FR2496362A1

FR2496362A1 - Circuit de commande d'un transistor de commutation de puissance et dispositif le comportant

Info

Publication number: FR2496362A1
Application number: FR8026414A
Authority: FR
Inventors: Jean-Claude Guillon
Original assignee: Thomson-Brandt SA
Current assignee: Thomson-Brandt SA
Priority date: 1980-12-12
Filing date: 1980-12-12
Publication date: 1982-06-18

Abstract

CIRCUIT DE COMMANDE D'UN TRANSISTOR DE COMMUTATION DE PUISSANCE DESTINE, NOTAMMENT, A EQUIPER UN DISPOSITIF D'ALIMENTATION PAR DECOUPAGE ET COMPRENANT UN ETAGE D'ISOLEMENT GALVANIQUE 50 (PHOTO-COUPLEUR OU TRANSFORMATEUR). DANS CE CIRCUIT, LE CIRCUIT EMETTEUR DU TRANSISTOR DE COMMUTATION 22 COMPORTE UNE PILE 26 FORMEE PAR UN MONTAGE PARALLELE DE PLUSIEURS DIODES 29 MONTEES EN SERIE, D'UN CONDENSATEUR 27 ET D'UNE RESISTANCE 28. LE CIRCUIT DE COMMANDE COMPORTANT EN CASCADE: L'ETAGE D'ISOLEMENT 50 DONT LA SORTIE FOURNIT ALTERNATIVEMENT DES ETATS SATURE ET BLOQUE QUI COMMANDENT A TRAVERS UN ETAGE D'ATTAQUE 30 INVERSEUR, CEUX DU TRANSISTOR DE PUISSANCE 22, SENSIBLEMENT EN PHASE. LE COLLECTEUR DU TRANSISTOR DE SORTIE 52 DE L'ETAGE D'ISOLEMENT 50 ETANT RELIE A LA CATHODE D'UNE DIODE 47 DONT L'ANODE EST RELIEE A LA JONCTION DE L'ANODE DE L'UNE 292 ET DE LA CATHODE D'UNE AUTRE 291 DES DIODES 290-293 DE LA PILE 26 POUR OBTENIR UNE PROTECTION CONTRE LA SATURATION. APPLICATION A DES ALIMENTATIONS A DECOUPAGE OU DES ETAGES DE SORTIE DE BALAYAGE-LIGNE, NOTAMMENT DES RECEPTEURS DE TELEVISION.

Description

CIRCUIT DE COMMANDE D'UN TRANSISTOR DE COMMUTATION
DE PUISSANCE ET DISPOSITIF LE COMPORTANT
L'invention concerne un circuit de commande d'un transistor de puissance comprenant un élément d'isolement galvanique à son entrée, tel qu'un photocoupleur ou un transformateur d'impulsions commandant un transistor de commutation. L'utilisation d'un photocoupleur permet d'atteindre une rigidité diélectrique d'isolement de 4 à 10 kV environ.

Dans les circuits de commande généralement utilisés, notamment, dans les dispositifs d'alimentation à découpage ou onduleurs, c'est-à-dire des convertisseurs continu-continu ou continu-alternatif, où le trajet collecteur-émetteur d'un transistor de commutation de puissance est généralement inséré avec une inductance de découpage ou de commutation qui emmagasine une énergie (LI2MAX/2) croissante avec la durée de l'état saturé du transistor et la restitue sous la forme d'une impulsion de tension pendant l'état bloqué de celui-ci, la commande de sa base nécessite généralement une puissance non-négligeable fournie par un circuit d'attaque qui peut comporter un étage d'amplification équipé d'un transistor de commutation et d'un transformateur d'impulsions (voir, par exemple, l'article de PEGLAU paru aux pages 235 à 238 du nO 8, de la revue allemande "FUNKSCHAU" de l'année 1971, ou les articles de HETTERSCHEID et de HETTERSCHEID et VAN SCHAIK parus respectivement aux pages 131 à 140 et 203 à 215 de la revue américaine trimestrielle "IEEE TRANSACTIONS ON BROADCAST
AND TELEVISION RECEIVERS", volume BTR-16, numéros 2 et 3, des mois de mai et d'août 1970 ou encore dans les articles de VAN
SCHAIK respectivement intitulés "AN INTRODUCTION TO SWITCHED MODE POWER SUPPLIES IN TV RECEIVERS" et "CONTROL CIRCUITS FOR SMPS IN TV RECEIVERS", respec
tivement parus dans la revue britannique "MULLARD TECHNICAL
COMMUNICATIONS" numéro 135, de mois de juillet 1977, aux pages 181 à 195, ainsi que dans la revue néerlandaise de langue anglaise "PHILIPS' ELECTRONIC APPLICATION BULLETIN" volume 34, numéro 3, aux pages 93 à 108, de l'année 1976, et aux pages 210 à 226 du numéro 136, du mois d'octobre 1977 de la première de ces revues et aux pages 162 à 180 du volume 34, numéro 4, de l'année 1976 de la seconde de celles-ci). Dans la publication EP-A 0 005 391 antérieure de la demanderesse, on a également proposé d'utiliser comme étage "d'attaque" (appelé "driver" en anglais) la combinaison en cascade d'un étage déphaseur (appelé "phase-splitter" en anglais) et d'un montage amplificateur de puissance du type "push-pull série" composé de transistors bipolaires à jonction et fréquemment utilisé dans les circuits intégrés logiques de type TTL.

Un autre procédé de commande de la base d'un transistor de commutation utilise, dans son circuit de base, un enroulement de réaction magnétiquement couplé soit à l'inductance de commutation, comme c'est, par exemple, le cas dans les publications DE-B -21 60 659, 23 36 11Q et 24 17 628 (ou FR-A- 2 267 654) de SIEMENS
AKTIENGESELSCHAFT, dans les articles de DANGSCHAT respectivement parus aux pages 245 à 255 de la revue américaine "IEEE
TRANSACTIONS ON BROADCAST AND TELEVISION RECEIVERS", volume BTR-17, numéro 4 du mois de novembre 1971, aux pages 782 à 784 de la revue allemande "FUNK-TECHNIK" numéro 20, de l'année 1971 et de DANGSCHAT et al. aux pages 40 à 43 de la revue allemande "FUKSCHAU" numéro 5, de l'année 1975, dans les publications FR-A- 2 345 762, 2 447 639 et 2 448 820, ainsi que dans la demande de brevet français n0 79 16905 du 29 juin 1979 de la présente demanderesse, soit à l'enroulement primaire d'un transformateur de courant, qui est connecté dans le circuit-collecteur du transistor de commutation, en série avec l'inductance de commutation, comme c'est le cas, par exemple, dans la publication FR-A
1 403 260 ou dans la demande de brevet français n" 80 14912 du 4 juillet 1980 de la demanderesse.Dans les circuits auto-oscillants (du type oscillateur bloqué, dit "blocking oscillator" en anglais ou "Sperrschwinger" en allemand) ou auto-excités, la conduction et la saturation du transistor de commutation résulte d'un processus cumulatif dû à la réaction et son blocage résulte de l'amorçage d'un thyristor court-circuitant l'enroulement de réaction et permettant, éventuellement, l'application simultanée d'une tension de polarisation négative entre la base et émetteur de ce transistor afin d'accélérer l'évacuation des porteurs minoritaires stockés dans la base pendant sa saturation, c'est-à-dire de réduire le temps de stockage t5 (dit "storage time" en anglais) qui provoque un retard supplémentaire lors du blocage du transistor. ll est connu de disposer à cette fin une "pile" dont le pale positif est couplé à l'émetteur du transistor de commutation et dont le pôle négatif est couplé, par l'intermédiaire du thyristor amorçé, à la base de ce transistor.Dans la publication DE-A- 21 60 659 et les deux premiers articles de DANGSCHAT précités, cette "pile" se compose d'un condensateur (8, C1) de forte valeur (100 microfarads) chargé positivement à travers une diode (32, D8-B2540) par un enroulement (9-33, 7-8) secondaire du transformateur (4, AZ 3600) dont l'enroulement primaire (3, 1-4) constitue l'inductance de commutation située dans le circuit collecteur du transistor de commutation (1, T2).Dans la demande de brevet français n" 80 14912 cette pile (80) est constituée par plusieurs diodes connectées en série pour conduire dans le même sens que la jonction base-émetteur du transistor de commutation, branchées en parallèle avec un condensateur conservant sa charge pendant le blocage des diodes, l'ensemble étant inséré entre la base de ce transistor et l'une des bornes de l'enroulement de réaction dont l'autre borne est couplée, par l'intermédiaire d'une résistance de mesure de son courant de base, à l'émetteur de celuici, le thyristor étant couplé en parallèle avec cet enroulement.

Dans la publication DE-A- 23 04 545 (PHILIPS), la "pile" se trouve insérée entre l'émetteur du transistor de commutation de type NPN et le pôle d'alimentation négatif et comporte un condensateur qui est chargé par le courant émetteur de celui-ci. En parallèle avec le condensateur on a prévu une résistance ou une diode Zener aux bornes de laquelle le courant émetteur provoque une chute de tension qui est appliquée, lors du blocage du transistor au moyen d'un interrupteur électronique réunissant la base au pôle négatif précité, qui court- cir cuite également l'enroulement de réaction, à la jonction base-émetteur de celui-ci, de manière à la polariser à l'envers.

Lorsqu'un dispositif d'alimentation par découpage est du type dit à "accumulation" (appelé "flyback" dans la littérature angloaméricaine), l'énergie emmagasinée dans l'inductance de découpage (L I2MAX/2) est restituée pendant l'intervalle de blocage du transistor, à l'aide d'une diode de redressement dont la cathode est reliée à la jonction de l'inductance de découpage avec le collecteur du transistor (charge non-isolée) ou dont l'une des électrodes est reliée à l'une des bornes d'un enroulement secondaire magnétiquement couplé à l'inductance de découpage et dont l'autre électrode est réunie au moyen d'un autre condensateur de filtrage à l'autre borne -de cet enroulement secondaire.La diode de redressement conduit alors, pendant les intervalles de blocage du transistor, un courant linéairement décroissant qui charge cet autre condensateur de filtrage à une tension de sortie Vs qui est, notamment, fonction de l'énergie emmagasinée, du rapport de transformation entre le primaire et le secondaire et de la composante résistive de l'impédance connectée entre les bornes de cet autre condensateur.La valeur de la tension d'alimentation VA entre les bornes de sortie du montage redresseur étant déterminée par le réseau alternatif pouvant fluctuer, l'inducance de découpage LD ou de commutation et le rapport de transformation étant des constantes données du circuit, le principal élément permettant une régulation de la tension de sortie
VS est constitué par le rapport entre la durée de l'intervalle de saturation du transistor TS et soit la durée de son intervalle de
blocage TB, soit la somme des durées (T5 + TB) respectives des intervalles de saturation TS et de blocage TB, qui est égale à la
période de répétition ou de récurrence T R du dispositif d'alimen
tation. Ce rapport TS/TR = TS/Ts + TB constitue alors le rapport
cyclique (dit "duty cycle" ou "time ratio" dans la littérature anglo
américaine).

Le rapport cyclique peut alors être varié par la variation de la durée, soit de l'intervalle de saturation T5 en maintenant la période de récurrence TR constante, soit de cette dernière TR (ou de son inverse qui est la fréquence de répétition FR) ave( !In intervalle de saturation TS constant, en vue de maintenir une tension de sortie Vs constante quelle que soit la tension d'alimentation VA ou la valeur moyenne du courant redressé ïRM consommé par la charge (à l'intérieur d'une plage de régulation prédéterminée).Dans les dispositifs des publications DE-B- 21 60 659, 23 36 111 et 24 17 628 -(= FR-A- 2 267 654) précitées, c'est notamment la fréquence de répétition FR qui varie avec la charge et la durée de l'intervalle de saturation TS qui varie avec la tension d'alimentation VA dérivée du réseau.Dans le dispositif decrit dans la publication FR-A- 2 345 762 précitée de la demanderesse, la fréquence de répétition FR déterminée par un générateur d'impulsions est sensiblement constante et les durées respectives des états saturé TS et bloqué TB du transistor de commutation, dont la somme (TS 4 TB = TR) est donc constante, varient conjointement dans des sens inverses, simultanément selon des fonctions respectives de la puissance consommée par la charge, de la tension d'alimentation A continue et de la tension de sortie Vs, en vue de maintenir cette dernière constante.

Dans un autre type de dispositif décrit dans la publication DE
B- 1 234 836, où l'interrupteur électronique de découpage est rendu bidirectionnel en connectant une diode en anti-parallèle avec le trajet collecteur-émetteur du transistor de commutation qui est commandé sur sa base par des signaux rectangulaires à fréquence et à rapport cyclique constants et ou l'inductance de découpage constituée par l'enroulement primaire d'un transformateur (T.H.T.) forme un circuit résonnant parallèle avec un condensateur d'accord, pendant l'ouverture de l'interrupteur et qui est connecté en parallèle avec ce dernier, c'est cette période de résonance qui détermine la durée de l'ouverture de l'interrupteur.En effet, lorsque le transistor préalablement saturé et conduisarlt un courant collecteur linéairement croissant qui parcourt l'inductance de découpage, est com mandé sur sa base pour être bloqué, I'interrupteur bidirectionnel qu'il forme avec la diode en anti-parallèle s'ouvre après l'évacuation des porteurs minoritaires stockés dans sa base (c'est-à-dire après un temps de stockage dont la durée est fonction des courants collecteur et base du transistor à l'instant de l'application d'une polarisation inverse ou nulle à sa jonction base-émetteur, augmenté du temps de retard à la décroissance propre à chaque type de transistor même sans saturation), et l'inductance de découpage entre en résonance avec le condensateur d'accord pour un peu plus d'une demi-période d'oscillation sinusoîdale de la tension à ses bornes et cosinusoîdale du courant, de la manière classique des étages de sortie de balayage-ligne à transistor. Dans ce circuit, la régulation de la tension de sortie Vs redressée et filtrée après prélèvement aux bornes d'un enroulement secondaire du transformateur, est effectuée par la variation en foncfion de celle-ci, du retard de phase entre l'instant d'ouverture de cet interrupteur et l'instant de connection, à l'aide d'un autre interrupteur électronique bidirectionnel, d'un autre condensateur d'accord en parallèle avec le premier afin de modifier la durée de la demi-période de résonance.

Lorsque le retard est supérieur à la demi-période du circuit résonnant primitif i il nty a pas de régulation, mais lorsqu'il est inférieur à celle-ci, il a pour effet de la prolonger de façon à faire décroître la durée de l'intervalle de fermeture de l'interrupteur et, par conséquent, l'énergie emmagasinée dans l'inductance de découpage. Lorsque la tension d'oscillation, modifiée ou non, après son premier passage par zéro, dépasse le seuil de conduction de la diode anti-parallèle, celle-ci devient polarisée en direct de façon à refermer l'interrupteur et à conduire un courant négatif linéairement croissant vers une valeur nulle, à travers l'inductance de découpage, dans la source d'alimentation continue, d'où l'appellation de la diode dite de récupération parallèle ou shunt dans les étages de sortie de balayage-ligne.Il est. à remarquer que le signal rectangulaire commandant la base du transistor de commutation devra maintenir celui-ci bloqué au-delà de la fin de la demi-période de résonance de durée maximale qui correspond à un retard minimal ou nul, où les deux condensateurs d'accord sont connectées en parallèle dès l'instant du blocage du transistor de commutation, le dispositif fournissant alors sur sa sortie une tension Vs minimale. La limite supérieure de la durée des signaux de blocage du transistor n'est pas critique, grâce à la présence de la diode anti-parallèle, car la jonction base-émetteur du transistor de commutation ne devra être polarisée en direct que peu avant l'annulation du courant à travers cette diode anti-parallèle. En résumé, ce dispositif comporte un générateur de retard variable en fonction d'une tension.

Dans un dispositif d'alimentation à découpage combiné à un étage de sortie de balayage-ligne, décrit par exemple, dans les publications FR-A- 2 275 092 et US-A- 3 999 102 (modes de réalisation des figures 6 et 14) ou FR-A- 2 425 186 et EP-A- O 005 391, les circuits de découpage ainsi que les étages sortie de balayage-ligne comportent respectivement des interrupteurs bidirectionnels du type décrit et des condensateurs d'accord de leurs inductances de commutation (qui dans le cas des étages de sortie s'appellent respectivement condensateur de retour et bobines de déviation-ligne en parallèle avec un premier enroulement du transformateur-ligne).

L'étage de sortie n'est plus relié ici à une source de tension continue, mais les bobines de déviation sont montées en série avec un condensateur dit "d'effet S" ou "d'aller" (car c'est lui qui les alimente en tension pendant les intervalles d'aller du balayage-ligne) et le premier enroulement est montée en série avec un autre condensateur dit d'alimentation (car c'est lui qui alimente cet étage et qui est chargé à l'aide du circuit de découpage).

Le circuit de découpage est, par contre, alimenté à l'aide d'un montage redresseur fournissant une haute tension continue, entre les bornes duquel sont connectés en série l'inductance de découpage et l'interrupteur bidirectionnel, avec le condensateur d'accord en parallèle soit avec l'un, soit avec l'autre. Un second enroulement du transformateur-ligne, bien isolé du premier, constitue ou fait partie de l'inductance de découpage, de sorte que le transfert d'énergie entre les deux circuits s'effectue par l'intermédiaire de ce transformateur.La demi-période de résonance du circuit résonnant parallèle formé par les bobines de déviation, le premier enroulement et le condensateur de retour détermine la durée de l'intervalle de retourligne qui est normalisée pour chaque standard (12 microsecondes pour les standards européens de 625 lignes par image et 25 images par seconde comportant chacune deux trames entrelacées).

Lorsque celle du circuit résonnant formé par l'inductance de découpage et le condensateur d'accord lui est notablement supérieure, telle que, par exemple, aux environs d'une demi-période de ligne (32 microsecondes), la régulation de l'amplitude de la dent de scie de courant parcourant les bobines de déviation-ligne pendant les périodes d'aller par celle de la tension aux bornes du condensateur d'alimentation de l'étage de sortie, est effectuée en faisant varier le retard de phase entre les instants de coupure respectifs des interrupteurs de balayage et de découpage, obtenu à l'aide d'un générateur dit de retard variable en fonction de cette tension ou de l'une des amplitudes crête des impulsions de retour-ligne prélevées sur un autre enroulement secondaire, dit auxiliaire, du transformateurligne.

De toute manière, il est nécessaire d'isoler la masse du récepteur de télévision dont fait partie l'étage de - sortie de balayage-ligne, dite froide, de celle reliée au réseau du dispositif d'alimentation par découpage, dite chaude, afin de protéger l'utilisateur. Cet isolement peut être obtenu, par exemple, en insérant entre la sortie du générateur de retard variable constitué par un modulateur de largeur d'impulsions (dit "pulse-width modulator" ou "PWM" en anglais) fournissant des impulsions dont le front de montée coïncide avec ceux de signaux de synchronisation-ligne ou des impulsions de retour-ligne, dont la durée est fonction de la tension aux bornes du condensateur d'alimentation et dont le front arrière différentié sert à commander le blocage du transistor de commutation du circuit de découpage, un transforrnateur d'impulsions et d'isolement (voir US-A- 3 999 102 précitée). Le générateur de retard variable est alors relié à la masse froide.

Un autre moyen d'isolement est d'utiliser l'enroulement auxiliaire du transformateur-ligne, d'une part, pour le déclenchement d'un générateur de formes d'onde en dents de scie à la fréquence de ligne et, d'autre part, pour obtenir une tension continue proportionnelle à la tension aux bornes du condensateur d'alimentation en redressant celle des alternances du signal aux bornes de cet enroulement qui se produisent pendant les intervalles d'aller du balayage, soit pour modifier la pente des dents de scie en fonction d'un courant dérivé de cette tension redressée, soit pour appliquer celleci comme tension de référence à l'une des entrées d'un comparateur de tensions analogiques, dont l'autre entrée reçoit les dents de scie à pente constante.Le générateur de retard variable est relié alors à la masse chaude et nécessite une alimentation autonome en basses tensions continues dérivées, par redressement et filtrage, du réseau alternatif.

Le circuit de commande d'un transistor de commutation suivant l'invention, est applicable notamment, à la plupart des circuits de balayage-ligne et des dispositifs d'alimentation par découpage connus, mentionns précédemment, et il permet notamment un bon isolement entre le circuit de puissance (découpage) relié au réseau et les circuits d'utilisation, sans nécessiter d'alimentation auxiliaire séparée pour le circuit d'attaque du transistor de découpage et en permettant de placer le générateur d'impulsions de commande ou de retard variable dans la partie relié à la masse froide, qui toutefois, doit être alimenté de manière isolée du réseau. Le montage redresseur relié au réseau n'alimente donc directement que des étages d'entrée et d'attaque et le circuit de découpage.

Le circuit de commande, objet de la présente invention, permet notamment une nouvelle utilisation de la "pile" insérée ici entre l'émetteur et le pôle d'alimentation négatif ainsi qu'un élément d'isolement galvanique situé à un niveau de puissance relativement faible, permettant d'améliorer les performances des circuits précités faisant partie de l'état de la technique tout en assurant une sécurité passive (blocage du transistor de puissance en l'absence de commande).

Suivant l'invention, un circuit de commande d'un transistor de commutation de puissance- dont le trajet collecteur-émetteur est connecté en série avec sa charge inductive entre les pôles d'une première source de haute-tension continue et dont la base est alimentée au moyen d'un enroulement de réaction magnétiquement couplé à cette charge ou à l'enroulement primaire d'un transformateur de courant, parcouru par le courant collecteur de ce transistor, est principalement caractérisé en ce qu'il comporte en cascade: un étage d'isolement galvanique dont l'élément de sortie est constitué par un autre transistor et un étage d'attaque à transistors, constitué par un inverseur logique dont le transistor de sortie, commandé de façon à être dans un état complémentaire relativement à cet autre transistor, galvaniquement réuni par son collecteur à la base du transistor de commutation afin de commander le blocage de ce dernier, en l'absence d'un signal de commande de polarité et d'amplitude prédéterminée à l'entrée de l'étage d'isolement provoquant la saturation de cet autre transistor qui, ainsi que l'étage d'attaque, est alimenté par la première source au moyen d'un réseau de résistances.

L'invention sera mieux comprise et d'autres de ses caractéristiques et avantages apparaîtront à la lecture de la description qui suit et du dessin annexé, données à titre d'exemple, sur lequel:
- la figure 1 est le schéma de principe d'un mode de réalisation du circuit de commande suivant l'invention appliqué à un premier type de dispositif d'alimentation à découpage connu; et
- la figure 2 est le schéma de principe de l'application de ce circuit de commande à un autre type d'alimentation à découpage connu.

Sur ces deux figures, les mêmes éléments sont désignés par les mêmes repères.

Comme le dispositif d'alimentation à découpage de la figure 1 présente un fonctionnement analogue à l'étage de sortie classique d'un circuit de balayage-ligne de récepteur de télévision, il est évident que le circuit de commande suivant l'invention peut égale ment être utilisé dans un tel étage de sortie équipé, notamment, d'un transistor de commutation auto-alimenté par réaction. On notera également que le circuit de commande est également utilisable dans les dispositifs d'alimentation à découpage du type décrit, notamment, dans les publications DE-B- 2 160 659, DE-A- 2 304 545 ou US-A- 3 925 717, si l'on y substitue à la "pile" existante entre l'émetteur du transistor de commutation de puissance et le pâle de l'alimentation haute-tension qui est réuni à lui, ou si l'on y insère, une pile du type décrit dans ce qui suit, connue en soi.

Sur la figure 1, on a représenté un mode de réalisation avantageux du circuit de commande de ]'invention, utilisé dans un dispositif d'alimentation à découpage du type décrit dans la demande de brevet d'invention français nO EN 80 14 912 déposée le 4 juillet 1980 par la société demanderesse.Ce dispositif comporte une source de haute-tension d'alimentation continue 1 qui comprend un pont redresseur à deux alternances 2 dont les bornes d'entrée diagonalement opposées 3 et 4 sont destinées à être respectivement reliées aux pâlies 5 et 6 du réseau alternatif d'alimentation (220 \'effy 50 Hz), et dont les bornes de sortie 7 et 8, également diagonalement opposées, sont respectivement reliées aux armatures positive et négative d'un condensateur électrochimique de filtrage 9 de capacité élevée et constituant les pâlies positif 7 et négatif 8 de la source
I dont le dernier est relié à une masse 10, dite chaude ou primaire, car elle n'est pas galvaniquement isolée du réseau alternatif.Lorsque l'on désire, comme c'est généralement exigé par la plupart des nouvelles normes de sécurité, isoler la partie accessible à l'utilisé teur pour des réglages ou des commandes courants (volume ou gain du canal son, contraste ou gain du canal de luminance, brillance ou luminosité, saturation ou gain du canal de chrominance, changement de programme ou de bande de fréquences, etc.) du réseau alternatif, la partie alimentée par le dispositif d'alimentation par découpage en est généralement isolée à l'aide d'un transformateur dont l'enroulement primaire constitue l'inductance de découpage ou fait partie de celle-ci.Cette inductance ou cet enroulement primaire sont connectés dans le circuit collecteur du transistor de commutation de puissance pour emmagasiner l'énergie pendant les intervalles de conduction (saturation) de celui-ci, sous la forme d'un courantcollecteur croissant sensiblement ~ linéairement avec le temps.

L'énergie stockée dans l'inductance de découpage LD est sensi i2 'L égale à LD I L MAX12, où 1L MAX est la valeur crête du courant parcourant l'inductance, égale à VA.TS/LD, où VA est la tension d'alimentation aux bornes de l'inductance LD avec le transistor saturé et T5 est la durée de l'intervalle de temps pendant lequel celui-ci est saturé.

Le pôle positif 7 de la source 1 est réuni, par l'intermédiaire d'un fusible 1 1 de protection, à une borne 12 qui constitue la borne d'alimentation positive commune du circuit de découpage 20, du circuit de commande 30 et d'une partie du circuit d'isolement 50 ou d'entrée.

En ce qui concerne le circuit de découpage 20 qui, agencé de manière analogue à celle décrite dans la demande de brevet français n" 80 14 912 précitée de la demanderesse reprenant en partie les enseignements de la publication FR-A- 1 403 260 (ou US-A3 317 816) précitée, comporte une inductance de découpage 21 pouvant être constituée par ou comprendre un enroulement primaire d'un transformateur d'alimentation ou de ligne, reliée par l'une de ses bornes à la borne d'alimentation positive commune 12.L'autre borne de l'inductance 21 est reliée en parallèle à l'une des bornes d'un enroulement primaire 31 d'un transformateur de courant 32, dont l'autre borne est reliée au collecteur d'un transistor bipolaire de commutation de puissance 22, de type NPN, à la cathode d'une première diode 23 connecté en anti-parallèle avec le trajet collecteur-émetteur du transistor 22 et formant avec ce dernier un interrupteur bidirectionnel à commande unidirectionnelle 24 et à Pune des bornes d'un premier condensateur d'accord 25. L'anode de la première diode 23 anti-paralièle est reliée à la masse primaire ou chaude 10 constituant la borne commune d'alimentation négative reliée au pâle négatif 8 de la source.L'autre borne du premier condensateur d'accord 25 peut être reliée soit, comme représenté ici, à la masse primaire 10 soit à la borne positive 12 (voir FR-A
2 382 812) de façon à être connecté en parallèle avec l'inductance 21 pour former avec elle un circuit résonnant parallèle pendant l'ouverture de l'interrupteur 24.

L'émetteur du transistor de commutation de puissance 22 est réuni ici à la borne de masse primaire 10 à travers une pile 26 constituée par le montage parallèle d'un second condensateur d'emmagasinage ou stockage 27, d'une première résitance 28 et d'un montage générateur de tension 29 comprenant quatre diodes 290, 291, 292 et 293 en série conduisant dans le même sens que le transitor 22 et dont les tensions de seuil de conduction dans le sens direct (dite diode forward voltage threshold" ou VFD en anglais) additionnées, fournissent la tension de la pile 26 (égale à 4 VFD ou 2,8 V environ pour des diodes au silicium) à laquelle se charge le second condensateur 27 pour polariser l'émetteur du transistor 22 positivement par rapport à la masse primaire ou chaude 10.On notera ici qu'une pile analogue à diodes en série et à condensateur en parallèle, à déjà été décrit notamment dans la demande de brevet français n" 80 14 912 précitée, où elle a été placé dans le circuit de base du transistor de commutation, en série avec l'enroulement secondaire "de réaction" du transformateur de courant.

L'enroulement secondaire 33 du transformateur de courant 32 qui fait partie du circuit de commande 30, est relié ici, par l'une de ses bornes, à la masse primaire 10, son autre borne étant réunie, par l'intermédiaire de deux autres diodes 34 et 35 en série, à la base du transistor de commutation 22, afin qu'elle soit alimentée en courant de base, pendant les intervalles de saturation de celui-ci, par le courant induit dans l'enroulement secondaire 33 par le courant collecteur linéairement croissant qui parcourt alors l'enroulement primaire 31. La seconde diode 35 du montage série 34-35, dont la cathode est reliée à la base du transistor 22 et dont l'anode est reliée à la cathode de la première 34, est connectée en parallèle avec une seconde résistance 36.La jonction 37 de deux autres diodes 34, 35 et de la résistance 36 est reliée, d'une part, à l'une des bornes d'une troisième résistance 38 et d'autre part, au collecteur d'un second transistor bipolaire 39, du même type (NPN) que le transistor de commutation 22, dont ltémet-;;eur est relié, d'une part, à la base d'un troisième transistor 40, du même type (NPN) que les deux autres 39, 22, et d'autre part, au moyen d'une quatrième résistance 41 à la masse primaire 10.L'émetteur du troisième transistor 40 est directement relié à la masse primaire 10 et son collecteur est réuni, par l'intermédiaire d'un dipôle inductif q2 composé d'urle bobine de choc 43 servant à la protection contre les taux de montée excessifs du courant et d'une sixième résistance "t4 montées en parallèle à la base du transistor de commutation 22
La base du second transistor 39 est réuni, d'une part, par l'intermédiaire d'un montage d'une septième résistance 45 et d'une huitième résistance 46 en série, à la borne d'alimentation positive commune 12 et, d'autre part, à la jonction de la borne de sortie 51 de l'étage isolement 50 constitué ici par un photocoupleur du type
FCD 810 ou 820 ou MCT-2 respet -iverrient des sociétés américaines "FAIRCHILD" et "MONSANTO CHEMICAL", par exemple, qui est reliée au collecteur du photo-transistor 52 formant l'élément de sortie de ce dernier, avec la cathode d'une huitième diode 47 dite d'anti-saturation, également appelée "attrape-collecteur" (ou "collector-catcher diode" en anglais - voir9 par exemple, aux pages 203204 de l'ouvrage de DELHOM intitulé "DESIGN AND APPLICATION OF TRANSISTOR SWITCHING CIRCUITS", publié par Mc GRAW-
HILL BOOK COMPANY en 1968).Cet étage d'isolement 50 est donc muni d'un transistor à collecteur ouvert 52, comme élément de sortie.

Cette diode 47, en empêchant la saturation complète du transistor de commutation 52 au collecteur duquel elle est reliée, permet l'accélération de la réponse à la coupure ou décroissance en réduisant notablement le temps de stockage (des porteurs minoritaires dans la base- voir, par exemple, aux pages 429 -432 de l'ouvrage édité par WALSTON et MILLER, intitulé "TRANSISTOR
CIRCUIT DESIGN", publié par l'éditeur précité, en 1963), du fait qu'elle ne permet pas au trajet collecteur-émetteur du transistor 52 atteindre sa tension minimale de saturation VCE sat (qui est de quelques dizièmes de volts).

L'utilisation de cette diode d'anti-saturation 47 pour caler la tension collecteur minimale V, MIN à la tension VFD correspondant au seuil de conduction directe d'une diode et d'empêcher la saturation du photo-transistor 52, est rendue possible par l'agencement particulier de l'étage d'attaque 30 dont l'entrée est réunie, par l'intermédiaire des deux jonctions base-émetteur respectives du second 39 et du troisième transistor 40, à la masse primaire 10, de manière à rendre la tension de seuil nécessaire à la mise en saturation des deux transistors 39, 40 égale à 2 tFDX c'est-à-dire supérieure à Vc MIN = VFD. Cette mise en série de deux jonctions base-émetteur permet alors de commander le blocage simultané des deux transistors auxquels elles appartiennent, au moyen d'une tension égale à VFD (0,7 V).

I1 est à remarquer ici que, si le gain de l'étage à émetteur commun comprenant le troisième transistor 40 était suffisant, la jonction base-émetteur du second transistor 39 pourrait être remplacée par une diode conduisant dans le même sens que cette jonction pour obtenir le blocage du troisième transistor 40 par la saturation du photo-transistor 52.

La jonction 48 de ces deux résistances 45 et 46 en série réunissant la borne d'alimentation positive commune 12 à la jonction de la base du second transistor 39 avec le collecteur du phototransistor 52, est reliée à l'autre borne de la troisième résistance 38, de façon à alimenter le collecteur de ce second transistor 39 à travers cette dernière.

Suivant l'invention, l'anode de la diode d'anti-saturation 47 est reliée à une dérivation 294 de la pile 26, située dans le circuit émetteur du transistor de commutation 22. Cette dérivation 294 est constituée ici par la jonction entre la cathode de la troisième 291 et l'anode de la quatrième diode 292, qui fournit un potentiel continu
de 2 VFD égal à 1,4 V environ, au moins pendant les intervalles de
conduction du transistor de commutation 22 au cours desquels il est
nécessaire de maintenir la tension collecteur-émetteur du photo
transistor 52 au-desssus d'une valeur prédéterminée.Du fait que la
chute de tension directe à travers la diode d'anti-saturation 47 est
de VFD = 0,7 V environ, la tension collecteur-émetteur minimale du
phototransistor 52 sera calée (dit "clamped" en anglais) à + 0,7 V
environ par rapport à la masse primaire 10, à laquelle est reliée, à
travers la seconde sortie 53 du photocoupleur 50, son émetteur.

C'est l'absence de saturation du phototransistor 52 qui permet le
fonctionnement du photocoupleur 50 à la fréquence-ligne.

La base du phototransistor 52, reliée à la troisième sortie 54
du photocoupleur 50, est réunie, par l'intermédiaire dune neuvième
résistance 55, à la masse primaire 10 afin de réduire le temps de sa
commutation vers la coupure et d'assurer le maintien de son blocage
en l'absence d'illumination (d'kradiati.on) de sa base par une diode
émettrice de lumière (DEL) ou électroluminescente 56 qui consti
tue l'élément d'entrée du photocoupleur 50. L'anode et la cathode de
la diode 56 sont respectivement reliées à la première 57 et à la
seconde borne 58 d'entrée du photocoupleur 50, pour permettre son
alimentation à l'aide d'un courant en forme d'impulsions rectangulaires récurrentes à travers une dixième résistance d'entrée 59.

L'autre borne 60 de la résistance 59 peut être reliée à un générateur
d'impulsions récurrentes (non représenté) qui peut être constituée,
par exemple, par un générateur de retard variable en fonction d'une
tension, tel que ceux du type décrit dans la demande de brevet français nO 79 16 905 précitée de la demanderesse (non encore
publiée) ou dans les - publications EP-A- O 005 391 ou US-A
3 999 102 ou encore DE-B- 1 234 836, ou également, lorsque le
circuit de puissance (de découpage) 20 est constitué par un étage de
sortie d'un circuit balayage-ligne d'un récepteur de télévision, par
une base temps lignes fournissant des impulsions de commande à la
fréquence-ligne, tel que, par exemple, un circuit intégré mono
lithique du type TBA 920 ou TDA 2590 (de la société THOMSON
CSF, division semiconducteurs SESCOSEM, par exemple) ou
TDA 2571 (de la société N.V. PHILIPS' GLOEILAMPEN
FABRIEKEN).

I1 est à remarquer ici que lorsque le circuit de puissance 30 du dispositif d'alimentation à découpage ne comporte pas de condensateur d'accord 25 et de diode anti-parallèle 23 et lorsque, éventuellement, l'enroulement de réaction est magné-tiquement couplé à l'inductance de découpage 21 qui est constitué par l'enroulement primaire d'un transformateur d'alimentation (c'est-à-dire en l'absen ce de transformateur de courant), le circuit de commande alimentant la diode émettrice de lumière 56 peut être agencé de la manière décrite dans les articles de VAN SCHAIK susmentionnés (circuits intégrés monolithiques du type TDA 2640 ou TDA 2581 de
N.V. PHILIPS' GLOEILAMPENFABRIEKEN), par exemple, permettant un fonctionnement à fréquence fixe et la régulation, par le rapport cyclique, de la tension de sortie.

Lors de la mise sous tension du circuit de la figure 1, par le branchement de ces bornes 5 et 6 à ceux du réseau alternatif (220 Vefff 50 Hz), le redresseur en pont 2 charge le condensateur de filtrage 9 de sorte qu'après un bref intervalle de temps il fournit une haute tension continue de 300 V environ entre ses bornes de sortie 12 et 10. La base du phototransistor 52 étant réunie à la masse et aucun courant ne passant la diode émettrice de lumière 56, celui-ci reste bloqué et le second transitor NPN 39 monté en un montage hybride proche de celui appelé à collecteur commun, devient conducteur du fait que sa base est alors alimentée par la tension positive de la borne 12, à travers les résistances 46 et 45 en série et que son collecteur est également alimenté à travers les résistances 46 et 38 en série.L'émetteur du second transistor 39 étant réuni à la masse primaire 10 par l'intermédiaire, d'une part, de la quatrième résistance 41 et, d'autre part, de la diode constituée par la jonction base-émetteur du troisième transistor 40, celui-ci devient saturé sensiblement en même temps que le second 39 dont le courant émetteur fournit le courant de base du troisième 40, dès la mise sous tension du circuit.

Les courants collecteur des deux transistors 39 et 40 saturés s'additionnent dans la troisième résistance 38 en provoquent entre ses bornes une chute de tension proportionnelle à leur somme qui s'ajoute au courant de base du second transistor 39 dans la huitième résistance 46 en provoquant entre les bornes de celle-ci une autre chute de tension correspondante qui est à retrancher des 300 V sur la borne 12 pour obtenir la tension V48 entre la jonction 48 et la masse primaire 10 qui constitue la tension d'alimentation de l'étage d'attaque 30 du transistor de commutation 22, lorsque les transistors 39 et 40 sont saturés.Les considérations ci-dessus interviennent pour une part dans le calcul des valeurs de ces résistances que l'on peut respectivement choisir, dans certains cas, les suivantes:
R38 = 1,5 kiloohms, R45 = 15 kiloohms et R46 = 75 kiloohms, par exemple.

Le troisième transistor 40 forme alors un étage à émetteur commun, relié à la masse primaire 10, avec son collecteur réuni, à travers le dipôle inductif 42 qui intervient uniquement lors du blocage du transistor de commutation 22, à la base de celui-ci et également, à travers le montage composé de la septième diode 35 qui est conductrice au moins pendant l'état saturé des deux transistors d'attaque 39 et 40, et de la seconde résistance 36 à la jonction 37 des diodes 34, 35, de la troisième résistance 38 et du collecteur du second transistor 39.

Même lorsque la pile 26 assurant la polarisation positive de l'émetteur du transistor de commutation 22 n'est pas chargée par une première période de conduction de celui-ci, le collecteur du troisième transistor 40 saturé polarise la base du transistor de commutation 22 à VCE sat de quelques centaines de millivolts au plus, par rapport à son émetteur (réuni par la première résistance 28 à la masse primaire 10), de manière à le maintenir à l'état bloqué.

Lorsque le circuit de commande (non représenté) fournit un courant positif à travers la dixième résistance 59, à la diode émettrice de lumière 56, celle-ci émet un rayonnement électromagnétique (dû au phénomène d'électroluminescence des matériaux constitutifs de sa jonction) qui irradie la base du phototransistor 52 de manière à le rendre saturé.

La saturation du phototransistor 52 qui, lorsque la pile 26 n'est pas chargée, ramène la base du second transistor 39 de VB 3g = 1,4 V environ à VB 39 = VCE S2sat de quelques dizaines ou centaines de millivolts, commande le blocage quasisimultané des transistors 39 et 40 de l'étage d'attaque 30, grâce à une évacuation rapide des porteurs stockés dans les bases de ceux-ci respectivement à travers le phototransistor 52 et la quatrième résistance 41 réunissant la base du transistor 40 à son émetteur.

La mise à la masse approximative de la sortie 51 du photocoupleur 50 entraîne, outre le blocage des transistprs 39 et 40, la polarisation positive (par rapport à son émetteur) de la base du transistor NPN 22, par l'intermédiaire du diviseur de tension formé par les résistances 45 et 46 en série, alimenté par la haute tension (300 VCC) et du réseau formé par les résistances 38 et 36 en série, dont la dernière 36 est "shuntée" par la diode 35 de façon à limiter la tension V37 à la jonction 37 à 5 VFD + VBE 22max = 6 VFD (4,2 volts environ). La sixième diode 34 réunissant la jonction 37 à la borne dite "chaude", non-reliée à la masse 10, de l'enroulement secondaire 33 (de réaction) du transformateur de courant 32, est alors polarisée à l'envers de façon à assurer l'isolement entre la jonction 37 et la masse primaire 10.Cette polarisation positive de la base entraîne la conduction du transistor de commutation 22 d'abord à travers sa résistance émetteur 28 jusqu'à ce que la chute de tension provoquée à ces bornes dépasse la tension de seuil de conduction des quatre diodes 29 en série (4 VFD = 2,8 V), le courant de base provenant de la jonction 37 doit également parcourir d'abord la résistance 36 avant datteindre le seuil de conduction de la diode 35. On peut alors dire que grâce à la présence des résistances 36 et 28 shuntant respectivement la diode 35 et les quatre diodes 29 de la pile 26, le seuil de conduction du transistor 22 est réduit de 6 VFD à environ VFD + VBE = 2 VFD.

Cependant, pour que la réaction positive par l'intermédiaire du transformateur de courant 32 puisse s'instaurer, il est nécessaire de dépasser une valeur minimale du courant de base du transistor 22 qui est autour de 1B 22min = 1 milliampère. Ceci permet d'établir une relation entre le courant de base ib, la tension d'alimentation V12, la tension de seuil de conduction des diodes 35, 290 à 293 en série avec la jonction base-émetteur du transistor 22 (6 VFD) et les valeurs des résistances 46, 45 et 38, qui constitue un autre critère pour le calcul de ces dernières. On peut écrire alors (en absence des résistances 28 et 36):

qui doit être rendu supérieur à 1B 22min.

Les valeurs des résistances 46, 45 et 38 peuvent toutefois être augmentées, lorsque les valeurs des résistances 36 et 28 sont choisies relativement faibles (de quelques centaines d'ohms, par exemple). Pour les valeurs de R38, R45 et R46 précédemment mentionnées, il est avantageux de choisir R28 = 220 ohms et
R36 - 75 ohms environ.

Dès que le courant de base a dépassé sa valeur minimale IBmin susmentionnée, le courant collecteur commence à croître et le courant collecteur - croissant parcourant l'enroulement primaire 31 du transformateur de courant 32, induit dans son enroulement secondaire 33 un courant également linéairement croissant qui engendre une tension à ses bornes supérieure au seuil de conduction de la diode 34 dont la cathode est polarisée à 6 VFD. I1 faut donc une tension de 7 VFD aux bornes de l'enroulement secondaire 33 pour que l'auto-alimentation de la base et, par conséquent, l'effet régénératif amenant le transistor 22 à sa saturation s'établisse. Le courant collecteur croissant parcourt alors les quatre diodes en série 29 de façon à charger le condensateur 27 à 4 VFD et de polariser le collecteur du phototransistor 52 - à + VFD à travers la diode d'antisaturation 47. Pendant tout le temps où la diode émettrice de lumière 56 est alimentée en courant intensité suffisante pour maintenir le phototransistor 52 saturé, le transistor de commutation 22 restera saturé, les deux transistors 39, 40 du circuit d'attaque 30 resteront bloqués, et l'inductance de découpage 21 est parcourue d'un courant croissant linéairement avec le temps.

Dès que la diode émettrice de lumière 56 du photocoupleur 50 cesse d'être alimentée en courant, elle s'éteint et, par conséquent, le phototransistor 52 cesse de conduire après l'écoulement d'un intervalle de temps appelé temps total à la décroissance du courant collecteur composé successivement du temps de stockage t5 (dit "storage time" en anglais) expliqué précédemment et du temps de retard à la décroissance tf (dit "fall time" en anglais), pour représenter ensuite sensiblement un circuit ouvert entre les bornes de sortie 51 et 53 du coupleur 50.Ce temps de stockage ts est réduit à sa valeur minimale, d'une part, grâce à la résistance 55 réunissant la base du phototransistor 52 à son émetteur et dont la valeur est toutefois choisie suffisamment grande pour qu'il puisse saturer (R55 = 47 kiloohms) et d'autre part, suivant l'invention, du fait du calage de la tension collecsrur-émeteur maximale VCE 52min à + VFD, ce qui réduit la quantité des porteurs stockés dans la base et empêche la saturation totale du transistor 52.

Le phototransistor 52 étant bloqué, le courant provenant de la borne d'alimentation positive commune 12 à travers les résistances 46 et 45 en série provoque la saturation des deux.transistors 39 et 40 du fait que le courant émetteur du second 39 alimente directement la base du troisième 40 qui se stabilise à un potentiel positif de
VBE 40 égal à VFD (0,7 V) par rapport à la masse primaire 10 à laquelle est relié l'émetteur de ce dernier. Par conséquent, le potentiel de la base VB 39 du second transistor 39 par rapport à la masse 10 sera de 2 VFD, la tension appliquée entre les bornes du diviseur de tension 45-46 étant alors égale à V12 - 2 VFD (3001,4 V).

La saturation du troisième transistor 40 réunit la jonction de la base du transistor de commutation 22 et je la cathode de la septième diode 35, à travers le dipôle 42, de façon à dériver vers la masse 10 le courant induit dans le secondaire 33 du transformateur 32 par le courant collecteur qui continue à parcourir son primaire 31 pendant le temps de stockage du transistor de commutation 22 et à permettre d'appliquer à celui-ci une tension base-émetteur négative
VBE 22 = - 2,8 V du fait de la pile 26 chargée à 4 VFD polarisant son émetteur afin d'accélérer l'évacuation des porteurs de la base.Le dipâle inductif 42 déjà décrit dans les publications FR-A-2 345 762, 2 447 639 ou 2 448.820 précitées, est un circuit différentiateur de tension et intégrateur de courant empêchant la montée brusque du courant le traversant, du fait de la réactance initiale élevée présentée par la bobine de choc 43 (de plusieurs microhenry) lors de transitions rapides, par rapport - à la résistance 44 (d'une ou de quelques dizaines d'ohms) qui lui est reliée en parallèle. Le dipôle 42 empêche donc une croissance trop rapide, d'une part, du courant collecteur iC 40 du troisième transistor 40 et, d'autre part, du courant de base inverse - iB 22 du transistor de commutation 22 au début du temps de stockage.De toute façon, la mise en saturation complète du troisième transistor 40 est bien assurée, par la polarisation positive de sa base à travers la jonction base-émetteur du second transistor 39 qui devra lui fournir un courant de base suffisant pour que son collecteur accepte le courant de forte intensité qui est fourni alors par l'enroulement secondaire de réaction 33 et dérivé en partie, à travers le trajet collecteur-émetteur du second transistor 39, à la base du troisième transistor 40 et en partie vers le trajet collecteur-émetteur de ce dernier.La présence de la pile 26 chargée dans le circuit émetteur du transistor 22 et cette saturation complète du troisième transistor 40, résultant en une polarisation négative de la base du transistor 22 par rapport à son émetteur, lui permettent de travailler pendant son blocage avec une tension collecteur-émetteur VCEX plus élevée que si sa tension base-émetteur n'était que nulle (VcE0). Dès l'instant du blocage du transistor de commutation 22, les diodes 29 dont les seuils de conduction VFD déterminent la tension de la pile se bloquent et le second condensateur 27 qui est relié en parallèle avec elles, commence à se décharger exponentiellement à travers la première résistance 28 qui lui est parallèle, avec une constante de temps RC égale au produit de leurs valeurs respectives.La capacité C27 du condensateur 27 doit donc être choisie suffisamment grande pour que la polarisation négative de la base par rapport à l'émetteur du transistor 22 soit maintenue au moins pendant l'intervalle de temps où sa tension collecteur-émetteur directe (VCE 22) est plus élevée que la valeur VCE0 spécifiée pour une polarisation VBE nulle.

La valeur crête de la tension collecteur-émetteur directe est déterminée, d'une part, par la tension d'alimentation V12 (300 V) et, d'autre part, par la durée de la demi-période de résonance TR/2 du circuit résonnant en parallèle formé par l'inductance de découpage 21 et le condensateur d'accord 25 (voir FR-A-2 272 092 et 2 425 186 précitées), ainsi que de la durée de l'intervalle tON pendant lequel le transistor de commutation 22 a été précédemment maintenu saturé, qui avec l'inductance L21 et la tension d'alimentation V12 déterminent énergie emmagasinée dans l'inductance 21 par le courant collecteur maximal IC 22 MAX = Vl2.tON/L2l, est égale à
C25' C 25
C I C 22 MAX12 ainsi qu'à C25 V2 /2.Pour une demi-période d'oscillation TR/2 sensiblement égale à une demi-période de ligne (TH = 64 microsecondes) et une durée de saturation t ON sensiblement égale à un quart de période de ligne du balayage horizontal d'un téléviseur et pour une résistance R28 de 220 ohms, une capacité
C27 de l'ordre du microfarad paraît suffisante afin de conserver une charge sensiblement constante de la pile 26 (car R28C27 = 220 microsecondes est alors nettement plus grand que tOFF qui est inférieure à 3 TR/4 = 48 microsecondes).

Comme dans le cas des circuits d'alimentation à découpage des publications DE-B- 1 234 836, FR-A- 2 272 092 et 2 425 186 et des demandes de brevet français n" 79 16 905 et n0. 80 14 912 précitées, le blocage du transistor de commutation 22 entraîne, du fait de la reprise du courant IL 21 MAX dans l'inductance 21 par le condensateur d'accord 25, une montée quasi-linéaire de la tension collec teur-émetteur VCE 22 de celui-ci, d'une valeur de VCE 22 sat proche de zéro jusqu'à VCE 22 égale à V12 - VE 22 ou V12 4 VFD et par la suite une demi-période d'oscillation sinusoîdale de durée égale

environ jusqu'au retour à VCE 22 = l2 - 4 VFD, suivi d'une chute quasi4inéaire jusqu'à VCE 22 = - VFD, lorsque la première diode anti-parallèle 23 devient conduc::rice en courtcircuitant le condensateur d'accord 25 ainsi que le transistor 22 en série avec l'enroulement primaire 31 du transformateur 32 et avec la pile 26.Pendant que la tension à na jonction de l'inductance 21 et du condensateur d'accord 25 eL-ectue une excursion demi-sinusoYdale positive, le courant résonnant parcourant ces deux éléments subit une variation demi-cosinusoïdale entre une saleur maximale positive
IL 21 MAX et une valeur maximale négative ou minimale 1L 21 MIN avec un passage par zéro coïncidant dans le temps avec la valeur crête de l'excursion de la tension collecteur

(qui doit être inférieure à la valeur VCEX du type du transistor 22 choisi, spécifiée dans les catalogues des fournisseurs).

La diode anti-parallèle 23 commence à conduit un courant de sens inverse par rapport au courant collecteur du transistor 22, qui est linéairement croissant à partir d'une valeur IL 21 MIN négative (légèrment supérieure à -IL 21 MAX du fait des pertes ohmiques dans le circuit de puissance 20, notamment dans inductance 21) vers une valeur nulle. Pour que le transistor 22 puisse reprendre le courant linéairement croissant à l'instant de son passage par zéro, sa base doit être préalablement polarisée de façon à lui permettre de devenir conducteur.Il faut donc appliquer le front montant de l'impulsion de courant à la diode émettrice de lumière 56 du photocoupleur 50 à un instant précédant l'annulation du courant dans la diodé anti-parallèle 23, d'au moins du temps nécessaire pour bloquer les deux transistors 39, 40 du circuit d'attaque 30, qui comprend successivement les temps de stockage et de retard à la décroissance respectives de ceux-ci. L'instant de saturation du phototransistor 52 n'est pas critique à condition qu'il soit postérieur à la mise en conduction de la diode anti-parallèle 23 et antérieur, au moins du retard cumulé des transistors 39, 40 à la décroissance, à l'annulation du courant dans cette dernière.La base du transistor de commutation 22 sera donc polarisée positivement par rapport à son émetteur dès que les transistors d'attaque 39, 40 dont la saturation quasi-simultanée provoque son blocage, deviennent bloqués à leur tour, pour lui permettre de devenir conducteur dès le passage par zéro du courant dans la diode 23 et de devenir par la suite saturé par l'action régénérative bien connue du transformateur de courant 32.

L'extinction de la diode émettrice de lumière 56 et le blocage consécutif du phototransistor 52 permettent de recommencer le processus du blocage du transistor de commutation 22 de la manière décrite précédemment.

Lorsque le transistor de commutation 22 se bloque brusquement, c'est-à-dire lorsque son courant collecteur devient rapidement nul après avoir atteint sa valeur maximale IC 22 MAX" le fait d'avoir conecté l'une des armatures du condensateur d'accord 25 (ainsi que la cathode de la diode anti-parallèle 23) à la jonction entre l'inductance de découpage 21 et l'enroulement primaire 31 du transformateur de courant 32, provoque l'annulation du courant qui le parcourt et l'inversion de la chute de tension entre cette jonction et le collecteur du transistor et, par conséquent, une inversion correspondante de la force électromotrice induite dans son enroulement secondaire 33.Comme cette force électromotrice n'est pas négligeable, elle peut aller jusqu'à provoquer une décharge de type "avalanche" dans la sixième diode 34 à travers laquelle une polarisation négative supplémentaire pourrait être appliquée à la jonction 37 respectivement directement reliée au collecteur du second transistor 39 et indirectement réunie au collecteur du troisième 40 et à la base du transistor de commutation 22. Un tel phénomène n'est pas inacceptable si la tension de claquage inverse dite d'avalanche de la sixième diode 34, éventuellement ajoutée à celle de la septième 35, n'est pas notablement inférieure à la tension aux bornes du secondaire de réaction 33 dûe à cette force électromotrice induite, afin de ne pas provoquer la désaturation temporaire des transistors 39 et 40.Un tel claquage de type "avalanche" effectuerait alors une évacuation partielle des porteurs de la base, par l'intermédiaire d la résistance 36, de la diode 34 et du secondaire 33 en série. Si ce phénomène devient génant, il est aisément éliminable par la connection en parallèle avec l'enroulement secondaire de réaction 33 d'un circuit d'amortissement (non représenté) des surtensions inverses comprenant une diode dont l'anode est reliée à la borne froide (reliée à la masse 10) de celui-ci et dont la cathode est réunie à travers une résistance d'amortissement à sa borne chaude (reliée à l'anode de la diode 34).

En résumé, le circuit de commande 30 d'un transistor de commutation 22 dont le circuit de charge 21 est inductif et dont la base est alimentée par un enroulement de réaction 33 couplé à cette charge inductive 21 ou par un transformateur de courant 32 ayant un enroulement en série avec cette dernière est remarquable notamment par le fait qu'il comporte en cascade: un étage d'isolement 50 dont l'élément de sortie est constitué par un transistor 52 éventuellement de commutation, et un étage d'attaque 30 constitué par un inverseur logique à transistors de commutation dont la sortie est galvaniquement réunie à cette base pour commander le blocage du transistor de commutation 22 par la saturation d'un transistor dont le trajet collecteur-émetteur réunit cette base à la masse, lorsque l'étage d'isolement 50 ne reçoit pas de signal de commande sur son entrée. En d'autres termes, le principal - avantage du circuit de commande de la présente invention est qu'en l'absence de signal de commande à l'entrée de l'étage d'isolement 50, le transistor de sortie 52 de celui-ci, ainsi que le transistor de commutation de puissance 22 commandé en phase avec le précédant, restent bloqués, conférant ainsi une auto-protection contre les déclenchements intempestifs par une éventuelle panne, telle qu'un court-circuit d'un transistor ou d'un condensateur, du circuit d'attaque 30, par exemple.

La figure 2 représente un schéma de principe d'une autre application possible du circuit de commande suivant l'invention à un dispositif d'alimentation par découpage sensiblement du type décrit dans la publication FR-A- 2 345 762, par exemple.

Sur la figure 2,1'inductance de découpage (ou de commutation) du circuit de puissance 200 est constituée par l'enroulement primaire 211 d'un transformateur d'alimentation 210 dont un premier enroulement secondaire 212 constituant l'enroulement de réaction, est relié par l'une de ses bornes à la masse primaire 10 et réuni par son autre borne, à travers une résistance de limitation de courant 301 (de quelques ou d'une dizaine d'ohms) en série avec les deux diodes 34 et 35, à la base du transistor de commutation 22 pour assurer l'auto-alimentation de celle-ci pendant l'état saturé de ce dernier.

La jonction 37 de la cathode de la première 34 avec l'anode de la seconde 35 des deux diodes 34, 35 en série, est reliée, en plus du point commun du collecteur du second transistor 39 et de la résistance 38, à l'anode d'une troisième diode 302 dont la cathode est reliée au collecteur du transistor de commutation 22.Cette troisième diode 302 dont l'anode est reliée à celle de la diode 35 dont la cathode est reliée (sans résistance en parallèle dans ce cas) à la base du transistor de commutation 22, joue le rôle d'une seconde diode d'anti-saturation ou "attrape-collecteur" en fixant le potentiel minimal du collecteur VC 22 MIN > lorsque ce dernier est saturé, à la valeur maximale du potentiel de base VB 22 MAX (égale à 5 VFD par rapport à la masse 10) de façon à empêcher qu'il sature complètement en atteignant VCE 22 sat (lorsque cette valeur est inférieure à VBE 22 sat) Lorsque la base du transistor 22 et son collecteur sont au même potentiel, une partie du courant fourni par l'enroulement de réaction 212 est dérivée vers le collecteur, de façon à réduire encore plus le nombre de porteurs minoritaires stockés dans la base.

Le collecteur du transistor de commutation 22 est réuni ici, en outre, d'une part par un circuit d'amortissement 303 constitué par un montage parallèle d'une diode conduisant dans le même sens que le trajet collecteur-émetteur de celui-ci, et d'une résistance de l'ordre du kiloohm ou plus, décrit dans la FR-A- 2 345 762 précitée, à l'une des bornes de l'enroulement primaire 211 du transformateur et, d'autre part, par un circuit de protection classique (voir, par exemple, dans l'article de Mc MURRAY intitulé "OPTIMUM
SNUBBERS FOR POWER SEMICONDUCTORS" paru dans la revue américaine IEEE TRANSACTIONS ON INDUSTRY APPLICATIONS, volume IA - 8, nO 5, des mois de septembreloctobre 1972, aux pages 593 à 600) contre des taux de montée excessives de la tension collecteur-émetteur 304, à la masse primaire 10.

Le transformateur d'alimentation 2 comporte au moins un autre enroulement secondaire 213 dont l'une de ses bornes. est reliée à la masse secondaire ou froide 100, isolée de la masse primaire ou chaude 10 qui est, en liaison galvanique avec le réseau alternatif.

L'autre borne de cet enroulement secondaire 213 est reliée à l'une des électrodes (anode ou cathode) d'une diode de redressement 71 dont l'autre électrode (cathode ou anode) est reliée à l'une des armatures (positive ou négative) d'un second condensateur de filtrage 72 de type électrochimique. L'autre armature (négative ou positive) de ce condensateur 72 formant avec la diode 71 un montage redresseur 70, est reliée à la jonction de la masse secondaire 100 avec l'autre enroulement secondaire 213. Du fait que l'interrupteur électronique du circuit de puissance 200 est constitué par le seul transistor de commutation 22 (sans diode anti-parallèle), l'énergie accumulée dans l'inductance de l'enroulement primaire 211 ne peut être restituée après son blocage et l'annulation de son courant collecteur, que par l'un des enroulements secondaires 212 ou 213.Cette. brusque annulation du courant collecteur qui parcourt le primaire 211 provoquant une inversion de la tension aux bornes de tous les enroulements 211, 212 et 213 du transformateur 210 et du fait de la présence de la diode d'isolement 34 qui est alors polarisée à l'envers, le secondaire de réaction 212 est un circuit ouvert, l'autre enroulement secondaire 213 d'alimentation doit être connectée de telle façon aux bornes du montage redresseur 70 pour que la diode de redressement 71 soit conducrice, lorsqu'une tension de polarité inverse à celle qui est présente à ses bornes pendant l'intervalle de saturation t ON du transistor 22, lui est appliquée.

La diode 71 conduit alors, au moins pendant la portion initiale de l'intervalle de blocage tOFF du transistor 22, un courant linéairement décroissant à partir d'une valeur maximale ID 71 MAX =

correspondant à l'énergie ac cumulée dans le primaire à la fin de l'intervalle de saturation toN de ce dernier.

Le courant dans la diode 71 peut décroître soit jusqu'à son annuia- tion, le dispositif d'alimentation à découpage du type à accumulation ("fly-back") est alors à décharge complète du transformateur 210, soit jusqu'à une valeur ID0 différente de zéro et du même sens que ID MAX' fonction de la puissance consommée par la composante résistive équivalente de la charge (non représentée) connectée entre les armatures du second condensateur de filtrage 72. Dans ce dernier cas, c'est un dispositif à accumulation et à décharge incomplète du transformateur 210 dans lequel la saturation du transistor 22 doit intervenir antérieurement à l'annulation du courant dans la diode de redressement 71 qui cesse alors de conduire.

Le circuit de commande ou d'attaque 300 de la figure 2 est, hormis l'absence de la résistance 36 en parallèle avec la diode 35, (qui peut alors être omise ou remplacée par une autre résistance de valeur notablement supérieure), est analogue à celui 30 de la figure 1, et son fonctionnement en ce qui concerne le blocage et la remise en conduction du transistor de commutation 22, sensiblement en phase avec le transistor de sortie 502 (ou 52) à collecteur ouvert de l'étage d'isolement 500 (ou 50), dont le collecteur est également réuni, d'une part, à la dérivation 294 de la pile 26 au moyen de la diode d'anti-saturation 47 et d'autre part, à l'entrée du circuit de commande 300 (ou 30) qui est réunie, à son tour, d'une part par les jonctions base-émetteur respectives des deux transistors 39, 40 formant l'inverseur, reliées en série, à la masses primaire 10 et, d'autre part par les résistances 45 et 46 en série, au pâle positif d'alimentation 12.

L'étage d'isolement 500 est constitué ici essentiellement par un transformateur d'impulsions et d'isolement 515 (connu des articles des revues néerlandaise et britannique précitées) dont l'enrou- lement secondaire 504 est connecté en série avec une résistance de polarisation de la base et de limitation du courant de base à la saturation 505, entre la base et l'émetteur d'un transistor bipolaire 502 de commutation, qui est du type NPN.

Cet émetteur constituant l'une des sorties 503 de l'étage 500 est relié à la masse primaire 10. L'autre sortie 501 de l'étage d'isolement 500 est constituée par le collecteur ouvert de ce transistor 502 formant son élément de sortie. L'enroulement primaire 506 du transformateur 515 peut équiper un étage d'amplification ou de commutation comprenant un transistor bipolaire d'entrée 507 dont il peut constituer la charge placée dans le circuit collecteur (montage à émetteur commun ou à base commune) ou émetteur (montage à collecteur commun).Dans le circuit de la figure 2, on a représenté un étage à émetteur commun qui est relié à une masse secondaire 100 isolée du réseau et dont le collecteur est réuni par l'enroulement primaire 506 et une borne d'alimentation 512 au pâle positif + VCC d'une source de basse tension continue, isolée du réseau, dont le pôle négatif est relié à cette masse secondaire 100 et qui alimente également le générateur d'impulsions de commande du découpage (non représenté) dont les sorties sont respectivement réunies aux entrées 510 et 511 du circuit 500 pour lui fournir des impulsions posait ves récurrentes (lorsque le tr.irisistor d'entrée 507 est du type NPN) avec un rapport cyclique en fonction de la tension de sortie entre les deux armatures du second condensateur de filtrage 72.La base du transistor d'entrée 507 est reliée à son émetteur à travers une résistance 508 qui la polarise de façon à le maintenir bloquée en l'absence d'impulsions positives sur son entrée, ainsi qu'éventuellement, par l'intermédiaire d'une autre résistance 509, à l'entrée 510 de l'étage d'isolement.

Il est à remarquer ici que l'enroulement primaire 506 du transformateur d'impulsions 505 peut être alimenté de tout autre
classique, pourvu que l'on applique entre ses mornes des impulsions de tension constante (rectangulaire) ou légèrement croissante (trapézoldale) différente de zéro et qu'il soit, de ce fait, parcouru d'un- courant linéairement croissant, ayant pour effet d'induire dans l'enroulement secondaire une tension qui appliquée entre la base et l'émetteur du transistor de sortie 502 l'amène à la saturation (VBE supérieure à VFD).

Toutefois, le prix de revient supérieur d'un étage d'isolement 500 à transformateur (appelé "transformer-coupled pulse gate" en anglais) est, du fait de la présence supplémentaire d'un transistor d'entrée 507 et d'un composant bobiné (le transformateur 515) nécessitant une main d'oeuvre non-négligeable, ainsi que son pouvoir d'isolement inférieur pour un prix de revient modique, confèrent des avantages notables à l'utilisation du photocoupleur 50 (de la figure 1).

Du fait que le transistor de sortie 52 ou 502 est commandé en phase avec le transistor de commutation 22, celui-ci est protégé contre des déclenchements intempestifs mais les circuits des figures 1 et 2 ne comportent aucun dispositif de limitation du courant collecteur de ce transistor 22, qui croit linéairement pendant tout son intervalle de saturation tON, contrairement aux dispositifs décrits, notamment, dans les publications DE-B 21 60 659, 23 36 111 et 24 17 628, FR-A- 2 345 762, 2 447 639 et 2 448 820, ainsi que dans les demandes de brevet français nO 79 16 905 et 80 14 912 précités, ni de ce fait, de dispositifs de démarrage automatique qui les rendraient auto-commandés (à une fréquence de répétition inférieure à celle du fonctionnement commandé par des impulsions appliquées aux entrées de l'étage d'isolement 50 ou 500). I1 faut donc prévoir des circuits de sécurité et de mise en route du circuit de découpage 20 ou 200 et de son circuit d'attaque inverseur 30 ou 300, alimentés tous les deux par la tension de réseau redressée et filtrée, qui feraient alors partie d'un circuit de commande (à alimentation indépendante et isolée du montage redresseur 1 de la figure mais à mise sous tension simultanée, par exemple), qui ne font pas partie de l'invention.

I1 est évident que l'on peut utiliser pour équiper tous les étages du circuit, des transistors bipolaires de type PNP à condition d'inverser, d'une part, les pâles de l'alimentation haute tension et, d'autre part, les diodes, sans sortir du cadre de l'invention.

Claims

REVENDICATIONS

1. Circuit de commande d'un transistor de commutation de puissance (22) dont le trajet collecteur-émetteur est connecté en série avec sa charge inductive (21, 211) entre les pâles (12, 10) d'une première source de haute-tension continue (1) et dont la base est alimentée au moyen d'un enroulement de réaction (212, 33) magnétiquement couplé à cette charge (211) ou à l'enroulement primaire (31) d'un transformateur de courant (32) parcouru par le courant collecteur de ce transistor (22), caractérisé en ce qu'il comporte en cascade: un étage d'isolement galvanique (50, 500) dont l'élément de sortie est constitué par un autre transistor (52, 502), et un étage d'attaque (30, 300) à transistors, constitué par un inverseur logique dont le transistor de sortie (40), commandé de façon à être dans un état complémentaire relativement à cet autre transistor (52, 502), est galvaniquement réuni par son collecteur à la base du transistor de commutation (22) afin de commander le blocage de ce dernier en l'absence d'un signal de commande de polarité et d'amplitude prédéterminée à l'entrée (58-59, 510-511) de l'étage d'isolement (50, 500) devant provoquer la saturation de cet autre transistor (52, 502) qui, ainsi que l'étage d'attaque (30, 300), est alimenté par la première source (1) au moyen d'un réseau de résis-ances (45, 46, 38).

2. Circuit de commande suivant la revendication 1, caractérisé en ce que l'étage d'isolement galvanique (50) est constitué par un photocoupleur dont l'élément d'entrée est une diode émettrice de lumière (56) qui, lorsqu'elle est parcourue par un courant direct, éclaire la base d'un phototransistor (52) dont le collecteur et l'émetteur sont respectivement reliés aux deux sorties (51, 53) de cet étage (50).

3. Circuit de commande suivant la revendication 2, caractérisé en ce que la base du phototransistor (52) est reliée à une troisième sortie (54) de l'étage d'isolement (50), qui est réunie au moyen d'une résistance de polarisation à l'émetteur (53) du phototransistor (52).

4. Circuit de commande suivant la revendication 1, caractérisé en ce que l'étage d'isolement (500) comporte un transformateur d'impulsions (505) dont l'enroulement secondaire (504) est connecté en série avec une autre résistance (505) entre la base et l'émetteur de l'autre transistor (502).

5. Circuit de commande suivant l'une des revendications précédentes, caractérisé en ce que l'étage d'attaque (30, 300) comporte un second transistor (39) dont l'émetteur est relié à la base d'un quatrième transistor (40); dont la base est réunie, d'une part, par Mintermédiaire de deux résistances en série (45, 46), au pâle positif (12) de la première source (1) et d'autre part, au collecteur (51, 501) du photo- (52) ou de l'autre transistor (502), l'émetteur (53, 503) de ce dernier étant relié ensemble avec celui du quatrième transistor (40) au pôle négatif (10) de cette première source (1), le collecteur du second transistor (39) étant réuni, d'une part, au moyen d'une autre résistance (38) à la jonction (48) des deux résistances (45, 46) connectées entre le pâle positif (12) et sa base et, d'autre part, au moyen d'une diode (35) conduisant dans le même sens que le trajet collecteur-émetteur du transistor (40) de sortie de l'étage d'attaque (30, 300) au collecteur de celui-ci, qui est galvaniquement réuni à la base du transistor de commutation (22), et en ce que la jonction (37) de l'autre résistance (38) avec la diode (35) est réunie au moyen d'une diode de séparation (34) conduisant dans le même sens que cette dernière (35), à l'une des bornes de l'enrou- lement de réaction (33, 212) dont l'autre borne est reliée au pôle négatif (10) de la première source (1).

6. Circuit de commande suivant la revendication 5, dans un circuit de puissance (20, 200) du type dans lequel l'émetteur du transistor de commutation (22) est réuni au pôle négatif de la première source (1) par l'intermédiaire d'une seconde source de basse tension continue (26) comprenant un montage (29) d'au moins trois diodes (290-293) conduisant dans le même sens que le trajet collecteur-émetteur de ce transistor (22), en série, pour être périodiquement parcouru par le courant émetteur de celuirci, et, respec tivement connectés en parallèle vec t e rnontage (29) un condensa- teur (27) et une résistance (26) dont le produit est choisi de façon à être supérieur à l'intervalle entre deux périodes de conduction successives de ce transistor (22), taractérisé en ce que l'anode de celle (292) des diodes (290-293) dont la cathode est réunie par une seule diode (293) au pôle négatif (10) constitue une dérivation (294) de la seconde source (26) qui est reliée à l'anode d'une diode d'anti saturation (47) dont la cathode est reliée au collecteur du photo-(52) ou de l'autre transistor (502, afin ci'empêcher Sa saturation complète tout en permettant de polariser les jonctions base-émetteur respectives du second (39) et du troisième transistor (40), connectées en série, de manière a les bloquer, lorsqu'il est saturé.

7. Circuit de commande suivant l'une des revendications 4 à 6, caractérisé en ce que la jonction (37) entre la cathode de 3a diode de séparation (34), la résistance (38) et l'anode de la diode (3f') doit la cathode est reliée à la base du transistor de commutatlon (22), est également réunie à cette dernière > au moyen d'une résistance (38) permettant de réduire la tension de seuil nécessaire à la mise en conduction du transistor (22) et à sa mise en saturation régénérative au moyen de l'enroulement de réac t ion.

8. Circuit de commande suivant l'une des revendications 4 à 6, caractérisé en ce que la jonction (37) entre la cathode de la diode de séparation (34), la résistance (38) et l'anode de ia diode (35) dont la cathode est reliée à la base du transistor de commutation (22), est reliée à l'anode d'une autre diode d'anti-saturation (302) dont la cathode est reliée au collecteur de celui-ci.

9. Dispositif pour engendrer des courants en forme de dents de scie récurrentes dans une charge inductive (21) etîou des irnpulsions de tension de forme sensiblemen demi-sinusoidale aux bornes de celle-ci, du type dans lequel cette charge (21) est connectée en série avec un interrupteur bidirectionnel en courant et unidirectionnel en tension (24), constitué par un montage anti-parallèle, d'un transistor de commutation (22) et d'une diode (23), entre les deux pôles (12, 10) d'une première source de tension continue (1) et dans lequel la jonction de la charge (21) et de l'interrupteur (24) est reliée à l'une

des bornes d'un condensateur (25) dont vautre borne est reliée à l'un

(10) ou l'autre (12) pâle dé la source (1) pour constituer avec l'inductance de la charge (21) un circuit résonnant parallèle, pendant les périodes d'ouverture de l'interrupteur (24), caractérisé en ce que le transistor de commutation (22) est commandé sur sa base à l'aide d'un circuit de commande suivant l'une des- revendications précé

dentes, la charge inductive (21) pouvant comprendre l'enroulement primaire d'un transformateur d'alimentation ou de ligne qui est connecté en parallèle avec ou couplé aux bobines de déviation-ligne.

10. Dispositif d'alimentation par découpage du type dans lequel llinductance de découpage est constituée par l'enroulement primaire

(211) d'un transformateur d'alimentation (210) > reliée en série avec un transistor de commutation (22) entre les pôles (12, 10) d'une source de haute-tension- continue (1), dans lequel un premier enroulement secondaire (212) du transformateur (210) qui constitue l'enroulement de réaction est connecté entre le pâle négatif (12, 10) de la source et l'anode d'une diode de séparation (34) dont la cathode est galvaniquement couplée au moins dans le sens de conduction - de cette diode (34) et de la jonction base-émetteur du transistor de commutation (22), à la base de ce dernier et dans lequel au moins un second enroulement secondaire (213) de ce transformateur (210) alimente au moins un montage redresseur (70) dont au moins une diode de redressement (71) conduit pendant les intervalles de blocage du transistor de commutation (22), caractérisé en ce que ce dernier est commandé sur sa base au moyen d'un circuit de commun de suivant l'une des revendications 1 à 8.