FR2977413A1

FR2977413A1 - Detecteur de rayonnement comprenant un circuit d'injection de contre-charges en quantite calibree

Info

Publication number: FR2977413A1
Application number: FR1102062A
Authority: FR
Inventors: Marc Arques
Original assignee: Commissariat a lEnergie Atomique CEA; Commissariat a lEnergie Atomique et aux Energies Alternatives CEA
Current assignee: Commissariat a lEnergie Atomique et aux Energies Alternatives CEA
Priority date: 2011-06-30
Filing date: 2011-06-30
Publication date: 2013-01-04
Anticipated expiration: 2031-06-30
Also published as: FR2977413B1; WO2013000849A3; CN103874933A; WO2013000849A2; US9234969B2; US20150034832A1; JP2014526161A; EP2726905A2

Abstract

L'invention concerne un circuit électronique de lecture pour un détecteur de rayonnement. Le circuit électronique comporte notamment : ▪ un comparateur (12) recevant un potentiel de seuil (Vcomp) et le potentiel d'un nœud d'intégration (N), ledit nœud pouvant stocker des charges électriques générées par un élément photosensible (11), ▪ un compteur (13) connecté en sortie du comparateur (12), et ▪ un circuit d'injection (41) de contre-charges comprenant : - un condensateur (143) stockant des contre-charges, - un transistor de transfert (M2) pouvant être commandé à l'état passant pour transférer des contre-charges d'une borne (A) du condensateur (143) au nœud d'intégration (N) à chaque basculement du comparateur (12), le transfert des contre-charges entraînant une variation d'un potentiel (Va) à ladite borne (A) du condensateur (143), et - un circuit de régulation (42) pour commander le transistor de transfert (M2), ledit circuit comprenant des moyens (425) pour commander le transistor de transfert (M2) à l'état passant lorsque le potentiel à la borne (A) du condensateur (143) se situe entre deux potentiels prédéterminés (Vp2, Vcomp2) et indépendants du transistor de transfert (M2).

Description

DÉTECTEUR DE RAYONNEMENT COMPRENANT UN CIRCUIT D'INJECTION DE CONTRE-CHARGES EN QUANTITÉ CALIBRÉE L'invention concerne un circuit électronique pour un détecteur de rayonnement apte à quantifier un rayonnement de photons reçus par un circuit d'injection de contre-charges. Elle concerne en particulier les détecteurs de rayonnement matriciels destinés à l'imagerie radiologique par rayons X ou gamma, comprenant une matrice de pixels de technologie CMOS associée à une structure de conversion des rayons X ou gamma en charges électriques.

Un détecteur de rayonnement matriciel comprend une matrice de pixels et un circuit électronique formant des moyens de lecture. Chaque pixel comprend un élément photosensible générant des charges électriques proportionnellement à la quantité reçue de photons. Ces charges électriques, également appelées photocharges, sont traitées par les moyens de lecture afin de fournir une information représentative de la quantité reçue de photons par chaque élément photosensible. L'utilisation de la technologie CMOS a permis d'intégrer les moyens de lecture au niveau de chaque pixel. Ainsi, les charges électriques peuvent être converties en signaux numériques à l'intérieur même des pixels pour faciliter le transfert du résultat de la détection vers l'extérieur de la matrice. Une solution courante pour réaliser les moyens de lecture est d'utiliser un circuit fonctionnant par intégration des charges électriques. Ce circuit d'intégration comprend une capacité d'intégration recevant les charges issues de l'élément photosensible, un comparateur à seuil, un compteur et un circuit d'injection de contre-charges. Pendant une phase d'exposition, l'arrivée de charges électriques sur la capacité d'intégration entraîne une diminution de la tension à ses bornes. Pendant une phase de lecture des charges électriques, le comparateur à seuil bascule un certain nombre de fois, tant que la tension aux bornes de la capacité d'intégration est inférieure à une tension seuil. Chaque basculement du comparateur incrémente le compteur d'une unité et commande au circuit d'injection l'injection d'un paquet de contre-charges dont la quantité - QO est calibrée. Le signe moins est utilisé arbitrairement afin d'indiquer que les contre-charges injectées ont une polarité opposée à celle des charges reçues de l'élément photosensible. Le compteur est ainsi incrémenté du nombre de paquets de charges nécessaire pour ramener une tension supérieure à la tension seuil aux bornes de la capacité d'intégration. En pratique, l'injection de contre-charges est généralement réalisée au fur et à mesure que des photocharges sont collectées, un compteur déterminant le nombre de bascules du comparateur, afin d'estimer la quantité totale de charges injectée. La lecture correspond alors à la lecture du contenu des compteurs. Le nombre d'incrémentations du compteur fournit une valeur numérique représentative de la quantité de photons reçue par l'élément photosensible.

Le circuit d'injection de contre-charges est un élément critique du circuit d'intégration. En effet, la précision de la mesure repose sur le calibrage de la quantité - QO de contre-charges. D'une part, la quantité - QO de contre-charges doit être relativement faible puisqu'elle correspond au pas de la quantification des charges ; d'autre part, cette quantité doit être identique pour chaque paquet de contre-charges puisqu'elle quantifie les charges reçues par la capacité d'intégration. Or, dans les circuits actuels d'injection de contre-charges, la quantité de charges injectée lors de chaque basculement du comparateur peut fluctuer. En effet, ces circuits comportent des transistors à effet de champ, dont les canaux sont affectés par un bruit aléatoire dit rts "Random Telegraph Signal". Le caractère aléatoire de ce bruit influe sur la quantité de contre-charges injectée : certaines injections sont affectées par ce bruit, mais pas d'autres. Aussi, lorsqu'on souhaite estimer la charge totale injectée par un certain nombre d'injections, on ne connaît pas les injections qui ont ou n'ont pas été affectées. Par exemple, un circuit d'injection de contre-charges comprend fréquemment deux transistors à effet de champ (FET) connectés en série et un condensateur connecté entre le point de liaison des transistors et une tension fixe, par exemple la masse. Un premier transistor permet de charger le condensateur à une première valeur de tension, dite tension de charge, commandée par la tension de grille de ce transistor. Le deuxième transistor permet de décharger le condensateur à une deuxième valeur de tension, dite tension de décharge, commandée par la tension de grille de ce transistor. La quantité - 00 de contre-charges injectées depuis le condensateur vers la capacité d'intégration du circuit d'intégration est fonction de la valeur de la capacité du condensateur et de la différence entre les tensions de charge et de décharge. Cependant, les tensions de charge et de décharge ne sont pas directement déductibles des tensions de grille des transistors. Les tensions de charge et de décharge correspondent aux potentiels internes des transistors, qui ne sont pas connus précisément en raison du bruit rts dû au piégeage de charges dans le canal de chaque transistor. Ce bruit rts est d'autant plus significatif que les composants ont des dimensions réduites afin de générer des quantités - QO de contre-charges relativement faibles. En pratique, ce bruit rts modifie la valeur de la quantité - QO de quelques pourcents. Cette modification se répercute directement sur l'évaluation de la quantité de photons reçue, et donc sur la qualité de l'image obtenue. Or, une telle erreur est généralement inacceptable dans les détecteurs, en particulier dans le domaine de l'imagerie médicale.

Un but de l'invention est notamment de remédier à tout ou partie des inconvénients précités en déterminant précisément la quantité de contre-charges injectées pour l'évaluation de la quantité de charges générées par un élément photosensible. A cet effet, l'invention a pour objet un circuit électronique pour détecteur de rayonnement comportant : ^ un comparateur dont une première entrée reçoit un potentiel de seuil prédéterminé et dont une deuxième entrée est apte à être connectée à un noeud d'intégration pouvant stocker des charges électriques générées par un élément photosensible à la réception d'un rayonnement de photons, les charges entraînant une variation d'un potentiel de détection sur le noeud d'intégration, ^ un compteur connecté en sortie du comparateur, de manière à comptabiliser des franchissements du potentiel de seuil par le potentiel de détection, et ^ un circuit d'injection de contre-charges permettant de contrebalancer les charges, ledit circuit comprenant : - un condensateur stockant des contre-charges électriques, - un transistor de transfert pouvant être commandé à l'état passant pour transférer des contre-charges d'une borne du condensateur au noeud d'intégration à chaque basculement du comparateur, ladite borne du condensateur formant un noeud du circuit d'injection, le transfert des contre-charges entraînant une variation d'un potentiel audit noeud du circuit d'injection, et - un circuit de régulation pour commander le transistor de transfert, ledit circuit comprenant des moyens pour commander le transistor de transfert à l'état passant lorsque le potentiel au noeud du circuit d'injection se situe entre deux potentiels prédéterminés et indépendants du transistor de transfert.

Avec un tel circuit, la quantité de charges injectée à chaque basculement du comparateur est maîtrisée. La quantité totale de la charge collectée par un détecteur est alors améliorée, ce qui accroît la précision de la mesure.

Selon une forme préférentielle de réalisation, le circuit de régulation comprend, en outre, des moyens pour générer un potentiel de référence en un point dont la variation est représentative d'une variation du potentiel au noeud du circuit d'injection, les moyens pour commander le transistor de transfert le commandant à l'état passant lorsque le potentiel de référence se situe entre deux potentiels prédéterminés et indépendants du transistor de transfert.

L'invention concerne également un détecteur de rayonnement comportant un élément photosensible générant des charges électriques sur le noeud d'intégration à la réception d'un rayonnement de photons, et un circuit électronique tel que décrit précédemment, la deuxième entrée du comparateur étant connectée au noeud d'intégration.

L'invention a notamment pour avantage de permettre l'utilisation de composants de dimensions réduites en s'affranchissant du bruit rts. La quantité - QO de contre-charges injectées peut être très faible, conduisant ainsi à une quantification précise des charges générées par chaque élément photosensible. De plus, l'utilisation de composants de dimensions réduites permet de limiter la surface occupée par le circuit d'injection de contre- charges dans chaque pixel. L'invention permet alors le recours à ces composants compacts, sans dégrader la précision de la mesure. Par composants compact, on comprend des composants dont la plus grande longueur est de l'ordre du micron, ou moins.

L'invention sera mieux comprise et d'autres avantages apparaîtront à la lecture de la description qui va suivre, faite en regard de dessins annexés sur lesquels : - la figure 1 représente le schéma électrique d'un pixel dans un détecteur de rayonnement selon l'état de la technique ; - les figures 2A à 2E illustrent le principe de fonctionnement d'un circuit d'injection de contre-charges dans le pixel de la figure 1 ; - les figures 3A à 3E illustrent, par une représentation analogue aux figures 2A à 2E, l'impact du bruit rts sur le fonctionnement du circuit d'injection de contre-charges de la figure 1 ; - la figure 4 représente le schéma électrique d'un premier exemple de pixel selon l'invention ; - la figure 5 représente le schéma électrique d'une variante de réalisation d'un circuit de régulation dans le pixel de la figure 4 ; la figure 6 représente le schéma électrique d'un deuxième 20 exemple de pixel selon l'invention ; - les figures 7A à 7E illustrent, par une représentation analogue aux figures 2A à 2E, le principe de fonctionnement du circuit d'injection de contre-charges dans le pixel de la figure 6 ; la figure 8 représente, par des chronogrammes, le principe de 25 fonctionnement du circuit d'injection de contre-charges dans le pixel de la figure 6.

La figure 1 représente le schéma électrique d'un pixel 10 dans un détecteur de rayonnement matriciel selon l'état de la technique. Chaque pixel 30 10 forme un point photosensible du détecteur matriciel. Il comprend une photodiode 11, un comparateur à seuil 12, un compteur 13 et un circuit d'injection de contre-charges 14. Le comparateur à seuil 12, le compteur 13 et le circuit d'injection 14 forment un circuit électronique permettant une lecture de la photodiode 11. La photodiode 11 pourrait être remplacée par un 35 phototransistor ou, plus généralement, par tout élément photosensible générant des charges électriques proportionnellement à la quantité de photons qu'il reçoit. Les photons considérés ont par exemple une longueur d'onde dans le domaine visible ou dans le domaine des rayons X. Dans ce dernier cas, soit l'élément photosensible produit directement des charges électriques sous l'effet d'un rayonnement X, soit il est sensible au rayonnement visible, un scintillateur étant alors interposé entre la source de rayonnement X et l'élément photosensible. La photodiode 11 possède une capacité parasite utilisée comme capacité d'intégration pour stocker les charges électriques générées pendant une phase d'exposition. La capacité parasite de la photodiode est généralement suffisante. Néanmoins, un condensateur pourrait être connecté en parallèle à la photodiode pour augmenter la capacité d'intégration. L'anode de la photodiode 11 reçoit une tension fixe. Elle est par exemple connectée à la masse électrique. Le comparateur à seuil 12 reçoit sur une entrée positive un potentiel de seuil Vcomp. L'entrée négative est connectée à la cathode de la photodiode 11. Une sortie du comparateur 12 est connectée à une entrée du compteur 13. Le circuit d'injection de contre-charges 14 comprend deux transistors à effet de champ (FET) : un premier transistor M1 et un second transistor M2, deux sources de tension 141 et 142 et un condensateur 143 de capacité C. Le drain du premier transistor M1, la source du second transistor M2 et une borne du condensateur 143 sont reliés en un point A, appelé noeud du circuit d'injection de contre-charges. Le premier transistor M1 est connecté par sa source à la source de tension 141 et par son drain à la source du deuxième transistor M2. Le premier transistor M1 permet de constituer une charge au niveau du noeud du circuit d'injection de charge. On l'appellera transistor de précharge. Le point de connexion entre les transistors M1 et M2 correspond au point A précédemment défini.

Le drain du second transistor M2 est connecté à la cathode de la photodiode 11, de manière à pouvoir y injecter des contre-charges. Aussi, le second transistor M2 peut être appelé transistor de transfert. Précisons que la cathode de la photodiode 11 correspond également au point ou s'accumulent des charges générées par les interactions du rayonnement dans le détecteur. Ce point peut être appelé noeud d'intégration N du pixel.

Autrement dit, le noeud N est un point de connexion entre la photodiode 11 et son circuit électronique de lecture. II peut recevoir, d'une part, des charges électriques de la photodiode 11 lorsqu'elle est exposée et, d'autre part, des contre-charges électriques du circuit d'injection de contre-charges 14.

La collection de charges électriques et l'injection de contre-charges sur le noeud N entraînent une variation de son potentiel. A titre d'exemple, on considère que, lors de la réception de photons, la photodiode 11 génère des charges négatives (des électrons) stockées sur sa cathode. Ces charges négatives entraînent une diminution du potentiel au noeud N. io Lorsque le potentiel devient inférieur au potentiel de seuil Vcomp, le comparateur 12 bascule. Chaque basculement est comptabilisé par le compteur 13. La grille du transistor M1 est polarisée à un potentiel fixe Vg1. La grille du transistor M2 est polarisée par la source de tension 142. Le condensateur 143 est connecté entre le point A et une source de tension 15 fixe, par exemple la masse. Les sources de tension 141 et 142 délivrent respectivement des potentiels Phi1 et Phi2. Elles sont commandées par un circuit de commande 15 recevant en entrée une information de basculement du comparateur à seuil 12, et délivrant en sortie un premier signal Phi1 c commandant la source de tension 141, et un deuxième signal Phi2c 20 commandant la source de tension 142. Le circuit d'injection de contre-charges 14 peut ne pas comporter de condensateur 143, la capacité C étant dans ce cas fournie par les capacités parasites des transistors M1 et M2.

Les figures 2A à 2E illustrent le principe de fonctionnement du 25 circuit d'injection de contre-charges 14 suivant un modèle hydraulique, classique dans le domaine des circuits à couplage de charge (CCD). Sur ces figures, il est considéré que les transistors M1 et M2 sont en forte inversion. Les transistors M1 et M2 pourraient tout aussi bien fonctionner en faible inversion. Les valeurs quantitatives s'en trouveraient modifiées, mais les 30 explications qualitatives données ci-après restent valables. Sur chacune de ces figures, les colonnes représentent, de gauche à droite, le potentiel Phi1, le potentiel interne Vg1 s du transistor M1, le potentiel Va au point A, le potentiel interne Phi2s du transistor M2, et le potentiel de drain Vd2 du transistor M2. L'attention du lecteur est attirée sur le fait que ce sont les 35 potentiels internes des transistors M1 et M2 qui sont considérés, c'est-à-dire les potentiels des canaux, et non les potentiels appliqués sur les grilles. L'approximation au premier ordre du potentiel interne de la grille d'un transistor est Vg VT, avec Vg le potentiel appliqué sur la grille du transistor, et VT la tension de seuil du transistor. L'injection de contre-charges vers la photodiode 11 nécessite la succession d'une étape de précharge, d'une étape d'écrémage, et d'une étape de transfert. L'injection de contre-charges est par exemple déclenchée par le basculement du comparateur 12. La figure 2A représente le circuit d'injection de contre-charges 14 lors de l'étape de précharge. Dans cette étape, le potentiel Phi1 est à un niveau haut io Phi1_h. Le potentiel Phi2 est à un niveau haut Phi2_h. Le potentiel interne Phi2s est donc à un niveau haut Phi2s_h. Les potentiels Phi1_h, Vg1 et Phi2_h sont déterminés de manière à ce que le potentiel Phi1_h soit supérieur au potentiel Vg1 s et inférieur au potentiel Phi2s_h. Le potentiel Va peut ainsi se stabiliser au potentiel Phi1_h. La figure 2B représente le circuit 15 d'injection 14 lors de l'étape d'écrémage. Pendant cette étape, le potentiel Phi1 est à un niveau bas Phi1_b, inférieur au potentiel Vg1s. Le potentiel Phi2s est maintenu à son niveau haut Phi2s_h. Le transistor M1 conduit et évacue les charges excédentaires du condensateur 143 vers la source de tension 141, entraînant une diminution du potentiel Va. La figure 2C 20 représente le circuit d'injection 14 à la fin de l'étape d'écrémage. Sur cette figure, il apparaît que le potentiel Va s'est stabilisé au potentiel Vg1 s. Lors de l'étape de transfert, représentée par la figure 2D, le potentiel Phi2 est maintenu à un niveau bas Phi2_b. Le potentiel interne Phi2s est donc à un niveau bas Phi2s_b. Le potentiel Phi2_b est déterminé de manière à ce que 25 le potentiel Phi2s_b soit inférieur au potentiel Vg1 s. Le transistor M2 conduit et évacue les charges excédentaires du condensateur 143 vers la photodiode 11. Le transfert des charges entraîne une diminution du potentiel Va et une augmentation du potentiel sur le noeud N. La figure 2E représente le circuit d'injection 14 à la fin de cette étape de transfert. Le potentiel Va 30 s'est stabilisé au potentiel Phi2s_b. L'étape de transfert des charges excédentaires (contre-charges) vers la photodiode 11 a ainsi permis de diminuer le potentiel Va de Vg1s à Phi2s_b. La quantité - QO de contre- charges injectées sur la photodiode 11 vaut donc C x (Vg1 s - Phi2s_b). Pour l'injection suivante de contre-charges, les étapes de précharge, d'écrémage 35 et de transfert sont répétées. Des injections sont réalisées jusqu'à ce que le potentiel sur le noeud N atteigne le potentiel de seuil Vcomp. Il est à noter que la capacité de la photodiode 11 peut être suffisamment faible pour que l'injection d'une seule contre-charge amène le potentiel du noeud N au potentiel de seuil Vcomp, ce qui entraîne le basculement du comparateur 12.

Dans le but d'injecter des contre-charges en quantité limitée, les transistors M1 et M2 doivent être commandés par des potentiels faibles et la capacité C du condensateur 143 doit être minime. En conséquence, les dimensions des transistors doivent être relativement faibles. Les transistors FET voient alors apparaître un bruit rts significatif, particulièrement gênant par le fait qu'il est aléatoire. Ce bruit rts est dû au piégeage d'une ou plusieurs charges dans un ou plusieurs pièges du canal du transistor. La durée pendant laquelle des charges sont piégées est typiquement de l'ordre de la seconde. Pendant toute cette durée, le fonctionnement du transistor FET est modifié. Cette modification peut être vue comme une variation de conduction du transistor, ou comme une variation du potentiel du canal du transistor pour un même potentiel sur la grille. Les figures 3A à 3E illustrent l'impact du bruit rts sur le fonctionnement du circuit d'injection de contre- charges 14 de la figure 1. Les figures 3A à 3E sont respectivement équivalentes aux figures 2A à 2E, dans le cas où un trou est piégé dans le canal du transistor M1. Cette charge piégée positive augmente le potentiel Vg1 s dans le canal. Elle est représentée sur les figures 3A à 3E par une bosse, par analogie avec un caillou posé sur le fond d'un cours d'eau. Cette bosse perturbe très peu l'étape de précharge, représentée sur la figure 3A.

Le potentiel Va se stabilise également au potentiel Phi1_h. En revanche, la charge piégée ralentit l'étape d'écrémage, représentée sur la figure 3B, et surtout, elle modifie le niveau auquel se stabilise le potentiel Va. A la fin de l'étape d'écrémage, représentée sur la figure 3C, le potentiel Va est légèrement supérieur au potentiel Vg1 s. Lors de l'étape de transfert, représentée sur la figure 3D, une plus grande quantité de charges est donc injectée sur la photodiode 11. Il est noté que, même si la charge piégée ne modifie pas le potentiel du canal sur toute sa largeur, elle ralentit forcément l'étage d'écrémage. Or les durées attribuées à chaque étape sont en pratique toujours limitées. Autrement dit, le piégeage d'une charge se traduit forcément par une modification du potentiel Va. De manière analogue, un trou pourrait être piégé dans le canal du transistor M2, modifiant le niveau de stabilisation du potentiel Va à la fin de l'étape de transfert. En résumé, le bruit rts implique une variation de la quantité - QO de contre-charges injectées. La variation de cette quantité - QO est typiquement de l'ordre de quelques pourcents, ce qui peut s'avérer inacceptable dans certains domaines d'imagerie, notamment l'imagerie médicale.

Ainsi, d'une façon générale, le bruit dit rts affecte, de façon aléatoire, le potentiel dans les canaux des transistors du circuit d'injection de contre-charges. Par conséquent, lors de chaque injection de contre-charges, la quantité de charges injectée peut fluctuer de façon non maîtrisée.

L'invention vise à s'affranchir du bruit rts dans les transistors FET et à permettre l'injection d'une quantité constante de contre-charges. A cet effet, le circuit d'injection de contre-charges selon l'invention comprend des moyens pour commander le transistor de transfert M2 de manière à ce que, lors de l'étape de transfert, la variation de tension au noeud A du circuit d'injection soit égale à une variation entre deux potentiels prédéterminés indépendants du transistor M2, c'est-à-dire indépendants du potentiel de son canal. En outre, la variation de tension au noeud A du circuit d'injection est indépendante du potentiel du canal du transistor de précharge M1.

La figure 4 représente le schéma électrique d'un premier exemple de pixel 40 selon l'invention. Le circuit électronique de lecture du pixel 40 diffère uniquement du circuit électronique de lecture du pixel 10 de la figure 1 par le circuit d'injection de contre-charges. Ledit circuit 41 comprend également deux transistors FET M1 et M2 connectés en série, une source de tension 141 et un condensateur 143 de capacité C, typiquement de quelques fF à quelques dizaines de fF. Cette capacité C peut être appelée capacité de contre-charge, car elle participe à la création d'une contre-charge au noeud A du circuit d'injection de contre-charges 41. Ledit circuit 41 comporte en outre un circuit de régulation 42. Le transistor M1 est connecté par sa source à la source de tension 141 et par son drain au point A. Le transistor M2 est connecté par sa source au point A et par son drain au noeud N, c'est-à-dire à la cathode de la photodiode 11. Le condensateur 143 est connecté entre le point A et une source de tension fixe, ici la masse. La grille du transistor M1 est toujours polarisée à un potentiel fixe Vg1. En revanche, la grille du transistor M2 est polarisée par un potentiel de contrôle Phi2 généré par le circuit de régulation 42. Le circuit de régulation 42 reçoit le potentiel Va du point A en entrée et commande le potentiel de contrôle Phi2 en fonction de la variation de ce potentiel. Il comprend un suiveur 421, un condensateur 422 de capacité C2, un interrupteur commandé 423, une source de tension 424 pilotant l'interrupteur commandé 423, un comparateur à seuil 425, un commutateur 426, et des sources de tension délivrant un potentiel fixe Vp2, io un potentiel fixe Vcomp2 et un potentiel fixe Phi2_h. Une entrée du suiveur 421 est connectée au point A. Une sortie du suiveur 421 est connectée à une première armature du condensateur 422, une deuxième armature étant connectée à un point B, dont le potentiel forme un potentiel de référence Vb, potentiel que l'on peut qualifier de potentiel image du potentiel au point A 15 (noeud du circuit d'injection). Le suiveur 421 et le condensateur 422 forment des moyens pour générer un potentiel de référence Vb dont la variation est représentative de la variation du potentiel Va. Le point B est par ailleurs connecté à une entrée négative du comparateur 425 et à l'interrupteur 423. La source de tension 424 commande l'interrupteur 423 par des impulsions de 20 commande Phi_Vp2, de manière à appliquer un potentiel Vp2 au point B. Une entrée positive du comparateur 425 reçoit un potentiel fixe Vcomp2, inférieur au potentiel Vp2. Une sortie du comparateur 425 délivre le potentiel de contrôle Phi3. Ce potentiel peut prendre deux valeurs Phi3_h et Phi3_b, selon le résultat de la comparaison entre le potentiel Vb au point B et le 25 potentiel Vcomp2. Un commutateur 426, placé en aval du comparateur 425, permet de relier la sortie Phi3 du comparateur à la commande Phi2 du transistor M2 lors de la phase de transfert, cette phase étant déclenchée à un instant prédéterminé après le basculement du comparateur 12. Naturellement, Phi3_h et Phi3_b correspondent respectivement à Phi2_h et 30 Phi2_b. Ainsi, lors de la phase de transfert, la sortie du comparateur 425 forme un moyen pour commander le transistor M2. Des moyens de réglage des valeurs Phi2_h et Phi2 non représentés, sont prévus afin de pouvoir ajuster la polarisation du transistor M2. Ces moyens de réglage peuvent être intégrés au comparateur 425, ou intercalés entre le comparateur 425 et la 35 grille du transistor M2.

En dehors de la phase de transfert, le commutateur 426 permet de relier la commande Phi2 à son niveau haut Phi2_h, indépendamment de la sortie Phi3.

Le circuit d'injection de contre-charges 41 fonctionne de la manière suivante. Lors de l'étape de précharge, par exemple déclenchée par le basculement du comparateur 12, au temps to, le potentiel Phi1 est au niveau haut Phi1_h et le potentiel interne Phi2s est au niveau haut Phi2s_h, avec Phi1_h supérieur à Vg1s et inférieur à Phi2s_h. Au cours de cette étape, le potentiel Phi_Vp2 est porté à son niveau haut, de façon à rendre l'interrupteur 423 passant. Cela permet de fixer le potentiel de B de façon indépendante du potentiel de A. La sortie Phi3 du comparateur 425 est à son niveau bas Phi3_b. Le potentiel de grille Phi2, commandant le transistor M2, est à son niveau haut Phi2_h. Cette étape dure une durée prédéterminée, entre to (ou to + E) et t~. Le potentiel de A vaut alors Phi1_h. L'étape d'écrémage consiste en un ajustement de la charge générée au noeud A du circuit d'injection de charge. Cette étape est déclenchée à un instant prédéterminé, après le basculement du comparateur 12. Le potentiel Phi1 est amené au niveau bas Phi1_b, inférieur au potentiel Vg1 s. A la fin de l'étape d'écrémage, le potentiel Va est donc au niveau Vg1 s plus une éventuelle variation due au bruit rts dans le transistor M1. Au cours de cette étape, le potentiel Phi_Vp2 est maintenu à son niveau haut, ce qui rend l'interrupteur 423 passant, de façon à fixer le potentiel de B de façon indépendante du potentiel de A, et donc du bruit rts. La sortie du comparateur Phi3 est à son niveau bas Phi3_b. Le potentiel Phi2, commandant le transistor M2, est à son niveau haut Phi2_h. Cette étape dure une durée prédéterminée, entre ti (ou t, + E) et t2. La fin de l'écrémage a lieu à un instant t2, l'écart temporel entre t2 et to étant prédéterminé. A cet instant, le potentiel Phi_Vp2 bascule à son 30 niveau bas, ce qui ouvre l'interrupteur 423. La troisième étape correspond au transfert de charge. Cette étape a lieu à partir d'un instant t3, l'écart temporel entre to et t3 étant prédéterminé. Au cours de cette étape, le potentiel Phi_Vp2 est maintenu à son niveau bas, ce qui ouvre l'interrupteur 423 de telle sorte que le potentiel de B suit 35 l'évolution du potentiel du noeud A du circuit d'injection 41 par l'intermédiaire du suiveur 421 et de la capacité associée C2. En outre, la tension de grille Phi2 du transistor de transfert M2 est rendue égale à la tension de sortie Phi3. La sortie Phi3 du comparateur 425 est alors à son niveau bas Phi3_b. Le potentiel de grille Phi2, commandant le transistor M2, est à son niveau bas Phi2 b. L'application de Phi2_bsur la grille du transistor M2 déclenche le transfert de contre-charges du point A vers le noeud N. Au fur et à mesure que les contre-charges sont injectées sur le nceud N, le potentiel Va diminue. Cette diminution est transmise, par l'intermédiaire du suiveur 421 et du condensateur 422, au point B. Le point B et son potentiel Vb peuvent ainsi être qualifiés, vis-à-vis du point A, de point image du point A et de potentiel image du potentiel Va, respectivement, car lorsque l'interrupteur 423 est ouvert, ce qui est le cas lors du transfert de charges, le potentiel Vb diminue en suivant l'évolution du potentiel du point A. Le potentiel Vb diminue jusqu'à atteindre le potentiel Vcomp2. Le comparateur 425 bascule alors, et sa sortie Phi3 bascule vers son niveau haut Phi3_h. Ainsi, Phi2 bascule vers son niveau haut Phi2_h ce qui stoppe le transfert de contre-charges par le transistor M2. Au cours de ce transfert, le potentiel Va passe de Vp2 à Vcomp2.

L'étape de transfert implique par conséquent le transfert d'une quantité - QO de contre-charges égale à c x (Vp2 - Vcomp2. Ainsi, au cours de l'injection de contre-charges, la variation de potentiel du point de charge A est bornée par des potentiels fixes et maîtrisés. Par rapport au circuit d'injection de contre-charges 14 de la figure 1, le circuit d'injection 41 ne fait plus dépendre la quantité - QO des potentiels des canaux des transistors M1 et M2, mais de potentiels externes aux transistors M1 et M2. Plus précisément, la quantité - QO ne dépend plus de la variation du potentiel Va entre les potentiels internes Vg1s et Phi2s_b, mais de la variation du potentiel Vb (identique à la variation de Va) entre les potentiels Vp2 et Vcomp2, qui peuvent être précisément déterminés, par exemple en appliquant ces potentiels par des sources de tension. Bien entendu, pour que la quantité de contre-charges injectées ne dépende ni du potentiel interne Vg1 s, ni du potentiel interne Phi2s_b, il faut choisir les potentiels Vp2, Vcomp2, Phi2_b et Vg1 tels que (Vp2 - Vcomp2) < (Vg1 s - Phi2s_b). Dans le but de limiter le nombre de potentiels nécessaires, il est possible de choisir Vp2 = Phi2s_b et Vcomp2 = Vg1 s si le comparateur 425 est légèrement dissymétrique, c'est-à-dire si le seuil de basculement est légèrement supérieur à Vcomp2.

Dans l'état de l'art (figure 3), la contre-charge dépend de la différence des potentiels internes de M1 et M2. Il est donc important que ces deux transistors soient aussi appariés que possible (proximité, mêmes dimensions, même régime de fonctionnement en écrémage) afin d'éliminer autant que possible les variations thermiques ou technologiques.

Mais dans l'invention, la tension de la fin de précharge de A est mémorisée lors du blocage de l'interrupteur 423, et on ne s'occupe ensuite que de la variation de cette tension. On a donc davantage de liberté pour faire la précharge de A. En particulier, le transistor de précharge M1 peut être réalisé par un transistor MOS de relativement grandes dimensions, sa capacité n'influençant pas l'étape de précharge.

Pour permettre la fabrication de paquets de contre-charges dont la quantité - QO est relativement faible, le suiveur 421 est de préférence faiblement capacitif sur son entrée, c'est-à-dire de quelques femtofarads. II est donc soumis au bruit rts, qui se traduit par une variation de son offset (différence de potentiel entre l'entrée et la sortie du suiveur). Cependant, l'offset est éliminé par le condensateur 422, la variation du potentiel Va restant toujours identique à la variation du potentiel Vb. En revanche, la variation de l'offset entraîne une différence entre les variations de Va et de Vb. Cependant, cette différence ne subsiste que pendant la génération du paquet de contre-charges au cours de laquelle a lieu la variation de l'offset. Autrement dit, si l'offset du suiveur 421 varie une fois au cours de l'une parmi N injections de contre-charges, seul un paquet de contre-charges voit sa quantité - QO altérée. II peut également être remarqué que, le comparateur 425 étant piloté par un suiveur via un condensateur, c'est-à-dire par un ensemble à relativement faible impédance de sortie en alternatif, il n'a pas besoin d'être très faiblement capacitif sur son entrée. II peut ainsi être réalisé par des transistors FET dont les dimensions sont suffisamment grandes pour qu'il ne présente pas de bruit rts. De façon à transmettre la variation du potentiel Va au potentiel Vb avec le minimum de pertes, le condensateur 422 a de préférence une capacité C2 importante par rapport aux capacités parasites existant au point B. Typiquement, le condensateur 422 a une capacité C2 de quelques dizaines de fF à quelques centaines de fF. II peut enfin être remarqué que le suiveur 421 pourrait être remplacé par un amplificateur linéaire, les potentiels Vp2 et Vcomp2 devant alors être adaptés en fonction du gain d'amplification.

La figure 5 représente le schéma électrique d'une variante de réalisation du circuit de régulation 42 représenté sur la figure 4. Cette variante permet un ajustement pixel par pixel de la quantité - QO de contre- charges injectées. Un tel ajustement peut s'avérer nécessaire lorsque la quantité de contre-charges est très faible, par exemple de quelques centaines de trous. Le condensateur 143 de chaque circuit d'injection doit alors avoir une capacité C très faible, de l'ordre du femtofarad. Cette capacité C est par exemple obtenue par les capacités parasites des transistors M1 et M2. En tout état de cause, la capacité C peut subir de fortes variations d'un pixel à un autre, et il est donc souhaitable de pouvoir disposer d'un moyen pour ajuster la quantité -Q0 de contre-charges d'un pixel à l'autre. Selon la variante de réalisation de la figure 5, cet ajustement est réalisé indirectement par des moyens pour modifier le gain de transmission entre la variation du potentiel Va et la variation du potentiel Vb. En d'autres termes, on cherche à moduler, pour chaque pixel, la valeur du potentiel du point de charge A avant l'injection de contre-charges, c'est-à-dire la valeur d'une des bornes précédemment définies. On pourrait également ajuster la valeur Vcomp pixel par pixel. Le circuit de régulation 51 de la figure 5 comporte, en plus du circuit de régulation 42 de la figure 4, un ensemble de condensateurs 521, 522, 523 et 524, de capacité respective Cg1, Cg2, Cg3 et Cg4, un interrupteur commandé 531, 532, 533 ou 534 pour chaque condensateur, et des moyens de commande 54 des interrupteurs. Sur la figure 5, on considère un ensemble de quatre condensateurs. Néanmoins, il peut être considéré un nombre quelconque de condensateurs, selon le degré de précision souhaité. Chaque condensateur 52i, où i prend ici des valeurs entières entre 1 et 4, est connecté entre une source de tension fixe, par exemple la masse, et l'interrupteur 53i associé. Chaque interrupteur 53i est par ailleurs connecté au point B. Les moyens de commande 54 comprennent par exemple une mémoire dans laquelle est stocké un poids mémoire pour chaque interrupteur. Chaque poids mémoire indique si l'interrupteur 53i doit être commandé à l'état passant ou bloqué. Lorsque les interrupteurs 53i sont commandés à l'état passant, les condensateurs 52i sont connectés en parallèle et leurs capacités Cgi s'additionnent. La somme des capacités Cgi connectées au point B est notée Cadd. Il est noté que Cadd peut également comporter des capacités parasites. Le gain de transmission entre la variation du potentiel Va et celle du potentiel Vb est alors égal au rapport capacitif C2 / (C2 + Cadd). Les valeurs des capacités Cgi peuvent différer les unes des autres. A titre d'exemple, il est possible de les choisir dans une progression en puissance de deux (1, 2, 4, 8, etc.), de manière à pouvoir choisir tous les multiples de la capacité Cgi la plus faible par l'intermédiaire d'un code binaire stocké dans les moyens de commande 54. Ainsi, lors de chaque injection, le potentiel du point de charge A varie entre deux bornes maîtrisées, la valeur d'une de ces bornes pouvant être ajustée pixel par pixel. Ainsi, la quantité de contre-charges injectée à chaque injection peut être modulée d'un pixel à un autre, en fonction de la capacité C.

La figure 6 représente le schéma électrique d'un deuxième exemple de pixel 60 selon l'invention. Le pixel 60 comprend également une photodiode 11, un comparateur à seuil 12, un compteur 13 et un circuit d'injection de contre-charges 61 connectés entre eux comme pour le pixel 40 de la figure 4. Structurellement, le circuit d'injection de contre-charges 61 diffère du circuit d'injection 41 essentiellement par son circuit de régulation 62. Il diffère également en ce que la grille du transistor M1 n'est plus polarisée à un potentiel fixe, mais par un potentiel de contrôle Phi3 généré par le circuit de régulation 62. Ledit circuit 62 reçoit toujours le potentiel Va du point A en entrée et délivre en sortie le potentiel de contrôle Phi2 et le potentiel de contrôle Phi3. Il peut comprendre un suiveur 621, un comparateur à seuil 622 et un bloc logique séquentiel 623. Le suiveur 621 reçoit le potentiel Va sur une entrée. Ce suiveur 621 est optionnel. II permet de maintenir une petite capacité au point A, tout en alimentant le comparateur 622, ce qui est utile lorsque la capacité d'entrée de ce dernier est élevée. Une sortie du suiveur 621, formant le point B, image du point A, de potentiel Vb, est connectée à une entrée négative du comparateur 622. Une sortie du comparateur 622, formant un point de référence C de potentiel Vc, est connectée à une entrée du bloc logique 623. Le bloc logique 623 délivre en sortie le potentiel de contrôle Phi2 et le potentiel de contrôle Phi3, polarisant respectivement la grille du transistor M2 et la grille du transistor M3. Les potentiels de contrôle Phi2 et Phi3 peuvent prendre une valeur haute, respectivement Phi2_h et Phi3h, et une valeur basse, respectivement Phi2_b et Phi3_b. Le bloc logique 623 délivre en outre un potentiel de comparaison Phi4 injecté sur une entrée positive du comparateur 622. Le potentiel Phi4 peut prendre une valeur haute Phi4_h et une valeur basse Phi4 b.

Les figures 7A à 7E illustrent, de manière analogue aux figures 2A à 2E, le principe de fonctionnement du circuit d'injection de contre-charges 61. Les colonnes représentent respectivement, de gauche à droite, le potentiel Phi1, le potentiel interne Phi3s du transistor M1, le potentiel Vb au point B, le potentiel interne Phi2s du transistor M2, et le potentiel sur le drain du transistor M2. La figure 8 représente ce même fonctionnement sous forme de chronogrammes. Un premier chronogramme 81 représente le potentiel Vb au point B. Par souci de simplification, il est supposé que le suiveur 621 est parfait, c'est-à-dire que le potentiel Vb au point B est exactement égal au potentiel Va au point A. Le circuit d'injection de contre-charges 61 peut néanmoins fonctionner avec la même précision si le suiveur introduit une tension de décalage (offset), ou s'il est remplacé par un amplificateur de tension fonctionnant en mode linéaire. Des chronogrammes 82, 83, 84, 85 et 86 représentent respectivement le potentiel Vc au point C, le potentiel Phi1, le potentiel Phi4, le potentiel Phi2 et le potentiel Phi3. La figure 7A représente le circuit d'injection de contre-charges 61 à l'issue de l'étape de précharge. Cette étape est par exemple réalisée à la fin de l'injection précédente. Le potentiel Phi1 est au niveau haut Phi1_h, le potentiel Phi2 est au niveau haut Phi2_h (et donc Phi2s est au niveau haut Phi2s_h), le potentiel Phi3 est au niveau bas Phi3_b (et donc Phi3s est au niveau bas Phi3s_b), et le potentiel Phi4 est au niveau haut Phi4_h. Les potentiels Phi1_h, Phi2_h et Phi3_b sont déterminés de manière à ce que Phi1_h soit supérieur à Phi3s_b et inférieur à Phi2s_h. A la fin de l'étape de précharge, le potentiel Va (et donc le potentiel Vb) est ainsi stabilisé au potentiel Phi1_h. La figure 7B représente le circuit d'injection 61 lors de l'étape d'écrémage. Cette étape est par exemple déclenchée par le basculement du comparateur 12. Elle commence à un instant t0, où la source de tension 141 fait passer le potentiel Phi1 au niveau bas Phi1_b. Le potentiel Phi1_b étant inférieur au potentiel Phi3s_b, le transistor M1 conduit et évacue les charges excédentaires du condensateur 143 vers la source de tension 141, entraînant une diminution des potentiels Va et Vb vers la valeur asymptotique Phi3s_b. Le potentiel Phi4_h est choisi de manière à ce que le potentiel Vb atteigne cette valeur Phi4_h avant que le potentiel Va n'atteigne le potentiel Phi3s_b. Dans le cas présent, où les potentiels Va et Vb sont égaux, il suffit de choisir Phi4_h supérieur à Phi3s_b. Lorsque le potentiel Vb atteint la valeur Phi4_h, à un instant t1, le comparateur 622 bascule. Le potentiel Vc passe par exemple d'un état bas "0" à un état haut "1". Le bloc logique 623 fait alors passer le potentiel Phi3 au niveau haut Phi3_h, ce qui bloque l'écrémage, comme représenté sur la figure 7C. Immédiatement après l'instant t1, à un instant t2, le bloc logique 623 fait passer le potentiel Phi4 au niveau bas Phi4_b. Le potentiel Phi4_b étant inférieur au potentiel Vb, sensiblement égal au potentiel Phi4_h à l'instant t2, le comparateur 622 bascule à nouveau à un instant t3, le potentiel Vc repassant à l'état bas. A un instant t4, après l'instant t3, le bloc logique 623 fait passer le potentiel Phi2 au niveau bas Phi2_b. Le potentiel Phi2_b est déterminé de manière à ce que le potentiel Phi2s_b soit inférieur au potentiel Phi4_h. Le transistor M2 conduit alors les charges du condensateur 143 vers la photodiode 11. Cette étape de transfert est représentée par la figure 7D. Durant cette étape, les potentiels Va et Vb tendent vers la valeur asymptotique Phi2s_b. Le potentiel Phi4_b est choisi de manière à ce que le potentiel Vb atteigne cette valeur Phi4_b avant que le potentiel Va n'atteigne le potentiel Phi2s_b. Dans le cas présent, où les potentiels Va et Vb sont égaux, il suffit de choisir Phi4b supérieur à Phi2s_b. Lorsque le potentiel Vb atteint la valeur Phi4_b, à un instant t5, le comparateur 622 bascule et fait passer le potentiel Vc à l'état haut. Le bloc logique 623 fait alors passer le potentiel Phi2 au niveau haut Phi2_h, ce qui bloque le transfert, comme représenté sur la figure 7E. A l'issue de l'étape de transfert, une étape de précharge peut être réalisée pour l'injection suivante. Dans cette étape, le bloc logique 623 fait passer le potentiel Phi3 au niveau bas Phi3_b à un instant t6 ; il fait passer le potentiel Phi4 au niveau haut Phi4_h à un instant t7 ; et la source de tension 141 fait passer le potentiel Phi1 au niveau haut Phi1_h à un instant t8. En conséquence, le potentiel Vb se stabilise au niveau Phi1_h. Ce potentiel Phi1_h étant supérieur au potentiel Phi4_h, le comparateur 622 bascule à nouveau à un instant t9, le potentiel Vc repassant à l'état bas. II est noté que les différentes opérations de l'étape de précharge peuvent être réalisées dans un ordre quelconque. Les instants t6, t7 et t8 sont par exemple concomitants. Par ailleurs, l'étape de précharge peut indifféremment être réalisée au début ou à la fin de chaque injection. Dans le premier cas, l'étape de précharge est utile pour l'injection en cours. Dans le deuxième cas, elle est utile pour l'injection suivante. Chaque transfert implique l'injection d'une quantité - QO de contre-charges égale à c x (Phi4_h - Phi4b). La quantité - QO est donc indépendante des potentiels internes des transistors M1 et M2.

Elle est par ailleurs indépendante des offsets du suiveur 621 et du comparateur 622, sous réserve que ces offsets soient stables pendant les étapes d'écrémage et de transfert. En cas de variation d'offset pendant ces étapes, seule l'injection pendant laquelle se produit cette variation est altérée, et non les injections suivantes.

Dans le circuit de régulation 62 de la figure 6, le suiveur 621 pourrait être remplacé par un amplificateur de gain G. La quantité - QO devient alors 1/G x C x (Phi4_h - Phi4b). Les potentiels Phi4_h et Phi4_b peuvent être facilement ajustés en conséquence. Ainsi, au cours de l'injection de contre-charges, la variation de potentiel du point de charge A est bornée par des potentiels fixes et maîtrisés.25

Claims

REVENDICATIONS1. Circuit électronique pour détecteur de rayonnement comportant : - un comparateur (12) dont une première entrée reçoit un potentiel de seuil prédéterminé (Vcomp) et dont une deuxième entrée est apte à être connectée à un noeud d'intégration (N) pouvant stocker des charges électriques générées par un élément photosensible (11) à la réception d'un rayonnement de photons, les charges entraînant une variation d'un potentiel de détection sur le noeud d'intégration (N), ^ un compteur (13) connecté en sortie du comparateur (12), de io manière à comptabiliser des franchissements du potentiel de seuil (Vcomp) par le potentiel de détection, et - un circuit d'injection (41, 61) de contre-charges permettant de contrebalancer les charges, ledit circuit comprenant : - un condensateur (143) stockant des contre-charges électriques, 15 - un transistor de transfert (M2) pouvant être commandé à l'état passant pour transférer des contre-charges d'une borne du condensateur (143) au noeud d'intégration (N) à chaque basculement du comparateur (12), ladite borne du condensateur (143) formant un noeud (A) du circuit d'injection (41, 61), le transfert des contre-charges entraînant une variation d'un 20 potentiel (Va) audit noeud (A) du circuit d'injection (41, 61), et - un circuit de régulation (42, 62) pour commander le transistor de transfert (M2), ledit circuit comprenant des moyens (425, 622, 623) pour commander le transistor de transfert (M2) à l'état passant lorsque le potentiel au noeud (A) du circuit d'injection (41, 61) se situe entre deux potentiels 25 prédéterminés (Vp2, Vcomp2, Phi4_h, Phi4_b) et indépendants du transistor de transfert (M2).
2. Circuit électronique selon la revendication 1, dans lequel le circuit de régulation (42, 62) comprend, en outre, des moyens (421, 422, 30 621) pour générer un potentiel de référence (Vb) en un point (B) dont la variation est représentative d'une variation du potentiel (Va) au noeud (A) du circuit d'injection (41, 61), les moyens (425, 622, 623) pour commander le transistor de transfert (M2) le commandant à l'état passant lorsque le potentiel de référence (Vb) se situe entre deux potentiels prédéterminés(Vp2, Vcomp2, Phi4_h, Phi4_b) et indépendants du transistor de transfert (M2)-
3. Circuit électronique selon la revendication 2, dans lequel le circuit de régulation (42) comprend, en outre, des moyens (423, 424) pour forcer le potentiel de référence (Vb) au premier potentiel prédéterminé (Vp2), les moyens pour commander le transistor (M2) comportant un comparateur (425) dont une première entrée reçoit le potentiel de référence (Vb), dont une deuxième entrée reçoit le deuxième potentiel prédéterminé (Vcomp2), et dont une sortie délivre un signal de contrôle (Phi3) en fonction du résultat de la comparaison entre le potentiel de référence (Vb) et le deuxième potentiel prédéterminé (Vcomp2), le signal de contrôle (Phi3) permettant de commander le transistor (M2) à l'état passant.
4. Circuit électronique selon la revendication 3, dans lequel les moyens pour forcer le potentiel de référence (Vb) au premier potentiel prédéterminé (Vp2) comprennent un interrupteur commandé (423) connecté entre le point (B) dont le potentiel sert de potentiel de référence (Vb) et une source de tension fournissant le premier potentiel prédéterminé (Vp2).
5. Circuit électronique selon l'une des revendications 2 à 4, dans lequel les moyens pour générer un potentiel de référence (Vb) comprennent un amplificateur linéaire (421) dont une entrée est connectée au condensateur (143), et un deuxième condensateur (422) connecté entre une sortie de l'amplificateur linéaire (421) et le point (B) dont le potentiel sert de potentiel de référence (Vb).
6. Circuit électronique selon la revendication 5, dans lequel le circuit de régulation (51) comprend, en outre, un ensemble de condensateurs (521-524), un interrupteur commandé (531-534) pour chaque condensateur, et des moyens de commande (54) des interrupteurs, chaque condensateur (521-524) étant connecté entre une source de tension fixe et l'interrupteur associé, chaque interrupteur (531-534) étant par ailleurs connecté au point (B) dont le potentiel sert de potentiel de référence (Vb).35
7. Circuit électronique selon l'une des revendications précédentes, dans lequel le circuit d'injection de contre-charges comprend, en outre, un transistor de précharge (M1) de type transistor à effet de champ dont une grille est polarisée à un potentiel fixe (Vg1), ledit transistor permettant de transférer des contre-charges vers le condensateur (143) et en dehors du condensateur (143), le transfert des contre-charges entraînant une variation de tension (Va) aux bornes du condensateur (143).
8. Circuit électronique selon la revendication 2, dans lequel le ~o circuit d'injection de contre-charges (61) comprend, en outre, un transistor de précharge (M1) pouvant être commandé à l'état passant pour transférer des contre-charges vers le condensateur (143) et en dehors du condensateur (143), le transfert des contre-charges entraînant une variation de tension (Va) aux bornes du condensateur (143), le circuit de régulation (62) 15 comprenant, en outre : ^ des moyens (622, 623) pour commander le transistor de précharge (M1) à l'état passant de manière à amener le potentiel de référence (Vb) au premier potentiel prédéterminé (Phi4_h). 20
9. Circuit électronique selon la revendication 8, dans lequel les moyens pour commander les transistors (M1, M2) comprennent un comparateur (622) et un bloc logique (623), le comparateur (622) recevant le potentiel de référence (Vb) sur une première entrée et un potentiel de comparaison (Phi4) sur une deuxième entrée, le potentiel de comparaison 25 pouvant prendre soit la valeur du premier potentiel prédéterminé (Phi4_h), soit la valeur du deuxième potentiel prédéterminé (Phi4_b), le bloc logique (623) recevant sur une entrée une sortie du comparateur (622) et délivrant le potentiel de comparaison (Phi4), un premier signal de contrôle (Phi2) commandant le transistor de transfert (M2) et un deuxième signal de contrôle 30 (Phi3) commandant le transistor de précharge (M1).
10. Circuit électronique selon la revendication 9, dans lequel les moyens pour générer un potentiel de référence (Vb) comprennent un amplificateur linéaire (621) dont une entrée est connectée au condensateur 35 (143) et dont une sortie délivre le potentiel de référence (Vb).
11. Détecteur de rayonnement comportant un élément photosensible (11) générant des charges électriques sur le noeud d'intégration (N) à la réception d'un rayonnement de photons, et un circuit électronique selon l'une des revendications précédentes, la deuxième entrée du comparateur (12) étant connectée audit noeud d'intégration (N).