FR2584880A1 - Convertisseur auto-pilote en regime de commutation - Google Patents
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Abstract
LA PRESENTE INVENTION SE SITUE DANS LE DOMAINE DES CONVERTISSEURS ELECTRONIQUES DE PUISSANCE A PILOTAGE AUTOMATIQUE DE LA FREQUENCE, EN VUE D'AMELIORER LE RENDEMENT ET LA FIABILITE. ELLE EST CARACTERISEE PAR UN MONTAGE AUTO-OSCILLATEUR A TRANSISTOR, A CHARGE ACCORDEE, A EXCITATION DE BASE EN SIGNAUX RECTANGULAIRES GRACE A L'INSERTION DE CIRCUITS DE MISE EN FORME DANS LA BOUCLE DE REACTION, AVEC ADDITION D'UN PETIT OSCILLATEUR AUXILIAIRE D'IMPULSIONS ASSURANT LE DEMARRAGE DES OSCILLATIONS ENTRETENUES. APPLICATIONS PRINCIPALES: GENERATEURS D'ULTRA-SONS, CHAUFFAGE A INDUCTION.
Description
Convertisseur auto-piloté en régime de commutation
M. Gaboriaud Paul
La présente invention se situe dans le domaine des convertisseurs électroniques de puissance, tels que générateurs d'ultra-sons et chauffage à induction.
M. Gaboriaud Paul
La présente invention se situe dans le domaine des convertisseurs électroniques de puissance, tels que générateurs d'ultra-sons et chauffage à induction.
Les procédés généralement utilisés sont les onduleurs à thyristors pour les grandes puissances, et les transistors pour les puissances moyennes. On connus les inconvénients et difficultés des thyristors. Quant aux transistors, les montages à pilote séparé sont souvent difficiles à asservir à un accord automatique; les auto-oscillateurs le donnent naturellement, mais, en cas de charge accordée ,n'engendrent pas de signaux rectangulaires d'excitation de base et ne permettent pas de bénéficier du rendement élevé d'un régime de commutation; de plus,les oscillations entretenues ne démarrent pas spont anément.L'objet de la présente invention est un montage auto-oscillateur à transistor, à charge accordée,avec excitation de base en signaux rectangulaires, fonctionnant en régime de commutation,~--avec démarrage automate,.
que. L'avantage de l'auto-oscillateur ( pilotage automatique de la fréquence) est ainsi conservé, mais ses défauts éliminés. Le procédé consiste en la conjonction des opérations suivantes:- prélèvement d'un signal sinusoidal sur le circuit oscillant de sortie - mise en forme rectangulaire- dérivation en impulsions- mise en forme rectangulaire des impulsions dérivées et application en réaction positive à la base du transistor de puissance- réglage manuel de la largeur de ces signaux de base permettant le dosage de la puissance de sortie- addition d'un petit oscillateur auxiliaire d'impulsions de basse-fréquence injectées dans la boucle de réaction où elles peuvent rester appliquées en permanence, assurant le démarrage des oscillations.L'explication du principe de ces opérations se fera plus clairement à l'aide de la figure I donnant un exemple non limitatif de réalisation d'un générateur de chauffage à induction, où T désigne le transistor de puissance, I sa base,2 son collecteur, 3 son émetteur, 4 sa résistance d'émetteur, 5 le condensateur d'accord et 6 l'inducteur, l'ensemble 5/6 formant le circuit oscillant avec sa résistance de charge R parallèle;7 l'enroulement de réaction couplé à 6, qui attaque le premier circuit de mise en forme rectangulaire 8 dont les signaux sont dérivés par la liaison 9/ZO condensateur/résistance variable donnant la variation de la largeur des impulsions dérivées et, par suite, la variation delta puissance de sortie; ces signaux dérivés passent au deuxième bloc II de mise en forme rectangulaire et sont transmis à la base I par le transformateur de liaison I2. te bloc I3 désigne l'oscillateur auxiliaire d'impulsions basse-fréquence (par exemple un UJT )injectées sur le bloc 8 pour assurer le démarrage des oscillations entretenues.
A désigne la diode anti-parallèle connectée entre collecteur et émetteur de
T. La liaison du circuit oscillant au + HT est faite par une prise sur la self d'accord 6 choisie pour la meilleure adaptation d'impédances; à la limite,la prise peut se trouver à l'extrémité de la self opposée au collecteur.Dans l'exemple de la figure I, la variation de la résistance 10 de la liaison de dérivation 9/I0 contrôle la largeur des impulsions dérivées, qui passent ensuite dans le deuxième bloc-écréteur Il de mise en forme rectangulaire,; ainsi la variation de puissance est obtenue par le potentiomètre 10. Une variante remplace le bloc-écréteur Il par un monostable de rapport cyclique variable, attaqué par les impulsions dérivées de la liaison 9/10 supposées très brèves et de largeur fixe; en ce cas, le contrôle de puissance est assuré par le potentiomètre de la liaison RC du monostable, qui constitue le deuxième bloc de mise en forme.Ce dessin de la figure I représente le schéma de principe ;les figures 2 et 4 des compléments en vue de fiabilité maximale; la figure 3 une extension au montage symétrique ou push-pull; la figure 5 une variante dans le mode de couplage. à la charge. La figure 2 représente, à titre d'exemple, l'addiction d'un circuit limiteur d'intensité du transistor T. La tension aux bornes de la résistance d'émetteur 4 est appliquée, à travers un ensemble 15 de 2 diodes en série présentant un seuil de 1,4 volt environ,à la résistance I6 et au primaire d'un petit transformateur Z élévateur dont le secondaire attaque le gate G d'un transistor Mos
FET polarisé près de son seuil C" cut-off"), monté en modulateur-shunt.
T. La liaison du circuit oscillant au + HT est faite par une prise sur la self d'accord 6 choisie pour la meilleure adaptation d'impédances; à la limite,la prise peut se trouver à l'extrémité de la self opposée au collecteur.Dans l'exemple de la figure I, la variation de la résistance 10 de la liaison de dérivation 9/I0 contrôle la largeur des impulsions dérivées, qui passent ensuite dans le deuxième bloc-écréteur Il de mise en forme rectangulaire,; ainsi la variation de puissance est obtenue par le potentiomètre 10. Une variante remplace le bloc-écréteur Il par un monostable de rapport cyclique variable, attaqué par les impulsions dérivées de la liaison 9/10 supposées très brèves et de largeur fixe; en ce cas, le contrôle de puissance est assuré par le potentiomètre de la liaison RC du monostable, qui constitue le deuxième bloc de mise en forme.Ce dessin de la figure I représente le schéma de principe ;les figures 2 et 4 des compléments en vue de fiabilité maximale; la figure 3 une extension au montage symétrique ou push-pull; la figure 5 une variante dans le mode de couplage. à la charge. La figure 2 représente, à titre d'exemple, l'addiction d'un circuit limiteur d'intensité du transistor T. La tension aux bornes de la résistance d'émetteur 4 est appliquée, à travers un ensemble 15 de 2 diodes en série présentant un seuil de 1,4 volt environ,à la résistance I6 et au primaire d'un petit transformateur Z élévateur dont le secondaire attaque le gate G d'un transistor Mos
FET polarisé près de son seuil C" cut-off"), monté en modulateur-shunt.
On désigne par p le potentiomètre d'ajustage de ce seuil. En cas de surintensité, seule la tension de la résistance d'émetteur dépassant le seuil de 1,4 volt sera transmise au gate G et débloquera le Mos-FET dont la résistance Drain D / source S devenant très faible ( de l'ordre de 0,1 ohm) assurera, en liaison avec la résistance 14, la limitation du signal d'exci~ tation de I.Au lieu des diodes 15 de seuil, on peut évidemment mettre des diodes Zener, ou bien obtenir une tension de seuil par une polarisation de tension0 Sur la figure 2 , ainsi que sur les figures suivante s, les mêmes chiffres ou lettres désignent les mêmes éléments d'une figure à l'autre; + HT désigne le pôle positif d'alimentation et -HT le négatif, réuni à la mas- se M. La figure 3 représente, à titre d'exemple, une extension au montage symétrique ou push-pull. T et TI désignent les 2 transistors de puissance sy- métrique s, dont les collecteurs 2 et 23 sont reliés aux extrémités de la self 26 d'accord, à prise médiane réunie au + HT.Le circuit oscillant est constitué par l'inducteur 26 et le condensateur 27; l'enroulement de réaction 28 à prise médiane attaque, par ses 2 extrémités symétriques,les 2 premiers blocs- écréteurs 8 et I7 des 2 canaux symétriques identiques, l'un donnant l'excitation de T, l'autre celle de TI.Les impulsions dérivées de la liaison
condensateur 18/résistance I9 sont appliquées au deuxième bloc-écréteur de mise en forme 20, au transfo 21 et excitent la base 22 du transistor TI
dont 24 désigne l'émetteur et 25 la résistance d'émetteur. 29 et 30 désignent
les 2 diodes anti-parallèles de T et TI-R désigne la résistance de charge
parallèle.La figure 4 représente, à titre d'exemple, un complément aux
figures précédentes en vue d'accroftre la protection contre les surten
sions transitoires entre collecteur et émetteur. Seul l'étage de puissance
est représenté. La self 6 du circuit oscillant 5/6 a sa prise médiane m
reliée au + HT, une extrémité au collecteur au point x et l'autre extrémité
au point 2 à la cathode d'une diode B dont l'anode est reliée au -HT ou
masse: Supposons + HT égal à +300 volts Cette diode, dont la cathode est
polarisée à +300 V deviendra conductrice dès que la tension oscillante 9fft
atteindra -300 V, donc dès que la tension oscillante w atteindra +300 V.
condensateur 18/résistance I9 sont appliquées au deuxième bloc-écréteur de mise en forme 20, au transfo 21 et excitent la base 22 du transistor TI
dont 24 désigne l'émetteur et 25 la résistance d'émetteur. 29 et 30 désignent
les 2 diodes anti-parallèles de T et TI-R désigne la résistance de charge
parallèle.La figure 4 représente, à titre d'exemple, un complément aux
figures précédentes en vue d'accroftre la protection contre les surten
sions transitoires entre collecteur et émetteur. Seul l'étage de puissance
est représenté. La self 6 du circuit oscillant 5/6 a sa prise médiane m
reliée au + HT, une extrémité au collecteur au point x et l'autre extrémité
au point 2 à la cathode d'une diode B dont l'anode est reliée au -HT ou
masse: Supposons + HT égal à +300 volts Cette diode, dont la cathode est
polarisée à +300 V deviendra conductrice dès que la tension oscillante 9fft
atteindra -300 V, donc dès que la tension oscillante w atteindra +300 V.
Ainsi la tension de crète positive entre collecteur et émetteur sera limitée
à un maximum de 600 V, qui est précisément lantesion de crète normale.
à un maximum de 600 V, qui est précisément lantesion de crète normale.
La figure 5 représente une variante de la figure I, utile dans le cas où
l'on veut soustraire la self 6 à la composante continue de courant collecteur.
l'on veut soustraire la self 6 à la composante continue de courant collecteur.
31 désigne une self d'arrEt, assurant l'alimentation en continu; 32 un con
densateur de liaison au circuit oscillant constitué par les 2 condensateurs
33/34 et la self 6. R désigne la résistance de charge en parallèle sur 6. Ce
circuit oscillant est une cellule ent adaptateur d'impédances; 35 désigne
une petite self additionnelle en série sur le collecteur afin de limiter les
surintensités transitoires dues aux décharges des coczdensateurs de forte
capacité. 7 désigne l'enroulement de réaction.Tous ces montages peuvent,
naturellement s comporter en addition les dispositifs habituels de protec
tion contre les surtensions et sur-intensités; en particulier, en shunt sur
le circuit oscillant, on peut ajouter un ensemble RC ( résistance en série
avec un condensateur )calculé pour amortir les surtensions transitoires
très brèves, sans altérer le régime permanent; ou encore un ensemble RCD
(résistance- condensateur-diode) ou toute autre combinaison classique. De
même, tout circuit connu de limiteur d'intensité peut être appliqué ici; le
circuit limiteur de la figure 2 étant seulement un montage recommandé,mais
nullement limitatif ni exclusif. Ces divers circuits de sécurité additionnels
n'ont pas été représentés sur les 5 figures, étant déjà connus et leur addi
tion étant évidente. Dans les exemples de montages des 5 figures,on a re
présenté une liaison directe entre le collecteur du transistor et le circuit
oscillant de charge, l'adaptation des impédances étant réalisée Poit par pri
se sur la self, soit par cellule en 7r à condensateurs. Il est évident que
ce couplage peut être réalisé par transformateur, selon des schémas éviw
dents non représentés ici. Sur tous ces montages on peut encore ajouter intercalé dans la boucle de réaction, un circuit auxiliaire de déphasage,en vue de compenser les rotations de phase dues aux liaisons successives; ces circuits déphaseurs sont bien connus et ne sont pas représentés sur les figures. Les applications principales de l'invention concernent les générateurs d'ultra-sons et les générateurs de chauffage à induction, l'objectif recherché étant surtout la fiabilité et le faible prix de revient; l'application principale envisagée étant la cuisinière à induction.
densateur de liaison au circuit oscillant constitué par les 2 condensateurs
33/34 et la self 6. R désigne la résistance de charge en parallèle sur 6. Ce
circuit oscillant est une cellule ent adaptateur d'impédances; 35 désigne
une petite self additionnelle en série sur le collecteur afin de limiter les
surintensités transitoires dues aux décharges des coczdensateurs de forte
capacité. 7 désigne l'enroulement de réaction.Tous ces montages peuvent,
naturellement s comporter en addition les dispositifs habituels de protec
tion contre les surtensions et sur-intensités; en particulier, en shunt sur
le circuit oscillant, on peut ajouter un ensemble RC ( résistance en série
avec un condensateur )calculé pour amortir les surtensions transitoires
très brèves, sans altérer le régime permanent; ou encore un ensemble RCD
(résistance- condensateur-diode) ou toute autre combinaison classique. De
même, tout circuit connu de limiteur d'intensité peut être appliqué ici; le
circuit limiteur de la figure 2 étant seulement un montage recommandé,mais
nullement limitatif ni exclusif. Ces divers circuits de sécurité additionnels
n'ont pas été représentés sur les 5 figures, étant déjà connus et leur addi
tion étant évidente. Dans les exemples de montages des 5 figures,on a re
présenté une liaison directe entre le collecteur du transistor et le circuit
oscillant de charge, l'adaptation des impédances étant réalisée Poit par pri
se sur la self, soit par cellule en 7r à condensateurs. Il est évident que
ce couplage peut être réalisé par transformateur, selon des schémas éviw
dents non représentés ici. Sur tous ces montages on peut encore ajouter intercalé dans la boucle de réaction, un circuit auxiliaire de déphasage,en vue de compenser les rotations de phase dues aux liaisons successives; ces circuits déphaseurs sont bien connus et ne sont pas représentés sur les figures. Les applications principales de l'invention concernent les générateurs d'ultra-sons et les générateurs de chauffage à induction, l'objectif recherché étant surtout la fiabilité et le faible prix de revient; l'application principale envisagée étant la cuisinière à induction.
La fiabilité étant ltobjectif majeur, le schéma préféré selon l'invention est celui de la figure 2 , à double protection: limiteur de sur-intensité par le trans istor modulateur-shunt sur la base; limiteur de surtension par la diode B selon explications données pour la figure 4.
Dessin pour l'abrégé descriptif: figure 2.
Claims (7)
- R EVENDICATION SI. Convertisseur à transistor auto-oscillateur caractérisé en ce que la boucle de réaction positive comporte: un premier circuit de mise en forme rectangulaire des signaux prélevés sur le circuit oscillant de charge; un deuxième circuit de mise en forme rectangulaire des impulsions déri vées,soit du type écréteur, soit du type mono-stable, avec variation du rapport cyclique donnant le contrôle de la puissance de sortie;un petit oscillateur auxiliaire d'impulsions basse-fréquence injectées dans-la boucle de réaction afin d'assurer le démarrage des oscillation entretenues . Figure I.
- 2. Convertisseur auto-oscillateur selon revendication I, comportant l'ad~ dition d'un limiteur de courant du transistor, caractérisé en ce que la tension aux bornes de la résistance d'émetteur est appliquée au primaire de transformateur de rapport élévateur à travers un système à seuil ne transmettant que le dépassement de la tension au-delà du seuil assigné; le secondaire transmet cette tension de dépassement à un transistor modulateur-shunt dont la mise en conduction donne l'atténuation du signal d'excitation de base. Figure 2.
- 3. Convertisseur selon revendication I, comportant 2 transistors en montage symétrique ou push-pull, avec 2 canaux symétriques d'excitation des bases. Figure 3.
- 4. Convertisseur selon revendication I, caractérisé par l'addition d'une diode limitrice de surtensions,dont l'anode est à la masse et la cathode reliée, sur le circuit oscillant à prise médiane de self,à l'extrémité symétrie que du collecteur,en vue d'écréter les surtensions transitoires du collecteur.Figures 2 et 4.
- 5. Convertisseur selon revendication I, caractérisé en ce que l'alimentation continue du collecteur se fait à travers une self d'arrêt reliée par un condensateur à un circuit oscillant monté en cellule en7Çadaptateur d'impédances,avec petite self additionnelle de protection contre les surintensités transitoires. Figure 5.
- 6. Convertisseur selon revendication I,comportant l'insertion dans la boucle de réaction d'un circuit déphaseur,en vue de compenser les rotations de phase dues aux liaisons successivesOFigures I,2,3.
- 7.Convertisseur selon revendications I,2,3,4,5,6, caractérisée en ce que le couplage de sortie entre le collecteur du transistor et le circuit oscillant de charge est réalisé par un transformateur. Figures 1,2,3.
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| FR8510614A FR2584880A1 (fr) | 1985-07-11 | 1985-07-11 | Convertisseur auto-pilote en regime de commutation |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| FR8510614A FR2584880A1 (fr) | 1985-07-11 | 1985-07-11 | Convertisseur auto-pilote en regime de commutation |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| FR2584880A1 true FR2584880A1 (fr) | 1987-01-16 |
Family
ID=9321189
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| FR8510614A Pending FR2584880A1 (fr) | 1985-07-11 | 1985-07-11 | Convertisseur auto-pilote en regime de commutation |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| FR (1) | FR2584880A1 (fr) |
-
1985
- 1985-07-11 FR FR8510614A patent/FR2584880A1/fr active Pending
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