IT201700018513A1 - Metodo per controllare a sei passi di commutazione un inverter trifase configurato per azionare un motore elettrico brushless - Google Patents

Metodo per controllare a sei passi di commutazione un inverter trifase configurato per azionare un motore elettrico brushless

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IT201700018513A1 IT102017000018513A IT201700018513A IT201700018513A1 IT 201700018513 A1 IT201700018513 A1 IT 201700018513A1 IT 102017000018513 A IT102017000018513 A IT 102017000018513A IT 201700018513 A IT201700018513 A IT 201700018513A IT 201700018513 A1 IT201700018513 A1 IT 201700018513A1
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Description

METODO PER CONTROLLARE A SEI PASSI DI COMMUTAZIONE UN
INVERTER TRIFASE CONFIGURATO PER AZIONARE UN MOTORE
ELETTRICO BRUSHLESS.
DESCRIZIONE
Settore tecnico
La presente invenzione si riferisce in generale al controllo elettronico della movimentazione di motori elettrici. In particolare, l’invenzione si riferisce ad un metodo per controllare a sei passi di commutazione un inverter trifase configurato per azionare un motore elettrico di tipo brushless.
Arte anteriore
Come noto, un motore elettrico in corrente continua brushless (BrushLess Direct Current o BLDC) trifase, è un motore sincrono che comprende uno statore avente tre avvolgimenti conduttori di fase ed un rotore che può avere da due a otto paia di poli costituiti da magneti permanenti arrangiati sul o dentro il rotore.
In tali motori, il rotore opera da elemento indotto ed è rotante, mentre l’elemento induttore, cioè lo statore, è alimentato dalle tensioni in alternata generate da un dispositivo inverter a partire da una tensione di alimentazione in continua. Tale dispositivo inverter è, in particolare, pilotato da una opportuna unità elettronica di controllo.
Le figure 2A e 2B mostrano schematicamente un dispositivo inverter 200 configurato per alimentare gli avvolgimenti conduttori o fasi A’, B’, C’ di un motore BLDC trifase M1. Tali motori sono sincroni in quanto la tensione e la corrente di alimentazione sono sincronizzate con la posizione del rotore.
Come noto, il dispositivo inverter 200 controlla la tensione e la corrente fornite al motore M1 con uno schema di commutazione a sei passi ripetuto ciclicamente. In particolare, durante ciascun passo di commutazione, gli avvolgimenti conduttori A’, B’, C’ dello statore sono collegabili alternativamente ad un potenziale di alimentazione V1 oppure un potenziale di massa VD. In riferimento alla figura 2A, in un primo passo di commutazione, il primo avvolgimento conduttore A’ del motore è al potenziale di alimentazione V1 quando il primo transistore T1’, per esempio di tipo IGBT (Insulated Gate Bipolar Transistor), è attivato (ON) e il secondo transistore T2’ è disattivato (OFF). Sempre nello stesso passo di commutazione, tale primo avvolgimento conduttore A’ è al potenziale di massa VD se, al contrario, il secondo transistore T2’ è attivato (ON) ed il primo T1’ è disattivato (OFF). Si osservi che, ad ogni passo di commutazione, solo due degli avvolgimenti conduttori A’, B’, C’ dello statore sono alimentati coi potenziali V1, VD, mentre il terzo rimane non alimentato.
In accordo con una tecnica nota, per regolare tensione e corrente erogata al motore M1 ad ogni passo di commutazione, ciascun transistore T1’-T6’ dell’inverter 200 viene attivato/disattivato mediante un segnale a modulazione di larghezza di impulso o PWM (Pulse Width Modulation) applicato al rispettivo terminale di gate. Inoltre, per evitare corto-circuiti tra il potenziale di alimentazione V1 ed il potenziale di massa VD, i transistori T1’-T2’, T3’-T4’, T5’-T6’ presenti su un medesimo ramo dell’inverter 200 sono pilotati con due segnali PWM tra loro complementari su un medesimo periodo T, cioè un segnale PWM e uno complementare NPWM.
Un corretto controllo dell’inverter 200, e quindi del motore BLDC, implica che ciascun passo di commutazione, avente una estensione di 60° elettrici, sia sincronizzato con la posizione del rotore.
Si osservi che quando un motore BLDC ruota, su ogni avvolgimento conduttore A’, B’, C’ viene generata una forza contro-elettromotrice (Back Electro-motive Force o BEMF) per effetto di induzione magnetica. Si tratta di una tensione che, in accordo con la legge di Lenz, si oppone alla tensione alimentata sull’avvolgimento stesso attraverso l’inverter 200.
Per la generazione di una coppia motrice massima da parte del motore BLDC M1, si richiede che il flusso magnetico generato dalle correnti negli avvolgimenti dello statore sia sfasato di 90° elettrici rispetto al flusso magnetico associato al rotore. Di conseguenza, per ottenere la coppia massima, si richiede che la corrente di ciascun avvolgimento conduttivo dello statore sia in fase con la tensione di forza contro-elettromotrice BEMF associata a tale avvolgimento. In altre parole, per un corretto controllo della movimentazione del motore BLDC, in particolare un controllo senza sensori (sensorless), l’unità elettronica che controlla il dispositivo inverter 200 (non mostrata nelle figure 2A, 2B) è configurata per rilevare tale forza contro-elettromotrice BEMF.
Come noto, tale forza contro-elettromotrice BEMF è rilevabile quando l’avvolgimento conduttore, A’, B’ o C’ di interesse non è collegato al potenziale di alimentazione V1 o al potenziale di massa VD, in particolare leggendo la tensione presente sull’avvolgimento stesso. Tale metodologia nota, tuttavia, presenta alcuni inconvenienti, come sarà chiarito nel seguito.
Si assume che ad un primo passo di controllo, il potenziale di alimentazione V1 sia applicato al primo avvolgimento A’, il potenziale di massa VD sia applicato al secondo avvolgimento B’, mentre il terzo avvolgimento C non sia alimentato. Ciò avviene in quanto:
- il primo transistore T1’ è attivato dal segnale PWM (ON) ed il secondo transistore T2’ è disattivato dal segnale NPWM (OFF);
- il terzo transistore T3’ è disattivato dal segnale NPWM ed il quarto transistore T4’ è attivato dal segnale PWM;
- il quinto T5’ ed il sesto T6’ transistore sono entrambi disattivati.
In seguito alla commutazione da tale primo passo ad un successivo passo del controllo, in riferimento alla figura 2A, il potenziale di alimentazione V1 è ancora applicato al primo avvolgimento A’. Stavolta il potenziale di massa VD è applicato al terzo avvolgimento C’, mentre il secondo avvolgimento B’ non è alimentato. Ciò si ottiene:
- mantenendo il primo transistore T1’ attivato dal segnale PWM ed il secondo transistore T2’ disattivato dal segnale NPWM;
- attivando il sesto transistore T6’ con il segnale PWM e mantenendo il quinto transistore T5’ disattivato con segnale NPWM;
- portando il terzo T3’ e il quarto T4’ transistore in stato disattivato.
Alla luce di ciò, in seguito alla commutazione, dal momento che la corrente nel secondo avvolgimento B’ non può annullarsi istantaneamente, si rileva, oltre alla corrente regolata IR, una corrente di scarica, o prima corrente di scarica Id1, nel secondo avvolgimento B’ che raggiunge il potenziale di alimentazione V1 attraverso il terzo diodo di ricircolo D3 associato al terzo transistore T3’.
In riferimento alla figura 2B, in seguito alla commutazione, un’analoga corrente di scarica, o seconda corrente di scarica, Id2 è rilevabile nel secondo avvolgimento B’ nel caso di pilotaggio duale delle coppie di transistori T1’, T2’ e T5’, T6’ con i segnali PWM e NPWM.
Si osservi che, in seguito a commutazione da un passo del controllo ad un passo successivo, correnti di scarica analoghe a quelle sopra menzionate interessano ciascun avvolgimento conduttore del motore M1 che non è collegato al potenziale di alimentazione. Tali correnti di scarica impediscono di rilevare in modo accurato l’effettiva forza contro-elettromotrice BEMF generata nell’avvolgimento per effetto Lenz e, di conseguenza, ostacolano un efficiente controllo della movimentazione del motore BLDC stesso da parte dell’unità di controllo elettronica. Il tempo di scarica delle correnti sopra menzionate è denominato tempo di oscuramento della forza contro-elettromotrice o balnking time dagli esperti del settore. Tale blanking time è proporzionale alla corrente che attraversa ciascun avvolgimento A’, B’, C’ del motore e, pertanto, rappresenta un limite al controllo efficace del motore BLDC quando quest’ultimo è interessato da elevate correnti.
Le soluzioni attualmente impiegate per ridurre il blanking time prevedono la riduzione della corrente negli avvolgimenti del motore il che implica il dover ridurre la coppia motrice generata. Tale scelta, tuttavia, non è una soluzione percorribile in molte applicazioni.
Sommario
Scopo della presente invenzione è quello di escogitare e mettere a disposizione un metodo per controllare a sei passi di commutazione un inverter trifase configurato per azionare un motore elettrico brushless che permetta di superare, almeno parzialmente, i limiti e gli inconvenienti dei metodi di controllo noti, con particolare riferimento alla riduzione degli effetti indesiderati del balnking time per migliorare la misura della forza contro-elettromotrice BEMF generata negli avvolgimenti del motore.
Tale scopo viene raggiunto mediante un metodo di controllo a sei passi di commutazione di un inverter trifase configurato per azionare un motore elettrico brushless in accordo con la rivendicazione 1.
Forme alternative di realizzazione del suddetto metodo di controllo sono definite nelle rivendicazioni dipendenti.
Breve descrizione dei disegni
Ulteriori caratteristiche e vantaggi del metodo di controllo a sei passi di commutazione di un inverter trifase configurato per azionare un motore elettrico brushless dell’invenzione risulteranno dalla descrizione di seguito riportata di un esempio preferito di realizzazione, dato a titolo indicativo e non limitativo, con riferimento alle annesse figure, in cui: - la figura 1 mostra schematicamente una apparecchiatura elettronica di controllo della movimentazione di un motore elettrico brushless trifase, in cui tale apparecchiatura è configurata per attuare il metodo di controllo della presente invenzione;
- le figure 2A e 2B mostrano schematicamente correnti associate ad un dispositivo inverter di tipo noto di alimentazione degli avvolgimenti conduttori di un motore elettrico brushless in seguito alla commutazione da un primo passo ad un successivo passo del controllo;
- le figure 3A, 3B, 3C, 3D, 3E, 3F mostrano, in funzione del tempo, andamenti di segnali di controllo generati da una unità elettronica di controllo dell’apparecchiatura di figura 1 per comandare i terminali di gate di transistori di un rispettivo inverter;
- la figura 4A mostra, in funzione del tempo, un confronto tra l’andamento di una corrente di scarica in un avvolgimento del motore BLDC nel caso di un metodo di controllo a sei passi di commutazione in accordo con un primo esempio di realizzazione della presente invenzione e in accordo ad una soluzione nota;
- la figura 4B mostra, in funzione del tempo, andamenti di correnti di scarica in un avvolgimento del motore BLDC nel caso di un metodo di controllo a sei passi di commutazione in accordo ad un secondo esempio di realizzazione della presente invenzione per diversi valori del duty-cycle;
- la figura 5 mostra, in funzione del tempo, una porzione di una forma d'onda di corrente del motore BLDC controllato in maniera standard con schema di commutazione a sei passi confrontato con una porzione di una forma d'onda di corrente del motore BLDC controllato con schema di commutazione a sei passi in accordo con un terzo esempio di realizzazione dell’invenzione.
Nelle suddette figure elementi uguali o analoghi sono indicati mediante gli stessi riferimenti numerici.
Descrizione dettagliata
Con riferimento alla figura 1, uno schema di un’apparecchiatura elettronica di controllo della movimentazione di un motore elettrico M, in cui tale apparecchiatura è configurata per attuare il metodo di controllo della presente invenzione, è indicata nel suo complesso con il riferimento numerico 100. Nel seguito, tale apparecchiatura elettronica di controllo 100 sarà anche indicata apparecchiatura di controllo o semplicemente apparecchiatura.
Si osservi che il motore elettrico M sopra menzionato è un motore elettrico sincrono trifase di tipo brushless (BrushLess Direct Current o BLDC), impiegabile, per esempio, in cappe aspiranti per cucina.
Inoltre, il controllo della movimentazione del motore M avviene, in particolare, senza sensori (sensorless).
In generale, tale motore brushless M comprende un rotore mobile ROT esterno ed uno statore interno ST provvisto di avvolgimenti conduttori alimentati da tensioni in alternata.
Per esempio, tale rotore ROT comprende un corpo porta-magneti avente una parete circonferenziale stampata in materiale sintetico, preferibilmente in plastica, mescolato con particelle di materiale magnetizzabile, ad esempio ferrite, e magnetizzata con uno schema magnetico HALBACH con poli circonferenzialmente alternati di tipo noto ad un esperto del settore. In una forma di realizzazione preferita, la parete circonferenziale del rotore ROT è magnetizzata con otto poli formanti quattro coppie di poli opposti.
Secondo una forma di realizzazione esemplificativa, lo statore ST interno è uno statore a poli salienti includente tre avvolgimenti statorici A, B, C connessi tra loro stella e con centro stella non messo a terra.
L’apparecchiatura elettronica di controllo 100, che per esempio è integrata su una scheda elettronica a circuito stampato (PCB), comprende un inverter 101 costituito da una struttura circuitale a ponte trifase includente transistori di potenza T1, T2, T3, T4, T5, T6, per esempio transistori IGBT (Insulated Gate Bipolar Transistor), di tipo noto ad un esperto del settore.
L’inverter 101 è costituito da tre rami R1, R2, R3 collegati in parallelo tra loro tra una prima linea conduttiva collegata ad un potenziale di alimentazione VB in continua ed una seconda linea conduttiva collegata al potenziale di massa VD. Ciascuno di tali rami R1, R2, R3 dell’inverter include due transistori elettronici di potenza.
A ciascuno dei transistori di potenza T1, T2, T3, T4, T5, T6 dell’inverter 101 è associato un rispettivo diodo di ricircolo D1, D2, D3, D4, D5, D6. L’inverter 101 è configurato per fornire alimentazione elettrica trifase allo statore ST del motore elettrico M per assicurare la desiderata velocità (o coppia motrice) al motore M stesso, cioè per movimentarlo. Tale inverter 101 controlla la tensione e la corrente fornite al motore M con uno schema di commutazione a sei passi ripetuto ciclicamente. In particolare, durante ciascun passo di commutazione, gli avvolgimenti conduttori o fasi A, B, C dello statore ST sono collegabili alternativamente al potenziale di alimentazione VB oppure un potenziale di massa VD attraverso l’attivazione/la disattivazione dei transistori T1, T2, T3, T4, T5, T6.
L’apparecchiatura elettronica di controllo 100 comprende, inoltre, una unità elettronica di controllo 102 configurata per attivare/disattivare selettivamente i transistori di potenza T1, T2, T3, T4, T5, T6 dell’inverter 101. In particolare, tale unità elettronica di controllo 102, costituita preferibilmente da un microcontrollore, include terminali elettrici di comando C1, C2, C3, C4, C5, C6 ciascuno de quali è collegato ad un terminale di gate Gi (con i=1…6) di uno dei transistori di potenza T1, T2, T3, T4, T5, T6. Attraverso ciascun terminale elettrico di comando C1, C2, C3, C4, C5, C6, l’unità elettronica di controllo 102 è configurata per rendere disponibili segnali di controllo per attivare/disattivare ciascun transistore dell’inverter 101.
In particolare, in riferimento alle figure 3A, 3B, 3C, 3D, 3E, 3F tali segnali di controllo comprendono:
- un primo segnale costante nel tempo E1=OFF avente rispettiva ampiezza L nulla;
- un secondo segnale costante nel tempo E2=ON avente rispettiva ampiezza H positiva prefissata, in cui tale ampiezza H è atta ad attivare i transistori di potenza dell’inverter 101;
- un primo PWM ed un secondo NPWM segnale a modulazione di ampiezza d’impulso, complementari tra loro rispetto al medesimo periodo T e aventi differente dutycycle;
- un terzo segnale a modulazione di ampiezza d’impulso PWM-- avente duty-cycle minore del duty-cycle del primo segnale a modulazione di ampiezza d’impulso PWM;
- un quarto segnale a modulazione di ampiezza d’impulso PWM++ avente duty-cycle maggiore del duty-cycle del primo segnale a modulazione di ampiezza d’impulso PWM.
In un esempio di realizzazione, il primo segnale a modulazione di ampiezza d’impulso PWM ha un duty-cycle del 40% ed il secondo segnale NPWM a modulazione di ampiezza d’impulso ha un duty-cycle del 60%. Inoltre, il terzo segnale a modulazione di ampiezza d’impulso PWM--ha duty-cycle del 20% ed il quarto segnale a modulazione di ampiezza d’impulso PWM++ ha duty-cycle del 60%.
Di seguito sono descritte in maggior dettaglio le fasi operative del metodo dell’invenzione, implementato dall’unità elettronica di controllo 102 dell’apparecchiatura 100, per controllare a sei passi di commutazione l’inverter trifase 101 che aziona il motore elettrico brushless M.
Si fa presente che l’unità elettronica di controllo 102, cioè il microcontrollore, è predisposto per caricare, in una rispettiva memoria, ed eseguire i codici di un programma applicativo che implementa il metodo della presente invenzione.
Il metodo dell’invenzione verrà descritto in riferimento alle figure sopra menzionate e alle sotto riportate TABELLA 1 e TABELLA 2, che ne rappresentano due differenti esempi di realizzazione.
Si osservi che di seguito il metodo è descritto in dettaglio facendo riferimento ai transistori di potenza dell’inverter 101 coinvolti nel primo passo di commutazione Passo1. Tuttavia, la medesima procedura può essere ripetuta per ciascuno dei successivi passi di commutazione Passo2-Passo6, variando di conseguenza i transistori di potenza coinvolti.
Inoltre, come noto, in ciascun passo di commutazione Passo1-Passo6, solo due dei tre rami R1, R2, R3 dell’inverter 101 sono coinvolti nella conduzione di corrente, mentre il terzo (con i relativi transistori di potenza) rimane disabilitato.
In particolare, il metodo prevede una fase di applicare, da parte della unità elettronica di controllo 102, per almeno parte del primo passo di commutazione Passo1 il primo segnale a modulazione di ampiezza d’impulso PWM ai terminali di gate G1, G4 di primi transistori T1, T4 del primo R1 e del secondo R2 ramo dei tre rami che costituiscono l’inverter trifase 101. In tal modo, la conduzione di corrente elettrica attraverso tali primi transistori T1, T4 è abilitata.
Inoltre, si prevede una fase di applicare il secondo segnale a modulazione di ampiezza d’impulso NPWM ai terminali di gate G2, G3 di secondi transistori T2, T3 degli stessi primo R1 e secondo R2 ramo dei tre rami che costituiscono l’inverter trifase 101 per disabilitare la conduzione di corrente elettrica attraverso tali secondi transistori T2, T3.
Il metodo comprende, in aggiunta, una fase di suddividere o ripartire da parte dell’unità elettronica di controllo 102, ciascun passo Passo1-Passo6 dei sei passi di commutazione in una prima porzione di passo Passo1.1-Passo6.1 di commutazione ed in una successiva seconda porzione di passo Passo1.2-Passo6.2 di commutazione.
In aggiunta, in riferimento al primo passo Passo1 (ma le stesse considerazioni sono ripetibili per ciascun passo di commutazione successivo Passo2-Passo6), durante la prima porzione di passo Passo1.1 di commutazione, il metodo comprende le ulteriori fasi di:
- applicare, da parte dell’unità elettronica di controllo 102, un primo segnale ai terminali di gate G1, G2 dei primi transistori T1, T4 quando a tali primi transistori è applicato il primo segnale a modulazione di ampiezza d’impulso PWM nella successiva seconda porzione di passo Passo1.2 di commutazione;
- applicare, sempre da parte dell’unità elettronica di
controllo 102, un secondo segnale ai terminali di gate
G2, G3 dei secondi transistori T2, T3 quando a tali
secondi transistori è applicato il secondo segnale a
modulazione di ampiezza d’impulso NPWM nella successiva
seconda porzione di passo Passo1.2 di commutazione.
TABELLA 1
Passo di
T1 T2 T3 T4 T5 T6 commutazione
Passo
OFF ON ON OFF OFF OFF
1.1
Passo 1
Passo
PWM NPWM NPWM PWM OFF OFF
1.2
Passo
OFF ON OFF OFF ON OFF
2.1
Passo 2
Passo
PWM NPWM OFF OFF NPWM PWM
2.2
Passo
OFF OFF OFF ON ON OFF
3.1
Passo 3
Passo
OFF OFF PWM NPWM NPWM PWM
3.2
Passo
ON OFF OFF ON OFF OFF
4.1
Passo 4
Passo
NPWM PWM PWM NPWM OFF OFF
4.2
Passo
ON OFF OFF OFF OFF ON
5.1
Passo 5
Passo
NPWM PWM OFF OFF PWM NPWM
5.2
Passo
OFF OFF ON OFF OFF ON
6.1
Passo 6
Passo
OFF OFF NPWM PWM PWM NPWM
6.2
TABELLA 2
Passo di
T1 T2 T3 T4 T5 T6 commutazione
Passo
PWM-- PWM++ ON OFF OFF OFF Passo 1.1
1 Passo
PWM NPWM NPWM PWM OFF OFF
1.2
Passo
PWM-- PWM++ OFF OFF ON OFF Passo 2.1
2 Passo
PWM NPWM OFF OFF NPWM PWM
2.2
Passo
OFF OFF PWM-- PWM++ ON OFF Passo 3.1
3 Passo
OFF OFF PWM NPWM NPWM PWM
3.2
Passo
ON OFF PWM-- PWM++ OFF OFF Passo 4.1
4 Passo
NPWM PWM PWM NPWM OFF OFF
4.2
Passo
ON OFF OFF OFF PWM-- PWM++ Passo 5.1
5 Passo
NPWM PWM OFF OFF PWM NPWM
5.2
Passo
OFF OFF ON OFF PWM-- PWM++ Passo 6.1
6 Passo
OFF OFF NPWM PWM PWM NPWM
6.2
In riferimento ad entrambe le forme di realizzazione delle tabelle 1 e 2, vantaggiosamente, il sopra menzionato primo segnale è configurato per almeno ridurre la corrente condotta dai primi transistori T1, T4 del primo R1 e del secondo R2 ramo dell’inverter trifase 101, e il suddetto secondo segnale è configurato per incrementare la corrente condotta dai secondi transistori T2, T3 dello stesso primo R1 e secondo R2 ramo dell’inverter trifase 101.
In maggior dettaglio, in riferimento all’esempio di realizzazione del metodo della TABELLA 1, tale primo segnale applicato ai terminali di gate dei primi transistori T1, T4 del primo R1 e del secondo R2 ramo dell’inverter 101 è il primo segnale costante nel tempo E1 avente ampiezza L nulla ed indicato in TABELLA 1 con OFF. Tale primo segnale costante E1 è configurato per disabilitare i primi transistori T1, T4.
Inoltre, il secondo segnale applicato ai terminali di gate dei secondi transistori T2, T3 del primo R1 e del secondo R2 ramo dell’inverter 101 è il secondo segnale costante nel tempo E2 avente ampiezza positiva H prefissata (indicato con ON in TABELLA 1) e configurato per abilitare tali secondi transistori.
In riferimento all’esempio di realizzazione del metodo della TABELLA 2, il sopra menzionato primo segnale coincide con il primo segnale costante nel tempo E1 di ampiezza nulla (indicato con OFF in tabella) quando è applicato al terminale di gate di uno dei primi transistori T1, T4 del primo R1 e del secondo R2 ramo dei tre rami dell’inverter trifase 101 per disabilitare tale primo transistore. In particolare, per il primo passo Passo1 si tratta del transistore T4.
Il sopra menzionato primo segnale coincide con il terzo segnale a modulazione di ampiezza d’impulso PWM--quando è applicato al terminale di gate dell’altro dei suddetti primi transistori T1, T4, cioè quando è applicato al transistore T1.
Sempre in riferimento all’esempio di realizzazione della TABELLA 2, il sopra menzionato secondo segnale coincide con il secondo segnale costante nel tempo E2 di ampiezza positiva H prefissata (indicato con ON in tabella) quando è applicato al terminale di gate di uno dei secondi transistori T2, T3 del primo R1 e del secondo R2 ramo dei tre rami dell’inverter trifase 101 per abilitare tale secondo transistore. In relazione all’esempio del passo Passo1, si tratta del transistore T3.
Il sopra menzionato secondo segnale coincide con il quarto segnale a modulazione di ampiezza d’impulso PWM++ quando è applicato al terminale di gate dell’altro di tali secondi transistori T2, T3, cioè del transistore T2.
La Richiedente ha verificato, attraverso simulazioni, che l’impiego degli schemi di controllo a sei passi dell’inverter 101 rappresentati in TABELLA 1 e TABELLA 2 permette di ridurre il blanking time e permette di migliorare la rilevazione della forza controelettromotrice BEMF generata negli avvolgimenti A, B, C dello statore ST da parte dell’unità elettronica di controllo 102. Pertanto, con il metodo della presente invenzione, il controllo della movimentazione del motore M da parte dell’unità di controllo elettronica 102 è migliorato.
In riferimento alla figura 4A, è mostrato, in funzione del tempo, un confronto tra l’andamento di una corrente di scarica ISin un avvolgimento del motore BLDC M ottenuta applicando il metodo di controllo a sei passi di commutazione dell’inverter 101 in accordo con l’esempio di realizzazione della TABELLA 1 rispetto alla corrente di scarica INottenuta con un metodo di controllo noto.
In particolare, le correnti di scarica IS, INdella simulazione di figura 4A sono relative ad un motore che gira ad una velocità di 1800rpm con una corrente di fase di 2A. Inoltre, tale risultato viene ottenuto assumendo una estensione s uguale a 25° elettrici.
Da tale figura si nota che la scarica della corrente ISottenuta con il metodo dell’invenzione è più rapida della scarica della corrente della soluzione nota IN. Si osservi che, in ogni istante, il valore della corrente ISè inferiore a quello della corrente IN. Inoltre, la più lenta scarica della corrente della soluzione nota INsi prolunga nel tempo fino a sovrapposi e mascherare l’evento di attraversamento di zero o zerocrossing, rappresentato dalla freccia H, che definisce il limite oltre il quale non è più possibile controllare efficacemente il motore M. La simulazione di figura 4A conferma, pertanto, che lo schema di controllo della TABELLA 1 riduce il blaking time rispetto allo schema di controllo noto.
In riferimento alla figura 4B, sono mostrati andamenti di una pluralità di correnti di scarica IS1, IS2, IS3, IS4, IS5in un avvolgimento del motore BLDC M nel caso di controllo a sei passi di commutazione dell’inverter 101 in accordo con l’esempio di realizzazione della TABELLA 2 per diversi valori del duty-cycle. In questo caso, i diversi andamenti delle correnti di scarica sono ottenuti considerando in simulazione valori crescenti di duty-cycle (nel verso indicato dalla freccia F) del terzo segnale a modulazione di ampiezza di impulso PWM--. In particolare, sono simulati i duty-cycle 0%, 20%, 40%, 60% e 80%. Anche in questo caso, le correnti di scarica simulate della figura 4B sono relative ad un motore che gira ad una velocità di 1800rpm con una corrente di fase di 2A ed il risultato viene ottenuto assumendo una estensione s uguale a 25° elettrici.
Come nel caso precedente, da tale figura si nota che la scarica della correnti IS1, IS2, IS3, IS4, IS5ottenuta con il metodo dell’invenzione è più rapida ed è modulabile al variare del duty-cycle pur mantenendosi inferiore al limite dell’evento di zero-crossing, rappresentato dalla freccia H, senza mai mascherarlo.
Si osservi che ciascun passo Passo1-Passo6 dei sei passi di commutazione del metodo ha, come noto, estensione di 60° elettrici. Inoltre, la prima porzione di passo Passo1.1-Passo6.1 di commutazione di ciascun passo di commutazione ha una prima estensione D1 e la successiva seconda porzione di passo Passo1.2-Passo6.2 di commutazione ha una seconda estensione D2 maggiore della prima estensione D1.
Attraverso simulazioni, la Richiedente ha verificato una riduzione degli effetti del blanking time quando la prima porzione di passo Passo1.1-Passo6.1 di ciascun passo di commutazione Passo1-Passo6 ha una prima estensione D1 compresa tra 5° e 30° elettrici. In particolare, la riduzione del blanking time è ottimale quando la prima estensione D1 è pari a 10° elettrici.
Si osservi che, durante i sei passi di commutazione, ogni transistore T1-T6 dell’inverter 101 è pilotato con un segnale di tipo PWM per almeno il 33% dell’intero ciclo avente estensione 360° elettrici nel caso dello schema di controllo di TABELLA 1 e per il 50% dell’intero ciclo avente estensione 360° elettrici nel caso dello schema di controllo di TABELLA 2. Durante questo periodo ciascun transistore è soggetto a perdite di commutazione (switching losses) che riducono la vita
utile di tale dispositivo e richiedono, inoltre,
l’impiego di ingombranti e costosi dissipatori.
La Richiedente ha verificato che è possibile
ridurre tali perdite di commutazione modificando il
metodo della presente invenzione in modo da implementare
lo schema di controllo a sei passi dell’inverter 101 in
accordo alla TABELLA 3 sotto riportata.
TABELLA 3
Passo di
T1 T2 T3 T4 T5 T6 commutazione
Passo
OFF ON ON OFF OFF OFF
1.1
Passo 1
Passo
ON OFF OFF PWM OFF OFF
1.2
Passo
OFF ON OFF OFF ON OFF
2.1
Passo 2
Passo
PWM OFF OFF OFF ON OFF
2.2
Passo
OFF OFF OFF ON ON OFF
3.1
Passo 3
Passo
OFF OFF ON OFF OFF PWM
3.2
Passo
ON OFF OFF ON OFF OFF
4.1
Passo 4
Passo
OFF ON PWM OFF OFF OFF
4.2
Passo
ON OFF OFF OFF OFF ON
5.1
Passo 5
Passo
OFF PWM OFF OFF ON OFF
5.2
Passo
OFF OFF ON OFF OFF ON
6.1
Passo 6
Passo
OFF OFF OFF ON PWM OFF
6.2
In riferimento alle figure ed alla TABELLA 3, tale metodo modificato per controllare a sei passi di commutazione l’inverter trifase 101 configurato per azionare il motore elettrico brushless M, comprende le seguenti fasi.
Una fase di generare, da parte dell’unità elettronica di controllo 102 segnali di controllo che comprendono:
il segnale a modulazione di ampiezza d’impulso PWM, il primo segnale costante nel tempo E1 di ampiezza L nulla,
il secondo segnale costante nel tempo E2 di ampiezza H positiva prefissata.
Inoltre, per almeno parte di ciascun passo Passo1-Passo6 di commutazione e con riferimento esemplificativo al primo passo Passo1, si prevede una fase di applicare, da parte della unità elettronica di controllo 102:
il secondo segnale costante nel tempo E2 (ON) al terminale di gate G1 di un primo transistore T1 del primo ramo R1 dei tre rami che costituiscono l’inverter trifase 101 per abilitare la conduzione di corrente elettrica attraverso tale primo transistore, e
il segnale a modulazione di ampiezza d’impulso PWM al terminale di gate G4 di un ulteriore primo transistore T4 del secondo ramo R2 dei tre rami che costituiscono l’inverter trifase, per abilitare la conduzione di corrente elettrica attraverso tale ulteriore primo transistore, e inoltre
il primo segnale costante nel tempo E1 (OFF) ai terminali di gate di un secondo T2 e di un ulteriore secondo T3 transistore del primo R1 e del secondo R2 ramo dell’inverter trifase 101, rispettivamente, per disabilitare la conduzione di corrente elettrica attraverso tali secondo ed ulteriore secondo transistore.
Il metodo comprende inoltre la fase di suddividere o ripartire, da parte dell’unità elettronica di controllo 102, ciascun passo Passo1-Passo6 di commutazione dei sei passi di commutazione in una prima porzione di passo Passo1.1-Passo6.1 di commutazione ed in una successiva seconda porzione di passo Passo1.2-Passo6.2 di commutazione.
In riferimento per semplicità al primo passo Passo1 di commutazione, ma la soluzione è applicabile ai passi successivi Passo2-Passo6 analogamente, durante la prima porzione di passo Passo1.1 di commutazione, il metodo comprende le fasi di:
- applicare, da parte dell’unità elettronica di controllo 102, il primo segnale costante nel tempo E1 (OFF) sia al terminale di gate G4 dell’ulteriore primo transistore T4 quando a tale ulteriore primo transistore è applicato il segnale a modulazione di ampiezza d’impulso PWM nella successiva seconda porzione di passo Passo1.2 di commutazione, sia al terminale di gate del primo transistore T1 quando a tale primo transistore è applicato il secondo segnale costante nel tempo E2 (ON) nella successiva seconda porzione di passo Passo1.2 di commutazione;
- applicare, da parte dell’unità elettronica di controllo 102, il secondo segnale costante nel tempo E2 (ON) ai terminali di gate G2, G3 del secondo T2 ed ulteriore secondo T3 transistore ai quali è applicato il primo segnale costante nel tempo E1 nella successiva seconda porzione di passo Passo1.2 di commutazione.
In particolare, il primo segnale E1 è configurato per annullare la corrente condotta dai sopra menzionati primo ed ulteriore primo transistore T1, T4 del primo R1 e del secondo R2 ramo dell’inverter trifase 101.
Il secondo segnale E2 è configurato per incrementare la corrente condotta dal secondo e dall’ulteriore secondo transistore T2, T3 del primo R1 e del secondo R2 ramo dell’inverter trifase 101.
Con il metodo di controllo modificato illustrato in riferimento alla TABELLA 3, durante i sei passi di commutazione, ogni transistore T1-T6 dell’inverter 101 è pilotato con un segnale di tipo PWM per almeno il 16% dell’intero ciclo di commutazioni avente estensione 360° elettrici.
Pertanto, tale metodo di controllo modificato ha il vantaggio di ridurre le perdite di commutazione dei transistori di potenza di circa il 50% rispetto alla metodologia descritta in riferimento alla TABELLA 1, dunque la vita operativa dei transistori è aumentata e l’apparecchiatura richiede dissipatori meno performanti.
Tuttavia, il metodo di controllo modificato offre rispetto alla metodologia descritta in riferimento alla TABELLA 1 minori vantaggi in termini di riduzione del blanking time.
In riferimento alla figura 5, una parte di una forma d'onda di corrente del motore BLDC M controllato in maniera standard con schema di commutazione a sei passi viene confrontato con una parte di una forma d'onda di corrente dello stesso motore BLDC controllato con schema di commutazione a sei passi in accordo con la TABELLA 3 dell’invenzione. Si osservi che analoghi andamenti in funzione del tempo sono ottenibili anche controllando il motore M con schema di commutazione a sei passi secondo quando descritto nelle TABELLE 1 o 2 sopra riportate.
In particolare, la forma d’onda (a tratto continuo) della corrente relativa ad un controllo standard è indicata con il riferimento numerico 40. Il riferimento numerico 41 indica la forma d’onda (in tratteggio) della corrente relativa ad un controllo eseguito con schema di commutazione a sei passi in accordo con la TABELLA 3.
Il motore ed il carico sono gli stessi in entrambi i casi. La velocità viene regolata per ottenere lo stesso tempo di scarica della corrente di fase, cioè ts = 670�s, che rappresenta una condizione limite.
Con lo schema di controllo a sei passi della TABELLA 3, la forma d’onda della corrente 41 controllata secondo l’invenzione ha valore medio più alto della corrente 40 ottenuta con controllo standard. In altre parole, il metodo di controllo dell’invenzione, assicura che il motore M giri ad una velocità di circa 2000rpm, cioè una velocità maggiore di quella ottenibile con lo schema di controllo tradizionale che è di circa 1750rpm.
Alle forme di realizzazione del metodo di controllo a sei passi di commutazione di un inverter trifase sopra descritto, un tecnico del ramo, per soddisfare esigenze contingenti, potrà apportare modifiche, adattamenti e sostituzioni di elementi con altri funzionalmente equivalenti, senza uscire dall'ambito delle seguenti rivendicazioni. Ognuna delle caratteristiche descritte come appartenente ad una possibile forma di realizzazione può essere realizzata indipendentemente dalle altre forme di realizzazione descritte.

Claims (10)

  1. RIVENDICAZIONI 1. Metodo per controllare a sei passi di commutazione un inverter trifase (101) configurato per azionare un motore elettrico brushless (M), comprendete le fasi di: - generare, da parte di una unità elettronica di controllo (102) dell’inverter trifase, segnali di controllo comprendenti un primo (PWM) ed un secondo (NPWM) segnale a modulazione di ampiezza d’impulso, detto secondo segnale a modulazione di ampiezza d’impulso (NPWM) essendo il complementare su un periodo T del primo segnale a modulazione di ampiezza d’impulso (PWM); - applicare, per almeno parte di ciascun passo (Passo1) di commutazione, da parte della unità elettronica di controllo (102), detto primo/secondo segnale a modulazione di ampiezza d’impulso (PWM)/(NPWM) a terminali di gate di primi/secondi transistori (T1,T4)/(T2, T3) di un primo (R1) e di un secondo (R2) ramo dei tre rami che costituiscono l’inverter trifase (101) per abilitare/disabilitare la conduzione di corrente elettrica attraverso detti primi/secondi transistori (T1,T4)/(T2, T3); - suddividere, da parte dell’unità elettronica di controllo (102), ciascun passo (Passo1) di commutazione dei sei passi di commutazione in una prima porzione di passo (Passo1.1) di commutazione ed in una successiva seconda porzione di passo (Passo1.2) di commutazione, in cui, per ciascun passo di commutazione, durante la prima porzione di passo (Passo1.1) di commutazione, il metodo comprende le fasi di: - applicare, da parte dell’unità elettronica di controllo (102), un primo segnale (E1; PWM--, E1) ai terminali di gate di detti primi transistori (T1, T4) quando a detti primi transistori è applicato il primo segnale a modulazione di ampiezza d’impulso (PWM) nella successiva seconda porzione di passo (Passo1.2) di commutazione, - applicare, da parte dell’unità elettronica di controllo (102), un secondo segnale (E2; PWM++, E2) ai terminali di gate di detti secondi transistori (T2, T3) quando a detti secondi transistori è applicato il secondo segnale a modulazione di ampiezza d’impulso (NPWM) nella successiva seconda porzione di passo (Passo1.2) di commutazione, in cui detto primo segnale (E1; PWM--, E1) è configurato per almeno ridurre la corrente condotta dai primi transistori (T1, T4) del primo e del secondo ramo dell’inverter trifase, e detto secondo segnale (E2; PWM++, E2) è configurato per incrementare la corrente condotta dai secondi transistori (T2, T3) del primo e del secondo ramo dell’inverter trifase.
  2. 2. Metodo di controllo di un inverter trifase (101) secondo la rivendicazione 1, in cui detto primo segnale (E1) applicato ai terminali di gate dei primi transistori (T1, T4) del primo (R1) e del secondo (R2) ramo dei tre rami che costituiscono l’inverter trifase (101) è un primo segnale costante nel tempo configurato per disattivare i primi transistori, detto secondo segnale (E2) applicato ai terminali di gate dei secondi transistori (T2, T3) del primo e del secondo ramo dell’inverter trifase è un secondo segnale costante nel tempo (E2) configurato per attivare i secondi transistori.
  3. 3. Metodo di controllo di un inverter trifase (101) secondo la rivendicazione 2, in cui detto primo segnale costante (E1) ha ampiezza nulla, detto secondo segnale costante (E2) ha ampiezza positiva prefissata.
  4. 4. Metodo di controllo di un inverter trifase (101) secondo la rivendicazione 1, in cui detto primo segnale coincide con: - un primo segnale costante nel tempo (E1) di ampiezza nulla quando è applicato al terminale di gate di uno dei primi transistori (T1, T4) di un primo e di un secondo ramo dei tre rami dell’inverter trifase (101) per disattivare detto primo transistore, e - un terzo segnale a modulazione di ampiezza d’impulso (PWM--) quando è applicato al terminale di gate dell’altro di detti primi transistori (T1, T4); detto secondo segnale coincide con: - un secondo segnale costante nel tempo (E2) di ampiezza positiva prefissata quando è applicato al terminale di gate di uno dei secondi transistori (T2, T3) di un primo e di un secondo ramo dei tre rami dell’inverter trifase (101) per attivare detto secondo transistore, ed - un quarto segnale a modulazione di ampiezza d’impulso (PWM++) quando è applicato al terminale di gate dell’altro di detti secondi transistori (T2, T3).
  5. 5. Metodo di controllo di un inverter trifase (101) secondo la rivendicazione 4, in cui detto terzo segnale a modulazione di ampiezza d’impulso (PWM--) ha un dutycycle minore del duty-cycle associato al primo segnale di modulazione di ampiezza d’impulso (PWM).
  6. 6. Metodo di controllo di un inverter trifase (101) secondo la rivendicazione 4, in cui detto quarto segnale a modulazione di ampiezza d’impulso (PWM++) ha un dutycycle maggiore del duty-cycle del primo (PWM) segnale a modulazione di ampiezza d’impulso.
  7. 7. Metodo per controllare a sei passi di commutazione un inverter trifase (101) configurato per azionare un motore elettrico brushless (M), comprendete le fasi di: - generare, da parte di una unità elettronica di controllo (102) dell’inverter trifase, segnali di controllo comprendenti: un segnale a modulazione di ampiezza d’impulso (PWM), un primo segnale costante nel tempo (E1) di ampiezza nulla, un secondo segnale costante nel tempo (E2) di ampiezza positiva prefissata; - applicare, per almeno parte di ciascun passo (Passo1) di commutazione, da parte della unità elettronica di controllo (102): il secondo segnale costante nel tempo (E2) al terminale di gate di un primo transistore (T1) di un primo ramo (R1) dei tre rami che costituiscono l’inverter trifase per abilitare la conduzione di corrente elettrica attraverso detto primo transistore, il segnale a modulazione di ampiezza d’impulso (PWM) al terminale di gate di un ulteriore primo transistore (T4) di un secondo ramo (R2) dei tre rami che costituiscono l’inverter trifase per abilitare la conduzione di corrente elettrica attraverso detto ulteriore primo transistore, il primo segnale costante nel tempo (E1) ai terminali di gate di un secondo (T2) e di un ulteriore secondo (T3) transistore del primo (R1) e del secondo (R2) ramo dell’inverter trifase, rispettivamente, per disabilitare la conduzione di corrente elettrica attraverso detti secondo ed ulteriore secondo transistore; - suddividere, da parte dell’unità elettronica di controllo (102), ciascun passo (Passo1) di commutazione dei sei passi di commutazione in una prima porzione di passo (Passo1.1) di commutazione ed in una successiva seconda porzione di passo (Passo1.2) di commutazione, in cui, per ciascun passo di commutazione, durante la prima porzione di passo (Passo1.1) di commutazione, il metodo comprende le fasi di: - applicare, da parte dell’unità elettronica di controllo (102), il primo segnale costante nel tempo (E1) sia al terminale di gate dell’ulteriore primo transistore (T4) quando a detto ulteriore primo transistore è applicato il segnale a modulazione di ampiezza d’impulso (PWM) nella successiva seconda porzione di passo (Passo1.2) di commutazione, sia al terminale di gate del primo transistore (T1) quando a detto primo transistore è applicato il secondo segnale costante nel tempo (E2) nella successiva seconda porzione di passo (Passo1.2) di commutazione; - applicare, da parte dell’unità elettronica di controllo (102), il secondo segnale costante nel tempo (E2) ai terminali di gate di detti secondo (T2) ed ulteriore secondo (T3) transistore quando a detti secondi transistori è applicato il primo segnale costante nel tempo (E1) nella successiva seconda porzione di passo (Passo1.2) di commutazione, in cui il primo segnale costante nel tempo (E1) è configurato per annullare la corrente condotta dai detti primo ed ulteriore primo transistore (T1, T4) del primo e del secondo ramo dell’inverter trifase, ed il secondo segnale costante nel tempo (E2) è configurato per incrementare la corrente condotta dal secondo e dall’ulteriore secondo transistore (T2, T3) del primo e del secondo ramo dell’inverter trifase.
  8. 8. Metodo di controllo di un inverter trifase (101) secondo una qualunque delle rivendicazioni precedenti, in cui ciascun passo (Passo1) di commutazione di detti sei passi di commutazione ha estensione di 60° elettrici e in cui la prima porzione di passo (Passo1.1) di commutazione di ciascun passo di commutazione ha una prima estensione (D1) e la successiva seconda porzione di passo (Passo1.2) di commutazione ha una seconda estensione (D2) maggiore della prima estensione (D1).
  9. 9. Metodo di controllo di un inverter trifase (101) secondo la rivendicazione precedente, in cui la prima porzione di passo (Passo1.1) di commutazione di ciascun passo di commutazione (Passo1) ha una prima estensione (D1) compresa tra 5° e 30° elettrici, preferibilmente detta prima estensione (D1) è pari a 10° elettrici.
  10. 10. Apparecchiatura elettronica (100) di controllo della movimentazione di un motore elettrico brushless (M), comprendente: - un inverter trifase (101) configurato per azionare il motore elettrico brushless (M); - una unità elettronica (102) di controllo configurata per controllare a sei passi di commutazione detto inverter trifase (101) eseguendo le fasi del metodo secondo una qualsiasi delle rivendicazioni 1-9.
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* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN113364363B (zh) * 2021-07-12 2023-10-31 姚远 一种直流无刷电机驱动方法
CN116455269B (zh) * 2023-06-14 2023-09-01 上海泰矽微电子有限公司 无刷直流电机控制方法
US20250337346A1 (en) * 2024-04-26 2025-10-30 Milwaukee Electric Tool Corporation Dissipative commutation for an electric motor

Citations (3)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
EP2045908A2 (de) * 2007-10-01 2009-04-08 Liebherr-Hausgeräte Ochsenhausen GmbH Einrichtung zur Regelung eines Elektromotors
US20130278189A1 (en) * 2011-01-12 2013-10-24 Meidensha Corporation Inverter control system
US20150188465A1 (en) * 2013-12-26 2015-07-02 Silicon Laboratories Inc. Sensing a back electromotive force of a motor

Patent Citations (3)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
EP2045908A2 (de) * 2007-10-01 2009-04-08 Liebherr-Hausgeräte Ochsenhausen GmbH Einrichtung zur Regelung eines Elektromotors
US20130278189A1 (en) * 2011-01-12 2013-10-24 Meidensha Corporation Inverter control system
US20150188465A1 (en) * 2013-12-26 2015-07-02 Silicon Laboratories Inc. Sensing a back electromotive force of a motor

Non-Patent Citations (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Title
"AN2009 APPLICATION NOTE PWM MANAGEMENT FOR 3-PHASE BLDC MOTOR DRIVES USING THE ST7MC", 31 December 2009 (2009-12-31), XP055087100, Retrieved from the Internet <URL:http://www.st.com/st-web-ui/static/active/cn/resource/technical/document/application_note/CD00041736.pdf> [retrieved on 20131107] *

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