IT8320680A1 - Circuito per una sorgente di segnali di alta impedenza - Google Patents
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Description
"CIRCUITO PER UNA SORGENTE DI SEGNALI DI ALTA IMPEDENZA"
RIASSUNTO
Amplificatore avente un'elevata impedenza d'ingresso e una bassa impedenza di uscita nella banda vocale. Il ciruito comprende circuiti di accoppiamento duplici (101a e 101b) , una sorgente di tensione continua di riferimento (103) ed un Circuito fornente guadagno (102). I circuiti di acoppiamento (101a e 101b) comprendono una prima coppia di diodi (Q1 e Q2) disposti simmetridamente attorno ad un terminale d'ingresso(INI). Uscite della sorgente di tensione di riferimento (103) sono fornite a cirduiti di accoppiamento (101a e 101b) e, attraverso i circuiti di accoppiamento, ad un Circuito (102) fornente guadagno. Tale disposizione facilita la reie zione del rumore dell'alimentatore e l'annullamento automatico di derive di tensione Continua.
DESCRIZIONE
La presente invenzione riguarda un Circuito avente un amplifica tore previsto per operare con una sorgente di segnale di alta impedenza.
Sono stati per un certo tempo disponibili microfoni a elettreti impieganti materie plastiche dielettriche ritenenti permanentemente una carica elettrostatica e presentanti impedenza di uscita sufficientemente bassa da operare con amplificatori a transistor a componenti discreti. La miniaturizzazione del complesso a microfono a el'ettrete e amplificatore sostituendo l'amplificatore a transistor a componenti discreti' con un amplificatore tipo LSI non ? stata in precedenza possibile a causa del fatto che quando le dimensioni del microfono a elettreta vengono ridotte, l'a sua capacit? diminuisce e, perci?, i microfoni a elettreti di piccole dimensioni presentano una impedenza troppo grande per pilotare un amplifipatore convenzionale. Ad esempio, per ottenere un taglio a bassa frequenta di 100 Hz, deve essere impiegato un microfono avente una capacit? di almeno 200 picofarad, ma microfoni a elettreti di piccole dimensioni possono presentare una capacit? compresa fra solo 1 e 10 picofarad. Al fine di fornire una attenuazione di bassa frequenza equivalente dal microfono a elettreta, la resistenza d'ingresso di un amplificatore appropriato deve variare in modo inversamente proporzionale alla capacit? del microfono.
La presente invenzione risolve il problema della tecnica nota, prevedendo un circuito amplificatore assieme a due circuiti di accoppiamento. Ciascun circuito di accoppiamento prevede due stadi di trasformazione di impedenza, includenti un transistor bipolare disposto in una configurazione a inseguitore di emettitore, seguente un transistor unipola re disposto come un inseguitore di sorgente. Uno dei circuiti di accoppiamento si collega al microfono a elettreta come uno stadio d'ingresso. L'al tro circuito di accoppiamento ? un duplicato dello stadio di ingresso, ma contiene un condensatore fisso, la cui capacit? ? approssimativamente ugua le alla capacit? del microfono a elettreta e che, vantaggiosamente, ? sufficientemente piccolo da essere completamente integrato con gli altri elementi dei circuiti amplificatori e di accoppiamento. 11 circuito di accoppiamento duplicato fornisce una tensione continua di riferimento che si adatta strettamente a quella dello stadio di accoppiamento di ingresso, per cui la differenza di uscite fra lo stadio d?ingresso e il circuito di accoppiamento duplicato ? essenzialmente la tensione alternata del microfono a elettreta.
Il circuito amplificatore include un circuito ripetitore di corrente di precisione atto a funzionare con bassissime tensioni, avente un primo e un secondo transistor unipolare che forniscono un rapporto di trasferimento di corrente precisamente controllato insensibile alla variazione del guadagno del transistor bipolare. Il circuito ripetitore di corrente pilota i transistor unipolari degli stadi di accoppiamento.
Nei disegni :
la fig. 1 ? uno schema a blocchi della presente invenzione; la fig. 2 ? un disegno schematico semplificato di una forma di realizzazione della presente invenzione;
la fig. 3 ? una illustrazione schematica dettagliata illustrante in particolare il circuito di polarizzazione d'ingresso dei circuiti di accoppiamento;
la fig. 4 rappresenta la piccola resistenza di segnale fornita da elementi del circuito di polarizzazione d'ingresso di fig. 3 in funzio ne del livello di tensione di segnale istantaneo fornito da un microfono del tipo capacitivo;
la fig. 5 ? una illustrazione schematica dettagliata di una forma di realizzazione del'presente circuito amplificatore integrato.
Facendo ora riferimento alla figura 1, in essa ? illustrato uno schema a blocchi del presente amplificatore a circuito integrato per un microfono 100 di alta impedenza, del tipo capacitivo. Per microfono ad alta impedenza del tipo capacitivo, nella descrizione e nelle rivendicazioni si intende l'impiego della presente invenzione con quelli che nella tecnica sono generalmente noti come microfoni a elettreti e con microfoni capacitivi, questi ultimi differendo dai precedenti per il fatto che il loro dielettrici non ? permanentemente caricato. II presente amplificatore a cir- . culto integrato comprende mezzi di accoppiamento comprendenti circuiti di accoppiamento duplici 101a e 101b per l'accoppiamento con un'alta impedenza, come ad esempio il microfono 100 di tipo capacitivo. Il microfono 100 ? principalmente un microfono a elettreta tipo miniatura alloggiato nel medesimo contenitore dell'amplificatore a circuito integrato secondo la presente invenzione. Il presente amplificatore a circuito integrato compren de pure un circuito amplificatore fornente guadagno 102 collegato alle uscite del circuito di accoppiamento. Una sorgente di riferimento 103 di tensione continua polarizza i circuiti a diodo dei duplici circuiti di accoppiamento 101a e 101b e fornisce una tensione continua di riferimento al circuito amplificatore fornente guadagno 102.
Il circuito di accoppiamento d'ingresso 101a assolve principalmen te ad una funzione di conversione di impedenza. Il circuito di accoppiamen to 101a, che ? descritto pi? particolarmente nella discussione di fig. 2, ? in grado di simulare strettamente un resistore dell'ordine di centinaia di megaohm. Poich? l'impedenza di un microfono capacitivo 100 varia con la frequenza, ? ben noto nella tecnica che un circuito di accoppiamento, per avere prestazioni ottimali, deve avere una impedenza maggiore della pi? grande impedenza fornita dal microfono capacitivo nella banda di frequenze di interesse.
Con materiali esistenti, vi ? un limite inferiore pratico sullo spazio che pu? essere realizzato fra elementi carichi di un elettrete. Ad esempio, ? ben noto nella fabbricazione di microfonia elettreti che quando l'area della cella dell'elettrete diminuisce, altrettanto fa la capaci t? presentata. Perci?, un elettrete-notevolmente pi? piccolo di elettreti attualmente disponibili deve presentare una capacit? molto minore. Con seguentemente, l'impedenza d'ingresso ottimale per un amplificatore adattante tale elettrete sar? molto maggiore. Il presente circuito di accoppia mento 101a fornisce una resistenza d'ingresso dell'ordine di centinaia di megaohm, ed una resistenza di uscita dell'ordine da 1 a 10 kilohm, fornen do al tempo stesso un guadagno di tensione di segnale all*incirca unitario. ;Il circuito di accoppiamento 101a ? completamente,duplicato trami te il circuito di accoppiamento 101b. Al fine di equilibrare perfettamente la cella 100 dell''elettrete, il circuito di accoppiamento 101b comprende un valore di capacit? equivalente alla capacit? equivalente Ceq della cella dell'elettrete, e alla capacit? parassita Cs del collegamento. Il circuito perfettamente equilibrato riduce il rumore dell'alimentatore e altro rumore ;I circuiti di accoppiamento 101a e 101b secondo la presente invenzione sono collegati al circuito 102 amplificatore fornente guadagno. In combinazione con i circuiti di accoppiamento, l'amplificatore 102 fornisce un guadagno complessivo all'uscita del microfono capacitivo 100, riducendo al tempo stesso l'impedenza di sorgente ad un valore notevolmente inferiore. ;Facendo ora riferimento a figura 2, in essa ? illustrato un disegno schematico semplificato dei circuiti di accoppiamento 101a e 101b di fig. 1. In tutte le figure,ogniqualvolta possibile, sono impiegati caratteri di riferimento simili per identificare elementi simili. Inoltre, il va lore della prima cifra di un carattere di riferimento per un elemento identifica in quale figura tale elemento compare per la prima volta. Le polarit? dell'alimentatore e degli elementi possono essere invertite in tale figura e nelle figure successive, ossia possono essere analogamente impiegati transistor NPN al posto di transistor PNP, e similmente possono essere impie gati transistor a effetto di campo a canale P al posto di quelli a canale N mostrati. ;Il circuito di accoppiamento 101a comprende terminali d?ingresso Bfl e IN2, per il collegamento al microfono capacitivo 100. Sui terminali INI e IN2, ? presentata una resistenza d?ingresso estremamente elevata per il circuito microfonico capacitivo 100. In particolare, ? mostrata una sorgente o generatore di corrente costante di basso valore 221 che costituisce un elemento di un circuito di polarizzazione d'ingresso descritto pi? parti colarmente relativamente alla discussione di figura 3. Il generatore di corrente 221 ? previsto per pilotare diodi e Q^, disposti simmetricamente at torno al terminale d?ingresso INI. La sorgente di tensione di riferimento 103 fornisce una tensione di riferimento continua Vr sul nodo 206 per polarizzare i diodi e Q^. La disposizione dei diodi Q1 e Q2, del generatore di corrente 221 e della tensione di riferimento sul nodo 206 simula approssimativamente un resistore avente un valore dell'ordine,di centinaia di megaohm. ;Il terminale d'ingresso INI ? pure collegato alla porta di un tran sistor unipolare Jl. Il transistor unipolare J1 ? pilotato tramite un gene ratore di corrente 201. Il transistor Jl fornisce un primo stadio di riduzione di impedenza avente la sua sorgente collegata alla base di un transi stor bipolare Q4. Il transistor bipolare Q4 ? collegato come un inseguitore di emettitore per fornire un secondo stadio di riduzione di impedenza, se richiesto. Esso ? polarizzato tramite il generatore di corrente 204. Fra il transistor Q4 e il generatore di corrente 204 vi ? il'nodo 208 che colle ga il'circuito di accoppiamento al circuito amplificatore fornenteguadagno 102. ;La tensione a riposo in corrispondenza del nodo 208 ? controllata mediante la sorgente di tensione d? riferimento continua 103 (fig. 1). La tensione di riferimento Vr sul nodo 206 ? innalzata ad una tensione pi? alta tramite la caduta fra anodo e catodo sul diodo Q2. Tale tensione pi? alta compare similmente sul nodo 212 ed ? fatta cadere in valore tramite la tensione emettitore-base del transistor Q4. Di conseguenza la tensione continua a riposo VI sul nodo 208 pedina direttamente la tensione di riferimen to fornita sul nodo 206 dalla sorgente 103. ;In conseguenza dell'impedenza estremamente elevata sul terminale INI, il segnale elettrico d'uscita del microfono 100 ? fortemente suscettibile di rumore e, in particolare, di contenere rumore d'alimentazione in corrispondenza di 213. Per ridurre il*rumore e annullarne gli effetti, ? previsto il circuito di accoppiamento duplice o duplicato 101b. In particola re, al'fine di duplicare il microfono 100, un condensatore C2 ? collegato a diodi simmetrici Q17 e Q18 in modo simile a quello con cui il microfono 100 ? collegato a diodi Q1 e Q2. II valore del condensatore C2 dovr? essere scelto in modo da simulare la capacit? equivalente Ceq e la capacit? parassita Cs del microfono 100. In effetti, la combinazione duplicata dei diodi Q17 e 018, del transistor unipolare J3 e del transistor bipolare Q14 equilibra perfettamente il circuito di conversione di impedenza comprendenti diodi Q1 e Q2, il transistor unipolare J1 ed il transistor bipolare Q4.
Il circuito 103 a sorgente di tensione di riferimento (fig. 1} fornisce la tensione di riferimento Vr sul nodo 206 del circuito di accoppiamento 101b, il medesimo nodo che ? rappresentato nel circuito di accoppiamento 101a (fig. 2). In conseguenza della tensione Vr comparente sul nodo 206, il nodo 209 del circuito di accoppiamento duplicato 101b fornisce una tensione di polarizzazione continua al circuito amplificatatore fornente il guadagno 102 approssimativamente uguale a quella fornita dal nodo 208 del circuito di accoppiamento 101a. La differenza di tensione fra i nodi 208 e 209 ? essenzialmente la tensione del segnale alternato di uscita del microfono 100. In tal modo, il rumore entrante nel nodo 213, o deriva di tensione continua comparente in entrambi i circuiti di accoppiamento 101a o 101b compare parimenti sui nodi 208 e 209 sotto forma di segnali di ingresso di modo comune per l?amplificatore 102. Questi segnali non sono perci? amplificati dal funzionamento del circuito fornente guadagno 102.
II circuito fornente guadagno 102 comprende, in forma semplificata, un amplificatore operazionale 210 a Circuito Integrato Bipolare Complementare (CBIC). Esso ? collegato al nodo 208 mediante il resistore R22 e al nodo 209 mediante il resistore R23. Il rapporto fra il resistore R24 ed il resistore R23 controlla il guadagno ad anello chiuso del circuito amplificatore 102 fornente guadagno. Il segnale di uscita amplificato del'microfono 100 ? fornito sul terminale 0?? con riferimento al terminale di massa 0T2. Bench? sia suggerito un amplificatore operazionale del tipo CBIC, al suo po sto possono essere impiegati altri amplificatori a circuiti integrati noti nella tecnica, a patto che al circuito di accoppiamento 101a e 101b siano apportati tutti quei cambiamenti di progettazione necessari.
Facendo riferimento alla fig. 3, in essa ? illustrato uno schema dettagliato di un circuito di polarizzazione d'ingresso per i. circuiti di accoppiamento 101a e 101b. In particolare, il circuito di polarizzazione di ingresso comprende un generatore di corrente costante 302 ed un circuito a diodi 301. Il generatore dicorrente 302ed ilcircuitodi diodi 301 sono rappresentati in combinazione in fig. 2 dal generatore di corrente 221 e 222. Il circuito ? diodi 301 comprende diodi Q20 e 021 collegati in serie le cui aree di giunzione d'emettitore sono un multiplo Mx delle aree di giunzione d'emettitore dei diodi Ql, Q2, 017, o Q18.
Il generatore di corrente 302 comprende un primo e un secondo transistor bipolari Q23 e 019, l'area di giunzione d?emettitore del transistor 023 essendo un multiplo di quella del transistor Q19. Il collettore del transistor Q19 pilota i diodi summensionati. Il transistor Q23 ? collegato a resistori RIO e RII, che a loro volta sono collegati al transistor unipolare J7. La sorgente e la porta del transistor J7 sono collegte e in modo da formare un generatore di corrente a due terminali. II resistore RIO, il rapporto delle aree di emettitore dei transistor Q23 e Q19, e la corrente di saturazione di pozzo nominale Idss del transistor J7, forniscono una corrente di collettore fortemente controllata nel transistor Q19, il cui va lore ? costante e insensibile a piccole variazioni della corrente attraverso il transistor J7.
Il presente circuito di polarizzazione d?ingresso fornisce protezione dal sovraccarico del microfono. Diodi Q20 e Q21, come diodi Ql e Q2, sono collegati fra la tensione di riferimento Vr in corrispondenza del nodo 206 e il generatore di corrente costante 302, che polarizza direttamente tutti i diodi.
La corrente I in un diodo a circuito integrato ? data da :
in cui Jo ? una costante dipendente dal'processo; Aj ? l?area della giunzione, q ? la carica dell?elettrone, V ? la tensione sul diodo, k ? la costante di Boltzman; e T ? la temperatura assoluta (si deve notare che
a temperatura ambiente ? di approssimativamente 25 millivolt). Quin?
di, la resistenza per piccoli segnali del diodo con polarizzazione diretta ? data da
Perci?, diodi fabbricati col medesimo processo, con la medesima tensione applicata e aventi aree di giunzione diverse presentano resistenze per i piccoli segnali che variano in modo inversamente proporzionale alle loro aree di giunzione.
Se le correnti di porta dei FET sono trascurabili, se Q20 ha un'area di giunzione d'emettitore corrispondente a 50 volte quella del diodo Q1 similmente fabbricata e se i diodi Q21 e Q2 sono fabbricati in modo simile e con rapporti d'area simili, allora ne consegue che 01 e 02 manifesteranno ciascuno una resistenza per piccoli segnali che ? 50 volte quella di Q20 e Q21.
Uno scopo particolare dei diodi Q1 e Q2 ? quello di minimizzare la capacit? d'ingresso presentata al microfono 100 in corrispondenza del terminale INI. Tuttavia, la disposizione simmetrica del primo e secondo diodi Q1 e Q2 attorno all'ingresso INI, assieme alla polarizzazione dei diodi 020 e Q21, fornisce un ulteriore vantaggio. Tale disposizione simmetrica dei dio di, fornisce una progressiva compressione dei segnali, e limita l'oscillazioni di tensione dal microfono di entrambe la polarit? che sono in eccesso rispetto ai normali livelli del segnale. Ci? potrebbe verificarsi, ad esempio, quando al microfono vengono dati piccoli colpetti, oppure si soffia in esso o lo si sovraccarica in altro modo.
Impiegando le precedenti equazioni per il flusso di corrente in un diodo, ? possibile calcolare la resistenza d'ingresso per piccoli segnali fra l'ingresso INI e massa in funzione della tensione d'ingresso del segnale alternato istantanea dal microfono 100. Per piccole tensioni di segnale alternate la resistenza d'ingresso per i piccoli segnali ? relativamente costante. Tuttavia, se la tensione istantanea del segnale diviene grande , all'ora la resistenza per i piccoli segnali diminuisce esponenzialmente con il valore istantaneo della tensione di segnale. In tal' modo, qualsiasi carica indesiderata sul nodo d'ingresso INI (figg. 1, 2 e 3), dovuta ai segnali transitori di grande ampiezza dal microfono 100 e rapidamente dispersa, ripristinando rapidamente le condizioni di polarizzazione di riposo. In tal modo, questo circuito fornisce una grande resistenza d'ingresso (e quindi una buona risposta alle basse frequenze) per piccoli segnali, fornendo al tempo stesso una piccola resistenza d'ingresso, una limitazione progressiva dei segnali e un veloce recupero dei sovraccarichi per grandi segnali.
Facendo ora riferimento alla fig. 5, in essa ? illustrato uno schema dettagliato di una forma di realizzazione del presente amplificatore a circuito i.ntegrato per un microfono ad alta impedenza del"tipo capacitivo. In parti colare, Isono ovunque impiegati una pluralit? di ripetitori di corrente 901, 902 e 903 per pilotare vari elementi del circuito. I transistor Q3, Q7, Q12, e Q24, forniscono ulteriori punti di derivazione di corrente dai circuiti 901, 902 e 903. Inoltre, il circuito amplificatore fornente guadagno 102 precedentemente descritto ? rappresentato dettagliatamente e comprende transistor Q7, Q8, Q9, Q10, Qll, Q12, Q13, resistori R22, R23, R24 ed il condensatore Cl.
Il circuito di tensione di riferimento 103 comprende il transistor bipolare Q32 e resistori divisori di tensione R12, R13 e R21. Il transistor Q22 del generatore di corrente 902, con la sua giunzione collettore-base po larizzata inversamente, fornisce una corrente di collettore costante che scorre attraverso il resistore R21 e fornisce una tensione di riferimento sul nodo 206 la quale ? indipendente dalle tensioni di alimentazione sul nodo 213. Per basse tensioni di alimentazione, tuttavia, il transistor Q22 va in saturazione ed il transistor 032, assieme ai resistori R12, R13 e R21 fornisce una tensione di riferimento continua che ? sufficientemente al di sotto della tensione di alimentazione Vs da mantenere passaggio di cor
Claims (1)
- RIVENDICAZIONI1 - Circuito avente un amplificatore per operare con una sorgente di segnale di alta impedenza, caratterizzato dal fatto che l'amplificatore ? dotato di due circuiti di accoppiamento :un circuito di accoppiamento d'ingresso 101a collegante la sorgente di segnale di alta impedenza all'amplificatore 102; eun circuito di accoppiamento duplicato 101b collegato al circuito di accoppiamento d'ingresso per fornire una tensione di riferimento continua che devia una tensione continua corrispondente nel circuito di accoppia mento d'ingresso; la combinazione dei due circuiti di accoppiamento fornendo un ingresso di alta impedenza per la sorgente di segnale ed un'uscita di bassa impedenza per l'amplificatore per cui il segnale dell'amplificatore ? esclusivamente quello della sorgente di segnale.2 - Circuito secondo la rivendicazione 1, caratterizzato dal fatto che il circuito di accoppiamento d'ingresso e il circuito di accoppiamento duplicato e l'amplificatore comprendono :un circuito di polarizzazione d'ingresso (302 e 301) ed un circuito (103) per fornire una sorgente di tensione continua di riferimento.3 - Circuito secondo la rivendicazione 1, caratterizzato dal fat to che il circuito di accoppiamento d'ingresso e il circuito di accoppiamento duplicato (101a e 101b) comprendono :un circuito di polarizzazione d'ingresso (302 e 301) per mantenere entro limiti particolari il'segnale elettrico dal microfono.4 - Circuito secondo la rivendicazione 3, caratterizzato dal fatto che il circuito di polarizzazione d'ingresso (302, 301) comprende :almeno un diodo (Q20 o Q21) collegato in parallelo con almeno un diodo (02) del circuito di accoppiamento, il diodo di polarizzazione di ingresso (Q20 o 021) avendo un'area di giunzione molto pi? grande dell'area di giunzione del diodo di accoppiamento (Q2).
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| US06/370,498 US4473794A (en) | 1982-04-21 | 1982-04-21 | Current repeater |
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| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| IT8320680A0 IT8320680A0 (it) | 1983-04-19 |
| IT8320680A1 true IT8320680A1 (it) | 1984-10-19 |
| IT1170129B IT1170129B (it) | 1987-06-03 |
Family
ID=23459928
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| IT20680/83A IT1170129B (it) | 1982-04-21 | 1983-04-19 | Circuito per una sorgente di segnali di alta impedenza |
Country Status (10)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US4473794A (it) |
| EP (1) | EP0105911B1 (it) |
| KR (1) | KR900007920B1 (it) |
| AU (1) | AU559556B2 (it) |
| CA (1) | CA1199985A (it) |
| DE (1) | DE3367709D1 (it) |
| GB (1) | GB2118796B (it) |
| HK (1) | HK80586A (it) |
| IT (1) | IT1170129B (it) |
| WO (1) | WO1983003931A1 (it) |
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-
1982
- 1982-04-21 US US06/370,498 patent/US4473794A/en not_active Expired - Lifetime
-
1983
- 1983-04-08 WO PCT/US1983/000503 patent/WO1983003931A1/en not_active Ceased
- 1983-04-08 EP EP83901551A patent/EP0105911B1/en not_active Expired
- 1983-04-08 AU AU15144/83A patent/AU559556B2/en not_active Ceased
- 1983-04-08 DE DE8383901551T patent/DE3367709D1/de not_active Expired
- 1983-04-11 CA CA000425611A patent/CA1199985A/en not_active Expired
- 1983-04-15 GB GB08310198A patent/GB2118796B/en not_active Expired
- 1983-04-19 IT IT20680/83A patent/IT1170129B/it active
- 1983-04-20 KR KR1019830001669A patent/KR900007920B1/ko not_active Expired
-
1986
- 1986-10-23 HK HK805/86A patent/HK80586A/xx unknown
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| WO1983003931A1 (en) | 1983-11-10 |
| US4473794A (en) | 1984-09-25 |
| KR840004833A (ko) | 1984-10-24 |
| IT1170129B (it) | 1987-06-03 |
| GB2118796B (en) | 1986-02-05 |
| HK80586A (en) | 1986-10-31 |
| KR900007920B1 (ko) | 1990-10-23 |
| EP0105911A1 (en) | 1984-04-25 |
| GB2118796A (en) | 1983-11-02 |
| CA1199985A (en) | 1986-01-28 |
| DE3367709D1 (en) | 1987-01-02 |
| AU559556B2 (en) | 1987-03-12 |
| GB8310198D0 (en) | 1983-05-18 |
| IT8320680A0 (it) | 1983-04-19 |
| AU1514483A (en) | 1983-11-21 |
| EP0105911A4 (en) | 1984-09-14 |
| EP0105911B1 (en) | 1986-11-12 |
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