ES2946008T3 - Sistema de comunicación de CDMA, producto de programa informático y procedimiento de comunicación asociados - Google Patents

Abstract

La invención se refiere a un sistema de comunicación (10) que comprende al menos un transmisor de datos CDMA (12) y un receptor de datos CDMA (14), en el que el transmisor de datos CDMA comprende al menos un codificador CDMA (18) configurado para codificar al menos cada uno bit de al menos dos flujos de datos distintos respectivamente por al menos dos códigos de ensanchamiento CDMA ortogonales, distintos y cada uno representativo de un bit de datos, siendo dichos códigos CDMA de códigos de ensanchamiento ortogonales ambos conocidos por al menos un mismo receptor, y comprendiendo cada uno n estando configurados los dos códigos de ensanchamiento CDMA para ser transmitidos simultáneamente en el mismo canal de transmisión a dicho al menos un receptor y presentar uno respecto al otro una atenuación de amplitud inferior a un umbral predeterminado. (Traducción automática con Google Translate, sin valor legal)

Description

DESCRIPCIÓN

Sistema de comunicación de CDMA, producto de programa informático y procedimiento de comunicación asociados La invención se refiere al campo de los sistemas de comunicación, también denominados sistemas de transmisión de datos y, más particularmente, de los sistemas de transmisión de datos de CDMA, es decir, basados en una modulación de CDMA, por ejemplo, de la corriente en un sistema de tipo de corriente portadora.

Un sistema de CDMA de este tipo está concretamente caracterizado por la posibilidad de una alta tasa de transferencia de datos.

El documento US-2003/0076872 A1 da a conocer un emisor de datos de alta tasa de transmisión, y un receptor de datos de alta tasa de transmisión que usa a la vez códigos de Walsh y funciones cuasi-ortogonales para ensanchar y desensanchar las señales emitidas y recibidas.

No obstante, y en concreto en el campo ferroviario, un sistema de CDMA de este tipo se pone en práctica en un entorno electromagnético intenso, es decir, en donde numerosas perturbaciones sean susceptibles de interferir con la señal, o incluso en donde se corra el riesgo de introducir distorsiones a lo largo del canal de transmisión entre el emisor y el receptor del sistema.

Por un lado, las perturbaciones pueden ser tales que la señal recibida haya experimentado una interferencia (es decir, la introducción de un ruido) que ya no permita reconocerla y extraer datos útiles a partir de la misma.

Por tanto, es necesario optimizar el emisor, con el fin de que la relación señal-ruido, así como la ganancia de la señal emitida, sean óptimas, de manera que se vuelva más robusto frente a eventuales interferencias del canal de transmisión.

En particular, en el campo ferroviario tales perturbaciones corresponden a ráfagas electromagnéticas transitorias rápidas (del inglés “ EMC [Electromagnetic compatibility] burst” ) muy potentes, que afectan sustancialmente a las señales de datos transmitidas, incluso impidiendo su correcta restitución.

Por otro lado, la distorsión (es decir, la deformación) introducida por un canal de transmisión cuya impedancia no se controle, tal como puede ser el caso, por ejemplo, usando corrientes portadoras, está caracterizada por una función de transferencia H(w), en donde w es la pulsación, que se expresa en función de la frecuencia f, según la ecuación:

La función de transferencia H es un número complejo.

Se caracteriza por un módulo |H(w)|. Con frecuencia, se prefiere hablar de ganancia, Ganancia(w), que, cuando se expresa de manera relativa en decibelios (dB), se obtiene mediante la relación: Ganancia(w) = 20 Log10 (|H(w)|). La ganancia representa la atenuación que ha experimentado la señal a través del canal de transmisión, para cada frecuencia (o pulsación) del espectro de interés.

La función de transferencia H también se caracteriza por su fase P(w), definida por la ecuación: P(w) = atan(lm(H(w)) / Re(H(w)), donde lm es la parte imaginaria del número complejo, y Re su parte real.

En este caso, el parámetro de interés es el retardo de grupo (“ group delay” , en inglés), que representa el retardo diferencial experimentado por cada frecuencia del espectro. El retardo de grupo se define por la ecuación:

Se sabe determinar la ganancia y el retardo de grupo de la función de transferencia, realizando una sucesión de mediciones en un intercambio de respuestas impulsionales entre el emisor y el receptor. No obstante, esta técnica necesita una parada temporal de la comunicación para el intercambio de estas señales impulsionales, lo cual reduce en la misma medida la tasa de transmisión útil del canal de transmisión.

Después, se conoce compensar, por un lado, la distorsión introducida a lo largo del canal de transmisión, usando algoritmos con frecuencia complejos, que requieren o bien el uso de filtros digitales, que algunas veces pueden divergir, o bien filtros de respuesta impulsional FIR (“ Finite Impulse Response Filter” , en inglés), que sólo funcionan con deformaciones de respuestas impulsionales simétricas y, por tanto, no pueden permitir corregir el retardo de grupo. Por otro lado, para compensar el ruido, se conoce eliminar los canales de transmisiones con ruido y/o repetir la información. No obstante, una solución de este tipo, que tiene como objetivo compensar el ruido, se pone en práctica en perjuicio de la tasa de transmisión de datos transmitidos. Por tanto, la invención tiene como objetivo responder a al menos uno de los problemas anteriormente citados, al menos para reforzar la inmunidad electromagnética del sistema de comunicación y/o detectar los parámetros de distorsión, evitando cualquier interrupción de la transmisión y/o corregir esta distorsión y/u optimizar la tasa de transmisión de datos transmitidos.

Para ello, la invención tiene por objeto un sistema de comunicación según la reivindicación 1.

Según realizaciones particulares, el sistema comprende una o varias de las siguientes características, tomadas de manera aislada, o según cualquier combinación técnicamente posible:

- el emisor de dato(s) de CDMA es un emisor por corriente portadora en línea;

- dichos al menos dos códigos de CDMA de ensanchamiento ortogonales corresponden a uno de los dos pares de tamaño n = 32:

- P1 = 00000110111010011100011011010110 y,

- P 2= 00001110100010101001011001111011

o al par de códigos:

- P1 =00100001100101101010111010001111 y,

- P2 = 01101011011000111001011101100000;

- el emisor comprende una herramienta de sincronización de dichos al menos dos códigos de CDMA de ensanchamiento ortogonales, siendo la herramienta de sincronización apropiada para desplazar dichos al menos dos códigos de CDMA de ensanchamiento ortogonales por un elemento;

- el receptor de dato(s) de CDMA comprende al menos un módulo de control de compatibilidad electromagnética en el interior de una señal de CDMA recibida por el receptor,

comprendiendo la señal de CDMA recibida datos representativos de los dos códigos de CDMA de ensanchamiento ortogonales,

siendo el módulo de control de compatibilidad electromagnética apropiado para limitar, la amplitud de la señal de CDMA recibida, a un nivel de amplitud, en valor absoluto, determinado en función del tamaño n de dichos al menos dos códigos de CDMA de ensanchamiento;

- el módulo de control de compatibilidad electromagnética está configurado para usar el nivel de amplitud, en valor absoluto, resultante de la aplicación de una función f afín de recorte a dicho tamaño n de dichos al menos dos códigos de CDMA de ensanchamiento ortogonales de la forma: f(n) = an b;

- el receptor comprende, además, conectado a la salida del módulo de control de compatibilidad electromagnética, un módulo de determinación de la ganancia y del retardo de grupo asociados a una función de transferencia del canal de transmisión del sistema de comunicación CDMA,

- comprendiendo el módulo de determinación una herramienta de comparación apropiada para comparar en tiempo real, y de manera simultánea a la transmisión de la señal de CDMA, la fase y la amplitud del espectro de la señal de CDMA recibida por el receptor con el espectro de una señal de CDMA esperada asociada a los dos códigos de CDMA de ensanchamiento ortogonales;

- el módulo de determinación comprende una herramienta de muestreo de la señal recibida, que suministra una señal muestreada en la entrada de una herramienta de aplicación de una transformada rápida de Fourier a la señal muestreada, asociando la herramienta de muestreo, según su frecuencia de muestreo a cada código de CDMA de la señal recibida v muestras, siendo el tamaño de la transformada de Fourier igual a v, y

para un múltiplo s .v de v muestras, siendo s un número entero tal como 1 < s < 10, el módulo de determinación está configurado para determinar la ganancia y el retardo de grupo, a partir de una muestra r con 1 < r < (s - 1), presentando v un mínimo de la variación del retardo de grupo, para las r - v 1 muestras anteriores, siendo la variación del retardo de grupo igual a la suma de los v valores absolutos de las desviaciones de retardo de grupo, para las r - v 1 muestras anteriores asociadas a los dos códigos de CDMA de ensanchamiento ortogonales, o bien cuando los dos códigos de CDMA de ensanchamiento ortogonales sean ambos representativos, respectivamente, de dos bits de igual valor, o bien cuando los dos códigos de CDMA de ensanchamiento ortogonales sean ambos representativos, respectivamente, de dos bits de valor diferente; - el receptor comprende, además, conectado a la salida del módulo de determinación de la ganancia y del retardo de grupo, un módulo de corrección de la función de transferencia del canal de transmisión del sistema de comunicación de CDMA, siendo el módulo de corrección apropiado para aplicar, a la señal recibida, una función de corrección correspondiente a la función compleja conjugada de la función de transferencia determinada a partir de la ganancia y del retardo de grupo asociados a la función de transferencia;

- el módulo de corrección comprende un filtro de respuesta impulsional, asociado a la función compleja conjugada, cuyos v coeficientes están ordenados en orden inverso a los coeficientes del filtro de respuesta impulsional asociado a la función de transferencia del canal de transmisión.

La invención también tiene por objeto un procedimiento de comunicación puesto en práctica por el sistema de comunicación según la presente invención, comprendiendo el procedimiento de comunicación al menos una de las siguientes etapas asociadas, respectivamente, al codificador de CDMA del emisor y/o al módulo de control de compatibilidad electromagnética, y/o al módulo de determinación de la ganancia y del retardo de grupo asociados a la función de transferencia del canal de transmisión, y/o al módulo de corrección de la función de transferencia del receptor, a saber:

- la codificación de cada bit de al menos dos flujos de datos distintos, respectivamente, mediante al menos dos códigos de CDMA de ensanchamiento ortogonales, distintos y representativos, cada uno, de un bit de dato, conociéndose ambos de dichos códigos de CDMA de ensanchamiento ortogonales por al menos un mismo receptor, y comprendiendo cada uno n elementos, estando los dos códigos de CDMA de ensanchamiento configurados para transmitirse simultáneamente en un mismo canal de transmisión, a dicho al menos un receptor, y/o

- la limitación, de la amplitud de la señal de CDMA recibida S^r, a un nivel de amplitud, en valor absoluto, determinado en función del tamaño n de dichos al menos dos códigos de CDMA de ensanchamiento, y/o

- la determinación de la ganancia y del retardo de grupo asociados a la función de transferencia del canal 16 de transmisión, mediante comparación en tiempo real, y de manera simultánea a la transmisión de la señal de CDMA, en fase y en amplitud, del espectro de la señal S^r de CDMA recibida por el receptor con el espectro de señal S^a de CDMa esperada asociada a los dos códigos de CDMA de ensanchamiento ortogonales, y/o

- la corrección de la función de transferencia del canal de transmisión del sistema de comunicación CDMA, mediante aplicación, a la señal recibida S^r, de una función de corrección correspondiente a la función compleja conjugada de la función de transferencia.

La invención también tiene por objeto un programa informático que comprende instrucciones informáticas que, cuando se ejecutan por un ordenador, ponen en práctica un procedimiento tal como se definió anteriormente.

La invención y sus ventajas se comprenderán mejor tras la lectura de la siguiente descripción detallada de una realización particular, facilitada únicamente a modo de ejemplo no limitativo, realizándose esta descripción haciendo referencia a los dibujos adjuntos, en donde:

- la Figura 1 es una representación, en forma de bloques, del sistema de comunicación según la invención;

- la Figura 2 es un gráfico que representa la estructura de la señal transmitida por el emisor de datos del sistema de comunicación según la invención;

- la Figura 3 es un gráfico que ilustra el procesamiento de señal puesto en práctica por un módulo de control de compatibilidad electromagnética del sistema de comunicación según la invención;

- la Figura 4 es un esquema que ilustra cuatro posibilidades de combinaciones de dos códigos de CDMA de ensanchamiento ortogonales transmitidos simultáneamente y en un mismo canal de transmisión;

- la Figura 5 es un gráfico que ilustra la ganancia y el retardo de grupo para dos muestras de medición distintas;

- la Figura 6 es un gráfico que ilustra la desviación de retardo de grupo para dos códigos de CDMA de ensanchamiento ortogonales representativos de dos bits de igual valor, y para dos códigos de CDMA de ensanchamiento ortogonales representativos de dos bits de valor diferente;

- la Figura 7 es un gráfico que representa el efecto de la corrección puesta en práctica por el módulo de corrección según la invención.

A continuación, en la descripción, la expresión “ sustancialmente” expresará una relación de igualdad de más o menos el 10 %.

Haciendo referencia a la Figura 1, el sistema 10 comprende un emisor 12 y un receptor 14 distribuidos a ambos lados de un canal 16 de transmisión.

El emisor 12 comprende al menos un módulo de codificación o codificador 18, apropiado para leer en la entrada un dato que vaya a transmitirse, por ejemplo, almacenado en una fila de una memoria del emisor 12, y para codificarlo antes de emitirlo en el canal 12 de transmisión.

El dato está constituido por una sucesión de bits, por ejemplo, ocho bits de datos.

El codificador codifica un bit de datos, por medio de un código de ensanchamiento de espectro (código SS, del inglés “ spread spectrum code”), por ejemplo, que comprende n elementos (del inglés “ chips” ). Dicho de otro modo, el uso de un código SS equivale a sustituir cada bit por un polinomio de n elementos.

Más precisamente, el código SS que representa el valor alto de un bit, a saber, uno, está constituido por la sucesión de n elementos predefinidos, por ejemplo, para n = 7, el código SS 0001101, y el complemento, por ejemplo, 1110010, asociado al valor bajo de un bit, a saber, cero.

Por tanto, un código SS presenta la propiedad de dividir la tasa de transmisión entre n, siendo la tasa de transmisión de elemento (en inglés, “ chip rate”) n veces más lenta que la tasa de transmisión de datos (en inglés, “ data rate” ). En compensación, un código SS presenta una buena inmunidad en cuanto a compatibilidad electromagnética, lo cual se busca, concretamente, en el campo ferroviario, caracterizado por un entorno electromagnético intenso.

Para mejorar la tasa de transmisión de datos, el emisor 12 según la invención, es apropiado para codificar cada bit de dos flujos de datos distintos, respectivamente, mediante al menos dos códigos de CDMA de ensanchamiento ortogonales, distintos y representativos, cada uno, de un bit de dato, y para transmitir estos dos códigos de ensanchamiento simultáneamente en el mismo canal 16 de transmisión, al receptor 14.

En efecto, algunos códigos SS (es decir, polinomios) son apropiados, debido a su valor, para aumentar la relación señal-ruido (SNR, del inglés “ Signal-to-Noise-Ratio” ).

Combinar al menos dos códigos SS de manera simultánea permite beneficiarse de una ganancia en la relación señalruido, al tiempo que al menos se duplica la tasa de transmisión.

Para ello, se pone en práctica una adición aritmética de los elementos (chips) de cada uno de los dos códigos SS.

Más precisamente, para determinar automáticamente los códigos SS ortogonales apropiados para aumentar la relación señal-ruido, el emisor 12 comprende, opcionalmente, una herramienta de correlación de códigos de CDMA de ensanchamiento (es decir, código SS), no representada, configurada para correlacionar un código de CDMA de ensanchamiento, con el conjunto de sus permutaciones posibles, y/o para correlacionar un código de CDMA de ensanchamiento, con todas las permutaciones posibles de al menos otro código de CDMA de ensanchamiento.

Una herramienta de correlación de este tipo es apropiada para determinar, para un tamaño n de código SS, la correlación de un código SS dado, con todas sus permutaciones, incluyendo la inversión asociada a un cambio de valor de bit (de 0 a 1, o a la inversa) para un mismo código SS, por ejemplo, el código SS 0001101 asociado al valor 1, seguido por su complemento 1110010 asociado al valor 0.

Más precisamente, por correlación, se entiende la suma de los productos, de elemento en elemento, del código SS de tamaño n de un flujo de datos transmitido, que comprende, por ejemplo, los n = 7 elementos transmitidos, numerados de 0 a 6, con los n elementos desplazados por un elemento siguiente, correspondiente, según el mismo ejemplo, a los n = 7 elementos transmitidos, numerados de 1 a 7.

Por tanto, se considera, por ejemplo, un flujo de datos codificado por un código SS 0001101 asociado al valor de bit uno (y 1110010, cuando está asociado al valor de bit cero), que adopta sucesivamente los tres valores de bit 1, 1,0 y, por tanto, veintiún elementos p (chips), numerados de cero a veinte.

Sustituyendo los 0 por -1, para no tener un producto nulo, la correlación (p = 7, donde p es el elemento asociado al rango más alto) se obtiene según la siguiente relación de elemento en elemento:

Asimismo:

A partir de esta correlación, la relación señal-ruido asociada a un código SS (SNR dentro de código SS) corresponde a la amplitud más alta de la curva de correlación, con respecto al ruido obtenido, en función del elemento p considerado.

El emisor según la presente invención, usa, opcionalmente, una herramienta de selección para seleccionar, para un tamaño n de código SS, el o los códigos SS cuya relación señal-ruido intrínseca sea máxima.

Por otro lado, ventajosamente, según un aspecto de la invención, el emisor es apropiado para usar, incluso extraer, a partir de los códigos SS obtenidos anteriormente, cuya relación señal-ruido sea máxima, el o los código(s) SS cuyo valor medio sea nulo (es decir, el o los código(s) SS que comprendan tantos elementos p de valor 0, como elementos p de valor 1, con una precisión de uno), con el fin de evitar transmitir una componente continua apropiada para desaparecer a lo largo de una transmisión en el canal 16 de transmisión.

Opcionalmente, la herramienta de selección también es apropiada para optimizar la elección del código SS o de los códigos SS que van a usarse de manera que se maximice la ganancia y la relación señal-ruido asociadas al/a los código(s) SS, al tiempo que se minimice el tamaño n de código(s) SS usado, con el fin de limitar la pérdida de tasa de transmisión. La ganancia en dB asociada a cada código SS es según la siguiente relación: Ganancia (código SS) = 20 * logio(n), donde n es el tamaño del código SS. Dicho de otro modo, la herramienta de selección según la invención, es apropiada para determinar el o los códigos SS asociados al mejor compromiso entre ganancia, relación señal-ruido, y tasa de transmisión.

Según otro aspecto, la herramienta de correlación también está configurada para correlacionar un código de CDMA de ensanchamiento (código SS 1) con todas las permutaciones posibles de al menos otro código de CDMA de ensanchamiento (código SS 2), con el fin de determinar los conjuntos (es decir, par, triplete, etc.) de códigos SS que no se perturben mutuamente cuando se combinen, es decir, con una relación señal-ruido entre códigos SS superior a un nivel predeterminado.

Tal relación señal-ruido entre códigos SS (SNR entre códigos SS), se obtiene a partir de la correlación correspondiente a la suma aritmética, elemento por elemento (chip por chip), de dos códigos s S distintos, considerando la correlación de un primer código SS 1 con todas las permutaciones de cada otro segundo código SS 2 posible asociado al mismo tamaño n que el del primer código SS 1, incluyendo las permutaciones una inversión del valor de un mismo segundo código SS 2, debido a un cambio de bit del que el segundo código SS 2 es representativo.

A partir de esta correlación, la relación señal-ruido entre códigos SS (SNR entre códigos SS) correspondiente, por ejemplo, a la amplitud del pico de correlación con respecto al ruido inducido por el otro código SS, puede determinarse mediante la herramienta de correlación. Y a partir de esta relación señal-ruido entre códigos SS, la herramienta de selección anteriormente mencionada selecciona los códigos SS que van a transmitirse simultáneamente, de manera que se multiplica la tasa de transmisión asociada al envío de un único código SS a la vez, al tiempo que se garantiza una alta ganancia y SNR.

Por ejemplo, códigos SS de tamaño n = 32, a saber, pares de polinomios P1, P2, respectivamente, asociados a cada código SS 1, o código SS 2:

el primer par:

- P1 = 00000110111010011100011011010110 (correspondiente al valor decimal 115984086) y,

- P2 = 00001110100010101001011001111011 (correspondiente al valor decimal 243963515),

o el segundo par:

- P1 = 00100001100101101010111010001111 (correspondiente al valor decimal 563523215) y,

- P2 = 01101011011000111001011101100000 (correspondiente al valor decimal 1801688928);

permiten obtener dos códigos SS ortogonales, transmisibles de manera simultánea, que presentan, cada uno, una SNR entre códigos SS del orden de 12 dB y, por tanto, cuando se combinan en el interior de una misma señal transmitida en un mismo canal, una SNR resultante del orden de 11 dB en cada uno de ellos, y una ganancia del orden de 30,1 dB, lo cual representa un compromiso óptimo entre ganancia, tasa de transmisión y relación señal-ruido.

Según otra realización, el emisor según la presente invención, está desprovisto de herramienta de correlación y/o de herramienta de selección, y usa directamente uno de los pares de código SS 1, código SS 2 anteriormente mencionados, conociéndose ambos de este par de código SS 1 y código SS 2, por al menos un mismo receptor.

Por tanto, con respecto a la Figura 2, la señal S^t transmitida corresponde a la transmisión simultánea en el mismo canal 16 de transmisión, de dos flujos de datos distintos F1 y F2, cuyos bits están, respectivamente, codificados cada uno por el código SS 1 asociado al valor de bit 1 (o su complemento código SS 1, asociado al valor de bit 0), y el código SS 2 asociado al valor de bit 1 (o su complemento código SS 2, asociado al valor de bit 0). Dicho de otro modo, la señal S^t transmitida corresponde a la adición aritmética, elemento por elemento (chip por chip), del código SS 1 y el código SS 2, o de sus complementos según el valor de bits codificados de manera simultánea.

En una variante, una adición aritmética de este tipo equivale a una combinación lineal, elemento por elemento (chip por chip), del código SS 1 y el código SS 2, de manera que la amplitud asociada al código SS 1 y la amplitud asociada al código SS 2, presentan entre sí, como máximo, una atenuación sustancialmente igual a 6 dB.

Dicho de otro modo, las amplitudes asociadas a los dos códigos SS 1 y 2 siguen siendo comparables entre sí, lo cual corresponde a dos localizaciones de los puntos de inyección en el canal 16 de transmisión de los flujos de datos F1 y F2, respectivamente, asociados al código SS 1 y al código SS 2, separados una distancia inferior a un umbral predeterminado que permita garantizar una atenuación, como máximo, igual a 6 dB, por ejemplo, entre estas dos señales.

Opcionalmente, para obtener una relación señal-ruido óptima, se sincroniza la transmisión simultánea de estos dos flujos de datos distintos F1 y F2 en el interior del mismo canal 16 de transmisión. Para ello, el emisor 12 comprende una herramienta de sincronización no representada, apropiada para desplazar los dos flujos de datos F1 y F2 por un elemento (chip) de código de ensanchamiento (es decir, código SS).

En efecto, la SNR entre códigos SS también depende de la fase entre los dos códigos SS y, para los pares de códigos SS anteriormente mencionados, el desplazamiento de k = 1 chip, es decir, el flujo F2 que precede, por ejemplo, al flujo F1, por un elemento de código SS (chip), permite optimizar esta fase entre los polinomios P1 y p2, respectivamente, asociados a los códigos, código SS 1 y código SS 2.

En ausencia de esta herramienta de sincronización, el emisor es apropiado para funcionar correctamente, debido a que se garantiza que la amplitud asociada al código SS 1 y la amplitud asociada al código SS 2 siguen siendo comparables, presentando entre sí, como máximo, una atenuación, por ejemplo, sustancialmente igual a 6 dB.

El canal 16 de transmisión puede ser cualquier medio. Preferiblemente, se trata de una línea eléctrica entre el emisor y el receptor, y la señal se transmite en forma de una corriente portadora modulada según el procedimiento de CDMA. Dicho de otro modo, el emisor 12 y el receptor 14 son, respectivamente, un emisor/receptor por corriente portadora en línea.

El receptor 14 comprende una cadena de procesamiento de la señal recibida S^r tras el paso en el canal 16 de transmisión. Una cadena de procesamiento de la señal de este tipo comprende, por ejemplo, tras la recepción de la señal recibida S^r, un filtro de paso bajo analógico antisolapamiento, no representado, configurado para filtrar la señal recibida S^r según el criterio de Shannon, con el fin de rechazar las frecuencias más allá del límite superior de la banda pasante de la señal recibida S^r.

Según el teorema de Shannon, la frecuencia fc de corte de un filtro de este tipo según la invención es, por un lado, apropiada para atenuar, por ejemplo, en al menos 20 dB, las señales que presentan una frecuencia más allá de la frecuencia de muestreo fe dividida entre dos.

Por otro lado, según la presente invención, la frecuencia fc de corte de un filtro de este tipo, se determina de manera que se conserve el espectro (es decir, la banda de frecuencia) más grande posible, y para ello, la frecuencia fc es lo más próxima posible a fe/2, de manera que se suministre una respuesta impulsional lo más corta posible.

Dicho de otro modo, según la presente invención, a fe/2 el filtro usado según la presente invención es apropiado para cortar la señal a -20 dB, de manera que se facilite el recorte detallado a continuación.

Después, la salida de un filtro de paso bajo de este tipo es apropiada para conectarse a un convertidor analógicodigital (ADC), apropiado para convertir la señal recibida a partir del canal de transmisión en una señal digital. Según el teorema de Shannon, se conoce que un ADC debe funcionar a una frecuencia de muestreo fe al menos dos veces superior a la frecuencia característica de la señal recibida.

En el presente caso, siendo la frecuencia característica la definida por la estructura del código SS usado por el emisor 12, y conocida por el receptor 14, la frecuencia de muestreo fe del ADC según la presente invención, es exactamente dos veces superior a la de los elementos del código SS, de manera que se obtengan exactamente dos puntos de medición por elemento. Por tanto, el ADC produce una señal digital que presenta dos puntos de medición por elemento, “ chip” , del código SS usado para codificar un bit de datos.

Además, según la invención, la cadena de procesamiento de la señal recibida Sr del receptor 14, también comprende, después del filtro analógico de paso bajo antisolapamiento y del ADC, al menos uno o varios de los siguientes módulos electrónicos: un módulo 20 de control de compatibilidad electromagnética en el interior de la señal recibida, un módulo 22 de determinación de la ganancia y del retardo de grupo asociados a la función de transferencia H(w) del canal 16 de transmisión, un módulo 24 de corrección de la función de transferencia H(w) del canal 16 de transmisión, y un decodificador 26 de datos.

Estos módulos del receptor 14 se describen sucesivamente a continuación.

El módulo 20 de control de compatibilidad electromagnética (CEM) está opcionalmente integrado en el receptor 14 del sistema 10 de comunicación, para reforzar la inmunidad del sistema 10 de comunicación en un entorno de CEM intenso, tal como el de las comunicaciones de datos en los transportes ferroviarios.

Un módulo 20 de control de compatibilidad electromagnética de este tipo, es apropiado para conectarse a la salida del ADC y aguas arriba de cualquier otra herramienta de filtrado, excepto por el filtro analógico antisolapamiento anteriormente mencionado, apropiado para suministrar la respuesta impulsional más corta posible, con el fin de no ensanchar el efecto de las ráfagas de impulsos electromagnéticos transitorios y rápidos (o transitorios rápidos en ráfagas, del inglés "EMC burst” ), apropiadas para provocar distorsiones de las señales transmitidas en el interior del canal 16 de transmisión.

En efecto, en un vehículo ferroviario, los sistemas de comunicaciones se ven sometidos a ráfagas de impulsos electromagnéticos transitorios y rápidos (del inglés “ EMC burst” ), apropiados para interferir con las señales transmitidas en el interior de un canal de transmisión.

Entre estas ráfagas (es decir, ”bursts”), algunas denominadas “ cortas” presentan, concretamente, una anchura de 50 ns, correspondiente a una función Dirac, o “ Dirac” , hasta una frecuencia de muestreo fe de 2/50 ns, es decir, 40 MHz. Un Dirac de este tipo, que entra en una cadena de filtrado, una transformada rápida de Fourier FFT (del inglés “ Fast Fourier Transform” ) u otro, es apropiado para traducirse mediante la generación de su propia respuesta impulsional (ruido potente de espectro ensanchado y difícil de eliminar).

Dicho de otro modo, retomando el ejemplo según el cual un flujo de datos se codifica por un código SS 0001101 asociado al valor de bit uno (y 1110010 cuando está asociado al valor de bit cero), que adopta sucesivamente los tres valores de bit 1, 1, 0 y, por tanto, veintiún elementos p (chips) numerados de cero a veinte.

El código SS recibido asignado a nivel del elemento (chip) p numerado 5 por una ráfaga de impulsos electromagnéticos de este tipo cuya amplitud es igual a 16 presenta, por ejemplo, la siguiente forma:

0 0 01 1 161, en lugar de 0001101.

Por consiguiente, el resultado de la correlación tal como se describió anteriormente, también se ve afectado: correlación (p = 7) = I(-1, -1, -1,1,1, -1,1) * (-1, -1, 1, 1, 15 (16 -1), 1, -1) = 1 1 -1 1 15 -1 -1 = 15, en lugar de -1, tal como se indicó anteriormente.

El receptor 14, también dotado de una herramienta de correlación, no representada, concretamente, para decodificar los datos, el receptor 14 conociendo el o los códigos SS emitidos por el emisor 12, se ve, entonces, dificultado durante la decodificación, por tales ráfagas de impulsos electromagnéticos. En efecto, debido a estos últimos, la media de los picos de correlación es apropiada para falsearse, provocando en primer lugar la decodificación de un bit erróneo, incluso, si esto se repite con demasiada frecuencia, conllevando una pérdida de sincronismo del receptor de CDMA, y la pérdida de los datos recibidos en el momento de la pérdida de sincronismo.

Para resolver esto, el módulo 20 de control de compatibilidad electromagnética según la presente invención, está configurado para limitar la amplitud de la señal recibida Sr a un nivel de amplitud, en valor absoluto, determinado en función del tamaño n de dicho al menos un código de CDMA de ensanchamiento (es decir, código SS).

En efecto, una ráfaga de impulsos electromagnéticos, o “ burst” , no tiene ningún impacto sobre un código SS, mientras su amplitud permanezca inferior al tamaño n del polinomio asociado al código SS.

Más precisamente, el módulo 20 de control de compatibilidad electromagnética está configurado para usar el nivel de amplitud, en valor absoluto, resultante de la aplicación de una función f afín de recorte al tamaño n del al menos un código de CDMA de ensanchamiento (es decir, código SS) usado por el emisor 12 y conocido por el receptor 14, siendo la función f afín de la forma: f(n) = an b.

En particular, el módulo de control de compatibilidad electromagnética comprende una herramienta de medición, no representada, apropiada para medir, según al menos una iteración, la señal recibida S^r en una ventana temporal de tamaño predeterminado igual a m muestras.

En particular, según la presente invención, la medición se pone en práctica de manera que no se vea afectada por ningún ruido durante dicha medición. Para ello, las ventanas temporales de mediciones usadas presentan una duración más corta que el periodo de aparición del ruido, lo cual permite obtener varias mediciones que no se vean afectadas por el ruido. Además, se pone en práctica un filtrado para suprimir las mediciones que se vean afectadas por el ruido, basándose un filtrado de este tipo en la supresión de las iteraciones de mediciones que presentan los valores de amplitud más altos (por ejemplo, los dos más altos), y los menos altos (por ejemplo, los dos menos altos), en los que es susceptible de haber tenido impacto el ruido.

Por ejemplo, para uno o varios códigos SS usados por el emisor 12, y conocidos por el receptor 14, de tamaño n = 32, la herramienta de medición está configurada para usar el tamaño m de ventana temporal, proporcional al tamaño n del al menos un código SS, por ejemplo, m = 4 * 32 * 2 = 256 muestras, donde la cifra 2 representa la frecuencia de muestreo fe, ya que es al menos dos veces superior a la frecuencia característica de la señal recibida Sr. Dicho de otro modo, para una iteración de medición, el tamaño m = 256 de la ventana de medición es igual a cuatro veces el tamaño del código SS muestreado (que comprende 2 * 32 muestras), siendo la frecuencia de muestreo fe del ADC, según la invención, exactamente dos veces superior a la de los elementos del código SS, de manera que se obtengan exactamente dos puntos de medición por elemento.

Se ponen en práctica varias iteraciones sucesivas de mediciones, al tiempo que se limita su número M, de manera que la ventana global de análisis (correspondiente a la suma de las M * m muestras) sigue siendo inferior al periodo de repetición de las ráfagas de impulsos electromagnéticos.

En efecto, al ser la repetición del ruido, correspondiente a ráfagas de impulsos electromagnéticos (es decir, “bursts” ), denominadas “ cortas” , por ejemplo, de 15 KHz, correspondiente a una duración de 67 ps, la ventana temporal global de análisis comprende, por ejemplo, 10 < M < 14, o incluso M = 12 iteraciones, es decir, 12 * 256 muestras, lo cual corresponde, para una frecuencia de muestreo fe, a 54,19 MHz, a 56 ps (12 * 256 / (54,19 * 106) (es decir, una ventana temporal global de análisis más corta que el intervalo de repetición de las ráfagas de impulsos electromagnéticos igual a 67 ps).

Para cada iteración de medición (es decir, cada m = 256 muestras), la herramienta de medición es apropiada para determinar y almacenar, en la memoria del receptor 14, o en una memoria dedicada, la media Vabs del valor absoluto de las m muestras, y la media Vmedia del valor real de las m muestras.

A partir de estos valores Vabs y Vmedia, para el número M predeterminado de iteraciones de medición, la herramienta de medición es, además, apropiada para determinar las constantes a y b de la función afín de recorte f(n) = an b, y para aplicarlas a la siguiente iteración, siendo a proporcional, según un factor q, a la media Vabsmedia de las (M - 2j) medias Vabs del valor absoluto de las m muestras de cada una de las M iteraciones, correspondiendo j a los números de los valores más grandes y más pequeños extraídos antes de la determinación de la media de las M medias Vabs del valor absoluto de las m muestras de cada una de las M iteraciones, siendo b igual a la media Vmediamedia de las (M-2j) medias Vmedia de las m muestras de cada una de las M iteraciones, correspondiendo 2j a los números de los valores más grandes y más pequeños extraídos antes de la determinación de la media de las M medias Vmedia de las m muestras de cada una de las M iteraciones.

Por ejemplo, para j = 2, M = 12, en las doce últimas medidas, se extraen los dos valores más grandes y los dos valores más pequeños de Vabs y Vmedia, y se obtienen, respectivamente, las medias Vabsmedia y Vmediamedia a partir de los resultados Vabs y Vmedia asociados a las ocho iteraciones restantes.

Una vez determinadas las medias Vabsmedia y Vmediamedia, el módulo de control de compatibilidad electromagnética según la presente invención, limita la amplitud de la señal recibida al nivel de amplitud f = a n b = q * n * Vabsmedia Vmed¡amed¡a, con 0 < q < 1, de manera que se limite el impacto de las ráfagas electromagnéticas sobre la decodificación

- < q < -posterior. Preferiblemente, 8 2 , de manera que se garantice un margen cómodo, para evitar cualquier efecto indeseable de las ráfagas electromagnéticas sobre la decodificación.

En la Figura 3 se ilustra una limitación de este tipo, en donde las ráfagas electromagnéticas 28 se recortan en valor absoluto, filtrándose la amplitud de las ráfagas electromagnéticas 28 superiores al valor f, y extrayéndose tal como se representa en la primera zona 30 de recorte. La zona 32, separada de la zona 30 de recorte, representa la zona de señal conservada tras el recorte, esta zona 32 comprende la zona 34 de señal útil.

Por tanto, el módulo 20 de control de compatibilidad electromagnética según la presente invención, es apropiado para saturar la amplitud de las ráfagas electromagnéticas, sin alterar la señal útil, en la medida en que, tal como se indicó anteriormente, el filtrado puesto en práctica según la presente invención (incluido el filtro antisolapamiento), presenta una frecuencia fc de corte determinada, de manera que se conserve el espectro (es decir, la banda de frecuencia) más grande posible, de manera que se suministre una respuesta impulsional lo más corta posible.

Según la realización de la Figura 1, la salida del módulo 20 opcional de control de compatibilidad electromagnética está conectada al módulo 22 de determinación de la ganancia y del retardo de grupo asociados a la función de transferencia H(w) según la presente invención.

Este módulo 22 de determinación de las características de la función de transferencia H(w), se basa en la comparación, en tiempo real, en fase y en amplitud, del espectro de un código SS esperado S^a, correspondiente al código SS transmitido y conocido (es decir, memorizado) por el receptor 14 con el de un código SS realmente recibido S^r y, por tanto, afectado por la función de transferencia H(w) del canal 16 de transmisión.

Dicho de otro modo, el módulo 22 de determinación comprende una herramienta de comparación apropiada para comparar, en tiempo real y de manera simultánea a la transmisión de la señal de CDMA, la fase y la amplitud del código SS esperado S^a , correspondiente al código SS transmitido y conocido (es decir, memorizado) por el receptor 14 con el del código SS realmente recibido S^r .

Por tanto, a diferencia del estado de la técnica, no se necesita ninguna interrupción de la transmisión CDMA (es decir, la comunicación entre emisor y receptor que está poniéndose en práctica) en la recepción, para determinar la ganancia y el retardo de grupo asociados a la función de transferencia H(w).

El módulo 22 de determinación de las características de la función de transferencia H(w) comprende una herramienta de aplicación de una transformada de Fourier, no representada. Más precisamente, la herramienta aplica una transformada rápida de Fourier sobre la señal digital, procedente o bien directamente de la herramienta de muestreo, o bien del módulo 20 opcional de control de compatibilidad electromagnética, para obtener en la salida una señal transformada.

Para esta transformación, la herramienta selecciona, en la señal digital, una palabra que, en la presente realización, presenta una longitud de v = 64 muestras sucesivas (es decir, el número v de muestras igual al producto de la frecuencia de muestreo fe, por el tamaño n = 32 de códigos SS utilizado en la emisión). Por tanto, la longitud de una palabra corresponde a la longitud en la que se muestrea el código SS utilizado.

Por tanto, la transformada rápida de Fourier de tamaño v se aplica a una palabra seleccionada entre los instantes de muestreo r y r 63, en donde r corresponde a la primera muestra del código SS muestreado, que comprende 64 muestras.

A continuación, r = 1 corresponde al primer bit del código SS esperado SA.

El módulo 22 de determinación de ganancia y de retardo de grupo está configurado para determinar la ganancia y el retardo de grupo, usando el resultado de una transformada de Fourier de este tipo, según las siguientes relaciones:

siendo C una primera constante, y

_.

siendo A un operador diferencial de derivada (al

ser los valores discretos, esto equivale a una desviación entre dos valores), w la pulsación de la transformada rápida de Fourier con

, en donde fe es la frecuencia de muestreo, y D una segunda constante.

Más precisamente, C representa la pérdida media de ganancia de la señal en el canal 16 de transmisión.

La constante D corresponde a la suma del retardo medio del canal Dmc y del retardo Dp asociado a la posición de toma de SR con respecto a SA.

La constante D no puede cuantificarse en tiempo real, en la medida en que no se conocen el retardo medio del canal Dmc y el retardo Dp asociado a la posición de toma de S^r con respecto a S^a .

Para resolver esto, el módulo de determinación comprende, entonces, una herramienta de normalización del retardo de grupo, no representada, siendo la normalización del retardo de grupo apropiada para ponerse en práctica mediante resta del valor medio de los retardos de grupo asociados a las muestras para las que la ganancia es superior a un valor predeterminado de normalización, por ejemplo, según la siguiente relación:

en donde X es una constante predeterminada apropiada para limitar el procesamiento puesto en práctica por la herramienta de normalización sobre la parte de la señal (S^r) de CDMA recibida donde la energía está más concentrada.

Por ejemplo, X = 12 dB, lo cual representa un cuarto del máximo de amplitud de la señal recibida S^r, es, en efecto, admisible que un ruido que comience a entorpecer una señal no entorpezca una señal cuatro veces más fuerte.

Dicho de otro modo, para hacer que se normalice el retardo de grupo, cuyo valor absoluto tiene poca importancia, ya que sólo se buscan las variaciones de esta magnitud, se resta la media del retardo de grupo correspondiente a las frecuencias cuya ganancia sea importante, con el fin de evitar normalizar con ruido de fondo. En este caso, el objetivo es conservar las zonas del espectro de fuerte ganancia, para evitar una contaminación por ruido en las zonas del espectro de baja ganancia.

La transformada rápida de Fourier de una palabra inicial tomada aleatoriamente en la señal digital, no siempre corresponde al espectro del o de los códigos SS utilizados.

En efecto, el uso de una transformada rápida de Fourier sin filtro de división en ventanas, equivale a obtener el espectro de la palabra seleccionada y repetida de manera indefinida en el tiempo.

Debe observarse que es preferible no poner en práctica un filtro de división en ventanas, debido a que, según la presente invención, el tamaño de la transformada rápida de Fourier es igual al tamaño de código SS muestreado. En efecto, en este caso preciso en donde el tamaño de la transformada rápida de Fourier es igual al tamaño de código SS muestreado, la puesta en práctica de un filtro de división en ventanas degradaría la sensibilidad del procesamiento realizado, teniendo una división en ventanas de este tipo tendencia a alterar las partes inicial y final de la palabra seleccionada.

Si se considera la transmisión de un único flujo codificado por un código SS, el espectro de la palabra seleccionada corresponde al espectro del código SS recibido, únicamente cuando:

- r = 1, 65, 129, etc., es decir, que el comienzo de la palabra seleccionada corresponde, en efecto, al comienzo del código. La selección de la palabra está, entonces, sincronizada con el código SS, y su espectro corresponde al del código SS.

- dos bits de datos sucesivos tienen el mismo valor. El código SS se repite, entonces, en 128 muestras y la palabra seleccionada entre r y r 63, siendo r entre 2 y 64, corresponde al final del código SS del primer bit y al comienzo del código SS del segundo bit. Por tanto, la palabra seleccionada es una simple permutación circular del código SS. Por consiguiente, el espectro normalizado de la palabra seleccionada es igual al del código SS.

A continuación, los términos “ espectro” y “ retardo de grupo” utilizados corresponden, respectivamente, al espectro normalizado y al retardo de grupo normalizado.

Cuando, según el aspecto particular de la invención, según el cual el emisor de CDMA transmite de manera simultánea en un mismo canal dos códigos SS ortogonales, el código SS 1 y el código SS 2, asociados, respectivamente, a dos flujos de datos distintos, pueden preverse cuatro casos, tal como se indican en la siguiente tabla:

Estos cuatro casos se ilustran en la Figura 4, en donde el número de los casos se notifica en la línea 36, y la señal correspondiente en la línea 38.

En la Figura 4 también se representan tres ejemplos de tomas A, B, C, mediante FFT de la señal recibida S^r.

La Figura 5 representa la ganancia en el diagrama 40 y el retardo de grupo normalizado en el diagrama 42 obtenidos para posiciones de aplicación de FFT correspondientes a las tomas de los casos A o C correspondientes a posiciones pertinentes (es decir, momentos adecuados) de aplicación de la FFT.

A la inversa, la Figura 5 representa la ganancia en el diagrama 44 y el retardo de grupo normalizado en el diagrama 46 obtenidos para una posición de aplicación de FFT correspondiente a la toma del caso B correspondiente a una posición no pertinente (es decir, un momento no adecuado) de aplicación de la FFT.

Cuando la toma de FFT se realiza en el momento adecuado, tal como se representa en los diagramas 40 y 42, la ganancia y el retardo de grupo esperados 48 son, respectivamente, iguales, de manera sustancial, a la ganancia y al retardo de grupo medidos 50. A la inversa, para una toma realizada en un momento no adecuado, tal como se ilustra en los diagramas 44 y 50, la ganancia y el retardo de grupo esperados 48 están, respectivamente, descorrelacionados, de manera sustancial, con respecto a la ganancia y el retardo de grupo medidos 50 (es decir, se obtiene una desviación sustancial entre la medida y el valor esperado).

Dicho de otro modo, para la realización en donde se transmitan dos códigos SS juntos, es decir, de manera simultánea, en el interior de un mismo canal 16 de transmisión, la única manera de obtener el espectro esperado es realizar la toma en el momento adecuado, es decir, o bien en el interior de una de las permutaciones de bits sucesivas idénticas, o bien exactamente en fase con uno de los cuatro casos anteriormente indicados.

Por tanto, se trata de conservar únicamente las palabras seleccionadas que correspondan al/a los código(s) SS utilizado(s) para generar la señal recibida (S^r), o a una permutación de los elementos que las constituyen.

Para ello, según la presente invención, la variable de desviación de retardo de grupo EGD se define por: EGD(r) = I v|AGD(r)|.

En efecto, con la diferencia de la variación de ganancia que no es finita, la variación de fase está limitada entre -n y n, y esto para las n, por ejemplo, n = 32, frecuencias de medición comprendidas entre 0 y fe / 2, lo cual equivale a un valor de fase en valor absoluto máximo de 32n, y, debido a ello, apropiado para compararse con un valor umbral predeterminado, por ejemplo, de treinta radianes, que permite distinguir los resultados, correspondientes únicamente a ruido, superiores a este umbral.

Se introduce GD(r), que es el retardo de grupo calculado a partir de una palabra seleccionada a partir de la muestra r, en donde A es el operador diferencial de derivada (al ser los valores discretos, esto equivale a una desviación entre dos valores), y la suma se realiza con r - v 1 muestras anteriores.

Más precisamente, el módulo de determinación está configurado para determinar, para cada muestra r con 1 < r < s. v, siendo s un número entero tal que 1 < s < 10, una variación del retardo de grupo igual a la suma de los v valores absolutos de las desviaciones de retardo de grupo, para las r - v 1 muestras anteriores.

Cuando la palabra (es decir, la toma de v elementos digitales mediante aplicación de la FFT) se selecciona en el momento adecuado, tal como se ilustra en el diagrama 42, la desviación de retardo de grupo es mínima, variando poco el valor de retardo de grupo medido 50 de una muestra r a otra. Por el contrario, cuando la palabra se selecciona en un momento no adecuado, tal como se ilustra en el diagrama 46, la desviación de retardo de grupo es máxima, variando el valor de retardo de grupo medido 50 de una muestra r a otra, más que cuando la palabra se selecciona en el momento adecuado.

Además, para la realización en donde se transmitan simultáneamente dos códigos SS en el interior de un mismo canal 16 de transmisión, el módulo 22 de determinación está configurado para determinar una variación del retardo de grupo igual a la suma de los v valores absolutos de las desviaciones de retardo de grupo, para las r - v 1 muestras anteriores, en paralelo cuando:

- los dos códigos de CDMA de ensanchamiento ortogonales son ambos representativos, respectivamente, de dos bits de igual valor, correspondientes a los casos 1 y 4 anteriormente citados, y

- los dos códigos de CDMA de ensanchamiento ortogonales son ambos representativos, respectivamente, de dos bits de valor diferente correspondientes a los casos 2 y 3 anteriormente citados.

Dicho de otro modo, para la realización en donde se transmitan simultáneamente dos códigos SS en el interior de un mismo canal 16 de transmisión, el módulo 22 de determinación de la ganancia y del retardo de grupo comprende, por tanto, por un lado, una herramienta de cálculo de la ganancia, no representada, y, por otro lado, en paralelo, dos ramificaciones de cálculo, no representadas, respectivamente asociadas a los casos 1 y 4, por un lado, y a los casos 2 y 3, por otro lado, comprendiendo cada ramificación una herramienta de cálculo del retardo de grupo asociada a una herramienta de cálculo de la desviación de retardo de grupo.

Además, el módulo 22 de determinación de la ganancia y del retardo de grupo comprende una herramienta de identificación de muestra(s) r para la cual o las cuales la desviación de retardo de grupo pasa por un mínimo local.

La Figura 6, ilustra, para quinientas muestras sucesivas (para una longitud de código SS n = 32, quinientas doce muestras correspondientes a la transmisión de ocho bits de datos sucesivos), en línea continua, la variación 52 de retardo de grupo EGD asociada a los casos 1 y 4, y en línea discontinua, la variación 54 de retardo de grupo EGD asociada a los casos 2 y 3.

Por tanto, entre los cálculos de ganancia y de retardo de grupo, según las ecuaciones (1) y (2), realizados para cada muestra, sólo se conservan los resultados correspondientes a las muestras indicadas mediante las flechas en la Figura 6, para las que se obtiene un mínimo de la variación de retardo de grupo, a saber, para las muestras r = 0 a r = 64 (correspondiente a dos casos 1 o 4 consecutivos idénticos, tal como se ilustra mediante la toma A de la Figura 4), r = 128, r = 192, r = 256 (para estas tres muestras r = 128, r = 192, r = 256, la toma está en fase [es decir, sincronizada] con la señal recibida S^r), r = 320 a r = 384 (correspondiente a dos casos 2 o 3 consecutivos idénticos), r = 448 (la toma está en fase [es decir, sincronizada] con la señal recibida S^r).

Tal como se indicó anteriormente, según un aspecto de la invención, se introduce un umbral de detección, por ejemplo, de treinta radianes, o incluso una regla de determinación de umbral predeterminada, para distinguir un mínimo que corresponderá a ruido.

Una distinción de este tipo no es molesta, en la medida en que, para un sistema de tipo de corriente portadora, la deformación de la señal es estática o apropiada para variar con poca frecuencia en el caso, por ejemplo, de una modificación de cableado, de un cambio de impedancia asociado a la puesta en tensión de un equipo, etc., de modo que la distinción de una medida es aceptable.

Por tanto, en la salida del módulo 22 de determinación de la ganancia y del retardo de grupo, se obtiene la ganancia del canal y el retardo de grupo normalizado del canal, dicho de otro modo, las características de la función de transferencia H(w) del canal.

A continuación, se usan estas características por el módulo 24 de corrección, para corregir la señal recibida digitalizada y eliminar las distorsiones introducidas a lo largo del canal de transmisión. En efecto, tal como se indicó anteriormente, a partir de la ganancia, Ganancia(w), y del retardo de grupo GD(w), es posible determinar, respectivamente, el módulo |H(w)| y la fase P(w) de la función de transferencia H(w), estando estas magnitudes asociadas mediante las siguientes relaciones:

De manera conocida, habitualmente se usa, según el estado de la técnica, un filtro para corregir la señal digital recibida, a saber, a la vez la ganancia y el retardo de grupo.

No obstante, el uso de un filtro de este tipo del estado de la técnica permite realmente corregir el retardo de grupo (lo cual es muy importante para una desmodulación de CDMA), pero tendrá tendencia a reducir la relación señal-ruido, ya que tiene tendencia a amplificar adicionalmente las zonas del espectro en donde la ganancia sea baja y, por consiguiente, aumentar el nivel del ruido en esas zonas.

Según la invención, el módulo 24 de corrección es apropiado para aplicar, a la señal recibida S^r por el receptor, no un filtro de este tipo del estado de la técnica, sino una función de corrección correspondiente a la función compleja conjugada H*(w) de la función de transferencia H(w).

Por tanto, el módulo 24 de corrección comprende una herramienta de cálculo de la función de transferencia conjugada H*(w) a partir de los parámetros característicos de la función de transferencia H(w).

Según un aspecto particular de la invención, el módulo 24 de corrección comprende un filtro de respuesta impulsional FIR^g , asociado a la función compleja conjugada H*(w), cuyos v coeficientes se determinan a partir de los coeficientes del filtro de respuesta impulsional FIR^h asociado a (es decir, que modeliza) la función de transferencia H(w) del canal de transmisión.

Más precisamente,

, siendo v el tamaño de la transformada rápida inversa de Fourier (IFFT, del inglés “ Inverse Fast Fourier Transform” ) (siendo la transformada rápida inversa de Fourier necesariamente de tamaño v idéntico a la transformada rápida de Fourier). Se trata de un filtro no simétrico, que, a diferencia de un filtro de respuesta impulsional simétrico, está asociado a un retardo de grupo.

En particular, el módulo 24 de corrección comprende una herramienta de ordenamiento de los coeficientes del filtro de respuesta impulsional, asociada a la función compleja conjugada según el orden inverso de los coeficientes del filtro de respuesta impulsional asociado a la función de transferencia del canal de transmisión.

Por tanto, si se consideran eo, ei , e2, ..., ev-2, ev-i los coeficientes de filtro de respuesta impulsional FIR^h asociado a la función de transferencia H(w) ordenados, tal como:

FIR^h = [e0, e1, e2, ..., ev-2, ev-1], entonces la herramienta de ordenamiento según la invención, es apropiada para ordenar estos coeficientes e0, e1, e2, ..., ev-2, ev-1 en el sentido inverso para el filtro de respuesta impulsional FIR^g , asociado a la función compleja conjugada H*(w), de tal manera que: FIR^g = [en-1, en-2, ..., e2, e1, e0].

La Figura 7 ilustra el efecto de la corrección puesta en práctica por el módulo de corrección según la invención. En efecto, el uso de la corrección según la presente invención, permite a la vez:

- corregir la ganancia 56 de la señal recibida S^r, aumentando la relación señal-ruido 58, para suministrar la ganancia corregida 60, y

- corregir el retardo 62 de grupo de la señal recibida S^r, para dar un retardo 64 de grupo corregido.

La señal digitalizada recibida S^r se aplica en la entrada de este filtro, que suministra en la salida una señal digitalizada corregida, que puede proporcionarse, a continuación, al módulo 26 de decodificación, de manera que se extraigan los datos útiles a partir de la misma.

El experto en la técnica entenderá que pueden preverse numerosas variantes/combinaciones de los procesamientos de señal presentados anteriormente.

La invención también se refiere a un procedimiento de comunicación puesto en práctica por el sistema de comunicación anteriormente descrito, comprendiendo el procedimiento de comunicación al menos una de las siguientes etapas asociadas, respectivamente, al codificador 18 de CDMA del emisor 12 y/o al módulo 20 de control de compatibilidad electromagnética, y/o al módulo de determinación de la ganancia y del retardo de grupo asociados a la función de transferencia del canal 16 de transmisión y/o al módulo 24 de corrección de la función de transferencia del receptor 14, a saber:

- la codificación de cada bit de al menos dos flujos de datos distintos respectivamente, mediante al menos dos códigos de CDMA de ensanchamiento ortogonales, distintos y representativos, cada uno, de un bit de dato, conociéndose ambos de dichos códigos de CDMA de ensanchamiento ortogonales por al menos un mismo receptor, y comprendiendo cada uno n elementos, estando los dos códigos de CDMA de ensanchamiento configurados para transmitirse simultáneamente en un mismo canal de transmisión a dicho al menos un receptor, y/o

- la limitación, de la amplitud de la señal de CDMA recibida S^r, a un nivel de amplitud, en valor absoluto, determinado en función del tamaño n de dichos al menos dos códigos de CDMA de ensanchamiento, y/o

- la determinación de la ganancia y del retardo de grupo asociados a la función de transferencia del canal 16 de transmisión, mediante comparación en tiempo real y de manera simultánea a la transmisión de la señal de CDMA, en fase y en amplitud, del espectro de la señal S^r de CDMA recibida por el receptor con el espectro de señal S^a de CDMA esperada asociada a los dos códigos de CDMA de ensanchamiento ortogonales, y/o

- la corrección de la función de transferencia del canal de transmisión del sistema de comunicación CDMA, mediante aplicación, a la señal recibida S^r, de una función de corrección correspondiente a la función compleja conjugada de la función de transferencia.

El experto en la técnica entenderá que el procedimiento es apropiado para enriquecerse con etapas particulares asociadas a cada herramienta integrada en los módulos del emisor 12 o del receptor 14.

Por tanto, gracias a la invención, es posible que la tasa de transmisión de comunicación de los datos no se vea afectada por un entorno de CEM intenso apropiado para interferir con la señal, así como por un canal de transmisión cuya distorsión es tal que la señal ya no podrá reconocerse sin la puesta en práctica de la invención.

Para ello, el emisor 12 que superpone el uso de dos códigos SS distintos en el interior de un mismo canal permite duplicar la tasa de transmisión, el módulo 20 de control de compatibilidad electromagnética del receptor 14 permite luchar eficazmente contra “ ráfagas” de CEM, el módulo 22 de determinación de la ganancia y del retardo de grupo asociados a la función de transferencia del canal, tal como el módulo 24 de corrección, proporciona un procesamiento dinámico (es decir, en tiempo real sin interrupción de transmisión), respectivamente, de detección y de corrección de las características de la función de transferencia del canal.

Por tanto, el experto en la técnica entiende que el sistema de comunicación según la invención, es más robusto en cuanto a inmunidad de CEM, y presenta mejor rendimiento.

Claims (8)

REIVINDICACIONES

1. Sistema (10) de comunicación que comprende al menos un emisor (12) de dato(s) de CDMA y un receptor (14) de datos de CDMA, en donde el emisor de dato(s) de CDMA comprende al menos un codificador (18) de CDMA, configurado al menos para codificar cada bit de al menos dos flujos de datos distintos, respectivamente, mediante al menos dos códigos de CDMA de ensanchamiento ortogonales, distintos y representativos, cada uno, de un bit de dato, conociéndose ambos de dichos códigos de CDMA de ensanchamiento ortogonales por al menos un mismo receptor, y comprendiendo cada uno n elementos, estando los dos códigos de CDMA de ensanchamiento configurados para transmitirse simultáneamente en un mismo canal de transmisión, a dicho al menos un receptor, seleccionándose los dos códigos de CDMA de ensanchamiento mediante correlación de un código de CDMA de ensanchamiento, con todas las permutaciones posibles de cada uno de los otros códigos de CDMA de ensanchamiento de mismo tamaño, con el fin de determinar un conjunto de dos códigos, con una relación señal-ruido entre códigos superior a un nivel predeterminado.

2. Sistema (10) de comunicación según la reivindicación 1, en donde el emisor (12) de dato(s) de CDMA es un emisor (12) por corriente portadora en línea.

3. Sistema (10) de comunicación según las reivindicaciones 1 o 2, en donde dichos al menos dos códigos de CDMA de ensanchamiento ortogonales, corresponden a uno de los dos pares de tamaño n = 32:

- P1 = 00000110111010011100011011010110 y,

- P2 = 00001110100010101001011001111011

o al par de códigos:

- P1 =00100001100101101010111010001111 y,

- P2 = 01101011011000111001011101100000.

4. Sistema (10) de comunicación según una cualquiera de las reivindicaciones anteriores, en donde el emisor (12) comprende una herramienta de sincronización de dichos al menos dos códigos de CDMA de ensanchamiento ortogonales, siendo la herramienta de sincronización apropiada para desplazar dichos al menos dos códigos de CDMA de ensanchamiento ortogonales por un elemento.

5. Sistema (10) de comunicación según una cualquiera de las reivindicaciones anteriores, en donde el receptor (14) de dato(s) de CDMA comprende al menos un módulo (20) de control de compatibilidad electromagnética en el interior de una señal (S^r) de CDMA recibida por el receptor (14),

comprendiendo la señal de CDMA recibida (S^r) datos representativos de los dos códigos de CDMA de ensanchamiento ortogonales,

siendo el módulo (20) de control de compatibilidad electromagnética apropiado para limitar, la amplitud de la señal de CDMA recibida (S^r), a un nivel de amplitud, en valor absoluto, determinado en función del tamaño n de dichos al menos dos códigos de CDMA de ensanchamiento.

6. Sistema (10) de comunicación según la reivindicación 5, en donde el módulo (20) de control de compatibilidad electromagnética está configurado para usar el nivel de amplitud, en valor absoluto, resultante de la aplicación de una función f afín de recorte a dicho tamaño n de dichos al menos dos códigos de CDMA de ensanchamiento ortogonales de la forma: f(n) = an b.

7. Sistema (10) de comunicación según las reivindicaciones 5 o 6, en donde el receptor (14) comprende, además, conectado a la salida del módulo (20) de control de compatibilidad electromagnética, un módulo (22) de determinación de la ganancia y del retardo de grupo asociados a una función de transferencia del canal (16) de transmisión del sistema de comunicación CDMa ,

comprendiendo el módulo (22) de determinación una herramienta de comparación apropiada para comparar en tiempo real y de manera simultánea a la transmisión de la señal de CDMA, la fase y la amplitud del espectro de la señal (S^r) de CDMA recibida por el receptor (14), con el espectro de una señal (S^a) de CDMA esperada asociada a los dos códigos de CDMA de ensanchamiento ortogonales.

8. Sistema (10) de comunicación según la reivindicación 7, en donde el módulo (22) de determinación comprende una herramienta de muestreo de la señal recibida (SR) que suministra una señal muestreada en la entrada de una herramienta de aplicación de una transformada rápida de Fourier a la señal muestreada, asociando la herramienta de muestreo, según su frecuencia de muestreo (fe) a cada código de CDMA de la señal recibida v muestras, siendo el tamaño de la transformada de Fourier igual a v, y

en donde, para un múltiplo s .v de v muestras, siendo s un número entero tal como 1 < s < 10, el módulo de determinación está configurado para determinar la ganancia y el retardo de grupo, a partir de una muestra r con 1 < r < (s -1), presentando v un mínimo de la variación del retardo de grupo para las r - v 1 muestras anteriores,

siendo la variación del retardo de grupo igual a la suma de los v valores absolutos de las desviaciones de retardo de grupo, para las r - v 1 muestras anteriores asociadas a los dos códigos de CDMA de ensanchamiento ortogonales, o bien cuando los dos códigos de CDMA de ensanchamiento ortogonales sean ambos representativos, respectivamente, de dos bits de igual valor, o bien cuando los dos códigos de CDMA de ensanchamiento ortogonales sean ambos representativos, respectivamente, de dos bits de valor diferente. Sistema (10) de comunicación según la reivindicación 8, en donde el receptor (14) comprende, además, conectado a la salida del módulo (22) de determinación de la ganancia y del retardo de grupo, un módulo (24) de corrección de la función de transferencia del canal de transmisión del sistema de comunicación CDMA, siendo el módulo (24) de corrección apropiado para aplicar, a la señal recibida (S^r), una función de corrección correspondiente a la función compleja conjugada de la función de transferencia determinada a partir de la ganancia y del retardo de grupo asociados a la función de transferencia.

Sistema (10) de comunicación según la reivindicación 9, en donde el módulo (24) de corrección comprende un filtro de respuesta impulsional, asociado a la función compleja conjugada, cuyos v coeficientes están ordenados en orden inverso a los coeficientes del filtro de respuesta impulsional asociado a la función de transferencia del canal de transmisión.