FR3142305A1 - Système d’alimentation d’un circuit de commande d'un composant de puissance et onduleur associé - Google Patents

Système d’alimentation d’un circuit de commande d'un composant de puissance et onduleur associé Download PDF

Info

Publication number
FR3142305A1
FR3142305A1 FR2212091A FR2212091A FR3142305A1 FR 3142305 A1 FR3142305 A1 FR 3142305A1 FR 2212091 A FR2212091 A FR 2212091A FR 2212091 A FR2212091 A FR 2212091A FR 3142305 A1 FR3142305 A1 FR 3142305A1
Authority
FR
France
Prior art keywords
primary
power
power supply
supply system
screen
Prior art date
Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
Granted
Application number
FR2212091A
Other languages
English (en)
Other versions
FR3142305B1 (fr
Inventor
Thanh Long Le
Current Assignee (The listed assignees may be inaccurate. Google has not performed a legal analysis and makes no representation or warranty as to the accuracy of the list.)
Safran SA
Original Assignee
Safran SA
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by Safran SA filed Critical Safran SA
Priority to FR2212091A priority Critical patent/FR3142305B1/fr
Priority to PCT/FR2023/051813 priority patent/WO2024110722A1/fr
Publication of FR3142305A1 publication Critical patent/FR3142305A1/fr
Application granted granted Critical
Publication of FR3142305B1 publication Critical patent/FR3142305B1/fr
Active legal-status Critical Current
Anticipated expiration legal-status Critical

Links

Classifications

    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03K—PULSE TECHNIQUE
    • H03K17/00—Electronic switching or gating, i.e. not by contact-making and –breaking
    • H03K17/16—Modifications for eliminating interference voltages or currents
    • H03K17/161—Modifications for eliminating interference voltages or currents in field-effect transistor switches
    • H03K17/162—Modifications for eliminating interference voltages or currents in field-effect transistor switches without feedback from the output circuit to the control circuit
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M1/00—Details of apparatus for conversion
    • H02M1/0003—Details of control, feedback or regulation circuits
    • H02M1/0006—Arrangements for supplying an adequate voltage to the control circuit of converters
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M1/00—Details of apparatus for conversion
    • H02M1/0064—Magnetic structures combining different functions, e.g. storage, filtering or transformation
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M1/00—Details of apparatus for conversion
    • H02M1/08—Circuits specially adapted for the generation of control voltages for semiconductor devices incorporated in static converters
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M1/00—Details of apparatus for conversion
    • H02M1/44—Circuits or arrangements for compensating for electromagnetic interference in converters or inverters
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M7/00—Conversion of AC power input into DC power output; Conversion of DC power input into AC power output
    • H02M7/003—Constructional details, e.g. physical layout, assembly, wiring or busbar connections
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03K—PULSE TECHNIQUE
    • H03K17/00—Electronic switching or gating, i.e. not by contact-making and –breaking
    • H03K17/51—Electronic switching or gating, i.e. not by contact-making and –breaking characterised by the components used
    • H03K17/56—Electronic switching or gating, i.e. not by contact-making and –breaking characterised by the components used by the use, as active elements, of semiconductor devices
    • H03K17/687—Electronic switching or gating, i.e. not by contact-making and –breaking characterised by the components used by the use, as active elements, of semiconductor devices the devices being field-effect transistors
    • H03K17/689—Electronic switching or gating, i.e. not by contact-making and –breaking characterised by the components used by the use, as active elements, of semiconductor devices the devices being field-effect transistors with galvanic isolation between the control circuit and the output circuit
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03K—PULSE TECHNIQUE
    • H03K17/00—Electronic switching or gating, i.e. not by contact-making and –breaking
    • H03K17/51—Electronic switching or gating, i.e. not by contact-making and –breaking characterised by the components used
    • H03K17/56—Electronic switching or gating, i.e. not by contact-making and –breaking characterised by the components used by the use, as active elements, of semiconductor devices
    • H03K17/687—Electronic switching or gating, i.e. not by contact-making and –breaking characterised by the components used by the use, as active elements, of semiconductor devices the devices being field-effect transistors
    • H03K17/689—Electronic switching or gating, i.e. not by contact-making and –breaking characterised by the components used by the use, as active elements, of semiconductor devices the devices being field-effect transistors with galvanic isolation between the control circuit and the output circuit
    • H03K17/691—Electronic switching or gating, i.e. not by contact-making and –breaking characterised by the components used by the use, as active elements, of semiconductor devices the devices being field-effect transistors with galvanic isolation between the control circuit and the output circuit using transformer coupling
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M1/00—Details of apparatus for conversion
    • H02M1/12—Arrangements for reducing harmonics from AC input or output
    • H02M1/123—Suppression of common mode voltage or current
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M1/00—Details of apparatus for conversion
    • H02M1/32—Means for protecting converters other than automatic disconnection
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M7/00—Conversion of AC power input into DC power output; Conversion of DC power input into AC power output
    • H02M7/42—Conversion of DC power input into AC power output without possibility of reversal
    • H02M7/44—Conversion of DC power input into AC power output without possibility of reversal by static converters
    • H02M7/48—Conversion of DC power input into AC power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
    • H02M7/53—Conversion of DC power input into AC power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal
    • H02M7/537—Conversion of DC power input into AC power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only, e.g. single switched pulse inverters
    • H02M7/5387—Conversion of DC power input into AC power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only, e.g. single switched pulse inverters in a bridge configuration
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03K—PULSE TECHNIQUE
    • H03K2217/00—Indexing scheme related to electronic switching or gating, i.e. not by contact-making or -breaking covered by H03K17/00
    • H03K2217/0081—Power supply means, e.g. to the switch driver

Landscapes

  • Engineering & Computer Science (AREA)
  • Power Engineering (AREA)
  • Physics & Mathematics (AREA)
  • Electromagnetism (AREA)
  • Inverter Devices (AREA)
  • Power Conversion In General (AREA)

Abstract

Un système d’alimentation (4, 4H, 4L) d’un circuit de commande rapprochée (3H, 3L) de composants électroniques de puissance (2H, 2L), comprenant un transformateur (6) équipé d’au moins une paire d’écrans électrostatiques (9, 10), le système d’alimentation (4, 4H, 4L) est étant configuré de telle sorte que dans un premier mode de fonctionnement, ladite au moins une paire d’écrans électrostatiques (9, 10) est configurée en moyen d’échange de données par couplage capacitif, et que dans un deuxième mode de fonctionnement, ladite au moins une paire d’écrans (9, 10) électrostatiques est configurée en moyen de redirection du courant de mode commun apte à rediriger le courant circulant dans chaque écran électrostatique (9,10) vers une masse électrique respective (12a, 12b). Figure pour l’abrégé : Fig 2

Description

Système d’alimentation d’un circuit de commande d'un composant de puissance et onduleur associé
L’invention concerne, de manière générale, les systèmes électriques pour l’électronique de puissance, et se rapporte plus particulièrement à un système d’alimentation isolé d’un circuit de commande d’un composant de puissance.
L’invention s’applique notamment au domaine des systèmes électriques embarqués dans un contexte de développement de véhicules ou avions plus électriques, avec une nécessité de disposer de systèmes de conversion d’énergie fiables, modulaires et performants, et concerne notamment un système d'alimentation d’un circuit de commande dans un module de conversion de puissance, tel qu’un bras d’onduleur.
Techniques antérieures
Les structures de puissance à commutation utilisent de manière connue un circuit de commande rapprochée, également appelé sous le terme anglosaxon « gate driver », afin de piloter des composants de puissance tels que des transistors ou des thyristors.
Par exemple un onduleur, qui génère des tensions et des courants alternatifs à partir de tensions ou courants continus, comprend des composants de puissance tels que des transistors de puissance qui sont pilotés par des circuits de commande rapprochée pour leur appliquer une consigne de fonctionnement élaborée par un module de commande global de l’onduleur.
Pour des raisons de sécurité, ces circuits de commande rapprochée nécessitent généralement l’instauration d’une isolation galvanique entre un côté primaire qui est relié à un circuit électrique à basse tension, ce circuit comprenant le module de commande globale, dont l’une des fonctions est de calculer et générer des ordres de commutation destinés aux composants de puissance, et un côté secondaire qui est relié à un circuit électrique haute tension, ce circuit comprenant les composants de puissance à piloter.
L’isolation galvanique peut-être réalisée de différentes manières et notamment, de manière connue, par l’intermédiaire d’un transformateur disposé dans le système d’alimentation du circuit de commande rapprochée.
L’insertion d’un tel transformateur dans le système d’alimentation du circuit de commande rapprochée a pour effet d’induire des capacités parasites entre les côtés primaire et secondaire contribuant au chemin de mode commun du courant. Or, dans le côté secondaire, la commande des composants de puissance induit des variations dV/dt brutales des potentiels, alors que le côté primaire est sensible aux perturbations électromagnétiques. Les variations brutales de potentiels au secondaire engendrent un déplacement du courant de mode commun depuis le côté secondaire vers le côté primaire du circuit de commande rapprochée via ces capacités parasites.
Plus les capacités parasites sont élevées, plus le courant de mode commun est important, ce qui provoque des problèmes de compatibilité électromagnétiques dites CEM côté primaire pouvant perturber et provoquer des défauts dans le contrôle du circuit de commande. Ces perturbations sont plus problématiques lorsque les composants de puissance sont à base de transistors à semi-conducteur à grand gap, car les valeurs dV/dt sont plus critiques.
On cherche ainsi à réduire autant que possible les capacités parasites induites par le transformateur.
Par ailleurs, les transistors à semi-conducteurs grands gaps sont aussi très sensibles aux effets des éléments parasites (capacité parasite entre les côtés primaire et secondaire du circuit de commande, inductance parasite entre le circuit de commande et le transistor de puissance, etc.), avec des effets sur le nombre de commutations qu’ils sont capables de supporter (vieillissement), ainsi que des perturbations du signal de commande du transistor de puissance. Or, les transistors à semi-conducteur à grand gap sont particulièrement adaptés pour l’électronique de puissance, en raison notamment, de leur capacité à réduire les pertes de puissance et supporter des tensions d’alimentation DC plus élevées, de leur rendement plus élevé participant d’une contrainte moins forte en termes de besoin de dissipation thermique et donc d’un encombrement et d’une masse réduits.
Pour ces raisons, on a été amené à des considérations additionnelles de protection des transistors à grand gap vis-à-vis des effets de ces éléments parasites, et de surveillance de leur état de santé dans le but d'anticiper la survenue d'une panne.
Ainsi, alors que les circuits de commande rapprochée conventionnels avaient pour fonction principale de transmettre les ordres de commutation à travers l'isolation galvanique pour les appliquer aux composants de puissance, la tendance actuelle est à des circuits de commande rapprochée dits intelligents, assurant des fonctions additionnelles, et notamment intégrant un système d’échanges de données entre le côté primaire et secondaire, dans le but de permettre une maintenance prédictive des transistors de puissance, comme par exemple décrit dans la publication “A bidirectional communicating power supply circuit for smart Gate Driver boards” de J. Weckbrodt et al.,IEEE Power Electronics Regular Paper/Letter/Correspondence. Comme données échangées par ce canal bidirectionnel on peut citer notamment l’ordre de commande d’un circuit de mesure du courant de fuite de grille, les données de mesures de tension du transistor de puissance, notamment la tension de grille source. Tout ceci impose d’assurer également une isolation galvanique associée à cette fonction d’échanges de données entre les parties primaire et secondaire.
Des solutions proposent d’intégrer des étages d’isolation galvanique supplémentaires afin de protéger ces communications de données, ce qui a pour conséquence d’ajouter des capacités parasites non souhaitées.
D’autres solutions utilisent des communications de données par fibre optique coûteuses et volumineuses.
Enfin, d’autres solutions comme celle décrite dans la publication précitée “A bidirectional communicating power supply circuit for smart Gate Driver boards” de J. Weckbrodt et al.,IEEE Power Electronics Regular Paper/Letter/Correspondence, consistent à modifier les signaux de contrôle des commutateurs alimentant les bobinages du transformateur.
Aucune de ces solutions n’apparait totalement satisfaisante et, en particulier, aucune ne permet à la fois de supporter de fortes variations dV/dt de potentiel entre coté primaire et secondaire du circuit de commande rapprochée, de fournir la puissance nécessaire pour piloter les composants (transistors) de puissance, et d’assurer un débit de transmission de données satisfaisant entre les côtés primaire et secondaire.
Au vu de ce qui précède, la présente invention a pour but de proposer un système d’alimentation d’un circuit de commande de composants semi-conducteurs de puissance évitant les problèmes CEM tout en permettant une communication de données entre les côtés primaire et secondaire du circuit de commande rapprochée avec un débit satisfaisant sans ajouter d'étage d’isolation galvanique supplémentaire.
L’invention a donc pour objet un système d’alimentation d’un circuit de commande rapprochée de composants électroniques de puissance, comprenant un transformateur équipé d’au moins une paire d’écrans électrostatiques.
Le système d’alimentation est configuré de telle sorte que, dans un premier mode de fonctionnement, ladite au moins une paire d’écrans électrostatiques est configurée en moyen d’échange de données par couplage capacitif, et que, dans un deuxième mode de fonctionnement, ladite au moins une paire d’écrans électrostatiques est configurée en moyen de redirection du courant de mode commun apte à rediriger un courant circulant dans chaque écran électrostatique vers une masse électrique respective.
Avantageusement, le transformateur forme une isolation galvanique pour le transfert d’énergie d’alimentation du circuit de commande rapprochée.
De manière préférentielle, le transformateur comprend une bobine primaire et une bobine secondaire, chaque paire d’écrans électrostatiques étant disposée entre les bobines primaire et secondaire et comprenant un écran primaire disposé au voisinage de la bobine primaire et un écran secondaire disposé au voisinage de la bobine secondaire et en regard dudit écran primaire, l’écran primaire étant relié à un premier module d’émission et de réception de données et l’écran secondaire étant relié à un deuxième module d’émission et de réception de données.
Avantageusement, chaque écran électrostatique primaire est relié à une masse du côté primaire et chaque écran électrostatique secondaire est relié à une masse du côté secondaire par un commutateur respectif commandé par un système de contrôle des commutateurs.
De manière préférentielle, dans le deuxième mode de fonctionnement, chacun des commutateurs associés à chaque écran primaire est commandé à l’état fermé par le système de contrôle des commutateurs.
De manière préférentielle, dans le premier mode de fonctionnement, pour chaque paire d’écrans électrostatiques, l’écran électrostatique primaire est couplé capacitivement à l’écran électrostatique secondaire correspondant, chaque commutateur étant commandé dans l’état ouvert par le système de contrôle de commutateurs.
Ainsi, dans le premier mode de fonctionnement du système d’alimentation proposé, chaque paire d’écrans électrostatiques forme une capacité qui permet un transfert de données, par couplage capacitif, entre les côtés primaire et secondaire du circuit de commande et, dans le deuxième mode de fonctionnement, les écrans de chaque paire, étant chacun reliés l’un à une masse du côté primaire du circuit de commande, l’autre à une masse du côté secondaire du circuit de commande, permettent d’éviter de propager un courant de mode commun vers le côté primaire du circuit de commande.
Avantageusement, les données échangées dans le premier mode de fonctionnement sont modulées à haute fréquence par rapport à une fréquence de fonctionnement du transformateur.
Dans un mode de réalisation, les données comprennent des informations concernant l’état de santé d’un transistor de puissance ou des informations de mesure (tension drain source, courant drain source du transistor de puissance).
L’invention a également pour objet un convertisseur de puissance comprenant un système d’alimentation d’un circuit de commande rapprochée tel que défini précédemment.
Avantageusement, le convertisseur de puissance comprend une branche de conversion de puissance comportant au moins un premier et un deuxième composant de puissance reliés en série, les composants de puissance étant chacun pilotés respectivement par un premier et un deuxième circuit de commande rapprochée à partir de consignes élaborées par un module de commande globale, et le premier et le deuxième circuit de commande rapprochée étant respectivement alimentés par un premier et un deuxième système d’alimentation tels que définis ci-dessus.
De manière préférentielle, les premier et deuxième composants de puissance comprennent des transistors de puissance à grand gap.
D’autres buts, caractéristiques et avantages de l’invention apparaîtront à la lecture de la description suivante, donnée uniquement à titre d’exemple non limitatif, et faite en référence aux dessins annexés sur lesquels :
illustre un schéma électrique d’un bras d’onduleur;
illustre un schéma d’un système d’alimentation d’un circuit de commande selon l’invention dans le premier mode de fonctionnement ;
illustre le système d’alimentation de la dans le deuxième mode de fonctionnement ;
illustre l’évolution de signaux en des points caractéristiques du système d’alimentation de la .
Exposé détaillé d’au moins un mode de réalisation
On a représenté schématiquement sur la une structure électronique à commutation de puissance conventionnelle, telle qu’un convertisseur de puissance 1.
Cette structure de puissance 1 comprend de manière conventionnelle des composants de puissance tels que des transistors de puissance 2Het 2Lpilotés respectivement par des circuits de commande rapprochée 3Het 3L.
La structure de puissance 1 comprend aussi des systèmes d’alimentation 4Het 4Lrespectifs des circuits de commande rapprochée 3Het 3L.
La structure de puissance 1 est pilotée de manière conventionnelle par un module de commande globale 5 tel que, sur consignes de ce module de commande globale :
- le système d’alimentation 4Hdélivre une tension d’alimentation V3Hau circuit de commande 3H, et le système d’alimentation 4Ldélivre une tension d’alimentation V3Lau circuit de commande 3L; et
- les circuits de commande rapprochée 3Het 3Lalimentés, pilotent les transistors de puissance 2Het 2Len leur appliquant des signaux de commande de commutation respectifs, notés VgHpour le circuit 3Het VgLpour le circuit 3L.
Plus précisément, dans la structure de puissance 1 illustrée sur la , les transistors de puissance 2Het 2Lcorrespondent aux transistors de puissance communément dénommés « High side » (en haut) et « Low side » (en bas) d’un module de commutation de la structure de puissance 1, par exemple un bras d’onduleur.
Une telle structure de puissance 1 comprend un côté primaire sous basse tension d’alimentation VCC, correspondant aux commandes logiques, comprenant le module de commande globale 5 qui pilote les circuits de commande rapprochée 3Het 3L, et un coté primaire des circuits d’alimentation 4Het 4Lau moyen de signaux de commande respectifs.
La structure de puissance 1 comprend également un côté secondaire sous haute tension VDC, correspondant à l’électronique de puissance proprement dit, comprenant un côté secondaire des circuits d’alimentation 4Het 4L,les transistors de puissance 2Het 2L, et les circuits de commande rapprochée 3Het 3Ldes transistors de puissance.
Chacun des circuits de commande rapprochée 3Het 3Lest alimenté par une tension positive respective V3Het V3Ldélivrée par le système d’alimentation respectif 4Het 4L; et est piloté par la commande en basse tension (commande logique), typiquement moins de 20V, délivrée par le module de commande global 5, pour appliquer les signaux de commande VgHet VgLaux transistors de puissance 2Het 2L.
On note VSW un point milieu entre les transistors de puissance 2Het 2Ldu côté haute tension. Le point milieu VSW établit une tension, notée également VSW ici, qui correspond à la masse des circuits de commande rapprochée 3H.
En pratique et de manière connue, l’alimentation des circuits de commande rapprochée 3Het 3Lest flottante, de sorte que les tensions de commande VgHet VgLdes transistors de puissance 2Het 2Lqui sont connectés en série entre la haute tension VDC et une masse du côté secondaire, s’établissent à un niveau requis, par rapport à la tension VSW au point milieu de connexion VSW entre les deux transistors 2Het 2L.
Ainsi, comme illustré schématiquement sur la , il faut prévoir une première isolation galvanique 71pour le transfert du signal de commande entre le circuit de commande global 5 et l’entrée de commande des circuits de commande rapprochée 3Het 3L, généralement réalisée par un optocoupleur ou un transformateur ; et une deuxième isolation galvanique 72, du système d’alimentation, pour le transfert d’énergie d’alimentation des circuits de commande rapprochée 3Het 3L, réalisée par un transformateur dans chacun des systèmes d’alimentation 4Het 4L.
Dans la suite, pour faciliter l’exposé, et en référence aux figures 2 et 3, on considère un système d’alimentation 4 tel que les systèmes d’alimentation 4Het 4L, d’un circuit de commande rapprochée tel que les circuits de commande 3Het 3L,pilotant un composant de puissance tel que les transistors de puissance 2Het 2L.
Comme expliqué supra en lien avec la , le système d’alimentation 4 comprend un transformateur 6 réalisant l’isolation galvanique 72,
Plus précisément, le transformateur 6 du système d’alimentation 4 est configuré pour réaliser d’une part l’alimentation du circuit de commande rapprochée tel que les circuits 3Het 3L( ), et d’autre part pour réaliser l’isolation galvanique 72pour le transfert d’énergie d’alimentation pour ce circuit de commande rapprochée.
Dans la suite de la description et dans les dessins, on utilise comme convention suivante : les éléments disposés côté primaire sont marqués avec un indice « a », et ceux disposés côté secondaire avec un indice « b ».
En référence aux figures 2 et 3, le transformateur 6 comprend une partie primaire incluant une bobine primaire 8a. La partie primaire est alimentée par la tension d’alimentation VCC (tension d’alimentation du côté primaire de la structure de puissance), et reçoit un signal de commande Vcomd_transf_H/L( ) délivré par le circuit de commande globale 5 pour commander des commutateurs alimentant la bobine primaire 8a. Plus précisément, dans l’exemple illustré sur la , un signal de commande Vcomd_transf_Hest ainsi délivré par le module de commande globale 5 à une bobine primaire d’un transformateur du système d’alimentation 4H, et un signal de commande Vcomd_transf_Lest de même délivré par le module de commande globale 5 à une bobine primaire d’un transformateur du système d’alimentation 4L.
Le transformateur 6 comprend en outre une partie secondaire incluant une bobine secondaire 8b ; cette partie secondaire fournit une tension d’alimentation V3H/Ldu circuit de commande rapprochée associé (circuits de commande rapprochée 3Het 3Lsur la ) et assure le transfert d’énergie pour la commande des transistors de puissance 2Het 2L, par la bobine secondaire 8b. L’isolation galvanique 72est ainsi réalisée par les deux bobines primaire 8a et secondaire 8b du transformateur 6.
Le transformateur 6 comprend au moins une paire d’écrans électrostatiques, comprenant un écran primaire disposé du côté primaire et un écran secondaire disposé du côté secondaire, la paire d’écrans étant disposée entre les bobines primaire 8a et secondaire 8b, chaque écran de la paire 9 étant en regard l’un de l’autre.
Dans l’exemple illustré sur les figures 2 et 3, le transformateur 6 comprend plus particulièrement deux telles paires d’écrans 9 et 10 électrostatiques disposées entre les bobines 8a et 8b. La première paire 9 d’écrans comprend ainsi un écran primaire 9a et un écran secondaire 9b, et la deuxième paire 10 d’écrans comprend un écran primaire 10a et un écran secondaire 10b.
Les écrans primaires et secondaires de chaque paire 9 et 10 sont disposés en regard l’un de l’autre, l’écran primaire 9a et 10a étant disposé au voisinage de la bobine primaire 8a et l’écran secondaire, 9b et 10b étant disposé au voisinage de la bobine secondaire 8b.
Le système d’alimentation 4 comprend en outre un dispositif de commutation 11 comprenant un commutateur par écran électrostatique primaire 9a et 10a et secondaire 9b et 10b, le dispositif de commutation 11 permettant de commander un premier ou un deuxième mode de fonctionnement du système d’alimentation 4. Dans un exemple, les commutateurs du dispositif de commutation 11 sont des transistors en silicium.
Dans le premier mode de fonctionnement du système d’alimentation 4, illustré sur la , les paires d’écrans électrostatiques sont configurées en moyen d’échange de données par couplage capacitif, et dans le deuxième mode de fonctionnement illustré sur la , les paires d’écran électrostatiques sont configurées en moyen de redirection du courant de mode commun.
De manière plus détaillée, dans le premier mode de fonctionnement du système d’alimentation 4 illustré sur la , les commutateurs du dispositif de commutation 11 sont simultanément commutés à l’état ouvert, et chaque paire d’écrans électrostatique est alors apte à permettre un transfert de données entre deux modules d’émission et de réception de données 13a et 13b (côté) primaire et (côté) secondaire (détaillés plus loin dans la description), par couplage capacitif.
Plus particulièrement, dans ce premier mode de fonctionnement du système d’alimentation 4, les deux paires d’écrans 9 et 10 permettent un échange bidirectionnel de données, du primaire vers le secondaire et inversement.
Dans le deuxième mode de fonctionnement du système d’alimentation 4 illustré sur la , les commutateurs du dispositif de commutation 11 sont simultanément commutés à l’état fermé, ce qui a pour effet de relier les écrans primaires 9a et 10a à une première masse 12a disposée du côté primaire, et les écrans secondaires 9b et 10b à une deuxième masse 12b disposée du côté secondaire.
Plus précisément, les écrans primaires 9a et 10a de chaque paire 9 et 10 sont chacun reliés par un commutateur respectif S1a et S2a à la première masse 12a disposée du côté primaire, et les écrans secondaires 9b et 10b de chaque paire 9 et 10 sont chacun reliés par un commutateur respectif S1b et S2b à la deuxième masse 12b disposée du côté secondaire.
On a vu que les deux écrans de chaque paire 9 et 10, respectivement l’écran primaire et l’écran secondaire, sont couplés capacitivement dans le premier mode de fonctionnement. On note C1 la capacité associée à la paire 9 et C2 celle associée à la paire 10 dans l’exemple de la .
Par ailleurs, avec l’intégration de ces paires d’écrans 9 et 10 entre et à proximité des bobines 8a et 8b, on induit une capacité parasite entre chaque écran et la bobine à proximité, aussi bien côté primaire que côté secondaire.
On note ainsi, C1a et C1b les capacités parasites induites respectivement entre l’écran primaire 9a et la bobine 8a et entre l’écran secondaire 9b et la bobine 8b.
De même on note C2a et C2b les capacités parasites induites respectivement entre l’écran primaire 10a et la bobine 8a et entre l’écran secondaire 10b et la bobine 8b.
En d’autres termes, l’isolation galvanique 72réalisée par les bobines 8a et 8b du transformateur 6 induit des capacités parasites C1a, C2a, C1b et C2b contribuant au courant de mode commun traversant les paires d’écrans électrostatiques 9 et 10 et pouvant occasionner des problèmes CEM, comme décrit précédemment.
Chacun des commutateurs S1a et S2a du dispositif de commutation 11 disposés du côté primaire est individuellement commandé par un système de contrôle des commutateurs primaires 14a du dispositif de commutation 11 et chacun des commutateurs S1b et S2b du dispositif de commutation 11 disposés du côté secondaire est individuellement commandé par un système de contrôle des commutateurs secondaires 14b du dispositif de commutation 11.
Les commutateurs S1a, S1b, S2a et S2b associés aux écrans primaires 9a et 10a et secondaires 9b et 10b des paires d’écrans électrostatiques 9 et 10 permettent ainsi de configurer le système d’alimentation 4 du circuit de puissance dans un premier mode de fonctionnement correspondant à un mode de communication de données par couplage capacitif entre des circuits d’émission/réception primaire et secondaire, ou dans un deuxième mode de fonctionnement, dans lequel les écrans électrostatiques primaires et secondaires sont activement reliés à leur masse respective primaire 12a et secondaire 12b, permettant de réorienter le courant de mode commun non souhaité vers la masse 12b du secondaire.
Plus précisément, lorsque les commutateurs S1a, S1b, S2a et S2b sont tous commandés à l’état ouvert par leur système de contrôle correspondant 14a et 14b tel qu’illustré sur la , le système d’alimentation 4 est configuré pour fonctionner selon le premier mode de fonctionnement. En effet, les écrans électrostatiques 9a, 9b, 10a et 10b ne sont pas reliés aux masses 12a ou 12b respectives et peuvent échanger des données.
A l’inverse, lorsque les commutateurs sont tous commandés à l’état fermé par leur système de contrôle correspondants 14a et 14b tel qu’illustré sur la , le système d’alimentation 4 est configuré pour fonctionner selon le deuxième mode de fonctionnement.
Le système d’alimentation 4 pour le circuit de commande rapprochée 3 comprend en outre, comme précisé plus haut dans la description, un premier module d’émission et de réception de données 13a disposé côté primaire et un deuxième module d’émission et de réception de données 13b identique au premier et disposé côté secondaire.
Les modules 13a et 13b sont reliés de manière filaire respectivement à chacun des écrans primaires 9a et 10a et des écrans secondaires 9b et 10b. Plus précisément, la liaison filaire entre le premier module 13a et l’écran primaire 9a est une voie d’émission des données pour le premier module 13a et celle entre le premier module 13a et l’écran primaire 10a est une voie de réception des données pour le premier module 13a. De même, la liaison filaire entre le deuxième module 13b et l’écran secondaire 9b est une voie de réception des données pour le deuxième module 13b et celle entre le deuxième module 13b et l’écran secondaire 10b est une voie d’émission des données pour le deuxième module 13b.
Chacun des modules 13a et 13b est apte à moduler et démoduler des données à émettre ou reçues via le transformateur 6. Ainsi, comme précédemment expliqué, lorsque les écrans de deux paires 9 et 10 sont tous isolés de leur masse respective 12a et 12b, les commutateurs S1a, S1b, S2a et S2b étant tous commandés à l’état ouvert, les modules 13a et 13b permettent une communication bidirectionnelle des données d’information entre les côtés primaire et secondaire du système d’alimentation 4 du circuit de commande rapprochée. Il s’agit du premier mode de fonctionnement. Cette communication de données est utilisée pour échanger des données représentatives de l’état de santé, telles que des mesures de température, des mesures de tension drain source ou de tension grille source des transistors de puissance 2Het 2Let des ordres de commande des circuits permettant ces mesures rapprochées.
En pratique, les données envoyées par les modules 13a et 13b sont modulées à haute fréquence par rapport à la fréquence de fonctionnement du transformateur 6, afin de limiter l’impact des capacités parasites C1b, C1a, C2b, C2a entre les écrans et les bobines du transformateur 6. Par exemple, les données envoyées sont modulées à une fréquence de 10MHz.
Ainsi, le système d’alimentation 4 proposé avec ses paires d’écrans électrostatiques 9 et 10 et ses commutateurs S1a, S2a, S1b et S2b permettant d’isoler ou au contraire de relier les écrans primaire et secondaire de chaque paire 9 et 10 à une masse correspondante 12a et 12b, permet ainsi de configurer le système d’alimentation 4 dans un premier mode de fonctionnement en moyen de transfert de données par couplage capacitif, dans lequel lesdits commutateurs S1a, S2a, S1b et S2b sont commandés à l’état ouvert, et dans un deuxième mode de fonctionnement en moyen de réjection du courant induit dans les écrans primaires 9a et 10a et secondaires 9b et 10b par les capacités parasites associées C1b, C1a, C2b, C2a vers la masse du primaire 12a et du secondaire 12b respectivement, lesdits commutateurs S1a, S2a, S1b et S2b étant commandés à l’état fermé.
Les deux modes de fonctionnement sont illustrés sur la , représentant un graphique illustrant l’évolution en fonction du temps des trames 15 d’émission de données (courbe A) par les modules 13a et 13b, de signaux de commande d’alimentation Vcomd_transf_H/Ldu bobinage primaire du transformateur 6 (courbe B), des signaux de commande VgH/Ldes transistors de puissance 2Het 2Lfournis par les circuits de commande rapprochée 3H, 3L(courbe C), et l’évolution de la variation du potentiel du point milieu VSW entre les transistors de puissance 2Het 2Lde l’exemple illustré d’un bras onduleur (courbe D).
Plus précisément, entre les instants t0 et t1, il n’y a pas de brusque variation de potentiel dV/dt, et le premier mode de fonctionnement est activé. Cela signifie que les commutateurs S1a, S2a, S1b et S2b du dispositif de commutation 11 sont ouverts et que des trames de données 15 sont échangées.
A l’inverse, entre les instants t1 et t2, la commutation à l’état OFF des transistors de puissance 2Het 2Lintervient, provoquant une brusque variation de potentiel dV/dt de la tension drain source aux bornes des transistors de puissance 2Het 2L. C’est dans ces phases de commutation des transistors de puissance correspondant à de brusques variations de tension (fort dV/dt) que le deuxième mode de fonctionnement est activé. Durant ces phases, les commutateurs S1a, S2a, S1b et S2b sont tous commandés simultanément à l’état fermé de sorte que le courant de mode commun induit sur les écrans primaires 9a et 10a et secondaires 9b et 10b par les capacités parasites est réorienté vers la masse correspondante du primaire 12a ou du secondaire 12b de ces écrans. De cette manière, le courant de mode commun non désiré dû aux fortes variations de potentiel côté secondaire ne circule plus vers le primaire, mais est dirigé vers la masse 12b du secondaire, ce qui permet d’éviter les dysfonctionnements CEM. Pendant ce temps, aucune trame de données 15 n'est échangée entre le côté primaire et le côté secondaire.
La durée d’un cycle de fonctionnement correspondant au deuxième mode de fonctionnement est en pratique très courte, de l'ordre de la durée de la brusque variation de potentiel dV/dt. En dehors de ces cycles courts, de l’ordre de quelques centaines de nanosecondes, correspondants aux occurrences de brusques variations de potentiel dV/dt, le système d’alimentation 4 est dans le premier mode de fonctionnement. Autrement dit cette commutation permettant de gérer le courant de mode commun de manière particulièrement efficace est quasiment sans incidence sur le débit d’échange de données entre les modules d’émission/réception primaire et secondaire 13a et 13b.
Ainsi, dès lors que le transformateur 6 comprend au moins deux paires d’écrans électrostatiques 9 et 10, le système d’alimentation 4 permet dans le premier mode de fonctionnement d’effectuer des échanges bidirectionnels de données entre les côtés primaire et secondaire du système d’alimentation 4 du circuit de commande rapprochée 3H et 3L, et dans le deuxième mode de fonctionnement de réduire les effets d’une forte variation de potentiel dV/dt dans le côté secondaire, éliminant ainsi les éventuels problèmes CEM.
Le système d’alimentation 4 permettant un échange bidirectionnel de données par couplage capacitif via des paires d'écrans électrostatiques 9 et 10 est performant en termes de CEM. Il ne nécessite pas de composants d’isolation supplémentaires qui ont l’inconvénient comme expliqué en introduction, d’amener de nouvelles capacités parasites.
Le système d’alimentation 4 séquencé comme proposé, permet aussi une meilleure immunité aux fortes variations de potentiel dans le temps par l’utilisation de telles paires d’écrans électrostatiques 9 et 10.
Enfin, le système d’alimentation 4 selon l'invention permet un haut débit de transfert de données entre le primaire et le secondaire du circuit de commande 3, la durée du deuxième mode de fonctionnement étant très courte, de l’ordre de quelques centaines de nanosecondes et équivalente à la durée de variation brutale de potentiel.
L’invention a plus particulièrement été décrite pour des composants de puissance de type transistors de puissance et plus particulièrement de transistors dits à grand gap, pour lesquels le suivi de santé s’avère particulièrement important ; mais l’invention s’applique plus généralement à toute technologie de transistors de puissance ou commutateurs électroniques de puissance, et permet à la fois de satisfaire à des fonctions d’échange de données entre les côtés primaire et secondaire d’un système d’alimentation dans un convertisseur de puissance et résoudre de manière efficace, à moindre coût d’intégration, les problèmes associés à la circulation des courants de mode commun.

Claims (10)

  1. Système d’alimentation (4, 4H, 4L) d’un circuit de commande rapprochée (3H, 3L) de composants électroniques de puissance (2H, 2L), comprenant un transformateur (6) équipé d’au moins une paire d’écrans électrostatiques (9, 10), caractérisé en ce que le système d’alimentation (4, 4H, 4L) est configuré de telle sorte que, dans un premier mode de fonctionnement, ladite au moins une paire d’écrans électrostatiques (9, 10) est configurée en moyen d’échange de données par couplage capacitif et que, dans un deuxième mode de fonctionnement, ladite au moins une paire d’écrans (9, 10) électrostatiques est configurée en moyen de redirection du courant de mode commun apte à rediriger un courant circulant dans chaque écran électrostatique (9,10) vers une masse électrique respective (12a, 12b).
  2. Système d’alimentation (4, 4H, 4L) selon la revendication 1, dans lequel le transformateur (6) forme une isolation galvanique (72) pour le transfert d’énergie d’alimentation du circuit de commande rapprochée (3H, 3L).
  3. Système d’alimentation (4, 4H, 4L) selon la revendication 1 ou 2, dans lequel le transformateur (6) comprend une bobine primaire (8a) et une bobine secondaire (8b), chaque paire d’écrans électrostatiques (9, 10) étant disposée entre les bobines primaire (8a) et secondaire (8b) et comprenant un écran primaire (9a, 10a) disposé au voisinage de la bobine primaire (8a) et un écran secondaire (9b, 10b) disposé au voisinage de la bobine secondaire (8b) et en regard dudit écran primaire (9a, 10a), l’écran primaire (9a, 10a) étant relié à un premier module d’émission et de réception de données (13a) et l’écran secondaire (9b, 10b) étant relié à un deuxième module d’émission et de réception de données (13b).
  4. Système d’alimentation (4, 4H, 4L) selon la revendication 3, dans lequel chaque écran électrostatique primaire (9a, 10a) est relié à une masse du côté primaire (12a) et chaque écran électrostatique secondaire (9b, 10b) est relié à une masse du côté secondaire (12b) par un commutateur respectif (S1a, S1b, S2a, S2b) commandé par un système de contrôle des commutateurs (14a, 14b).
  5. Système d’alimentation (4, 4H, 4L) selon la revendication 4, dans lequel dans le deuxième mode de fonctionnement, chacun des commutateurs (S1a, S1b, S2a, S2b) associé à chaque écran primaire est commandé à l’état fermé par le système de contrôle des commutateurs (14a, 14b).
  6. Système d’alimentation (4, 4H, 4L) selon la revendication 4 ou 5, dans lequel dans le premier mode de fonctionnement, pour chaque paire d’écrans électrostatiques (9,10), l’écran électrostatique primaire (9a, 10a) est couplé capacitivement à l’écran électrostatique secondaire (9b, 10b) correspondant, chaque commutateur (S1a, S1b, S2a, S2b) étant commandé dans l’état ouvert par le système de contrôle de commutateurs (14a, 14b).
  7. Système d’alimentation (4, 4H, 4L) selon l’une quelconque des revendications 1 à 6, dans lequel les données échangées dans le premier mode de fonctionnement sont modulées à haute fréquence par rapport à une fréquence de fonctionnement du transformateur (6).
  8. Convertisseur de puissance comprenant un système d’alimentation (4, 4H, 4L) d’un circuit de commande rapprochée (3) selon l’une quelconque des revendications 1 à 7.
  9. Convertisseur de puissance selon la revendication 8, comprenant une branche de conversion de puissance comportant au moins un premier et un deuxième composant de puissance (2H, 2L) reliés en série, les composants de puissance (2H, 2L) étant chacun pilotés respectivement par un premier et un deuxième circuit de commande rapprochée (3H, 3L) à partir de consignes élaborées par un module de commande globale (5), le premier et le deuxième circuit de commande rapprochée (3H, 3L)étant respectivement alimentés par un premier et un deuxième système d’alimentation (4H, 4L) selon l’une quelconque des revendications 1 à 7.
  10. Convertisseur de puissance selon la revendication 9, dans lequel les premier et deuxième composants de puissance (2H, 2L) comprennent des transistors de puissance à grand gap.
FR2212091A 2022-11-21 2022-11-21 Système d’alimentation d’un circuit de commande d'un composant de puissance et onduleur associé Active FR3142305B1 (fr)

Priority Applications (2)

Application Number Priority Date Filing Date Title
FR2212091A FR3142305B1 (fr) 2022-11-21 2022-11-21 Système d’alimentation d’un circuit de commande d'un composant de puissance et onduleur associé
PCT/FR2023/051813 WO2024110722A1 (fr) 2022-11-21 2023-11-17 Système d'alimentation d'un circuit de commande d'un composant de puissance et onduleur associé

Applications Claiming Priority (2)

Application Number Priority Date Filing Date Title
FR2212091 2022-11-21
FR2212091A FR3142305B1 (fr) 2022-11-21 2022-11-21 Système d’alimentation d’un circuit de commande d'un composant de puissance et onduleur associé

Publications (2)

Publication Number Publication Date
FR3142305A1 true FR3142305A1 (fr) 2024-05-24
FR3142305B1 FR3142305B1 (fr) 2024-12-20

Family

ID=85037025

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
FR2212091A Active FR3142305B1 (fr) 2022-11-21 2022-11-21 Système d’alimentation d’un circuit de commande d'un composant de puissance et onduleur associé

Country Status (2)

Country Link
FR (1) FR3142305B1 (fr)
WO (1) WO2024110722A1 (fr)

Citations (3)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US5563536A (en) * 1993-11-08 1996-10-08 Gruendl & Hoffmann Driver circuit having low voltage detection and high current detection
US20020135236A1 (en) * 1997-10-23 2002-09-26 Haigh Geoffrey T. Non-optical signal isolator
JP2008312333A (ja) * 2007-06-14 2008-12-25 Yokogawa Electric Corp 電圧電流発生装置

Patent Citations (3)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US5563536A (en) * 1993-11-08 1996-10-08 Gruendl & Hoffmann Driver circuit having low voltage detection and high current detection
US20020135236A1 (en) * 1997-10-23 2002-09-26 Haigh Geoffrey T. Non-optical signal isolator
JP2008312333A (ja) * 2007-06-14 2008-12-25 Yokogawa Electric Corp 電圧電流発生装置

Non-Patent Citations (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Title
J. WECKBRODT ET AL.: "A bidi-rectional communicating power supply circuit for smart Gate Driver boards", IEEE POWER ELECTRONICS REGULAR PAPER/LETTER/CORRESPONDENCE

Also Published As

Publication number Publication date
WO2024110722A1 (fr) 2024-05-30
FR3142305B1 (fr) 2024-12-20

Similar Documents

Publication Publication Date Title
US10666472B2 (en) Method and system for split voltage domain transmitter circuits
US6940627B2 (en) Control system for electrochromic devices
EP0505283A2 (fr) Dispositif d'isolement galvanique pour signaux électriques continus ou susceptibles de comporter une composante continue
EP0522580A2 (fr) Méthode de commande du fonctionnement d'un système et d'un dispositif d'imagerie
US20030174022A1 (en) Input follower system and method
SE462069B (sv) Signalanordning foer fellokalisering i ett digitaloptiskt oeverfoeringssystem
US7373090B2 (en) Modulator driver circuit with selectable on-chip termination
EP0190209A1 (fr) Dispositif de commande d'une bobine d'electroaimant et appareil electrique de communication equipe d'un tel dispositif
Khafaji et al. A $4\times45 $ Gb/s two-tap FFE VCSEL driver in 14-nm FinFET CMOS suitable for burst mode operation
JP4957315B2 (ja) 半導体光増幅モジュール、マトリクス型光スイッチ装置、および駆動回路
FR3142305A1 (fr) Système d’alimentation d’un circuit de commande d'un composant de puissance et onduleur associé
JPH08163052A (ja) 光送受信回路
SK582009U1 (en) Method for amplitude modulation for purpose of information transmission in power line 230V a device for thereof
EP0884818B1 (fr) Procédé de commande d'au moins un transistor du type IBGT apte à permettre le fonctionnement de celui-ci sous irradiation
KR20090093891A (ko) 전력용 반도체 스위치의 드라이버 내의 신호 전압 전송을 위한 회로 및 방법
JP3102401B2 (ja) 電力変換器の制御装置
EP0300872B2 (fr) Dispositif de filtrage des perturbations de mode commun affectant les cartes électroniques d'un convertisseur statique de puissance
US8611385B2 (en) Optical source driver circuit with controllable termination
FR3054739A1 (fr) Ensemble de pilotage d'elements de commutation statiques dans un aeronef
JP2007194365A (ja) 光送信回路
FR3004022A1 (fr) Reseau et procede de communication pour poste de reseau electrique a bus de communication universel pour commandes de teleprotection
EP0112221A1 (fr) Dispositif de commutation pour choisir un modulateur, parmi deux, et le brancher dans un émetteur
US6977540B2 (en) High-speed isolated port
EP3664240B1 (fr) Dispositif de détection de court-circuit dans un bras de commutation
US11632103B2 (en) High-speed voltage clamp for unterminated transmission lines

Legal Events

Date Code Title Description
PLFP Fee payment

Year of fee payment: 2

PLSC Publication of the preliminary search report

Effective date: 20240524

PLFP Fee payment

Year of fee payment: 3

PLFP Fee payment

Year of fee payment: 4