FR2640742A1 - Dispositif de commande de logometre comprenant des moyens perfectionnes generant un signal numerique representatif de la frequence du signal d'entree - Google Patents

Abstract

La présente invention concerne un dispositif de commande de logomètre exploitant un signal d'entrée dont la fréquence est proportionnelle à un paramètre à visualiser, caractérisé par le fait qu'il comprend un compteur 140 qui reçoit sur son entrée de comptage un signal d'horloge Fe de fréquence fixe, et sur son entrée de commande un signal dont la fréquence est liée à la fréquence du signal d'entrée, afin que le compteur 140 compte les impulsions du signal d'horloge pendant la période du signal appliqué sur son entrée de commande, et un diviseur 150 qui divise une constante programmable E(e) par le signal issu du compteur 140, de sorte que l'on dispose en sortie du diviseur 150 d'un signal numérique représentatif de la fréquence du signal d'entrée.

Description

La présente invention concerne le domaine des logomètres, ctest-à-dire des dispositifs comprenant plusieurs bobines croisées, soit de préférence deux bobines croisées à 900, un axe guidé à rotation, un aimant solidaire de l'axe placé à l'intérieur des bobines, une aiguille indicatrice externe aux bobines et solidaire de l'axe, et des moyens de commande appliquant des signaux électriques appropriés aux bobines.

Le plus souvent les logomètres comprennent également une coupelle fixe contenant un liquide d'amortissement, dans lequel baigne l'aimant.

Chacune des bobines génère un champ magnétique proportionnel au courant qui la traverse. L'aimant se positionne selon la résultante de ces champs. Pour un logomètre à deux bobines, I'angle défini par l'aiguille indicatrice, par rapport à une position d'origine est donc déterminé par la relation tan i 11/12, dans laquelle II et I2 représentent une valeur proportionnelle aux ampères-tours circulant respectivement dans les bobines.

Dans le domaine automobile, les logomètres à grande déviation sont utilisés généralement pour visualiser une vitesse ou le nombre de tours de rotation du moteur. Les logomètres à grande déviation comprennent généralement un spiral de rappel solidaire de l'axe.

La structure et le fonctionnement des logomètres sont bien connus de l'homme de l'art et ne seront donc pas décrits plus en détail par la Suite.

La présente invention concerne plus précisément les moyens de commande conçus pour appliquer des signaux électriques appropriés sur les bobines d'un logomètre.

On a déjà proposé de nombreux moyens de commande à cet effet, par exemple dans les documents US-A-2 057 845, DE-A-853 181,
US-A-2 500 628, US-A-3 168 689, US-A-3 327 208, US-A-3 329 893,
US-A-3 624 625, US-A-3 636 447, US-A-3 732 436, US-A-3 946 311,
US-A-4 051 434, US-A-4 070 665, DE-A-2 924 617, US-A-4 230 984 et
EP-A-0 218 737.

La présente invention a maintenant pour but de proposer de nouveaux moyens de commande permettant d'améliorer la précision des logomètres tout en étant de structure simple et de prix raisonnable.

Un autre but de la présente invention est de proposer des moyens de commande perm-ettant d'opérer un affichage sur 3600.

Selon un premier aspect, les buts précités sont atteints grâce à des moyens de commande de logomètre exploitant un signal d'entrée dont la fréquence est proportionnelle à un paramètre à visualiser, et comprenant à cet effet un compteur qui reçoit sur son entrée de comptage un signal d'horloge de fréquence fixe, et sur son entrée de commande un signal dont la fréquence est liée à la fréquence du signal d'entrée afin que le compteur compte les impulsions du signal d'horloge pendant la période du signal appliqué sur son entrée de commande et un diviseur qui divise une constante programmable par le signal issu du compteur de sorte que l'on dispose en sortie du diviseur d'un signal numérique représentatif de la fréquence du signal d'entrée.

Selon un second aspect, ces buts sont atteints selon la présente invention grâce à des moyens. de commande comprenant un module sensible à la pente du signal représentatif du paramètre à visualiser.

Selon un troisième aspect, les buts précités sont atteints, selon la présente invention, grâce à des moyens de commande comprenant des moyens aptes à générer un signal numérique représentatif du paramètre à visualiser, des moyens de mémoire définissant un codage du signal numérique sur la base d'une loi préétablie, du type sinus, cosinus ou tangente, les moyens de mémoire étant adressés par des bits de poids intermédiaires du signal numérique et des moyens d'interpolation aptes à corriger le signal issu des moyens de mémoire, sur la base des bits de poids faible du signal numérique.

D'autres caractéristiques, buts et avantages de la présente invention apparaitront à la lecture de la description détaillée qui va suivre et en regard des dessins annexés donnés à titre d'exemples non limitatifs et sur lesquels - la figure I représente une vue schématique, sous forme de blocs
fonctionnels de moyens de commande conformes à un mode de
réalisation préférentiel de la présente invention, - la figure 2 représente un tableau de valeurs de fréquences maximales
acceptables en fonction de données programmées sur les entrées du
dispositif, - la figure 3 représente un tableau de valeurs de fréquences minimales
acceptables en fonction de données programmées sur les entrées du
dispositif, - la figure 4 représente, sous forme de blocs fonctionnels, un lissage
d'échantillons, - la figure 5 représente, sous forme d'un organigramme, une limitation
de pente, - la figure 6 représente des valeurs, répondant à une loi en sinus/cosinus,
contenues dans une table de mémoire, la figure 7 représente schématiquement la structure d'étages de
puissance attaquant les bobines du logomètre, - la figure 8 représente sous forme de tableau le sens des courants dans
les bobines et identifie les étages de puissance rendus conducteur en
fonction du quadrant considéré, - la figure 9 représente la structure d'un bloc logique de sortie, - la figure 10 représente un organigramme du cadencement général du
dispositif, et - la figure Il représente sous forme d'organigramme le fonctionnement
d'un module à hystérésis.

Les moyens de commande conformes au mode de réalisation préférentiel de la présente invention, représentés sur la figure I annexée comprennent essentiellement, un étage d'entrée 100 destiné à générer un signal numérique représentatif de la fréquence du signal d'entrée Fs, laquelle fréquence Fs est elle-même proportionnelle au paramètre à visualiser, un étage de traitement intermédiaire 200, un étage de codage 300 et un étage de sortie 400.

Selon la figure 1, l'étage d'entrée 100 comprend un module trigger d'entrée 110, un module prédiviseur 120, un module diviseur de fréquence d'horloge 130, un compteur 140 travaillant en périodemètre et un diviseur programmable 150.

Le signal d'entrée dont la fréquence Fs représente le paramètre à visualiser est appliqué sur le module trigger 110.

Le module trigger 110 assure de façon connue en soi la mise en forme du signal d'entrée sous forme de créneaux logiques de même fréquence Fs.

Le signal issu du module trigger 110 est appliqué au module prédiviseur 120. Celui-ci assure une division de la fréquence d'entrée Fs A un acteur a par un facteur 2 avec A entier compris entre 0 et 2a-1, programmable par a entrées 122 du module 120. Le facteur de division 2A peut donc prendre 2a valeurs. Le signal obtenu en sortie du prédiviseur 120 est à la fréquence Fs/2A.

Selon l'exemple illustré sur la figure I annexée, le prédiviseur 120 comprend a = 2 entrées de programmation 122. Il peut donc au choix diviser la fréquence d'entrée Fs par 1, 2, 4 ou 8.

Les moyens de commande exploitent un signal d'horloge de fréquence fixe Fo. Ce signal d'horloge peut être généré par exemple par un oscillateur à quartz classique en soi, non représenté sur les figures annexées.

Le signal d'horloge d'entrée est de préférence appliqué à un diviseur de fréquence 130. Celui-ci divise la fréquence d'entrée d'horloge Fo par un facteur B de sorte que l'on dispose à la sortie du diviseur 130 d'un signal d'horloge pilote approprié de fréquence Fe =
Fo/B.

Le signal d'horloge pilote issu du diviseur 130 est appliqué à l'entrée de comptage 142 du compteur 140.

Les périodes de comptage du compteur 14G sont déterminées par le signal issu du prédiviseur 120, c'est-à-dire que le compteur 140 compte le nombre C- d'impulsions issues du diviseur 130 à la fréquence Fe entre deux fronts consécutifs de même type, par exemple deux fronts montants, du signal issu du prédiviseur 120 à la fréquence Fis/2 A Le compteur 140 travaille par conséquent en périodemètre. Il comprend D bits, par exemple 20 bits ; le passage au niveau haut du bit de poids le plus fort du compteur 140 détermine que la fréquence du signal d'entrée est inférieure à la fréquence minimale acceptable.

La valeur numérique C présentée à la sortie du compteur 140 est renouvelée à chaque front actif, par exemple chaque front montant, du signal issu du prédiviseur 120, et transférée au diviseur 150 à chaque demande de celui-ci.

Le diviseur 150 divise une constante programmable E par la grandeur d'entrée C issue du compteur 140. Il fournit le résultat G de la division E/C sur sa sortie 152.

La constante E est programmée par e entrées du diviseur 150, 6 entrées par exemple, de telle sorte que pour la valeur maximaleadmise de la fréquence d'entrée Fs, la division de E par la valeur numérique C corresponde à l'angle maximal de déviation.

Le diviseur 150 fournit le signal G sur H bits, par exemple sur 10 bits.

Le nombre H de bits en sortie du diviseur 150 est déterminé par H > log(360/1)/log2, relation dans laquelle I représente la résolution d'affichage souhaitée.

La capacité du compteur 140, et donc le nombre de bits D en sortie de celui-ci sont choisis en fonction de la fréquence d'horloge Fe et de la fréquence minimale admissible.

Le nombre a de bits du Brédiviseur 120, qui détermine le plus grand facteur de prédivision 2(2 1 > est choisi en fonction de la plage de fréquences d'entrée à traiter.

Selon l'invention, on impose un nombre minimal d de bits en sortie du compteur 140, pour la période minimale de comptage Cmin, soit à la fréquence d'entrée Fs maximale, FsMax, tel que d = H +1.

Selon l'exemple précité, si le nombre H de bits en sortie du diviseur 150 est égal à 10, cela conduit à choisir pour Cmin un nombre minimal de il bits, soit Cmin 3 2048.

Plus précisément, on choisit le facteur de prédivision 2A dans le prédiviseur 120 de sorte que l'on ait toujours 2H+1 < Cmin < 2H+2, 2H+1#Cmin#2H+2, soit 2048#Cmin ( 4096 selon l'exemple précité.

Par ailleurs, on code E, tel que E (e) = 2H[2hl(2h2 + h3), relation dans laquelle h3 est un entier compris entre O et 2e-1, hl et h2 sont des entiers tels que hl + h2 = H +1 et h2 e.

Selon l'exemple particulier précité, bien entendu non limitatif, on a - a (nombre de bits du prédiviseur 120) = 2, - facteurs possibles de division de fréquence dans le prédiviseur
120 : 2A = 1, 2, 4 ou 8, - fréquence Fo du signal d'horloge en entrée : 4,194304MHz, - facteur de division B du diviseur 130 = 8, - fréquence Fe du signal d'horloge pilote : 524288 Hz, - nombre de bits du compteur 140 : 20, - nombre de bits e pour la programmation de la constante E:6, - nombre de bits du diviseur 150 : 10, - valeur de la constante E:
21%25(26 + h3) = 215 (64 + h3), - angle maximum de déviation : 360 , - résolution : 0,350, - gamme de fréquence d'entrée pouvant correspondre à une déviation de
3600 : 129 à 2048 Hz, - précision sur la déviation à pleine échelle meilleure que +1- 0,75%.

On a donné sur le tableau annexé de la figure 2, les facteurs 2A et h3 à imposer à l'aide des a bits et e bits de commande respectivement pour obtenir une déviation pleine échelle de 360C à la fréquence d'entrée maximale FsMax, dans le cadre de l'exemple précité.

Par exemple pour Fs Max = 655,36 Hz on programmera le a bits du module 120, tel que 2A = 4 et on programmera les e bits du module 150, tel que h3 = 36.

Un tel tableau pourra être déterminé pour d'autres exemples de réalisation en calculant les valeurs
FsMax = Fe x 2A2hl (2 h2 + h3) en fonction de a et e.

On a par ailleurs donné sur le tableau annexé en figure 3, la fréquence minimale du signal d'entrée Fs acceptable en fonction du facteur de prédivision 2A Cette fréquence minimale correspond à la période maximale mesurable déterminée par l'activation du Dième bit du compteur 140.

On obtient en sortie du diviseur 150 un signal numérique sur H bits qui est proportionnel à la fréquence du signal d'entrée et à l'angle de déviation recherché du logomètre.

Le signal obtenu à la sortie du diviseur programmable 150 est dirigé vers l'étage de traitement 200.

Ce dernier comprend un module 210 qui établit une moyenne glissante sur K bits et un module 250 limiteur de pente.

Comme illustré sur la figure 4, le module 210 comprend à cet effet K registres 212, 214, 216 et 218, 2 pointeurs 220, 222 et un additionneur/soustracteur 230. Les signaux issus de la sortie du diviseur 150 sont introduits successivement dans les registres 212, 214, 216, 218.

Le pointeur 220 contient l'adresse du registre 212 à 218 ayant reçu le dernier un signal issu du diviseur 150. Le pointeur 222 contient au contraire l'adresse du registre 212 à 218 ayant reçu le premier un signal issu du diviseur 150. L'additionneur/soustracteur 130 contient un nombre égale à la somme des contenus des K registres 212 à 218.

Lorsqu'une valeur nouvelle est présentée à la sortie du diviseur programmable 150, le contenu du registre 212 à 218 identifié par le pointeur 222 est retranché du contenu de l'additionneur/soustracteur 230, les adresses des pointeurs 220, 222, sont incrémentées d'un pas, la valeur nouvelle disponible à la sortie du diviseur 150 est insérée dans le registre 212 à 218 identifié par le pointeur 220, et le contenu de ce même registre est ajouté au contenu de l'additionneur/soustracteur 130.

Dans l'hypothèse où le diviseur programmable 150 fournit son signal de sortie sur H bits et le module 210 réalise une moyenne glissante sur 4 échantillons et contient par conséquent 4 registres 212 à 218, l'additionneur/soustracteur 230 contient H+2 bits, soit 12 bits dans l'exemple précité où le diviseur 150 fournit son signal sur 10 bits. Le contenu de l'additionneur/soustracteur 130 est transféré après chaque opération de soustraction/addition précitée au module 250, avec un k décalage vers la droite de k bits tel que K = 2 . En d'autres termes, les k bits de poids le plus faible du contenu de- l'additionneur/soustracteur 230 sont éliminés lors du transfert dans le module 250.

Ce module 250 a pour fonction de limiter la pente du signal. II procède comme indiqué sur la figure 5 en comparant la valeur moyenne, soit AFm fournie à un instant donné à la sortie du module 210 à la valeur correspondante précédente, que l'on appellera AFmp.

Cette valeur AFmp est pour cela mémorisée dans un registre ou une cellule de mémoire appropriée. Le module 250 fournit à sa sortie un signal AFs.

Si à l'étape 252, le module 250 détermine que AFm > AFmp la pente du signal croît, on passe à l'étape 254 au cours de laquelle le module 250 compare la différence (AFm - AFmp) à un seuil prédéterminé
D1.

Si AFm - AFmp > Dol, la pente croissante du signal dépasse le seuil autorisé, le module 250 impose alors AFs = AFmp + Dl à l'étape 256.

Si par contre le module 250 détermine à l'étape 254 que
AFm - AFmp 4DI, on passe à l'étape 258 qui rend le signal Afs égal à
AFm.

Si à l'étape 252, le module 250 détermine que AFm < AFmp, la pente du signal décroît, on passe à l'étape 260 au cours de laquelle le module 250 compare la différence (AFmp - AFm) à un seuil prédéterminé
D2.

Si AFmp - AFm > D2, la pente décroissante du signal dépasse le seuil autorisé D2, le module 250 impose alors
AFs = AFmp - D2 à l'étape 262.

Si par contre le module 250 détermine à l'étape 260 que
AFmp - AFm 4 D2, on passe à l'étape 264 qui rend le signal AFs égal à
AFm.

A l'étape 266 la valeur moyenne précédente mémorisée
AFmp est rafraîchie à la valeur AFs nouvelle. Cette valeur est dirigée vers le module de codage 300. Ce module 300 comprend des moyens de mémoire 310 et un interpolateur 350. Les moyens de mémoire 310 sont de préférence formés d'une ROM, ils peuvent cependant être formés de tout moyen fonctionnellement équivalent, par exemple une structure connue sous la dénomination PLA et décrite notamment dans "Integrated
Circuit Engineering - Glaser et Subak - Sharpe, Addison - Wesley p 726", ou encore une structure logique combinatoire à portes.

La valeur de AFs est fournie à la sortie du module 250 sur
R bits, par exemple 10 bits et appliquée à l'étage de codage 300.

Pour un affichage pleine échelle sur 3600, les 2 bits de poids le plus fort du signal AFs que l'on appellera SQ(1) et SQ(O) par la suite codent le quadrant, soit arbitrairement premier quadrant pour Su(1) = O et SQ(O) = O, deuxième quadrant pour SQ(1) = O et SQ(O) = 1, troisième quadrant pour SQ(1) = 1 et SQ(O) = O et quatrième quadrant pour SQ(l) = I et SQ(O) = 1.

Les rl bits de poids intermédiaire, par exemple rl = 4 vont servir à adresser les moyens de mémoire 310.

Les r2 bits de poids le plus faible du signal AFs, par exemple r2 = 4, vont servir à piloter l'interpolateur 350.

Les moyens de mémoire 310 contiennent 2rl mots de M bits représentant les valeurs de sin [900 x N]/2r1 avec N entier compris entre et et 1.

On a ainsi la valeur de sinus [(90 x N)/2r1] à l'adresse N dans les moyens de mémoire 310 et la valeur de cosinus [(90 x N)/2rl] à l'adresse (2rl - N).

On a représenté sur la figure 6 annexée, dans l'hypothèse où rl = 4, les 2r1 = 16 valeurs mémorisées dans les moyens 310, aux adresses N.

On supposera pour la suite de l'exposé que le logomètre comprend deux bobines croisées à 90 , référencées B1 Et B2, destinées à recevoir respectivement des signaux de type sinus et cosinus.

Les moyens 310 sont associés à une logique de pointage pilotés par les deux bits SQ(1), SQ(O) de poids le plus fort issus du module 250.

Pour la détermination des signaux du type sinus à appliquer à la bobine B1, la logique de pointage lit la valeur contenue à l'adresse N si l'avant dernier bit de poids le plus élevé, SQ(O) est à O; en revanche elle lit la valeur contenue à l'adresse (2 - N) si l'avant dernier bit de poids le plus élevé SQ(O) est à I;
De même pour la détermination des signaux de type cosinus à appliquer à la bobine B2, la logique de pointage lit la valeur contenue à l'adresse (2 - N) si l'avant dernier lit le poids le plus élevé SQ(O) est à
O ; en revanche elle lit la valeur contenue à l'adresse N si l'avant dernier bit de poids le plus élevé SQ(O) est à 1.

Les valeurs qui sont lues ainsi par la logique de pointage représentent grossièrement le sinus respectivement le cosinus, de l'angle de déviation recherché.

Ces valeurs sont ensuite affinées dans le module d'interpolation 250 sur la base des r2 bits de poids le plus faible issus du module 230.

Le module d'interpolation 350 procède comme suit, en appelant: R(N) le contenu des moyens 310 à l'adresse N ; IP la valeur décimale correspondant au r2 bits de poids le plus faible issus du module 250 ; Rcs un signal de sinus et Rcc un signal de cosinus calculés par le module 350 a) si SQ(1) = O et SQ(O) = O soit pour le premier quadrant ou SQ(1) = et SQ(O) = O soit pour le troisième quadrant
Rcs = R(N) + IP[(R(N+l) - R(N)]/2r 1 et si N=l, Rcc = 1 - lP[l - R(2rl - I)]2R1, r1-N)
Si N#1, Roue =R(2 - N) - IP[R(2 - N) - R(2rl - 1 - b) si SQ(1) = O et SQ(O) = I soit pour le deuxième quadrant ou SQ(1) = 1 et SQ(O) = I soit pour le quatrième quadrant: si N=l Rcs = 1 - IP[l - R(2rl - 1)]2r1 si NjUl Rcs = R(2rl - N) - IP[R(2rl - N) - R(2rl - 1 - N)]/2
Rcc = R(N) - IR(N + I) - R(N)]/2r1.

Les signaux représentant les sinus et cosinus, issus du module d'interpolation 350, sont appliqués à l'étage de sortie 400.

Celui-ci comprend deux modules 410, 420 qui vont déterminer des rapports cycliques liés aux signaux appliqués à l'entrée de l'étage 400, et un module logique de sortie 450.

Les modules 410, 420, sont formés de registres décompteurs. Périodiquement, à la période TRC, les signaux issus de l'interpolateur 350 sont chargés respectivement dans ces registres 410, 420. Ceux-ci sont décrémentés àvec une fréquence fixe Fdec. La sortie 412, 422, des modules 410, 420 est au niveau logique haut tant que le contenu des registres décompteurs n'est pas descendu à O. La sortie 412, 422 des modules 410, 420 indique en revanche par un état logique bas si le retour à zéro du compteur a été réalisé.

On obtient ainsi sur les sorties 412, 422 des modules 410 et 420 des signaux logiques dont la durée au niveau haut est proportionnelle aux sinus et cosinus respectivement de l'angle de déviation recherché.

Par ailleurs, on prend
(2M) x I = TRC,
Fdec on obtient ainsi à la sortie des modules 410 et 420, un signal carré de fréquence l/TRC et de rapport cyclique égal respectivement au sinus et âu cosinus de l'angle de déviation recherché.

On peut par exemple prendre M = 8 bits, Fdec = 32768Hz et 1/TRC = 128 Hz.

Le bloc logique de sortie 450 a pour but de commander les étages de puissance alimentant les bobines du logomètre.

Comme illustré sur la figure 7 annexée, ces étages peuvent être formés de 8 transistors To à T7 connectés deux à deux avec leur trajet de conduction principal entre une borne d'alimentation +Vcc et la masse.

Les deux bobines Bl et B2 sont reliées entre les points communs à des paires de transistors To, T4 ; TI, T5 ; T2, T6 ; T3, T7 associés.

Le bloc logique de sortie 450 reçoit en entrée, d'une part les deux bits Su(1) et SQ(O) de poids le plus fort du signal issu du module limiteur de pente 250, d'autre part les signaux Rcs et Rcc issus des modules 410, 420.

Le bloc logique de sortie 450 va déterminer le sens des courants traversant les bobines B1 et B2 en fonction du quadrant requis identifié par les deux bits de poids fort SQ(1) et SQ(O) issus du module 250.

Par exemple, si ces deux bits sont aux niveaux 00, ce qui correspond à un premier quadrant Qo, le bloc 450 va imposer le passage du courant de B10 à B1 et de B20 à B21 selon la représentation de la figure 7 et rendre pour cela conducteurs les transistors T1, T4, T3, T6.

Si les deux bits de poids le plus fort issus du module 250 sont aux niveaux 01, ce qui correspond à un second quadrant Q1, le bloc 450 va imposer le passage du courant de B10 à B11 et de B21 à B20 et rendre conducteurs les transistors T1, T4, T2 et T7.

Si les deux bits de poids le plus fort issus du module 250 sont aux niveaux 1,0 ce qui correspond à un troisième quadrant Q2, le bloc 450 va imposer le passage du courant de B11 à B10 et de B21 à B20 et rendre conducteurs les transistors TO, TS, T2 et T7.

Enfin si les deux bits de poids le plus fort issus du module 250 sont aux niveaux I, 1, ce qui correspond à un quatrième quadrant Q3, le bloc 450 va imposer le passage du courant de B11 à B10 et de B20 à
B21 et rendre conducteurs les transistors TO, T5 et T3, T6.

Ces dispositions sont résumées sur la figure 8.

Les modules des courants traversant les bobines sont donnés par la modulation temporelle d'un courant lo, traversant les transistors conducteurs, par les signaux Rcs et Rcc issus des modules 410, 420, qui sont appliqués selon un ordre approprié sur les bases ou gâchettes GO à
G7 des transistors.

Pour cela, le bloc logique de sortie 450 peut prendre la forme représentée sur la figure 9 annexée.

Selon la figure 9, le module 450 comprend une porte OU exclusif 452 à deux entrées, deux inverseurs 454, 456, 4 portes ET 458, 462, 466, 470 à deux entrées et quatre portes OU à 2 entrées dont une entrée inverseuse.

Selon la représentation donnés sur la figure 9, on appelle
RCs le signal issu du module 410 et représentatif d'un sinus, Rcc le signal issu du module 420 et représentatif d'un cosinus, SQ(1) le bit de poids le plus fort issu du module 250 et SQ(O) le bit de poids immédiatement inférieur issu du module 250.

La porte 452 reçoit sur ses entrées les signaux Su(1) et
SQ(O).

L'inverseur 454 reçoit en entrée le signal SQ(1) tandis que l'inverseur 456 reçoit en entrée le signal SQ(O).

Les entrées de la porte 458 reçoivent le signal Rcs et le signal issu de l'inverseur 454. La sortie de la porte 458 est reliée à la gâchette GI du transistor T1.

L'entrée inverseuse de la porte 410 reçoit le signal Rcs tandis que son entrée non inverseuse reçoit le signal SQ(l). La sortie de la porte 460 est reliée à la gâchette G4 du transistor T4.

Les entrées de la porte 462 reçoivent le signal Rcs et le signal SQ(1). La sortie de la porte 462 est reliée à la gâchette Go du transistor To.

L'entrée inverseuse de la porte 464 reçoit le signal Rcs tandis que son entrée non inverseuse reçoit le signal issu de l'inverseur 454. La sortie de la porte 464 est reliée à la gâchette G5 du transistor
T5.

Les entrées de la porte 466 reçoivent le signal Rcc et le signal issu de l'inverseur 456. La sortie de la porte 466 est reliée à la gâchette G3 du transistor T3.

L'entrée inverseuse de la porte 468 reçoit le signal Rcc tandis que son entrée non inverseuse est reliée à la sortie de la porte 452. La sortie de la porte 468 est reliée à la gâchette G6 du transistor
T6.

Les entrées de la porte 470 reçoivent le signal Rcc et le signal issu de la porte 452. La sortie de la porte 470 est reliée à la gâchette Q2 du transistor T2.

L'entrée inverseuse de la porte 472 reçoit le signal Rcc tandis que son entrée non inverseuse reçoit le signal issu de l'inverseur 456. La sortie de la porte 472 est reliée à la gâchette G7 du transistor
T7.

Le cadencement du dispositif de commande est opéré comme illustré schématiquement sur la figure 10 annexée.

En référence à la figure 10, nn an pelle FLAGO l'apparition d'un signal de validation en sortie du compteur 140 ou prédiviseur 120, indiquant qu'une valeur C est disponible à la sortie du compteur 140, et on appelle FLAPI l'apparition d'un signal de validation en sortie des modules 410, 420 indiquant que ceux-ci sont prêts à recevoir de nouvelles données en provenance de l'étage de codage 300.

Sur la figure 10, l'étape 500 illustre une étape d'initialisation.

A l'étape suivante 502 le système examine si FLAGO est validé.

Si oui, il passe successivement aux étapes 504 : chargement du contenu C du compteur 140 dans le diviseur 150, 506 : opération de division E(e)/C dans le module 150, et 508 : progression de la moyenne glissante dans le module 210.

L'étape 508 est suivie de l'étape 510.

De même l'étape 502 est suivie de l'étape 510 s'il est déterminé à l'étape 502 que le signal FLAGO n'est pas validé.

Au cours de l'étape 510 le module 250 limite la pente du signal comme indiqué précédemment. L'étape 510 est suivie de l'étape 512. Celle-ci correspond au calcul du sinus et cosinus dans l'étape de codage 300.

L'étape 512 est suivie de l'étape 514. Au cours de celle-ci le système examine si le signal FLAPI est validé.

Si oui, il passe à l'étape 516 de chargement des registres décompteurs 410, 420. L'étape 516 est suivie de l'étape 502.

Si l'étape 514 détermine que le signal FLAPI n'est pas validé, cette étape se reboucle sur elle-même.

On notera que le module limiteur de pente 250 opère une limitation angulaire. Celle-ci est transformée en limitation de la dérivée première de l'angle par rapport au temps (soit en une limitation de vitesse angulaire) grâce à l'insertion de la boucle d'arrêt 514 dans la branche contenant l'opération de limitation de pente.

Bien entendu la présente invention n'est pas limitée au mode de réalisation particulier qui vient d'être décrit mais s'étend à toutes variantes conformes à son esprit.

Selon une première variante, le module 210 établissant la moyenne glissante peut être placé avant le diviseur programmable 150 et non après celui-ci.

Selon une seconde variante, le module 210 établissant la moyenne glissante peut être remplacé par un module générant un effet d'hystérésis, c'est-à-dire ne prenant en compte les échantillons du module qui le précède, que si les échantillons diffèrent des échantillons immédiatement antérieurs d'un seuil prédéterminé.

Le fonctionnement de cette variante du module 210 est schématisé sur la figure 11 annexée.

En regard de la figure 11, on appelle Q l'échantillon issu du module (140 ou 150) précédent le module à hystéresis 210, et Qp l'échantillon antérieur.

Cet échantillon Qp est pour cela mémorisé dans un registre ou une cellule de mémoire appropriée. Le module 210 fournit à sa sortie un signal Qs.

Si à l'étape 220, le module 210 détermine que Q > Qp la pente du signal croît, on passe à l'étape 222 au cours de laquelle le module 210 compare la différence Q - Qp à un seuil prédéterminé D3.

Si Q - Qp > D3, la pente croissante du signal atteint le seuil requis D3, le module 210 impose alors Q3 = Q à l'étape 226.

Si par contre le module 210 détermine à l'étape 222 que Q - Qp . D3, on passe à l'étape 224 qui rend le signal Qs égal à Qp.

Si à l'étape 220, le module 210 détermine Q < Qp la pente de signal décroît, on passe à l'étape 228 au cours de laquelle le module 210 compare la différence Qp - Q à un seuil prédéterminé D4.

Si Qp - Q > D4, la pente décroissante du signal atteint le seuil requis D4, le module 210 impose alors Qs = Q à l'étape 232.

Si par contre le module 210 détermine à l'étape 230 que
Qp - Q SD4, on passe à l'étape 230 qui rend le signal Qs égal à Qp.

A l'étape 234, la valeur précédente Qp mémorisée est rafraîchie à la valeur Qs nouvelle. Cette valeur est dirigée vers le module 250.

Selon une troisième variante, on peut mémoriser dans les moyens 310 des valeurs de tangentes échantillonnées sur 450 et non point des valeurs de sinus-cosinus échantillonnées sur 90C comme indiqué précédemment.

Dans ce cas, la déviation maximale de 360" est codée en 8 octants de 45" par les 3 bits de poids le plus fort issus du module-250.

Les rl - I bits de poids intermédiaires issus du module 250 sont utilisés pour adresser les moyens 310 et définir ainsi une valeur grossière de la tangente de la déviation recherchée. Les r2 bits de poids les plus faibles sont utilisés pour affiner la valeur de cette tangente par interpolation comme indiqué précédemment.

L'une des bobines reçoit un courant d'intensité proportionnelle à la tangente obtenue, on l'appellera Ct par la suite. L'autre bobine reçoit un courant de référence d'intensité constante égal au courant appliqué à la première bobine pour tan45". Le courant de référence sera appelé Cr par la suite. I1 y a lieu d'alterner le sens des courants et la nature des signaux appliqués sur la bobine selon la séquence suivante : 1er octant : la bobine B1 reçoit Cr dans un premier sens,
la bobine B2 reçoit Ct- dans un premier sens, 2ème octant : B1 reçoit Cr dans le premier sens,
B2 reçoit Ct dans le second sens, 3ème octant :BI reçoit Ct dans le premier sens,
B2 reçoit Cr dans le second sens, 4ème octant : 81 reçoit tt dans un second sens,
B2 reçoit Cr dans le second sens, 5ème octant : B 1 reçoit Cr dans le second sens,
B2 reçoit Ct dans le second sens, 6ème octant : B1 reçoit Cr dans le second sens,
B2 reçoit Ct dans le premier sens, 7ème octant : B1 reçoit Ct dans le second sens,
B2 reçoit Cr dans le premier sens, 8ème octant : B1 reçoit Ct dans le premier sens,
B2 reçoit Cr dans le premier sens.

Le cas échéant, les opérations fonctionnelles correspondant aux modules 150, 210 dans sa variante à hystérésis, 250 et 350 sont réalisées par traitement numérique.

Enfin, on notera que les valeurs contenues dans les moyens de mémoire 310 peuvent ne pas correspondre rigoureusement à une loi sinus/cosinus ou en tangente, mais être sensiblement décalées par rapport à ces lois théoriques, si des corrections sont nécessaires, par exemple en fonction des caractéristiques du logomètre.

Claims (12)

REVENDICATIONS

1. Dispositif de commande de logomètre exploitant un signal d'entrée dont la fréquence est proportionnelle à un paramètre à visualiser, caractérisé par le fait qu'il comprend: - un compteur (140) qui reçoit sur son entrée de comptage un signal

d'horloge (Fe) de fréquence fixe, et sur son entrée de commande un

signal dont la fréquence est liée à la fréquence du signal d'entrée,

afin que le compteur (140) compte les impulsions du signal d'horloge

pendant la période du signal appliqué sur son entrée de commande, et - un diviseur (150) qui divise une constante programmable E(e) par le

signal issu du compteur (140), de sorte que l'on dispose en sortie du

diviseur (150) d'un signal numérique représentatif de la fréquence du

signal d'entrée.

2. Dispositif de commande de logomètre selon la revendicati ion 1, caractérisé par le fait qu'il comprend en amont du compteur (140) un diviseur programmable de fréquence (120), qui reçoit sur son entrée le signal d'entrée dont la fréquence est proportionnelle au paramètre à visualiser et dont la sortie est reliée à l'entrée de commande du compteur (140).

3. Dispositif de commande de logomètre selon la revendication 2, caractérisé par le fait que le diviseur programmable de fréquence (120) définit des facteurs de programmation 2A programmables sur a bits avec A entier compris entre O et (2a -I).

4. Dispositif de commande de logomètre selon la revendication 3, caractérisé par le fait que a = 2.

5. Dispositif de commande de logomètre selon l'une des revendications I à 4, caractérisé par le fait que le nombre (H) de bits du diviseur (1je) est supérieur à log(360/I)/log2, relation dans laquelle I représente la résolution recherchée.

6. Dispositif de commande de logomètre selon l'une des revendications 1 à 5, caractérisé par le fait que la constante programmable E(e) utilisée par le diviseur est programmée sur e bits et de la forme 2H2hl(2h2 + h3) relation -dans laquelle h3 est en entier compris entre O et 2e-1 programmé par les e bits,

H représente le nombre de bits du diviseur (150), h2 = e, et hi est un entier tel que hl = H - e +1.

7. Dispositif de commande de logomètre selon l'une des revendications 1 à 6 prise en combinaison avec la revendication 2, caractérisé par le fait que le facteur de division du diviseur programmable de fréquence (120) est programmé de sorte que la fréquence maximale admissible à la sortie du diviseur programmable de fréquence (120) soit égale à Fe/2H+1 relation dans laquelle:

Fe représente la fréquence d'horloge appliquée à l'entrée du compteur

(140),

H représente le nombre de bits du diviseur (150).

8. Dispositif de commande de logomètre selon la revendication 6, caractérisé par le fait que la valeur entière h3 compris entre O et 2e-1 programmée par e bits est déterminée de telle sorte que la fréquence maximale admissible à la sortie du diviseur programmable de fréquence (120) soit égale à Fe/2hl(2h2 + h3), relation dans laquelle

Fe représente la fréquence d'horloge appliquée à l'entrée du compteur

(140).

9. Dispositif de commande de logomètre selon l'une des revendications 6 ou 8, caractérisé par le fait que e = 6 bits.

10. Dispositif de commande de logomètre selon l'une des revendications I à 9, caractérisé par le fait que le diviseur (140) a une capacité de 20 bits.

Il. Dispositif de commande de logomètre selon l'une des re:endications 1 à 10, caractérisé par le fait que le diviseur programmable (ils0) fournit son résultat en sortie sur 10 bits.

12. Dispositif de commande de logomètre selon l'une des revendications I à 11, caractérisé par le fait que le diviseur (150) est suivi ou précédé d'un module de lissage (210) sur K échantillons.

13. Dispositif de commande de logomètre selon l'une des revendications 1 à 11, caractérisé par le fait que le diviseur (150) est suivi ou précédé d'un module à hystérésis (210).

14. Dispositif de commande de logomètre selon l'une des revendications 1 à 13, caractérisé par le fait qu'il comprend en outre en aval du diviseur, un limiteur de pente (250), un étage de codage en sin/cos ou tan (310) et un étage de sortie (400) comprenant des modules qui génèrent des signaux dont les rapports cycliques sont proportionnels aux signaux issus de l'étage de codage.