FR3009771A1 - Procede de commande d'une machine electrique synchrone a aimants permanents, et dispositif electronique de commande associe - Google Patents

Abstract

L’invention concerne un procédé de commande d’une machine électrique synchrone à aimants permanents comprenant un stator et un rotor adapté pour être entrainé en rotation par rapport au stator, le procédé comprenant des étapes de : - Mesurer une tension continue (Vdc) fournie par une source d’alimentation, - Déterminer des valeurs de consigne (Id*, Iq*) de composantes de courant dans un repère tournant (d, q) associé au rotor, en fonction de la tension (Vdc) mesurée, d’une vitesse de rotation instantanée (Ωméca) du rotor par rapport au stator et d’un couple de consigne (Γ*), et - Commander un convertisseur continu-alternatif pour convertir la tension continue (Vdc) fournie par la source en tension de phase alternative (Vphase) appliquée au stator en vue de générer un courant de phase dans le stator conforme aux valeurs de consigne, dans lequel les valeurs de consigne (id*, lq*) de composantes de courant sont déterminées grâce à une table de commande dans laquelle sont enregistrées une pluralité de triplets de valeurs de tension continue, de vitesse de rotation du rotor et de couple de consigne et pour chaque triplet, des valeurs pré-calculées de consigne de composantes de courant associées.

Description

DOMAINE DE L'INVENTION L'invention concerne un procédé de commande d'une machine électrique synchrone à aimants permanents, et dispositif électronique de 5 commande associé. ETAT DE LA TECHNIQUE Les machines électriques synchrones à aimants permanents comprennent généralement un stator et un rotor mobile en rotation par 10 rapport au stator. Le stator comprend un ensemble d'enroulements statoriques et le rotor comprend des aimants permanents. Pour entrainer en rotation le rotor, les enroulements statoriques sont alimentés par des tensions alternatives de manière à créer un flux magnétique tournant à travers le rotor. Comme le champ créé par le rotor a tendance à s'aligner 15 avec le champ créé par le stator, le rotor est entrainé en rotation par rapport au stator, la vitesse de rotation du rotor étant déterminée par la fréquence des tensions d'alimentation. Afin de minimiser les pertes par effet Joules dans la machine, il est connu de piloter l'alimentation de la machine de manière à ce que le flux 20 magnétique créé par le stator soit orthogonal au flux créé par le rotor. Cependant, lorsque le rotor est entrainé en rotation par rapport au stator, le rotor crée une force contre-électromotrice qui s'oppose à la tension de pilotage du stator. De ce fait, il n'est pas possible de piloter le moteur au-delà d'une vitesse de référence en maintenant les flux 25 orthogonaux. Afin d'augmenter la vitesse de rotation au-delà de la vitesse de référence, il est connu de commander le moteur en mode défluxé. A cet effet, l'alimentation de la machine est pilotée de manière à ce que le flux magnétique créé par le stator présente une composante qui s'oppose au 30 flux créé par le rotor. Cependant, la commande en mode défluxé a pour conséquence une augmentation des pertes Joules dans le moteur.

Le document US 7,023,168 décrit un procédé de commande d'une machine à aimants permanents, dans lequel des composantes d'un courant de consigne Id, Ici sont déterminées à l'aide de tables pré-calculées en fonction d'une consigne de couple (Te**) désiré et d'une consigne de flux 5 statorique (Ws*). Les composantes de tension de consigne (Vd, Vq) sont calculées par un module de régulation à partir des composantes du courant de consigne Id, Ici afin de commander un convertisseur (PWM) associé à la machine. Un limiteur de couple permet de limiter la consigne de couple (Te**) en fonction de la vitesse de rotation du rotor (w) et de la tension 10 continue (Vdc) disponible pour alimenter le convertisseur. Le procédé permet de commander la machine en mode défluxé, de manière à augmenter la vitesse de rotation du moteur tout en maintenant la force contre-électromotrice générée par le moteur en-dessous de la tension générée par convertisseur. 15 Cependant, le procédé proposé ne permet pas de commander la machine à son meilleur rendement, c'est-à-dire en limitant au maximum les pertes par effet Joules dans la machine. De plus, le procédé proposé ne tient pas compte d'éventuelles variations des caractéristiques de la machine en fonction du régime de 20 fonctionnement de la machine. Enfin, comme la consigne de flux statorique varie à haute fréquence (fréquence de l'ordre de 10 à 20 kiloHertz), le procédé de commande nécessite l'utilisation d'un calculateur fonctionnant à haute fréquence pour la détermination des composantes du courant de consigne Id, lq. 25 RESUME DE L'INVENTION Un but de l'invention est de proposer un procédé de commande d'une machine électrique synchrone à aimants permanents qui permet de limiter au maximum les pertes par effet Joules dans la machine. 30 Ce but est atteint dans le cadre de la présente invention grâce à un procédé de commande d'une machine électrique synchrone à aimants permanents comprenant un stator et un rotor adapté pour être entrainé en rotation par rapport au stator, le procédé comprenant des étapes de : - mesurer une tension continue (Vdc) fournie par une source d'alimentation, - déterminer des valeurs de consigne (id*, iq*) de composantes de courant dans un repère tournant (d, q) associé au rotor, en fonction de la tension (Vdc) mesurée, d'une vitesse de rotation instantanée (S)',,é') du rotor par rapport au stator et d'un couple de consigne (F*), et - commander un convertisseur continu-alternatif pour convertir la 10 tension continue (Vdc) fournie par la source en tension de phase alternative (Vphase) appliquée au stator en vue de générer un courant de phase dans le stator conforme aux valeurs de consigne (id*, ici*), dans lequel les valeurs de consigne (id*, iq*) de composantes de courant sont déterminées grâce à une table de commande dans laquelle 15 sont enregistrées une pluralité de triplets de valeurs de tension continue (Vdc réf), de vitesse de rotation du rotor (0 \ - -méca réf) et de couple fourni par la machine (Fréf), et pour chaque triplet, des valeurs pré-calculées de consigne de composantes de courant associées (id réf, .q réf)- La prise en compte dans la table de commande de la tension Vdc 20 disponible permet de piloter la tension de phase appliquée au stator en minimisant le courant de phase, et par conséquent les pertes Joules dans la machine. La réduction du courant de phase permet de diminuer la masse des composants du système de commande de la machine électrique, à 25 puissance demandée constante. De plus, la table de commande peut être élaborée en tenant compte des variations des caractéristiques de la machine, de manière à améliorer encore le rendement de la machine. Le procédé permet en outre de s'affranchir d'un calcul du flux 30 statorique de consigne, ce qui autorise l'utilisation d'un calculateur basse fréquence (fréquence de l'ordre de 1000 Hertz).

Dans une mise en oeuvre du procédé de commande, les valeurs de consigne (id*, iq*) de composantes de courant sont déterminées par interpolation linéaire des valeurs pré-calculées de consigne de composantes de courant enregistrées dans la table de commande.

Dans une mise en oeuvre du procédé, les valeurs de consigne de composantes de courant enregistrées dans la table de commande ont été calculées de manière à minimiser un courant de phase (iphase) généré pour v chaque triplet de valeurs de tension continue, de vitesse de rotation du rotor associé, et de couple fourni par la machine associé.

En particulier, chaque valeur de consigne de composante de courant enregistrée dans la table de commande peut avoir été calculée par un algorithme d'optimisation mettant en oeuvre des étapes de : - pour un couple donné fourni par la machine, une valeur maximale donnée de tension continue d'alimentation de la machine, et une vitesse de 15 rotation donnée du rotor de la machine, déterminer des valeurs possibles de composantes de courant à partir d'un modèle de la machine, et - parmi les valeurs possibles déterminées, sélectionner les valeurs de consigne de composantes de courant pour lesquelles le courant de phase du moteur (i est le plus petit. ,-phase, 20 Le modèle de la machine peut inclure des paramètres (R, Ld, Lq, IF) de la machine qui varient en fonction des valeurs des composantes (id, iq) du courant de phase dans le stator. Autrement dit, le modèle de la machine considéré peut être non-linéaire. L'invention se rapporte également à un dispositif électronique de 25 commande d'une machine électrique synchrone à aimants permanents comprenant un stator et un rotor adapté pour être entrainée en rotation par rapport au stator, le dispositif comprenant un module de calcul adapté pour recevoir en entrée un signal de mesure d'une tension continue (Vdc) fournie par une source d'alimentation continue et pour générer en sortie un signal 30 (Duty 1, Duty 2, Duty 3) de commande d'un convertisseur continu-alternatif, le module de calcul étant configuré pour déterminer des valeurs de consigne (id*, iq*) de composantes de courant dans un repère tournant (d, q) associé au rotor en fonction du signal de mesure de la tension continue (Vdc), d'une vitesse de rotation (S2méca) du rotor par rapport au stator et d'un couple de consigne (F*), dans lequel les valeurs de consigne (id*, iq*) de composantes de courant sont déterminées par le module de calcul grâce à une table de commande dans laquelle sont enregistrées une pluralité de triplets de valeurs de tension continue (Vd'éf), de vitesse de rotation du rotor (0 \ --méca réf) et de couple fourni par la machine (Fréf), et pour chaque triplet, des valeurs pré-calculées de consigne de composantes de courant associées (Id réf, ) , .q réf,- Dans un mode de réalisation du dispositif, le module de calcul est configuré pour déterminer les valeurs de consigne (id*, iq*) de composantes de courant par interpolation linéaire des valeurs pré-calculées de consigne de composantes de courant (i ,.d réf, iq réf) enregistrées dans la table de commande.

De préférence, chaque valeur de consigne de composante de courant (id réf, iq réf) enregistrée dans la table de commande a été calculée de manière à minimiser le courant de phase (iphase, ) généré pour le triplet de y valeurs de tension continue, de vitesse de rotation du rotor associé, et de couple de consigne associé (Vdc réf, 0 -méca réf, Fréf)- En particulier, chaque valeur de consigne de composante de courant (id réf, iq réf) enregistrée dans la table de commande peut avoir été calculée par un algorithme d'optimisation mettant en oeuvre des étapes de : - pour un couple donné fourni par la machine (F), une valeur maximale de tension continue d'alimentation de la machine (Vdc), et une vitesse de rotation donnée du rotor de la machine (S2méca), déterminer des valeurs possibles de composantes de courant (id, iq) à partir d'un modèle de la machine, et - parmi les valeurs possibles déterminées, sélectionner les valeurs de consigne de composantes de courant pour lesquelles le courant de 30 phase du moteur (i phase) est le plus petit. ,-phase, Le modèle de la machine peut inclure des paramètres (R, Ld, Lq, et IF) de la machine qui varient en fonction des valeurs des composantes (id, iq) du courant de phase dans le stator. L'invention se rapporte également à un système de commande 5 d'une machine électrique synchrone à aimants permanents, comprenant : - un dispositif électronique de commande tel que défini précédemment, et - un convertisseur continu-alternatif adapté pour être alimenté par une source de courant continu et pour convertir la tension continue fournie 10 par la source en tension de phase alternative appliquée au stator en vue de générer un courant de phase dans le stator conforme aux valeurs de consigne déterminées par le module de calcul du dispositif électronique de commande. 15 PRESENTATION DES DESSINS D'autres caractéristiques et avantages ressortiront encore de la description qui suit, laquelle est purement illustrative et non limitative et doit être lue en regard des dessins annexés, parmi lesquels : - la figure 1 représente de manière schématique un système de 20 commande d'un moteur synchrone, conforme à un mode de réalisation de l'invention, - la figure 2 représente de manière schématique un dispositif électronique de commande faisant partie du système de commande de la figure 1, 25 - la figure 3 représente de manière schématique le principe de la commande du moteur, - la figure 4 représente de manière schématique une table de commande utilisée par le dispositif électronique de commande, - la figure 5 est un diagramme illustrant de manière schématique les 30 composantes de courant permettant d'obtenir un couple donné, - la figure 6 est un diagramme représentant de manière schématique des valeurs de courant de phase en fonction de la vitesse de rotation et du couple fournis par le moteur, pour trois valeurs prédéfinies de tensions fournies par la source d'alimentation, - les figures 7A et 7B sont des diagrammes illustrant de manière schématique les couples de freinage pouvant être obtenus pour deux 5 valeurs de tensions fournies par la source d'alimentation. DESCRIPTION DETAILLEE D'UN MODE DE REALISATION Sur la figure 1, le système de commande 1 représenté comprend un convertisseur continu-alternatif (ou onduleur) 2 et un dispositif électronique 10 de commande 3. Le convertisseur 2 a pour fonction de convertir une tension continue d'alimentation Vdb fournie par une source d'énergie électrique 4 en trois tensions alternatives Va, Vb, Vb (ou tensions de phases) pour alimenter un moteur synchrone 5. 15 Le dispositif électronique de commande 3 a pour fonction de piloter le convertisseur 2 en fonction d'une vitesse de rotation de consigne S)',é'* du moteur 5. Le dispositif électronique de commande 3 reçoit en entrée un signal de consigne de vitesse de rotation S)',é'* et génère en sortie des signaux de pilotage Duty 1, Duty 2 et Duty 3 du convertisseur 2. 20 Les signaux de pilotage Duty 1, Duty 2 et Duty 3 définissent les rapports cycliques du convertisseur 2 et déterminent par conséquent les valeurs des trois tensions de phase Va, Vb, Vb appliquées au moteur 5. Plus précisément, les valeurs des trois tensions de phase appliquées au moteur 5 sont proportionnelles aux rapports cycliques Duty 1, Duty 2, Duty 3 du 25 convertisseur. La figure 2 représente plus en détail le dispositif électronique de commande 3. Le dispositif électronique de commande 3 comprend un module de régulation de vitesse 6 et un module de régulation de courant 7. 30 Le module de régulation de vitesse 6 reçoit en entrée la vitesse de rotation de consigne S)',é'* et génère en sortie des valeurs de composantes de courant de consigne id* et iq* correspondant aux composantes du courant de consigne i* dans un repère tournant d'axes d et q lié au rotor du moteur 5. Le module de régulation de courant 7 reçoit en entrée les valeurs de composantes de courant de consigne id* et iq* et génère en sortie des valeurs de composantes de tension de consigne V,* et Va* correspondant aux composantes de la tension de consigne V* dans un repère fixe d'axes a et p lié au stator du moteur 5. Le module de régulation de vitesse 6 comprend un sommateur 8, un correcteur 9, un limiteur de couple 10, un premier circuit de génération 10 de courant de consigne 11 et un deuxième circuit de génération de courant de consigne 12. Le sommateur 8 reçoit en entrée d'une part la vitesse de rotation de consigne S2mé'* et d'autre part une vitesse de rotation instantanée S2mé' mesurée du rotor par rapport au stator, et génère en sortie un signal 15 d'erreur 0 -méca* ç)méca représentatif de la différence entre la vitesse de consigne et la vitesse mesurée. Le correcteur 9 est un correcteur proportionnel-intégral (PI) qui reçoit en entrée le signal d'erreur et génère en sortie un signal représentatif d'un couple de consigne F** en fonction du signal d'erreur. 20 Le limiteur de couple 10 limite la valeur du signal de couple de consigne F** entre une valeur de couple minimale et une valeur de couple maximale et génère un signal de couple de consigne F* limité. Le premier circuit de génération de courant de consigne 11 génère une première composante courant de consigne id* (qui est la composante 25 du courant de consigne i* selon le premier axe d du repère d, q du rotor) en fonction du signal de couple de consigne F*, de la vitesse de rotation instantanée mesurée S2méca et de la tension d'alimentation instantanée Vdc mesurée. De même, le deuxième circuit de génération de courant de 30 consigne 12 génère une deuxième composante de courant de consigne iq* (qui est la composante du courant de consigne i* selon le deuxième axe q du repère d, q du rotor) en fonction du signal de couple de consigne f*, de la vitesse de rotation instantanée mesurée S2mé' et de la tension d'alimentation instantanée Vciq mesurée. Les valeurs de consigne des composantes de courant id* et iq* sont déterminées grâce à une table de commande enregistrée dans les circuits de génération de courant de consigne 11 et 12. Dans la table de commande, sont enregistrées une pluralité de triplets de valeurs de vitesse de rotation du moteur, de tension continue fournie par la source et de couple fourni par le moteur (0 \--méca réf, Vdc réf, F réf) de référence, et pour 10 chaque triplet, des valeurs pré-calculées de consigne de composantes (id réf, iq réf) de courant associées. Pour des valeurs de couple de consigne f*, de vitesse de rotation instantanée mesurée S2méqa, et de tension continue Vciq mesurée, chaque circuit de génération de courant de consigne 11, 12 calcule une valeur de 15 consigne de composante de courant id*, iq* par interpolation linéaire à partir de valeurs de référence pré-calculées id réf, iq réf enregistrées dans la table de commande. Le module de régulation de courant 7 comprend un premier sommateur 13, un deuxième sommateur 14, un premier correcteur 15, un 20 deuxième correcteur 16, un circuit de découplage 17, un circuit de transformation de Park inverse 18, un modulateur vectoriel 19, un circuit de transformation de Clarke 20, un circuit de transformation de Park 21, un premier circuit correcteur d'angle 22 et un deuxième circuit correcteur d'angle 23. 25 Le premier sommateur 13 reçoit en entrée d'une part la valeur de consigne de la première composante de courant id* et d'autre part une valeur d'une première composante id d'un courant mesuré, et génère en sortie un signal d'erreur id*-id représentatif de la différence entre la valeur de consigne id* de la première composante de courant et la valeur id de la 30 deuxième composante du courant mesuré.

Le premier correcteur 15 est un correcteur proportionnel-intégral (PI) qui reçoit en entrée le signal d'erreur id*-id et génère en sortie un signal représentatif d'une première composante de tension de consigne Vd** (composante de la tension de consigne V** selon l'axe d du repère lié au rotor). La première composante de la tension de consigne Vd** est limitée en valeur absolue par une valeur de tension maximale. La valeur de tension maximale est égale à la valeur de la tension continue VdC mesurée multipliée par un gain. Le gain est égal à 1/V. De même, le deuxième sommateur 14 reçoit en entrée d'une part la valeur de consigne de la deuxième composante de courant iq* et d'autre part une valeur d'une deuxième composante iq du courant mesuré, et génère en sortie un signal d'erreur iq*-iq représentatif de la différence entre la valeur de consigne de la deuxième composante de courant et la valeur de la deuxième composante du courant mesuré.

Le deuxième correcteur 16 est un également correcteur proportionnel-intégral (PI) qui reçoit en entrée le signal d'erreur iq*-iq et génère en sortie un signal représentatif d'une deuxième composante de tension de consigne Vq** (composante de la tension de consigne V** selon l'axe q du repère lié au rotor). La deuxième composante de la tension de consigne Vq** est limitée en valeur absolue par une valeur de tension maximale. La valeur de tension maximale est égale à la valeur de la tension continue VdC mesurée multipliée par un gain. Le gain est égal à 1/V. Le circuit de découplage 17 reçoit en entrée les signaux représentatifs des composantes de tension de consigne Vd**, Vq** et génère en sortie des signaux représentatifs des composantes de tension de consigne découplées Vd*, Vq*. Les composantes de tension de consigne découplées sont générés comme suit : Va* - Va* * é ca x iq x p x Lq vq* = vq** - nméca x id Xpx Ld gnéca X P X IF où p est le nombre de paires de pôles du moteur, IF est le flux des aimants, et Ld et Lq sont les inductances statoriques du moteur selon les axes d et d. Le circuit de transformation de Park inverse 18 reçoit en entrée les signaux représentatifs des composantes de tension de consigne découplées Vd*, Vq* dans le repère tournant d, q lié au rotor, et génère en sortie des signaux représentatifs des composantes de tension de consigne Va*, Va* dans le repère fixe a, 13 lié au stator. La transformation de Park inverse appliquée par le circuit 18 permet de convertir les composantes de tension de consigne Vd*, Vq* exprimées dans le repère tournant d, q lié au rotor en composantes de tension de consigne correspondantes Va, Va exprimées dans le repère fixe a, 13 lié au stator, en fonction d'une position angulaire instantanée 0 du rotor par rapport au stator. Afin d'appliquer la transformation, le circuit 18 reçoit également en entrée un signal 0,1'_i représentatif de la position angulaire corrigée du rotor par rapport au stator. La transformation de Park inverse est ainsi définie par : Va*_ COSt9e,' - sin Oei' [Vi [sin Belec_1 cos Oei' [V *i Le modulateur vectoriel (SVM) 19 reçoit en entrée les signaux représentatifs des composantes de tension de consigne Va*, Va* et génère en sortie des signaux de pilotage Duty 1, Duty 2 et Duty 3 du convertisseur 2. Les signaux de pilotage Duty 1, Duty 2 et Duty 3 sont élaborés par le modulateur vectoriel 19 en fonction de la tension VdC fournie par la source d'énergie électrique 4. En effet, les signaux de pilotage Duty 1, Duty 2 et Duty 3 définissent les rapports cycliques qui permettent au convertisseur 2 de générer les trois tensions de phase Va, Vb, Vb appliquées au moteur 5 à partir de la tension Vdc. Le circuit de transformation de Clarke 20 reçoit en entrée trois signaux ia, ib, ic représentatifs de courants de phase instantanés circulant dans le stator, et génère en sortie des signaux représentatifs des composantes de courant ia, ip dans le repère fixe a, 13 lié au stator. A cet effet, les courants de phase circulant dans les enroulements du stator sont mesurés. La transformation de Clarke appliquée par le circuit 20 permet de convertir les composantes triphasés ia, i i mesurées en composantes -b, -c diphasées ia, ia. La transformation de Clarke est définie par : ria i = 2 1 1 1 . la [Ipi 3 0 - 2 ic 2 2 2 Le circuit de transformation de Park 21 reçoit en entrée les signaux ia, ia représentatifs des composantes du courant de phase -phase mesuré dans le repère fixe a, R lié au stator, et génère en sortie des signaux représentatifs des composantes id, iq du courant mesuré dans le repère tournant lié au rotor. La transformation de Park appliquée par le circuit permet de convertir les composantes ia, ia du courant de phase mesuré exprimées dans le repère fixe a, R lié au stator en composantes id, iq du courant mesuré correspondantes exprimées dans le repère tournant d, q lié au rotor, en fonction de la position angulaire instantanée 0 du rotor par rapport au stator. Afin d'appliquer la transformation de Park, le circuit 21 reçoit également en entrée le signal eelec_2 représentatif de la position angulaire corrigée du rotor par rapport au stator, avec compensation du filtrage des mesures des courant ia, ib et ic. La transformation de Park est ainsi définie par : [id] [ cos Oeiec 2 sin Oeiec 21 rial [id - °elec 2 cos Oeiec 2]. Les signaux id, iq générés sont injectés en entrée respectivement du premier sommateur 13 et du deuxième sommateur 14.

Le circuit correcteur d'angle 22 est adapté pour générer le signal eelec_l représentatif de la position angulaire corrigée du rotor par rapport au stator, en fonction d'une part, de la position angulaire courante ernéca mesurée et de la vitesse de rotation instantanée mesurée S2méca du rotor par rapport au stator. Le signal eelec_i est injecté en entrée du circuit de transformation de Park inverse 18 afin de réaliser les conversions des signaux de consigne entre le repère fixe a, 13 lié au stator et le repère tournant d, q lié au rotor. Le circuit correcteur d'angle 23 est adapté pour générer le signal eelec_2 représentatif de la position angulaire du rotor par rapport au stator 5 avec compensation du filtrage des mesures des courants ia, ib et ig, en fonction d'une part, de la position angulaire courante eméca mesurée et de la vitesse de rotation instantanée mesurée S2mé' du rotor par rapport au stator. Le signal eelec_2 est injecté en entrée du circuit de transformation de Park 21 afin de réaliser les conversions des signaux de mesure entre le repère fixe 10 a, 13 lié au stator et le repère tournant d, q lié au rotor. La figure 3 représente de manière schématique le principe de la commande du moteur 5. Le dispositif électronique de commande 3 reçoit en entrée les signaux de mesure suivants : 15 - un signal représentatif de la vitesse instantanée de rotation du moteur S2mé', - un signal représentatif de la tension Vdc fournie à l'onduleur par la source d'alimentation (tension de bus du convertisseur), et - des signaux représentatifs des composantes id et iq du courant 20 mesuré dans le stator. Le signal de mesure de la vitesse instantanée S2mé' est utilisé par le module de régulation de vitesse 6 pour générer un signal de consigne de couple f*. Le signal S2mé', le signal Vdc et le signal de consigne de couple f* 25 sont utilisés par les circuits de génération de courant de consigne 11, 12 pour générer des signaux de consigne de composantes de courant Id* et Ig* correspondant aux composantes du courant de consigne I* dans un repère d, q tournant associé au rotor du moteur 5. Les signaux de consigne de composantes de courant Id* et Ig* et les 30 signaux de mesure de composantes de courant id et iq sont utilisés par le module de régulation de courant 7 pour générer des signaux de pilotage Duty 1, Duty 2, Duty 3 du convertisseur, en fonction de la tension VdC fournie à l'onduleur. La figure 4 représente de manière schématique un exemple de table de commande 23 utilisée par les circuits 11, 12 de génération de 5 courant de consigne. La table de commande 23 comprend, pour une pluralité de valeurs de tension continue VdC éf de référence (appelés dans l'exemple « VdC min », « VdC moy » et « VdC max »), de vitesse de rotation du rotor 0 -méca réf de référence (comprise entre O et ç)max), et de couples Fréf de référence 10 (compris entre 0 et Fmax), des valeurs pré-calculées de consigne de composantes de courant Id, lq (chaque couple de valeurs pré-calculées id réf, iq réf étant représenté par une croix sur la figure 4). Les valeurs pré-calculées des composantes de courant id réf, iq réf sont enregistrées dans la table de commande 23 en dur et ne sont pas modifiables. 15 L'enveloppe P délimite la plage de fonctionnement du moteur 5. Les points de fonctionnement représentés par des croix qui sont situés en dehors de l'enveloppe P prennent des valeurs .d réf, iq réf identiques à celles du point de fonctionnement situé sur l'enveloppe P pour la même vitesse ç)méca. Autrement dit, les valeurs Id réf, iq réf sont saturées en couple. 20 Les valeurs de consigne de composantes de courant id réf, iq réf enregistrées dans la table de commande 23 ont été calculées de la manière suivante. Les valeurs possibles des composantes de courant id, iq sont calculées à l'aide d'un algorithme d'optimisation, en fonction du couple F* 25 souhaité et de la vitesse ç)méqa du moteur pour plusieurs valeurs possibles de tension VdC d'alimentation du convertisseur (par exemple Vdc min, Vdc moy et Vdc max). L'algorithme d'optimisation détermine les différentes valeurs possibles des composantes de courant id, iq permettant d'atteindre le couple 30 F* souhaité à la vitesse ç)méqa du moteur, en fonction d'un modèle du moteur de manière à satisfaire les conditions [1] à [4] suivantes : - Le moteur fonctionne en mode défluxé : id < 0 [1] - La tension de phase (Vphase = vd2 + TT 2 vq ) du moteur est inférieure à la tension disponible : Vphase (nméca, id, ici) < V ci3c [2] où Vdc est la tension disponible délivrée par la source d'alimentation de l'onduleur de tension. - Le courant de phase ( .-phase = id2 iq2) ) a moteur est inférieur à une valeur de courant de phase maximum : iphase < iphase maximum [3] où iphase maximum est la valeur de courant de phase maximum permis dans les phases du moteur. - Le couple F délivré par le moteur est égal au couple de consigne : F (id, = F* [4] où F* est le couple de consigne. Parmi les solutions satisfaisant le système d'équations [1], [2], [3] et [4], l'algorithme d'optimisation sélectionne les valeurs des composantes de courant Id, Ici qui minimisent le courant de phase du moteur iphase. Les composantes sélectionnées sont les composantes de référence.

Pour chaque triplet vitesse du moteur S)méca, valeur de tension Vdc, valeur de couple F de consigne, les valeurs id, iq sélectionnées sont enregistrées dans la table de commande. La figure 5 est un diagramme illustrant de manière schématique les composantes de courant id, iq permettant d'obtenir un couple moteur F donné (par exemple 50 Newton mètre). Le diagramme montre que pour ce couple moteur donné, il existe plusieurs valeurs de composantes de courant id, iq possibles. L'algorithme d'optimisation permet de déterminer le couple Id, Ici qui minimise le courant de phase -phase en fonction de la vitesse du moteur ç)méca et de la tension Vdc d'alimentation du convertisseur 2.

Le modèle du moteur utilisé par l'algorithme d'optimisation dépend du type de moteur considéré. Pour un moteur à pôles lisses ou pôles saillants, le moteur peut être modélisé de la manière suivante : - La tension de phase aux bornes du moteur est définie par : 2 (IP P gnéca R - iq Ld - p - gnéca ja) Vphase (nméca, id, iq [5] (Lci ' p - nméca - iq R d)2 où R est la résistance au stator du moteur, L d et Lq sont les inductances au stator d'axes d et q du moteur, ,Qméca est la vitesse de rotation du stator par rapport au stator, IF est le flux magnétique créé par les 10 aimant du moteur, et p est le nombre de paires de pôles du rotor. - Le courant de phase du moteur est défini par : ,\I = id2 + i,q2 iphase (id, iq) - Le couple électromagnétique créé par le moteur est défini par : F (ja, = ' p - iq - (IF + (La - Lq) - id) [7] 15 Il est à noter que les paramètres R, Ld, Lq, et IF ne sont pas nécessairement constants. Par exemple, les inductances Ld et Lq dépendent des composantes du courant id et i q en régime saturé. La figure 6 est un diagramme représentant de manière schématique des valeurs de courant de phase en fonction de la vitesse de rotation S2mé' 20 et du couple F fournis par le moteur, pour trois valeurs prédéfinies de tensions Vdc délivrées par la source d'alimentation. La prise en compte de la tension Vdc aux bornes de l'onduleur 2 permet d'atteindre une vitesse de rotation S2mé' et un couple F donnés du moteur 5 en alimentant le moteur 5 avec un courant de phase i le plus petit 25 possible. Le courant de phase i -phase généré varie en fonction de la tension Vdc disponible. Sur la figure 6, les valeurs de courant de phase représentées ont été déterminées pour des valeurs de tension Vdc égales à 240 Volts, 270 [6] Volts et 300 Volts respectivement, pour un moteur présentant les caractéristiques suivantes : - nombre de paires de pôles : p = 2, - flux généré par les aimants permanents IP = 0,0542 Webers (Wb), - résistance entre phases : R = 0,0166 Ohms (S2), - inductances : Ld = Lq = 0,092 millihenrys (mH). Une première application particulière du procédé de commande qui vient d'être décrit concerne l'optimisation du freinage du moteur. Lors du freinage du moteur, le moteur fonctionne en générateur, c'est-à-dire qu'il génère de l'énergie qui peut être récupérée pour augmenter le niveau de tension Vdc de la source d'alimentation. Le procédé de commande proposé permet de tenir compte de l'augmentation de la tension Vdc disponible, et ainsi d'augmenter la capacité de freinage du moteur.

Cette première application est particulièrement intéressante dans le cas d'un freinage à chaud du moteur, où les frottements mécaniques diminuent considérablement et ne contribuent plus au freinage. Les figures 7A et 7B sont des diagrammes illustrant de manière schématique les couples de freinage pouvant être obtenus pour deux 20 valeurs de tension Vdc= 270 Volts et Vdc= 450 Volts fournies par la source d'alimentation. Sur chacun de ces diagrammes : - la courbe A représente le couple frein à chaud nécessaire en présence de frottements, en fonction de la vitesse de rotation mécanique du 25 moteur, - la courbe B représente le couple frein à chaud nécessaire en l'absence de frottements, en fonction de la vitesse de rotation mécanique du moteur, - la courbe C représente le couple frein obtenu à 25°C, en fonction 30 de la vitesse de rotation mécanique du moteur, - la courbe D représente le couple frein obtenu à 180°C, en fonction de la vitesse de rotation mécanique du moteur.

Le paramètre Kt est la constante de couple du moteur en newton mètre par ampère (N.m/A). Pour une vitesse de 12000 tours par minute, une élévation de la tension Vdc de 180 volts permet un gain en couple de freinage de 6 Newtons.mètre. De plus, avec une tension d'alimentation Vdc de 450 Volts, le couple de freinage à chaud obtenu permet de couvrir le besoin en freinage sans modifier l'architecture électrique du convertisseur continu-alternatif ni modification du moteur. Une deuxième application particulière du procédé de commande concerne l'utilisation de plusieurs sources d'alimentation du convertisseur 2, les sources délivrant des tensions différentes. Par exemple, les aéronefs peuvent être équipés de plusieurs réseaux d'alimentation, tel qu'un réseau triphasé 115 Volts ou 230 Volts et un réseau raccordé à une batterie délivrant une tension Vdc continue. Le procédé de commande proposé permet de passer d'un réseau d'alimentation à l'autre sans modifier le procédé de commande, grâce à l'utilisation de la table de commande.

Claims (12)

1. REVENDICATIONS1. Procédé de commande d'une machine électrique synchrone à aimants permanents (5) comprenant un stator et un rotor adapté pour être 5 entrainé en rotation par rapport au stator, le procédé comprenant des étapes de : - mesurer une tension continue (Vdc) fournie par une source d'alimentation (4), - déterminer des valeurs de consigne (id*, iq*) de composantes de 10 courant dans un repère tournant (d, q) associé au rotor, en fonction de la tension (Vdc) mesurée, d'une vitesse de rotation instantanée (S),é') du rotor par rapport au stator et d'un couple de consigne (F*), et - commander un convertisseur continu-alternatif (2) pour convertir la tension continue (Vdc) fournie par la source (4) en tension de phase 15 alternative (Vp 1 appliquée au stator en vue de générer un courant de hase, phase (i dans le stator conforme aux valeurs de consigne (id*, iq*), ,-phase, dans lequel les valeurs de consigne (id*, iq*) de composantes de courant sont déterminées grâce à une table de commande (23) dans laquelle sont enregistrées une pluralité de triplets de valeurs de tension 20 continue (Vdc réf), de vitesse de rotation du rotor (0 \--méca réf) et de couple de consigne (Fréf), et pour chaque triplets, des valeurs pré-calculées de consigne de composantes de courant associées (id réf, .q réf)-
2. 2. Procédé selon la revendication 1, dans lequel les valeurs de 25 consigne (id*, iq*) de composantes de courant sont déterminées par interpolation linéaire des valeurs pré-calculées de consigne de composantes de courant (id réf, iq réf) enregistrées dans la table de commande (23). 30
3. 3. Procédé selon l'une des revendications 1 ou 2, dans lequel les valeurs de consigne de composantes de courant (id réf, iq réf) enregistréesdans la table de commande (23) ont été calculées de manière à minimiser un courant de phase (iphase) généré pour chaque triplet de valeurs de y tension continue, de vitesse de rotation du rotor associé, et de couple de consigne associé (Vdc réf,
4. 4. Procédé selon la revendication 3, dans lequel chaque valeur de consigne de composante de courant enregistrée dans la table de commande (23) a été calculée par un algorithme d'optimisation mettant en oeuvre des étapes de : - pour un couple donné (F) fourni par la machine, une valeur maximale donnée de tension continue d'alimentation (Vdc) de la machine, et une vitesse de rotation donnée du rotor de la machine, déterminer des valeurs possibles de composantes de courant à partir d'un modèle de la machine, et - parmi les valeurs possibles déterminées, sélectionner les valeurs de consigne de composantes de courant pour lesquelles le courant de phase du moteur (i est le plus petit. ,-phase,
5. 5. Procédé selon la revendication 4, dans lequel le modèle de la 20 machine inclut des paramètres (R, Ld, Lq, IF) de la machine (5) qui varient en fonction des valeurs des composantes (id, iq) du courant de phase dans le stator.
6. 6. Dispositif électronique (3) de commande d'une machine 25 électrique synchrone à aimants permanents (5) comprenant un stator et un rotor adapté pour être entrainé en rotation par rapport au stator, le dispositif (3) comprenant un module de calcul (11, 12) adapté pour recevoir en entrée un signal de mesure d'une tension continue (Vdc) fournie par une source d'alimentation continue (4) et pour générer en sortie un signal (Duty 1, Duty 30 2, Duty 3) de commande d'un convertisseur continu-alternatif (2), le module de calcul (11, 12) étant configuré pour déterminer des valeurs de consigne (id*, iq*) de composantes de courant dans un repère tournant (d, q) associé )méca réf, Fréf)-au rotor en fonction du signal de mesure de la tension continue (Vdc), d'une vitesse de rotation (S2mé') du rotor par rapport au stator et d'un couple de consigne (F*), dans lequel les valeurs de consigne (id*, iq*) de composantes de courant sont déterminées par le module de calcul (11, 12) grâce à une table de commande (23) dans laquelle sont enregistrées une pluralité de triplets (Vdc, ç)méca, F) de valeurs de tension continue, de vitesse de rotation du rotor, et de couple de consigne, et pour chaque triplet, des valeurs pré-calculées de consigne de composantes de courant associées.
7. 7. Dispositif selon la revendication 6, dans lequel le module de calcul (11, 12) est configuré pour déterminer les valeurs de consigne (id*, iq*) de composantes de courant par interpolation linéaire des valeurs pré-calculées de consigne de composantes de courant enregistrées dans la table de commande (23).
8. 8. Dispositif selon l'une des revendications 6 et 7, dans lequel chaque valeur de consigne (id*, iq*) de composante de courant enregistrée dans la table de commande (23) a été calculée de manière à minimiser le courant de phase (iphase,1 généré pour le triplet (Vdc, ç)méca, F) de valeurs de (i phase) tension continue, de vitesse de rotation du rotor associé et de couple de consigne.
9. 9. Dispositif selon la revendication 8, dans lequel chaque valeur de consigne de composante de courant enregistrée dans la table de 25 commande (23) a été calculée par un algorithme d'optimisation mettant en oeuvre des étapes de : - pour un couple (F) donné fourni par la machine (5), une valeur maximale (Vdc) de tension d'alimentation de la machine (5) et une vitesse de rotation (S2méca) donnée de la machine (5), déterminer des valeurs possibles 30 de composantes de courant à partir d'un modèle de la machine, et- parmi les valeurs possibles déterminées, sélectionner les valeurs de consigne de composantes de courant pour lesquelles le courant de phase du moteur (i ,-phaser) est le plus petit.
10. 10. Dispositif selon la revendication 9, dans lequel le modèle de la machine (5) inclut des paramètres (R, Ld, Lq, et IF) de la machine qui varient en fonction des valeurs des composantes (id, iq) du courant de phase dans le stator.
11. 11. Système de commande d'une machine électrique synchrone à aimants permanents, comprenant : - un dispositif électronique de commande (3) conforme à l'une des revendications 6 à 10, et - un convertisseur continu-alternatif (2) adapté pour être alimenté 15 par une source de courant continu (4) et pour convertir la tension continue (Vdc) fournie par la source (4) en tension de phase alternative appliquée au stator en vue de générer un courant de phase (iphase, 1 dans le stator v conforme aux valeurs de consigne (id*, iq*) déterminées par le module de calcul (11,
12. 12) du dispositif électronique de commande (3). 20