FR2587564A1 - Appareil de resonance magnetique nucleaire muni d'un attenuateur commute et circuit resonnant - Google Patents

Abstract

L'INVENTION CONCERNE LES APPAREILS DE RESONANCE MAGNETIQUE NUCLEAIRE. ELLE SE RAPPORTE A UN APPAREIL DANS LEQUEL UNE RESONANCE MAGNETIQUE NUCLEAIRE EST EXCITEE A L'AIDE D'UN ENROULEMENT 12 QUI, AVEC UN CONDENSATEUR 11, FORME UN CIRCUIT RESONNANT. LES SIGNAUX PEUVENT ETRE OBSERVES AVEC L'ENROULEMENT 12 LORSQUE LES IMPULSIONS SONT ATTENUEES PAR CONNEXION DE RESISTANCES AUX BORNES D'UN ENROULEMENT 26 COUPLE INDUCTIVEMENT A L'ENROULEMENT PRIMAIRE 12. CETTE CONNEXION EST REALISEE PAR DES TRANSISTORS A EFFET DE CHAMP MONTES DOS A DOS AFIN QUE LES SIGNAUX TRANSITOIRES SOIENT REDUITS LORSQUE LES TRANSISTORS CESSENT DE CONDUIRE. APPLICATION AUX APPAREILS DE RESONANCE MAGNETIQUE NUCLEAIRE.

Description

La présente invention concerne un circuit résonnant

combiné à un atténuateur commuté qui est mis en fonction-

nement lorsqu'une atténuation rapide des oscillations du circuit résonnant est nécessaire. L'invention concerne en particulier, mais non exclusivement, un appareil

de résonance magnétique nucléaire.

Comme décrit dans la demande de brevet britannique

n 2 141 236, un type d'étude magnétique nucléaire néces-

site l'application d'impulsions de courant à une bobine

afin qu'un champ magnétique à haute fréquence soit formé.

La même bobine peut aussi être utilisée pour le prélèvement des signaux de résonance magnétique nucléaire, mais, à cet effet, les oscillations perturbatrices dans la bobine doivent être rapidement atténuées. En fait, il faut par exemple une atténuation d'un facteur supérieur à 109 dans une période d'environ 500 gs, et ceci pose un problème considérable étant donné les signaux transitoires créés

par une telle atténuation rapide.

Un appareil analogue à celui décrit dans la demande précitée de brevet peut aussi être utilisé dans d'autres types de cavités ou d'orifices, par exemple une version miniaturisée peut être utilisée pour l'étude par résonance magnétique nucléaire NRM du corps humain

ou animal.

Dans le présent mémoire, l'expression "dispositif de commutation" désigne un dispositif ayant une électrode de commande et deux autres électrodes, l'application d'un signal convenable de commande à l'électrode de commande faisant passer le dispositif d'un état non conducteur dans lequel l'impédance entre les autres électrodes est pratiquement celle d'un circuit ouvert, à un état conducteur dans lequel cette impédance a une faible valeur. La présente invention concerne ainsi un appareil de résonance magnétique nucléaire comprenant un premier et un second dispositif générateur de champs magnétiques opposés dans un espace contenant un premier enroulement de solénoide dont l'axe est aligné sur les champs et contenant un noyau d'un matériau magnétique, une impédance réactive montée aux bornes du premier enroulement _et destinée à former un circuit résonnant, un dispositif destiné à appliquer des salves d'oscillations au circuit résonnant, un dispositif destiné à dériver des signaux

représentatifs des signaux induits dans le premier enrou-

lement entre les salves, un second enroulement à prise centrale, couplé par induction au premier enroulement, un premier et un second dispositif de commutation tels que définis précédemment, destinés à assurer, à l'état conducteur, la connexion d'un dispositif résistif aux bornes du second enroulement, la connexion étant telle que les tensions transitoires apparaissant lorsque les dispositifs. passent à leur état non conducteur sont en opposition dans les deux moitiés du second enroulement,

un dispositif de polarisation des dispositifs de commuta-

tion à l'état non conducteur, et un dispositif générateur

d'impulsions destiné à appliquer des impulsions de commuta-

tion à des électrodes de commande afin que les dispositifs de commutation passent à l'état conducteur lorsque des oscillations présentes dans le circuit résonnant doivent être atténuées, la résistance combinée du dispositif résistif et des dispositifs de commutation lorsqu'ils conduisent, en référence au premier enroulement, étant i- pratiqueiment égal-e à la moitié de la réactance d'une inductance comprenant le premier et le second enroulement

et le noyau, en référence aussi au premier enroulement.

L'invention concerne aussi un circuit résonnant destiné à être utilisé lorsqu'une atténuation rapide des oscillations est nécessaire dans le circuit, à la demande, ce circuit comprenant une inductance ayant un premier enroulement, un second enroulement comprenant deux moitiés séparées par une prise centrale, une impédance réactive montée aux bornes du premier enroulement afin qu'un circuit résonnantsoit formé, un premier et un second dispositif de commutation tels que spécifiés précédemment

et montésde manière que, lorsqu'ils sont à l'état conduc-

teur, ils connectent un dispositif résistif aux bornes du

second enroulement, la connexion étant telle que les ten-

sions transitoires apparaissant lorsque les dispositifs de commutation passent A l'état non conducteur soient en opposition dans les deux moitiés du second enroulement,

un dispositif de polarisation des dispositifs de commuta-

tion à l'état non conducteur, et un dispositif générateur

d'impulsions destiné A appliquer des impulsions de commuta-

tion aux électrodes de commande afin que les dispositifs de commutation passent A l'état conducteur lorsque des oscillations doivent être atténuées dans le. circuit résonnant, la résistance combinée du dispositif résistif et des dispositifs de commutation lorsqu'ils conduisent, par rapport. au premier enroulement, étant pratiquement égale à la moitié de la réactance de l'inductance, en

référence aussi au premier enroulement.

Les dispositifs de commutation peuvent être des transistors à effet de champ à appauvrissement de type métal-oxyde-silicium qui, lorsqu'ils sont à l'état conducteur, présentent une impédance d'un ou deux ohms

ou moins entre les bornes de source et de drain.

Le dispositif résistif est de préférence formé par une première résistance et une seconde résistance, correspondant respectivement au premier et au second dispositif de commutation, chacune des deux résistances

6tant montée entre une extrémité respective du second enrou-

lement et l'une des autres électrodes du dispositif

correspondant Je commutation.

Le dispositif de polarisation peut comprendre un dispositif d'égalisation des signaux de polarisation au niveau des électrodes de commande lorsque les dispositifs

de eomrmutatior. sont à l'état non conducteur.

Lorsque les dispositifs de commutation sont

des transistors à effet de champ de type MOS, les élec-

trodes de source ou de drain peuvent être connectées l'une à l'autre et à la prise centrale par l'intermédiaire d'une r(si;tance. La prise centrale et une première électrode d'un condensateur formant l'impédance réactive peuvent être connectées à une borne commune, par exemple à la

masse du circuit.

La plus grande partie de l'atténuation indiquée précédemment peut être obtenue par connexion du dispositif résistif aux bornes de l'inductance et une atténuation plus importante, lorsqu'elle est nécessaire, peut être obtenue par utilisation d'une forme d'onde particulière (telle que décrite dans la suite) destinée à exciter le premier enroulement. La technique d'atténuation rapide par connexion d'une résistance aux bornes de l'inductance complète d'un circuit résonnant dans lequel la résistance

a une valeur égale à la moitié de la réactance de l'induc-

tance est connue, mais le problème posé par les signaux

transitoires résultants reste posé.

En général, tout processus de commutation crée

des signaux parasites transitoires et, lorsque la commuta-

tion est suffisamment rapide, les signaux transitoires peuvent contenir des composantes parasites dans une largeur de bande intéressante. Dans le cas des études de résonance magnétique nucléaire, une largeur de bande intéressante est comprise entre 2 et 5 kHz et est centrée sur 41,5 kHz. Lors de l'utilisation du circuit selon

l'invention, comme les signaux parasites transi-

toires sont en opposition dans les deux moitiés du second

enroulement, les signaux parasites dans le premier enrou-

lement sont réduits de manière très importante.

Le dispositif de polarisation comporte de préfé-

rence un dispositif destiné à appliquer une tension réglable de polarisation aux électrodes de commande afin que les signaux transitoires soient réduits au minimum dans

une bande interessante.

Selon une autre caractéristique de l'invention, le

générateur d'impulsions comporte un dispositif de conforma-

tion des impulsions de commutation appliqué aux électro-

des de déclenchement afin que les impulsions aient un flanc ant6rieur relativement abrupt et un flanc postérieur exponentiel.

D'autres caractéristiques et avantages de l'in-

vention ressortiront mieux de la description qui _va

suivre, faite en référence aux dessins annexés sur les-

quels: la figure 1 est un diagramme synoptique d'un appareil de résonance magnétique nucléaire RMN selon l'invention; la figure 2 représente des impulsions créées par le générateur de forme d'onde de la figure 1; la figure 3 représente des impulsions obtenues dans un circuit résonnant à facteur élevé de qualité Q. à la suite des impulsions de la figure 2; la figure 4 représente plus en détail l'une des impulsions de la figure 2; la figure 5 est un schéma du générateur de forme d'onde de la figure 1; la figure 6 est un schéma d'un circuit selon l'invention, pouvant être utilisé comme atténuateur commuté de la figure 1; et la figure 7 représente la forme d'onde d'une impulsion de commutation utilisée dans le circuit de

la figure 6.

On décrit d'abord un appareil de résonance magné-

tique nucléaire mettant en oeuvre l'invention. Sur la figure 1, un condensateur 11, un enroulement 12 sous forme d'un solénoïde, deux aimants permanents 13 et 14 et un noyau 15 (destiné à l'enroulement 12) formés d'un matériau ferrimagnétique de perméabilité élevée, sont disposés afin qu'ils travaillent de la manière décrite dans la demande précitée de brevet britannique n 2 141 236. Cependant, comme indiqué précédemment, l'appareil, éventuellement avec d'autres dimensions, peut être utilisé dans d'autres applications de RMN. Les aimants, l'enroulement 12 et son noyau et la plus grande partie ou la totalité du circuit électronique représenté sur la figure 1 sont placés dans un bioîtier cylindrique non r"pl-èsenté qui, lors de l'utilis.ation, est par exemple descendu dans un sondage ou introduit dans une cavité

d'un corps..

Un générateur 16 de synchronisation crée une séquence d'impulsions le long d'une ligne commune 17 afin qu'un générateur 18 de forme d'onde forme une série d'impulsions ayant la forme représentée sur la figure 2 et constituant des signaux d'entrée d'un amplificateur équilibré 19 de pilotage qui alimente un enroulement 21 formé autour de l'enroulement 12. L'enroulement 21 induit des impulsions dans l'enroulement 12, provoquant l'excitation de la résonance magnétique nucléaire dans un fluide (par exemple de l'eau ou du pétrole) dans une formation géologique entourant un sondage ou dans un tissu d'un corps entourant une cavité. Le générateur

de forme d'onde est décrit plus en détail dans la suite.

La forme d'onde induite dans le circuit résonnant formé par l'enroulement 12 et le condensateur 11 est telle que représentée sur la figure 3 et, à li fin de chaque salve d'oscillations formant une impulsion, la tension résiduelle est attenuée par un atténuateur commuté 22 cduplé à un enroulement 26 formé autour de l'enroulement 12. L'atténuateur 22 est décrit plus en détail dans

la suite. Dans les intervalles séparant les salves d'os-

cillation, lorsque la tension d'excitation a diminué et a été suffisamment atténuée, des signaux de RMN sont

prélevés par l'enroulement 12 et trarsmis par un condensa-

teur 23 à un amplificateur 24 à faile bruit. Des diodes

de limitation, non représentées, sornt connectées à l'en-

trée de l'amplificateur afin qu'elles réduisent la ten-

sion de pilotage pendant les salves d'oscillations de la figure 3. Un ou plusieurs comriutateurs de mise en court-circuit sous forme de transis:ors à effet de champ

(non représentés) peuvent aussi être incorporés à l'ampli-

ficateur et commandés par le générateur 15 de synchronisa-

tion afin qu'ils soient fermés.lorsque la tension de

pilotage est présente.

Les impulsions (formées par des salves d'oscil-

lations) représentées sur la figure 3 ont la forme géné-

rale de la séquence de Carr-Purcell qui est c*onnue pour

son utilisation en résonance magnétique rtucléaire (RMN).

Cependant, les impulsions représentées diffèrent de la séquence normale de Carr-Purcell en c3 qu'elles pré-

sentent un déphasage de 180 au centre de chaque impul-

sion. De manière classique, la sequence commence par une impulsion de demi-amplitude appelée n/2 et elle est suivie par des impulsions de pleine amplitude ayant des phases qui alternent, en commençant per une impulsion de phase opposée a celle de l'impulsion r/2. Etant donné le changement de phase au début de chaque impulsions, les impulsions suivantes sont appelées impulsions -r et 7T en alterrnance. Les impulsions u et -ô sont séparées,

dans cet exemple, par des intervalles d'environ 4 ms (en-

tre deux débuts) alors que l'intervalle initial entre l'impulsion i/2 et la première impulsion -<f est d'environ 2 ms (entre les deux débuts). Chaque imoulsion i/2, -w

et l a une durée d'environ 500 ps.

Lorsque la première moitié de l'une des impul-

sions de la figure 2 est appliquée à un circuit résonnant à facteur élevé de qualité Q tel qu'un circuit utilisé dans un dispositif d'étude de sondage par résonance magnetique nucléaire du type indiqué précédemment dans lequel. le circuit résonnant comporte un solénoïde placé

entre dclux ainants permanents, le résulta: est une crois-

sance linéaire de l'amplitude des oscillations dans l solénoïde, pourvu que la fréquence de la forme d'onde sinuseTda]e soit égale à la fréquence Je résonance du ci-rcuit it sonlart ou proche de celle-ci La croissance

]innaiir- d'amplitude est suivie d'une décroissance liné-

aire commençant lorsque le changement d. phase de 180 apparaiL. Ces impulsions dans un,ircu:t résonnant sont

représentées s.ur la figure 3.

A la partie maximale de l'envel(ppe de la figure 3 dans une impulsion 7T ou -r, l'ampli:ude de la forme d'onil d1(e tension est (de l'ordre d( 250 V et il faut que l'enveloppe diminue linéairement jusqu'à 0 V. Ceci est réalisé par formation de chaque impulsion r ou -Â avec la configur ration indiquée sur la figure 4 dans laquelle la première partie a une durée constante et une amplitude constante, mais la seconde partie a une durée et ur4e amplitude ré- glables. Lors de la préparation de l'appareil, la forme d'onde aux bornes du circuit résonnant est observée, par exemple avec un oscilloscope, et la seconde moitié de

chaque impulsion est réglée afin qu'elle donne la décrois-

sance linéaire nécessaire jusqu'à zéro. Ainsi, une partie peut être avancée (comme représenté) ou retardée par rapport à la position dans laquelle le signal se termine au point de passage à zéro si bien cque la seconde moitié de chaque impulsion peut être réaliEée, grace au réglage d'amplitude, d'une manière telle qu'elle annule chaque première moitié aussi exactement que possible, si bien que la forme d'onde sinusoïdale de chaque impulsion se

termine à une valeur aussi proche de zéro que possible.

La première moitié de chaque impulsion de la figure 6 est constituée de cinq à dix oscillations sinusoïdales,

de même que la seconde moitié.

Sur la figure 2, la forme d'onde de la figure 4 apparaît à une borne 110 de sortie de la figure 5 et est formée par commutation d'une forme d'onde sinusoïdale appliquée à une borne d'entrée 111 sans inversion et

aussi par l'intermédiaire d'un amplificateur 119 d'inver-

sion. Lors de l'étude par résonance magnétique nucléaire,

la forme d'onde appliquée à la borne 111 est à la fré-

quence de Lar:nor qui dépend du champ magnétique créé et du materiau scumis au champ. Dans un exemple, la fréquence de l.armor- est prise comme étant égale à 41,5 kHz. La borne 111 d'entrée, lorsque la première moitié des salvesl et la seconde moitié des salves -ir doivÄnt être créées, est connectée par les contacts 112 et 113. de commutateurs analogiques doubles 114 et 115 et par résistances 120 et respectivement à l'entrée d'un amplificateur 118 d'addition. Une résistance variable 125 est connectée entre la résistance 130 et l'amplificateur 118. La seconde moitié-de chaque salve f et la première moitié de chague salve - w sont obtenues par connexion de la sortie d'un

amplificateur d'inversion 119, connecté à la borne d'en-

trée 111 par des contacts 121 et 122 et des résistances

123 et 124, à l'amplificateur d'addition 118. Une résis-

tance variable 125 est connectée entre la résistance

123 et l'amplificateur d'addition 118.

Des connexions analogues sont formées afin que les salves 1/2 soient créées, avec un commutateur analogique double 127 ayant des con-acts 128 et 129, de

résistances 131 et 132 et d'une résistance variable 133.

Cependant, un amplificateur 134 à gain variable ainsi que des résistances fixe et variable 135 et 136 et une

résistance 137 de sortie sont montés ë. l'entrée de l'am-

plificateur d'addition 118.

Lors du fonctionnement, une impulsion 139 de déclenchement est d'abord appliquée à une Porne 140 créant la première moitié de l'impulsion,/2 par fermeture des contacts 128 et transmission du signal à 41,5 kHz à

l'amplificateur 118 et ainsi à la borne de sortie 110.

La seconde moitié est obtenue par lancement d'une impul-

sion de déclenchement 141 simultanément à la fin de l'impulsion 139 afin qu'une impulsion analogue mais

inversée du signal à 41,5 kHz soit transmise à l'ampli-

ficateur 118 par l'intermédiaire des contacts 129. Ainsi, le changement nécessaire de phase est obtenu au milieu

des impulsions 1/2. La résistance variable 136 est uti-

lisée pour le réglage de l'amplitude des impulsions 1/2 et la résistance variable 133 est utilisée pour le réglage

de l'amp]litude de la seconde moitié de ces impulsions.

Chaque impulsion 139 et 141 a une durée de 250 ps environ.

Après un intervalle de 1,5 rs environ, une impulsion 142 de déclenchement est appliquée à une borne 144, et elle 2st immédiatement suivie d'une impulsion 143 de déclenchement appliquée à une borne 145. Des

cycles inversé et non inversé du signal à 41,5 kHz at-

teignent la borne de sortie 110 par l'intermédiaire des contacts 122 -et 113 respectivement et donnent les

impulsions -r. La résistance variable 126 permet un ré-

glage de l'amplitude des cycles non inversées comme indiqué sur la figure 3. Chaque impulsion 142 ét 143 a aussi une durée d'environ 250 ps, comme les impulsions ultérieures

146 et 147.

Après un intervalle de 3,5 ms environ, des impul-

sions 146 et 147 de déclenchement apparaissent et com-

mutent les contacts 112 et 121 successivement avec créa-

tion des impulsions r, l'amplitude de la partie. inversée

étant réglable à l'aide de la résistance variable 125.

Des paires d'impulsions 142, 143 et 146, 147 sont maintenant créées en alternance à des intervalles de 4 ms environ jusqu'à la fin de la séquence des impulsions d'excitation. La séquence 1/2, -s, w est alors répétée

après un intervalle prédéterminé.

Les impulsions de déclenchement 139, 142 et 146 sont formées dans le générateur 16 de synchronisation par division à partir d'un oscillateur maître de type piézoélectrique (non représenté) et les impulsions de cet oscillateur déclenchent ausi des circuits monostables respectifs non représentés qui transmettent des impulsions , 143 et 147. Les circuits monostables sont réglables

afin qu'ils assurent le réglage 25 de la durée des se-

condes moitiés des impulsions w, -a et w/2. Les impulsions de déclenchement atteignent le générateur 18 de forme

d'onde par la ligne commune 17.

La borne 110, à la sortie du circuit de la

figure 5, est connectée par l'amplificateur 19 à l'enrou-

lement 21 qui a un faible facteur Q. L'.nroulement 12 a un enroulement secondaire de facteur élevé de qualité Q et fo inte, avce le condensateur 11, le circuit resonnant (dans cet exemple qui résonne à 41,'5 kHz) dans lequel la

foi-nrme d'onde de la figure 3 apparaît.

L'atténuateur commuté 22 représenté sur la figure 6 est maintenant décrit. Lorsque les oscillations de la figure 3, dans le circuit résonnant (le condensateur 11 et l'enroulement 12) diminuent, elles sont en outre rapidement atténuées par l'atténuateur commuté 22 connecté

à l'enroulement 26. L'atténuateur 22 comprend deux tran-

sistors A effet de champ MOS 214 et 215 de type appauvri (canal n ou p), ayant chacun une élect-ode de source connectée à une prise centrale 216 de l'enroulement 26 par l'intermédiaire d'une résistance 229 ayant par exemple une valeur de 10 k2. Des résistances 217 et 218

sont montées entre les extrémités OpposEes de l'enrou-

lement 26 et les bornes de drain des transistors 214 et

215 respectivement. Les résistances 217 et 218 ont en-

semble une résistance qui, lorsqu'elle est ajoutée aux résistances des transistors à effet ce champ (qui sont

souvent d'environ 1 ohm chacune) et par rapport à l'enrou-

lement 12, est égale à la réactance de 1 inductance for-

mée par les enroulements 12, 21 et 26 et le noyau 15, en référence à:'enroulement 12. De manière connue, la connexion d'ure résistance de cette valeur aux bornes

de l'inductance d'un circuit résonnant provoque une atté-

nuation des oscillations dans le circuit ' la plus grande vitesse possikle. Dans de nombreuses apolications, les transistors à effet de champ MOS 214 et 215 peuvent être du type IRF 830 de International Rectifier ou analogue, qui, a l'état conducteur, ont une résistance d'environ 1 ohm, et les résistances 217 et 218 peuvent alors être

des ré6sistances de 1,5 ohm, dans l'hypothèse o la réac-

tance de l'inductance indiquée précédemment comme étant

]'enrou]ement 26 est de 5 ohms.

En l'absence d'un signal dE pilctage, les tran-

sistor:; 214 et 215 sont polarisés à l'éta: non conducteur par une tension de polarisation dérivée d'une résistance 220 ct: de résistances variables 221 et 222 connectées à une tension positive- d'alimentation. Un condensateur

*5 219 dC3coiip? les résistances 220 et 221. la tension trans-

mise par ces résistances est appliquée par un amplifica-

teur t11 ratioune1 223, un transistor bip:laire 224 ayant une résistance 225 d'émetteur et deux résistances égales 226 et 227, par exemple de 100 ohms, en série avec les électrodes de grille des transistors à effet de champ respectifs. Un réglage fin et un réglage grossier de la tension de polarisation sont obtenus par réglage

des résistances 221 et 222 respectivement, et une résis-

__- tance variable 228, - par exemple de 10 k 2, montée entre la grille du transistor 215 et la lmasse afin que les électrodes de grille soient équilibi!ées à la masse dans la régicn des caractéristiques des transistors à effet de chanp dans lesquels la transition entre la

résistance faible et la résistance élevée e lieu.

Lorsque les oscillations doivent être atténuées dans le circui:'6sonnant, une impulsion positive provenant du générateur 16 de synchronisation est appliquée au transistor 224, les deux transistors passant à l'état conducteur. Les transistors conduisent alors ensemble

et transmettent un courant alternatif décroissant rapi-

dement, en fonction de la tension aux bornes de l'enrou-

lement 26. Lorsque les transistors sont commutés à l'état non conducteur à la fin de l'impulsion, les tensions transitoires qui apparaissent aux bornes des transistors 214 et 215 sont en opposition au niveau de l'enroulement primaire 26 et s'annulent donc. Un réglage soigneux

de la polarisation des électrodes de grille et un équili-

brage par rapport à la masse sont nécessaires pour que les signaux parasites produits soient négligeables dans le circuit ré;onnant dans une largeur donnée de bande

qui pout êtr par exemple comme décrft précédemment.

L'impulsion de commutation nécessaire aux transis-

tors à effet de champ est de plusieur. volts et doit etre réduite à bien moins d'un mizrovo;t afin que les

fuites dans lc circuit r6sonnant soient évitées. Si l'impul-

sion utilisée était rectangulaire, des composantes à des t,:nsions i 2onsidérables apparaîtraient par exemple dans la largeur de bande indiquée précédemment et ces complosantes ne pourraient pas être totalement supprimées

par équilibrage. Pour cette raison, l'impulsion de commuta-

tion a la forme indiquée sur la figure 7, comprenant un flanc antérieur 40 très abrupt et une flanc postérieur approximativement exponentiel 41 ayant de préférence une vitesse constante de variation qui ne fait pas apparaître des composantes importantes dans une largeur de bande nécessaire. Dans les exemples représentés, une impulsion rectangulaire allant vers les valeurs négatives et ayant une durée d'environ 500 Ds est appliquée à l'entrée'de non-inversion d'un amplificateur opérationnel 230, avec une sortie connectée à un circuit conformateur d'impulsions comprenant une résistance de 500 ohms 231, une résistance de 10 kR 232, un condensateur de 6800 pF 233 et une diode 234. Le temps de montée de l'impulsion résultante est déterminé par la résistance 231 et la diode 234 et la décroissance exponentielle est déterminée par la résistance 232 et le condensateur 233. Les valeurs de ces composants sont choisies empiriquement mais ne sont

pas primmordiales. Le signal de sortie du circuit conforma-

teur est transmis par un amplificateur opérationnel 236 formant un amplificateur tampon et une résistancevariable 237 qui permet un réglage de l'amplitude des impulsions

lorsque cela est nécessaire..

Le couplage capacitif entre las enroulements 21 et 26 et l'enroulement 12 de l'inductance provoque l'apparition d'une composante additive à la suite de la commutation des signaux transitoires, et elle doit donc être éliminée dans la mesure du possible. Dans

cet exemple, es enroulements 21 et 26 scnt entourés cha-

cun d'un mince câble coaxial, le conducteur externe étant à la masse er un point. En outre, ces enroulements sont formés sur t)ute la longueur de L'enrculement 12 afin

que les fui:es du champ magnétique soient réduites.

L'atténuateur commuté se:on l'invention peut être utilisé pour l'atténuation des oscillations dans de

nombreux circuits résonnants ayant des applications très di-

verses, en plus de celles du circuit r6son]ant de l'appareil

de résonance magnétique nucléaire décrit précédemment.

Claims (9)

REVENDICATIONS

1. Circuit résonnant destiné à être utilisé lors-

qu'une atténuation rapide d'oscillations est nécessaire à la demande dans le circuit, caractérisé en ce qu'il comprend une inductance ayant un premier enroulement (12), un second enroulement (26) formé de deux moitiés délimitées

par une prise centrale, une impédance réactive (11) con-

nectée aux bornes du premier enroulement afin qu'un circuit résonnant soit formé, un premier et un second dispositif de commutateur (214, 215) destinés, lorsqu'ils sont à l'état conducteur, à connecter un dispositif. résistif (227, 228) entre les bornes du second enroulement, la connexion étant telle que les tensions transitoires apparaissant lorsque les dispositifs passent à leur _- 15 --tat noxn conducteur- -sont en opposition dans les deux

moities du second enroulement, un dispositif de polarisa-

tion des dispositifs de commutation à l'état non conduc-

teur, et un générateur d'impulsions (18) destiné à appli-

quer des impulsions de commutation àides -letrodes de commande provoquant le passage des dispositifs 4e commutation à l'état conducteur lorsque des oscillations dans le circuit résonnant doivent être atténuées, la

résistance combinée du dispositif résistif *t-des dispo-

sitifs de commutation, lorsqu'ils conduisent, par rapport au premier enroulement, étant sensiblement égale à la moitié de la réactance de la self, en référence -au premier enroulement.

2. Circuit d'appareil de résonance magnétique nucléaire, caractérisé en ce qu'il compr:end un premier et un second dispositif générateur dle champs magnétiques opposés dans un espace contenant un premier enroulement (12) en forme de solénoïde ayant son axe aligné sur les champs et contenant un noyau de matériau magnétique, une impédance réactive (11) connectée aux bornes du premier enroulement afin qu'un circuit résonnant soit formé, un dispcsitif (18) destiné à appliquer des salves d'oscillationes au circuit résonnant, un dispositif (12) destiné à former des signaux représenta:ifs des signaux induits dans le premier enroulement entre les salves, un second enroulement (26) à prise centrale, couplé par induction au premier enroulement, un premier et-un second dispositif de commutation (214, 215) destinés, lorsqu'ils sont à l'état conducteur, à connecter un dispositif résistif aux bornes du second enroulement, la connexion étant telle que les tensions transitoires apparaissant lorsque les dispositifs de commutation passent à l'état non conducteur, sont en opposition dans les deux moitiés du second enroulement, un dispositif de polarisation des dispositif; de commutation à l'état non conducteur, et un générateur d'impulsion (18) destiné à appliquer des impulsions de commutation à des électrodes de commande afin que les dispositifs de commutation passent à l'état conducteur lorsque des oscillations doivent être atténuées dans le circuit résonnant, la résistance combinée du dispositif résistif et des dispositifs de commutation, lorsqu'ils conduisent, par rapport au premier enroulement, étant sensiblement égale à la moitié de la réactance d'une inductance comprenant le premier et le second

enroulement et le noyau, en référence au premier enrou-

lement.

3. Circuit selon la revendication 2, caractérisé en ce que le premier et le second dispositif générateur

de champs magnétiques sont des aiman:s permanents respec-

tifs (13, 14).

4. Circuit selon l'une quelconque des revendica-

tions 1 à 3, caractérisé en ce que le premier et le second dispos:.tif de commutation.214, 215) sont des transistors à effet de champ de type métaloxyde-silicium à appauvrissement, qui, à l'état condtucteur, ont une impédance de 1 ou 2 ohms ou moins, entre les bornes de

source et de drain.

5. Circuit selon la revendication 4, caractérisé en ce que l'é2ectrode de source ou l'électrode de drain de

l'un des transistors (214, 215) est connectée à l'élec-

trode correspondante de l'autre transistor et à la prise centrale du second enroulement (26) par l'intermédiaire d'une résistance (229), et la prise centrale et une première électrode d'un condensateur formant l'impédance

réactive sont connectées à une borne commune.

6. Circuit selon l'une quelconque des revendica- tions précédentes, caractérisé en ce quE le dispositif résistif comporte une première et une seconde résistance

(226, 227) correspondant au premier et au second dispo-

sitif de commutation, chacune des première et seconde résistancesétaxt connectée entre une extrémité respective du second enroulement et l'une des autres électrodes

du dispositif correspondant de commutation.

7. Ci.-cuit selon l'une quelconquE des revendica-

tions précédentes, caractérisé en ce que le dispositif de polarisation comprend un dispositif destiné à égaliser les signaux de polarisation au niveau des électrodes de commande lorsque les dispositifs de commutation sont

à l'état non conducteur.

8. Circuit selon l'une quelconque des revendica-

tions précédertes, caractérisé en ce que le dispositif de commutation comporte un dispositif dessiné à appliquer une tension réglable de polarisation aux électrodes de commande efin que les signaux transitoires soient

minimaux dans une bande intéressante.

9. Cfrcuit atténuateur destiné à être connecté à un circuit résonnant, caractérisé en ce qu'il comprend un dispositif destiné à coupler ur dispositif résistif aux bornes dit circuit résonnant à l'aide d'un premier et d'un second dispositif de cotmutation (214, 215) lorsque l'atténuation de la tension sans le circuit résonnant est nécessaire, les dispositifs de commutation étant connectes de manière que les tensions transitoires apparaissant lorsque les dispositifs de commutation passent à l'état non conducteur soient en opposition

par rapport au circuit résonnant.