalimentación 3: Retroalimentación implícita para K ± y retroalimentación explícita K 2

[0053] La retroalimentación asociada con la matriz K1(l) es similar a la descrita en el esquema de retroali­ mentación 2. La retroalimentación para el vector dimensionado2W x 1 K1(l) se puede indicar al gNB 200 explícita­ mente con 2U entradas complejas.

[0054] El precodificador asociado con la lésima posición de retardo se especifica por PMI1 y 2U valores com­ plejos junto con N retardos asociados con N antenas de transmisión.

[0055] Para los L retardos, en el caso específico de antena, la retroalimentación total asciende a L PMI1s 2 • L^U coeficientes complejos N • L retardos, y en el caso no específico de antena, la retroalimentación es igual a L PMI1s 2 • L^U coeficientes complejos L retardos.

[0056] Cuando se emplea la matriz de precodificador de banda ancha descrita anteriormente, la retroalimen­ tación asciende a 1 PMI1 2 • L^U coeficientes complejos N • L retardos para el caso específico de antena, y a 1 PMI1 2 • L^U coeficientes complejos L retardos para el caso no específico de antena.

[0057] Para los esquemas de retroalimentación 1, 2 y 3, los retardos también se pueden retroalimentar al gNB implícitamente a través de identificadores de retardo (DI). Para el caso específico de antena, se requieren L DI para indicar los retardos, donde cada DI se define para los retardos a través de las antenas. En el caso no específico de antena, un único DI es suficiente para indicar los retardos al gNB y, dado que los retardos son idénticos a través de antenas, el DI en este caso define los retardos a través de las derivaciones de precodificador.

La Tabla 1 a continuación resume la retroalimentación para los esquemas de retroalimentación analizados anterior­ m n r l n l rim ri .

Caso polarimétrico

Esquema de retroalimentación 1: Retroalimentación explícita de coeficientes de precodificador y retardos

[0058] Usando retroalimentación explícita, por retardo, N coeficientes complejos y N retardos asociados con N antenas de transmisión, respectivamente, se retroalimentan al gNB 200. Por lo tanto, la retroalimentación total asciende a N • ¿coeficientes y N • L retardos complejos.

[0059] En el caso no específico de antena, la retroalimentación asciende a N • ¿coeficientes complejos y ¿ retardos.

Precodificación de retardo espacial basada en libro de códigos

[0060] Teniendo en cuenta una estructura de precodificación de doble etapa F = F1F2 como se describió anteriormente, el precodificador k(l) de í£h-retardo se puede escribir como

fc(í) = K1(l)K2(l),

donde la matriz específica de retardo K1(l) es una matriz diagonal de bloque de tamaño N x 2U que contiene 2U vectores y K2(l) es un vector de combinación/selección/co-ajuste de fase de tamaño 2U x1 que combina 2U vecto­ res.

[0061] Los vectores de formación de haz en la matriz K1 se pueden seleccionar ya sea de una matriz de libro de códigos DFT sobremuestreada o los libros de códigos hechos coincidir con respuesta de conjunto diseñados para configuraciones de conjunto de antenas arbitrarias como se describe en las solicitudes de patente europeas 17154486.9 o 17154487.7 mencionadas anteriormente, que se incorporan a la presente por referencia.

Esquema de retroalimentación 2: Retroalimentación implícita K ± y K 2

[0062] Los índices de matriz de precodificador para polarización horizontal y polarizaciones verticales se indican por PMI1h y PMI1v, respectivamente, para matriz de precodificador K1(l). La retroalimentación correspon­ diente al vector K2(l) se indica al gNB a través de PMI2. Para el lésimo retardo, PMI1h y PMI1v asociados con K1(l), respectivamente, y PMI2 asociados con K2(l), junto con N retardos, se retroalimentan del UE 300 al gNB 200.

[0063] Para el caso específico de antena, la retroalimentación asciende a ¿ PMI1hs ¿ PMI1vs ¿ PMI2+ N • L retardos, y para el caso no específico de antena, la retroalimentación es ¿ PMI1hs ¿ PMI1vs ¿ PMI2+ ¿ retar­ dos.

[0064] Si K1(l) se elige como una matriz de precodificador de banda ancha como se describió anteriormente, para el caso específico de antena la retroalimentación total es 1 PMI1h 1 PMI1v ¿ PMI2 N • L retardos, y para el caso no específico de antena, la retroalimentación es 1 PMI1h 1 PMI1v ¿ PMI2 ¿ retardos.

Esquema de retroalimentación 3: Retroalimentación implícita para K ± y retroalimentación explícita para K 2

[0065] La retroalimentación asociada con la matriz K1(l) es similar como se describe en el esquema de retroalimentación 2 del caso polarimétrico. Para la lésma posición de retardo, el índice de matriz de precodificador para polarización horizontal (PMI1h) y el índice de matriz de precodificador para polarización vertical (PMI1v) para matriz de precodificador K1(l) y 2U coeficientes complejos para matriz K2(l) junto con N retardos se retroalimentan del UE 300 al gNB 200.

[0066] Para ¿ retardos, la retroalimentación asciende a ¿ PMI1hs ¿ PMI1vs coeficientes complejos N • L retardos para el caso específico de antena, y a ¿ PMI1hs ¿ PMI1vs 2 • L^U coeficientes complejos ¿ retardos para el caso no específico de antena.

[0067] Si K1(l) se elige como una matriz de precodificador de banda ancha como se describió anteriormente, para el caso específico de antena la retroalimentación es 1 PMI1h 1 PMI1v 2 •L^U coeficientes complejos N • L retardos, mientras que para el caso no específico de antena la retroalimentación total es 1 PMI1h 1 PMI1v 2 • ¿ • U coeficientes complejos ¿ retardos.

[0068] Para los esquemas de retroalimentación 1, 2 y 3, los retardos también se pueden retroalimentar al gNB implícitamente a través del identificador de retardo (DI). Para el caso específico de antena, se requieren ¿ DI para indicar los retardos, donde cada DI se define para los retardos a través de las antenas. En el caso no específico de antena, un único DI es suficiente para indicar los retardos al gNB y, dado que los retardos son idénticos a través de antenas, el DI en este caso define los retardos a través de las derivaciones de precodificador.

La Tabla 2 a continuación resume la retroalimentación para los esquemas de retroalimentación analizados anterior­ m n r l l rim ri .

[0069] La estrategia anterior también se puede emplear para un sistema MISO. Con base en las estimaciones de canal, los retardos que corresponden a picos dominantes en el canal de dominio de tiempo se pueden selec­ cionar o elegir para ser los L retardos del precodificador, y con base en el precodificador MRT (transmisión de rela­ ción máxima) calculado en el dominio de tiempo, los L picos dominantes se pueden seleccionar o elegirse para ser los L retardos del precodificador.

[0070] En caso de que también se estimen retardos del canal, los retardos que corresponden a los primeros picos dominantes del canal se pueden seleccionar o elegir para ser los L retardos del precodificador, y los retardos que corresponden a los primeros L picos dominantes del precodificador MRT se pueden seleccionar o elegir para ser los L retardos del precodificador.

[0071] En caso de que los retardos de canal estén fuera de la cuadrícula, se puede usar una estrategia de estimación de parámetros de alta resolución para estimar los retardos, por ejemplo, el algoritmo de maximizaciónexpectativa generalizada alternante de espacio (SAGE) (véase la referencia [6]).

[0072] Anteriormente, se hizo referencia a conjuntos planos uniformes (UPA) bidimensionales (2D) que utilizan libros de códigos de doble etapa/doble estructura. Sin embargo, también se pueden utilizar libros de códigos de triple estructura de acuerdo con la norma 5G o NR (Nueva Radio). Además, la r no se limita a conjuntos 2D. Se puede aplicar cualquier configuración de conjunto de antenas arbitrario, como un conjunto lineal uniforme (ULA) unidimensional (1D) en una antena de conjunto tridimensional (3D), como conjuntos cilíndricos o conjuntos cónicos. Se describen antenas de conjuntos tridimensionales (3D), por ejemplo, en el documento WO 2018/228707 A1.

[0073] Al considerar un conjunto de múltiples paneles con PR paneles en cada fila y Pc paneles en cada co­ lumna, el número total de paneles está dado por

P = PrPc.

[0074] El número de antenas por panel sigue siendo el mismo que se analizó anteriormente para la estructura de doble etapa. Para tal estructura de antena de múltiples paneles, el precodificador está dado por una estructura ternaria/de tres etapas

F = F3F1F2

donde F3 es una matriz de compensación de fase de banda ancha de tamaño P x N, que se utiliza para compensar el desplazamiento de fase entre múltiples paneles dados por

F3 = \eJ'01eJ02...ei0r ]T ® IN

donde ej0p es el factor de compensación de fase por panel. Aquí N denota el número total de antenas por panel que incluye todas las polarizaciones/orientaciones. Las matrices F1 y F2 se utilizan para precodificar dentro de un panel y tienen la misma funcionalidad que se describe en la estructura de doble etapa.

[0075] Para la presente invención, los coeficientes de precodificador de retardo l y panel p se pueden escribir como

fc(í,p) = K3(p)Ki{l,p)K2(v).

[0076] La matriz K3(p) es una matriz de banda ancha definida por el factor de compensación de fase dado por

K3(p) = ejep 0 lN,

y la matriz K1 y el vector K2 pueden ser idénticos o diferentes a través de los paneles, es decir, pueden ser específi­ cos de panel o no específicos de panel.

[0077] En el caso específico de panel, la retroalimentación para matriz K1 y vector K2 junto con el factor de compensación de fase por panel, respectivamente, se retroalimenta al gNB.

[0078] En el caso no específico de panel, la retroalimentación para matriz K1 y vector K2 para un solo panel junto con los factores de compensación de fase por panel se retroalimenta al gNB.

[0079] Para el caso específico de panel y el caso no específico de panel, se aplica la retroalimentación para matriz K1 y vector K2 descritos en los esquemas de retroalimentación 1, retroalimentación 2 y retroalimentación 3 para el caso polarimétrico y no polarimétrico.

[0080] La retroalimentación para los factores de compensación de fase a través de paneles puede ser implícita a través del índice (PMI3) elegido o seleccionado de una constelación de esquema de modulación o de un libro de códigos DFT o puede ser explícita. Para el caso explícito, los P factores de compensación de fase se retroalimentan, mientras que en el caso implícito, se utiliza PMI3 para la retroalimentación.

La Tabla 3 a continuación resume la retroalimentación para la matriz K3 en los casos específicos de panel y no esífi n l.

_____________ ____________

Representación de dominio de frecuencia del precodificador de retardo espacial

[0081] En la descripción hasta ahora, el precodificador de retardo espacial k (l) se representa en el dominio de tiempo. Sin embargo, el precodificador de retardo espacial k (l) también se puede representar en el dominio de frecuencia.

[0082] Los esquemas de retroalimentación, que se basan en una representación de dominio de frecuencia del precodificador de retardo espacial, se describen ahora para casos no polarimétricos en un sistema que emplea una comunicación de rango 1 o capa 1. En el caso de retardos específicos de antena, t1(1) n(l) ^ tn(1),VI es decir, el lésimo retardo es diferente a través de las antenas de transmisión. En caso de retardos no específicos de antena, t1(1) = tn(l) = tn(1),VI es decir, el lésimo retardo es idéntico en todas las antenas de transmisión. Como se menciona anteriormente, no hay limitación a implementaciones del rango 1, y también se puede utilizar un sistema de comunicación que emplea una comunicación de rango o capa más alta, y la extensión a una R transmisión de rango es sencilla. Además, la extensión a casos polarimétricos es sencilla (véase más arriba).

[0083] Los coeficientes complejos que describen el precodificador de retardo espacial se pueden retroalimentar usando esquemas basados en libro de códigos y no basados en libro de códigos, por ejemplo, de una manera como se describió anteriormente, y los retardos se pueden retroalimentar explícita o implícitamente. La retroalimentación de retardo implícita puede usar un identificador de retardo, DI. Cada DI puede incluir índices asociados con vectores de columna respectivos de una matriz de libro de códigos utilizada en el transmisor,

[0084] El precodificador de retardo espacial k(l) se describe utilizando los coeficientes complejos correspondientes a la lésima posición de retardo de todas las antenas de la siguiente manera

k(l) = [k i( l)k 2(l)...kN(l)Y e CN

[0085] El precodificador de retardo espacial k (l) se puede transformar en el dominio de frecuencia mediante la aplicación de una matriz NU-DFT. Para hacer esto, los vectores k (l) para los L retardos se apilan en una matriz K K = [fc(1)...fc(í)...fc(L)] e CNXL.

[0086] A continuación, los casos específicos de antena y los casos no específicos de antena se tratan por separado. Además, a continuación, se adopta la estructura de precodificador de doble etapa utilizada en 3GPP (véase la referencia [7]) y se considera una transmisión de rango 1. Además, a continuación consideramos el caso de conjuntos de antenas duales polarizadas, de manera que P = 2. A continuación, el precodificador para un subpor­ tador s está dado por

F(s) = Fi F2(s)

l l h ^suÍ 2M( ^s) ,

donde s„ =

e CN,Vu = 1...U, y f 2¡u(s) e C denota el coeficiente complejo asociado con el haz u y el subportador s.

[0087] Recopilando los precodificadores para todos los subportadores en la matrizF, se obtiene

F = Fi [F2(0)F2(2 ) ...F2(S - 1 )] = F1F2

(a) Caso específico de antena:

[0088] Para el caso específico de antena, el precodificador de dominio de frecuencia correspondiente para l~ está dado por

_

F = KW ,

donde las entradas de l~ se disponen en una matriz diagonal de bloques K ,

k1 0l 0_tl

_{K =} di ^{k j} 01 e £Nxln

0Í 0l kTN.

kn = [kn(1) - kn(l) ...kn(L)]T e CLx1 que son los coeficientes de precodificador de dominio de retardo para el preco­ dificador de retardo espacial para los L retardos y la n-ésima antena de transmisión, y 0L es el vector de columna de todos los elementos a cero de tamaño L. La matriz NU-DFT M/ de tamaño In xS está dada por

W = [W]W2... wn]t,

donde la submatriz NU-DFT Wn[wnj1wn2...wnL] e CSXL contiene L vectores

-j2ns -j2n(S-1)

w _{n ,l} 1 ... e s 1 ⁽⁰ ... e ^TnO) T e c sx1.

[0089] El vector wnl depende del retardo zn(l) y del índice de antena n.

[0090] La cantidad de retardos definidos por antena puede ser diferente.

(b) Caso no específico de antena:

[0091] Para el caso no específico de antena, el precodificador de dominio de frecuencia correspondiente para l~ está dado por

f = K W ,

donde W = [w1w2... wL]T e CLxS es la matriz NU-DFT definida para L retardos con w¡ que es el vector NU-DFT asociado con retardo t( í),

RETROALIMENTACION DE RETARDO IMPLICITA (DI):

[0092] De acuerdo con realizaciones, el retardo del precodificador de retardo espacial k (l) representado en el dominio de frecuencia se puede retroalimentar implícitamente, por ejemplo, usando uno o más índices asociados con vectores de columna respectivos de una matriz de libro de códigos de dominio de frecuencia utilizada en el receptor. Por ejemplo, se puede emplear un identificador de matriz de precodificación (PMI) y el PMI puede correspon­ der a un conjunto de índices, donde cada índice se refiere a una columna específica en un libro de códigos DFT. De acuerdo con realizaciones, un primer número de índices en el PMI indica los haces respectivos, un segundo número de índices en el PMI indica los coeficientes de precodificador de dominio de retardo respectivos y un tercer número de índices, que son los índices del identificador de retardo, DI.

[0093] De acuerdo con realizaciones, el dispositivo de comunicación se configura para informar al transmisor de la retroalimentación de CSI según una configuración de informe CSI recibida del transmisor, incluyendo la confi­ guración de informe CSI, por ejemplo, el parámetro ReportQuantity (cantidad de informe), que incluye al menos uno de los siguientes valores:

- cri-RI-PMID-CQI,

- cri-RI-LI-PMID-CQI,

- cri-RI-PMID,

donde la cantidad PMI PMID contiene los valores PMI que incluyen los índices de retardo.

(a) Retroalimentación DI basada en libro de códigos

[0094] En el caso de una retroalimentación DI implícita, de acuerdo con realizaciones, el DI contiene un conjunto de L índices que se asocian con vectores de columna de una matriz de libro de códigos de dominio de frecuen­ cia D. Los retardos ^t (1) e Z,Vi se discretizan y están dados por elementos de un conjunto Z = [0, ...,SOf - 1]. Ade­ más, cada valor en Z se asocia con un vector de columna de la matriz de libro de códigos de dominio de frecuencia D.. Por lo tanto, los vectores NU-DFT w¡,VÍ se pueden representar mediante vectores DFT de la siguiente manera:

con Of que es el factor de sobremuestreo de la matriz DFT de libro de códigos D = [d0,du ...,dSOf_1] y j = V-1.

[0095] La matriz de libro de códigos D se parametriza por el número de subbandas, PRB o subportadores S y el factor de sobremuestreo Of .

[0096] Cuándo Of = 1, la matriz de libro de códigos D está dada por una S xS matriz DFT .

[0097] Cuando Of > 1, la matriz de libro de códigos D está dada por una matriz DFT sobremuestreada de tamaño S x (of S - 1).

[0098] En un procedimiento, el factor de sobremuestreo Of se puede señalizar desde el transmisor al receptor de modo que el receptor pueda construir la matriz de libro de códigos. En otro procedimiento, el factor de sobre­ muestreo se conoce en el receptor.

[0099] Con base en la definición anterior de la matriz de libro de códigos de dominio de frecuencia D, el pre codificador de dominio de frecuencia correspondiente para l~ se define por

F = ~[w 1w2... ^{w l} ] ^t con w¡ e D,Vl.

(b) Estructura de precodificación de doble etapa

[0100] De acuerdo con realizaciones, similar a la estructura de precodificador de doble etapa de dominio de frecuencia F = F1F2, el precodificador de retardo espacial tiene una estructura de doble etapa que incluye

- una matriz de libro de códigos espacial, a la que se hace referencia en lo sucesivo, por ejemplo, como F1 o K1, que incluye vectores de formación de haz espacial, referidos como, por ejemplo, bu,

- una matriz de libro de códigos de dominio de frecuencia, mencionada en lo sucesivo, por ejemplo, como asD, don­ de cada vector o matriz de la matriz de libro de códigos de dominio de frecuencia se asocia con un retardo o una diferencia de retardo, y

- un elemento de combinación por capa para escalado/combinación complejas de uno o más de los vectores selec­ cionados de la matriz de libro de códigos de dominio de frecuencia y/o espacial.

[0101] La matriz de libro de códigos de dominio de frecuencia se define por una o más sub-matrices de una matriz DFT, donde cada submatriz de la matriz DFT se asocia con un intervalo de valores de retardo o un intervalo de valores de diferencia de retardo.

[0102] De acuerdo con realizaciones, el elemento de combinación por capa del precodificador de retardo espacial comprende:

- un vector de combinación de dominio de retardo de valor complejo para cada haz, independiente del periodo de frecuencia, para combinar uno o más vectores seleccionados del libro de códigos de dominio de frecuencia, y - un vector de combinación de valor complejo por tramo de frecuencia para combinar uno o más vectores de for­ mación de haz espacial seleccionados de la matriz de libro de códigos espacial.

[0103] De acuerdo con realizaciones, la u-ésima entrada del vector de combinación de valor complejo aso­ ciado con el s-ésimo periodo de frecuencia puede estar dado por la s-ésima entrada del vector definido por la com­ binación del vector de combinación de dominio de retardo de valor complejo asociado con el u-ésimo haz con el uno o más vectores seleccionados del libro de códigos de dominio de frecuencia.

[0104] Como se mencionó anteriormente, el retardo o diferencias de retardo, r(í) e Z y l, típicamente tienen solo un intervalo de valores limitado. El intervalo de valores puede depender de la propagación del 2U retardo de las respuestas de impulso de canal formado por haz obtenidas al combinar el precodificador de primera etapa F1 con las respuestas de impulso de canal MIMO. La figura 5 ilustra dos ejemplos de respuestas de impulso de canal obtenidas al combinar los vectores de formación de haz del precodificador de primera etapa F1 con una respuesta de impulso de canal MIMO. Se observa a partir de la figura 5(a) que la respuesta de impulso de canal formado por haz se con­ centra y solo unos pocos retardos se asocian con el pico principal. Además, la figura 5(a) ilustra también los índices asociados de los vectores DFT del libro de códigos de dominio de frecuencia a estos retardos o diferencias de retar­ do. De manera similar, la figura 5(b) muestra una respuesta de impulso de canal formado por haz que comprende dos picos, los retardos asociados con estos dos picos y los índices correspondientes de vectores DFT del libro de códigos de dominio de frecuencia. Por lo tanto, se puede observar que los retardos o diferencias de retardo se aso­ cian principalmente con solo una parte de la matriz de libro de códigos D, las primeras entradas/columnas de la matriz DFT en el caso de la figura 5(a), y la primera y última entradas/columnas de la matriz DFT en el caso de la figura 5(b). Por lo tanto, las entradas de la matriz de libro de códigos D utilizada en el receptor para construir el pre­ codificador de doble etapa de retardo espacial se pueden proporcionar mediante una submatriz o pueden contener múltiples submatrices de una matriz DFT o matriz DFT sobremuestreada. De esta manera, el tamaño del libro de códigos de dominio de frecuencia y el espacio de búsqueda de las combinaciones de retardo durante la optimización de los parámetros del precodificador de doble etapa de retardo espacial se pueden reducir en gran medida. Por ejemplo, cuando el libro de códigos de dominio de frecuencia se proporciona mediante una matriz DFT completa­ mente sobremuestreada que contiene SOf - 1 vectores y el receptor se configura para seleccionar D retardos por haz, el receptor calcula ^ posibles combinaciones de retardos por haz durante la optimización de paráme­ tros del precodificador de doble etapa de retardo espacial. Para valores típicos de S = 6, Of = 3 y D = 3, el receptor realiza una optimización de parámetros para cada una de las 680 combinaciones de retardos por haz. Para reducir el espacio de búsqueda de las combinaciones de retardo y, por lo tanto, la complejidad computacional de la optimi­ zación de parámetros, la matriz de libro de códigos D se puede definir mediante las primeras N columnas de una matriz DFT o matriz DFT sobremuestreada de modo que D= [d0,d 1,..,dN_1] (véase la figura 5(a)). Para un valor típico de N = 4, el espacio de búsqueda del ejemplo anterior se reduce de 680 a 4 combinaciones de retardos por haz. Por lo tanto, el receptor realiza la optimización de parámetros para solo 4 combinaciones de retardo por haz. En otro ejemplo, la matriz de libro de códigos D se define mediante las primeras N1 columnas y las últimas N2 columnas de una matriz DFT o matriz DFT sobremuestreada de modo que D= [d0, ..,dNl_-¡,dSOf_N2,...,dSOf_1] (véase la figura 5(b)). En un ejemplo adicional, la matriz de libro de códigos D se define mediante las i 1 : i2 columnas de una matriz DFT o matriz DFT sobremuestreada de modo que D = [ ^{d i1} , ^{d i 1} 1, .. , ^{d Í2} ]. La matriz de libro de códigos también puede contener múltiples submatrices de una matriz DFT o matriz DFT sobremuestreada. Para el caso de dos submatrices DFT definidas por i 1: i2 columnas y i3: i4 columnas, la matriz de libro de códigos está dada por D= [^{< E} , ^{d i 1} 1, .. , ^{d Í 2 d Í3d Í 3} 1, .. , ^{d Í4}].

(c) Estructura de precodificación de doble etapa F = F1F2 - retardos idénticos para todos los 2 U haces

[0105] De acuerdo con realizaciones, similar a la estructura de precodificador de doble etapa de dominio de frecuencia F = F1F2, el precodificador de retardo espacial para el í-ésimo retardo se puede expresar como

fc(í) = ^ ( 1) ^ ( 1)

donde K1 es una matriz de tamaño N x 2U que contiene haces espaciales y K2(l) es un vector de tamaño 2U x 1, W ) = [K2,1(l) ...K2^m (1) ... ^ ( 1)? e C2ux1

con K2 u(l) que es un coeficiente de combinación de dominio de retardo complejo, escalar asociado con el u-ésimo haz y el í-ésimo retardo. Cuando K1(l) es una matriz de banda ancha, la matriz de precodificador de retardo espacial l~ se puede expresar como

R = K1K2

donde K1 es idéntico a la matriz F1, yK2 = [K2(1) ...K2(l) ...K2(L)] e C2uxL. Por lo tanto, la estructura de precodificación de doble etapa F = F1F2 se puede escribir como

F = K1K2VR, F1 = K 1,F2 = K2W.

[0106] Los retardos ^t (1),VI en el DI utilizado en la matriz W son idénticos a todos los 2U haces en la matriz K1.

[0107] En esta realización, el vector de combinación de dominio de retardo de valor complejo mencionado anteriormente asociado con el u-ésimo haz está dado por la u-ésima fila de matriz K2 y el vector de combinación de valor complejo mencionado anteriormente del s-ésimo intervalo de frecuencia está definido por la s-ésima columna de matriz F2.

(d) Extensión a retardos específicos de haz: retardos dependientes de polarización y haz

[0108] De acuerdo con realizaciones, K1(l) cuando es una matriz no de banda ancha y la combinación de haces para el í-ésimo retardo puede diferir de otros retardos, y los retardos asociados con los 2U haces pueden ser diferentes. Por lo tanto, los 2U haces se pueden asociar con 2U DI. El u-ésimo DI se asocia entonces con el índice de haz u y con L retardos ^tu (1),1 = 1...L, donde los L retardos pueden ser idénticos o no idénticos para diferentes haces. Además, cada haz puede tener diferentes números de retardos L. El precodificador de dominio de frecuencia se puede representar entonces por

F = K1 -K2 -W.

donde la matriz k 2 es la matriz de coeficientes de combinación de dominio de retardo espacial, definida como

K2,^u = [K2^m ( 1) ...K2^u (1) ...K2 ^u{L)] e C1x1 que son los coeficientes de combinación de dominio de retardo asociados con el haz u.. Además, W está dado por

W = [W1W2...W2u]t e C2LUxs

con Wu[wu 1wU:2...wu¿] e CsxL que es la matriz DFT asociada con haz u, cuyas L columnas se seleccionan del libro de códigos D.

[0109] La matriz F2 que contiene los coeficientes de combinación de dominio de frecuencia f 2,u se puede expresar como

T

F2 = [f2,1 f 2,2 - f 2,2u\

donde

Í 2,u = Eí=i con w„,¡ e D.

WuKt2m.

[0110] Por lo tanto, el precodificador F se puede escribir a continuación como

2U / L \

F = X u=1 S“ ' \ ( l X =1 W“,¡^ 2, ^u (0

(d.1) Retardos específicos de haz - caso especial de retardos independientes de polarización y dependientes del haz [0111] De acuerdo con realizaciones, los retardos ^{t u} (1) son independientes de polarización y dependientes de haz, y se aplica lo siguiente:

tu(D = tu+u(1),1 = 1,..,L,Vu.

[0112] A continuación, la siguiente relación se mantiene para el vector de dominio de frecuencia wu l:

wu,i = w u+u,t,Vl,Vu.

[0113] Por lo tanto, en lugar de la 2U retroalimentación DI, solo es necesario retroalimentar los U DI al trans­ misor .

(d.2) Retardos específicos de haz - caso especial de retardos dependientes de polarización e independientes de haz [0114] De acuerdo con realizaciones, los retardos son dependientes de polarización e independientes de haz, y se aplica lo siguiente:

^{t u} (1) = ^t (1)(D, ^{t u u} (0 ^{= t} (2)(1),^1,u ⁼ 1 ^{, . . ,} U ^,

donde ^t (1)(1) ^ ^t (2)(1) o ^t (1)(1) ^{= t} (2)(1)

[0115] A continuación, la siguiente relación se mantiene para el vector de dominio de frecuencia wu^,¡

^{w u ,¡} = ^w ( 1 ^{\ w u u j =} w(2\ l ^, u ⁼ 1 ^{, . . ,} U

con

[0116] Por lo tanto, en lugar de la 2U retroalimentación DI, solo es necesario retroalimentar dos DI, 2 DI, al transmisor, donde el primer DI se refiere a los retardos de la primera polarización del conjunto de antenas, y el se­ gundo DI se refiere a los retardos de la segunda polarización del conjunto de antenas

[0117] La siguiente tabla resume la cantidad total de retroalimentación para matriz K2 y la cantidad de DI para diversas realizaciones de retroalimentación.

(continuación)

__________________________

(e) Retardos específicos de haz - caso especial de d retardos idénticos fuera de L retardos

[0118] De acuerdo con realizaciones, d índices fuera de L índices en un DI asociado con el u-ésimo haz pueden ser idénticos a los índices de retardo de los DI asociados con otros haces. En este caso, el DI del u-ésimo haz puede tener solo L - d índices en lugar de L índices.

[0119] Además de los DI específicos de haz que contienen índices para haces espaciales específicos, se puede usar un DI común a haces espaciales para denotar índices comunes a X haces espaciales. Estos múltiples DI comunes se pueden volver relevantes cuando hay múltiples conjuntos de retardos idénticos entre DI de diferentes haces espaciales.

[0120] La configuración DI se puede señalizar desde el transmisor al receptor. Una configuración DI, por ejemplo, puede contener información sobre:

- número total de índices por DI específico de haz, o

- número de DI comunes, número de índices por DI común.

(f) Retardos específicos de haz - restricción de retardos

[0121] De acuerdo con realizaciones adicionales, para cada haz, los L retardos se pueden centrar o restringir para ubicarse alrededor de un único retardo medio. A continuación, la matriz de libro de códigos de dominio de fre­ cuencia Wu para el u-ésimo haz está dada por

donde L = C 1 con C e {0,1,2,.} que es un parámetro de ventana, y bu 1 es el índice asociado con el retardo me­ dio, véase la figura 6 que ilustra los L índices de retardo para el u-ésimo haz centrado alrededor del índice de retardo medio bu 1. En un procedimiento, el parámetro de tamaño de ventana C puede ser idéntico o diferente para los haces espaciales y se puede señalizar mediante un canal de control o mediante señalización de capa más alta desde el transmisor al receptor. En otro procedimiento, el parámetro de tamaño de ventana C se conoce en el receptor.

[0122] Para cada haz, L coeficientes de coeficientes de combinación complejos de dominio de retardo se retroalimentan al transmisor. Sin embargo, en lugar de la retroalimentación de L retardos por haz, un único índice bu 1 del retardo medio asociado es suficiente para que se suministre de nuevo al transmisor.

[0123] Por ejemplo, cuando el parámetro de tamaño de ventana C es idéntico para todos los haces, la retroalimentación total asciende a 2LU coeficientes de combinación de dominio de retardo complejos y 2U DI para 2U haces, donde cada DI contiene solo un único índice.

[0124] El retardo medio optimizado se puede encontrar al comienzo o al final de la cuadrícula de muestreo definida como se muestra en la figura 7. La figura 7(a) y la figura 7(b) ilustran ubicaciones posibles para el retardo medio de la figura 6 que se encuentra al comienzo y/o al final de la cuadrícula de muestreo. En estos casos, se pue­ de usar una operación de módulo para calcular las posiciones (índices) correctas de los retardos alrededor del retardo promedio. Los índices para los cuales se necesita la operación de módulo se resaltan en los recuadros b1, b2.

(g) Extensión a múltiples retardos medios por haz:

[0125] En lugar de tener un único retardo medio, de acuerdo con realizaciones, el caso anterior se puede extender a múltiples retardos medios. De manera similar al caso de retardo medio único, los C retardos se optimizan alrededor de cada retardo medio como se muestra en la figura 8, que ilustra los C índices de retardo centrados alrededor de dos índices de retardo medios bu 1 y bu2 para el u-ésimo haz.

[0126] Por ejemplo, cuando el parámetro de tamaño de ventana C es idéntico para todos los haces y todos los retardos medios, para los retardos medios por haz, la retroalimentación total asciende a 2LtU coeficientes de combinación de dominio de retardo complejos y 2U DI para 2U haces, donde cada DI contiene ir índices.

[0127] Además, algunos de los retardos medios pueden ser idénticos para un subconjunto de los 2ühaces, o pueden ser idénticos para todos los 2U haces. Por ejemplo, cuando los retardos medios son idénticos a todos los 2U haces, solo se puede retroalimentar un solo DI que contiene ir retardos al transmisor.

(h) Estructura de producto Kronecker para coeficientes de combinación de dominio de retardo en caso de retardos restringidos

[0128] De acuerdo con aun otras realizaciones, los L coeficientes de dominio de retardo complejos del u-ésimo haz asociado con el índice de retardo medio bu? se utilizan para calcular los coeficientes de combinación de todos los otros 2U — 1 haces. A continuación, se considera un único retardo medio y un solo haz espacial. Al recopi­ lar L coeficientes de combinación de retardo asociados con el u-ésimo haz y el índice de retardo medio bu? (? inter­ valos de 1 a2U) en un vector de fila K2^u e C1xi, los coeficientes de combinación de dominio de retardo complejos de los 2U — 1 haces restantes (g ^ u) asociados con el índice de retardo medio bu? se pueden calcular mediante

^2 - [e1 ^{,u - e g ,u} - e2u- 1 ^{,u ]} > K2m e c 2uxL

donde egu es el coeficiente de complejo escalar asociado con el g-ésimo haz. La figura 9 ilustra el cálculo de los coeficientes complejos de los (2U — 1) haces con respecto al haz de referencia (recuadro R) para el retardo medio bu,?

[0129] Cabe señalar que para la estructura de producto Kronecker anterior, además de la retroalimentación de los 2U vectores de coeficientes de combinación de dominio de retardo K2u, los coeficientes de combinación com­ plejos egu se deben retroalimentar al transmisor.

(i) Extensión a transmisión de múltiples capas

[0130] La representación de doble etapa anterior del precodificador de retardo espacial se puede extender a múltiples capas que emplean un número diferente o no diferente de haces por capa y retardos por haz. Una estruc­ tura de precodificador de doble etapa de retardo espacial general puede estar dada donde se puede seleccionar de forma flexible la cantidad de haces por capa y retardos por haz. Asumiendo una transmisión de fi-capas, el precodi­ ficador asociado con la r-ésima capa está dado por

donde

- Nt es el número de antenas de transmisión del conjunto de transmisores,

- U(r) es el número de haces para la r-ésima capa,

- i>£r) es el número de retardos para la r-ésima capa y u-ésimo haz,

- es el d-ésimo vector de retardo de tamaño S x 1 asociado con la r-ésima capa, el u-ésimo haz espacial y la p-ésima polarización del conjunto de antenas de transmisor;

es el u-ésimo haz espacial asociado con la r-ésima capa;

- Yjfud es un complejo de haz de retardo escalar que combina el coeficiente asociado con la r-ésima capa, u-ésimo haz espacial, d-ésimo retardo y la p-ésima polarización del conjunto de antenas de transmisor, y

- a(r) es un factor de normalización para garantizar que la energía de transmisión total promedio con respecto a todas las capas del precodificador sea igual a un valor fijo.

[0131] En esta realización, el vector de combinación de dominio de retardo de valor complejo mencionado anteriormente asociado con el u-ésimo haz está dado por el vector y = v_Y ( _ir_^) _i-Y v ( _ir_^)_{2 - ,} V_Y ( ₁r_,)_u,D(r) y el vector de combi­ nación de valor complejo mencionado anteriormente del s-ésimo intervalo de frecuencia, para combinar los U(r') vectores de formación de haz espacial b ^ , está dado por la s-ésima columna de matriz

Los vectores de formación de haz espacial

se seleccionan de una matriz de libro de códigos 2D-DFT de dominio espacial y pueden ser diferentes para cada capa. Los vectores DFT d(^ ud se asocian con los retardos y se seleccio­ nan de la matriz de libro de códigos de dominio de frecuencia D.

[0132] De acuerdo con realizaciones, la matriz de precodificador de doble etapa de retardo espacial se puede representar en una notación de vector de matriz:

X. ^M E7( r )

2,1

_{0 X.} (r) E7( r )

2,1.

donde e ü x S contiene los coeficientes de combinación de haz para la p-ésima polarización, y

x(r) = x (r) = \b(j ) ^{( .0 - )} b_U ^(r ₍ ⁾ _r)-1

[0133] La (u,s)-entrada IF⁷ ₂ ⁽ _, ^r _P ⁾

_(u,s) de F^p relacionada con el u-ésimo haz y la s-ésima subbanda se pueden expresar mediante una combinación lineal de los D^) coeficientes de combinación de haz-retardo complejos y p(,ru),d con D^) exponenciales complejos d(r„ d(s),

[0134] Aquí, 4 dC 2 ,)d(s) denota la s-ésima entrada del vector DFT d(^ ud que se asocia con un componente de retardo para el u-ésimo haz y la p-ésima polarización.

[0135] De acuerdo con realizaciones, el número de haces espaciales U(r) y los haces seleccionados pueden depender de la capa de transmisión. En un procedimiento, un subconjunto de los haces espaciales seleccionados 4 r) puede ser idéntico para un subconjunto de las capas. Por ejemplo, para una transmisión de 4 capas con U(1) = 4 haces por polarización para la primera capa, U(2) = 4 haces por polarización para la segunda capa, U(3) = 2 haces por polarización para la tercera capa y U(4) = 2 haces por polarización para la cuarta capa, los dos primeros haces espaciales de la primera capa y segunda capa son idénticos (b(r) = b(2\ b 2 ') = b(2 ')) y los haces espaciales restantes de las dos primeras capas y de las capas tercera y cuarta son diferentes (fc(1) + b(2\ b 4 ') b(2),b(3) b(4\ b (3') b(4. En otro procedimiento, el número de haces es idéntico para un subconjunto de capas. Por ejemplo, para una transmisión de 4 capas, el número de haces de la primera capa es idéntico con el número de haces de la segunda capa U(1) = U(2) y diferente para las dos capas restantes (U(1) ^ U(3) ^ U(4)).

[0136] De acuerdo con realizaciones, el número de haces espaciales y los índices de haces pueden ser idén­ ticos para todas las capas y no dependen del índice de capa de transmisión.

[0137] De acuerdo con realizaciones, los retardos pueden depender del haz y la capa de transmisión. En un procedimiento, un subconjunto de los retardos asociados con un subconjunto de los haces espaciales de una capa de transmisión puede ser idéntico. Por ejemplo, para una transmisión que utiliza 4 haces para la r-ésima capa, algu­ nos de los retardos del haz 1 y el haz 2 son idénticos (d(pu = d ^ ^ .d .^ 2 = d([ 22 y los retardos restantes para los dos primeros haces (d(r)3 d(f 23,d(f')) 4 d([ 24) y los retardos del tercer y cuarto haz son diferentes. En un procedi miento adicional, el número de retardos para un subconjunto de los haces de una capa de transmisión puede ser idéntico. Por ejemplo, el número de retardos para el primer haz es idéntico con el número de retardos para el segun­ do haz (D(r) = D(r)). En un procedimiento adicional, un subconjunto de los retardos puede ser idéntico para un sub­ conjunto de los haces espaciales y las capas de transmisión. Por ejemplo, los dos retardos asociados con el primer haz y el segundo haz de la primera capa pueden ser idénticos con los dos retardos asociados con el primer haz y el segundo haz de la segunda capa (d(111 ^d _u ⁽ _1, ² _1,1’ ^d _u ^m _1,1,2 ⁼ _~ ^d _a ⁽ _1, ² _1,2’ ^d _a ^m _1,2,1 d_a ( ₁2_,2)_,1’ d _am _1,2,2 = d(222). No se excluyen otros ejem­ plos de combinaciones de número de retardos y retardos por haz y capa.

[0138] De acuerdo con realizaciones, el número de retardos y los retardos por haz pueden ser idénticos para una capa de transmisión, de modo que todos los haces de una capa de transmisión se asocian con los mismos re­ tardos.

(j) Retroalimentación de valores de diferencia de retardo/retardo no seleccionados para construir la matriz de preco­ dificador de doble etapa de retardo espacial

[0139] De acuerdo con realizaciones, para reducir la sobrecarga de retroalimentación, el receptor se configu­ ra para seleccionar Kr retardos o diferencias de retardo para construir la matriz de precodificador de doble etapa de retardo espacial para la r-ésima capa de la matriz de libro de códigos D que contiene X entradas/columnas, y para retroalimentar los X - Kr índices de retardo no seleccionados de la matriz de libro de códigos D al transmisor. Por ejemplo, cuando la matriz de libro de códigos D=[dt ,d l 1,..,d l 3,dl 4 contiene cinco entradas/columnas y el re­ ceptor se configura para seleccionar tres retardos/diferencias de retardo para construir el precodificador de doble etapa de retardo espacial, y selecciona los vectores dll ,d ll+1,dll+2, el receptor retroalimente por capa superior (tal como capa de Control de Recursos de Radio (RRC) o MAC-CE) o una capa física (L1) que señaliza los índices i 1 3 y i 1 4 (o índices relativos 3 y 4) al transmisor. Los parámetros Kr pueden ser idénticos o no idénticos a través de las capas. Para el caso de valores idénticos para Kr , Kr = K,Vr.

[0140] De acuerdo con realizaciones, el receptor se configura para recibir del transmisor la capa superior (tal como capa de Control de Recursos de Radio (RRC) o parámetros de capa física (L1) Kr (o un único parámetro#’) que indica la cantidad de retardos utilizados para la selección de los componentes de retardo de la matriz de precodificador de doble etapa de retardo espacial para la r-ésima capa.

[0141] De acuerdo con realizaciones, el receptor se configura para usar parámetros conocidos a priori (prede­ terminados) Kr (o un único parámetro K) que indican los números de retardos utilizados para la selección de los componentes de retardo de la matriz de precodificador de doble etapa de retardo espacial para la r-ésima capa.

(k) Configuración de libro de códigos de dominio de frecuencia

[0142] De acuerdo con realizaciones, el receptor se configura para recibir del transmisor la capa superior (tal como capa de Control de Recursos de Radio (RRC) o MAC-CE) o parámetro de capa física (L1) S para la configuración del libro de códigos de dominio de frecuencia (D).

[0143] De acuerdo con realizaciones, el receptor se configura para usar un parámetro conocido a priori (pre­ determinado) S para la configuración del libro de códigos de dominio de frecuencia (D).

[0144] De acuerdo con realizaciones, el receptor se configura para recibir del transmisor el factor de sobremuestreo de parámetro de capa superior (tal como capa de Control de Recursos de Radio (RRC) o capa física (L1) Of para la configuración del libro de códigos de dominio de frecuencia (D).

[0145] De acuerdo con realizaciones, el receptor se configura para usar un factor de sobremuestreo de parámetro conocido (predeterminado) a priori para Of la configuración del libro de códigos de dominio de frecuencia (D).

[0146] De acuerdo con realizaciones, el receptor se configura para recibir del transmisor la capa superior (tal como capa de Control de Recursos de Radio (RRC) o parámetros de capa física (L1) asociados con columnas de submatrices DFT o DFT sobremuestreadas para la configuración del libro de códigos de dominio de frecuencia (D).

[0147] De acuerdo con realizaciones, el receptor se configura para usar parámetros conocidos a priori (prede­ terminados) asociados con columnas de DFT o submatrices de DFT sobremuestreadas para la configuración del libro de códigos de dominio de frecuencia (D).

(l) Indicador de retardo más fuerte

[0148] De acuerdo con realizaciones, el receptor se configura

- para seleccionar los índices de retardo para los haces para calcular el precodificador

- para construir un DI que contiene los índices de retardo para los haces seleccionados por el receptor para calcular el precodificador de doble etapa de retardo espacial,

- para indicar el índice de retardo correspondiente al retardo más fuerte en el DI, y

- para retroalimentar el DI con la indicación del índice de retardo más fuerte al transmisor.

[0149] Por ejemplo, el retardo más fuerte se puede asociar con los coeficientes de combinación de retardo que tienen la potencia más alta entre todos los demás coeficientes de combinación de retardo asociados con los retardos de los haces seleccionados. Los índices de retardo del DI común se pueden clasificar de modo que el primer índice del DI común se asocia con el retardo más fuerte. El retardo más fuerte en el DI común se puede utilizar en el transmisor para optimizar las decisiones de programación para los múltiples usuarios y para reducir las interfe­ rencias entre los usuarios cuando se aplica precodificación de doble etapa de retardo espacial para transmisiones multiusuario.

NORMALIZACIÓN DE RETARDOS

[0150] De acuerdo con otras realizaciones, los retardos se pueden normalizar con respecto a un único retar­ do de referencia. Se puede establecer un retardo de referencia y los L retardos correspondientes a todos los haces o todas las antenas se restan de un único retardo de referencia. Cualquier í-ésimo retardo en el conjunto de L retardos se puede elegir como el retardo de referencia. En el caso de retroalimentación explícita de retardos, las L — 1 dife­ rencias de retardo se retroalimentan al transmisor en lugar de los retardos. En el caso de retroalimentación implícita de retardos, las L — 1 diferencias de retardo están dadas mediante elementos del conjunto Z = [0,...,S0f — 1], y los DI contienen índices asociados con las diferencias de retardo.

Caso específico de normalización por haz/antena:

[0151] También se puede establecer un retardo de referencia por haz o por antena y los L retardos corres­ pondientes a cada haz o cada antena se restan del retardo de referencia específico de haz o antena. En el caso de retroalimentación implícita de retardos, las L — 1 diferencias de retardo están dadas mediante elementos del conjunto Z = [0, ...,SOf — 1], y los DI contienen índices asociados con las diferencias de retardo.

[0152] En las realizaciones descritas en esta invención, la retroalimentación se puede señalizar usando un canal de retroalimentación entre un equipo de usuario y una estación base como se muestra en la figura 2, figura 3 o figura 4. La retroalimentación también se puede señalizar o transmitir a través de un canal de control, como el PUCCH, o canal de datos, como el PUSCH, se puede señalizar a través de señalización de capa más alta, como señalización RRC.

[0153] Las realizaciones de la presente invención se pueden implementar en sistemas de comunicación que emplean una comunicación de rango o capa más alta. En estas realizaciones, la retroalimentación incluye los retardos por capa y los coeficientes de precodificador complejos por capa.

[0154] De acuerdo con realizaciones, el dispositivo de comunicación asume que para el cálculo de CQI, y/o RI, y/o PMI, el transmisor aplica el precodificador de doble etapa de retardo espacial a señales PDSCH en puertos de antena {1000,1008 v — 1} para v = R capas como

donde

[x(0)(i), ...,x (v~1X i)]T es un vector de símbolo de símbolos PDSCH, P e {1,2,4,8,12,16,24,32},

x(u)(i) es el í-ésimo símbolo de capa u,

y (u)(i) es el í-ésimo símbolo precodificado transmitido en el puerto de antena u, y

F(i) = [F(1)(i),...,F (R)(i)] es la í-ésima columna de la matriz de precodificador de doble etapa de retardo espa­ cial.

Extensión a libro de códigos espacial de selección de puerto:

[0155] De acuerdo con realizaciones, las entradas de la matriz de libro de códigos espacial se representan mediante vectores de columna de W/2-longitud, con N que es el número de puertos de antena, donde el m-ésimo vector (m = 1, ...,N/2) contiene un solo 1 en la m-ésima posición y ceros en otra parte.

[0156] Las realizaciones de la presente invención se describieron anteriormente con referencia a un sistema de comunicación en el cual el transmisor es una estación base que atiende a un equipo de usuario, y el receptor es el equipo de usuario atendido por la estación base. Sin embargo, la presente invención no se limita a estas realiza­ ciones y también se puede implementar en un sistema de comunicación en el que el transmisor es un equipo de usuario atendido por una estación base, y el receptor es la estación base que atiende al equipo de usuario.

[0157] Aunque algunos aspectos del concepto descrito se han descrito en el contexto de un aparato, es evi­ dente que estos aspectos también representan una descripción del procedimiento correspondiente, donde un bloque o un aparato corresponde a una etapa de procedimiento o una característica de una etapa de procedimiento. Análo­ gamente, los aspectos descritos en el contexto de una etapa de procedimiento también representan una descripción de un bloque o elemento o característica correspondiente de un aparato correspondiente.

[0158] Varios elementos y características de la presente invención se pueden implementar en hardware usando circuitos analógicos y/o digitales, en software, a través de la ejecución de instrucciones por uno o más pro­ cesadores de propósito general o de propósito especial, o como una combinación de hardware y software. Por ejemplo, realizaciones de la presente invención se pueden implementar en el entorno de un sistema informático u otro sistema de procesamiento. La figura 10 ilustra un ejemplo de un sistema informático 700. Las unidades o módu­ los, así como las etapas de los procedimientos realizados por estas unidades, se pueden ejecutar en uno o más sistemas informáticos 700. El sistema informático 700 incluye uno o más procesadores 702, como un procesador de señales digitales de propósito especial o de propósito general. El procesador 702 se conecta a una infraestructura de comunicación 704, como un bus o una red. El sistema informático 700 incluye una memoria principal 706, por ejemplo, una memoria de acceso aleatorio (RAM) y una memoria secundaria 708, por ejemplo, una unidad de disco duro y/o una unidad de almacenamiento extraíble. La memoria secundaria 708 puede permitir que programas infor­ máticos u otras instrucciones se carguen en el sistema informático 700. El sistema informático 700 puede incluir además una interfaz de comunicaciones 710 para permitir que el software y los datos se transfieran entre el sistema informático 700 y dispositivos externos. La comunicación puede estar en la forma electrónica, electromagnética, óptica u otras señales capaces de manejarse por una interfaz de comunicaciones. La comunicación puede usar un alambre o un cable, fibra óptica, una línea telefónica, un enlace de teléfono celular, un enlace de RF y otros canales de comunicación 712.

[0159] Los términos “medio de programa informático” y “medio legible por ordenador” se usan generalmente para referirse a medios de almacenamiento tangibles tal como unidades de almacenamiento extraíbles o un disco duro instalado en una unidad de disco duro. Estos productos de programas de computadora son medios para pro­ porcionar software al sistema informático 700. Los programas informáticos, también denominados lógica de control de ordenador, se almacenan en la memoria principal 706 y/o memoria secundaria 708. También se pueden recibir programas informáticos a través de la interfaz de comunicaciones 710. El programa informático, cuando se ejecuta, permite que el sistema informático 700 implemente la presente invención. En particular, el programa informático, cuando se ejecuta, permite que el procesador 702 implemente los procesos de la presente invención, tal como cual­ quiera de los procedimientos descritos en esta invención. Por consiguiente, este programa informático puede repre­ sentar un controlador del sistema informático 700. Cuando la descripción se implementa mediante el uso de softwa­ re, el software se puede almacenar en un producto de programa informático y cargar en el sistema informático 700 mediante el uso de una unidad de almacenamiento extraíble, una interfaz, como la interfaz de comunicaciones 710.

[0160] La implementación en hardware o software se puede realizar utilizando un medio de almacenamiento digital, por ejemplo, almacenamiento en la nube, un disquete, un DVD, un Blue-Ray, un CD, una ROM, una PROM, una EPROM, una EEPROM o una memoria FLASH, que tenga señales de control electrónicamente legibles almace­ nadas en el mismo, que cooperan (o sean capaces de cooperar) con un sistema informático programable de mane­ ra que se realiza el procedimiento respectivo. Por lo tanto, el medio de almacenamiento digital puede ser legible por ordenador.

[0161] Algunas realizaciones de acuerdo con la invención comprenden un soporte de datos que tiene señales de control electrónicamente legibles, que son capaces de cooperar con un sistema informático programable, de modo que se lleva a cabo uno de los procedimientos descritos en esta invención.

[0162] En general, las realizaciones de la presente invención se pueden implementar como un producto de programa informático con un código de programa, el código de programa que es operativo para realizar uno de los procedimientos, cuando el producto de programa informático se ejecuta en un ordenador. El código de programa se puede almacenar, por ejemplo, en un soporte legible por máquina

[0163] Otras realizaciones comprenden el programa informático para realizar uno de los procedimientos des­ critos en esta invención, almacenado en un soporte legible por máquina. En otras palabras, una realización del pro­ cedimiento inventivo es, por lo tanto, un programa informático que tiene un código de programa para realizar uno de los procedimientos descritos en esta invención, cuando el programa informático se ejecuta en un ordenador.

[0164] Una realización adicional de los procedimientos inventivos es, por lo tanto, un soporte de datos (o un medio de almacenamiento digital, o un medio legible por ordenador) que comprende, registrado en el mismo, el programa informático para realizar uno de los procedimientos descritos en esta invención. Una realización adicional del procedimiento inventivo es, por lo tanto, un flujo de datos o una secuencia de señales que representan el pro­ grama informático para realizar uno de los procedimientos descritos en esta invención. El flujo de datos o la secuen­ cia de señales se pueden configurar, por ejemplo, para transferirse a través de una conexión de comunicación de datos, por ejemplo, a través de Internet. Una realización adicional comprende un medio de procesamiento, por ejemplo, un ordenador o un dispositivo lógico programable, configurado para, o adaptado para, realizar uno de los procedimientos descritos en esta invención. Una realización comprende además un ordenador que tiene instalado en sí el programa informático para realizar uno de los procedimientos descritos en esta invención.

[0165] En algunas realizaciones, un dispositivo lógico programable (por ejemplo, un conjunto de compuertas programable en el campo) se puede usar para realizar algunas o todas las funcionalidades de los procedimientos descritos en esta invención. En algunas realizaciones, un conjunto de compuertas programable en el campo puede cooperar con un microprocesador con el fin de realizar uno de los procedimientos descritos en esta invención. En general, los procedimientos se llevan a cabo preferentemente mediante cualquier aparato de hardware.

[0166] Las realizaciones anteriormente descritas son solo ilustrativas de los principios de la presente inven­ ción. Se entiende que las modificaciones y variaciones de los conjuntos y los detalles descritos en esta invención serán evidentes para otros expertos en la técnica. Por lo tanto, se pretende que se limite solo por el alcance de las reivindicaciones de patente inminentes y no por los detalles específicos presentados a modo de descripción y expli­ cación de las realizaciones de esta invención.

Referencias

[0167]

[1] Erik Dahlman, Stefan Parkvall, Johan Skold, “4G: LTE/LTE-Advanced for Mobile Broadband”, Academic Press, 2011. (ISBN: 012385489X 9780123854896)

[2] 3GPP TR 36.897 V13.0.0, “3rd Generation Partnership Project; Technical Specification Group Radio Access Network; Study on elevation beamforming / Full-Dimension (FD) Multiple Input Multiple Output (MIMO) for LTE (Release 13)”, Junio 2015.

[3] Cheng y col., "Two-dimensional Discrete Fourier Transform based Codebook for Elevation Beamforming," United States Patent Application, US 2016/0173180 A1, Junio 2016.

[4] 3GPP TS 36.211, "Technical Specification Group Radio Access Network; Evolved Universal Terrestrial Radio Access (E-UTRA); Physical Channels and Modulation (Release 10)”, V10.4.0, Dic. 2011.

[5] 3GPP TR 38.802 V14.1.0, “3rd Generation Partnership Project; Technical Specification Group Radio Access Network; Study on New Radio access technology: Physical layer aspects (release 14)", Junio 2017.

[6] J. A. Fessler y A. O. Hero, "Space-alternating generalized expectation-maximization algorithm," IEEE transactions on Signal Processing, vol. 42, no. 10, pp. 2664-2677, Octubre 1999.

[7] 3GPP TS 38.214 V13.0.0, “3rd Generation Partnership Project; Technical Specification Group Radio Access Network; NR; Physical layer procedures for data (Release 15)", Enero 2018.

Claims (16)

REIVINDICACIONES

1. Un receptor (300), configurado para

recibir y procesar una señal de radio recibida a través de un canal de radio de un transmisor (200), determinar, con base en la señal recibida, retardos y coeficientes de precodificador complejos de uno o más pre­ codificadores de retardo espacial (204) para una o más capas de transmisión para lograr una propiedad predefi­ nida para una comunicación a través del canal de radio, y retroalimentar al transmisor (200) los retardos determi­ nados explícita o implícitamente y los coeficientes de precodificador complejos determinados explícita o implícitamente,

donde el precodificador de retardo espacial (204) tiene una estructura de doble etapa que comprende:

- una matriz de libro de códigos espacial que incluye vectores de formación de haz espacial,

- una matriz de libro de códigos de dominio de frecuencia, donde cada vector de la matriz de libro de códigos de dominio de frecuencia se asocia con un retardo, y

- un elemento de combinación por capa para escalado o combinación complejas de uno o más de los vecto­ res seleccionados de las matrices de libro de códigos de dominio de frecuencia y/o espaciales,

donde una matriz DFT utilizada para construir la matriz del libro de códigos en el dominio de la frecuencia es una - j 2 i r i ( S - i ) ' |T

^{d¡ = 1 e ° fs ... e °fs}

matriz DFT15 sobremuestreada D = [do, d, ...,dsof-i], donde ^{CS x l , ie 1 , i = ' f 1T} siendo Of el factor de sobremuestreo de la matriz DFT y siendo S el número total de subportadores, o subban­ das, o bloques de recursos físicos,

donde, cuando Of = 1, la matriz del libro de códigos en el dominio de la frecuencia viene dada por una matriz DFT S x S, y

donde, cuando Of > 1, la matriz del libro de códigos en el dominio de la frecuencia viene dada por una matriz DFT sobremuestreada de tamaño S x (OfS - 1),

caracterizado porque

la matriz del libro de códigos en el dominio de la frecuencia está definida por una submatriz de la matriz DFT, donde la submatriz de la matriz DFT está asociada con un intervalo de valores de retardo,

la matriz del libro de códigos en el dominio de la frecuencia está definida por la submatriz de la matriz DFT de tal forma que el tamaño de la matriz del libro de códigos en el dominio de la frecuencia se reduce sobre un libro de códigos en el dominio de la frecuencia definido por una matriz DFT completa, y

un número de vectores de la matriz del libro de códigos en el dominio de la frecuencia se reduce sobre un libro de códigos en el dominio de la frecuencia definido por la matriz DFT completa.

2. El receptor (300) de la reivindicación 1, donde la submatriz de la matriz DFT se selecciona en función de una dispersión de retardo de una respuesta de impulso de canal formada por haces obtenida al combinar los haces seleccionados de la matriz del libro de códigos espacial con una respuesta de impulso de canal MIMO.

3. El receptor (300) de la reivindicación 1 o 2, donde la matriz de libro de códigos de dominio de frecuen­ cia se define por

- las primeras N columnas de la matriz DFT, o

- las primeras N1 columnas y las últimas N2 columnas de la matriz DFT, o

- las columnas i1: i2 de la matriz DFT, o

- las columnas i1:i2 y las columnas i3:i4 de la matriz DFT.

4. El receptor (300) de cualquiera de las reivindicaciones anteriores, donde uno o más parámetros que indican la pluralidad de columnas de la matriz DFT que define el libro de códigos en el dominio de la frecuencia son conocidos a priori en el receptor (300) o están configurados por el transmisor (200).

5. El receptor (300) de cualquiera de las reivindicaciones anteriores, donde los retrasos dependen del haz espacial y la capa de transmisión, y donde

- un subconjunto de los retardos asociados con un subconjunto de los haces espaciales de una capa de transmi­ sión es idéntico, o

- el número de retardos para un subconjunto de haces espaciales de una capa de transmisión es idéntico, o - un subconjunto de los retardos es idéntico para un subconjunto de haces espaciales y capas de transmisión.

6. El receptor (300) de cualquiera de las reivindicaciones 1 a 4, donde el número de retardos y los retar­ dos por haz son idénticos para una capa de transmisión, de modo que todos los haces de una capa de transmisión están asociados con los mismos retardos.

7. El receptor (300) de cualquiera de las reivindicaciones anteriores, donde la matriz de precodificación se representa por

donde

- Nt es el número de antenas transmisoras del transmisor (200),

- U(r) es el número de haces para la capa r-ésima,

- Du(r) es el número de retardos para la r-ésima capa y el u-ésimo haz,

- ^d V ^(rM⁾.d es e| ¿.¿simo vector de retardo de tamaño S x 1 asociado con la r-ésima capa, el u-ésimo haz espacial y la p-ésima polarización del conjunto de antenas del transmisor;

b_- í_jjr)

- es el u-ésimo haz espacial asociado con la r-ésima capa;

( r )

- ^{Y v u} ’ ^d es un coeficiente de combinación complejo de haz de retardo escalar asociado con la r-ésima capa, uésimo haz espacial, d-ésimo retardo y la p-ésima polarización del conjunto de antenas del transmisor, y - a(r) es un factor de normalización para asegurar que la energía de transmisión total promedio sobre todas las capas del precodificador sea igual a un valor fijo.

8 El receptor (300) de cualquiera de las reivindicaciones anteriores,

donde el receptor (300) está configurado para retroalimentar los retardos del precodificador de retardo espacial (204) implícitamente, utilizando la realimentación implícita un identificador de retardo que indica los índices aso­ ciados con los respectivos vectores de columna de la matriz del libro de códigos en el dominio de la frecuencia, donde la retroalimentación de retardo implícita incluye uno o más identificadores de retardo, DI, indicando cada identificador de retardo un conjunto de índices L que están asociados con vectores de columna de la matriz del libro de códigos en el dominio de la frecuencia, siendo L el número total de retardos, y

donde el número de índices en los DI es idéntico o diferente con respecto a los haces espaciales.

9. El receptor (300) de la reivindicación 8, donde la retroalimentación (500) incluye, además de los DI específicos del haz que contienen índices para haces espaciales específicos, un DI común a X (X = 1... PU) haces espaciales, el DI común denota índices comunes a X haces espaciales.

10. El receptor (300) de la reivindicación 8 o 9, donde la retroalimentación (500) incluye un identificador de matriz de precodificación, PMI que indica un primer número de índices que indican los respectivos haces espaciales, un segundo número de índices que indica los respectivos coeficientes de combinación de dominio de retardo com­ plejo , y un tercer número de índices que indican los retardos contenidos en los identificadores de retardo.

11. El receptor (300) de cualquiera de las reivindicaciones anteriores, donde las entradas de la matriz del libro de códigos espacial están representadas por vectores de columna de N/2 longitudes, siendo N el número de puertos de antena, donde el m-ésimo vector (m = 1, ... , N/2) contiene un solo 1 en la m-ésima posición y ceros en el resto.

12. Un transmisor (200), que comprende:

un conjunto de antenas que tiene una pluralidad de antenas para una comunicación inalámbrica con uno o más receptores (300); y

uno o más precodificadores conectados al conjunto de antenas, el precodificador para aplicar un conjunto de ponderaciones de formación de haces a una o más antenas del conjunto de antenas para formar, mediante el conjunto de antenas, uno o más haces de transmisión,

donde el transmisor (200) está configurado para determinar los pesos de formación de haces en respuesta a una retroalimentación (500) recibida de un receptor (300), la retroalimentación (500) indica retardos, implícitamente, y coeficientes de precodificador complejos, explícita o implícitamente, de uno o más precodificadores de retardo espacial (204) para una o más capas de transmisión y

transmitir antenas en el transmisor (200) para lograr una propiedad predefinida para una comunicación a través del canal de radio,

donde el precodificador de retardo espacial (204) tiene una estructura de doble etapa que comprende:

- una matriz de libro de códigos espacial que incluye vectores de formación de haces espaciales,

- una matriz de libro de códigos en el dominio de la frecuencia, donde cada vector de la matriz de libro de có­ digos en el dominio de la frecuencia está asociado con un retardo, y

- un elemento de combinación por capa para escalado complejo o combinación de uno o más de los vectores seleccionados de las matrices de libro de códigos espacial y/o de dominio de frecuencia,

donde una matriz DFT utilizada para construir la matriz de libro de códigos en el dominio de la frecuencia es una - )2 T Í \ -jzni(s-i)

d¡ = 1 e ^{° f s} ofs

matriz DFT sobremuestreada D = [do, d, dsof-i], donde, C * , ¡e z, J _ con Of siendo el factor de sobremuestreo de la matriz DFT y siendo S el número total de subportadores, o subban­ das, o bloques de recursos físicos, donde, cuando Of = 1, la matriz del libro de códigos en el dominio de la fre­ cuencia viene dada por una matriz DFT S x S, y

donde, cuando Of > 1, la matriz del libro de códigos en el dominio de la frecuencia viene dada por una matriz DFT sobremuestreada de tamaño S x (OfS -1),

caracterizado porque

la matriz del libro de códigos en el dominio de la frecuencia está definida por una submatriz de la matriz DFT, donde la submatriz de la matriz DFT está asociada con un intervalo de valores de retardo,

la matriz del libro de códigos en el dominio de la frecuencia está definida por la submatriz de la matriz DFT de manera que el tamaño de la matriz del libro de códigos en el dominio de la frecuencia se reduce sobre un libro de códigos en el dominio de la frecuencia definido por una matriz DFT completa, y

un número de vectores de la matriz del libro de códigos en el dominio de la frecuencia se reduce sobre un libro de códigos en el dominio de la frecuencia definido por la matriz DFT completa.

13. Una red de comunicación inalámbrica, que comprende:

al menos un receptor (300) de cualquiera de las reivindicaciones 1 a 11, y

al menos un transmisor (200) de la reivindicación 12.

14. Un procedimiento, que comprende:

recibir y procesar una señal de radio recibida a través de un canal de radio desde un transmisor (200), determinar, en base a la señal recibida, coeficientes de precodificador complejos y retardos de uno o más preco­ dificadores de retardo espacial (204) para una o más capas de transmisión

para lograr una propiedad predefinida para una comunicación sobre el canal de radio, y

retroalimentar al transmisor (200) los retardos determinados implícitamente y los coeficientes de precodificador complejos determinados explícita o implícitamente,

donde el precodificador de retardo espacial (204) tiene una estructura de doble etapa que comprende:

- una matriz de libro de códigos espacial que incluye vectores de formación de haces espaciales,

- una matriz de libro de códigos en el dominio de la frecuencia, donde cada vector de la matriz de libro de có­ digos en el dominio de la frecuencia está asociado con un retardo, y

- un elemento de combinación por capa para escalado complejo o combinación de uno o más de los vectores seleccionados de las matrices de libro de códigos espacial y/o de dominio de frecuencia,

donde una matriz DFT utilizada para construir la matriz de libro de códigos en el dominio de la frecuencia es una matriz DFT sobremuestreada D = [do, d, ..., dsof-1], donde

siendo Of el factor de sobremuestreo de la matriz DFT y S el número total de subportadores, subbandas o bloques de recursos físicos,

donde, cuando Of = 1, la matriz del libro de códigos en el dominio de la frecuencia viene dada por una matriz DFT S x S, y

donde, cuando Of > 1, la matriz del libro de códigos en el dominio de la frecuencia viene dada por una matriz DFT sobremuestreada de tamaño S x (OfS -1),

caracterizado porque

la matriz del libro de códigos en el dominio de la frecuencia está definida por una submatriz de la matriz DFT, donde la submatriz de la matriz DFT está asociada con un intervalo de valores de retardo,

la matriz del libro de códigos en el dominio de la frecuencia está definida por la submatriz de la matriz DFT de manera que el tamaño de la matriz del libro de códigos en el dominio de la frecuencia se reduce sobre un libro de códigos en el dominio de la frecuencia definido por una matriz DFT completa, y

se reduce un número de vectores de la matriz del libro de códigos en el dominio de la frecuencia sobre un libro de códigos en el dominio de la frecuencia definido por la matriz DFT completa.

15. Un procedimiento para formar uno o más haces para una comunicación inalámbrica entre un transmi­ sor (200) y uno o más receptores (300), comprendiendo el procedimiento:

aplicar un conjunto de pesos de formación de haces a una o más antenas de un conjunto de antenas para for­ mar, mediante el conjunto de antenas, uno o más haces de transmisión,

donde los pesos de formación de haces se determinan en respuesta a una retroalimentación (500) recibida de un receptor (300), indicando la retroalimentación (500) retardos, implícitamente, y

coeficientes de precodificador complejos, explícita o implícitamente, de uno o más precodificadores de retardo espacial (204) para una o más capas de transmisión y antenas de transmisión en el transmisor (200) para lograr una propiedad predefinida para una comunicación sobre el canal de radio,

donde el precodificador de retardo espacial (204) tiene una estructura de doble etapa que comprende:

- una matriz de libro de códigos espacial que incluye vectores de formación de haces espaciales,

- una matriz de libro de códigos en el dominio de la frecuencia, donde cada vector de la matriz de libro de có­ digos en el dominio de la frecuencia está asociado con un retardo, y

- un elemento de combinación por capa para escalado complejo o combinación de uno o más de los vectores seleccionados de las matrices de libro de códigos espacial y/o de dominio de frecuencia,

donde una matriz DFT utilizada para construir la matriz de libro de códigos en el dominio de la frecuencia es una matriz DFT sobremuestreada D = [do, d, dsof-i], donde -) z m -j2 iri(s ^{: -}-i ⁱ) ^{n T}

_{d i =} 1 e ° f s . e ° f s

^{rS x l} _J = _— V _{v _} = _- í_{1, siendo Of el factor de sobremuestreo de la matriz} DFT y siendo S el número total de subportadores, subbandas o bloques de recursos físicos, donde, cuando Of = 1, la matriz del libro de códigos en el dominio de la frecuencia está dada por una matriz DFT S x S, y donde, cuando Of > 1, la matriz del libro de códigos en el dominio de la frecuencia viene dada por una matriz DFT sobremuestreada de tamaño S x (OfS -1),

caracterizado porque

la matriz del libro de códigos en el dominio de la frecuencia está definida por una submatriz de la matriz DFT, donde la submatriz de la matriz DFT está asociada con un intervalo de valores de retardo,

la matriz del libro de códigos en el dominio de la frecuencia está definida por la submatriz de la matriz DFT de manera que el tamaño de la matriz del libro de códigos en el dominio de la frecuencia se reduce con respecto a un libro de códigos en el dominio de la frecuencia definido por una matriz DFT completa, y

un número de vectores de la matriz del libro de códigos en el dominio de la frecuencia se reduce sobre un libro de códigos en el dominio de la frecuencia definido por la matriz DFT completa.

16. Un producto de programa informático no transitorio que comprende un medio legible por ordenador que almacena instrucciones que, cuando se ejecutan en un ordenador, realizan el procedimiento de la reivindicación 14 o 15.