FR2559977A1

FR2559977A1 - Procede de mesure rapide du taux d'erreurs binaires d'un canal de transmission, et dispositif pour la mise en oeuvre de ce procede

Info

Publication number: FR2559977A1
Application number: FR8402433A
Authority: FR
Inventors: Christian Robieux
Original assignee: Thomson CSF SA
Current assignee: Thales SA
Priority date: 1984-02-17
Filing date: 1984-02-17
Publication date: 1985-08-23
Anticipated expiration: 2004-02-17
Also published as: FR2559977B1

Abstract

L'INVENTION CONCERNE UN PROCEDE ET UN DISPOSITIF POUR MESURER LE TAUX D'ERREURS BINAIRES D'UN CANAL DE TRANSMISSION EN MESURANT LES DUREES ENTRE LES TRANSITIONS SUCCESSIVES DES VALEURS DES INFORMATIONS BINAIRES APRES LEUR TRANSMISSION ET LEUR DEMODULATION; EN CALCULANT L'ECART TYPE DE CES DUREES PAR RAPPORT A LEUR VALEUR MOYENNE; ET EN FAISANT CORRESPONDRE A CET ECART TYPE UNE VALEUR DE TAUX D'ERREURS BINAIRES AU MOYEN D'UNE TABLE PREDETERMINEE. UN EXEMPLE DE REALISATION DU DISPOSITIF COMPORTE: TROIS BASCULES 24, 25 ET 26 POUR ELIMINER LES REBONDISSEMENTS DES INFORMATIONS BINAIRES APRES LEUR DEMODULATION; DEUX COMPTEURS 22 ET 23 POUR MESURER LA DUREE DES INFORMATIONS BINAIRES DE VALEUR 1 ET DES INFORMATIONS BINAIRES DE VALEUR 0 RESPECTIVEMENT; UN MICROPROCESSEUR 11 POUR CALCULER L'ECART TYPE DES DUREES DES INFORMATIONS BINAIRES PAR RAPPORT A LEUR VALEUR MOYENNE ET ELIMINER LES DUREES CORRESPONDANT A PLUSIEURS INFORMATIONS BINAIRES IDENTIQUES SUCCESSIVES; UNE MEMOIRE VIVE 32 POUR STOCKER LES VALEURS DES DUREES MESUREES; UNE MEMOIRE MORTE 33 POUR STOCKER UNE TABLE RELIANT LES VALEURS DE L'ECART TYPE AUX VALEURS DU TAUX D'ERREURS BINAIRES; ET UNE INTERFACE DE SORTIE 14 POUR FOURNIR UNE VALEUR NUMERIQUE DU TAUX D'ERREURS BINAIRES. APPLICATION A L'EVALUATION DE LA QUALITE D'UN CANAL DE TRANSMISSION RADIO.

Description

Procédé de mesure rapide du taux d'erreurs binaires d'un canal
de transmission, et dispositif pour la mise en oeuvre de ce procédé
Le procédé selon l'invention permet d'évaluer le taux des erreurs affectant des informations binaires transmises sur un canal de transmission. Ce canal peut être constitué par une onde radio modulée par une porteuse à basse fréquence, elle-même modulée en phase ou en fréquence par une suite d'informations binaires (modulation F2) ou bien peut être constitué par une onde radio modulée directement en phase ou en fréquence par une suite d'informations binaires (modulation F1).

Un procédé connu, et très utilisé, pour mesurer le taux d'erreurs binaires consiste à compter le nombre d'informations binaires erronées reçues après la transmission d'une suite connue d'informations binaires. Le taux d'erreur est alors calculé en divisant le nombre d'informations binaires erronées par le nombre d'informations binaires transmises. Ce procédé a pour inconvénient d'être imprécis lorsque le nombre d'informations binaires erronées est faible pendant la durée de la mesure. Trois mesures effectuées sur un même canal de transmission pendant trois transmissions de 100 informations binaires peuvent détecter, par exemple, 0, 1, ou 2 informations binaires erronées. II y a donc une incertitude importante dans l'évaluation du taux d'erreur ainsi obtenue.

Généralement on remédie à cette incertitude en augmentant la durée de la mesure afin d'observer un nombre d'informations binaires erronées suffisant pour obtenir la précision souhaitée sur l'évaluation du taux d'erreurs binaires. Lorsque ce taux d'erreurs binaires est faible, le temps nécessaire pour la mesure peut dépasser la durée de stabilité du canal de transmission, notamment lorsqu'il s'agit d'un canal radio portant une liaison télégraphique à faible débit, 100 bauds par exemple. Dans cet exemple, pour observer un-taux d'erreur de 1%, avec 10% de précision, il faut obsérver 10 erreurs en moyenne donc transmettre 1000 informations binaires, donc faire une mesure ayant une durée de 10 secondes. Pendant cette durée, des évanouissements (fading) peuvent se produire et modifier le taux d'erreurs binaires du canal de transmission.Ces mesures sont effectuées en général pour comparer la qualité de plusieurs canaux de transmission disponibles et sélectionner le meilleur canal à chaque instant. Si la durée de la mesure est supérieure à la durée de la stabilité des canaux, cette mesure perd toute utilité.

La demande de brevet français nO 77 15 901 décrit un procédé de mesure rapide du taux d'erreurs binaires d'un canal radio, consistant à compter le nombre d'informations binaires erronées reçues pendant la transmission d'une suite connue d'informations binaires, en augmentant artificiellement le taux d'erreurs pour réduire la durée de la mesure. Dans le cas d'un récepteur pour une transmission en modulation F2 c'est-à-dire par déplacement de fréquence d'un ton à basse fréquence, ce récepteur comporte un discriminateur de fréquence suivi d'un comparateur fournissant un signal binaire de valeur 1 ou 0 selon que la tension de sortie du discriminateur est supérieure ou inférieure à un seuil donné.Le procédé décrit dans cette demande de brevet français consiste à fournir au comparateur une valeur de seuil différente lorsqu'une valeur 1 est attendue et lorqu'une valeur 0 est attendue. Le récepteur comporte donc un dispositif qui augmente la valeur du seuil lorsqu'une valeur 1 est attendue et qui diminue la valeur du seuil lorsqu'une valeur 0 est attendue.

Pour une même durée de mesure le nombre d'erreurs détectées est donc supérieur à celui qui serait détecté avec une valeur de seuil fixe, intermédiaire entre les deux valeurs nominales prises par le signal fourni par la sortie du discriminateur. Une correspondance est effectuée ensuite entre la valeur du taux d'erreurs mesuré et la vraie valeur du taux d'erreurs du canal de transmission. Ce procédé est donc plus rapide que le simple comptage des valeurs erronées des informations binaires, cependant il présente l'inconvénient de nécessiter la réalisation d'un démodulateur comportant un comparateur à seuil variable dont la mise au point délicate car le réglage des valeurs de seuil peut évoluer en fonction de la température, d'autre part il suppose la transmission d'une suite d'informations binaires connue du récepteur.

Le procédé selon l'invention remédie à ces deux inconvénients en utilisant la relation existant entre le taux d'erreurs binaires et la gigue de phase du signal binaire obtenu après démodulation de la porteuse.

Selon l'invention, un procédé de mesure rapide du taux d'erreurs binaires d'un canal de transmission, sur lequel une suite d'informations binaires est transmise à un rythme constant en modulant en phase ou en fréquence une porteuse, est caractérisé en ce qu'il consiste: à mesurer les durées des informations binaires, après leur transmission sur ce canal et leur démodulation; à calculer une valeur représentative des variations de ces durées autour de leur durée moyenne;à faire correspondre une valeur du taux d'erreurs binaires à cette valeur représentative, au moyen d'une table donnant les valeurs du taux d'erreurs binaires en fonction des valeurs représentatives des variations de durée.

L'invention sera mieux comprise et d'autres détails apparaîtront à l'aide de la description ci-dessous et des figures l'accompagnant:
- la figure 1 représente le graphe de la relation existant entre la gigue de phase et le rapport signal/bruit dans un canal de transmission où la modulation F2 est utilisée;
- la figure 2 représente le graphe de la relation entre le taux d'erreurs binaires et le rapport signal/bruit dans un canal où la modulation
F2 est utilisée
- la figure 3 représente le schéma synoptique d'un exemple de démodulateur pour un ton à basse fréquence modulé par un déplacement de fréquence;;
- les figures 4a, 4b, 4c, et 5 illustrent le fonctionnement de cet exemple de réalisation d'un démodulateur
- la figure 6 représente un tableau donnant les valeurs numériques reliant notamment le taux d'erreurs binaires et la gigue de phase- dans un canal de transmission où la modulation F2 est utilisée;
- la figure 7 représente le schéma synoptique d'un exemple de réalisation d'un dispositif pour la mise en oeuvre du procédé selon l'invention;
- la figure 8 représente des chronogrammes illustrant le fonctionnement de cet exemple de réalisation.

Le procédé selon l'invention met à profit la relation existant entre le taux d'erreurs binaires d'un canal de transmission et le rapport signal/bruit dans ce canal, et la relation existant entre la gigue de phase des informations binaires reçues et le rapport signal/bruit dans le canal.

Les figures 1 et 2 représentent les graphes de ces deux relations dans le cas d'une modulation où les informations binaires commandent un déplace ment de la fréquence d'un ton basse fréquence entre deux valeurs fixées.

La gigue de phase des informations binaires peut être représentée notamment par un rapport T' où ET est l'écart type de la durée d'une information binaire et où T est la durée moyenne d'une information binaire reçue.

Le graphe de la première relation peut être obtenu expérimentalement en réalisant sur un oscilloscope une estimation visuelle de la gigue de phase pour diverses valeurs du rapport signal/bruit, ou bien par un calcul théorique, qui est donné dans la suite pour le cas de la modulation F2. Le graphe de la seconde relation est bien connu et est disponible dans de nombreux ouvrages tel que celui de: L.C. Schooley and G.R. Davis "Jitter Effets on Bit Error Rate Reexamined" IEEE Transactions on
Communications Vol. Com. 29 nO 6 June 1981.

1l est donc possible d'établir une table donnant une valeur du taux d'erreurs binaires en fonction d'une valeur de la gigue de phase représentée par T Le procédé selon l'invention consiste à mesurer les durées des informations binaires reçues; à calculer une valeur représentative de la gigue de phase des informations binaires; et à établir une correspondance entre cette valeur représentative et le taux d'erreurs binaires, par une table établie d'après les graphes cités précédemment. Ce procédé suppose que l'émetteur ne modifie pas la phase des informations binaires en introduisant une gigue dans les instants d'émission de ces informations binaires, et il suppose que le récepteur ne modifie pas non plus la durée des informations binaires qu'il reçoit.

Dans un exemple de réalisation du procédé selon l'invention, une valeur représentative de la gigue de phase est constituée par TT, ou est calculé en ne prenant en compte que la durée des informations binaires qui sont précédées et suivies d'informations binaires de valeurs différentes, les autres ne comportant pas de transitions permettant de les individualiser.

où m est le nombre d'informations binaires dont la durée est prise en compte, et moy (di) est la moyenne de ces durées. Il est possible d'éviter le calcul de cette valeur moyenne moy (di) en la remplaçant par la valeur de la durée nominale des informations binaires, cette durée nominale étant connue du récepteur.

D'autre part, la table des valeurs du taux d'erreurs binaires peut
#T être établie en fonction des valeurs de #T et non de , si l'utilisation
T de cette table est limitée à une seule valeur T, c'est-à-dire une seule valeur de débit d'informations. Il est possible aussi de prévoir un certain nornbre de tables, si le débit peut prendre diverses valeurs normalisées. Le procédé est alors simplifié par la suppression du calcul de T
Les durées des informations binaires reçues sont déterminées à partir des durées séparant deux transitions successives du signal binaire fourni par le démodulateur.Le procédé selon l'invention peut être appliqué à une suite d'informations binaires non connue du récepteur, ou bien à une suite connue du récepteur et constituée d'une suite d'informations binaires de valeurs alternées, pour éviter deux valeurs consécutives identiques.

Dans le cas où le procédé est appliqué à une suite inconnue du récepteur, un exemple de réalisation de ce procédé consiste en outre à discriminer les informations binaires qui sont précédées et suivies d'informations binaires de valeurs différentes, pour ne pas prendre en compte les durées correspondant à plusieurs informations identiques et successives.

Par exemple cette discrimination peut être réalisée en comparant la durée mesurée entre deux transitions, à une valeur de seuil égale à 1,5 T
n où T n est la durée nominale d'une information binaire. Le nombre d'informations binaires dont la durée est prise en considération est alors environ 4 fois moins grand que le nombre total d'informations binaires transmises, si les valeurs 0 et 1 sont équiprobables. Pour obtenir une même précision qu'avec une suite d'informations binaires connue et composée de 0 et de 1 alternés, la durée de la mesure doit donc être 4 fois plus importante. L'exemple de réalisation consistant à transmettre une suite de 0 et de 1 alternés présente donc l'avantage d'une rapidité supérieure.Le procédé selon l'invention est de toutes façons beaucoup plus rapide que le procédé classique de comptage des informations binaires erronées, d'autant plus que le procédé selon l'invention ne nécessite pas une synchronisation sur le signal reçu, synchronisation dont la durée est de l'ordre de celle de 100 à 200 bits habituellement.

Une variante de réalisation du procédé selon l'invention ne consiste pas à comparer les durées mesurées par rapport à une valeur de seuil 1,5 Tn s mais consiste à calculer la valeur modulo T n de la durée mesurée " " entre deux transitions consécutives.

#T
La relation entre la valeur représentant la gigue de phase et
T le taux d'erreurs binaires peut être démontrée mathématiquement en modélisant le dispositif de réception des données binaires.

La figure 3 représente le schéma synoptique d'un exemple de démodulateur pour restituer des informations binaires transmises par déplacement de la fréquence d'un ton à basse fréquence, par exemple un déplacement de 1800 Hz à 2200 Hz, ce ton basse fréquence étant transmis par une modulation d'amplitude sur une onde radio. Sur la figure 3, une borne d'entrée 1 reçoit un signal de valeur S1(t) qui est un ton à basse fréquence fourni par un démodulateur d'amplitude d'un récepteur radio.

Ce ton est modulé par un déplacement de fréquence fonction de la valeur binaire à transmettre. li est filtré par un filtre passe-bande 2 pour éliminer le bruit hors de la bande utile. Le filtre 2 fournit un signal de valeur S2(t) à l'entrée d'un discriminateur de fréquence 3. Celui-ci fournit un signal de valeur S3(t) qui est une fonction linéaire de la fréquence instantanée du signal appliqué à son entrée. La fréquence du ton est déplacée par saut, la sortie du discriminateur 3 fournit donc un signal binaire à front raide, qui est filtré par un filtre passe-bas 4. Le filtre 4 est un filtre du premier ordre dont la fréquence de coupure f c est égale au rythme D de transmission des informations binaires. La sortie du filtre passe-bas 4 fournit un signal de valeur S4(t) à une entrée d'un comparateur
G 5. Le comparateur 5 compare la valeur S4(t) à une valeur de seuil 2 qui est égale à la valeur médiane entre les deux valeurs prises par le signal fourni par le filtre 4. La sortie du comparateur 5 fournit un signal binaire de valeur S5(t) à une borne de sortie 6.

La figure 4a représente le graphe du signal 53 S3(t) en fonction du temps. A l'instant 0 considéré, un déplacement de fréquence produit une transition de S3(t) de la valeur 0 à une valeur #.#f où X est un coefficient constant et où #f est la valeur du déplacement de fréquence.

La figure 4b représente le graphe du signal S4(t) fourni par la sortie du filtre passe-bas 4, en fonction du temps, lorsque le signal S3(t) représenté sur la figure 4a est appliqué à ce filtre 4. La transition entre les deux informations binaires est traduite par un saut de fréquence instantané mais le filtre 4 restitue une transition de forme exponentielle.

La valeur S4(t) varie exponentiellement de 0 jusqu'à une valeur G fixée. A G un instant t0 le signal S4(t) passe par la valeur de seuil 2 du comparateur
G 5. Le graphe de S4(t) a une pente de valeur m au voisinage de 2
La figure 4c représente le graphe du signal logique S5(t) fourni par la sortie du comparateur 5 lorsque le signal S4(t), représenté sur la figure 4b, est appliqué à l'entrée de ce comparateur 5. La valeur Ss(t) varie brutalement de 0 à 1 à l'instant t0. En l'absence de bruit, le filtre passebas 4 réalise donc un retard constant de durée t0 entre un déplacement de la fréquence du ton et la transition du signal de sortie du comparateur 5.

Par contre, si le signal appliqué à la borne d'entrée 1 est affecté par un bruit, supposé blanc et gaussien, les déplacements de fréquence du ton ne sont plus traduits par une transition nette du signal S3(t) en sortie du discriminateur de fréquence 3.

La figure 5 représente un diagramme de Fresnei traduisant les perturbations subies par le signal S2(t) appliqué au discriminateur 3. Le signal S2(t) est un signal sinusoTdal d'amplitude A et de pulsation #i, égale à w 1 ou #2 selon la valeur de l'information binaire. Un bruit n est superposé au signal utile. I1 comporte une composante nx dont l'amplitude s'ajoute à l'amplitude du signal utile, et une composante ny provoquant une variation de phase # du signal S2(t).L'amplitude du bruit étant faible par rapport à l'amplitude du signal utile la variation de phase # subie par ny celui-ci est approximativement égale à :
A
Le signal S3(t) fourni par la sortie du discriminateur 3 est proportionnel à la fréquence instantanée du signal S2(t), donc est proportionnel à la dérivée de la phase de ce signal, donc:
S3(t) = )w . (fi + rPt) où fi est la fréquence fl ou f2 du ton basse fréquence selon l'information binaire transmise.En remplaçant la variation de phase tP par son expression en fonction du bruit on obtient:
dn
S3(t)= #.fi + @/A
Le signal S3(t) comporte donc une première composante, déterminée par la fréquence du ton, et une seconde composante, déterminée par la dérivée d'une composante du bruit. Le signal S4(t) à la sortie du filtre passe-bas 4 comporte une première composante déterminée par la fréquence du ton et une seconde composante déterminée par la dérivée filtrée d'une composante du bruit.

Le signal S4(t) est donc constitué de la somme d'une composante déterministe, identique à celle représentée sur la figure 4b et d'une composante aléatoire au bruit. Le comparateur 5 fonctionne comme s'il recevait sur sa première entrée la composante déterministe exponentielle et sur sa seconde entrée la composante aléatoire, additionnée à la valeur de seuil G Le basculement du comparateur 5 a lieu un peu avant ou un peu après l'instant t0 ,avec un écart de temps proportionnel à la valeur de la composante aléatoire, le coefficient de proportionnalité étant égal à la pente m de la réponse du filtre 4 à la transition du signal S3 (t > , au voisinage de la valeur G2 .Le bruit étant de faible amplitude par rapport au signal utile, la pente, dans ce voisinage, peut être considérée comme une constante.

L'écart type sT de l'instant de transition du signal S5(t), par rapport à t0 , est donc:
= m.5 , où où#S est l'écart type entre la composante
4 4 déterministe de S4(t) et la valeur réelle, bruitée, de S4(t).

La variance Var(nFB) d'un bruit dérivé et filtrée par un filtre passe-bas a été calculée par Taub et Schilling, page 301 de "Principles of
Communication Systems Mc Grawhill Kogakusha Ltd Tokyo 1971".

dny
Var(nFB)= Var##=#2/3 # # #fc3, où # est la densité spectrale
dt du bruit à la borne d'entrée 1 du dispositif démodulateur et où f c est la fréquence de coupure du filtre passe-bas 4. Pour - calculer cette formule l'amplitude du signal utile est supposée être égale à l'unité ainsi que la constante de proportionnalité entre la dérivée de la phase, et l'amplitude du signal fournie par un discriminateur de fréquence. Dans l'exemple considéré ces paramètres ont pour valeur A et X respectivement.Donc la variance du signal S4(t) est égale à:
dny dny
#2@ = Var##/# ## = #2/@ # Var##
4 A2 dt
En remplaçant Var(dny) par l'expression de Var(nFB) trouvée
dt précédemment on obtient :
2 2 2 @ S4 - A2#3###@ c
Pour faire apparaître le débit D des informations binaires et faire disparaître la fréquence f@ de coupure du filtre passe-bas 4, on peut remplacer fc par la valeur D du débit : #@2=#2/3# ##2/@# D3
La relation, mentionnée précédemment, T = 1/m##S4, permet de trouver une expression de la variance de l'instant de transition du signal S5(t) : :
21 2 #T m2##S4
La composante déterministe du signal S4(t) ayant une forme exponentielle parce que le filtre 4 est un filtre du premier ordre par hypothèse, il est aisé de déterminer la valeur m de la pente au voisinage f
@#@ de @/2. Cette valeur est m = E#@/2=
2
Dans cet exemple le filtre passe-bas 4 est supposé avoir un gain unité pour les fréquences les plus basses donc G =

Les termes #@ A s'éliminent.On peut faire apparaître la puissance E du si@nal utile qui est é@@le à A/@ du signal utile, qui est égale à 2 ' ' donc
2 T - 3 E.(#f)
En faisant passer \ au dénominateur de E on peut faire apparaître le rapport de la puissance du signal sur la puissance du bruit:
@@ @
#T@ = #
3 E/# x (#f)2
Le rapport signal/bruit est : SE
B = # B ' ou Bb est la largeur de la bande de bruit à l'entrée du démodulateur.

Finalement la variance des instants de transition du signal S5(t) peut être écrite sous la forme:

La figure 6 représente un tableau donnant:
- la valeur de l'écart type sT en fonction du rapport signal/bruit
S S B @@ @@@@, @@ @@ @@@@@@@ @@ @@@@@@@ B @@ @@@@@@@@,
@@ @@@@@@@@ @@@@@ @@@ @@@@@@@ @@ S/@ @@ @@
- la relation entre les valeurs de B et le taux d'erreurs binaires (t.e.b.) ;
- et les valeurs de la gigue de phase T correspondant aux valeurs de l'écart type #T;
pour un exemple de transmission où le débit est D = 125 bits par seconde, où Af = 425 hertz, et où la bande de bruit a pour largeur Bb= 2700 Hertz.

I1 est à la portée de l'homme de l'art d'établir expérimentalement, ou par le calcul, un tableau analogue pour d'autres valeurs de débit, de fréquence, de largeur de bande de bruit, ou bien pour une modulation de phase d'un ton basse fréquence, ou bien pour une modulation de fréquence ou une modulation de phase directe d'une onde porteuse à haute fréquence (modulation F1) .

La figure 7 représente le schéma synoptique d'un exemple de réalisation d'un dispositif pour la mise en oeuvre du procédé selon l'invention. I1 comporte une borne d'entrée 13, une borne de sortie 12, des moyens 16 pour mesurer les durées entre les transitions successives des informations binaires après leur transmission sur un canal radio et leur démodulation, des moyens 10, 11, 32, 33 pour calculer une valeur représentative des variations de ces durées autour de leur valeur moyenne et pour lui faire correspondre une valeur de taux d'erreurs binaires selon une table prédéterminée, une interface de sortie 14, et des moyens 15 pour détecter la fin des rebondissements de chaque transition entre deux informations binaires successives différentes.

La borne d'entrée 13 est reliée à la sortie d'un démodulateur qui n'est pas représenté mais qui peut être analogue à celui dont le schéma synoptique est représenté sur la figure 3, ce démodulateur étant relié à un canal de transmission qui peut être un canal radio acheminant un ton basse fréquence dont la fréquence prend deux valeurs, en fonction des informations binaires à transmettre. Cette borne d'entrée 13 est reliée à une entrée des moyens 15 pour détecter la fin des rebondissements de chaque transition; une première et une seconde sortie de ces moyens 15 sont reliées à une première et une seconde entrée des moyens 16 pour mesurer les durées entre des transitions successives; et une entrée d'horloge est reliée à une sortie d'horloge des moyens 16.

Les moyens 15 comportent deux bascules de type D : 24 et 25, une bascule 28 de type R-S, et deux portes logiques ET: 26 et 27. La borne d'entrée 13 est reliée à l'entrée D de la bascule 24 et l'entrée d'horloge est reliée à l'entrée d'horloge de chacune des bascules 24 et 25. Des sorties complémentaires Q et Q de la bascule 24 sont reliées respectivement à une entrée D de la bascule 25 et à une première entrée de la porte 27.

Deux sorties complémentaires Q et Q de la bascule 25 sont reliées respectivement à une première entrée de la porte 26 et à une seconde entrée de la porte 27. Une seconde entrée de la porte 26 est reliée à la sortie Q de la bascule 24. Les sorties des portes 26 et 27 sont reliées respectivement à des entrées R et S de la bascule 28. Des Q et Q de cette bascule 28 constituent la première et la seconde sortie des moyens 15.

Les moyens 16 sont constitués par un circuit intégré temporisateur, du type MOTOROLA 6840, qui comporte: une interface 20 et trois compteurs 21, 22, et 23. Ce temporisateur est prévu pour fonctiontier en association avec un microprocesseur 11, du type- MOTOROLA 6809, qui constitue l'élément essentiel des moyens de calcul de cet exemple de réalisation. Ces moyens de calcul comportent en outre: une horloge 10 constituée par un quartz de fréquence 4 MHz, une mémoire vive 32, une mémoire morte 33, un bus de commande 29, un bus d'adresse 30, et un bus de données 31. Sur la figure 7, une ligne 28 du bus de commande 29 est représentée séparémment car elle fournit un signal d'horloge de fréquence l MHz aux moyens 16.D'autre part, cet exemple de réalisation comporte une interface de sortie 14 reliée aux bus 29, 30 et 31 et reliée à la borne de sortie 12 pour fournir une valeur du taux d'erreurs binaires mesuré, sous la forme d'un mot binaire.

L'interface 20 est reliée au bus 29 pour émettre et recevoir des commandes, au bus 30 pour recevoir une adresse envoyée par le microprocesseur 11, et est reliée au bus de données 31 pour fournir au microprocesseur 11 les valeurs de durée mesurées par les moyens 16 et pour recevoir des données d'initialisation. L'interface 20 possède deux entrées multiples reliées respectivement à une sortie multiple du compteur 23 et à une sortie multiple du compteur 22 pour recevoir la valeur du contenu de ces compteurs, et il possède une sortie multiple reliée à une entrée multiple du compteur 21 pour lui fournir une valeur de préchargement et un signal de commande de préchargement. Lors de la mise sous tension du dispositif, le microprocesseur 11 initialise le compteur 21 pour le faire fonctionner en diviseur de fréquence par dix? en le préchargeant avec la valeur du rang de division.

Le compteur 21 possède une entrée d'horloge reliée à la ligne 28 pour recevoir l'horloge de fréquence 1MHz, et il possède une sortie fournissant un signal d'horloge H de fréquence 100 kHz, qui est appliqué à une entrée d'horloge du compteur 22, à une entrée d'horloge du compteur 23, et à la sortie d'horloge des moyens 16. La première et la seconde entrée des moyens 16 sont reliées respectivement à une entrée de validation du compteur 22 et à une entrée de validation du compteur 23 et, d'autre part, sont reliées respectivement à deux entrées de l'interface 20. Les compteurs 21, 22, et 23 possèdent chacun une entée de commande reliée respectivement à trois sorties de l'interface 20. Les entrées de commande des compteurs 22 et 23 permettent de déclencher un transfert de leur contenu vers l'interface 20 et le microprocesseur 11, et de remettre à zéro ce contenu. L'entrée de commande du compteur 21 permet de déclencher le préchargement des données d'initialisation qui déterminent le rang de la division de fréquence qu'iJ réalise. Le compteur 22 ou le compteur 23 compte les impulsions d'horloge H lorsqu'il reçoit une valeur 1 sur son entrée de validation. Pendant que l'un des deux compteurs compte, l'autre est inhibé.

La première et la seconde sortie des moyens 15 fournissent un signal logique de valeur 1, respectivement pendant la durée d'une information binaire de valeur 0 et pendant la durée d'une information binaire de valeur 1. Le passage à la valeur 1 du signal SF fourni par la sortie Q de la bascule 28, déclenche le comptage du compteur 23 et l'inhibition du compteur 22. Ce passage à la valeur 1 est transmis par l'interface 20 vers le microprocesseur 11 sous la forme d'une demande d'interrupt;on transmise par une ligne du bus de commandes 29. Le microprocesseur 11 commande alors le transfert du contenu du compteur 22 et la remise à zéro de ce dernier, par l'intermédiaire du bus de commande 29, de l'interface 20, et des lignes reliant celle-ci aux entrées de commande des compteurs 22 et 23.Le compteur 22 se remettra à compter lors du prochain front montant fourni par la sortie Q de la bascule 28. Pendant que l'un des compteurs 22, 23 compte, l'autre est à l'arrêt, le microprocesseur 11 dispose donc, pour lire son contenu, d'un temps au moins égal à la durée d'une information binaire.

La mémoire vive 32 et la mémoire morte 33 sont chacune reliées aux trois bus 29, 30, et 31. La mémoire morte 33 contient le programme de fonctionnement du microprocesseur 11, conforme au procédé décrit précédemment avec T = T . La mémoire morte 33 contient aussi la table
n donnant les valeurs du taux d'erreurs binaires en fonction des valeurs représentatives T T des variations de durée des informations binaires.

Dans le cas où la suite des informations binaires est quelconque, le programme de fonctionnement du microprocesseur 11 comporte un test de la valeur de la durée mesurée entre deux transitions des informations binaires, pour ne prendre en compte que les durées inférieures à 1,5 T
n
Lorsque plusieurs informations binaires successives ont une même valeur, la durée mesurée entre les deux transitions est supérieure à 1,5 T n et n'est pas prise en compte.

Dans cet exemple de réalisation le calcul d'une valeur représenta tive des variations de durée est réalisé en calculant la variance des valeurs de durée selon la-formule:

Les m valeurs de durée retenues pour le calcul sont stockées dans la mémoire vive 32 pendant la durée des mesures. La mémoire vive 32 stocke aussi la valeur T n de la durée nominale, qui y est inscrite par des moyens non représentés, un clavier par exemple. Quand les mesures sont terminées, le microprocesseur 11 calcule 2 et tu puis lit dans la mémoire morte 33 une valeur du taux d'erreurs binaires correspondant à la
#T valeur de .

T
Dans une autre variante de ce programme le test consistant à comparer chaque valeur de durée mesurée, par rapport à la valeur 1,5 T n peut être supprimé si la mesure est effectuée sur une suite d'informations binaires constituée d'informations binaires de valeurs alternées.

L'exemple de réalisation représenté sur la figure 7 comporte des moyens 15 pour détecter la fin des rebondissements qui affectent les transitions entre des informations binaires différentes. Ces rebondissements peuvent être causés notamment par des battements du comparateur 5 du démodulateur, si celui-ci n'a pas d'hystérésis. Ces rebondissements peuvent altérer la précision des mesures de durée et par conséquent fausser l'évaluation du taux d'erreurs binaires. Les moyens 15 permettent de réduire les erreurs de mesure causées par ces rebondissements en prenant en compte non pas un, mais deux échantillons successifs, du signal de sortie du démodulateur. Une valeur de ce signal n'est considérée comme établie que lorsque deux échantillons successifs ont une même valeur.

Le signal d'horloge H actionne les bascules 24 et 25 pour réaliser un échantillonnage du signal binaire appliqué à la borne d'entrée 13. Si deux valeurs identiques et successives sont mémorisées par les bascules 24 et 25, la porte ET 26 fournit un signal logique de valeur 1 à l'entrée R de la bascule 28. La sortie Q de celle-ci fournit alors un signal de valeur 1 qui valide le compteur 22, et qui déclenche la procédure d'interruption dans le microprocesseur Il, pour lire le contenu du compteur 23 qui est inhibé par un signal de valeur 0 fourni par la sortie Q de la bascule 28.

Lorsque les bascules 24 et 25 échantillonnent deux valeurs 0 successives leurs sorties Q fournissent chacune un signal logique de valeur 1 et la porte ET 27 fournit un signal logique de valeur 1 à l'entrée S de la bascule 28. La sortie Q de celle-ci fournit alors un signal de valeur 1 qui valide le compteur 23 et qui déclenche la procédure d'interruption dans le microprocesseur 11 pour lire le contenu du compteur 22 qui est inhibé par un signal de valeur 0 fourni par la sortie Q de la bascule 28.

La figure 8 illustre le fonctionnement des moyens 15 lorsque le signal 55(t) appliqué à la borne d'entrée 13 est constitué d'une information binaire, de valeur 1 et de durée nominale 10 millisecondes, précédée et suivie de rebondissements dont la durée est très inférieure aux 10 millisecondes. Dans cet exemple, l'horloge H qui réalise l'échantillonnage du signal 55(t), a une période de 10 microsecondes. Le signal SF, fourni par la sortie Q de la bascule 28, passe au niveau 1 lorsque deux échantillons successifs de 55tut) ont la valeur 1. Le signal SF ne reprend la valeur 0 que lorsque deux échantillons successifs ont la valeur 0. Le début et la fin de cette information binaire sont donc détectés avec un certain retard qui est peu différent car les rebondissements sont peu différents dans ces deux cas.

L'invention ne se limite pas aux exemples de réalisation décrits et représentés, de nombreuses variantes sont à la portée de l'homme de l'art.

Il est notamment possible de réduire les erreurs dues aux rebondissements, sans utiliser les moyens 15 décrits précédemment, en prévoyant d'utiliser un comparateur à hystérésis dans le démodulateur, au lieu d'un comparateur ordinaire. I1 est possible aussi d'adapter le dispositif en modifiant les valeurs numériques de la table stockée dans la mémoire morte 33, pour mesurer le taux d'erreurs binaires d'un canal de transmission utilisant une modulation de phase ou de fréquence, directe de l'onde porteuse radio, modulation dite F1 . Ces valeurs de la table peuvent être calculées par un raisonnement analogue à celui décrit précédemment, ou bien mesurées expérimentalement en observant l'écart type de la durée des informations binaires sur un oscilloscope, pour diverses valeurs du taux d'erreurs binaires, celui-ci étant connu par un comptage classique.

Le dispositif selon l'invention présente l'avantage de ne pas nécessiter un démodulateur spécial pour la réception des informations, contrairement au dispositif antérieur décrit dans le document cité, qui nécessite un démodulateur particulier, puisque le comparateur de celui-ci doit recevoir une valeur de seuil variable en fonction de la valeur de l'information binaire. Grâce au dispositif selon l'invention, le comparateur est plus simple à réaliser et à régler puisqu'il ne comporte qu'un seul seuil ayant une valeur fixe. I1 est donc en général possible de raccorder le dispositif selon l'invention à un démodulateur classique, sans difficulté.

En outre le dispositif selon l'invention ne nécessite pas la transmission d'une suite d'informations connue, et il est plus rapide que les dispositifs classiques réalisant un comptage des informations binaires erronees.

Le procédé et le dispositif selon l'invention peuvent être appliqués notamment à l'évaluation de la qualité de canaux de transmission radio, pour sélectionner un canal parmi plusieurs disponibles. Ils peuvent aussi être appliqués à l'évaluation de la qualité de transmission sur des câbles, en adaptant le dispositif au débit des informations, qui est alors beaucoup plus élevé que sur un canal radio. Cette adaptation est à la portée de l'homme de l'art.

Claims

REVENDICATIONS

1. Procédé de mesure rapide du taux d'erreurs binaires d'un canal de transmission, sur lequel une suite d'informations binaires est transmise à un rythme constant en modulant en phase ou en fréquence une porteuse, caractérisé en ce qu'il consiste: à mesurer les durées des informations binaires, après leur transmission sur ce canal et leur démodulation ; à calculer une valeur représentative des variations de ces durées autour de leur durée moyenne; à faire correspondre une valeur du taux d'erreurs binaires à cette valeur représentative, au moyen d'une table donnant les valeurs du taux d'erreurs binaires en fonction des valeurs représentatives des variations de durée.

2. Procédé selon la revendication 1, caractérisé en ce que la suite est constituée d'informations binaires quelconques, et en ce que les durées prises en compte pour calculer la valeur représentative des variations sont seulement les durées des informations binaires qui ne sont pas précédées ou suivies d'une information identique.

3. Procédé selon la revendication 1, caractérisé en ce que la suite des informations binaires est constituée d'une alternance d'informations complémentaires, et en ce que les durées de toutes les informations transmises sont prises en compte pour calculer la valeur représentative des variations.

4. Procédé selon la revendication 1, caractérisé en ce que la valeur représentative est une moyenne quadratique des variations des durées, autour de la valeur moyenne de ces durées.

5. Dispositif de mesure rapide du taux d'erreurs binaires d'un canal de transmission sur lequel une suite d'informations binaires est transmise à un rythme constant en modulant en phase ou en fréquence une porteuse, pour la mise en oeuvre du procédé selon la revendication 1, caractérisé en ce qu'il comporte::

- des moyens (16) pour mesurer les durées entre des transitions successives des valeurs des informations binaires après leur transmission sur ce canal et leur démodulation;

- des moyens de calcul (10, 11, 32, 33) pour calculer une valeur représentative des variations de la durée d'une information binaire autour de sa valeur moyenne et pour lui faire correspondre une valeur du taux d'erreurs binaires selon une table prédéterminée;

- des moyens (33) pour stocker une table des valeurs du taux d'erreurs binaires en fonction des valeurs représentatives des variations de la durée.

6. Dispositif selon la revendication 5, pour la mise en oeuvre du procédé selon la revendication 2, caractérisé en ce que les moyens pour mesurer les durées entre des transitions successives comportent des moyens (11) pour discriminer les durées qui correspondent à plus d'une information binaire et ne pas prendre en compte les durées ainsi discriminées) pour le calcul de la valeur représentative.

7. Dispositif selon la revendication 6, caractérisé en ce qu'il comporte en outre des moyens (15) pour détecter la fin des rebondissements de chaque transition entre deux informations binaires successives de valeurs complémentaires, et en ce que les moyens (16) pour mesurer les durées entre des transitions successives comportent au moins un compteur (22, 23) pour compter des impulsions d'horloge entre deux transitions successives, ce compteur étant commandé par les moyens (15) pour détecter la fin des rebondissements.