FR2977410A1

FR2977410A1 - Modulation de largeur d'impulsion sans comparateur

Info

Publication number: FR2977410A1
Application number: FR1155872A
Authority: FR
Inventors: Marc Sabut; Severin Trochut; Christophe Curis
Original assignee: STMicroelectronics SA; STMicroelectronics Grenoble 2 SAS
Current assignee: STMicroelectronics SA; STMicroelectronics Grenoble 2 SAS
Priority date: 2011-06-30
Filing date: 2011-06-30
Publication date: 2013-01-04
Anticipated expiration: 2031-06-30
Also published as: FR2977410B1; US20130002366A1; US8872594B2

Abstract

L'invention est relative à un dispositif de modulation de largeur d'impulsion, comprenant un transistor de commutation (MN1) servant à définir les phases de la modulation ; un condensateur (C) ; des commutateurs (S1, S2, S3) agencés pour, dans une première phase, charger le condensateur à une tension (Vt) correspondant à un seuil d'extinction du transistor de commutation, et, dans une deuxième phase, connecter le condensateur entre une borne d'application d'une tension de consigne (Vref) et la grille du transistor de commutation (MN1) ; et une source de courant constant (MI3) connectée pour appliquer un courant dans le condensateur tendant à ramener la grille du transistor de commutation vers le seuil d'extinction (Vt).

Description

MODULATION DE LARGEUR D'IMPULSION SANS COMPARATEUR Domaine technique de l'invention L'invention est relative aux alimentations à découpage et notamment aux dispositifs de 5 régulation par modulation de largeur d'impulsion (PWM) utilisés dans ces alimentations. État de la technique La figure 1 représente schématiquement une alimentation à découpage classique. La tension régulée Vout est prélevée aux bornes d'un condensateur de filtrage Cf. Ce 10 condensateur est relié en série avec une inductance L entre un potentiel de référence, la masse GND, et la sortie d'un étage «push-pull» 10 formé d'une paire de transistors MOS complémentaires, alimenté entre la masse et une tension positive Vbat, par exemple une tension de batterie. Un amplificateur différentiel 12 fournit une tension d'erreur Verr proportionnelle à la 15 différence entre une tension de référence Vref et la tension de sortie Vout. Un comparateur 14 reçoit la tension Verr et un signal en dent de scie périodique Vr produit par un générateur de rampe 16. Le comparateur 14 fournit ainsi un signal modulé en largeur d'impulsion PWM dont le rapport cyclique est proportionnel à la tension d'erreur Verr. Ce signal PWM est mis en forme par un circuit DRV pour commander la 20 paire complémentaire 10. La figure 2 est un chronogramme illustrant la génération du signal PWM à partir du signal d'erreur Verr et du signal en dent de scie Vr. Le signal Vr comporte une succession périodique de rampes croissantes de même pente, démarrant de 0 et dont l'amplitude est constante et inférieure à Vbat. 25 A la figure 2, la tension Verr est à mi-hauteur des rampes et définit un signal de modulation PWM ayant un rapport cyclique de 0,5 - le signal PWM est à 1 pour la partie des rampes en dessous de Verr, et à 0 pour la partie des rampes au-dessus de Verr. Des détails de réalisation et de fonctionnement de systèmes de ce type sont décrits dans 30 l'ouvrage [« Fundamentals of Power Electronics », Robert W. Erikson, Dragan Maksimovic; Kluwer Academic Publishers; 3rd Revised edition (January 2001)].

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A la figure 2, lorsque la tension d'erreur Verr tend vers 0, c'est-a dire lorsque le courant de sortie de l'alimentation à découpage est faible, le rapport cyclique du signal PWM tend également vers 0. Compte tenu du temps de réaction des circuits, il n'est pas possible de générer des impulsions de largeur quasi-nulle, d'où il résulte que le rapport cyclique devient peu précis. Cette imprécision est accentuée par le fait que le signal Verr, tendant vers 0, se noie dans le bruit et ses fluctuations deviennent indiscernables par le comparateur 14. Il en résulte des fluctuations de la tension régulée Vout lorsque celle-ci tend vers sa valeur de consigne, pouvant être inacceptables dans certaines applications.

Pour éviter cet inconvénient, on a proposé de relier la borne d'alimentation basse du comparateur à une source d'alimentation négative par rapport à la masse GND, de sorte que le comparateur puisse opérer une mesure à faible bruit de la tension Verr lorsque celle-ci tend vers 0. Cela nécessite donc une source d'alimentation supplémentaire. On a également proposé de fixer une valeur minimale du rapport cyclique, de sorte que la largeur des impulsions reste toujours dans une plage où elle peut être déterminée avec une précision suffisante. Cela rend le système plus complexe du fait qu'il faut compenser ce décalage lorsque la tension de sortie est proche de la tension de consigne. Par ailleurs, du fait que le système est alors toujours en commutation, surtout au repos, la consommation de courant s'en trouve augmentée.

Résumé de l'invention On souhaite donc disposer d'un dispositif de modulation de largeur d'impulsion offrant une précision suffisante lorsque la tension d'erreur est proche de 0, tout en ayant une structure simple et consommant peu d'énergie On tend à satisfaire ce besoin en générant un signal à rampes, définissant les phases de conduction et d'extinction d'un transistor de commutation, pour opérer une modulation de largeur d'impulsion. Le signal présente, à intervalles périodiques, une valeur initiale à une tension seuil d'extinction du transistor de commutation ; un échelon excédant le palier d'une tension d'erreur correspondant à une consigne de rapport cyclique de la modulation de largeur d'impulsion ; et une rampe, de même pente pour tous les intervalles, reliant l'échelon vers la valeur initiale, d'où il résulte que la durée de la phase de conduction du transistor de commutation est proportionnelle à la tension d'erreur, avec le même coefficient de proportionnalité pour tous les intervalles.

On prévoit également un dispositif de modulation de largeur d'impulsion, comprenant un transistor de commutation servant à définir les phases de la modulation ; un condensateur ; des commutateurs agencés pour, dans une première phase, charger le condensateur à une tension correspondant à un seuil d'extinction du transistor de commutation, et, dans une deuxième phase, connecter le condensateur entre une borne d'application d'une tension de consigne et la grille du transistor de commutation ; et une source de courant constant connectée pour appliquer un courant dans le condensateur tendant à ramener la grille du transistor de commutation vers le seuil d'extinction. Selon un mode de réalisation, le transistor de commutation a sa grille reliée à une première borne du condensateur et sa source reliée à une ligne de potentiel de référence. Une diode est reliée, dans la première phase, entre la première borne du condensateur et la ligne de potentiel de référence. Un transistor formant la source de courant constant relie la première borne du condensateur à la ligne de potentiel de référence. Selon un mode de réalisation, la diode est formée d'un transistor de mêmes caractéristiques que le transistor de commutation, la diode et le transistor de commutation étant connectés pour avoir des courants de polarisation respectifs de même valeur. Selon un mode de réalisation, le dispositif comprend un circuit agencé pour interrompre le courant de la source de courant pendant l'extinction du transistor de commutation.

Selon un mode de réalisation, la diode fait partie d'un miroir de courant de Wilson. Description sommaire des dessins Des modes de réalisation seront exposés dans la description suivante, faite à titre non limitatif en relation avec les figures jointes parmi lesquelles : - la figure 1, précédemment décrite, représente schématiquement une alimentation 25 à découpage classique ; - la figure 2, précédemment décrite, est un chronogramme illustrant la génération d'un signal de modulation de largeur d'impulsion dans l'alimentation de la figure 1 ; - la figure 3 est un chronogramme illustrant le principe de fonctionnement d'un 30 dispositif de modulation de largeur d'impulsion sans comparateur ;

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- la figure 4 représente schématiquement un premier mode de réalisation de modulateur fonctionnant selon le principe de la figure 3 ; - la figure 5 est un chronogramme plus détaillé illustrant le fonctionnement du modulateur de la figure 4 ; et - la figure 6 représente schématiquement un deuxième mode de réalisation de modulateur sans comparateur. Description d'un mode de réalisation préféré de l'invention Afin d'éviter les inconvénients liés au comparateur dans un modulateur de largeur d'impulsion, on propose ci-après un modulateur dépourvu de comparateur.

La figure 3 est un chronogramme illustrant le fonctionnement de base d'un tel modulateur. On utilise également un signal de tension en dent de scie Vr comportant des rampes se succédant à intervalles périodiques. Elles ont toutes la même pente, descendante. Par contre, elles sont d'amplitude variable, proportionnelle à la tension d'erreur Verr instantanée, et elles démarrent d'une valeur de repos non nulle Vt. La valeur Vt correspond au seuil de conduction (ou d'extinction) d'un transistor de commutation commandé par le signal Vr. Chaque rampe démarre, à un instant déterminé par une horloge périodique, par un échelon correspondant à la tension d'erreur Vr, au-dessus de la tension Vt, et diminue ensuite avec une pente constante, la même pour les rampes successives, jusqu'à atteindre de nouveau la valeur de repos Vt. Ainsi, la durée de chaque rampe est proportionnelle à la valeur de l'échelon initial, égal à la tension d'erreur Verr. La valeur de repos Vt correspondant à la limite d'extinction du transistor de commutation, celui-ci, comme le représente l'allure du signal PWM, est conducteur seulement pendant les durées des rampes.

La figure 4 représente un mode de réalisation de modulateur fonctionnant selon le principe de la figure 3. Il comprend un condensateur C associé à trois commutateurs SI, S2 et S3. Une première borne du condensateur C, sur laquelle est produite la tension en dent de scie Vr, est reliée à la grille du transistor de commutation susmentionné, un transistor MOS à canal N MNl dont la source est reliée à la masse GND. Le transistor MNl est polarisé à partir de la ligne d'alimentation positive Vbat par une source de courant MI2. La grille du transistor MNl est en outre reliée à la masse GND par une source de courant constant MI3. Un commutateur S4 est agencé pour interrompre le courant de la source MI3. Le commutateur S1 relie la première borne du condensateur C à la masse GND par l'intermédiaire d'une diode MD4. La deuxième borne du condensateur C est connectée à la masse par le commutateur S2 et connectée par le commutateur S3 à une borne recevant la tension d'erreur Verr, fournie à basse impédance par un amplificateur comme à la figure 1. Les commutateurs S1 et S2 sont commandés en phase par un signal de réinitialisation RST. Les commutateurs S3 et S4 sont commandés par un signal NRST en opposition de phase avec le signal RST.

La source de courant MI3 est en fait un transistor MOS à canal N connecté en miroir de courant pour recopier le courant circulant dans une diode MD5. La diode MD5 est reliée à la masse et est polarisée à partir de la ligne Vbat par une source de courant MI6. La diode MD4 est polarisée à partir de la ligne Vbat par une source de courant MI7. Les sources de courant MI2, MI6 et MI7 sont en fait des transistors MOS à canal P connectés en miroir pour recopier le courant circulant dans une diode MD8, également connectée à la ligne Vbat. La diode MD8 est polarisée à partir de la masse par une source de courant de référence Ire£ Cette source de courant Iref fixe ainsi, proportionnellement aux rapports de tailles des transistors impliqués, les valeurs de toutes les autres sources de courant.

Le signal de commande de modulation PWM est fourni par un inverseur 40 dont l'entrée est reliée au drain du transistor de commutation MN 1. La figure 5 est un chronogramme illustrant le fonctionnement du modulateur de la figure 4. Il illustre un exemple d'évolution du signal de réinitialisation RST et de divers signaux qui en résultent, notamment de la tension sur un noeud nl correspondant à la borne du condensateur reliée au commutateur S3, de la tension sur un noeud n2 entre la diode MD4 et le commutateur S1, de la tension en dent de scie Vr, et du signal modulé PWM. Le signal RST détermine par des impulsions successives les intervalles de modulation de largeur d'impulsion. Il est en règle générale périodique.

Les signaux représentés en pointillés correspondent à un mode de réalisation décrit plus tard. On considère pour l'instant les signaux représentés en trait plein.

Au repos, le signal RST est à zéro. Les commutateurs S1 et S2 sont ouverts, tandis que les commutateurs S3 et S4 sont fermés. Le noeud nl est à la tension Verr. Le noeud n2 est à la tension de seuil Vt imposée par la diode MD4. Le condensateur C est relié en série entre la borne recevant la tension Verr et la source de courant MI3. A la fin d'un intervalle de modulation, c'est-à-dire en arrivant vers le début d'une nouvelle impulsion RST, la source de courant MI3 a fini par tirer le potentiel Vr sur le condensateur vers une tension proche de zéro : le condensateur C se trouve chargé à la tension Verr. A un instant t0 démarre une impulsion du signal RST. Les commutateurs S1 et S2 sont fermés, connectant le condensateur C aux bornes de la diode MD4, tandis que les commutateurs S3 et S4 sont ouverts. Le noeud nl est tiré à la masse. Du fait de la charge dans le condensateur, la diode MD4 est momentanément dépolarisée et la tension sur le noeud n2 chute de la tension Verr aux bornes du condensateur. La tension du noeud n2 remonte progressivement, tirée par la source de courant MI7, jusqu'à ce qu'elle atteigne la valeur Vt imposée par la diode MD4. La tension aux bornes du condensateur vaut alors Vt. La durée de l'impulsion RST est de préférence suffisante pour que cette valeur Vt soit atteinte sur le noeud n2 avant la fin de l'impulsion. Pendant cette phase de réinitialisation, la tension Vr suit la tension du noeud n2. La tension Vt correspond de préférence au seuil de conduction (ou d'extinction) du transistor de commutation MN1. Ainsi cette valeur, atteinte par le signal Vr à la fin de la phase de réinitialisation, est encore insuffisante pour provoquer une conduction du transistor MN1, du moins une conduction suffisante pour tirer l'entrée de l'inverseur 40 à la masse en antagonisme avec la source de courant MI2. De préférence, pour assurer que la tension Vt imposée par la diode MD4 corresponde au seuil de conduction du transistor MN1, la diode MD4 est formée d'un transistor apparié au transistor MN1, et ces transistors sont tous deux polarisés par un courant de même valeur. Pour obtenir des courants de même valeur, les transistors formant les sources de courant MI2 et MI7 sont également appariés. Lorsque le signal RST reprend sa valeur de repos, les commutateurs S1 et S2 sont ouverts, tandis que le commutateur S3 est fermé. La tension Vr subit un échelon montant de la valeur Verr ; la tension Verr véhiculée par le commutateur S3 se trouve superposée à la tension de charge Vt du condensateur pour former le signal Vr. La source de courant MI3 se met à décharger le condensateur à pente constante. La tension Vr diminue linéairement jusqu'à atteindre pratiquement zéro.

Pendant la phase où le signal Vr se trouve au-dessus de la valeur Vt, le transistor MN1 est conducteur et tire l'entrée de l'inverseur 40 à zéro. Il en résulte un état à 1 du signal PWM pendant cette phase. Comme le montre la figure 5 pour des intervalles de modulation successifs, la durée à 1 du signal PWM est proportionnelle à l'échelon du signal Vr au-dessus de Vt, c'est-à-dire à la tension d'erreur Verr. La figure 6 représente un mode de réalisation de modulateur du type de la figure 4, comportant quelques améliorations. La diode MD4 est intégrée dans un miroir de courant de Wilson, ce qui permet d'obtenir un noeud n2 à basse impédance. Le miroir de Wilson comprend la diode MD4 et deux transistors MOS à canal N MN9 et MN10. Le transistor MN9 a sa source connectée à la diode MD4 (noeud n2) et son drain relié à la ligne Vbat. La grille du transistor MN9 est reliée au drain du transistor MN10. Le transistor MN10 a sa grille reliée au noeud n2 et sa source reliée à la masse. Le courant d'entrée du miroir de Wilson est fourni sur le drain du transistor MN10 par une source de courant MIl1, un transistor MOS à canal P formant un miroir avec la diode MD8. Le miroir de Wilson opère de manière que la tension de source du transistor MN9 s'établisse à une valeur telle que le courant résultant dans la diode MD4 soit égal au courant injecté par la source de courant MIl 1. A l'aide de ce miroir de Wilson, le transistor MN9 maintient la tension du noeud n2 à Vt, notamment pendant la phase de réinitialisation, comme cela est représenté en pointillés sur la figure 5. Cela permet de réduire la durée des impulsions RST, puisque le condensateur C se trouve chargé à basse impédance par le transistor MN9. On évite également un risque de détérioration des transistors reliés au noeud n2 par une tension pouvant dépasser les valeurs nominales. La tension Vr correspond à la tension du noeud n2 pendant les phases de réinitialisation. Par ailleurs, un transistor de commutation MN12, MOS à canal N, remplace le commutateur S4 de la figure 4 entre la source de courant MI3 et la masse. La grille de ce transistor est commandée par une porte ET 60 recevant sur une entrée le signal de réinitialisation inverse NRST. Une autre entrée de la porte 60 reçoit le signal PWM fourni par l'inverseur 40. Pour compenser l'influence du transistor MN12 sur le miroir de courant MD5/MI3, un transistor MN13 de mêmes caractéristiques que le transistor MN12 est placé entre la diode MD5 et la masse. La grille du transistor MN13 reçoit la tension Vbat, de sorte que le transistor MN13 est toujours conducteur. 2977410 s

Avec cette configuration, la source de courant MI3 ne produit du courant que quand il est utile, c'est-à-dire pendant les phases actives du signal PWM, où il sert à décharger le condensateur C. Le courant de la source MI3 est interrompu en dehors de ces phases, ce qui permet de réduire la consommation de courant du circuit. Il en résulte, comme cela 5 est illustré en pointillés à la figure 5, que le signal Vr se stabilise à la valeur Vt à la fin de chaque phase active. Dans le chronogramme représenté, il ne s'avère pas utile de combiner les signaux NRST et PWM dans une porte ET - le seul signal PWM suffirait à commander le transistor MN12. Cependant, lorsque le rapport cyclique du signal PWM tend vers 1, 10 c'est le signal NRST qui provoquera l'extinction du transistor MN12 avant le signal PWM, évitant ainsi une consommation de courant pendant la phase de réinitialisation.

Claims

REVENDICATIONS1. Signal à rampes définissant les phases de conduction et d'extinction d'un transistor de commutation (MN1) pour opérer une modulation de largeur d'impulsion, ayant à intervalles périodiques : - une valeur initiale à une tension seuil d'extinction (Vt) du transistor de commutation ; - un échelon excédant la valeur initiale d'une tension d'erreur (Verr) correspondant à une consigne de rapport cyclique de la modulation de largeur d'impulsion ; et - une rampe, de même pente pour tous les intervalles, reliant l'échelon vers la valeur initiale, d'où il résulte que la durée de la phase de conduction du transistor de commutation est proportionnelle à la tension d'erreur, avec le même coefficient de proportionnalité pour tous les intervalles.
2. Dispositif de modulation de largeur d'impulsion, comprenant : - un transistor de commutation (MN1) servant à définir les phases de la modulation ; - un condensateur (C) ; - des commutateurs (S1, S2, S3) agencés pour : - dans une première phase, charger le condensateur à une tension (Vt) 20 correspondant à un seuil d'extinction du transistor de commutation ; - dans une deuxième phase, connecter le condensateur entre une borne d'application d'une tension de consigne (Vref) et la grille du transistor de commutation (MN1) ; et - une source de courant constant (MI3) connectée pour appliquer un courant 25 dans le condensateur tendant à ramener la grille du transistor de commutation vers le seuil d'extinction (Vt).
3. Dispositif selon la revendication 2, comprenant :- le transistor de commutation (MN1) ayant sa grille reliée à une première borne du condensateur (C) et sa source reliée à une ligne de potentiel de référence (GND) ; - une diode (MD4) reliée, dans la première phase, entre la première borne du 5 condensateur et la ligne de potentiel de référence ; et - un transistor (MI3) formant la source de courant constant, reliant la première borne du condensateur à la ligne de potentiel de référence.
4. Dispositif selon la revendication 3, dans lequel la diode est formée d'un transistor (MD4) de mêmes caractéristiques que le transistor de commutation (MN1), la diode 10 et le transistor de commutation étant connectés pour avoir des courants de polarisation respectifs de même valeur.
5. Dispositif selon la revendication 3, comprenant un circuit (MN12) agencé pour interrompre le courant de la source de courant pendant l'extinction du transistor de commutation. 15
6. Dispositif selon la revendication 3, dans lequel la diode (MD4) fait partie d'un miroir de courant de Wilson.