ES3030717T3 - Energy efficient ultra-wideband impulse radio method - Google Patents

Energy efficient ultra-wideband impulse radio method

Info

Publication number
ES3030717T3
ES3030717T3 ES22198591T ES22198591T ES3030717T3 ES 3030717 T3 ES3030717 T3 ES 3030717T3 ES 22198591 T ES22198591 T ES 22198591T ES 22198591 T ES22198591 T ES 22198591T ES 3030717 T3 ES3030717 T3 ES 3030717T3
Authority
ES
Spain
Prior art keywords
uwb
pulse
transceiver
power
receiver
Prior art date
Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
Active
Application number
ES22198591T
Other languages
English (en)
Inventor
Frederic Nabki
Dominic Deslandes
Mohammad Taherzadeh-Sani
Michiel Soer
Rabia Rassil
Current Assignee (The listed assignees may be inaccurate. Google has not performed a legal analysis and makes no representation or warranty as to the accuracy of the list.)
Transfert Plus SC
Original Assignee
Transfert Plus SC
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by Transfert Plus SC filed Critical Transfert Plus SC
Application granted granted Critical
Publication of ES3030717T3 publication Critical patent/ES3030717T3/es
Active legal-status Critical Current
Anticipated expiration legal-status Critical

Links

Classifications

    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04B—TRANSMISSION
    • H04B1/00—Details of transmission systems, not covered by a single one of groups H04B3/00 - H04B13/00; Details of transmission systems not characterised by the medium used for transmission
    • H04B1/06—Receivers
    • H04B1/10—Means associated with receiver for limiting or suppressing noise or interference
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04B—TRANSMISSION
    • H04B1/00—Details of transmission systems, not covered by a single one of groups H04B3/00 - H04B13/00; Details of transmission systems not characterised by the medium used for transmission
    • H04B1/06—Receivers
    • H04B1/10—Means associated with receiver for limiting or suppressing noise or interference
    • H04B1/1009—Placing the antenna at a place where the noise level is low and using a noise-free transmission line between the antenna and the receivers
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04B—TRANSMISSION
    • H04B1/00—Details of transmission systems, not covered by a single one of groups H04B3/00 - H04B13/00; Details of transmission systems not characterised by the medium used for transmission
    • H04B1/69—Spread spectrum techniques
    • H04B1/7163—Spread spectrum techniques using impulse radio
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04B—TRANSMISSION
    • H04B1/00—Details of transmission systems, not covered by a single one of groups H04B3/00 - H04B13/00; Details of transmission systems not characterised by the medium used for transmission
    • H04B1/69—Spread spectrum techniques
    • H04B1/7163—Spread spectrum techniques using impulse radio
    • H04B1/71637—Receiver aspects
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04B—TRANSMISSION
    • H04B1/00—Details of transmission systems, not covered by a single one of groups H04B3/00 - H04B13/00; Details of transmission systems not characterised by the medium used for transmission
    • H04B1/69—Spread spectrum techniques
    • H04B1/7163—Spread spectrum techniques using impulse radio
    • H04B1/7183—Synchronisation
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04B—TRANSMISSION
    • H04B1/00—Details of transmission systems, not covered by a single one of groups H04B3/00 - H04B13/00; Details of transmission systems not characterised by the medium used for transmission
    • H04B1/69—Spread spectrum techniques
    • H04B1/7163—Spread spectrum techniques using impulse radio
    • H04B1/719—Interference-related aspects
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04W—WIRELESS COMMUNICATION NETWORKS
    • H04W4/00—Services specially adapted for wireless communication networks; Facilities therefor
    • H04W4/02—Services making use of location information
    • H04W4/023—Services making use of location information using mutual or relative location information between multiple location based services [LBS] targets or of distance thresholds
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04W—WIRELESS COMMUNICATION NETWORKS
    • H04W56/00—Synchronisation arrangements
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04W—WIRELESS COMMUNICATION NETWORKS
    • H04W56/00—Synchronisation arrangements
    • H04W56/001—Synchronization between nodes
    • H04W56/002—Mutual synchronization
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04W—WIRELESS COMMUNICATION NETWORKS
    • H04W56/00—Synchronisation arrangements
    • H04W56/004—Synchronisation arrangements compensating for timing error of reception due to propagation delay
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04W—WIRELESS COMMUNICATION NETWORKS
    • H04W64/00—Locating users or terminals or network equipment for network management purposes, e.g. mobility management
    • G—PHYSICS
    • G06—COMPUTING OR CALCULATING; COUNTING
    • G06K—GRAPHICAL DATA READING; PRESENTATION OF DATA; RECORD CARRIERS; HANDLING RECORD CARRIERS
    • G06K7/00—Methods or arrangements for sensing record carriers, e.g. for reading patterns
    • G06K7/10—Methods or arrangements for sensing record carriers, e.g. for reading patterns by electromagnetic radiation, e.g. optical sensing; by corpuscular radiation
    • G06K7/10009—Methods or arrangements for sensing record carriers, e.g. for reading patterns by electromagnetic radiation, e.g. optical sensing; by corpuscular radiation sensing by radiation using wavelengths larger than 0.1 mm, e.g. radio-waves or microwaves
    • G06K7/10297—Methods or arrangements for sensing record carriers, e.g. for reading patterns by electromagnetic radiation, e.g. optical sensing; by corpuscular radiation sensing by radiation using wavelengths larger than 0.1 mm, e.g. radio-waves or microwaves arrangements for handling protocols designed for non-contact record carriers such as RFIDs NFCs, e.g. ISO/IEC 14443 and 18092
    • G06K7/10306—Methods or arrangements for sensing record carriers, e.g. for reading patterns by electromagnetic radiation, e.g. optical sensing; by corpuscular radiation sensing by radiation using wavelengths larger than 0.1 mm, e.g. radio-waves or microwaves arrangements for handling protocols designed for non-contact record carriers such as RFIDs NFCs, e.g. ISO/IEC 14443 and 18092 ultra wide band
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03H—IMPEDANCE NETWORKS, e.g. RESONANT CIRCUITS; RESONATORS
    • H03H19/00—Networks using time-varying elements, e.g. N-path filters
    • H03H19/002—N-path filters
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04B—TRANSMISSION
    • H04B2201/00—Indexing scheme relating to details of transmission systems not covered by a single group of H04B3/00 - H04B13/00
    • H04B2201/69—Orthogonal indexing scheme relating to spread spectrum techniques in general
    • H04B2201/7163—Orthogonal indexing scheme relating to impulse radio
    • H04B2201/71634—Applied to ranging
    • Y—GENERAL TAGGING OF NEW TECHNOLOGICAL DEVELOPMENTS; GENERAL TAGGING OF CROSS-SECTIONAL TECHNOLOGIES SPANNING OVER SEVERAL SECTIONS OF THE IPC; TECHNICAL SUBJECTS COVERED BY FORMER USPC CROSS-REFERENCE ART COLLECTIONS [XRACs] AND DIGESTS
    • Y02—TECHNOLOGIES OR APPLICATIONS FOR MITIGATION OR ADAPTATION AGAINST CLIMATE CHANGE
    • Y02D—CLIMATE CHANGE MITIGATION TECHNOLOGIES IN INFORMATION AND COMMUNICATION TECHNOLOGIES [ICT], I.E. INFORMATION AND COMMUNICATION TECHNOLOGIES AIMING AT THE REDUCTION OF THEIR OWN ENERGY USE
    • Y02D30/00—Reducing energy consumption in communication networks
    • Y02D30/70—Reducing energy consumption in communication networks in wireless communication networks

Landscapes

  • Engineering & Computer Science (AREA)
  • Computer Networks & Wireless Communication (AREA)
  • Signal Processing (AREA)
  • Mobile Radio Communication Systems (AREA)
  • Transceivers (AREA)
  • Radar Systems Or Details Thereof (AREA)
  • Transmitters (AREA)
  • Dc Digital Transmission (AREA)
  • Circuits Of Receivers In General (AREA)

Abstract

La tecnología de banda ultraancha (UWB) aprovecha impulsos codificados modulados en un amplio espectro de frecuencias con muy baja potencia y a corta distancia para la transmisión digital de datos. Estos sistemas UWB, a través de sus receptores, pueden operar en presencia de señales interferentes y deberían proporcionar comunicaciones robustas. Por consiguiente, se requiere un filtro preciso y nítido que opere a baja potencia, y que, ventajosamente, no requiera un reloj de alta precisión y alta potencia. Además, muchas aplicaciones UWB requieren la localización o la determinación del alcance de otros elementos, por lo que sería beneficioso proporcionar una capacidad de localización o determinación del alcance basada en UWB que elimine la necesidad de añadir complejidad al dispositivo y, generalmente, un consumo de energía significativo. (Traducción automática con Google Translate, sin valor legal)

Description

DESCRIPCIÓN
Método de radio por impulsos de banda ultraancha de bajo consumo
Campo de la invención
Esta invención se relaciona con las comunicaciones inalámbricas de banda ultraancha y más particularmente con radios por impulsos de muy bajo consumo de potencia que explotan detectores de baja energía y que proporcionan determinación de rango.
Antecedentes de la invención
La tecnología de Banda Ultraancha (UWB) es una tecnología inalámbrica para la transmisión de datos digitales como impulsos codificados modulados en un espectro de frecuencia muy amplio con muy baja potencia en una distancia corta. Tales transmisiones basadas en pulsos son una alternativa a la transmisión de información usando una onda sinusoidal modulada, que es la técnica empleada actualmente en los estándares y sistemas de comunicación inalámbrica actuales tales como IEEE 802.11 (Wi-Fi), redes de área personal (PAN) inalámbricas IEEE 802.15, IEEE 802.16 (WiMAX), Sistema Universal de Telecomunicaciones Móviles (UMTS), Sistema Global para Comunicaciones Móviles (GSM), Servicio General de Radio por Paquetes (GPRS) y los que acceden a las bandas Industriales, Científicas y Médicas (ISM), y Telecomunicaciones Móviles Internacionales-2000 (IMT-2000).
La transmisión de UWB desde una antena se define por un ancho de banda de señal emitida que excede el menor de 500 MHz o 20% de la frecuencia central. De este modo, los sistemas basados en pulsos donde cada pulso transmitido ocupa todo el ancho de banda de UWB o un agregado de al menos 500 MHz de portadores de banda estrecha; por ejemplo, multiplexación por división de frecuencia ortogonal (OFDM); pueden obtener acceso al espectro de uW b bajo las reglas. Las tasas de repetición de pulsos pueden ser ya sea bajas o muy altas. Los radares de UWB y sistemas de generación de imágenes basados en pulsos tienden a usar tasas de repetición bajas a moderadas (típicamente en el rango de 1 a 100 megapulsos por segundo). Por otra parte, los sistemas de comunicaciones favorecen altas tasas de repetición (típicamente en el rango de uno a dos gigapulsos por segundo), permitiendo de este modo sistemas de comunicaciones de corto alcance de gigabits por segundo. Como cada pulso en un sistema de UWB basado en pulsos ocupa un gran ancho de banda, posiblemente incluso todo el ancho de banda de UWB, tales sistemas son relativamente inmunes al debilitamiento por trayectorias múltiples pero no a la interferencia intersímbolos, a diferencia de los sistemas basados en modulación de portador que están sujetos tanto al debilitamiento profundo como a la interferencia intersímbolos (ISI).
Al considerar aplicaciones, tales como redes de sensores inalámbricos y electrónica portátil, los transceptores de UWB idealmente deberían estar altamente integrados funcionalmente para poca huella, soportar una fabricación de bajo coste y alto volumen y ser de bajo consumo con el fin de funcionar en una fuente de potencia limitada, por ejemplo una batería, celda solar de interior, celda solar pequeña de exterior o aquellas desarrolladas con tecnologías en evolución tales como gradientes térmicos, flujo de fluidos, celdas de combustible pequeñas, recolectores de energía piezoeléctrica, baterías micromaquinadas y potencia a través de fibra óptica. Al usar pulsos discretos como modulación, es posible implementar esquemas de ciclos de trabajo eficientes mientras el transmisor no está activo, lo cual se puede mejorar además usando una modulación por Transmisión por Desplazamiento de Encendido-Apagado (OOK).
Además, algunas frecuencias de operación de UWB, entre 3.1 GHz y 10.6 GHz por ejemplo, están aprobadas por el Comité Federal de Comunicaciones para sistemas de comunicación de UWB en interiores y permiten antenas pequeñas que pueden integrarse fácilmente en soluciones globales de huella reducida tales como sensores, dispositivos móviles o electrónica portátil etc. Por consiguiente, los sistemas de UWB con bajo consumo de potencia pueden soportar un amplio rango de aplicaciones que incluyen, pero no se limitan a, redes de sensores, edificios inteligentes, dispositivos médicos, detección remota, monitorización remota, controles remotos, agricultura, industria, control, automatización, monitorización personal, etc.
Tales sistemas de UWB a través de sus receptores también pueden operar en la presencia de señales interferentes proporcionando comunicaciones robustas dentro de entornos inalámbricos ruidosos y entornos inalámbricos no regulados. Por consiguiente, sería beneficioso proporcionar a los diseñadores de circuitos un filtro preciso y nítido que opere a baja potencia. Los inventores presentan tal metodología de filtrado que retira el requisito de una onda portadora precisa dentro del receptor.
Dentro de muchas de las aplicaciones de los dispositivos de UWB, la localización y/o determinación de rango de otros elementos con precisión es un requisito deseable u obligatorio. Por consiguiente, sería beneficioso proporcionar a los diseñadores de circuitos, dispositivos y sistemas una capacidad de localización y/o determinación de rango basada en UWB retirando el requisito de agregar complejidad adicional y, típicamente un consumo de potencia significativo al agregar receptores de sistema de posicionamiento global (GPS) o circuitos y/o dispositivos de determinación de rango ultrasónica/láser. Sería además beneficioso para tales aplicaciones de localización y/o determinación de rango basadas en UWB mantener el consumo de potencia global bajo de las radios por impulsos de UWB.
Han Hong Gul et al, "A 1.9mm Precision 20 GHz Direct Sampling Receiver Using Time Extension Method for Indoor Localization", IEEE Journal of Solic State Circuits, V. f52, No. 6, June 2017, pp1509-1520 divulgan un diseño de receptor de UWB de radio por impulsos que usa muestreo directo con extensión de tiempo (DTE). Raslen Hamdi, "A low-power OOK ultra-wideband receiver with power cycling", New Circuits and Systems Conference, 2011 9th International IEEE, 26 June 2011, Pp 430-433 divulga un receptor de UWB de radio por impulsos de CMOS de 0.13 que soporta el esquema de modulación por OOK. El ciclo de potencia reduce el consumo de potencia.
Otros aspectos y características de la presente invención serán evidentes para aquellos expertos de manera normal en la técnica tras la revisión de la siguiente descripción de realizaciones específicas de la invención en conjunto con las figuras acompañantes.
Resumen de la invención
Un objeto de la presente invención son las comunicaciones inalámbricas de banda ultraancha y más particularmente radios por impulsos de muy bajo consumo de potencia que explotan detectores de baja energía y que proporcionan determinación de rango.
La invención se define mediante la reivindicación independiente 1 como soportada por las secciones F2/F2.1 en las páginas 29-31; otras secciones no se reivindican pero todavía son útiles para entender la invención. Realizaciones preferidas están estipuladas por sus reivindicaciones dependientes.
Otros aspectos y características de la presente invención serán evidentes para aquellos expertos de manera normal en la técnica tras la revisión de la siguiente descripción de realizaciones específicas de la invención en conjunto con las figuras acompañantes.
Breve descripción de los dibujos
Ahora se describirán realizaciones de la presente invención, a modo de ejemplo solamente, con referencia a las Figuras adjuntas, en donde las Figuras 22 y 23 ilustran una realización de acuerdo con la invención reivindicada y las Figuras restantes proporcionan ilustraciones de relevancia de antecedente de este modo: La Figura 1A representa una tecnología de uso personal que soporta la adquisición y/o presentación de datos biométricos explotando las comunicaciones inalámbricas;
La Figura 1B representa ejemplos de tecnología inalámbrica que soporta la automatización de vivienda y los servicios de localización;
La Figura 2A representa un protocolo de UWB de pulso único de acuerdo con la técnica anterior junto con un protocolo de UWB de símbolos multipulso;
La Figura 2B representa las estructuras de símbolos, marcos y flujos para un protocolo de UWB de símbolos multipulso;
La Figura 3 representa un esquema de circuito transmisor para un transmisor/transceptor de UWB;
La Figura 4 representa un esquema de circuito amplificador de potencia con conmutación de tierra para un transmisor/transceptor de UWB;
La Figura 5 representa un esquema de circuito oscilador controlado digitalmente para un transmisor/transceptor de UWB;
La Figura 6 representa un esquema de circuito generador de pulsos para un transmisor/transceptor de UWB; La Figura 7 representa un esquema de circuito receptor para un receptor/transceptor de UWB;
La Figura 8 representa un esquema de circuito amplificador de bajo ruido para un receptor/transceptor de UWB; La Figura 9 representa un esquema de circuito mezclador de cuadratura para un receptor/transceptor de UWB; La Figura 10 representa un esquema de circuito amplificador de ganancia variable para un receptor/transceptor de UWB;
La Figura 11 representa un esquema de circuito generador de reloj para un transmisor/receptor/transceptor de UWB;
Las Figuras 12A y 12B representan un esquema de circuito integrador/sincronización de analógico a digital para un receptor/transceptor de UWB;
La Figura 13A representa una visión general de sistema de un receptor de UWB que explota un filtro de paso de banda de N trayectorias;
La Figura 13B representa una visión general de sistema de un receptor de UWB que explota un filtro de detención de banda de N trayectorias;
La Figura 14 representa una representación simplificada de circuito de bloques para un filtro de N trayectorias que explota el filtrado de paso de banda;
La Figura 15A representa una realización de la representación de circuito generalizado para un filtro de N trayectorias que explota el filtrado de paso de banda representado en la Figura 14;
La Figura 15B representa una representación temporal de las señales de reloj para la realización de la representación de circuito generalizado representada en la Figura 15A;
La Figura 15C representa una variación de la realización de la representación de circuito generalizado representada en la Figura 15A retirando N-1 elementos de resistencia;
La Figura 16 representa una variación de la realización de la representación de circuito generalizado representada en la Figura 15A reduciendo el número de conmutadores en N y haciendo que el circuito sea un diseño de único lado;
La Figura 17 representa una variación de circuito diferencial de la realización de la representación de circuito generalizado representada en la Figura 16;
La Figura 18 representa una realización de la representación de circuito generalizado para un filtro de N trayectorias que explota el filtrado de detención de banda representado en la Figura 14;
La Figura 19 representa una representación simplificada de receptor de circuito de bloques de una extensión de rango a un receptor de UWB;
La Figura 20 representa un diagrama de temporización simplificado para un primer modo de operación de determinación de rango de un receptor de UWB tal como el que se representa en la Figura 19;
La Figura 21 representa un flujo de proceso de ejemplo para un primer modo de operación de determinación de rango tal como el que se representa en la Figura 20;
La Figura 22 representa un flujo de proceso de ejemplo para un segundo modo de operación de determinación de rango de acuerdo con una realización de la invención; y
La Figura 23 representa un diagrama de temporización simplificado para el segundo modo de operación de determinación de rango de un receptor de UWB de acuerdo con una realización de la invención tal como el que se representa en la Figura 22.
Descripción detallada
La presente invención está dirigida a las comunicaciones inalámbricas de banda ultraancha y más particularmente a radios por impulsos de muy bajo consumo de potencia que explotan detectores de baja energía y que proporcionan determinación de rango.
La descripción que sigue proporciona solamente realizaciones de ejemplo y no está prevista para limitar el alcance, aplicabilidad o configuración de la divulgación. Más bien, la descripción que sigue de las realizaciones de ejemplo proporcionará a los expertos en la técnica una descripción habilitante para implementar una realización de ejemplo. Siendo entendido que pueden hacerse diversos cambios en la función y disposición de elementos sin apartarse del alcance como se establece en las reivindicaciones anexas.
"Banda ultraancha" (UWB) como se usa en este documento y a lo largo de esta divulgación, se refiere a un sistema de comunicación por radio que transmite desde una antena para el cual el ancho de banda de señal emitida excede el menor de 500 MHz o 20% de la frecuencia central.
Una "radio" como se usa en este documento y a lo largo de esta divulgación, se refiere a una implementación física de un sistema que puede transmitir y recibir datos de manera inalámbrica. Esto incluye, pero no se limita a, circuitos integrados de radiofrecuencia, módulos inalámbricos de placas de circuito impreso.
Una "radio por impulsos" como se usa en este documento y a lo largo de esta divulgación, se refiere a un sistema de radio que utiliza señales similares a impulsos para su transmisión.
"Cuasi IF baja" como se usa en este documento y a través de esta divulgación, se refiere a una Frecuencia Intermedia (IF) generada dentro de un circuito procesador de señales de RF, tal como un receptor por ejemplo, en donde las señales dentro de un primer rango de frecuencia se convierten en señales dentro de un segundo rango de frecuencia y se usa por los inventores para diferenciar su enfoque inventivo de la técnica anterior en donde tales conversiones con diferentes sistemas y métodos se denominan ya sea como "IF cero", en donde se emplea un filtro de paso alto subsecuente para retirar un bloque de frecuencias que incluye DC del segundo rango de frecuencia, o "IF baja", en donde el segundo rango de frecuencia convertido incluye DC pero un circuito de RF o elemento de RF subsecuente está acoplado a AC retirando de esa manera un bloque de frecuencias incluido.
Un "dispositivo electrónico portátil" (PED) como se usa en este documento y a lo largo de esta divulgación, se refiere a un dispositivo inalámbrico usado para comunicaciones y otras aplicaciones que requiere una batería u otra forma de energía independiente para potencia. Esto incluye dispositivos, pero no se limita a, tales como un teléfono celular, teléfono inteligente, asistente digital personal (PDA), ordenador portátil, radiolocalizador, reproductor multimedia portátil, consola de juegos portátil, ordenador portátil, ordenador tipo tableta, un nodo sensor y un lector electrónico.
Un "dispositivo electrónico fijo" (FED) como se usa en este documento y a lo largo de esta divulgación, se refiere a un dispositivo inalámbrico y/o cableado usado para comunicaciones y otras aplicaciones que requieren conexión a una interfaz fija para obtener potencia. Esto incluye, pero no se limita a, un ordenador portátil, un ordenador personal, un servidor de ordenador, un quiosco, una consola de juegos, un decodificador digital, un decodificador analógico, un dispositivo habilitado con Internet, un televisor habilitado con Internet y un reproductor multimedia.
Un "usuario" como se usa en este documento puede referirse a, pero no se limita a, un individuo o grupo de individuos cuyos datos biométricos pueden ser, pero no se limitan a, monitorizados, adquiridos, almacenados, transmitidos, procesados y analizados ya sea local o remotamente para el usuario en donde su participación con un proveedor de servicios, proveedor de terceros, empresa, red social, medios sociales etc. a través de un cuadro de instrumentos, servicio web, sitio web, programa adicional de software, aplicación de software o interfaz gráfica de usuario adquiere, por ejemplo, contenido electrónico. Esto incluye, pero no se limita a, individuos particulares, empleados de organizaciones y/o empresas, miembros de organizaciones comunitarias, miembros de organizaciones benéficas, hombres, mujeres, niños, adolescentes y animales. En su sentido más amplio, el usuario puede incluir además, pero no se limita a, sistemas de software, sistemas mecánicos, sistemas robóticos, sistemas Android, etc. que pueden caracterizarse por datos relacionados con un subconjunto de condiciones incluyendo, pero no se limitan a, su entorno, condición médica, condición biológica, condición fisiológica, condición química, condición de entorno ambiental, condición de posición, condición neurológica, condición de fármacos y uno o más aspectos específicos de una o más de estas dichas condiciones.
Un "dispositivo de uso personal" o "sensor de uso personal" se relaciona con dispositivos electrónicos en miniatura que son usados por el usuario incluyendo aquellos debajo, dentro, con o encima de las prendas de vestir y son parte de una clase general más amplia de tecnología de uso personal que incluye "ordenadores de uso personal" que por el contrario están dirigidos a tecnologías de información y desarrollo de medios de propósito general o especial. Tales dispositivos de uso personal y/o sensores de uso personal pueden incluir, pero no se limitan a, teléfonos inteligentes, relojes inteligentes, textiles electrónicos, camisetas inteligentes, rastreadores de actividad, anteojos inteligentes, sensores ambientales, sensores médicos, sensores biológicos, sensores fisiológicos, sensores químicos, sensores ambientales, sensores de posición, sensores neurológicos, sistemas de suministro de fármacos, dispositivos de diagnóstico y pruebas médicas y sensores de movimiento.
A: Escenarios de aplicación de ejemplo
Se describen y presentan realizaciones de la invención dentro del contexto de los sistemas de transmisor/receptor/transceptor como se describen por los inventores dentro la Solicitud de Oficina Mundial de Propiedad Intelectual WO/2016/191851 titulada "Systems and Methods for Spectrally Efficient and Energy Efficient Ultra-Wideband Impulse Radios with Scalable Data Rates" presentada el 31 de mayo de 2016, y en la Solicitud de Oficina Mundial de Propiedad Intelectual WO/2015/103692 titulada "Systems relating to Ultra-Wideband Broadcasting comprising Dynamic Frequency and Bandwidth Hopping" presentada el 1 de enero de 2015. Sin embargo, sería evidente para alguien de experiencia en la técnica que se pueden emplear diseños y sistemas de transmisor/receptor/transceptor mientras se explotan realizaciones de la invención con respecto al filtrado y rango.
Sin embargo, la eficiencia aumentada de los sistemas de transmisor/receptor/transceptor establecidos por los inventores dentro de sus solicitudes de patente precedentes identificadassuprase mantienen dentro de las realizaciones de la invención. Tales sistemas de transmisor/receptor/transceptor de baja potencia aumentan la viabilidad de las redes de sensores inalámbricos autoalimentados que operan a partir de energía recolectada del entorno tal como solar, vibración, temperatura etc., en lugar de a partir de baterías donde la potencia disponible es limitada, especialmente en sensores compactos, de huella pequeña. En ausencia de tales requisitos de baja potencia para los dispositivos de UWB entonces la huella de un transceptor de UWB que tiene una huella de unos pocos milímetros cuadrados está completamente anulada por el requisito de decenas de centímetros cuadrados de celda solar para alimentarlo. Por consiguiente, los dispositivos de UWB de muy baja potencia requieren una huella de celdas solares reducida para alimentarlos o habilitar otros medios para alimentarlos que de otro modo no serían posibles. Realizaciones de la invención están previstas para ser compatibles con los procesos de diseño y fabricación de CMOS de submicrones que se ofrecen por las fundiciones comerciales.
Los transmisores/receptores y transceptores de UWB de baja potencia tienen un rango de aplicaciones que incluyen los ejemplos representados en la primera a tercera imágenes 100A a 100C, en la Figura 1A para dispositivos de uso personal. Dentro de la primera imagen 100A se representan ejemplos de dispositivos de uso personal mientras que dentro de la segunda imagen 100B se representan ejemplos de prendas de vestir inteligentes en donde los dispositivos de UWB pueden estar adheridos a o encerrados dentro de la tela de estos diferentes ítems de prendas de vestir inteligentes. La tercera imagen 100C representa un ejemplo de un dispositivo de uso personal que presenta información a un usuario en contraste con los dispositivos/prendas de vestir en la primera y segunda imágenes 100A y 100B respectivamente que típicamente recolectan datos contextuales, ambientales y biométricos y los transmiten a otro dispositivo electrónico. Sin embargo, los receptores de UWB de baja potencia en combinación con transductores, LED etc. también ofrecen el potencial de proporcionar retroalimentación táctil y/o visual a un usuario en dependencia de los datos recibidos. En otras realizaciones los LED dentro de las prendas de vestir inteligentes pueden encenderse con base en señales de UWB recibidas por un receptor de UWB dentro de las prendas de vestir inteligentes.
Las prendas de vestir inteligentes pueden estar hechas de una tela inteligente y usarse para permitir la monitorización fisiológica remota de diversos signos vitales del usuario tales como frecuencia cardíaca, frecuencia respiratoria, temperatura, actividad y postura por ejemplo o alternativamente se refiere a un material convencional con sensores embebidos. Una camisa inteligente puede, por ejemplo, registrar un electrocardiograma (ECG) y proporcionar respiración a través de pletismografía de inductancia, acelerometría, oximetría de pulso óptica, respuesta galvánica de la piel (GSR) para monitorizar la humedad de la piel y la presión arterial. La información de tales dispositivos de uso personal puede almacenarse localmente o con un dispositivo asociado, por ejemplo teléfono inteligente, así como ser almacenada de manera remota dentro de un servidor personal, almacenamiento remoto basado en la nube, etc. y comunicarse típicamente a través de una red inalámbrica tal como Bluetooth, RF, WLAN o red celular aunque también se pueden proporcionar interfaces cableadas, por ejemplo al teléfono inteligente, ordenador portátil o carcasa dedicada del usuario, lo que permite la extracción de datos así como la recarga de baterías dentro del dispositivo de uso personal.
También se representan en la Figura 1A cuarta y quinta imágenes 100D y 100E respectivamente de sensores y dispositivos electrónicos que proporcionan datos biométricos relacionados con un usuario. Por ejemplo, dentro de la cuarta imagen 100D las prendas de vestir inteligentes de un usuario proporcionan datos de sensores que incluyen, pero no se limitan a, aquellos que proporcionan información de entorno acústico a través del micrófono MEMS 105, análisis de respiración de usuario a través del sensor de capacidad pulmonar 110, posicionamiento global a través del sensor GPS 115, su temperatura y/o temperatura ambiente a través del termómetro 120 y oxigenación de sangre a través del oxímetro de pulso 125. Estos se complementan mediante datos de esfuerzo adquiridos por el sensor de actividad muscular 130, datos de movimiento a través del sensor de movimiento 3D (por ejemplo acelerómetro 3D), datos de peso/transporte de usuario del sensor de presión 140 y datos de caminata/carrera del podómetro 145. Estos pueden emplearse en aislamiento o en conjunto con otros datos incluyendo, por ejemplo, datos adquiridos de dispositivos médicos asociados con el usuario tal como se representa en la quinta imagen 100E en la Figura 1A.
Como se representa, estos dispositivos médicos pueden incluir, pero no se limitan a, neuroestimuladores/implantes cerebrales profundos 150, implante coclear 155, desfibrilador cardíaco/marcapasos 140, estimulador gástrico 145, bomba de insulina 170, implantes de pie 175 y Grabadora de Datos Portátil 180. Típicamente, estos dispositivos se comunicarán con un agregador de área corporal, por ejemplo teléfono inteligente u ordenador de uso personal dedicado. Por consiguiente, sería evidente que un usuario puede tener asociados consigo mismo uno o más sensores, ya sea a través de una decisión consciente, por ejemplo usar un sensor de glucosa en sangre, una decisión inconsciente, por ejemplo portar un acelerómetro dentro su teléfono celular, o con base en un evento, por ejemplo un marcapasos equipado para tratar un problema cardíaco. En la mayoría de estos, la transmisión de datos desde un dispositivo de uso personal a un PED/FED generalmente es baja, por ejemplo datos biométricos periódicos etc., aunque en algunos casos tal como en el caso tales como gafas inteligentes, puede requerirse la transmisión/recepción de volúmenes de datos continuos y/o mayores. Incluso la adquisición continua de datos tal como monitorización cardíaca, por ejemplo, se puede transmitir en modo ráfaga ya que la cantidad de datos incluso durante un minuto no es grande.
También se representa en la Figura 1A la sexta imagen 100F de un sistema de audio de Hi-Fi que representa un ejemplo de equipo electrónico conectado con radios por impulsos inalámbricos de UWB dentro de un entorno residencial, comercial, de fabricación o minorista. Por consiguiente, los altavoces, reproductor de CD/DVD, preamplificador, amplificador de potencia, tocadiscos etc., pueden interconectarse como otras configuraciones tales como decodificador digital, grabador de vídeo personal (PVR), televisor (TV) o múltiples PED/FED a un enrutador inalámbrico etc. Alternativamente, los terminales de punto de venta (PoS) pueden estar conectados en red, las pantallas electrónicas dentro de un entorno minorista alimentadas desde un servidor central, los robots autónomos dentro de una instalación de fabricación actualizados con las actividades etc.
Ahora con referencia a la Figura 1B, se representan un primer y segundo entornos 100F y 100G respectivamente relacionados con ejemplos de escenarios de implementación para radios por impulsos inalámbricos de UWB relacionados con mejorar la automatización residencial e interconexión inalámbrica en el primer entorno 100F o proporcionar servicios de localización inalámbrica de personas, equipo, suministros médicos en el segundo entorno 100G. Considerando el primer entorno 100F, luego se representan una serie de escenarios de implementación que incluyen Aire Acondicionado 1001, Ahorro - Eficiencia de Energía 1002, Vigilancia 1003, Entretenimiento 1004, Temporizador 1005, Iluminación 1006, Control de Motor 1007, Entorno 1008, Aspersor 1009, Aparatos 1010 y Seguridad 1011. En la mayoría de estos, los requisitos de transmisión/recepción de datos son de nuevo bastante limitados y aperiódicos. De manera similar, en el segundo entorno 100G que representa un esquema simplista de un hospital, los servicios de localización basados en inalámbrico, servicios de rastreo de inventario etc. pueden oscilar desde el rastreo de pacientes hasta equipo hospitalario tales como camillas, bombas de difusión, etc. hasta la conectividad de dispositivos médicos, tales como monitores de pacientes, electrocardiogramas (EKG), etc., y consumibles médicos etc. De nuevo, las tasas de datos típicamente son bajas pero además puede haber un gran número de dispositivos operando simultáneamente dentro de un área pequeña donde la interferencia es inaceptable.
Dentro de tales entornos, los datos relacionados con la ocupación de una región ya sea dentro del primer y segundo entornos 100F y 100G respectivamente pueden complementar estos otros sensores habilitados con UWB etc. o proporcionar una anulación. Por ejemplo, un controlador de iluminación 1006 dentro de un recinto puede determinar un nivel de luz bajo y buscar encender las luces. Sin embargo, si un sensor de ocupación basado en el rango de UWB determina que no hay ningún usuario dentro del recinto entonces el controlador de iluminación 1006 está "anulado". Sin embargo, en otras realizaciones, el controlador de iluminación 1006 puede estar asociado con un área grande con múltiples accesorios de iluminación y zonas prácticamente establecidas. Por consiguiente, un dispositivo de rango de UWB puede determinar si los individuos se presentan dentro de un rango predeterminado del dispositivo de rango de UWB y por tanto están asociados con su zona. De esta manera, las luces dentro de un pasillo, por ejemplo, pueden encenderse y apagarse para reflejar la ocupación o pueden encenderse delante y apagarse detrás de un guardia de seguridad por ejemplo que camina por el pasillo por la noche.
B: Estructura dinámica de haz multipulso para un bit
En las solicitudes de patente anteriores de inventores WO/2016/191851 "Systems and Methods for Spectrally Efficient and Energy Efficient Ultra-Wideband Impulse Radios with Scalable Data Rates" y WO/2015/103692 "Systems relating to Ultra-Wideband Broadcasting comprising Dynamic Frequency and Bandwidth Hopping", fue establecida una metodología de diseño para radio por impulsos basada en haces de pulsos en donde al explotar múltiples pulsos por haz con parámetros configurables en tiempo real tales como fase, frecuencia, amplitud y ancho de banda los inventores establecieron diseños de transmisores de UWB que pueden llenar dinámicamente el espectro de UWB. Las comunicaciones de UWB permiten la transmisión usando una banda de frecuencia amplia siempre que se cumpla la máscara espectral del organismo regulador apropiado. Por ejemplo, en los Estados Unidos la banda de frecuencia asignada es 3.1 GHz < f < 10.6 GHz, y la Comisión Federal de Comunicaciones (FCC) dicta la máscara espectral con respecto a la potencia máxima transmitida en diferentes subbandas a través de esta banda de frecuencia asignada. Esto permite una operación de pulso, que tiene la ventaja de un bajo consumo de potencia, dado que un transceptor puede funcionar en ciclos de trabajo para consumir potencia solo cuando se debe transmitir o recibir un pulso. Dado que la máscara espectral permite una densidad espectral de potencia máxima fija para las transmisiones, es ventajoso maximizar el ancho de banda ocupado con el fin de maximizar la energía de símbolo y ampliar el rango alcanzable mediante un enlace inalámbrico. Sin embargo, el uso de un único pulso para la comunicación provoca una compensación entre el ancho de banda de pulso y la precisión de sincronización requerida dado que un aumento en el ancho de banda de pulso corresponde a una disminución en la duración de pulso, dando como resultado una implementación de circuito más desafiante y potencialmente más costosa con una energía aumentada necesaria para la sincronización.
Los inventores abordaron esta compensación y la retiraron a través de la etapa conceptual de aplicar múltiples pulsos con diferentes espectros de frecuencia a la generación de un bit. Con referencia a la Figura 2A en la primera imagen 200A se representan esquemas de dominio de tiempo y frecuencia para una radio por impulsos de la técnica anterior en donde cada bit 210 es una oscilación de pulso en una única frecuencia de tal manera que el espectro de frecuencia es un único pico 230 centrado en fü dentro del rango de frecuencia permitido por la máscara de UWB de autoridad reguladora 220 y por debajo de la potencia máxima dentro de ese rango de frecuencia. En contraste como se muestra en la segunda imagen 200B en la Figura 2A, cada bit 260 comprende una serie de subpulsos 260A a 260C que están cada uno en las frecuencias f-i; f2; f3 respectivamente. Por consiguiente, el espectro multipulso 280 de un símbolo (bit 260) se obtiene conceptualmente (se omite la encriptación de fase para claridad) sumando los espectros de pulso individuales de los subpulsos 260A a 260C, lo cual aumenta el ancho de banda mientras que aumenta la duración total de símbolo, en contraste con el método de la técnica anterior de único pulso, mientras que mantiene la potencia máxima por debajo de la máscara de UWB 220 lo que permite que se maximice la energía de símbolo mientras se relajan los requisitos de temporización y el nivel de sincronización requerido en el receptor. Se puede incluir un número arbitrario de pulsos con diferentes conjuntos de parámetros dentro de un haz para adaptar el espectro de pulsos a un requisito dado.
Con el fin de proporcionar la mayor energía de señal sin violar la máscara de emisión, la fase de los pulsos debe ser aleatorizada, es decir el espectro necesita blanquearse para evitar la generación de "líneas espectrales" que generalmente se encuentran en señales periódicas, y la correlación entre pulsos tiene que reducirse para garantizar que el espectro multipulso sea la suma de los espectros de pulsos individuales. Esto se puede realizar aplicando una secuencia de ruido pseudoaleatorio (PRN) a la modulación de fase en el amplificador de potencia del transmisor. Dado que el receptor no es sensible a la fase de la señal (debido a su esquema de detección no coherente, como se describirá más adelante), no se requiere sincronización de fase entre el transmisor y el receptor con el fin de lograr esto. La conformación espectral precisa de la señal transmitida se puede controlar generando pulsos con diferentes frecuencias y duraciones en cada símbolo. El símbolo o bit se denomina como que comprende un "haz de pulsos" por los inventores. El espectro del haz de pulsos se calcula fácilmente, ya que su potencia es la suma de los espectros de potencia de pulsos individuales. Esto permite una fácil capacidad de reconfiguración dinámica en respuesta a cambios en el entorno o las demandas de usuarios, y también permite la operación a través de diferentes entornos reguladores.
Debido a la naturaleza de pulso de la señal, están presenten lóbulos laterales espectrales fuera de banda. Aunque la conformación de pulso reduce el nivel de lóbulos laterales, los máximos de los lóbulos laterales pueden ser varios dB superiores a la densidad espectral de potencia promedio fuera de banda. Al aplicar una secuencia de PRN al bit menos significativo (LSB) del bit de control de ciclo de trabajo, el ancho de cada pulso se puede difuminar aleatoriamente. Esto de manera equivalente difumina la localización de los lóbulos laterales y los nulos en el espectro fuera de banda, blanqueando de esa manera efectivamente el espectro fuera de banda a su valor promedio y aumentando el margen hacia la máscara espectral de FCC.
La modulación del flujo de datos de banda ancha se puede lograr a través de la Transmisión de Encendido-Apagado (OOK) o Modulación de Posición de Pulso (PPM), por ejemplo, como se muestra en la Figura 2B. En la modulación por OOK 2020, la presencia de un haz de pulsos indica un "1" y la ausencia de un haz indica un "0". Este es un esquema de comunicación de menor potencia dado que el transmisor solo necesita estar activo cuando se debe enviar un "1" y puede permanecer en modo de suspensión cuando el bit de datos es un "0". Esto también puede aumentar el rango de comunicaciones dado que los datos solo se transmiten aproximadamente la mitad del tiempo (garantizado por una codificación de datos apropiada), lo cual significa que cada haz de pulsos puede contener más energía y todavía cumplir con la máscara de emisiones impuesta por el organismo regulador.
Sin embargo, la modulación por OOK requiere un umbral definido con el fin de tomar una decisión en cuanto a si los datos recibidos fueron un "1" o un "0". Esto puede reducir el rendimiento en entornos con cambios rápidos ya sea en las características de canal o en el nivel de señales interferentes. En estas situaciones, la modulación por PPM 2010 puede ser preferida como un esquema de modulación alternativo, por ejemplo. En este caso, es la localización del haz de pulsos dentro del período de símbolo lo que determina si fue recibido un "1" o un "0". En esencia el detector compara la energía recibida en la primera mitad del período de símbolo con la recibida en la segunda mitad del período de símbolo para tomar una decisión, creando de este modo un umbral a nivel de marco que puede compensar entornos que cambian rápidamente. La capacidad de conmutar entre modulación por OOK y PPM dentro del mismo par transmisor-receptor de acuerdo con los diseños del inventor se hace posible usando un esquema de comunicaciones en modo ráfaga con una arquitectura de digitalización paralela.
Por consiguiente, en la Figura 2B se representan los símbolos 200C para los esquemas de modulación por PPM 2010 y OOK 2020. Además, se representa una estructura de marco 200D en donde cada marco 200D está precedido por un bloque de sincronización 2030 con el fin de lograr una sincronización fina en el receptor, así como un bit de inicio 2040 para corregir la deriva en la sincronización de símbolos antes de que se transmitan/reciban los datos 2050. Debido a la sencilla estructura de sincronización, solo se requiere un bloque de sincronización corto 2030, lo que reduce su sobrecarga en la tasa de datos efectiva del sistema. Entre los marcos 200D, el transmisor y el receptor se apagan con el fin de reducir el consumo de potencia. Esto produce un flujo 200E que tiene una estructura resultante de inicio 2060, marco 200D y suspensión 2080.
Tal protocolo de transmisión también es bien adecuado para tasas de datos reconfigurables. Como ejemplo ilustrativo de la operación de sistema, suponer una tasa de datos de 1 Mbps, un tamaño de marco de 1 kbit y una tasa de datos de ráfaga de 20 Mbps, por ejemplo dentro de un marco se envía un símbolo cada 50 ns. En este ejemplo, cada marco tendría una duración de 50 ps. Para lograr una tasa de datos de 1 Mbps, la tasa de repetición de marco sería 1 kHz, es decir se envía un marco cada 1 ms. Esto significa que el receptor solo estaría activo durante 50 ps cada 1 ms, lo que lleva un ciclo de trabajo de 5%. Para lograr una tasa de datos de 100 kbps con la misma tasa de marcos y duración, el único cambio necesario sería reducir la tasa de repetición de marcos a 10 ms (es decir, un marco enviado cada 10 ms). Ahora el receptor solo estaría activo durante 50 |js cada 10 ms, lo que lleva a un ciclo de trabajo de 0.5%. De este modo, una reducción de 10* en la tasa de datos también llevaría a una reducción de 10* en el consumo de potencia.
C: Transmisor de UWB de ejemplo
Con referencia a la Figura 3 se representa un esquema de un transmisor 300. Un bloque de Patrón de Pulso 310 contiene la configuración de los pulsos usados para representar el símbolo actual. A partir del reloj de tasa de símbolo (es decir 20 MHz), se generan múltiples fases mediante un Bucle Bloqueado por Retraso (DLL) 330. El borde ascendente de cada fase de reloj representa el inicio de un pulso en el haz de pulsos de símbolo. Un multiplexor 320 se activa por los bordes de las fases de reloj y selecciona la configuración del pulso actual del bloque de Patrón de Pulso 310. Un generador de pulsos (Pulsador) 350 genera pulsos con un ancho de pulso establecido por el multiplexor 320 y habilita el Oscilador Controlado Digitalmente (DCO) 340 y el Amplificador de Potencia (PA) 350. Cuando está habilitado, el DCO 340 genera un pulso en forma Gaussiana con frecuencia establecida por el multiplexor 320, que luego es amplificado por el PA 360 y radiado por la antena 370. Por consiguiente, el bloque de Patrón de Pulso 310 establece los pulsos para un símbolo o secuencia de símbolos. De esta manera, la actualización del bloque de Patrón de Pulso 310 ajusta la secuencia de pulsos empleada para cada símbolo y en consecuencia el bloque de Patrón de Pulso 310 puede actualizarse dinámicamente con base en uno o más factores que incluyen, pero no se limitan a, datos de entorno de red, secuencia predeterminada, fecha, hora, localización geográfica, relación de señal a ruido (SNR) de las señales recibidas y máscara reguladora.
C1. Generación y conformación de pulsos de transmisor
La salida de DCO 340 puede conformarse para proporcionar una característica de frecuencia y/o amplitud predeterminada de manera discreta o en combinación con la acción del Pulsador 350. Por ejemplo, se presenta y emplea el uso de conformación Gaussiana y un método para conformar pulsos Gaussianos. La realización representada dentro de esta patente emplea conformar el pulso a través del PA 360 a través del ajuste de su conexión a tierra. Esto permite que el transmisor opere en el dominio digital en su totalidad, lo que permite una estructura totalmente digital con un consumo de corriente estática insignificante. Además, el uso de una estructura de transmisor totalmente digital permite un ciclo de potencia muy agresivo, es decir al nivel de pulso. Sin embargo, en otras realizaciones se pueden emplear metodologías de conformación y perfiles de conformación alternativos.
C2. Amplificador de potencia con conmutación a tierra
La naturaleza de pulso de las transmisiones de UWB requiere un amplificador de potencia (PA) capaz de suministrar un alto nivel de potencia instantánea con conformación de pulso para reducir los lóbulos laterales del espectro de pulso. Para lograr un consumo de potencia promedio bajo se requiere una alta eficiencia de potencia, ciclos de potencia eficientes y tiempos rápidos de transición de activación/suspensión. En el ejemplo presentado en esta especificación se ha adoptado un amplificador de potencia de conmutación (SW-PA) 400 como se representa en la Figura 4 con el fin de transmitir los haces de pulsos de UWB. El SW-PA 400 por lo tanto representa una realización del PA 360 en la Figura 3. Como se representa, el primer y segundo transistores M1 410 y M2 420 actúan como conmutadores cuyas entradas son relojes digitales complementarios generados por el DCO, lo que permite realizar un SW-PA completamente diferencial 400. La frecuencia de estos relojes digitales establece la frecuencia central de cada pulso individual en un haz de pulsos, y la señal de habilitación de pulso aplicada al tercer transistor M3430 establece la duración de cada pulso. Por consiguiente, los relojes digitales complementarios son proporcionados por VCO<p>440 y VCO<n>450 mientras que la habilitación de pulso/duración de pulso son las señales de pulso proporcionadas por el Pulsador 350 que está acoplado a PULSO 460 de tal manera que la conexión a tierra de SW-PA 400 a través del tercer transistor M3430 es modificada por esta señal. Las salidas de SW-PA 400 se proporcionan en RFp 470 y RFn 480 con el SW-PA 400 acoplado a un riel de potencia Vdd.
La funcionalidad se puede describir considerando solo un lado (medio circuito) del SW-PA diferencial 400 dado que la simetría fuerza a que la operación del otro lado sea idéntica. La salida de SW-PA 400, en este caso RF<p>470 está conectada al nodo GND<pa>cuando el primer transistor M1 410 está ENCENDIDO. Dado que el voltaje de DC de la salida de SW-PA 400 es Vdd (a través del inductor L-i), la salida de SW-PA 400 se convierte en V<dd>+ (V<dd>-GND<pa>)= 2 * V<dd>-GND<pa>cuando el primer transistor M1410 M1 está APAGADO. La combinación de estos dos casos produce una oscilación de salida de 2 * V<dd>- GND<pa>. Por tanto, al conformar el voltaje del nodo GND pa, la salida de SW-PA 400 puede ser una versión conformada directa de la señal de reloj para generar el pulso de salida. Por diseño, el pulso de salida está conformado por el tercer transistor M3430 y C5 para lograr un perfil Gaussiano para un equilibrio óptimo entre la duración de pulso y el ancho de banda, y para minimizar la potencia de lóbulo lateral en el espectro de pulso. El SW-PA 400 genera un pulso de salida cuando es activado por el tercer transistor M3430, que sirve como un conmutador de habilitación para garantizar que el amplificador de potencia solo consuma potencia estática.
C3. Oscilador controlado digitalmente
En el ejemplo presentado en esta especificación se ha adoptado un DCO de anillo totalmente diferencial (FDR-DCO) 500 como se representa en la Figura 5 y como tal el FDR-DCO 500 representa por lo tanto una realización del DCO 340 en la Figura 3. FDR-DCO 500 proporciona el reloj digital al primer y segundo transistores M1 510 y M2520 con SW-PA 400 en la Figura 4 y se alimenta con la salida del Pulsador 350 con el fin de alternar su operación y generar el reloj que se alimenta al SW-PA 400. La frecuencia de este FDR-DCO 500 se establece mediante el primer y segundo bancos de condensadores, que comprenden el primer y segundo condensadores C1 540A y C2 540<b>y el tercer y cuarto condensadores C3 540C y C4 540D respectivamente, que están conectados a las salidas del primer y segundo inversores totalmente diferenciales INV1 510 e INV2 520 respectivamente. La salida del tercer inversor totalmente diferencial INV3530 proporciona los relojes digitales complementarios VCO<p>y VCO<n>que están acoplados a VCO<p>440 y VCO<n>450 del SW-PA 400.
Por consiguiente, en un ejemplo, el primer a cuarto condensadores C1 540A a C4 540D tienen valores de capacitancia idénticos y cada uno es un banco de condensadores programable con 4 bits de programabilidad aunque se pueden emplear otros niveles de programabilidad etc. El tercer y cuarto conmutadores S3550A y S4 550B se usan para apagar el FDR-DCO 500 y ahorrar potencia cuando no se debe enviar ningún pulso. El cuarto inversor INV4 570 en conjunto con el primer y segundo conmutadores S1 560A y S2 560B precargan los nodos de oscilador antes de la oscilación (cuando FDR-DCO 500 está apagado), para controlar la polaridad del pulso para la modulación de fase. Esto también crea un oscilador con un tiempo de inicio muy rápido (del orden de una fracción de ns), lo que lleva a una eficiencia de ciclo de potencia aumentada en el transmisor. Cuando se debe generar un pulso, el FDR-DCO 500 se habilita abriendo el primer y segundo conmutadores S1 560A y S2560B y cerrando el tercer y cuarto conmutadores S3550A y S4550B, mientras que en todos los demás momentos el FDR-DCO 500 está en un estado de suspensión de baja potencia. Opcionalmente, se puede agregar un transistor PMOS adicional entre las ramas V<dd>y de corriente del SW-PA 400 con el fin de apagar rápidamente el SW-PA 400 al final del pulso y mejorar la conformación de pulso.
C4. Generador de pulsos
Una señal de pulso del Pulsador 350 acoplado al DCO 340, por ejemplo FDR-DCO 500, y al PA 360, por ejemplo SW-PA 400, se genera usando un circuito de generación de pulsos. Por consiguiente, el generador de pulsos (PULGEN) 600 como se representa en la Figura 6 se ha adoptado en el ejemplo presentado en esta especificación y como tal PULGEN 600 representa por lo tanto una realización del Pulsador 350 en la Figura 3. Como se representa, una señal de entrada se enruta directa e indirectamente a través del primer y segundo inversores I<n>V 1610 e INV2620 a una compuerta Y 650. El primer y segundo inversores INV 1610 e INV2 620 son parte de un circuito de retraso variable en combinación con el primer y segundo condensadores C1 630 y C2640 que son bancos de condensadores programables, aunque se pueden emplear otros niveles de programabilidad etc. Por consiguiente, un borde ascendente en la línea de DATOS hace que este circuito cree un pulso en el orden de ns. El ancho de pulso es una función del retraso variable creado por el primer y segundo condensadores C1 630 y C2640, los cuales a través de ser ajustables digitalmente permiten que el ancho de pulso sea programado digitalmente.
D. Receptor de UWB de ejemplo
Con referencia a la Figura 7 se representa un esquema de un receptor 700 de acuerdo con un ejemplo. La señal de RF de la antena 710 se amplifica inicialmente mediante un Amplificador de Bajo Ruido (LNA) 720 antes de que se pase a un amplificador de RF de dos etapas (AMP1) 730. Un primer mezclador de cuadratura (MIX1) 740 multiplica la señal consigo mismo para convertirla a la Frecuencia Intermedia (IF). Un Amplificador de Ganancia Variable (VGA) de tres etapas 750 amplifica además la señal e implementa una función de filtro de paso de banda. La salida de VGA 750 se acopla luego a un segundo mezclador de cuadratura (MIX2) 760 que convierte de manera descendente la señal a la frecuencia de banda base. Un integrador paralelo (INT1 e INT2) suma la energía de señal, que es digitalizada por los Convertidores de Analógico a Digital (ADC1 y ADC2) dentro de un procesador digital (no se representa para claridad pero descrito para ejemplo con respecto al procesador digital (DIGIPRO) 1200 a continuación con respecto a la Figura 12).
D1. Detección de receptor y rechazo de interferencias
La cadena de IF de receptor utiliza un ancho de banda instantáneo que es en el orden de un ancho de banda de pulso individual, por ejemplo 500 MHz, mientras que el espectro total cubre un ancho de banda mucho más amplio, por ejemplo 3 GHz < f < 6 GHz para un BW = 3 GHz a través de la estrategia de haz de pulsos. Esto permite un menor consumo de potencia de los bloques de circuito después de la conversión descendente de pulsos, mientras que todavía permite que se use un espectro de ancho de banda ultraamplio para las comunicaciones. Los receptores para señales de UWB son desafiantes debido al amplio ancho de banda de la señal deseada, lo cual requiere una cadena de receptores de alto ancho de banda. Adicionalmente, la aparición de interferencias de banda estrecha en banda, compensaciones de DC y ruido 1/f también son problemáticos en implementaciones de baja potencia. Por consiguiente, sería deseable que la etapa de IF: •
• opere con una arquitectura de cuasi IF baja para evitar el problema de compensación de DC;
• reduzca el ruido 1/f de la sección de RF, y
• rechace interferencia típica de banda estrecha (por ejemplo, señales con BW < 50 MHz) con el fin de aumentar la robustez de sistema y el rechazo de interferencias.
Con el fin de lograr esto, se especifican condensadores de desacoplamiento de paso alto dentro del receptor 700 con el fin de garantizar que se corte una cantidad insignificante de la energía de pulso deseada durante este proceso. Además, esto se suma a una segunda etapa de cuadratura después de la etapa de IF para conservar la sensibilidad total. Un método de doble cuadratura para la mejora de la sensibilidad de detección de energía/rechazo de ruido en el receptor y la generación de una señal rectificada es bien adecuado para la integración de CMOS. Este método de doble cuadratura aprovecha la naturaleza de impulso de las señales recibidas con el fin de mejorar la detección ya que equivale efectivamente a un procesamiento no lineal de cada impulso. La primera operación de cuadratura convierte de manera descendente el pulso recibido a la señal de cuasi IF baja mientras que la 2da operación de cuadratura permite el uso de toda la energía de pulso convertida de manera descendente para aumentar la probabilidad de detección en lugar de usar solo la amplitud/pico detectado como se hacía en otros receptores de radio por impulsos de la técnica anterior. Como se mencionó, el filtrado de paso alto entre las dos operaciones de cuadratura da lugar a una mitigación de compensación de DC, reducción de ruido 1/f y rechazo de interferencia de banda estrecha.
Sería evidente para un experto en la técnica que la arquitectura de receptor no coherente presentada con respecto a la Figura 7 no requiere de manera beneficiosa sincronización de frecuencia ni conocimiento del patrón de frecuencia/fase de pulso usado por el transmisor.
D2. Amplificador de bajo ruido
En el ejemplo presentado en esta especificación se ha adoptado un amplificador de bajo ruido (LNA) 800 como se representa en la Figura 8 y como tal el LNA 800 representa por lo tanto una realización del LNA 720 en la Figura 7. Las señales de entrada diferenciales RFP y RFn se acoplan a través del tercer y cuarto condensadores C3 850A y C4850B respectivamente a los drenajes del par de transistores de compuerta común M1 810 y M2 820 que están desviados en sus compuertas por Vdesviación y cuya corriente de desviación se hunde a tierra a través del inductor L1. En los drenajes de M1 810 y M2 820, el pico de derivación se realiza mediante las resistencias R1 830 y R2840 en conjunto con el inductor L2870 con el fin de aumentar el ancho de banda de la señal amplificada. La señal se acopla desde el LNA 800 mediante el primer y segundo condensadores C1 860A y C2860B a los puertos de salida SALIDAp y SALIDAn.
D3. Mezclador de cuadratura
En el ejemplo presentado en esta especificación se ha adoptado un mezclador de cuadratura (SQ-MIX) 900 como se representa en la Figura 9 y como tal SQ-MIX 900 representa por lo tanto una realización del primer y segundo mezcladores de cuadratura MIX1 740 y MIX2760 en la Figura 7. Como se representa, las señales de entrada diferenciales ENTRADA<p>y ENTRADA<n>están acopladas a las compuertas de los transistores M7910 y M8 920, cuyas transconductancias convierten las señales en una corriente de drenaje diferencial. Simultáneamente, las señales de entrada también se acoplan a los pares de transistores acoplados cruzados M3:M4 y M5:M6, que dirigen las corrientes de drenaje ya sea hacia los lados positivo (SALIDA<p>) o negativo (SALIDAn) del SQ-MIX 900, multiplicando de esa manera la entrada consigo misma, es decir elevándola al cuadrado. Los transistores M1 y M2 están desviados como fuente de corriente 950, para proporcionar la máxima ganancia de voltaje en las salidas. El circuito de desviación 960 acoplado a las señales de entrada y que comprende los condensadores C1 a C4 y resistencias R1 a R4 garantiza que los transistores NMOS estén desviados en el punto de desviación apropiado.
D4. Amplificador de ganancia variable
En el ejemplo presentado en esta especificación se ha adoptado una etapa de ganancia de amplificador de ganancia variable (VGA-GS) 1000 como se representa en la Figura 10 y como tal VGA-GS 1000 representa por lo tanto una realización de cada etapa de ganancia dentro del VGA 750 en la Figura 7. Las señales de entrada diferenciales ENTRADAp y ENTRADA<n>están acopladas a las compuertas de los pares de transistores compuestos M1:M2 y M3:M4 respectivamente. Cada transistor compuesto M1 a M4 como se representa en el inserto comprende un arreglo de transistores 1070 formado a partir de un arreglo de transistores 1075(1) a 1075(N) con fuentes y drenajes conectados, y cuyas compuertas se pueden conectar ya sea a la señal o a tierra dependiendo de las posiciones de conmutador. Por consiguiente, los pares de transistores compuestos M1:M2 y M3:M4 tienen transconductancia conmutable. La transconductancia efectiva en el lado positivo (SALIDA<p>) es igual a la diferencia de la transconductancia de M1 y M3, y en el lado negativo (SALIDA<n>) es igual a la diferencia de transconductancia entre M2 y M4. Por lo tanto, la ganancia se puede ajustar mediante las posiciones de conmutador en los transistores compuestos. Los transistores M6 y M7 están desviados como fuente de corriente 1030 para maximizar la ganancia de voltaje de salida. Los condensadores C3 y C4 realizan el filtrado de paso bajo en los nodos de salida, mientras que los condensadores C1 y C2 junto con las resistencias de desviación R1 y R2 realizan el filtrado de paso alto en los nodos de entrada. La VGA-GS 1000 opera por lo tanto con una respuesta de filtro de paso de banda efectiva.
E. Sincronización y reloj de transmisor-receptor
Como se discutiósupra,el receptor (Rx) y transmisor (Tx) de un enlace de comunicaciones de UWB no están sincronizados entre sí a través de información de temporización distribuida a diferencia de algunos otros protocolos inalámbricos. Por consiguiente, un requisito de cada circuito es la sincronización eficiente entre Tx y Rx con el fin de mantener el ciclo de trabajo extremadamente agresivo de las radios por impulsos inalámbricas de acuerdo con ejemplos, manteniendo de esa manera la eficiencia energética inherente a las comunicaciones de radio por impulsos. Por consiguiente, los inventores han establecido un método/algoritmo de sincronización de transmisor/receptor de baja latencia que usa hardware de sincronización dedicado, incluyendo un sistema de temporizador de reloj dual para un consumo de potencia en modo de suspensión ultrabajo. Esto permite una sincronización eficiente entre Tx y Rx con el fin de mantener el ciclo de trabajo extremadamente agresivo de la radio, manteniendo de este modo la eficiencia energética inherente a las comunicaciones de radio por impulsos.
Fue diseñado un transceptor de banda base de reloj multifase con el fin de reducir la frecuencia de reloj (por ejemplo, 20 MHz en lugar de 200 MHz) y mejorar la eficiencia de potencia. Además, fue empleada una estructura de ADC/integrador paralelizada, DIGIPRO 1200 en la Figura 12A, con el fin de permitir una sincronización más rápida y detección de interferencias mejorada. Esta estructura permite la capacidad de observación completa de señal durante el período de tiempo de recepción. Esta estructura también permite cambiar dinámicamente esquemas de modulación (por ejemplo OOK, PPM) para mejorar la solidez de las comunicaciones con base en el canal o entorno regulador.
E1. Generador de reloj de baja potencia
Con referencia a la Figura 11, se representa un primer generador de reloj (CLKGEN1) 1100 que puede adoptarse en un ejemplo presentado en esta especificación y como tal el CLKGEN1 1100 proporciona la señal de 20 MHz al transmisor 300 así como al DIGIPRO 1200 dentro del receptor 700 en la Figura 7. El generador de reloj de baja potencia, CLKGEN1 1100, comprende un inversor INV1 1120 que actúa como un oscilador de baja frecuencia, es decir 32 kHz, junto con el cristal XTAL 1110, resistencia R1 y condensadores C1 y C2. La señal de oscilador sinusoidal se amplifica a un reloj de onda cuadrada mediante el inversor INV21125 y se usa como la referencia en un Bucle de Bloqueo en Fase (PLL) 1190. El PLL 1190 consiste en un Oscilador Controlado por Voltaje (VCO) 1150 cuya salida es dividida en frecuencia por un Divisor 1180 y comparada con la referencia por un Detector de Fase 1130. Dependiendo de si el reloj dividido tiene una frecuencia menor o mayor que la referencia, se generan pulsos ya sea en ABAJO o ARRIBA. Una Bomba de Carga 1140 junto con la resistencia R2 y los condensadores C3 y C4 filtran las señales ARRIBA y ABAJO en una señal de control para el VCO. Cuando está bloqueado, el bucle genera un reloj de salida almacenado en búfer por el inversor INV3 1160 que es un múltiplo entero del reloj de referencia.
Como se anotósupra,la implementación eficiente de la generación y sincronización de reloj en un transceptor de UWB es crucial para la operación de baja potencia. Con duraciones de pulso en el orden de nanosegundos, un enfoque digital sintetizado convencional y directo requeriría un reloj base de varios cientos de MHz o más, con un alto consumo de potencia dinámica asociado. Generar el reloj base directamente con un generador de reloj de cristal llevaría a un consumo de potencia relativamente alto. Debido a que la potencia de oscilador de cristal se escala directamente con la frecuencia, operar un oscilador de cristal a una frecuencia mucho más baja (por ejemplo 32 kHz) y multiplicar la frecuencia con un Bucle Bloqueado en Fase (PLL) reduce significativamente el consumo de potencia. Esta estrategia se explota por los inventores para la generación de reloj de baja potencia en el transceptor de UWB. El reloj base para la lógica digital se establece en la frecuencia de símbolo, por ejemplo 20 MHz, que es la tasa a la que los símbolos son procesados por el hardware de banda base digital y es generado por un generador de reloj tal como CLKGEN1 1100 en la Figura 11 que explota el oscilador de baja frecuencia de menor potencia XTAL 1110. Luego como se representa con respecto al transmisor 300 en la Figura 3 el reloj de 20 MHz está acoplado a un bucle bloqueado por retraso (DLL) 330 que deriva múltiples fases de este reloj en intervalos de rango de nanosegundos, que se usan como una base de temporización para generar los pulsos de símbolo en conjunto con el Multiplexor 320, DCO 340 y Pulsador 350. Las señales de control de generador de pulsos son generadas por un multiplexor, que selecciona los bits de control de una memoria, Patrón de Pulso 310, en los bordes del reloj multifase de DLL.
El PLL 1190 tiene un tiempo de inicio en el rango de milisegundos, que está efectivamente limitado por el número de ciclos de oscilador de cristal requeridos para estabilizar el bucle. A tasas de datos superiores a 50 kbps, el PLL 1190 y DLL 330 permanecen ENCENDIDOS entre marcos y se han optimizado para un bajo consumo de potencia. A tasas de datos de 50 kbps o inferiores, tanto el PLL 1190 como DLL 330 pueden funcionar en ciclos de potencia en medio de marcos de tal manera que el único consumo de potencia durante el modo de suspensión sea desde el oscilador de cristal.
E2. Sincronización
Sería evidente que se requiere la sincronización del reloj de receptor ya que la metodología de transmisión de los enlaces de UWB no tiene datos de reloj transmitidos. Por consiguiente, como se representa con respecto a la Figura 12 se emplea un bloque de sincronización 1230 en conjunto con DIGIPRO 1200 del receptor 700 representado en la Figura 7. Como se representa en la Figura 12A, el DIGIPRO 1200 comprende un par de bloques integradores activados por doble borde y Convertidores de Analógico a Digital (ADC). Cada uno del primer y segundo integradores 1210A y 1210B integra más de la mitad del período de símbolo y su salida se digitaliza con uno del primer y segundo ADC 1220A y 1220B. El primer y segundo integradores 1210A y 1210B respectivamente se sincronizan a través de CLK1 1240A y CLK3 1250A mientras que el primer y segundo ADC 1220A y 1220B se sincronizan a través de CLK2 1240B y CLK4 1250B respectivamente. Cada uno del primer y segundo integradores 1210A y 1210B respectivamente puede ser un ADC flash de 3 bits, por ejemplo. Los dos bloques integradores-ADC están compensados por un cuarto de período de símbolo de tal manera que está disponible un total de cuatro ventanas de integración superpuestas disponibles durante cada símbolo. Esto es evidente en la Figura 12B.
La sincronización durante el bloque de marco de sincronización se consigue determinando la ventana de integración con máxima energía de tal manera que la sincronización de reloj del receptor se puede de este modo conseguir en principio con un símbolo de sincronización. Se necesitan símbolos de sincronización adicionales en la práctica para tener en cuenta el bucle de ganancia variable que rastrea los cambios en el canal del enlace inalámbrico. La desmodulación por PPM se logra observando la ventana de integración con máxima energía para cada símbolo, y la modulación por OOK se logra observando la energía en una ventana de integración fija.
F. Filtro de N trayectorias con detector de energía
Como se representa en la Figura 7, fue representado un receptor de UWB de ejemplo 700 en donde la señal de RF de la antena 710 es amplificada inicialmente por un Amplificador de Bajo Ruido (LNA) 720 antes de que se pase a un amplificador de RF de dos etapas (AMP1) 730. Un primer mezclador de cuadratura (MIX1) 740 multiplica la señal consigo mismo para convertirla a la Frecuencia Intermedia (IF) antes de que un Amplificador de Ganancia Variable (VGA) de tres etapas 750 amplifique además la señal. La salida de VGA 750 se acopla luego a un segundo mezclador de cuadratura (MIX2) 760 que convierte de manera descendente la señal a la frecuencia de banda base en donde un integrador paralelo (INT1 e INT2) suma la energía de señal, que es digitalizada por los Convertidores de Analógico a Digital (ADC1 y ADC2) dentro de un procesador digital.
El mezclador de cuadratura (MIX2) 760, de aquí en adelante denominado como un escuadrador, realiza una cuadratura de la amplitud de señal que al ser integrada por el integrador paralelo produce la energía instantánea de la señal recibida. La integración durante un período de tiempo fijo produce la energía total del símbolo dentro de ese período de tiempo. Sin embargo, la señal de entrada debe filtrarse de tal manera que se limite a la banda de interés con el fin de reducir tanto el ruido como la energía integrada de cualquier señal interferente. Dentro del receptor de UWB de ejemplo en la Figura 7, el VGA 750 proporciona este diseño apropiado para proporcionar una función de filtrado de paso de banda. Sin embargo, sería beneficioso separar las funciones de amplificación y filtrado permitiendo la optimización independiente de cada una sin afectar sustancialmente el consumo de potencia así como permitir filtros de detención de banda así como filtros de paso de banda.
Dentro de la técnica anterior, los filtros típicamente presentan a los diseñadores de circuitos un alto consumo de potencia y un bajo factor de calidad, especialmente si se requiere un filtro de paso de banda de Frecuencia Intermedia (IF). Por consiguiente, los inventores han establecido una metodología de diseño basada en combinar un filtro de N trayectorias de condensador conmutado antes del escuadrador. Los filtros de N trayectorias como se hará evidente pueden ser filtros de paso de banda o de detención de banda y se basan en la conversión ascendente y descendente de un filtro de paso bajo en una estructura de mezclador pasivo. El factor de calidad puede ser alto ya que el filtro de paso bajo se convierte de manera ascendente a una frecuencia más alta y la frecuencia central es ajustable por medio de la frecuencia de reloj. Sin embargo, una desventaja de un filtro de N trayectorias es el alto consumo de potencia en el generador de reloj requerido para producir un reloj de alta calidad en estructuras de receptor sincrónico. Esto hace que esta tecnología usualmente no sea bien adecuada para aplicaciones de baja potencia dentro de la técnica anterior.
Sin embargo, los inventores han establecido un medio para evitar las desventajas del filtro de N trayectorias en términos de variación rápida de reloj, de tal manera que se puede usar un generador de reloj de baja potencia para el filtro de N trayectorias en lugar de los generadores de reloj de alta potencia de alta precisión (baja variación rápida) de la técnica anterior asociados con los filtros de N trayectorias. El efecto de la variación rápida de reloj es distribuir la energía de la señal de entrada en un ancho de banda mayor, lo cual reduciría la energía en banda en un receptor sincrónico. Sin embargo, dentro de un receptor de uW b de ejemplo cuando el filtro de N trayectorias se empareja con un receptor asincrónico, por ejemplo un detector de energía tal como el representado en la Figura 9, entonces la energía total de señal aún se captura ya que el detector de energía es insensible a la dispersión de frecuencia del reloj de temporización de filtro de N trayectorias.
Esta técnica también puede extenderse a sistemas que usan un escuadrador como un automezclador, por ejemplo para convertir de manera descendente una señal alrededor de DC. En este escenario, la selectividad del escuadrador se mejora mediante el filtro de N trayectorias pero sin consumir mucha potencia ya que el generador de reloj puede exhibir una cantidad relajada de variación rápida.
F. 1 Implementación de ejemplo
Con referencia a las Figuras 13A y 13B se representan implementaciones de ejemplo tanto para variantes de paso de banda como de detención de banda. Considerando la Figura 13A entonces una interfaz de usuario de receptor 1360, por ejemplo que comprende antena, LNA, amplificador de RF, un primer mezclador de cuadratura que multiplica la señal consigo mismo para convertirla a la Frecuencia Intermedia (IF) antes de que un VGA amplifique además la señal. La salida del VGA está acoplada al filtro de N trayectorias 1310 que es accionado por el generador de reloj (CLK Gen) 1320 en donde la salida del filtro de paso de banda de N trayectorias (NP-BP) 1310 se acopla luego a un escuadrador 1330 y posteriormente a una circuitería receptora subsecuente que incluye un integrador 1340 por ejemplo. En la Figura 13B se representa la misma configuración global de circuito receptor pero el filtro de paso de banda de N trayectorias 1310 se reemplaza por un filtro de detención de banda de N trayectorias (NP-BS) 1350.
La Figura 14 representa un diseño de ejemplo de un NP-BP 1310 en donde la señal recibida que va a ser filtrada, Ventrada, está acoplada a N trayectorias 1410A a 1410N respectivamente. Comprendiendo cada trayectoria un conmutador de entrada Sx 1 (X = 1,2,..., N), un filtro Fx (X = 1,2,..., N), y un conmutador de salida Sx 2 (X = 1,2,..., N). Las salidas de las N trayectorias 1410A a 1410N respectivamente se combinan para proporcionar la salida filtrada, V<salida>. El filtro F<x>puede ser un filtro de paso bajo o de paso de banda.
El NP-BP representado en la Figura 14 se representa en la Figura 15Aen donde ahora se denotan las señales de reloj aplicadas a cada conmutador eléctrico y diseños de filtros RC de ejemplo para los filtros individuales F<x>. Como se representa, los conmutadores eléctricos de entrada y salida se accionan dentro de cada NP-BP 1510A a NP-BP 1510N respectivamente se accionan mediante las mismas señales de reloj por ejemplo NP-BP 1510A con CLK0, NP-BP 1510B con CLK1, etc. hasta BP-NP 1510N con CLKn-1. Entre cada par de conmutadores hay un filtro RC que comprende una resistencia R en serie entre el par de conmutadores y un condensador C<x>(X = 1,2,..., N) en paralelo a tierra. Las señales de reloj se representan en la Figura 15B mientras que la Figura 15C representa una primera simplificación de implementación en donde ahora se dispone una única resistencia R antes de la división en N trayectorias. La Figura 16 representa una simplificación de implementación adicional en donde el NP-BP se implementa como un diseño de único lado. Por consiguiente, la entrada se acopla a las N trayectorias que comprenden un único conmutador accionado por su señal de reloj CLK y (Y = 0,1,.., N -1 ) y el condensador asociado Cx (X = 1,2,..., N). La salida es ahora el punto común entre todas las N trayectorias y la entrada.
En la Figura 9 se representa una implementación de ejemplo del escuadrador 1330 con el mezclador de cuadratura (SQ-MIX) 900. Esta es una implementación de escuadrador diferencial y en consecuencia se puede acoplar a un filtro diferencial de N trayectorias tal como se representa en la Figura 17. Por consiguiente, se representan un par de filtros de único lado de NP-BP tal como se representa en la Figura 16 comprendiendo cada uno una resistencia de entrada R con los N conmutadores y condensadores. En la Figura 17 N = 4 de tal manera que se representan cuatro trayectorias paralelas 1710A a 1710D con los condensadores C1; C2; C3; C4 en donde los circuitos diferenciales ahora emplean un único condensador acoplado a cada entrada diferencial mediante su conmutador. Estos conmutadores son accionados por las fases apropiadas de la señal de reloj, denotadas como CLK (0 = 0°); CLK (0 = 90°); CLK (0 = 180°); CLK (0 = 270°). Estos relojes se generan mediante un Generador de Reloj de 4 Fases 1720 a partir de relojes diferenciales acoplados a él desde un circuito generador de reloj.
La Figura 18 representa el diseño de filtro de detención de banda equivalente al representado en la Figura 16 en donde los filtros de detención de banda ahora comprenden los condensadores Cx (X = 1,2,..., N) en serie con la resistencia R.
G. Rango y posicionamiento con radios por impulsos de UWB
Como se anotósupra,las mediciones de determinación de rango y localización/posicionamiento son un aspecto de muchas aplicaciones con dispositivos/subsistemas/sistemas/componentes etc. que emplean transceptores de UWB. En ausencia de la explotación de una técnica basada en UWB dentro de tales dispositivos/subsistemas/sistemas/componentes etc. se debe proporcionar funcionalidad de hardware adicional junto con el consumo de potencia asociado etc. para lograr las mediciones de determinación de rango y localización/posicionamiento deseadas con otra tecnología inalámbrica, por ejemplo óptica/RF/microondas basada localmente para aplicaciones internas de aquellas que cubren ambos entornos internos/externos, o sistemas de posicionamiento global (GPS)/triangulación inalámbrica etc. en entornos externos con sistemas inalámbricos de microondas/RF tal como Bluetooth, Wi-Fi, WiMAX etc.
Por consiguiente, los inventores han establecido dos técnicas que explotan los transmisores/receptores/transceptores de UWB basados en pulsos de baja potencia desarrollados por ellos en esta solicitud de patente junto con los descritos y representados en el documento WO/2016/191851 "Systems and Methods for Spectrally Efficient and Energy Efficient Ultra-Wideband Impulse Radios with Scalable Data Rates" y WO/2015/103692 "Systems relating to Ultra-Wideband Broadcasting comprising Dynamic Frequency and Bandwidth Hopping".
F.1 Determinación de rango en tiempo de vuelo (par de transceptores de UWB sincronizados)
Este sistema de determinación de rango se describe con respecto a un enlace de comunicaciones de UWB y explota un innovador esquema de detección de energía en combinación con una tasa de datos por aire de 20 Mbps de ejemplo. Las capacidades del esquema de sincronización avanzada de transceptores de UWB se explotan para garantizar comunicaciones robustas y el rastreo de los haces de pulsos, y el esquema de rango se usa para "ampliar" el tiempo de llegada.
Además del transceptor/receptor de UWB una implementación de circuito integrado (IC) o una implementación híbrida requiere el circuito de rango como se describe y representa de acuerdo con la Figura 19. De acuerdo con la tolerancia/precisión de estimación de rango deseada, puede requerirse una referencia de temporización de mayor precisión para permitir estimaciones de rango en el rango de centímetros.
En la Figura 19 se muestra una versión simplificada del diagrama de bloques de sistema y un tren de pulsos simplificado. Un tren de pulsos entrante pasa postantena 1910 que pasa a través de un Amplificador de Bajo Ruido (LNA) 1920. Una porción de la señal recibida amplificada se acopla a un Circuito Correlacionador 1940 que el resto se propaga al resto de la circuitería de interfaz de usuario de receptor 1930. El Circuito Correlacionador 1940 correlaciona la señal recibida con un pulso de referencia proporcionado por un Generador de Pulsos de Referencia 1960 que es accionado por un Generador de Pulsos 1970. El Generador de Pulsos 1970 se acciona en sí mismo a través de un Bucle Bloqueado por Retraso (DLL) 1990 que tiene aproximadamente 50 tomas espaciadas a 0.5 ns para un esquema de UWB nominal de 20 Mb/s establecido por los inventores. El DLL 1980 es accionado por un Reloj de Referencia de Precisión 1990. La salida del Circuito Correlacionador 1940 se alimenta a un circuito temporizador.
Debido a la construcción del haz de pulsos, solo un pulso dentro del tren de pulsos entrante coincidirá con el pulso de referencia (o plantilla) debido a que todos los pulsos en el tren de pulsos tienen una frecuencia central diferente. Esto significa que el receptor de detector de energía de UWB, tal como se representa y describesupra,aún puede derivar el beneficio de integrar la energía del tren de pulsos completo para aumentar la distancia de comunicaciones, mientras que la porción de rango puede "ampliarse" a un único pulso para aumentar la resolución de temporización.
El proceso de ejemplo comenzará en la toma #1 y la toma avanzará después de cada haz de pulsos hasta que se establezca un pico de correlación. Dado que el receptor de detección de energía ya conoce la "localización" del haz de pulsos con dentro de 25 ns, el espacio de búsqueda se reduce drásticamente. Esto lleva a una reducción significativa en la complejidad de hardware, tiempo de búsqueda, etc.
F1.1 Algoritmo de tiempo de vuelo
Es importante notar que este algoritmo de ejemplo supone que el par de transceptores de UWB ya están sincronizados. En la Figura 20 se representa un diagrama de temporización simplificado para referencia mientras que la Figura 21 representa un flujo de proceso de ejemplo para el algoritmo. Sería evidente para alguien de experiencia en la técnica que son posibles muchas variaciones de este algoritmo de ejemplo. La precisión fundamental depende de la precisión de la referencia que está disponible en los transceptores, y es aconsejable una precisión/deriva de nivel subnanosegundo.
Ahora con referencia a la Figura 21 entonces el proceso comprende las etapas 2105 a 2150. Las etapas 2105 a 2125 representan:
• Etapa 2105: Sincronizar el par de transceptores de UWB (UWB #1 y UWB #2);
• Etapa 2110: El Chip de UWB #1 envía un paquete compuesto por haces de pulsos de UWB;
• Etapa 2115: El Temporizador de Chip de UWB #1 (TC1) se inicia durante la transmisión del último haz de pulsos; •
• Etapa 2120: UWB #2 recibe el paquete y el Circuito Correlacionador 1940/Circuito de DLL 1990 se sincroniza con el pulso apropiado; y
• Etapa 2125: UWB #2 inicia el temporizador cuando se recibe el pulso sincronizado dentro del último haz.
Subsecuentemente se ejecutan las etapas 2130 a 2150 que comprenden:
• Etapa 2130: UWB #2 espera un tiempo preciso que es conocido por ambos transceptores. (NOTA: El Chip #2 conoce cuándo se produce el último haz debido a que se conoce la longitud de paquete).
• Etapa 2135: Después del tiempo de espera preciso el Chip #2 transmite el mismo tipo de paquete de vuelta al Chip #1;
• Etapa 2140: En donde el Chip #1 realiza el mismo proceso de sincronización que se lleva a cabo;
• Etapa 2145: El Chip #1 determina que llega el último haz en el paquete y detiene su temporizador TC1, lo que produce un tiempo transcurrido, TC 1transcurrido; y
• Etapa 2150: El Chip #1 determina el tiempo de vuelo (TOF) con base en la Ecuación (1) a continuación y de acuerdo con la distancia de rango.
Opcionalmente, el Chip #1 puede detener su temporizador tan pronto como el correlacionador detecte el pulso apropiado, y en lugar de usar la "longitud de paquete" en el cálculo de TOF, puede usar el "número de haces antes de la correlación". Esto reducirá los errores de temporización y el número de haces se conocerá a partir del contador de bits del transceptor.
Las etapas 2110 a 2150 pueden repetirse para proporcionar resultados promediados con precisión mejorada. Sin embargo, opcionalmente se puede reducir la longitud del paquete dado que el par de transceptores ya conocen aproximadamente qué toma de DLL usar. Por consiguiente, los paquetes más cortos significarían que hay menos deriva en los relojes entre los transceptores de UWB.
F.2 Determinación de rango de ventana de tiempo de integración (par de transceptores de UWB no sincronizados)
De acuerdo con una realización de la invención, un par de circuitos de UWB, Chip #1 y Chip #2, pueden enviar cada uno impulsos de UWB que pueden repetirse con base en el reloj interno del respectivo chip. Tanto el Chip #1 como Chip #2 pueden recibir los impulsos de UWB del transmisor del otro circuito de UWB. Los circuitos de UWB de acuerdo con un método de acuerdo con una realización de la invención reconocen la llegada del impulso de UWB integrando la energía de señal de entrada dentro de ventanas de tiempo de integración, que se definen como PW1 y PW2 para el Chip #1 y el Chip #2, respectivamente. Estas ventanas de integración se basan en el reloj interno de cada chip y el Chip #1 tiene un reloj interno ligeramente diferente al del Chip #2, de tal manera que PW2 es un poco más largo que PW1. Por consiguiente, los dos chips no deben estar sincronizados.
Con referencia a la Figura 22, se representa un flujo de proceso de ejemplo para el método de ventana de tiempo de integración de determinación de rango en donde el diagrama de temporización se representa en la Figura 23.
El algoritmo comprende las etapas 2210 a 2280 que son:
• Etapa 2210: El chip #1 envía un impulso de UWB (Primera Temporización 2300A en la Figura 23 representa la energía de este impulso frente al tiempo);
• Etapa 2220: Después del tiempo AT (que es proporcional a la distancia entre dos chips), el impulso llega al Chip #2 (Segunda Temporización 2300B en la Figura 23);
• Etapa 2230: Con el fin de detectar este impulso, el Chip #2 integra la energía de la señal de entrada dentro de ventanas de tiempo de integración (Tercera Temporización 2300C en la Figura 23)
• Etapa 2240: Si la energía dentro de una ventana de tiempo de integración es mayor que un umbral, se supone que el impulso llega al Chip #2 y en el comienzo de su siguiente ventana de integración, el Chip #2 envía de vuelta una señal de eco al Chip #1 (Cuarta Temporización 2300D en la Figura 23);
• Etapa 2250: Después del tiempo AT este impulso de eco llega al Chip #1 (Quinta Temporización 2300E en la Figura 23);
• Etapa 2260: El Chip #1 integra la energía de la señal de entrada dentro de sus propias ventanas de integración (Sexta Temporización 2300F);
• Etapa 2270: Esta energía integrada se pasa luego a un procesador de señal digital (DSP), que se combina con el Chip #1, con el fin de estimar AT; y
• Etapa 2280: Las etapas 2210 a 2270 pueden repetirse muchas veces y el AT estimado se promedia para reducir su incertidumbre.
F2.1 Tiempo de vuelo por procesamiento de señal digital:
En muchos algoritmos de rango, la diferencia de tiempo (AT) entre la señal transmitida y el eco recibido se usa para medir el tiempo de vuelo (TOF) de la señal. Este tiempo de vuelo es proporcional a la distancia entre el transmisor y el generador de eco. Sin embargo, dentro del algoritmo propuesto que se presenta a continuación la diferencia de tiempo no se mide directamente sino que se deriva a través de un algoritmo de procesamiento de señal digital. Este algoritmo explota el hecho de que cuando se recibe una señal de eco, su energía se distribuye entre dos ventanas de tiempo de integración consecutivas, como se muestra en el sexto gráfico 2300F en la Figura 23. El tiempo de llegada exacto de la señal de eco se puede estimar procesando la proporción de energía que se integra en cada uno de estos dos intervalos de tiempo, denominados como E1 y E2 respectivamente. Por ejemplo, si las energías son iguales, es decir E1=E2, entonces esto significa que la señal llegó exactamente a la mitad del primer intervalo de tiempo. Usando una aproximación lineal, se puede demostrar que el tiempo de llegada estimado está dado por la Ecuación (2) donde PW1 es el ancho del intervalo de tiempo.
Por consiguiente, la diferencia de tiempo ATOA se mide con exactitud y este tiempo debe estar relacionado con AT. Como se muestra en la Figura 23, esta diferencia de tiempo ATOA consiste en dos intervalos de tiempo: el tiempo entre la señal transmitida y la señal de eco (AT12) y la señal de eco del chip #2 y la señal recibida en el chip #1 (AT).
Cálculo de AT12: Si la señal recibida en el chip #2 (tercer gráfico 2300C en la Figura 23) llega exactamente al comienzo de una ventana de tiempo de integración, AT12 es igual a AT PW2, de otro modo es una variable aleatoria con una distribución uniforme entre AT 0.5PW2 y AT 1.5PW2, debido a la no sincronía entre el chip #1 y el chip #2. Por tanto, ATOA tiene un valor medio de 2*AT PW2. Por lo tanto, al repetir el algoritmo, midiendo ATOA para muchas muestras y promediándolo, se puede estimar AT.
En la descripción anterior se dan detalles específicos para proporcionar un entendimiento exhaustivo de las realizaciones. Sin embargo, se entiende que las realizaciones pueden practicarse sin estos detalles específicos. Por ejemplo, los circuitos pueden mostrarse en diagramas de bloques con el fin de no ocultar las realizaciones en detalle innecesario. En otros casos, se pueden mostrar circuitos, procesos, algoritmos, estructuras y técnicas bien conocidos sin detalle innecesario con el fin de evitar ocultar las realizaciones.
La implementación de las técnicas, bloques, etapas y medios descritos anteriormente pueden hacerse de diversas formas. Por ejemplo, estas técnicas, bloques, etapas y medios pueden implementarse en hardware, software o una combinación de los mismos. Para una implementación de hardware, las unidades de procesamiento pueden implementarse dentro de uno o más circuitos integrados de aplicación específica (ASIC), procesadores de señales digitales (DSP), dispositivos de procesamiento de señal digital (DSPD), dispositivos lógicos programables (PLD), arreglos de compuertas programables en campo (FPGA), procesadores, controladores, microcontroladores, microprocesadores, otras unidades electrónicas diseñadas para realizar las funciones descritas anteriormente y/o una combinación de las mismas.
También, se nota que las realizaciones pueden describirse como un proceso que se representa como un flujograma, un diagrama de flujo, un diagrama de flujo de datos, un diagrama de estructura o un diagrama de bloques. Aunque un flujograma puede describir las operaciones como un proceso secuencial, muchas de las operaciones pueden realizarse en paralelo o simultáneamente. Además, se puede redisponer el orden de las operaciones. Un proceso finaliza cuando se completan sus operaciones, pero podría tener etapas adicionales no incluidas en la figura.
La anterior divulgación de las realizaciones de ejemplo de la presente invención se ha presentado con propósitos de ilustración y descripción. No está prevista para ser exhaustiva ni limitar la invención a las formas precisas divulgadas. Muchas variaciones y modificaciones de las realizaciones descritas en este documento serán evidentes para alguien de experiencia normal en la técnica a la luz de la divulgación anterior. El alcance de la invención debe definirse solamente por las reivindicaciones anexas a la misma.
Además, al describir realizaciones representativas de la presente invención, la especificación puede haber presentado el método y/o proceso de la presente invención como una secuencia particular de etapas. Sin embargo, en la medida en que el método o proceso no dependa del orden particular de etapas establecidas en este documento, el método o proceso no debe limitarse a la secuencia particular de etapas descritas. Como alguien de experiencia en la técnica apreciaría, pueden ser posibles otras secuencias de etapas. Por lo tanto, el orden particular de las etapas establecidas en la especificación no debe interpretarse como limitaciones en las reivindicaciones. Además, las reivindicaciones dirigidas al método y/o proceso de la presente invención no deben limitarse al desempeño de sus etapas en el orden escrito, y un experto en la técnica puede apreciar fácilmente que las secuencias pueden variarse y aún permanecer dentro del alcance de la presente invención como se define mediante las reivindicaciones anexas.

Claims (4)

REIVINDICACIONES
1. Un método que comprende:
establecer un rango entre un par de transceptores de banda ultraancha, UWB, que comprenden un primer transceptor de UWB con un segundo transceptor de UWB usando un proceso en ejecución en el primer transceptor de UWB y el segundo transceptor de UWB; en donde el proceso comprende:
transmitir un impulso de UWB (2210) con el primer transceptor de UWB donde el primer transceptor de UWB está operando con una primera tasa de reloj que tiene primeras ventanas de integración establecidas en dependencia de la primera tasa de reloj;
recibir desde el segundo transceptor de UWB una señal de eco (2250) donde la señal de eco es generada y transmitida por el segundo transceptor de UWB cuando el segundo transceptor de UWB determina la recepción del impulso de UWB;
determinar que la señal de eco ha sido recibida desde el segundo transceptor de UWB cuando una energía recibida dentro de una primera ventana de integración de las primeras ventanas de integración excede un umbral predeterminado;
tras determinar que se ha recibido la señal de eco,
proporcionar las energías integradas dentro de las primeras ventanas de integración a un circuito de procesamiento de señal digital, DSP, (2270); y
derivar una estimación del tiempo transcurrido con el circuito de DSP en dependencia de un tiempo en el que fue recibida la señal de eco que se establece usando las energías recibidas dentro de las primeras ventanas de integración (2280).
2. El método de acuerdo con la reivindicación 1, en donde
la señal de eco es generada por el segundo transceptor de UWB a través de un proceso que comprende: recibir el impulso de UWB en el segundo transceptor de UWB que está operando con una segunda tasa de reloj que tiene segundas ventanas de integración en dependencia de la segunda tasa de reloj; integrar señales de UWB recibidas dentro de las segundas ventanas de integración y determinar cuándo la energía recibida dentro de una segunda ventana de integración excede un umbral predeterminado de que se ha recibido el impulso de UWB; y transmitir en la siguiente segunda ventana de integración después de una determinación de recepción del impulso de UWB la señal de eco.
3. El método de acuerdo con la reivindicación 1, en donde
el proceso se repite una pluralidad de veces para promediar las estimaciones del tiempo transcurrido (2280).
4. El método de acuerdo con la reivindicación 1, en donde
el primer transceptor de UWB y segundo transceptor de UWB no están sincronizados.
ES22198591T 2017-06-30 2018-06-29 Energy efficient ultra-wideband impulse radio method Active ES3030717T3 (en)

Applications Claiming Priority (1)

Application Number Priority Date Filing Date Title
US201762527187P 2017-06-30 2017-06-30

Publications (1)

Publication Number Publication Date
ES3030717T3 true ES3030717T3 (en) 2025-07-01

Family

ID=64740740

Family Applications (2)

Application Number Title Priority Date Filing Date
ES22198591T Active ES3030717T3 (en) 2017-06-30 2018-06-29 Energy efficient ultra-wideband impulse radio method
ES18825388T Active ES3036735T3 (en) 2017-06-30 2018-06-29 Energy efficient ultra-wideband impulse radio systems and methods

Family Applications After (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
ES18825388T Active ES3036735T3 (en) 2017-06-30 2018-06-29 Energy efficient ultra-wideband impulse radio systems and methods

Country Status (7)

Country Link
US (7) US10879955B2 (es)
EP (3) EP4135207B1 (es)
JP (5) JP6979085B2 (es)
KR (3) KR102416049B1 (es)
CN (5) CN119135209A (es)
ES (2) ES3030717T3 (es)
WO (1) WO2019000075A1 (es)

Families Citing this family (21)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
EP2913922A1 (en) 2014-02-28 2015-09-02 Telefonaktiebolaget L M Ericsson (publ) A low noise amplifier circuit
KR102480383B1 (ko) * 2017-02-16 2022-12-22 와틀로 일렉트릭 매뉴팩츄어링 컴파니 콤팩트한 모듈형 무선 센서
EP4135207B1 (en) * 2017-06-30 2025-04-30 Transfert Plus Energy efficient ultra-wideband impulse radio method
US10715977B2 (en) * 2017-12-28 2020-07-14 Qualcomm Incorporated System and method for ranging-assisted vehicle positioning
TWI676043B (zh) * 2018-11-08 2019-11-01 立積電子股份有限公司 超寬頻雷達收發器及其運作方法
US12320769B2 (en) 2018-11-19 2025-06-03 The Regents Of The University Of California Systems and methods for battery-less wirelessly powered dielectric sensors
SG11202110122WA (en) 2019-03-18 2021-10-28 Frederic Nabki Ultra wideband (uwb) transmitter and receiver circuits
CN113875160B (zh) * 2019-03-18 2024-07-23 弗雷德里克·奈卜克 用于超宽带（uwb）接收器的方法和系统
SG11202110118QA (en) 2019-03-18 2021-10-28 Frederic Nabki Ultra wideband (uwb) link configuration methods and systems
US12052533B2 (en) * 2019-07-08 2024-07-30 The Regents Of The University Of California Systems and methods for long-distance remote sensing with sub-wavelength resolution using a wirelessly-powered sensor tag array
JP2023515580A (ja) 2020-02-28 2023-04-13 ザ リージェンツ オブ ザ ユニバーシティ オブ カリフォルニア 微小埋込物および電気化学的センサのためのデュアルアンテナアーキテクチャを伴う統合型エネルギー回収送受信機および伝送機
EP4193259A1 (en) 2020-08-07 2023-06-14 Marvell Asia Pte Ltd Self-diagnosis for in-vehicle networks
US12160279B2 (en) * 2020-11-25 2024-12-03 Marvell Asia Pte Ltd Automotive physical layer (PHY) cable fault diagnosis
US12237982B2 (en) 2021-05-28 2025-02-25 Marvell Asia Pte Ltd Early detection of cable failure in automotive networks
KR102907415B1 (ko) * 2021-10-20 2026-01-02 삼성디스플레이 주식회사 복합 밴드 패스 필터 및 이를 포함하는 터치 드라이버
US20230139079A1 (en) * 2021-11-03 2023-05-04 Qorvo Us, Inc. Receiver circuit for detecting and waking up to a wakeup impulse sequence
CN114252857B (zh) * 2021-12-06 2025-07-29 南京理工大学 基于能量函数和带通滤波的抗间歇采样转发式干扰方法
WO2023140847A1 (en) 2022-01-20 2023-07-27 Google Llc Ultra-wideband power usage optimization
CN114650067B (zh) * 2022-03-25 2023-03-14 清华大学 一种自同步脉冲超宽带信号基带调制电路与解调电路
CN118975129A (zh) * 2022-04-08 2024-11-15 株式会社村田制作所 N通道滤波器
US12609780B2 (en) * 2023-03-24 2026-04-21 Qualcomm Incorporated Clock signal synthesizer for ultra-wideband (UWB) transmitter or transceiver applications

Family Cites Families (42)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JPS6016013A (ja) * 1983-07-06 1985-01-26 Nec Corp 狭帯域フイルタ
JPS63228465A (ja) * 1987-03-17 1988-09-22 Sony Corp 磁気記録再生装置
JPH0738567B2 (ja) * 1993-02-10 1995-04-26 日本電気株式会社 狭帯域フィルタ
DE69406048T2 (de) * 1993-05-24 1998-04-23 Asulab Sa Ultraschalldetektionsgerät insbesondere für eine automatisch gesteuerte Windschutzreinigungsanlage
JPH08331098A (ja) * 1995-06-05 1996-12-13 Sharp Corp Ｐｄｉ受信機
US7209523B1 (en) * 1997-05-16 2007-04-24 Multispectral Solutions, Inc. Ultra-wideband receiver and transmitter
US6700939B1 (en) * 1997-12-12 2004-03-02 Xtremespectrum, Inc. Ultra wide bandwidth spread-spectrum communications system
US7110473B2 (en) * 1998-12-11 2006-09-19 Freescale Semiconductor, Inc. Mode controller for signal acquisition and tracking in an ultra wideband communication system
US7649925B2 (en) * 1999-06-14 2010-01-19 Time Domain Corporation Time transfer utilizing ultra wideband signals
US6711216B2 (en) * 2001-06-28 2004-03-23 Intel Corporation Method and apparatus for an ultra-wideband radio utilizing MEMS filtering
US7349439B2 (en) * 2001-12-06 2008-03-25 Pulse-Link, Inc. Ultra-wideband communication systems and methods
US7299063B2 (en) * 2002-07-01 2007-11-20 Sony Corporation Wireless communication system, wireless communication device and wireless communication method, and computer program
US20050013390A1 (en) * 2003-07-14 2005-01-20 Tufvesson Anders Fredrik Hybrid UWB receiver with matched filters and pulse correlator
JP4265332B2 (ja) * 2003-07-28 2009-05-20 パナソニック株式会社 Ｕｗｂ装置
US7839916B1 (en) * 2003-10-08 2010-11-23 L-3 Communications Corporation Systems and methods for communication in a global positioning system (GPS) device
FI20045181A0 (fi) 2004-05-19 2004-05-19 Oulun Ylipisto Menetelmä ja laite ajoitussignaalien tuottamiseksi ultralaajakaistapulssigeneraattorille
JP4520365B2 (ja) 2004-12-28 2010-08-04 東京レーダー株式会社 無線通信方式
US7370245B1 (en) * 2005-02-25 2008-05-06 Xilinx, Inc. Cross-correlation of delay line characteristics
CN100379165C (zh) * 2005-03-17 2008-04-02 北京邮电大学 用于超宽带无线通信系统的自适应频域接收机及接收方法
US7965798B2 (en) * 2006-08-16 2011-06-21 Texas Instruments Incorporated Robust packet detection, symbol timing, channel length estimation and channel response estimation for wireless systems
US7822161B2 (en) * 2006-09-01 2010-10-26 Korea Electrotechnology Research Institute Impulse radio-based ultra wideband (IR-UWB) system using 1-bit digital sampler and bit decision window
KR100906383B1 (ko) * 2007-07-26 2009-07-06 인하대학교 산학협력단 초광대역 레인징 시스템에서 협대역 간섭제거 방법
EP2053755A1 (en) * 2007-10-25 2009-04-29 Commissariat A L'energie Atomique Method of and apparatus for synchronisation
JP2009170968A (ja) 2008-01-10 2009-07-30 Futaba Corp 超広帯域無線送信装置、超広帯域無線受信装置、及び超広帯域無線送受信装置
US7928773B2 (en) * 2008-07-09 2011-04-19 Integrated Device Technology, Inc Multiple frequency synchronized phase clock generator
JP2010164555A (ja) * 2008-12-18 2010-07-29 Panasonic Corp 無線測距システム、及び、無線端末
KR101358902B1 (ko) * 2012-06-25 2014-02-06 연세대학교 산학협력단 시간디지털변환기-다중 ｐｐｍ을 이용한 데이터 통신, 거리측정, 위치추적
EP3032868A4 (en) * 2013-08-05 2017-03-15 Sharp Kabushiki Kaisha Radio communication system, terminal apparatus, base station apparatus, radio communication method, and integrated circuit
ES2727518T3 (es) 2013-09-06 2019-10-16 Lm Wind Power Int Tech Ii Aps Medición de distancia de vuelo de ida
US9294349B2 (en) 2013-10-15 2016-03-22 Cisco Technology, Inc. Host traffic driven network orchestration within data center fabric
ES2779317T3 (es) 2014-01-09 2020-08-14 Gestion Valeo Soc En Commandite (Valeo Managem Lp) Sistemas relacionados con la radiodifusión de banda ultra ancha que comprenden un salto dinámico de frecuencia y de ancho de banda
CN103762975B (zh) * 2014-01-17 2017-01-11 中国科学院上海技术物理研究所 基于sca多通道高速采集系统的时频同步校准方法
US9654983B2 (en) * 2014-04-03 2017-05-16 North Carolina State University Tunable filter employing feedforward cancellation
EP3202043B1 (en) * 2014-10-01 2021-02-24 The Trustees of Columbia University in the City of New York Circuits and methods for transceiver self-interference cancellers
FR3027409B1 (fr) * 2014-10-17 2021-01-08 Sagem Defense Securite Procede pour la geolocalisation d'unites mobiles evoluant au sein d'une structure fermee
CN107005229A (zh) 2014-11-25 2017-08-01 索尼公司 陷波滤波器
US9660828B2 (en) * 2015-04-02 2017-05-23 Vivint, Inc. Smart vacation
US10608699B2 (en) * 2015-06-01 2020-03-31 Transfert Plus Societe En Commandite Systems and methods for spectrally efficient and energy efficient ultra-wideband impulse radios and scalable data rates
US9906288B2 (en) * 2016-01-29 2018-02-27 The Trustees Of Columbia University In The City Of New York Circuits and methods for spatio-spectral interference mitigation
US10484211B2 (en) * 2017-03-08 2019-11-19 Skyworks Solutions, Inc. Multipath bandpass filters with passband notches
EP4135207B1 (en) * 2017-06-30 2025-04-30 Transfert Plus Energy efficient ultra-wideband impulse radio method
KR102551302B1 (ko) * 2018-09-03 2023-07-05 주식회사 아모텍 Uwb 통신을 지원하는 휴대 단말용 커버

Also Published As

Publication number Publication date
JP6979085B2 (ja) 2021-12-08
US20250080162A1 (en) 2025-03-06
KR20210080627A (ko) 2021-06-30
US10951264B2 (en) 2021-03-16
JP2021145371A (ja) 2021-09-24
CN112994711A (zh) 2021-06-18
JP7072102B2 (ja) 2022-05-19
WO2019000075A1 (en) 2019-01-03
US10742261B2 (en) 2020-08-11
CN113556139A (zh) 2021-10-26
KR102416049B1 (ko) 2022-07-01
KR20200054939A (ko) 2020-05-20
EP4568372A3 (en) 2026-01-07
KR20220101002A (ko) 2022-07-18
JP2020526142A (ja) 2020-08-27
CN113613324B (zh) 2024-10-11
US10879955B2 (en) 2020-12-29
JP2025004057A (ja) 2025-01-14
CN113556139B (zh) 2022-07-05
US20200358474A1 (en) 2020-11-12
US20190215030A1 (en) 2019-07-11
ES3036735T3 (en) 2025-09-23
US20220337285A1 (en) 2022-10-20
CN113613324A (zh) 2021-11-05
CN119135209A (zh) 2024-12-13
JP7564912B2 (ja) 2024-10-09
JP2022105181A (ja) 2022-07-12
CN110892645A (zh) 2020-03-17
US11876553B2 (en) 2024-01-16
US20200119766A1 (en) 2020-04-16
EP3646470A4 (en) 2021-07-28
EP3646470C0 (en) 2025-06-25
CN110892645B (zh) 2021-07-20
US20210203379A1 (en) 2021-07-01
EP3646470A1 (en) 2020-05-06
KR102586726B1 (ko) 2023-10-10
EP4135207C0 (en) 2025-04-30
US20240154644A1 (en) 2024-05-09
CN112994711B (zh) 2022-11-15
JP2023116559A (ja) 2023-08-22
EP4135207B1 (en) 2025-04-30
EP3646470B1 (en) 2025-06-25
JP7289957B2 (ja) 2023-06-12
US12176943B2 (en) 2024-12-24
US11394424B2 (en) 2022-07-19
KR102418514B1 (ko) 2022-07-07
EP4135207A1 (en) 2023-02-15
EP4568372A2 (en) 2025-06-11

Similar Documents

Publication Publication Date Title
ES3030717T3 (en) Energy efficient ultra-wideband impulse radio method
ES2985617T3 (es) Sistemas y métodos para radios de impulsos de banda ultraancha eficientes espectralmente y eficientes energéticamente con tasas de datos escalables