FR2879321A1

FR2879321A1 - Circuit de pilotage de bus

Info

Publication number: FR2879321A1
Application number: FR0413139A
Authority: FR
Inventors: Kuno Lenz
Original assignee: STMicroelectronics SA
Current assignee: STMicroelectronics SA
Priority date: 2004-12-09
Filing date: 2004-12-09
Publication date: 2006-06-16
Anticipated expiration: 2024-12-09
Also published as: FR2879321B1; US7391239B2; US20060158232A1

Abstract

L'invention apporte une solution pour permettre d'accroître la vitesse de commutation d'un circuit de pilotage de bus 100 comportant une paire de transistors 101 et 102 commandé par une paire de circuits de commande 103 et 104. Des circuits de pompage 110 et 120 sont placés entre les électrodes de commande des transistors 101 et 102 pour accélérer la conduction de l'un des transistors 101 ou 102 dès que l'autre est dans un état bloqué. Une interface de sortie pour un bus différentiel est réalisée à l'aide de deux circuits de pilotage de bus, les signaux de commande de l'un desdits circuits étant inversés par rapport à l'autre desdits circuits.

Description

2879321 CIRCUIT DE PILOTAGE DE BUS

L'invention concerne les interfaces de sortie de circuits intégrés destinées à piloter des bus de données. Plus particulièrement l'invention se rapporte, de manière non limitative, à un circuit de pilotage de bus série universel (USB).

Le développement des bus de communication tend à augmenter sans cesse les vitesses de transmission de données dans les systèmes électroniques. Par ailleurs l'intégration des circuits électroniques nécessite une miniaturisation et une réalisation en circuit intégré des circuits pilotant directement les bus de communication. Un exemple typique de bus de communication fonctionnant à grande vitesse est connu sous le nom de Bus Série Universel (défini par la norme USI3: Universal Serial Bus). Les bus USB sont communément utilisés pour faire communiquer un ordinateur personnel par exemple de type PC avec des périphériques externes. Les périphériques externes sont par exemple des lecteurs de musique portable, des unités de stockage amovibles, des appareils photo numériques, des modems, ou encore des périphériques intégrant plusieurs fonction tel que par exemple un téléphone portable. Dans la version actuelle de la norme dite USB 2.0, le débit de données nominal est égal à 12 Mégabits par seconde mais il est prévu un débit maximal de transmission pouvant atteindre 480 Mégabits par seconde.

Pour atteindre de tels débits, les contraintes sur les circuits sont relativement nombreuses.

Un exemple d'interface de sortie, destinée à piloter un bus USB, est représenté sur la figure 1. Le bus USB comporte une bus différentiel de données constitué de deux fils conducteurs 1 et 2 pilotés chacun par un circuit de pilotage 100 et 200. Le bus est un bus différentiel, ce qui permet d'améliorer le rapport signal sur bruit. Les signaux d'entrées des deux circuits de pilotage 100 et 200 sont inversés entre eux afin que les sorties desdits circuits 100 et 200 soient complémentaires. Les circuits de pilotage 100 et 200 sont souvent réalisés en technologie CMOS actuellement, mais peuvent aussi utiliser des transistors bipolaires.

2879321 -2- Chaque circuit de pilotage 100 comporte une paire de transistors 101 et 102 de types opposés, c'est-à-dire un PMOS et un NMOS, dont les canaux de conduction sont reliés en série entre deux conducteurs d'alimentation supportant respectivement une tension d'alimentation haute V+ et une tension d'alimentation basse V. Afin de limiter la consommation de cette paire de transistors 101 et 102 lors d'une commutation de ceuxci, ces transistors sont pilotés séparément afin que l'un commence à conduire uniquement lorsque l'autre a cessé d'être conducteur. Pour assurer la commutation décalée dans le temps des deux transistors, deux circuits de commande 103 et 104 reliés respectivement aux grilles des transistors 101 et 102 fournissent audites grilles des tensions dont la croissance ou la décroissance est contrôlée afin d'avoir des pentes différentes lors d'une transition d'un signal de commande CS destiné à être envoyé sur le bus différentiel constitué des fils 1 et 2.

Chaque circuit de commande 103, respectivement 104, comporte une source commandée de courant 105, respectivement 106, et un condensateur 107, respectivement 108, pour fournir une rampe de tension en réponse à une transition du signal CS. Ainsi, lors d'une transition du signal CS, chaque source de courant 105, respectivement 106, est commutée afin de fournir un courant constant destiné à charger ou décharger le condensateur 107, respectivement 108, ainsi que la capacité équivalente de grille du transistor 101, respectivement 102, commandé par ladite source 105, respectivement 106. Le contrôle de la pente est assuré en attribuant une valeur de courant plus importante en valeur absolue pour décharger la grille du transistor dont on désire stopper la conduction. Les condensateurs 107 et 108 sont en outre reliés à la sortie du circuit de pilotage 100 afin d'assurer également le contrôle de la pente de transition de la sortie du circuit de pilotage 100. La tension grillesource du transistor 101 ou 102 est maintenue constante lorsque celle-ci atteint une tension d'équilibre pendant la charge ou la décharge du fil conducteur 1. Cet équilibre se crée automatiquement lorsque la tension grille-source du transistor 101 ou 102, commuté pour devenir conducteur, permet audit transistor 101 ou 102 de fournir un courant égal à le+ls tel que 1 le / = ls / CL 1, avec le le courant fournit par la source 105 ou 106, pour rendre le transistor 101 ou 102 passant, CI la capacité du condensateur 107 ou 108, ls 2879321 -3- le courant de sortie fourni par le circuit de pilotage, et CL la capacité du fil conducteur 1. Le condensateur 107 ou 108 et le courant le sont dimensionnés en fonction de la pente de commutation désirée sur le bus, en prenant en compte les spécifications du standard USB.

Un inconvénient de cette interface connue est de présenter, à cause de la dispersion de caractéristiques des composants, des défauts de synchronisation de commutation entre les circuits de pilotage 100 et 200. Ces défauts de synchronisation sont d'autant plus gênants que la fréquence est élevée. Une solution pour uniformiser le fonctionnement des deux circuits est dévoilée dans EP-A-1 291 780. Les sorties de chaque circuit de pilotage sont reliées aux grilles de l'autre circuit de pilotage par couplage capacitif. La solution développée dans cette demande de brevet donne de bons résultats mais a pour effet de retarder le circuit le plus rapide au détriment de la vitesse globale de l'interface constituée des deux circuits.

L'invention apporte une solution pour permettre d'accroître la vitesse de commutation du circuit de la figure 1. Des circuits de pompage accélèrent la conduction de l'un des transistors dès que l'autre est dans un état bloqué.

Un premier aspect de l'invention est un circuit de pilotage de bus, fournissant un signal de sortie en réponse à au moins un signal de commande.

Ledit circuit de pilotage comporte une borne de sortie; une paire de transistors de types de conductivité opposés, ayant chacun un canal de conduction et une électrode de commande, les canaux de conduction des deux transistors étant reliés en série entre un premier et un deuxième conducteurs supportant des tensions d'alimentation, la borne de sortie étant reliée au noeud de connexion entre les canaux de conduction respectifs des transistors; une paire de circuits de commande respectivement reliés aux électrodes de commande des transistors pour fournir, en réponse à une transition du signal de commande, une tension croissante ou décroissante dont la pente diffère en fonction du circuit de commande et du signal de commande. Le circuit de pilotage comporte en outre au moins un circuit de pompage de tension ayant une entrée reliée à l'électrode de commande de l'un des transistors et une sortie reliée à l'électrode de commande de l'autre des transistors, ledit circuit de 2879321 -4- pompage étant apte à produire un échelon de tension sur sa sortie lorsque la tension sur son entrée franchit une tension de seuil déterminée.

Le circuit de pilotage étant plus rapide que celui de l'état de la technique, le retard produit par le montage de synchronisation enseigné par EP-A-1291780 devient moindre en couplant deux circuits de pilotage conforme au premier aspect de l'invention.

Ainsi, un deuxième aspect de l'invention est une interface de sortie pour un bus différentiel. L'interface comporte deux circuits de pilotage de bus selon le premier aspect de l'invention. Le signal de commande de l'un desdits circuits est inversé par rapport au signal de commande de l'autre desdits circuits.

Selon un troisième aspect, l'invention est un circuit intégré comportant une interface de pilotage d'un bus série universel, correspondant au standard USB. Ladite interface est conforme au deuxième aspect de l'invention.

L'invention sera mieux comprise et d'autres particularités et avantages apparaîtront à la lecture de la description qui va suivre, la description faisant référence aux figures annexées parmi lesquelles: la figure 1 représente une interface de pilotage de bus selon l'état de la technique, la figure 2 représente un circuit de pilotage selon l'invention, les figures 3a et 3b représentent des chronogrammes de fonctionnement du circuit de la figure 2, la figure 4 représente une interface de sortie incluant deux circuits de pilotage selon l'invention.

Le schéma de la figure 2 représente un circuit de pilotage 100 selon l'invention. Ce circuit de pilotage 100 est une amélioration du circuit de l'art antérieur décrit en introduction en référence à la figure 1, et il permet de piloter le fil conducteur 1 d'un bus USB ayant une capacité équivalente CL.

Le circuit de pilotage 100 comporte une paire de transistors 101 et 102 de types opposés, par exemple une paire de transistors MOS 2879321 -5complémentaires, dont les canaux de conduction sont reliés en série entre deux conducteurs d'alimentation supportant respectivement une tension d'alimentation haute V. et une tension d'alimentation basse V. Ces transistors 101 et 102 sont pilotés séparément afin que l'un conduise uniquement lorsque l'autre est bloqué. Deux circuits de commande 103 et 104 reliés respectivement aux grilles des transistors 101 et 102 fournissent audites grilles des tensions de commande dont la croissance ou la décroissance est contrôlée selon des pentes différentes lors d'une transition d'un signal de commande CS destiné à être envoyé sur le fil conducteur 1.

Un signal CS, complémentaire du signal CS, est également fourni. Le signal CS est considéré synchrone avec le signal CS et transporte la même information.

Chaque circuit de commande 103 ou 104, comporte une source commandée de courant 105 ou 106 et un condensateur 107 ou 108 pour fournir une rampe de tension en réponse à une transition du signal CS ou du signal CS, respectivement. Pour des raisons de simplification, les sources de courant 105 et 106 sont représentées comme étant des sources de courant identiques ayant des signaux de commande respectifs complémentaires et une connexion respective permettant d'obtenir des courants inversés au niveau des aux grilles des transistors 101 et 102, respectivement. Ces sources de courant 105 et 106 pourraient très bien être commandées par un unique signal CS et/ou être connectées dans le même sens, à condition d'avoir une constitution différente pour assurer la même fonction. Ainsi, lors d'une transition du signal CS, chaque source de courant 105 ou 106 est commutée afin de fournir un courant constant destiné à charger ou décharger le condensateur 107 ou 108 ainsi que la capacité équivalente de grille du transistor 101 ou 102 commandé.

Le contrôle de pente des tensions de grille est assuré en attribuant une valeur de courant plus importante, en valeur absolue, pour stopper la conduction du transistor commandé que pour le rendre conducteur. Les condensateurs 107 et 108 sont en outre reliés à la sortie du circuit de pilotage 100 afin d'assurer également le contrôle de la pente de la tension de sortie du circuit de pilotage. Le contrôle de la pente de commutation de la tension de sortie Vso est assuré lorsque la tension grille-source du transistor 101 ou 102 atteint une tension d'équilibre. La tension grille-source est ensuite maintenue à la tension d'équilibre pendant la charge ou la décharge le fil conducteur 1. Cet équilibre se crée automatiquement lorsque le courant fournit par le canal de conduction du transistor conducteur atteint une valeur Is + le telle que 1 Is / CL 1 = 1 le / C, 1, où le est le courant fourni par une source 105 ou 106 pour rendre le transistor 101 ou 102 fil conducteur, où CI est la capacité du condensateur 107 ou 108, où ls est le courant de sortie du circuit de pilotage 100, et où CL est la capacité équivalente du fil conducteur 1. Les condensateurs 107 et 108 et le courant le sont dimensionnés en fonction de la pente de commutation désirée sur le fil conducteur 1. La pente de commutation désirée en sortie dépend, entre autre, des spécifications de la norme USB pour les valeurs minimales et maximales de la capacité CL du bus, du courant de sortie et de la pente du signal sur les fils conducteurs du bus de données.

Ce circuit de pilotage 100 comporte en outre deux circuits de pompage 110 et 120 montés tête-bêche entre les grilles des transistors 101 et 102. Chaque circuit de pompage 110 ou 120 comporte une porte à seuil de déclenchement 111 ou 121 et un condensateur de pompage 112 ou 122 monté en série entre l'entrée et la sortie dudit circuit de pompage 110 ou 120. Les portes à seuil de déclenchement 111 et 121 peuvent être réalisées à l'aide de différents circuits, par exemple une bascule de Schmitt ou encore un comparateur à seuil ou plus simplement encore deux inverseurs montés en série. Pour la description du fonctionnement qui va suivre, on considère que l'on utilise des bascules de Schmitt ayant chacune une tension de seuil bas Vtb et une tension de seuil haut Vth.

Les circuits de pompage 110 et 120 ont pour effet de produire un échelon de tension au niveau de leur sortie lorsque la tension d'entrée a franchi la tension de seuil de la porte à seuil 111 ou 121. Les tensions de seuil Vtb et Vth des circuits à seuil 111 et 121 sont telles que lors d'une croissance ou d'une décroissance de la tension d'entrée, la commutation desdites portes ne s'effectue qu'après la commutation du transistor dont la grille est reliée à l'entrée de ladite porte. Ainsi, après que la tension de grille de l'un des transistors 101, respectivement 102, bloque ledit transistor, le circuit de 2879321 -7- pompage 120, respectivement 110, produit un échelon de tension sur la grille de l'autre des transistors 102, respectivement 101, afin de le rendre passant rapidement après le blocage du transistor 101, respectivement 102.

Le fonctionnement du circuit de pilotage 100 selon l'invention va à présent être décrit à l'aide des figures 3a et 3b.

La figure 3a illustre le cas d'une commutation d'un niveau haut à un niveau bas du signal de commande CS qui entraîne une commutation de la tension de sortie Vso et de la tension d'alimentation haute V+ vers la tension d'alimentation basse V_.

Lorsque le signal CS décroît, le signal CS croît symétriquement. On suppose que la transition du signal CS commence à un instant to. Le signal CS est considéré comme étant parfaitement synchronisé avec le signal CS et commence donc sa transition inverse au même instant to.

Avant l'instant to, les signaux CS et CS sont établis respectivement dans un état haut et dans un état bas. Les courants Ip et IN respectivement fournis par les sources de courant 105 et 106 sont des courants établis respectivement à une valeur le et à une valeur ID. La valeur le du courant correspond à un courant destiné à entraîner la conduction du transistor auquel ladite source est reliée. Le courant ID est un courant destiné à entraîner le blocage du transistor auquel ladite source est reliée. En valeur absolue, le courant ID est supérieur au courant Ic. Le signe du courant est ici positif pour le et négatif pour ID mais il dépend des conventions adoptées pour indiquer le sens des courants sur la figure 2. L'important est d'avoir un courant plus important pour bloquer le transistor que pour le rendre passant afin d'éviter une conduction simultanée des deux transistors 101 et 102.

Les courants IN et Ip étant préalablement établis, la grille du transistor 102 est à une tension Vn sensiblement égale à la tension d'alimentation basse et la grille du transistor 101 est à une tension Vp également sensiblement égale à la tension d'alimentation basse V_. Le transistor 101 ayant une tension grille-source égale à une tension V_--V+ négative et supérieure en valeur absolue à sa tension de seuil, celui-ci est passant. Le transistor 102 ayant une tension grille-source égale à une tension V_ V_ nulle, celui-ci est bloqué. La tension de sortie VS0 est donc égale à la tension d'alimentation haute V+.

A partit de l'instant to, le signal CS présente un front descendant et le signal CS présente un front montant. Lorsque ces deux signaux franchissent un seuil de commutation des sources de courant 105 et 106, celles-ci basculent rapidement pour fournir un courant ID pour la source de courant 105 et un courant le pour la source de courant 106. Pour simplifier les explications, on néglige les phénomènes de charges et de décharge se déroulant durant le temps de commutation des sources de courant 105 et 106. Les sources de courant 105 et 106 sont considérées comme étant commutées à partir de l'instant t1 qui correspond au début des charges et décharges des condensateurs 107 et 108.

A partir de l'instant t1, les tensions Vp et Vn, correspondant aux tensions de grille respectives des transistors 101 et 102, évoluent avec une pente égale aux courants IP et IN respectivement divisés par les capacités de charge vues par les sources 105 et 106. Les capacités de charge Ce vues par les deux sources 105 et 106 sont sensiblement les mêmes et correspondent à Ce = C + C2 + C3, avec CI la capacité du condensateur 107 ou 108, C2 la capacité du condensateur de pompage 112 ou 122, et C3 la capacité équivalente de grille du transistor 101 ou 102. Ainsi les pentes de croissance 301 et 302 des tensions Vp et Vn sont proportionnelles aux courants ID et le respectivement en valeur absolue. La tension Vp évolue jusqu'à une tension V-r V+ qui correspond au seuil de transition du transistor 101 atteint par sa tension grille-source, égale à Vp V+. Ce seuil de transition étant franchi, le transistor 101 devient bloqué.

Peu après le blocage du transistor 101, à l'instant t2, la tension Vp atteint la tension de seuil Vth de la porte 121. La porte 121 bascule alors, et fournit sur sa sortie un niveau haut qui provoque un échelon de tension 303 sur la tension Vn. Pour simplifier, ce pompage de tension est représenté de manière instantanée alors que, dans la réalité, celui-ci s'étale sur la durée nécessaire à la commutation de la porte 121.

L'échelon de tension 303 correspond à un phénomène de pompage lié à l'effet mémoire de tension des condensateurs. Lorsqu'on applique brusquement une tension à une borne d'un condensateur, celle-ci se répercute de manière quasi-instantanée à l'autre de ses bornes. L'amplitude de l'échelon 2879321 -9- de tension 303 est cependant atténuée par un effet de pont diviseur de tension constitué par le condensateur 122 et par le condensateur 108. Il convient de dimensionner le condensateur 122 pour que l'échelon de tension de la sortie de la porte 121 qui est sensiblement égal à la différence de potentiel V+ V_ devienne, au niveau de la grille du transistor 102, inférieur à la tension de seuil du transistor 102. De préférence, la tension Vp atteinte par effet de pompage est légèrement inférieure à la tension de seuil VT du transistor 102 afin d'éviter une éventuelle oscillation de la tension grille-source pour arriver à l'équilibre correspondant au courant de sortie ls. A partir de cet instant t2, ou très légèrement après, le transistor 102 devient passant déchargeant alors le fil conducteur 1 pour le ramener à la tension d'alimentation basse.

Pour un bus USB, les pentes de commutation du bus sont définies comme des pentes régulières et contrôlées. Ce contrôle de la pente de décharge 304 est assuré par le condensateur 108. Comme précédemment expliqué, un équilibre se crée lorsque les pentes Is/CL et le/C1 sont égale en valeur absolue, la tension de grille du transistor 102 est alors maintenue à une tension constante. La décharge du fil conducteur 1 s'effectue jusqu'à un instant t3 où la tension de sortie Vso devient sensiblement égale à la tension d'alimentation basse V_.

A partir de l'instant t3, la charge du condensateur 108 fait évoluer la tension Vn de grille du transistor 102 jusqu'à atteindre sensiblement la tension d'alimentation haute V+. A un instant donné, l'évolution de la tension Vn franchit le seuil haut Vth de la porte 111 provoquant un échelon de tension 305 sur la tension Vp. Cet échelon de tension 305 dépasse la tension d'alimentation haute V. et est ensuite atténué. Des moyens de protection contre les surtensions, placés sur les conducteurs d'alimentation, peuvent fortement atténuer, voire supprimer l'échelon 305.

Sur cette figure 3a, l'évolution des tensions Vn et Vso pour le circuit de l'état de la technique est également représentée en pointillés. En l'absence des circuits de pompage 110 et 120, la tension Vn croît selon une pente différente car il n'y a pas de condensateur de pompage 122. Cependant cette pente reste dépendante du condensateur 108 et du courant Ic. En outre il n'y a pas d'échelon de tension 303 à l'instant t2 mais une évolution continue de la tension - 10- Vn jusqu'à un instant t4 de commutation du transistor 102. Ce n'est qu'à partir de cet instant t4 que la tension de sortie Vso décroît selon la même pente qu'avec l'invention. Cette décroissance se fait jusqu'à un instant t5.

La durée totale de la commutation de la tension de sortie Vso se compte à partir de l'instant to. Ainsi grâce à l'invention, la commutation se fait pendant une durée TI égale à t3 to alors que, selon l'état de la technique, cette commutation se fait pendant une durée T2 égale à t5 to. Cette durée étant égale à TI + AT, avec AT le gain en temps apporté par l'ajout du circuit de pompage 121.

Comme on l'a vu, le courant le est défini afin de définir une pente contrôlée 304 sur la tension de sortie Vso. Agir sur la pente 304 permet de réduire la durée totale de la commutation. Cependant, l'action sur la pente reste limitée car elle dépend de paramètres définis dans la norme USB. Par contre la pente 301 correspondant à la croissance de la tension Vp n'est limitée que par la consommation du circuit nécessaire pour décharger la capacité Ce. Ainsi il est possible d'avoir une pente 301 pendant une durée très inférieure à la durée correspondant à la pente 302. Le gain possible AT entre l'état de la technique et l'invention est de l'ordre de 20% du temps de commutation du circuit de l'état de la technique.

La figure 3b représente le cas d'une transition inverse d'un niveau bas à un niveau haut du signal CS qui entraîne une commutation de la tension de sortie Vso et de la tension d'alimentation basse V_ vers la tension d'alimentation haute V+.

Comme déjà indiqué, le signal CS est le signal complémentaire du signal CS. Lorsque le signal CS croît, le signal CS décroît symétriquement. La transition du signal CS, commence à un instant to. Le signal CS est considéré comme étant parfaitement synchronisé avec le signal CS et commence donc sa transition inverse au même instant to.

Avant l'instant to, les signaux CS et CS sont établis respectivement dans un état bas et dans un état haut. Les courants lp et IN respectivement fournis par les sources de courant 105 et 106 sont des courants établis respectivement à la valeur ID et à la valeur ID.

2879321 -11- Les courants IN et lp étant préalablement établis, la grille du transistor 102 est à une tension Vn sensiblement égale à la tension d'alimentation haute V+, et la grille du transistor 101 est à une tension Vp également sensiblement égale à la tension d'alimentation haute V+. Le transistor 101 ayant une tension grille-source égale à une tension V+ V+ nulle, celui-ci est bloqué. Le transistor 102 ayant une tension grille-source égale à une tension V+ V_ positive et supérieure à sa tension de seuil, celui-ci est passant. La tension de sortie Vso est donc égale à la tension d'alimentation basse V_.

A partit de l'instant to, le signal CS présente un front montant et le signal CS présente un front descendant. Lorsque ces deux signaux franchissent un seuil de commutation des sources de courant 105 et 106, celles-ci basculent rapidement pour fournir le courant le pour la source de courant 105 et un courant ID pour la source de courant 106. Les sources de courant 105 et 106 sont considérées comme étant commutées à partir de l'instant ti qui correspond au début des charges et décharges respectives des condensateurs 107 et 108.

A partir de l'instant t1, les tensions Vp et Vn, correspondant aux tensions de grille respectives des transistors 101 et 102, évoluent avec une pente égale aux courants lp et IN respectivement divisés par les capacités de charge Ce vues par les sources 105 et 106. Ainsi les pentes de croissance 401 et 402 des tensions Vp et Vn sont respectivement proportionnelles aux courants le et ID en valeur absolue. La tension Vn évolue jusqu'à une tension VT V_ qui correspond au seuil de transition du transistor 102 atteint par sa tension grille-source, égale à Vn V_. Ce seuil de transition étant franchi, le transistor 102 devient bloqué.

Peu après le blocage du transistor 102, à l'instant t2, la tension Vn atteint la tension de seuil Vtb de la porte 111. La porte 111 bascule alors, et fournit sur sa sortie un niveau bas qui provoque un échelon de tension 403 sur la tension Vp. Pour simplifier, ce pompage de tension est représenté de manière instantanée alors que, dans la réalité, celui-ci s'étale sur la durée nécessaire à la commutation de la porte 111.

L'amplitude de l'échelon de tension 403 est atténuée par un effet de pont diviseur de tension constitué par le condensateur 112 et par le condensateur 107. Il convient de dimensionner le condensateur 112 pour que 2879321 -12- l'échelon de tension de la sortie de la porte 111 qui est sensiblement égal à un échelon de tension correspondant à la tension V_ V+ devienne, au niveau de la grille du transistor 101, suffisamment petit pour ne pas franchir la tension de seuil du transistor 101. De préférence, la tension atteinte par effet de pompage ne permet pas de franchir la tension de seuil du transistor 101 afin d'éviter une éventuelle oscillation de la tension grille-source pour arriver à l'équilibre correspondant au courant de sortie l3. A partir de cet instant t2, ou très légèrement après, le transistor 101 devient passant chargeant alors le fil conducteur 1 pour le ramener à la tension d'alimentation haute.

Le contrôle de la pente 404 de charge du fil conducteur 1 est assuré par le condensateur 107. Comme précédemment expliqué, un équilibre se crée lorsque les pentes IS/CL et le/Ce sont égale en valeur absolue, la tension de grille du transistor 101 est alors maintenue à une tension constante. La charge du fil conducteur 1 s'effectue jusqu'à un instant t3 où la tension de sortie Vso devient sensiblement égale à la tension d'alimentation haute V+.

A partir de l'instant t3, la charge du condensateur 107 fait évoluer la tension Vp de grille du transistor 101 jusqu'à atteindre sensiblement la tension d'alimentation basse V_. A un instant donné, l'évolution de la tension Vp franchit le seuil bas Vtb de la porte 121 provoquant un échelon de tension 405 sur la tension Vn. Cet échelon de tension 405 dépasse la tension d'alimentation basse V_ et est ensuite atténué. Des moyens de protection contre les surtensions, placés sur les conducteurs d'alimentation, peuvent fortement atténuer, voire supprimer, l'échelon 405.

Sur cette figure 3b, il est également représenté en pointillés l'évolution des tensions Vp et Vso pour le circuit de l'état de la technique. En l'absence des circuits de pompage 110 et 120, la tension Vp décroît selon une pente différente car il n'y a pas de condensateur de pompage 112. Cependant, cette pente reste dépendante du condensateur 107 et du courant lc. De plus, il n'y a pas d'échelon de tension 403 à l'instant t2 mais une évolution continue de la tension Vp jusqu'à un instant t4 de commutationdu transistor 101. Ce n'est qu'à partir de cet instant t4 que la tension de sortie Vso croît selon la même pente qu'avec l'invention. Cette croissance se fait jusqu'à un instant t5.

La durée totale de la commutation de la tension de sortie Vso se compte à partir de l'instant to. Ainsi grâce à l'invention, la commutation se fait pendant une durée TI égale à t3 to alors que, selon l'état de la technique, cette commutation se fait pendant une durée T2 égale à t5 to. Cette durée T2 étant égale à TI + AT.

Pour cette transition, le gain en durée de commutation est également de l'ordre de 20 % de la durée de commutation du circuit de l'état de la technique.

Comme peut le comprendre l'Homme du métier, l'invention représente un intérêt non négligeable. L'invention ne se limite pas à l'exemple de réalisation décrit à l'aide de la figure 2. De nombreuses variantes sont possibles, certaines ayant déjà été suggérées au cours de la description qui précède. Dans le cas où l'on utilise deux inverseurs en série comme porte à seuil de basculement, chaque porte dispose d'un unique seuil de commutation.

Il convient que la porte 121 ait un seuil de basculement correspondant au seuil Vth et que la porte 111 ait un seuil de basculement correspondant à la tension de seuil Vtb. Egalement dans le cas où la porte à seuil est constituée simplement de deux inverseurs, le franchissement du seuil correspondant aux échelons 305 et 405 est effectué de manière bien plus précoce à l'instant t2.

L'échelon a alors pour effet de ramener plus rapidement la tension Vp ou Vn au niveau de la tension respectivement V+ ou V_.

Comme autre variante possible, il est tout à fait envisageable d'utiliser des transistors bipolaires à la place des transistors MOS. Les bases des transistors bipolaires remplacent alors les grilles des transistors MOS II convient, d'une manière plus générale, de considérer bases et grilles de transistors comme une simple électrode de commande d'un transistor, indépendamment de la technologie utilisée.

Comme le sait l'Homme du métier, les bus USB sont des bus différentiels et il convient de coupler deux circuits de pilotage identiques et d'inverser les signaux d'entrées des deux circuits de pilotage pour réaliser une interface de bus USB.

La figure 4 représente un exemple de réalisation d'une interface de sortie incluant deux circuits de pilotage selon l'invention. L'interface de sortie 2879321 -14- comporte un premier circuit de pilotage 100 et un deuxième circuit de pilotage 200 pour piloter respectivement un premier fil conducteur 1 et un deuxième fil conducteur 2. Les premier et deuxième fils conducteurs 1 et 2 sont les fils conducteurs supportant les données d'un bus USB, dont la capacité équivalente est égale à CL. Les circuits de pilotage 100 et 200 sont des circuits identiques qui reçoivent en entrée les signaux CS et CS pour contrôler les sources de courant 105, 106, 205 et 206.

Les signaux de commande CS et CS sont fournis par un circuit de validation de sortie 300 qui reçoit d'une part le signal So correspondant à l'état 10 de la sortie que l'on désire envoyer sur Iles fils conducteurs 1 et 2 du bus USB, et un signal de validation de sortie OE actif à l'état bas. Lorsque le signal OE est actif, les signaux CS et CS sont complémentaires, le signal CS correspondant au signal So que l'on désire envoyer. Lorsque le signal de validation de sortie OE est inactif, c'est-à-dire à l'état 1, les deux signaux CS et 15 CS fournis aux circuits 100 et 200 sont alors tous deux égaux à 0. Lorsque ces signaux CS et CS sont égaux à 0, alors les transistors de sortie 101, 102, 201 et 202 des circuits de pilotage 100 et 200 sont tous positionnés dans un état bloqué. Les tensions des fils conducteurs 1 et 2 peuvent alors être imposées par une autre interface connectée au bus.

L'interface de sortie représentée comporte en outre des moyens de couplage capacitifs pour relier la sortie de chacun des circuits de pilotage 100 et 200 aux grilles des transistors de sortie de l'autre circuit de pilotage. Ainsi la sortie du circuit de pilotage 100 est reliée aux grilles des transistors 201 et 202 par l'intermédiaire de deux condensateurs de couplage 230 et 231. De même la sortie du circuit de pilotage 200 est reliée aux grilles des transistors 101 et 102 par l'intermédiaire de deux condensateurs de couplage 130 et 131. Ce couplage capacitif correspond au couplage capacitif enseigné dans la demande EP-A- 1 291 780. L'avantage de l'utilisation de ce couplage capacitif conjointement à l'invention permet de s'assurer d'une bonne synchronisation entre les fronts des circuits 100 et 200. De plus, le retard introduit par le couplage capacitif entre les deux circuits de pilotage est inférieur au gain de 2879321 -15- temps procuré par les circuits de pompage 110, 120, 210 et 220 ajouté dans l'invention.

L'invention a été décrite pour une application à un bus USB. L'invention peut toutefois s'appliquer à d'autres bus de communication dont les contraintes de vitesse sont relativement importantes. A cet effet, selon l'exemple décrit, deux circuits de pompage sont utilisés dans chaque circuit de pilotage mais on pourrait très bien imaginer qu'un seul circuit de pompage soit nécessaire si les caractéristiques requises sur la sortie ne sont pas symétriques.

Claims

- 16-REVENDICATIONS

1. Circuit de pilotage de bus (100), fournissant un signal de sortie (Vso) en réponse à au moins un signal de commande (CS), ledit circuit comportant: - une borne de sortie, - une paire de transistors (101, 102) de types de conductivité opposés, ayant chacun un canal de conduction et une électrode de commande, les canaux de conduction des deux transistors étant reliés en série entre un premier et un deuxième conducteurs supportant des tensions d'alimentation (V.., V_), la borne de sortie étant reliée au noeud de connexion entre les canaux de conduction respectifs des transistors, - une paire de circuits de commande (103, 104) respectivement reliés aux électrodes de commande des transistors (101, 102) pour fournir, en réponse à une transition du signal de commande, une tension (Vp, Vn) croissante ou décroissante dont la pente diffère en fonction du circuit de commande et du signal de commande, caractérisé en ce qu'il comporte au moins un circuit de pompage (110, 120) de tension ayant une entrée reliée à l'électrode de commande de l'un des transistors et une sortie reliée à l'électrode de commande de l'autre des transistors, ledit circuit de pompage étant apte à produire un échelon de tension sur sa sortie lorsque la tension sur son entrée franchit une tension de seuil déterminée (Vth, Vtb).

2. Circuit selon la revendication 1, dans lequel la tension de seuil du circuit de pompage (110, 120) est fixée pour être atteinte lors d'une transition du signal de commande après le blocage du transistor (102, 101) dont l'électrode de commande est reliée à l'entrée dudit circuit de pompage.

3. Circuit selon l'une des revendications 1 ou 2, comportant une paire de circuits de pompage (110, 120) montés tête-bêche entre les deux électrodes de commande.

4. Circuit selon l'une des revendications 1 à 3, dans lequel le circuit de 3o pompage (110, 120) comporte une porte à seuil de déclenchement (111, 121) 2879321 -17- dont une entrée correspond à l'entrée du circuit de pompage et dont une sortie est reliée à la sortie du circuit de pompage par l'intermédiaire d'un condensateur de pompage (112, 122).

5. Circuit selon l'une des revendications 1 à 4, dans lequel chaque circuit de commande (103, 104) comporte une source de courant (105, 106) continu reliée en série à un condensateur (107, 108), le noeud entre la source de courant (105, 106) et le condensateur (107, 108) étant relié à l'électrode de commande d'un des transistors (101, 102), la source de courant (105, 106) étant une source de courant commandée par le signal de commande (CS).

6. Circuit selon les revendications 4 et 5, dans lequel la condensateur de pompage (112, 122) et le condensateur (107, 108) du circuit de commande sont dimensionnées afin de former un pont capacitif diviseur de tension réduisant l'amplitude d'un échelon de tension fourni par le circuit à seuil (111, 121) en un échelon de tension fourni par le circuit de pompage (110, 120) inférieur en valeur absolu à la tension de seuil du transistor (101,102) dont l'électrode de commande est reliée à la sortie dudit circuit de pompage.

7. Circuit selon l'une des revendications 1 à 6, dans lequel les transistors sont des transistors MOS complémentaires.

8. Interface de sortie pour un bus différentiel, caractérisé en ce qu'elle comporte deux circuits de pilotage (100, 200) de bus selon l'une des revendications 1 à 7, et dans laquelle le signal de commande de l'un desdits circuits est inversé par rapport au signal de commande de l'autre desdits circuits.

9. Interface selon la revendication 8, comportant en outre des moyens de couplage capacitif pour relier la sortie de chacun des deux circuits de pilotage de bus aux électrodes de commande de l'autre desdits circuits.

10. Circuit intégré comportant une interface de pilotage d'un bus série universel, correspondant au standard USB, caractérisé en ce que ladite interface est conforme à l'une des revendications 8 ou 9.