FR2776150A1 - Procede de radiodiffusion de signaux numeriques et emetteur de radiodiffusion pour la mise en oeuvre du procede - Google Patents

Abstract

Le procédé concerne la radiodiffusion de signaux modulés en amplitude et en phase.Il consiste :- à composer (9) le signal à émettre par une addition vectorielle de N signaux sinusoïdaux d'amplitude Ai à peu près constante, de même fréquence et de phases PSIi (t) variables,- et à calculer (4) les phases PSIi (t) des N signaux pour que la phase du signal à émettre qui résulte de l'addition vectorielle soit égale, à une constante de phase près, à celle du signal appliqué à l'entrée de l'émetteur.Applications : Radiodiffusion numérique.

Description

La présente invention concerne un procédé de radiodiffusion de signaux

numériques et un émetteur de radiodiffusion mettant en oeuvre ce procédé. Les émetteurs de radiodiffusion actuellement utilisés en ondes courtes sont optimisés pour avoir un très haut rendement lors de l'émission

en modulation d'amplitude pure avec résidu de porteuse.

Cette optimisation est obtenue notamment en utilisant un tube d'émission de forte puissance agissant essentiellement comme un commutateur commandé au rythme de l'onde porteuse à transmettre. Le tube d'émission agit sur un signal de haute tension qui est fourni par un modulateur dont la structure est adaptée à la modulation utilisée (modulations IML, abréviation de " impulsion modulée en largeur ", PSM, abréviation de l'expression anglo-saxonne " pulse state modulation " par

exemple) et qui est proportionnelle à l'amplitude instantanée du signal HF.

Les nouveaux systèmes de radiodiffusion en cours de normalisation sont de type numérique de sorte que la forme de l'onde qu'ils

émettent n'a pas de rapport immédiat avec celle du signal audiofréquence.

Cette forme d'onde est comparable à celle qui est mise en oeuvre dans les modulateurs démodulateurs type série ou parallèle utilisés par exemple en téléphonie et comme eux, elle véhicule un train binaire correspondant au signal audio fréquence codé, éventuellement accompagné d'autres données. Ce procédé a pour effet d'améliorer sensiblement la qualité intrinsèque du signal audio fréquence et de le rendre insensible aux perturbations, de type fading, bruit, ou brouillage qui peuvent se produire en cours de propagation, tant que celles-ci restent limitées à des valeurs raisonnables. Dans ce cas le signal à émettre ne nécessite pas la transmission d'une onde porteuse qui dans le cas d'une modulation d'amplitude traditionnelle, représente jusqu'à 90% de la puissance totale émise. De plus ce signal est modulé à la fois en amplitude et en phase, il est généralement décrit par la relation complexe, S(t) = A.ej t = I(t)+ jQ(t), o 1(t) est le signal

dit en phase et Q(t) est le signal dit en quadrature.

Pour émettre un signal numérique il est connu d'utiliser un émetteur à modulation d'amplitude modulé en phase par une référence de fréquence fournie par un synthétiseur, avec un signal audio fréquence d'entrée proportionnel au module du signal complexe à émettre. Un exemple de réalisation d'un tel émetteur est montré à la figure 1. Celui-ci se compose d'un tube d'émission de forte puissance 1, d'un modulateur 2, d'un synthétiseur 3, et d'un dispositif de calibration 4 du signal complexe S(t) à émettre en module A et en phase Q. Le dispositif de calibration 4 est couplé d'une part, à la grille du tube 1 par l'intermédiaire d'un premier circuit multiplieur 5, d'un deuxième circuit multiplieur 6 et d'un circuit additionneur 7, pour moduler en phase la grille du tube 1. Il est couplé d'autre part, à une 0 entrée du modulateur 2 pour transmettre sur cette entrée le module A = (1)2 + (Q)2 qui représente l'amplitude du signal S(t). La modulation en phase de la grille du tube 1 s'obtient à partir du sinus et du cosinus de l'angle de phase (p calculés par le dispositif de conversion 4 et appliqués sur les premières entrées d'opérande des circuits multiplieurs 5 et 6. Les deuxièmes entrées d'opérande des circuits multiplieurs 5 et 6 reçoivent respectivement deux signaux sinusoïdaux de fréquence égale à celle du synthétiseur 3 dont les amplitudes crête sont constantes mais qui sont déphasés de 7r/2 I'un par rapport à l'autre.La sortie du modulateur 2 agit sur l'anode du tube 1 pour former un signal S1(t) modulé en phase suivant la relation S1(t) = exp(j41) ou f1 = - cet, avec (o = 2 7 f, f étant la fréquence du synthétiseur. Le signal S1(t) est appliqué sur une antenne 8 au travers

d'un circuit d'accord et de couplage 9.

Les essais menés jusqu'à ce jour montrent que la qualité du signal émis, si elle peut être considérée comme suffisante pour la réception, est insuffisante pour un système opérationnel devant cohabiter avec

d'autres émetteurs, qu'ils soient à modulation d'amplitude ou numériques.

Même s'il est pris la précaution d'émettre un résidu de porteuse afin de linéariser leur fonctionnement, les performances des émetteurs, en terme de distorsion, de bande passante et de neutrodynage, font que les émissions parasites dans les canaux voisins sont de niveau trop élevé Le problème de l'émission d'un signal de type numérique n'est donc pas résolu par simple modification des émetteurs existants. Il nécessite la conception d'émetteurs adaptés qui, cependant, doivent avoir un rendement acceptable pour les exploitants qui doivent pouvoir continuer à émettre en modulation d'amplitude pure si nécessaire, dans une phase

transitoire au moins.

Le but de l'invention est de pallier les inconvénients précités.

A cet effet, I'invention a pour objet, un procédé de radiodiffusion de signaux numériques pour émetteur de radiodiffusion dans lequel le signal appliqué à l'entrée de l'émetteur est un signal S(t) modulé en amplitude et en phase de la forme S(t) = A.eijt décomposable en deux composantes en quadrature 1(t) = A.cos (t) et J(t)= j. sin (t) caractérisé en ce qu'il consiste: - à composer le signal à émettre par une addition vectorielle de N signaux sinusoïdaux d'amplitude Ai à peu près constante, de même fréquence centrale et de phases 'i (t) variables, - et à calculer les phases 'i(t) des N signaux pour que la phase du signal à émettre qui résulte de l'addition vectorielle soit égale, à une

constante de phase près, à celle du signal appliqué à l'entrée de l'émetteur.

L'invention a également pour objet un émetteur mettant en oeuvre le procédé précité caractérisé en ce qu'il comprend: - N voies d'émission couplées en parallèle à une antenne d'émission par l'intermédiaire d'un dispositif d'accord et de couplage, chaque voie d'émission appliquant respectivement sur une entrée du dispositif d'accord et de couplage un signal d'amplitude A, constante, et de phase Ii(t) variable, - un dispositif de conversion couplé aux N voies d'émission pour calculer à partir d'une comparaison entre le signal émis et le signal appliqué à l'entrée de l'émetteur, chacune des composantes Ai.ej'i(t) des N signaux et les appliquer sur les entrées respectives du dispositif d'accord et de couplage. L'invention a pour avantages qu'elle permet pour une puissance d'émission maximale P d'utiliser dans chaque voie un tube d'émission (1) qui

n'a à fournir qu'une puissance maximale P/N.

Pour le cas o l'un des tubes tombe en panne, I'émetteur peut continuer à fonctionner au mode dégradé en utilisant seulement les N-1

tubes restants.

Egalement, I'équilibrage des N voies n'est pas indispensable

même si les puissances de sortie des tubes sont quelque peu différentes.

D'autre part, le rendement de l'émetteur peut être celui d'un émetteur classe C, c'est-à-dire excellent, si chaque tube est polarisé pour fonctionner en classe C. Enfin, il est possible avec les émetteurs de l'invention de transmettre n'importe quelle forme d'onde, depuis le numérique jusqu'à la modulation d'amplitude standard, en passant par des versions hybrides o il est émis simultanément des proportions quelconques de numérique de résidu de porteuse de niveau et fréquence quelconques, de l'audio analogique en modulation d'amplitude (AM), en modulation à bande latérale

unique (BLU) ou à bande latérale atténuée (VSB).

D'autres caractéristiques et avantages de l'invention apparaîtront

dans la description qui suit faite en regard des dessins annexés qui

représentent: - la figure 1, un exemple de réalisation d'un émetteur selon l'art 1 5 antérieur, - la figure 2, un premier mode de réalisation d'un émetteur de radio diffusion de signaux numériques selon l'invention, - la figure 3, le schéma de modulation dans le plan complexe de l'émetteur de la figure 2, - la figure 4, un deuxième mode de réalisation d'un émetteur de radiodiffusion de signaux numériques selon l'invention, - la figure 5, le schéma de modulation dans le plan complexe de l'émetteur de la figure 4, - la figure 6, un exemple d'un spectre d'émission pouvant être.obtenu grâce au procédé selon l'invention, - la figure 7, un exemple de spectre d'émission obtenu en sortie

d'un tube grâce au procédé selon l'invention.

Le procédé de radiodiffusion de signaux numériques selon l'invention met en oeuvre dans une première réalisation deux tubes fonctionnant en commutateurs et générant deux porteuses d'amplitude identiques mais dont les phases sont contrôlées de telle sorte que leur

somme ait les amplitudes et les phases désirées.

Le signal émis S(t) est l'addition vectorielle d'une porteuse d'amplitude A et de phase a(t) et d'une autre porteuse d'amplitude A et de phase 0(t) tel que: S(t) = Aej'.(t) + AeijP(t) = I(t) + jQ(t) (1) Le procédé consiste à définir les phases c(t) et 3(t) pour avoir: A(cos(o(t)) + cos(3(t))) = I(t) (2) A(sin(cx(t)) + sin(3(t)) = Q(t) (3) Un émetteur mettant en oeuvre ce procédé est montré à la figure 2 o les éléments homologues à ceux de la figure I sont représentés avec les mêmes références. L'émetteur représenté comporte deux voies 10 et 11 d'émission représentées à l'intérieur de lignes fermées en pointillés, composées chacune d'un tube d'émission 1, des circuits multiplieurs 5 et 6 et d'un circuit sommateur 7. Un dispositif de calibration, d'estimation des effets non linéaires et de compensation 4 fournit respectivement des signaux 11(t) = cos(cL(t)) et Q1(t) = sin(c(t)) d'une part, et 12(t) = cos(3(t)) et

Q2(t) = sin(J3(t)) d'autre part, aux entrées des circuits multiplieurs 5 et 6.

Le dispositif d'accord et de couplage 9 est couplé à la sortie des deux voies 10 et 11. Le dispositif 9 effectue la l'addition vectorielle des signaux fournis en sortie des deux voies 10 et 11. Le résultat obtenu est appliqué sur l'antenne 8. Un diagramme de modulation correspondant dans le plan complexe est représenté à la figure 3. Sur la figure 3, A1 et A2 désignent le module des signaux obtenus en sortie des voies 10 et 11. Le signal S(t) est obtenu en sortie du dispositif 9, il correspond à l'addition vectorielle des signaux A1 et A2 avec A1 = Il + JQ1 et A2 = 12+JQ2. En tenant compte des déphasages qp et q(P2 introduits respectivement par les tubes 1 et 2 dus aux capacités inter- électrodes, les composantes du signal

S(t) sont définies par la relation S(t) = A1 exp(j(l + a)) + A2 exp(j(ó2 + f3).

Les deux composantes du signal S(t) sont prélevées de façon connue par un coupleur 12 et d'un démodulateur 13 reliés en série pour être appliquées sur deux entrées du dispositif de calibration 4, après avoir été multipliées au travers de circuits multiplieurs 14 et 15 par les signaux de fréquence f en quadrature fournis par le synthétiseur 3. Le dispositif de calibration 4 calcule en fonction des signaux Id(t) et Qd(t) fournis en sortie des circuits multiplieurs 13, 14 et des composantes 1(t) et Q(t) du signal audio appliqué à l'entrée de l'émetteur, les signaux 11(t), 12(t), Q1(t) et Q2(t) pour que les composantes complexes du signal S(t) soient égales à celles 1(t), Q(t) du

signal audio appliquées à l'entrée de l'émetteur.

Comme le montre le diagramme vectoriel de la figure 3 I'émetteur de la figure 2 permet d'émettre des signaux de phase quelconque contenus dans un disque limité par des cercles de rayon minimal r=]A1 -A21 et maximal r = IA1 + A21 respectivement. Cependant, dès lors que les signaux A1 et A2 sont un tant soit peu différents, les signaux au voisinage de l'origine, (zone hachurée sur la figure 3) ne peuvent plus être transmis. Ceci est d'autant plus dommageable que le signal émis peut en général être considéré comme Gaussien, le maximum de densité de probabilité étant placé à l'origine. Ce problème est résolu selon une autre variante de réalisation de l'invention, en mettant en oeuvre non pas deux tubes d'émission mais trois, comme cela est montré à la figure 4 o les éléments homologues à ceux des figures 1 et 2 sont représentés avec les mêmes références. L'émetteur de la figure 4 diffère de celui de la figure 2 par le fait qu'il possède une voie d'émission supplémentaire 16 représentée à lI'intérieur d'une ligne fermée en pointillés,pour appliquer au dispositif d'accord et de couplage 9 un troisième signal A3 à partir de composantes complexes 13(t) et Q3(t) fournies par le dispositif de calibration 4. Comme dans les exemples de réalisation précédent les tubes d'émission 1 des trois voies 10 11 et 16 fonctionnent en commutateur pour amplifier trois porteuses d'amplitude à peu près identiques A1=A2=A3 et de phase (a, 13 et y. Suivant un processus de traitement similaire à celui mis en oeuvre dans le mode de réalisation de la figure 2, le dispositif de calibration 4 détermine trois phases a(t), 3(t) et y(t) telles que la relation: S(t) = A1ejcx(t) + A2ejP(t) + A3 ejY(t) (4) soit vérifiée. Cependant pour tenir compte de l'existence des capacitées inter-électrodes des tubes d'émission qui introduisent des déphasages fixes (pl, (p2 et (p3 entre les anodes et les grilles des tubes, les phases c(t), 13(t) et y(t) peuvent être calculées par le dispositif de calibration 4 par les relations: A1 cos(c(t) + 4)1) + A2 cos(W(t) + 4)2) + A3 cos(Y(t) + 43) = I(t) (5) A1 sin(ca(t) + 4)1) + A2 sin(13(t) + 4)2) + A3 sin(y(t) + 4)3) = Q(t) o 1(t) et Q(t) désignent comme précédemment les composantes du signal audio-fréquence appliquées à l'entrée de l'émetteur. Ainsi que le fait apparaitre le schéma de modulation de la figure 5, ce mode de réalisation présente l'avantage qu'il supprime le cercle d'interdiction du schéma de modulation de la figure 3 si les amplitudes A1, A2 et A3 ne sont pas trop différentes. Comme il n'y a que deux équations à satisfaire, pour trois inconnues la résolution du système a lieu en rajoutant un critère supplémentaire qui consiste dans ce qui suit, à rendre minimum la bande passante des signaux délivrés par chacun des tubes. Ceci a également pour avantage de rendre minimum l'effet de neutrodynage nécessairement imparfait des tubes mais qui doit toutefois être correctement réalisé pour ne

pas altérer les performances.

Partant d'une solution correspondant à un instant courant t, défini l0 par les données 1(t), Q(t), ca(t), p3(t) et y(t), les données l(t+1) et Q(t+1) sont obtenues à l'instant t+1 à partir des déphasages ct(t+l), 03(t+1) et y(t+1) en minimisant par la méthode des moindres carrés la quantité: ds2 = A121eJe(t+1) _ ej(t) 2+A22 eJp(t+l) _ ejó(t) 2 +A32 eiy(t+l) _ eJY(t) 2 (6) En supposant que les variations de phase sont faibles la relation précédente s'écrit: ds2 = A12 ((t + 1) - c(t)j 2+ A22 I(t + 1)- + (t)lz +A32 1y(t +1)- y(t)12 (7) Les variations de phase sont faibles si les variations de 1(t) et Q(t) sont faibles vis-à-vis de la somme des amplitudes Ar+A2+A3 qui est la somme maximale des amplitudes possibles. Cette condition est réalisée en commandant les tubes par un dispositif de calibration 4 disposant d'un processeur de signal fonctionnant à une cadence suffisamment élevée. Cela suppose une cadence de fonctionnement égale M fois supérieure (5 ou 10 fois par exemple) à la largeur de bande du signal audio basse fréquence appliqué à l'entrée de l'émetteur. Par exemple, une cadence de 50 à 100 kHz pour une largeur de bande du signal audio de 9 à 10 kHz convient très bien. Un microprogramme pour la mise en oeuvre de ce procédé est

donné en fin de description à l'annexe 1. Ce microprogramme est écrit en

langage C et suppose que les déphasages X^ sont nuls.

Le spectre en fréquence du signal émis est montré à la figure 6.11 correspond à une fréquence d'échantillonnage de 64 kHz et une largeur de

bande 9 kHz.

Le spectre en fréquence du signal de sortie de l'un quelconque des trois tubes est montré figure 7. Il apparaît que ce spectre reste très

concentré autour de la porteuse, ce qui est le but recherché.

Sachant que les dispositifs 9 de couplage des tubes 1 ne sont généralement pas apériodiques et que les gains complexes des différents éléments de l'émetteur peuvent varier en fonction de la fréquence et du temps, le dispositif de calibration 4 doit pouvoir fonctionner à chaque nouveau changement de fréquence ou à chaque démarrage et de façon permanente pendant les émissions. Comme pour le mode de réalisation de la figure 2 le dispositif de calibration 4 a pour but de mesurer, pour chacun des tubes utilisés l'amplitude Ai du signal émis et les phases ó; du signal émis. La calibration consiste alors à utiliser un jeu de N triplets de phases de commande ai, oj, y , à mesurer les composantes du signal complexe émis (li,Qi) pour en déduire, par une méthode des moindres carrés, les quantités a, b, c, d, e, f définies par les relations: a = A1 cos(f1), b = A1 sin(l1) c= A2 cos(42), d= A2 sin(2) e = A3 cos(43), f = A1 sin(3) Un microprogramme permettant au dispositif 4 d'effectuer la calibration et le suivi des dérives est joint en annexe 2 à la fin de la

description.

Un autre critère qui peut encore être utilisé peut consister à compenser les pertes de puissance pour augmenter le rendement,des tubes en écrivant par exemple que le rendement i est une fonction des

déphasages ac, et y.

Naturellement, le principe de l'invention peut être étendu à un nombre quelconque N de voies d'émission identiques comportant chacune un tube d'émission (1) couplées entre le dispositif de calibration 4 et le dispositif d'accord et de couplage 9. Dans ce cas, le dispositif de calibration 4 calcule pour chaque voie d'émission les phases 'i(t) correspondantes et le dispositif de couplage 9 appliqué sur l'antenne 8 un signal proportionnel à l'addition vectorielle des N signaux A2. ei(t) appliqué respectivement par chaque circuit additionneur 7 sur la grille d'un tube d'émission 1. Dans ces conditions les déphasages 'i(t) peuvent être calculés par le dispositif de calibration 4 en minimisant la quantité: ds N 2= ej i(t+l) e i(t)2 (8) ds2 =Y Zi:Ai e j(8) On comprendra également que la réalisation de l'invention n'est pas limitée exclusivement aux réalisations d'émetteurs à tube et que d'autres variantes sont également possibles en remplaçant les tubes par des

amplificateurs à semi-conducteurs.

ANNEXE 1

/* ceci évite d'utiliser les fonctions sin() et cos(), pénalisantes en termes de puissance de calcul. Ces fonctions peuvent être remplacées par des

tables...

*/ cosa = cos(alpha); sina = sin(alpha) cosb = cos(beta); sina = sin(beta) cosc= cos(gamma); sina = sin(gamma) /* Pré-calculs */ cosacosa = cosa * cosa; cosbcosb = cosb * cosb; cosccosc = cosc * cosc; sinacosa = sina * cosa; sinbcosb = sinb * cosb; cosccosc = sinc * cosc; /* Dénominateur commun */ den = 2.0 * (cosacosa * cosbcosb + cosacosa * cosccosc + cosbcosb * cosccosc +sinacosa * sinacosb + sinacosa * sinccosc + sinbcosb * sinccosc - cosacosa -cosbcosb - cosccosc; /* dl et dQ représentent les variations de I et Q Les variations des phases sont en radians */ /* Variations de alpha */ sc = sinbcosb + sinccosc; cc = cosbcosb + cosccosc; alpha+ = (dl *(sina * cc - cosa *sc) + dQ *(cosa *(cc - 2.0) + sina * sc)) / (A1 * den); /* Variations de beta */ sc = sinacosa + sinacosc; cc= cosacosa + cosccosc; 2o beta+ = (dl * (sinb * cc - cosb * sc) + dQ * (cosb * (cc- 2.0) + sinb * sc)) I (A2 * den); /* Variations de gamma */ sc = sinacosa + sinbcosb; cc = cosacosa + cosbcosb; gamma+ = (dl *(sinc *cccosc*sc)+ dQ *(cosc*(cc-2.0) +sinc *sc)) / (A3 *den); /* Signal effectivement généré */ I = A1 * cos(alpha) + A2 * cos(beta) + A3 * cos(gamma) Q = A1 * sin(alpha) + A2 * sin(beta) + A3 * sin(gamma)

ANNEXE 2

/* tirage de n jeux de phases et calcul des espérances mathématiques de cab, sab,... sbc et a2... f2 */ cab = sab = cac = sac = cbc = sbc = 0.0; a2= b2= b2 = d2 = e2 =f2 = 0.0; N=0; /* tirage des phases de commande entre 0 et 2*PI */ for (alpha = 0; alpha < 2 *PI; alpha+ = 2 *PI /10) for (beta= 0; beta (2*PI; beta+ =2*PI/10) for (gamma = 0; gamma < 2 *PI; gamma+ = 2 *PI /10) { /* utilisation des valeurs courantes de alpha, beta, gamma pour générer un signal de sortie (dépend de la mise en oeuvre) */ Modulation (alpha, beta, gamma); /* commande du modulateur */ /* x et y sont les valeurs de I et Q mesurées en sortie du démodulateur */ Démodulation (&x, &y); /* sorties du processus de démodulation */ cab+ = cos(alpha - beta); sab+ = sin(alpha - beta); cac+ = cos(alpha - gamma); sac+ = sin(alpha - gamma); cbc+ = cos(beta - gamma); sbc+ = sin(beta gamma); a2+ = (x * cos(alpha)) + y * sin(alpha)); b2+ = (y * cos(alpha)) + x * sin(alpha)); c2+ = (x * cos(beta)) + y * sin(beta)); d2+ = (y * cos(beta)) + x * sin(beta)); e2+ = (x * cos(gamma)) + y * sin(gamma)); f2+ = (y * cos(gamma)) + x * sin(gamma)); N++; } cab/ = N; sab/ = N; cac/= N; sac/ = N; cbc / = N; sbc/=N; a2/ =N; b2 /=N; c2 /=N; d2/=N; e2/= N; f2 /=N; /* estimation de a, b, c, d, e, f */ invDen = 1.0/ (1.0- (cab* cab + sab* sab + cac* cac + sac* sac + cbc* cbc + sbc*sbc) + 2.0 *(cab* cac* cbc + sab *sac *cbc - sab*cac* sbc + cab *sac*sbc)); a = invDen * (a2 - cab * c2 - sab * d2 - cac * e2 - sac * f2 - a2 * (cbc * cbc + sbc * sbc) + l 0 c2* (cab * cbc + sac * sbc) + d2 * (sac* cbc - cac* sbc)+ e2 * (cab* cbcsab * sbc)+ f2 * (sab * cbc + cab* sbc)); b = invDen * (b2 - sab* c2 - cab * d2 - sac* e2 - cac* f2 - b2 * (cbc * cbc + sbc* sbc) + c2 * (cac * sbc + sac * cbc) + d2 * (cac* cbc + sac * sbc) - e2 * (sab * cbc+ cab * sbc) + f2 * (cab * cbc- sab * sbc)); c = invDen * (c2 - cab * a2 + sab * b2 - cbc * e2 - sbc * f2 + a2 * (cac * cbc + sac * sbc) + b2 * (cac * sbc + sac * cbc) - c2 * (cac * cac + sac * sac) + e2 * (cab * cac + sab * sac) + f2* (cab * sac- sab* cac)); d = invDen * (d2 - sab * a2 + sac * b2 + sbc * e2 - cbc * f2 + a2 * (sac* cbc + cac * sbc) + b2 *(cac * cbc + sac * sbc) d2 * (cac * cac + sac * sac) + e2 * (cab *cac + sab * sac) + f2 * (cab * sac+ sab * cac)); e = invDen * (e2 - cac * a2 + sac * b2 - cbc * c2 - sbc * d2 + a2 * (cac * cbc - cac * sbc) +

b2 * (sab * cbc + cab* sbc) + c2 * (cab * cac + sab * sac) + d2 * (sab * cac+ cab * sac) -

e2 * (cab * sac+ sab* sab)); f = invDen * (f2 - sac * a2 + cac * b2 - sbc * c2 - cbc * d2 + a2 * (sab * cbc + cab * sbc) + b2 * (cab * cbc - sab * sbc) + c2 * (cab * sac - sab * cac) + d2 * (cab * cac+ sab * sac) - f2 * (cab * cab + sab * sab)); /* En cas de simulation, comparer les valeurs de a... f calculées ici aux

valeurs initiales tirées au hasard du début */.

En fonctionnement normal, chaque fois que cela est nécessaire,00 les coefficients cab, sab, cac, sac, cbc, sbc, a2, b2, c2, d2, e2, f2 sont ajustésde la manière suivante, o EPS est une constante petite (par exemple de 0.001

à 0.01):

/* on calcule les valeurs de alpha, beta, gamma en fonction des valeurs de I et Q à générer en sortie, puis on les envoie à l'émetteur */ Modulation (alpha, beta, gamma); /* commande du modulateur */ /* on récupère la sortie du démodulateur */ Démodulation (&x, &y); /* sorties du processus de démodulation */ /* Mise à jour des valeurs des quantités qui permettent le calcul de a... f */ cab+ = EPS * (cos(alpha - beta) - cab); sab+ = EPS * (sin(alpha - beta) - sab); cac+ = EPS *(cos(alpha- gamma) - cac); sab+ = EPS * (sin(alpha - gamma) - sac); cbc+ = EPS *(cos(beta - gamma) - cbc); sbc+ = EPS *(sin(beta - gamma) - sbc); a2+ = EPS * (x * cos(alpha) + y * sin(alpha)) - a2); b2+ = EPS *(y * cos(alpha) - x * sin(alpha)) - b2); c2+ = EPS * (x * cos(beta) + y * sin(beta)) - c2); d2+ = EPS * (y * cos(beta) - x * sin(beta)) - d2); e2+ = EPS * (x * cos(gamma) + y * sin(gamma - e2); e2+ = EPS * (x * cos(gamma) - x * sin(gamma)) - e2); f2+puis les quantités a... f sont à nouveau recalculées.))-f2);

puis les quantités a..f sont à nouveau recalculées.

Claims (9)

REVENDICATIONS

1. Procédé de radiodiffusion de signaux numériques pour émetteur de radiodiffusion dans lequel le signal appliqué à l'entrée de l'émetteur est un signal S(t) modulé en amplitude et en phase de la forme S(t) = A. ej t décomposable en deux composantes en quadrature 1(t) = A.cos(t) et Q(t) = j.sinq(t) caractérisé en ce qu'il consiste, - a composer (9) le signal à émettre par une addition vectorielle de N signaux sinusoïdaux d'amplitude Ai à peu près constante, de même fréquence et de phases Y'i(t) variables, -et à calculer (4) les phases 'Fi(t) des N signaux pour que la phase du signal à émettre qui résulte de l'addition vectorielle soit égale, à une constante de phase près, à celle du signal appliqué à l'entrée de l'émetteur.

2. Procédé selon la revendication 1, caractérisé en ce qu'il consiste à calculer les phases Fi(t) des N signaux à partir d'échantillons du signal émis, en minimisant à des instants d'échantillonnage (t+1, t) différents N 2 2 cej.i (t)2 de la quantité ds2 = Aj2 eiji(t+) - e I(t i=1

3. Procédé selon la revendication 1, caractérisé en ce qu'il consiste à calculer les phases Yi(t) des N signaux à partir d'échantillons du signal émis en optimisant N-2 critères parmi lesquels le rendement de l'émetteur.

4. Procédé selon la revendication 2, caractérisé en ce qu'il consiste à échantillonner le signal émis à une fréquence M fois supérieure à

sa largeur de bande.

5. Procédé selon l'une quelconque des revendications 1 à 4,

caractérisé en ce qu'il consiste à prendre pour N la valeur 3.

6. Emetteur de radiodiffusion de signaux numériques mettant en

oeuvre le procédé selon l'une quelconque des revendications 1 à 5,

caractérisé en ce qu'il comprend: -N voies d'émission (10, 11, 15) couplées en parallèle à une antenne d'émission (8) par l'intermédiaire d'un dispositif d'accord et de couplage (9), chaque voie d'émission appliquant respectivement sur une entrée (i) du dispositif d'accord et de couplage (9) un signal d'amplitude A constante, et de phase Yi(t) variable, - un dispositif de calibration (4) couplé aux N voies d'émission lo pour calculer à partir d'une comparaison entre le signal émis et le signal appliqué à l'entrée de l'émetteur, chacune des composantes A,.ej'i(t) des N signaux et les appliquer sur les entrées respectives du dispositif d'accord

et de couplage (9).

7. Emetteur selon la revendication 6, caractérisé en ce que chaque voie d'émission (10, 11, 15) comprend un tube d'émission (1) couplé par sa grille à deux sorties de signaux en quadrature li(t) et Qi(t) du dispositif de conversion (4) tel que ei'i(t) = I(t) + jQi(t), au travers respectivement d'un premier (5) et d'un deuxième circuits multiplieurs (6) reliés respectivement par leur entrée d'opérande à un circuit sommateur (7) dont la sortie est couplée à la grille du tube d'émission (1), et en ce que le premier (5) et le deuxième (6) circuits multiplieurs reçoivent respectivement sur une première entrée d'opérande les signaux en phase li(t) et en quadrature Qj(t) fournis par le dispositif de conversion (4), leur deuxième entrée d'opérande étant alimentée respectivement par deux signaux

sinusoïdaux de fréquence fixe en quadratures l'un par rapport à l'autre.

8. Emetteur selon la revendication 7, caractérisé en ce que les signaux de fréquence fixe en quadrature sont fournis par un synthétiseur de

fréquence (3).

9. Emetteur selon l'une quelconque des revendications 6 à 8,

caractérisé en ce qu'il comprend N = 3 voies d'émission (10, 11, 12).