ES2995492T3

ES2995492T3 - Method and system for receiving and equalising a signal emitted with alamouti coding by blocks in the presence of possible interference

Info

Publication number: ES2995492T3
Application number: ES20216435T
Authority: ES
Inventors: François Pipon
Original assignee: Thales SA
Current assignee: Thales SA
Priority date: 2019-12-27
Filing date: 2020-12-22
Publication date: 2025-02-10
Anticipated expiration: 2040-12-22
Also published as: EP3843308A1; PL3843308T3; FR3105902A1; EP3843308B8; EP3843308B1; FI3843308T3

Abstract

La invención se refiere a un procedimiento de recepción y ecualización de una señal con codificación por bloques Alamouti, caracterizado porque comprende al menos las siguientes etapas: - Calcular los vectores de ponderación wke(f) asociados a cada uno de los canales de transmisión (ke = 1,..,Ke), (601, 602): wkef=Rf-1hkef1+∑e=1KehefHRf-1hef siendo R(f) la matriz de ruido total, hke(f) el vector que contiene las RI de frecuencia del canal de propagación sobre los Kr canales de recepción para el canal de transmisión ke, - Realizar un filtrado sobre cada frecuencia de los dos bloques de datos útiles utilizando las ponderaciones wke(f) sobre el bloque 2i (603) y sobre el bloque 2i+1 (604), para estimar los símbolos correspondientes al bloque 2i y al bloque 2i+1, - Transponer la señal al dominio del tiempo (65, 68) y decodificar (69) los símbolos. (Traducción automática con Google Translate, sin valor legal)

Description

DESCRIPCIÓN

Procedimiento y sistema de recepción y ecualización de una señal transmitida con codificación de bloques Alamouti en presencia de posibles interferencias

La invención se refiere a un procedimiento y a un sistema de recepción y ecualización de una señal transmitida utilizando la codificación por bloques Alamouti, en presencia de posibles interferencias.

Se aplica en los sistemas de recepción de múltiples entradas y múltiples salidas MIMO (Multiple Input Multiple Output) en el ámbito de las radiocomunicaciones. Se utiliza, por ejemplo, en las redes de comunicaciones civiles de cuarta y quinta generación 4G y 5G.

Los sistemas de radiocomunicación se ven fuertemente afectados por el fenómeno del desvanecimiento, más conocido por el término anglosajón “fading”, que puede causar variaciones en el nivel de la señal recibida de unos pocos dB a unas pocas decenas de dB en escalas de longitud de onda. Para superar este fenómeno, resulta especialmente interesante explotar la diversidad espacial en recepción utilizando una red formada por varias antenas que reciben estados de desvanecimiento no correlacionados. En la literatura se han descrito numerosas técnicas de procesamiento - entrada única, salida múltiple, SIMO - que permiten explotar la diversidad espacial en recepción, tanto en ausencia como en presencia de interferencias, por ejemplo en las solicitudes de patente FR1502720, FR1601894 y FR9514914. La diversidad espacial también puede estar presente en el lado de transmisión y en la literatura se han descrito y estudiado muchos sistemas de múltiples entradas y salida única, o MISO, y de múltiples entradas y múltiples salidas, o MIMO, que permiten su explotación utilizando un esquema de codificación de transmisión.

Entre estos esquemas, la multiplexación espacial de secuencias binarias independientes permite transmitir simultáneamente, a potencia y ancho de banda constantes con respecto a un sistema de referencia de entrada única y salida única o SISO, varias secuencias binarias independientes multiplexadas espacialmente en función del estado de los canales de propagación entre las antenas de transmisión y de recepción. A continuación, las secuencias binarias receptoras se separan espacialmente, lo que idealmente requiere que los canales de propagación asociados sean ortogonales. Por esta razón, la técnica es muy adecuada para entornos muy perturbados con muchos reflectores. En concreto, un sistema MIMO con K antenas de transmisión y recepción permite la multiplexación espacial deKsecuencias binarias independientes y ofrece una velocidad de transmisiónKveces superior a la de un sistema SISO con ancho de banda y potencia transmitida constantes. El inconveniente de estos sistemas es que están adaptados a transmisiones con una elevada relación señal/ruido, por lo que optimizar la velocidad es eficaz.

Cuando el objetivo del procesamiento MIMO es principalmente obtener un aumento del alcance a potencia transmitida constante o una reducción de la potencia transmitida a alcance constante, se ha definido en la literatura otro esquema de codificación más adaptado a las necesidades: el esquema de codificación descrito por Alamouti en la referencia "A simple transmit diversity technique for wireless communications", IEEE Journal on Selected areas in Communications, Vol 16, No8, pág. 1451-1458, Oct.1998. Este esquema es especialmente interesante porque permite aprovechar al máximo la diversidad espacial en la transmisión, con una potencia de cálculo limitada. Se basa en dos antenas de transmisión, pero también pueden preverse otros esquemas basados en el mismo principio para un mayor número de antenas. El esquema de codificación Alamouti puede utilizarse directamente en canales de desvanecimiento plano para una forma de onda FO serie o en canales de desvanecimiento selectivo (es decir, con multitrayecto que genera interferencia entre símbolos ISI) con una FO paralela. La desventaja de una FO paralela es que tiene una gran relación entre la amplitud del pico de la señal y el valor eficaz de la señal o PAPR, lo que se traduce en una pérdida no despreciable de potencia de transmisión en comparación con una FO en serie.

Para permitir el uso del principio de codificación de Alamouti en presencia de desvanecimiento selectivo para una FO en serie, el esquema de codificación por bloques de Alamouti, una extensión del esquema de codificación divulgado por Alamouti, ha sido descrito por ejemplo por S. ZHOU, G. GIANNAKIS en la referencia "Single-Carrier Space-Time Block-Coded Transmissions over Frequency-Selective Fading Channels", IEEE Trans. on Info. Theory, Vol 49, No1, pág.164-179, enero.2003.

En ausencia de interferencias, el artículo de Zhou y Giannakis describe el procesamiento MISO y MIMO para la recepción de la señal transmitida utilizando codificación por bloques Alamouti.

En presencia de interferencias, las soluciones actuales utilizan un procedimiento de blanqueamiento, descrito en la literatura para el procesamiento SIMO, que también puede utilizarse para el procesamiento MIMO: tras estimar R, la matriz de correlación de ruido total (ruido posibles interferencias), la señal se filtra por la matriz R<-1/2>, la inversa de la raíz cuadrada deR.Observandox(n),el vector de señales recibidas en el tiempo de muestreon, obtenemos la señal de saliday(n)= R<-1/2>x(n).Dado que la matriz de correlación del ruido total presente eny(n)es igual a la identidad, se ha eliminado la influencia de las interferencias y puede aplicarse la demodulación MIMO sin interferencias. El inconveniente de esta solución es que requiere mucha potencia de cálculo. Uno de los objetivos de la presente invención es lograr la recepción de una señal transmitida utilizando el esquema de codificación por bloques Alamouti en presencia de posibles interferencias con una potencia de cálculo reducida.

La codificación por bloques Alamouti consiste en transmitir una secuencia de símbolos útiles según el esquema descrito en la figura 1. En este diagrama, los símbolos se transmiten en grupos de dos bloques de símbolosLDATAcon las siguientes notaciones:

s(i) es el i<-ésimo>bloque de símbolos a transmitir: s(i) =[s(i. LDATA),s(i. LDATA +1), ...s (i. LDATA+LDATA- 1)]T, dondes(n)es el n<ésimo>símbolo a transmitir, y

utilizando la siguiente convención: las cantidades en negrita minúscula cursiva son vectores y las cantidades en cursiva minúscula cursiva son escalares.

P es una matriz de permutación cíclica, con inversión temporal, que se introduce para hacer posible el procesamiento de la recepción. Existen matrices de permutaciónLDATA, definidas por las siguientes relaciones sobre los bloques de símbolos:P[a(0),...,a(LDATA- 1)] =[a(n), ...,a(0),a(LDATA- 1), ...,a(n+ 1)]).

El uso de este esquema de codificación conlleva dos restricciones en el diseño de la forma de onda: La fase debe contener un número par de bloques de datos útiles para que se produzca la codificación,

El canal debe ser estacionario o cuasi estacionario a lo largo de dos bloques consecutivos, es decir, el canal varía "poco" a lo largo de los dos bloques.

Para poder demodular los símbolos transmitidos, el receptor debe ser capaz de sincronizar y estimar el canal de propagación entre cada canal de transmisión y cada canal de recepción. Para ello, en cada antena de transmisión se transmiten secuencias de aprendizaje, o secuencias de referencia REF, formadas por símbolosLREF, correspondientes a secuencias de símbolos conocidas en transmisión y recepción. Estas secuencias se denotandk(n), parak= 1,2 yn= 1, ...,LREF- 1, donde k es el número de la antena de transmisión. Cada una de estas secuencias va precedida de su propio prefijo cíclico CP de tamañoLCP.

[0015] Una forma sencilla de sincronización sería transmitir alternativamente dicha secuencia de aprendizaje en cada canal de recepción, como se muestra en la Figura 2. Sin embargo, aunque esta solución impide que las secuencias de aprendizaje REF1, REF2, precedidas cada una por su prefijo cíclico CP1, CP2y transmitidas por cada una de las dos antenas Tx1, Tx2, se interfieran entre sí, tiene el inconveniente de reducir la velocidad binaria útil. Es preferible transmitir dos secuencias diferentes REF1, REF2al mismo tiempo en las dos antenas Tx1, Tx2como se muestra en la Figura 3. Para optimizar el rendimiento del sistema, es interesante, si es posible, obtener una autocorrelación nula en la longitud del tamaño del prefijo cíclico CP para las dos secuencias:

así como una intercorrelación nula en la longitud del tamaño del prefijo cíclico entre las dos secuencias:

En una realización, las secuencias de aprendizajedk(n) transmitidas en cada una de las dos antenas se forman ventajosamente a partir de una secuencia CAZAC (Constant Amplitude Zero AutoCorrelation) d(n) de longitudLREFsegún el diagrama de la figura 4: la secuencia REF1transmitida en la primera antena Tx1, observadad1(n), es igual ad(n)y la secuencia REF2transmitida en la segunda antena Tx2, observadad2(n), es igual a la secuenciad(n)desplazada cíclicamente por un valorLc:

En el resto de la descripción, se elige un desplazamiento cíclico correspondiente a la mitad de la longitud de la secuencia REF:Lc=LREF/2.

Es por tanto un objeto de la invención proponer un procedimiento de recepción y ecualización de una señal en presencia de posibles interferencias, transmitida con codificación de bloques Alamouti o similar, que sea poco costoso en términos de potencia de cálculo.

El documento FR 3046311A divulga un procedimiento de recepción de una señal que comprende una secuencia de aprendizaje formada a partir de símbolos conocidos y una secuencia útil. El procedimiento se refiere esencialmente al cálculo de una matriz de correlación de ruidos y de bloqueadores con una complejidad muy reducida para mejorar un procedimiento de ecualización multicanal antibloqueo.

En lo sucesivo, se utilizarán las siguientes notaciones:

Ke: el número de antenas de transmisión,

Kr: el número de antenas de recepción,

NREF: el número de secuencias de referencia en la fase(NREF≥ 1),

LCP: número de símbolos del prefijo cíclico CP utilizados en cada secuencia de referencia REF y en cada secuencia útiles DATA,

LREF: el número de símbolos de la secuencia de referencia REF más los símbolosLCPpara el prefijo cíclico CP. El tamaño total de la secuencia REF es igual aLREF+LCP,

LDATA: el número de símbolos de los bloques DATA (a los que hay que añadir el prefijo cíclico CP),

RI se refiere a la respuesta al impulso de un canal (frecuencia o tiempo, según se especifique en la descripción). La invención se refiere a un procedimiento de recepción y ecualización antiinterferencia de una señal transmitida según una codificación Alamouti en bloque en un sistema multicanal que comprende al menos un transmisor conKe= dos canales de transmisión y un receptor conKrcanales de recepción, comprendiendo dicha señal al menos una secuencia de aprendizaje formada por símbolos conocidos y al menos una secuencia de datos útiles formada por símbolos desconocidos a demodular que comprende al menos las siguientes etapas:

� Sincronizar tiempo/frecuencia de las señales recibidas por el receptor,

� Estimar las respuestas al impulso en frecuencia de los canales de propagación asociados a cada una de losKecanales de transmisión,

� Estimar una matriz de correlación de ruido total, R(f),

� En cada canal de recepciónkrperteneciente a [1...Kr], realice:

Una transformada discreta de Fourier TFD sobre un primer tipo de bloque de datos útiles 2i,x'(2i)(f)= TFD(x(2i)(n)), dondex(2i)(n) es el vector de señal recibido en el bloque 2i de longitudLDATA,,f= 0,...,LDATA-1yn= 0,...,LDATA-1,y

una operación de conjugación, seguida de una permutación mediante la matriz de permutación cíclica P con inversión temporal utilizada para la codificación Alamouti por bloques efectuada en la transmisión y una operación de transformada discreta de Fourier TFD sobre un segundo bloque de datos de datos útiles 2i 1, x'(2i1)(f)= TFD(Px*(2i+ 1)(n)), donde x(2i 1)(n) es el vector señal recibido en el bloque 2i 1 de longitudLDATAcon / = 0,...,LDATA-1 yn= 0,...,LDATA-1;Donde * es el operador de conjugación y la matriz P es una matriz de permutación cíclica con inversión temporal, definida sobre un bloque de símbolos útilesa(n) de longitudLDATApor la siguiente relación:

P [a(0), ...,a( LDATA- 1)] = [a(n), ...,a(0),a(LDATA- 1), ...,a(n 1)]) donde hayLDATAmatrices P posibles, cada una definida por el primer elemento a(n) del bloque de salida de la permutación por la matriz P, utilizándose la misma matriz de permutación en la transmisión y en la recepción.

entendiéndose que existen LDATA matrices P posibles, cada una de ellas definida por el primer elemento a(n) del bloque de salida de la permutación por la matriz P. Cada una de estas matrices P puede utilizarse indistintamente, siendo lo importante utilizar la misma matriz en transmisión y en recepción.

� Calcular los vectores de ponderaciónwke(f) asociados a cada uno de los canales de transmisión (ke = 1,..,Ke):

dondeR(f)<-1>es la inversa de la matriz de correlación de ruido total,hke(f) es el vector que contiene las respuestas al impulso en frecuencia del canal de propagación en los canales de recepciónKrpara el canal de transmisiónke/ =0.....,LDATA-1el índice de frecuencia ,

� Realizar el filtrado en cada frecuencia de los dos bloques de datos útiles utilizando las ponderacioneswke(f) parake= 1 yke= 2, en el bloque 2i con:

, el vector de ponderación para

ke=2,

en el bloque 2i 1 con:

(604), para estimar los símbolos correspondientes al bloque 2i y al bloque 2i 1 respectivamente, � Realizar una operación de transformada inversa de Fourier TFD<-1>sobre las señales y(2i)(f) e y(2i 1)(f) para obtener una estimación de los símbolos transmitidos en los bloques 2i y 2i 1 respectivamente, y decodificar los símbolos útiles transmitidos.

Por ejemplo, se utilizan dos bloques de datos consecutivos2i y 2i+ 1 para codificar en transmisión y estimar los símbolos en recepción.

El procedimiento también puede incluir una etapa de normalización de los símbolos estimados a la salida de la transformada inversa de Fourier TFD<-1>por un factorηdefinido por su estimado:

La etapa de descodificación de símbolos tiene en cuenta, por ejemplo, el valor de la relación señal/ruido estimada

obtenida en cada grupo de dos bloques de símbolos para calcular los índices de verosimilitud LLR

utilizados en el algoritmo de descodificación.

Las secuencias de aprendizaje pueden ser secuencias independientes en los canales de transmisión.

Por ejemplo, la respuesta al impulso en frecuencia del canal asociado con cada antena de transmisiónkey cada antena de recepciónkrparaf= 0,..., LDATA-1se estima realizando las siguientes etapas:

� Realizar una transformada discreta de Fourier TFD de la señal recibida después de la sincronización en cada secuencia de referencia REF de índice i, i = 1,..., NREF,siendoNREFel número de secuencias de referencia en una fase (NREF≥ 1) para cada antena de recepciónkr:ykr,i(f)= TFD[xkr,i(n) ], dondexkr,i(n) es la señal recibida en el canal de recepciónkry la secuencia REF i, para n0≤n< n0+LREF- 1 con n0la posición de sincronización, los índices n correspondientes a las muestras de tiempo muestreadas a ritmo de símbolo, con a ≤ / <LREF- 1 dondeLREFes el número de símbolos en la secuencia REF

� Precalcular la transformada discreta de Fourier TFD de la secuencia de referencia transmitida en la antena de transmisiónkepara el bloque REF de índice i,

donde:

para 0 ≤ / <LREF- 1: siendodke,i(f) la TFD de la secuencia de referencia transmitida en la antena de transmisiónkepara la secuencia REF de índice i

� Realizar una estimación preliminar de la respuesta al impulso en frecuencia del canal:

� Realizar una estimación preliminar de la respuesta al impulso temporal del canal utilizando una transformada discreta de Fourier inversa,TFD<-1>, para cada bloque REF con índice i, en cada antena de transmisiónkey en cada antena de recepciónkr:

� Reducir el ruido de la respuesta al impulso temporal preliminar y obtener respuestas al impulso temporal asociadas a cada canal de transmisión mediante las dos etapas siguientes:

� Forzar las respuestas al impulso temporal del canalhke,kr,ia cero en un rango para el que las respuestas no contienen influencia de multitrayectos útiles, aparte del tamaño del prefijo cíclico CP:

Donde i0e i1son dos números enteros positivos o cero,LCPes el número de símbolos del prefijo cíclico CP, utilizado en cada secuencia de referencia REF y cada secuencia de datos útiles DATA, y el tamaño total de la secuencia REF es igual aLREF+LCP

� Para cada canal de transmisiónkey para cada canal de recepciónkr, promediar las respuestas al impulso temporal del canal obtenidas en cada secuencia REF sobre las secuenciasNREFde la fase (en el caso en queNREF >1):

� Determinar la respuesta al impulso en frecuencia del canal utilizado para demodular los bloques de datos siguiendo las dos etapas siguientes:

� Aplicar una operación de "relleno de ceros" a las respuestas al impulso temporal promediadas para permitir la interpolación de la respuesta al impulso desde la longitudLREFa la longitudLDATA(en el caso de queLDATA>LREF):

con ZP: relleno de ceros,

� Estimar las respuestas al impulso del canal sobre la longitud deLDATA,denotadahke,kr(f), utilizando la transformada de Fourier de las respuestas al impulso temporal del canal "relleno de ceros":

La matriz de correlación de ruido total R(f) = R puede estimarse utilizando las muestras de ruido estimadas sobre todas las secuencias de aprendizaje:

con el vector de ruido recibido para cada muestra n de cada secuencia de aprendizaje i = 1, ...,NREF,estimado sobre las muestras de la respuesta al impulso temporal preliminar del canal asociado a una de las dos antenas de transmisión correspondientes a las muestras de ruido para n ∈Ib =[LCP+i0+1; LREF- 1 -i1]:

con

Por ejemplo, se utilizan secuencias de Cazac para las secuencias de aprendizaje,transmitiendo el segundo canal de transmisión la misma secuencia que el primer canal, tras aplicar un desplazamiento cíclicoLc = LREF/2.

Para estimar la frecuencia de RI del canal asociado con cada antena de transmisiónkey cada antena de recepciónkrparaf= 0, ...,LDATA-1se realizan, por ejemplo, las siguientes etapas:

- Realizar una transformada discreta de Fourier (TFD) de la señal recibida tras la sincronización en cada secuencia de referencia REF asociada a un bloque de datos:

Con n0la posición de sincronización, los índices n correspondientes a las muestras de tiempo muestreadas a ritmo de símbolo, y con 0 ≤f < LREF- 1

� Precalcular la transformada discreta de Fourier de la secuencia de referencia transmitida en la primera antena de transmisión para el bloque índice i:

� Realizar una estimación preliminar de la RI temporal del canal utilizando una transformada de Fourier inversa,TFD<-1>:

� Separar las respuestas al impulso temporal del canal correspondiente a cada canal de transmisión en la respuesta al impulso temporal y forzar a cero las respuestas al impulso temporal del canal en un intervalo para el cual las respuestas no contienen ninguna influencia de los multitrayectos útiles, aparte del tamaño del prefijo cíclico CP:

� Para cada canal de transmisiónkey para cada canal de recepciónkr,promediar las respuestas al impulso temporal del canal obtenidas en cada secuencia REF sobre las secuenciasNREFde la fase (en el caso en queNREF >1):

o Aplicar una operación de "relleno de ceros" a las respuestas al impulso temporal promediadas para permitir la interpolación de la respuesta al impulso desde la longitudLREF/2a la longitudLDATA(en el caso de queLDATA > LREF/2):

con ZP: relleno de ceros, donde i0e i1son dos números enteros positivos o cero, o Estimar las respuestas al impulso del canal sobre la longitud deLDATA,denotadahke,kr(f), utilizando la transformada de Fourier de las respuestas al impulso temporal del canal relleno de ceros,

Por ejemplo, la matriz de correlación de ruido total R(f) = R se estima utilizando las muestras de ruido estimadas sobre todas las secuencias de aprendizaje:

Con el vector de ruido recibido para cada muestra n de cada secuencia de aprendizaje i = 1,...,NREF,estimado sobre las muestras de la respuesta al impulso temporal preliminar del canal correspondiente a las muestras de ruido para

con

La invención también se refiere a un sistema de recepción y ecualización antiinterferencia de una señal transmitida según una codificación Alamouti por bloques en un sistema multicanal que comprende al menos un transmisor conKe= dos canales de recepción y un receptor con canales de recepciónKr, incluyendo dicha señal al menos una secuencia de aprendizaje formada por símbolos conocidos y al menos una secuencia de datos útiles formada por símbolos desconocidos a demodular, caracterizado porque el receptor incluye un procesador conectado a los canales de recepción y configurado para ejecutar las etapas del procedimiento según la invención. El sistema puede ser un sistema de comunicación 4G.

Otras características, detalles y ventajas de la invención se desprenderán de la descripción hecha con referencia a los dibujos anexos, que se dan a título de ejemplos no limitativos y que muestran, respectivamente:

[Fig.1] Un recordatorio del esquema de codificación por bloques Alamouti,

[Fig.2] Un ejemplo de secuencias de referencia transmitidas alternativamente por dos antenas,

[Fig.3] Un ejemplo de secuencias de referencia transmitidas simultáneamente en dos antenas,

[Fig.4] Una ilustración de la formación de secuencias de referencia transmitidas en las dos antenas a partir de una secuencia CAZAC,

[Fig.5] Un ejemplo de arquitectura de un sistema para aplicar la invención,

[Fig.6] Un esquema de procesamiento de señales en recepción según la invención,

[Fig.7] Una figura que ilustra las etapas 3 y 4, en el caso general, de la construcción de las RI de tiempo de canal con puesta a cero y relleno de ceros, para cada canal de transmisiónkey cada canal de recepciónkr, [Fig.8] Una figura que ilustra la construcción de las RI de tiempo de canal en el caso en que las secuencias de referencia transmitidas por las dos antenas de transmisión se forman a partir de una secuencia CAZAC siguiendo el diagrama de la Fig.4,

[Fig.9] Una figura que ilustra, para un sistema que comprende dos canales de transmisión, la construcción de RI temporales de canal con "relleno de ceros" en el caso en que las secuencias de referencia transmitidas por las dos antenas de transmisión se forman a partir de una secuencia CAZAC siguiendo el diagrama de la Fig.4. El ejemplo siguiente se da a título ilustrativo y no limitativo para un sistema MIMO que comprende un transmisor 51 que comprende al menos dos antenas de transmisiónKereferenciadas 511, 512 en la figura, y un receptor 52 que comprendeKrantenas de recepción representadas por un bloque 521 por razones de simplificación. El receptor está equipado con un procesador 523 que recibe la información procedente de las antenas y está configurado para llevar a cabo las etapas del procedimiento que se detallan a continuación. La trama transmitida se compone, en cada fase, de una sucesión de bloques de datos útiles y de secuencias de referencia, denominadas en lo sucesivo DATA y REF respectivamente.

Para evitar interferencias entre bloques, se añade un prefijo cíclico CP, cuya longitudLCPes mayor o igual que el tamaño esperado del canal de propagación, a cada bloque de secuencia de referencia REF o datos DATA transmitidos, de modo que, en cada bloque de símbolos, la interferencia entre símbolos IIS procede únicamente de los símbolos pertenecientes al propio bloque.

El procedimiento según la invención se refiere al procesamiento de la información de la señal en el receptor, que recibe una señal transmitida según la codificación por bloques Alamouti y que, en presencia de posibles interferencias, realiza una doble recombinación en cada frecuencia:

La primera es aprovechar la diversidad espacial en recepción y eliminar la influencia de posibles interferencias, La segunda para aprovechar la diversidad espacial en la transmisión.

Las etapas de procesamiento de la señal descritos a continuación son llevados a cabo por el procesador del receptor. La primera recombinación implica un Filtro de Correspondencia Espacial en cada frecuencia, y por lo tanto se basa en el cálculo de la matriz de correlación del ruido totalR(f) (ruido del receptor y de las interferencias) en cada frecuencia. Como esta matriz es difícil de estimar para cada frecuencia, el procedimiento según la invención utiliza la matriz de correlación de ruido total R (la matriz de correlación "media" sobre todas las frecuencias de la banda útil), que puede estimarse como se describe a continuación. El receptor implementado de esta manera es óptimo cuando el ruido total es temporalmente blanco, es decir, R(f) =R.

También es posible tener en cuenta las matrices de correlación R(f) estimadas para cada frecuencia f, o por bloque de frecuencias.

Una posibilidad para estimar el valor de R se describe en la patente FR1502720 adaptándola al procesamiento MIMO de múltiples entradas y múltiples salidas, como se describe a continuación.

La figura 6 ilustra el procesamiento antiinterferencia MIMO implementado por el procedimiento según la invención. El ejemplo se da para dos bloques de DATOS consecutivos, el bloque 2i, 61, y el bloque 2i 1, 62, de longitudLDATA. También es posible considerar dos bloques de datos no consecutivos pero cercanos, de modo que el canal varíe poco o nada a lo largo de los dos bloques.

En una etapa preliminar, el procedimiento realizará una etapa de sincronización MIMO en presencia de posibles interferencias, según los procedimientos descritos por ejemplo en la patente FR1501813. A la salida de esta etapa, la señal se muestrea a ritmo de símbolo.

A continuación, en una primera etapa que se detalla más adelante, se estiman independientemente en cada canal de recepción (antenas 521)kr = 1, ..., Kr, con / = 0, ...,LDATA- 1, las RI de frecuencia de los canales de propagaciónh1,kr(f) yh2,kr(f) asociados a los dos canales de transmisión (antena 511 y antena 512). Los vectores de canal asociados a los dos canales de transmisión, que contienen las RI de frecuencia obtenidos en los distintos canales de recepción, se denotan:

La matriz de correlación de ruido total R también se estima en esta etapa, que se describe con más detalle a continuación.

En una segunda etapa, en cada canal de recepciónkr,se realiza el preprocesamiento de recombinación Alamouti por bloques sobre las señales de los dos bloques DATA, según el procedimiento descrito, por ejemplo, en el documento antes mencionado de Zhou y Giannakis:

en el primer bloque 2i: una operación de transformada discreta de Fourier TFD, 63:

en el segundo bloque 2i 1: una operación de conjugación, seguida de una permutación por la matriz P utilizada para la codificación por bloques Alamouti realizada en la transmisión, 64, y una operación de transformada discreta de Fourier TFD, 66:

para

La tercera etapa, 60, consiste en calcular los vectores de ponderaciónwke(f) asociados a cada una de las antenas de transmisión (ke= 1 yke = 2),601, 602, que se utilizarán para realizar la recombinación Alamouti en bloques con antiinterferencia en cada frecuencia de los dos bloques DATA. El valor del coeficiente de ponderación se expresa como:

El exponente [<H>] corresponde al conjugado transpuesto.hke(f) es un vector que incluye todas las estimaciones de canal realizadas en los diferentes canales de recepción, para el transmisor de índicekeconke= 1 yke=2,según la ecuación (1)hke(f) =[hke,1(f), ...,hke,Kr (f)]T.

La estimación de la SNR a la salida de la recombinación Alamouti por bloques realizada al final de las etapas cuarta y quinta se obtiene a partir de las fórmulas siguientes:

En una cuarta etapa, el procedimiento realiza una recombinación Alamouti en sentido de las agujas del reloj en cada frecuencia de los dos bloques de DATOS utilizando los pesos calculados en la etapa anterior:

603 - en el primer bloque 2i:

Esta recombinación permite estimar los símbolos correspondientes al bloque 2i

604 - en el segundo bloque 2i 1:

Esta recombinación permite estimar los símbolos correspondientes al bloque2i 1.

De este modo, los símbolos transmitidos en uno de los dos bloques están disponibles en el dominio de la frecuencia en cada bloque de recepción, habiendo sido puestas en fase las diferentes contribuciones correspondientes al bloque en cuestión mediante una doble recombinación de tipo MRC (Maximum Ratio Combining).

La primera recombinación realizada con las ponderacioneswke(f) permite volver a poner en fase los símbolos recibidos en cada antena de recepción, explotando así la diversidad espacial en recepción y eliminando la influencia de posibles interferencias.

La segunda recombinación, que consiste en sumar o restar las contribuciones resultantes del filtrado por las ponderacioneswke(f), permite volver a poner en fase los símbolos de cada antena de transmisión y explotar así la diversidad espacial en transmisión.

A la salida de la cuarta etapa, se obtiene la señal ecualizada en frecuencia correspondiente a los dos bloques de datos procesados. Las etapas quinta y sexta son idénticas a las que se llevan a cabo en un receptor de ecualización en el dominio de la frecuencia de una sola portadora conocido por la abreviatura SC-FDE (single Carrier Frequency Domain Equalization).

En una quinta etapa, se aplica una transformada discreta de Fourier inversa TFD<-1>, 65, 68 para obtener los símbolos ecualizados (indecisos) y normalizados por el factorηcalculado en la fórmula (5).

La sexta etapa 69 consiste en desentrelazar/decodificar los símbolos transmitidos, por ejemplo teniendo en cuenta la relación señal/ruido SNR, estimada según la fórmula (6), obtenida en cada grupo de dos bloques de símbolos para calcular los índices de verosimilitud LLR (Logarithm of Likelihood ratio) conocidos por el experto en la materia. La primera etapa del procedimiento según la invención consiste en estimar las RI de frecuencia de los canales de propagación asociados a los dos canales de transmisión, así como la matriz de correlación del ruido total R. Estas estimaciones pueden realizarse, por ejemplo, de dos maneras diferentes en función de las secuencias de aprendizaje utilizadas en la forma de onda. El principio común utilizado para estos dos procedimientos consiste en estimar primero el canal en el dominio de la frecuencia sobre las secuencias REF, luego volver al dominio del tiempo para "desnaturalizar" e interpolar (LREF,longitud de los bloques REF, aLDATA,longitud de los bloques DATA) la estimación del canal, luego volver al dominio de la frecuencia para obtener las RI de frecuencia utilizadas en el procedimiento según la invención.

El objetivo del algoritmo es estimar la frecuencia de RI del canal de propagación multitrayecto asociado a cada antena de transmisiónke:

Los dos bloques de DATOS sobre los que se ha realizado la codificación de bloques Alamouti se demodulan utilizando la misma estimación dehke(f).

Según una primera realización de la invención, las secuencias transmitidas en las dos antenas no se deducen unas de otras, son independientes, y el algoritmo se realiza según las etapas siguientes:

Etapa 1 - Realizar una transformada discreta de Fourier TFD de la señal recibida tras la sincronización en cada secuencia REF de índice i, i = 1, ...,NREF,para cada antena de recepciónkr:

para n0≤n< n0+LREF- 1 con n0posición de sincronización , los índices n correspondientes a las muestras de tiempo muestreadas a ritmo de símbolo.

Etapa 2 - Estimación preliminar de la frecuencia de RI del canal en cada antena de transmisiónkey en cada antena de recepciónkr:

paraf= 0,...,LREF- 1, siendodke,i(f) la TFD de la secuencia de referencia transmitida en la antena de transmisiónkepara el bloque REF de índice i,

Se precalcula la transformada discreta de Fourier TFD de la secuencia de referencia:

Etapa 3 - Estimación preliminar de la RI temporal del canal a partir de una operación de transformada discreta de Fourier inversa, TFD<-1>, en cada antena de transmisiónkey en cada antena de recepciónkr:

Etapa 4 - Reducción de ruido de la RI temporal preliminar y obtención de las RI temporales asociadas a cada canal de transmisión mediante las etapas descritas a continuación.

Para mejorar la calidad de la estimación del canal, las RI temporales del canalhke,kr,ise fuerzan a cero sobre un rango para el que se supone que las respuestas no se ven afectadas por el canal multitrayecto: sólo se retienen los elementos de la RI temporal sobre una longitud al menos igual a la longitud del prefijo cíclico CP.

Donde i0e i1son dos números enteros positivos o nulos que permiten retener una parte mayor de la RI temporal del canal que la parte correspondiente al prefijo cíclico (para gestionar los efectos de borde) y que satisfacen las condiciones siguientes:

� si i0= LREF-LCP- 1, esto equivale a conservar todos los elementos de la RI temporal (e i1no se utiliza), � si i1= 0, ninguna muestra pertenece al intervalo [LREF- i1;LREF - 1]).

Etapa 5 - Promedio de las RI temporales "sin ruido" siNREFes estrictamente mayor que uno. Esta etapa no se realiza siNREFes igual a 1.

Para cada canal de transmisiónkey para cada canal de recepciónkr,las RI de tiempo de canal obtenidos en cada secuencia REF se promedian sobre las secuenciasNREFde la fase:

En las siguientes etapas, el procedimiento estima la frecuencia de RI del multicanal sobre la longitudLDATA.

A partir de la estimación de la RI temporal del canal obtenida al final de la quinta etapa sobre cada secuencia REF de la fase, la RI en frecuencia del canal utilizada para demodular los bloques DATA se obtiene a partir de las dos etapas siguientes, realizadas para cada antena de transmisiónke, ke= 1,2, y cada antena de recepciónkr, kr =1, ...,Kr.Etapa 6: Interpolación de la RI temporal del canal sobre la longitud deLDATAsiLDATA > LREF.

Se aplica una operación de "relleno de ceros" ilustrada en la Figura 7 a las RI temporales promediadas para interpolar la RI desde la longitudLREFa la longitudLDATA:

Con ZP: relleno de ceros (ZP)

Etapa 7: la estimación de las RI de frecuencia de canal sobre la longitudLDATA,denotadahke, kr(f), es entonces realizada usando la TFD de las RI temporales del canal ”relleno de ceros”:

Etapa 8: Para estimar la matriz de correlación de ruido total R, primero inicializamos las muestras de ruidobkr,i(n)para cada antena de recepciónkry para cada secuencia REFi, a partir de las muestras de RI temporales del canal

estimadas para una de las dos antenas de transmisión (la primera, por ejemplo, como se describe más

adelante en este documento):

para

con:

El vector de ruido recibido en cada secuencia i está bien)

La matriz de correlaciónR̂se estima entonces utilizando las muestras de ruido estimadas sobre el conjunto de secuencias de aprendizaje:

Según una segunda realización de la invención, las secuencias de aprendizaje que permiten la estimación del canal se forman a partir de una secuencia de Cazac y se transmiten en las dos antenas de transmisión según el diagrama de la figura 4. La estimación del canal explota entonces el hecho de que la secuencia transmitida en la segunda antena de transmisión se deduce de la secuencia transmitida en la primera antena mediante un desplazamiento cíclico deLcsímbolos para reducir la potencia de cálculo de las etapas 2 a 4 explotando las propiedades de la TFD, permaneciendo inalterada la etapa 1. En el resto de la descripción, elegimosLc=LREF/2.

Para estimar la RI frecuencial en cada canal de transmisiónke, ke =1, ...,Key en cada canal de recepciónkr, kr =1, ...,Kr,y en cada secuencia de aprendizaje i, i = 1,..., NREF,el procedimiento consiste en pasar por la estimación de la RI temporal del canal en cada canal de recepciónkry en cada secuencia de aprendizaje i en las etapas 2 a 3. Al final de la etapa 3, las RI temporales asociadas a los dos canales de transmisiónke= 1, 2 están presentes en la RI temporal de canal así estimada y la etapa 4 permite "separar" las RI temporales de los dos canales.

Etapa 2 - Estimación preliminar de la frecuencia de canal RI en cada antena de recepciónkr:

dondedi(f) es la TFD de la secuencia de referencia transmitida en la primera antena de transmisión para el bloque REF de índice i, (22) (Fig.8).

En esta etapa, a diferencia de la primera realización de la etapa de estimación de canal, esta estimación de canal tiene en cuenta ambas antenas de transmisión.

Etapa 3 - Estimación preliminar de la RI temporal del canal a partir de una operación de transformada discreta de Fourier inversa, TFD<-1>, en cada antena de recepciónkr:

En esta etapa, a diferencia de la primera realización de la etapa de estimación de canal, esta estimación de canal también tiene en cuenta las dos antenas de transmisión. La siguiente etapa permite al algoritmo realizar la estimación del canal para cada canal de transmisión.

Para mejorar la calidad de la estimación del canal, las RI temporales del canalhkr,ise fuerzan a cero sobre un rango para el que se supone que las respuestas no se ven afectadas por el canal multitrayecto, Figura 9: sólo se retienen los elementos de la RI temporal sobre una longitud al menos igual a la longitud del prefijo cíclico CP. También es importante tener en cuenta que las dos antenas de transmisión transmiten la misma secuencia, con un desplazamiento

cíclico de aproximadamente valor por lo tanto, la primera parte de la RI temporal obtenida corresponde a la primera antena de transmisión y la segunda parte a la segunda antena de transmisión:

� esto equivale a conservar todos los elementos de la RI temporal (y no se utiliza i1)

� sii1= 0, ninguna muestra pertenece al intervalo ).

Al final de la etapa 4, el algoritmo tiene, como en la primera realización de la invención, las RI temporales asociadas con cada canal de transmisiónke,cada canal de recepciónkry cada secuencia de aprendizaje i, con la única diferencia de que estas RI temporales se estiman sobre una longitudLREF/2en lugar deLREF. Las etapas 5 a 7 no se modifican

(sustituyendoLREFpor en las ecuaciones (15) y (16) de las etapas 5 y 6 anteriores) y se modifica la etapa 8 para tener en cuenta el hecho de que las muestras de ruido ya no están en una ranura sino en dos ranuras, después de que cada una de las dos RI temporales de canal asociadas a cada canal de transmisiónkepresente en la RI temporal

global

En la figura 9 se ilustra la etapa 6 de puesta a cero y relleno de ceros para

Etapa 8: Para estimar la matriz de correlación de ruido total R, primero inicializamos las muestras de ruidobkr,i(n)para cada antena de recepciónkry para cada secuencia REF i, utilizando las muestras de RI temporales del canal

para

con:

Denotamos bi(n) al vector de ruido recibido en cada secuencia i

El procedimiento según la invención ofrece la ventaja particular de ecualizar las señales recibidas mediante un procedimiento poco costoso en tiempo de cálculo.

Claims

REIVINDICACIONES 1. Procedimiento de recepción y ecualización antiinterferecias de una señal transmitida según una codificación Alamouti por bloques en un sistema multicanal que comprende al menos un transmisor conKe= dos canales de transmisión y un receptor conKrcanales de recepción, comprendiendo dicha señal al menos una secuencia de aprendizaje formada por símbolos conocidos y al menos una secuencia de datos útiles formada por símbolos desconocidos a demodular y que comprende al menos las siguientes etapas: - Sincronizar en tiempo/frecuencia las señales recibidas por el receptor, - Estimar las respuestas al impulso en frecuencia de los canales de propagación asociados a cada uno de losKecanales de transmisión, - Estimar una matriz de correlación del ruido total,R(f) , - En cada canal de recepción k, perteneciente a [ 1...Kr],realizar: - Una transformada discreta de Fourier TFD en un primer tipo de bloque de datos útiles 2i, (63),x'(2i)(f)= TFD(x(2i)(n)), dondex(2i)(n) es el vector de señal recibido en el bloque 2i de longitudLDATA,con / = 0,...,LDATA-1 yn= 0,...,LDATA-1y - Una operación de conjugación, seguida de una permutación por la matriz de permutación cíclica P con inversión temporal utilizada para la codificación de bloques Alamouti efectuada en la transmisión (64) y una operación de transformada discreta de Fourier TFD (66) en un segundo bloque de datos útiles 2i 1,x'(2i+1)(f)= TFD(Px*(2i+ 1)(n)), donde x(2i 1)(n) es el vector de señal recibido en el bloque 2i 1 de longitudLDATA,con / = 0,....,LDATA-1 yn= 0,...,LDATA-1 Donde * es el operador de conjugación y la matriz P es una matriz de permutación cíclica, con inversión temporal, definida por la siguiente relación sobre un bloque de símbolos útilesa(n) de longitudLDATA:

donde hayLDATAmatrices P posibles, estando cada una definida por el primer elemento a(n) del bloque de salida de la permutación por la matriz P, utilizándose la misma matriz de permutación en transmisión y recepción. - Calcular los vectores de ponderaciónwke(f) asociados a cada uno de los canales de transmisión (ke=1,..,Ke= 2), (601, 602):

siendoR(f)<-1>la inversa de la matriz de correlación del ruido total,hke(f) el vector que contiene las respuestas al impulso en frecuencia del canal de propagación en losKrcanales de recepción para el canal de transmisiónke f=0.....,LDATA-1 el índice de frecuencia, - Filtrar cada frecuencia de los dos bloques de datos útiles utilizando las ponderacioneswke(f) parake= 1 yke= 2 en el bloque 2i con:

(603), la transposición conjugada del vector de ponderación parake=1, transposición del vector de ponderación parake=2, en el bloque 2i 1 con:

(604), para estimar los símbolos correspondientes al bloque 2i y al bloque 2i 1 respectivamente, - Realizar una operación de transformada inversa de Fourier TFD<-1>sobre las señales y(2i)(f) e y(2i 1)(f) (65, 68) para obtener una estimación de los símbolos transmitidos en los bloques 2i y 2i 1 respectivamente y decodificar (69) los símbolos útiles transmitidos.
2. Procedimiento según la reivindicación 1, caracterizado porquese utilizan dos bloques de datos consecutivos2i y 2i+ 1 para codificar en transmisión y estimar los símbolos en recepción.
3. Procedimiento según una de las reivindicaciones 1 o 2, caracterizado porquecomprende además una etapa de normalización de los símbolos estimados a la salida de la transformada inversa de Fourier TFD<-1>por un factorηdefinido por su estimación:
4. Procedimiento según la reivindicación 3, caracterizado porquela etapa de descodificación de símbolos (69) tiene en cuenta el valor de la relación señal/ruido estimada obtenido en cada grupo de dos bloques de símbolos para calcular los índices de verosimilitud LLR utilizados en la descodificación.
5. Procedimiento según una de las reivindicaciones 1 a 4, caracterizado porquepara las secuencias de aprendizaje se utilizan secuencias independientes en los canales de transmisión.
6. Procedimiento según la reivindicación 5, caracterizado porquela respuesta al impulso en frecuencia del canal asociado a cada antena de transmisiónkey a cada antena de recepciónkrse estima paraf= 0, ...,LDATA-1realizando las siguientes etapas: - Realizar una transformada discreta de Fourier TFD de la señal recibida tras la sincronización en cada secuencia de referencia REF de índicei, i =1,....NREF,siendoNREFel número de secuencias de referencia en una fase (NREF≥ 1), para cada antena de recepciónkr:ykr,i(f) =TFD[xkr,i(n)], dondexkr,ies la señal recibida en el canal de recepciónkry la secuencia REF i para n0≤n< n0+LREF- 1 con n0la posición de sincronización, los índicesncorrespondientes a las muestras temporales muestreadas a ritmo de símbolo, con a ≤f < LREF- 1 dondeLREFes el número de símbolos en la secuencia REF - Precalcular la transformada discreta de Fourier TFD de la secuencia de referencia transmitida en la antena de transmisiónkepara el bloque REF de índice i, con:

siendodke,i(f) la TFD de la secuencia de referencia transmitida en la antena de transmisiónkepara la secuencia REF de índice i: - Realizar una estimación preliminar de la respuesta al impulso en frecuencia del canal:

- Realizar una estimación preliminar de la respuesta al impulso temporal del canal a partir de una operación de transformada discreta de Fourier inversa, TFD<-1>, para cada bloque REF de índice i, en cada antena de transmisiónkey en cada antena de recepciónkr:

- Reducir el ruido de la respuesta al impulso temporal preliminar y obtener respuestas al impulso temporal asociadas a cada canal de transmisión mediante las dos etapas siguientes: - Forzar las respuestas al impulso temporal del canalhke,kr,ia cero en un rango para el que las respuestas no contienen influencia de multitrayectos útiles, aparte del tamaño del prefijo cíclico CP:

donde i0e i1son dos números enteros positivos o cero,LCPes el número de símbolos del prefijo cíclico CP, utilizado en cada secuencia de referencia REF y cada secuencia de datos útiles DATA, y el tamaño total de la secuencia REF es igual aLREF+LCP - Para cada canal de transmisiónkey cada canal de recepciónkr, promediar las respuestas al impulso temporal del canal obtenidas en cada secuencia REF sobre lasNREFsecuencias de la fase (en el caso en queNREF> 1):

- Determinar la respuesta al impulso en frecuencia del canal utilizado para demodular los bloques de datos mediante las dos etapas siguientes: - Aplicar una operación de "relleno de ceros" a las respuestas al impulso temporal promediadas para permitir la interpolación de la respuesta al impulso desde la longitudLREFa la longitudLDATA(en el caso de queLDATA > LREF):

con ZP: relleno de ceros o llenado de ceros (ZP) - Estimar las respuestas al impulso del canal sobre la longitud deLDATA,denotadashke, kr(f), utilizando la transformada de Fourier de las respuestas al impulso temporal del canal "relleno de ceros"
7. Procedimiento según la reivindicación 6, caracterizado porquela matriz de correlación de ruido total R(f) =R̂se estima utilizando las muestras de ruido estimadas sobre todas las secuencias de aprendizaje:

con el vector de ruido recibido para cada muestra n de cada secuencia de aprendizaje i = 1, ...,NREF, estimado sobre las muestras de la respuesta al impulso temporal preliminar del canal asociado a una de las dos antenas de transmisión correspondientes a las muestras de ruido para n ∈Ib = [LCP+i0+ 1;LREF- 1 -i1]

con .
8. Procedimiento según una de las reivindicaciones 1 a 4, caracterizado porquese utilizan secuencias Cazac para las secuencias de aprendizaje, transmitiendo el segundo canal de transmisión la misma secuencia que el primer canal, después de haber aplicado un desplazamiento cíclicoLc=LREF/2
9. Procedimiento según la reivindicación 8, caracterizado porquela respuesta al impulso en frecuencia del canal asociado a cada antena de transmisiónkey a cada antena de recepciónkrse estima paraf= 0, ...,LDATA-1 realizando las siguientes etapas: - Realizar una transformada discreta de Fourier (TFD) de la señal recibida tras la sincronización en cada secuencia de referencia REF asociada a un bloque de datos:

con n0la posición de sincronización, los índices n correspondientes a las muestras de tiempo muestreadas a ritmo de símbolo y con 0 ≤f < LREF- 1, - Precalcular la transformada discreta de Fourier de la secuencia de referencia transmitida en la primera antena de transmisión para el bloque índice i:

- Realizar una estimación preliminar de la respuesta al impulso en frecuencia del canal:

- Realizar una estimación preliminar de la respuesta al impulso temporal del canal a partir de una operación de transformada de Fourier inversa, TFD<-1>:

- Separar las respuestas al impulso temporal del canal correspondiente a cada canal de transmisión en la respuesta al impulso temporal y forzar las respuestas al impulso temporal del canal a cero en un rango para el que las respuestas no contengan ninguna influencia de los multitrayectos útiles, aparte del tamaño del CP:

- Para cada canal de transmisiónkey para cada canal de recepciónkr,promediar las respuestas al impulso temporal del canal obtenidas en cada secuencia REF sobre lasNREFsecuencias de la fase (en el caso en queNREF> 1:

- Determinar la respuesta al impulso en frecuencia del canal utilizado para demodular los bloques de datos siguiendo las dos etapas siguientes: - Aplicar una operación de "relleno de ceros" a las respuestas al impulso temporal promediadas para permitir la interpolación de la respuesta al impulso desde la longitudLREF/2a la longitudLDATA(en el caso de queLDATA > LREF/2):

con ZP: relleno de ceros o llenado de ceros (ZP), donde i0e i1son dos números enteros positivos o cero - Estimar las respuestas al impulso del canal sobre la longitud deLDATA,denotadahke,kr(f), utilizando la transformada de Fourier de las respuestas al impulso temporal del canal relleno de ceros,
10. Procedimiento según la reivindicación 9, caracterizado porquela matriz de correlación de ruido total R(f) = R se estima utilizando las muestras de ruido estimadas sobre todas las secuencias de aprendizaje:

con el vector de ruido recibido para cada muestra n de cada secuencia de aprendizaje i = 1, ...,NREF,estimado sobre las muestras de la respuesta al impulso temporal preliminar del canal correspondiente a las muestras de ruido para
11. Sistema de recepción y ecualización antiinterferencias de una señal transmitida según una codificación Alamouti por bloques en un sistema multicanal que comprende al menos un transmisor conKe = doscanales de recepción y un receptor conKrcanales de recepción, incluyendo dicha señal al menos una secuencia de aprendizaje formada por símbolos conocidos y al menos una secuencia de datos útiles formada por símbolos desconocidos a demodular,caracterizado porqueel receptor (52) incluye un procesador (523) conectado a los canales de recepción y configurado para ejecutar las siguientes etapas del procedimiento según una de las reivindicaciones 1 a 10.
12. Sistema de recepción y ecualización según la reivindicación 11, caracterizado porqueel sistema es un sistema de comunicación 4G.