ITMI20071713A1 - Sistema radio punto-punto e metodo per il funzionamento di tale sistema. - Google Patents

Description

“Sistema radio punto-punto e metodo per il funzionamento di tale sistema” La presente invenzione si riferisce ad un sistema radio punto a punto in accordo con il preambolo della rivendicazione 1.

In particolare la presente invenzione trova applicazione nelle configurazioni a molteplici ingressi ed uscite, ovvero con molteplici antenne trasmittenti e molteplici antenne riceventi, cosiddette configurazioni MIMO (Multiple Input Multiple Output), le quali realizzano molteplici cammini radio tra lato trasmittente e lato ricevente di un collegamento. Tali configurazioni sono utilizzate in particolare nella tecnologia dei sistemi radio cellulari, quindi operanti a frequenze molto inferiori a quelle dei sistemi radio a microonde, per realizzare array di antenne particolarmente direttive ed orientabili elettricamente, cosiddette antenne intelligenti, o per realizzare una funzionalità di multiplexing spaziale, che consente l’aumento della capacità trasmissiva a parità di banda occupata.

Le configurazioni MIMO possono essere simmetriche ovvero MIMO (N,N), oppure asimmetriche, ad esempio MIMO(l,2), ossia a singolo ingresso e doppia uscita, comunemente note come sistemi con diversità di ricezione.

Nell’ ambito della presente invenzione, si farà inoltre riferimento all’adattività del livello fisico. Con il termine adattività si intende il procedimento per cui, al variare nel tempo delle condizioni di propagazione, si variano dinamicamente e automaticamente, in dipendenza delle medesime condizioni ed in modo ad esse adattato, le modalità di trasmissione sul sistema radio. Più specificatamente, a parità di banda occupata, si varia il livello fisico tra due o più condizioni disponibili per meglio contrastare gli effetti sfavorevoli della propagazione medesima.

Nei sistemi radio punto-punto, la tecnologia dei prodotti attualmente disponibili è basata su configurazioni convenzionali a singolo ingresso e singola uscita, ΜΙΜΟ(Ι,Ι), ed a modulazione fissa o configurabile, cioè non adatti va con la propagazione.

L’uso della adattività del livello fisico in sistemi radio è finora limitato nel caso dei sistemi cellulari punto multi punto ove una pluralità di stazioni terminali periferiche distribuite su una certa area geografica, detta cella, è connessa ad una stazione centrale. Il traffico è in genere misto come tipologia di servizio, ma tipicamente si tratta di servizi in cui i dati sono prevalenti.

Ad esempio, nella modalità di accesso multiplo a divisione di tempo (TDMA = Time Di vision Multiple Access), le varie stazioni terminali trasmettono in tempi distinti e non sovrapposti per mantenere la mutua ortogonalità. L’informazione da trasmettere da parte di ogni stazione terminale verso la stazione centrale, nella direzione cosiddetta di up-link, ma eventualmente anche nella direzione opposta di down-link, è conseguentemente segmentata in blocchi elementari e quest’ ultimi vengono opportunamente mappati, mediante la modulazione, su pacchetti o bursts di segnale trasmessi in tempi distinti, i quali vengono opportunamente regolati in modo da non avere sovrapposizioni, nemmeno parzialmente, al ricevitore della stazione centrale per evitare ogni interferenza mutua.

La modalità di traffico del sistema è del tipo ad assegnazione di capacità su richiesta, il che si traduce in pratica in un numero variabile di bursts smaltiti da ogni stazione terminale nell’unità di tempo così da realizzazione una capacità trasmissiva (throughput) variabile nel tempo. In queste condizioni è naturale l’uso di differenti livelli fisici per ogni burst, allo scopo di ottimizzare il throughput complessivo sulla cella ed adattarsi al meglio alle condizioni, anche assai diverse tra loro, che le varie stazioni terminali affrontano nei rispettivi collegamenti con la stazione centrale a causa di distanze tra stazione centrale e stazioni terminali anche assai diverse, condizioni di propagazione diverse nelle diverse zone della cella, requisiti di capacità trasmissiva (throughput) diversi e variabili nel tempo, da stazione terminale a stazione terminale.

Configurazioni MIMO asimmetriche a molteplici ingressi ed una sola uscita, sono state proposte in corrispondenza delle stazioni centrali in sistemi radio cellulari. Si tratta in genere di configurazioni MIMO(N,l) utilizzate per sistemi radianti di stazioni centrali a copertura settoriale ed a più elementi, allo scopo di aumentare la direttività complessiva della stazione centrale e realizzare una funzionalità di multiplexing spaziale (antenne intelligenti). Soluzioni di questo tipo, combinate alla adatti vità del livello fisico sono per esempio previste per la tecnologia “WiMax” nella standardizzazione di cui ai Documenti IEEE- 802-16.

Configurazioni MIMO in sistemi radio punto-punto sono descritte nelle domande di brevetto EP 1 229 679 ed EP 1 448 006. Tali sistemi però utilizzano un livello fisico fìsso ovvero non adatti vo.

Il documento WO 2007/069071 descrive collegamenti radio punto-punto in configurazione MIMO adattiva, applicata però a fonnati di modulazione OFDM, in quanto destinata a gamme di frequenza basse (<6GHz), con scenari di propagazione NLoS (Non Line of Sight) ed incorrelazione tra i cammini multipli dovuti alla molteplicità delle antenne.

La suddetta soluzione risulta tuttavia inadeguata per fonnati di modulazione a singola portante, destinati a gamme di frequenza elevate (>6GHz) e quindi con scenari di propagazione LoS (Line of Sight).

L’utilizzo dei formati a singola portante per le gamme di frequenza elevate è motivato da ragioni tecniche fondamentali, quali ad esempio il peggior rapporto PAR (Peak to Average Ratio) tra potenza di picco e potenza media che i formati OFDM hanno rispetto ai formati a singola portante, a parità di maschere di emissione a radio frequenza da rispettare ed a parità di efficienza in banda (rapporto tra toni utili e toni totali per i formati OFDM e rapporto tra frequenza di simbolo e banda totale per i formati a singola portante). Il peggior PAR rende non conveniente l’uso dei formati OFDM per gamme di frequenza dove la disponibilità di amplificatori ad alta potenza con potenze di saturazione elevate è critica e molto costosa. Inoltre l’alta purezza spettrale e quindi basso rumore di fase imposti agli oscillatori locali dai formati OFDM non sono economicamente realizzabili alle frequenze elevate (>6GHz) ed in particolare non disponibile per le gamme di frequenza più alte (23-38GHz). Infine, l’inutilità della principale caratteristica offerta dai formati OFDM (la compatibilità con la propagazione NLoS), in quanto per le gamme di frequenza elevate la propagazione deve comunque avvenire in LoS, per le enormi attenuazioni da “shadowing” che altrimenti si verrebbero ad incontrare.

Quindi, sistemi punto-punto del tipo noto sopra menzionato risultano inadeguati per soluzioni a singola portante e frequenze elevate.

Di conseguenza, è assai importante poter disporre di un sistema radio puntopunto ed un metodo per il funzionamento di tale sistema che consenta di sfruttare formati di modulazione a singola portante, destinati a gamme di frequenza elevate e con scenari di propagazione LoS.

Scopo della presente invenzione è quello di fornire un sistema radio puntopunto ed un metodo per il funzionamento di tale sistema avente caratteristiche strutturali e funzionali tali da soddisfare le suddette esigenze e da ovviare nel contempo agli inconvenienti di cui si è detto con riferimento alla tecnica nota.

Tale scopo è raggiunto da un sistema radio punto-punto in accordo con la rivendicazione 1.

Tale scopo è raggiunto inoltre da un metodo per il funzionamento di un sistema radio punto-punto in accordo con la rivendicazione 13.

Le ulteriori caratteristiche ed i vantaggi del sistema radio punto-punto e del metodo per il suo funzionamento secondo la presente invenzione risulteranno dalla descrizione di seguito riportata di un suo esempio preferito di realizzazione, data a titolo indicativo e non limitativo, con riferimento alle amiesse figure, in cui:

- la figura 1 mostra la relazione tra i segnali in una configurazione MIMO (2,2),

- la figura 2 mostra uno schema a blocchi di una configurazione MIMO (2,2), - la figura 3 mostra uno schema a blocchi di un combinatore/cancellatore in ricezione,

- la figura 4 mostra la relazione tra i segnali in una configurazione lxNS(2,2), - la figura 5 mostra la relazione tra i segnali in una configurazione 2xNS(2,2), - la figura 6 mostra la relazione tra i segnali in una configurazione lxNS(l,2), - la figura 7 mostra un esempio di segmentazione dei segnali per le due antenne e per formati fino a 64QAM, cioè a 2, 4 o 6 bit per simbolo QAM,

- la figura 8 mostra un schema relativo alla gestione delle commutazioni in modalità MIMO,

- la figura 9 mostra un confronto tra configurazioni punto-punto,

- le figure 10 e 11 mostrano le prestazioni di alcune configurazioni,

- la figura 12 mostra a titolo di esempio la separazione tra le antenne con una configurazione della figura 10,

- la figura 13 mostra uno schema a blocchi di un sistema radio punto-punto secondo l'invenzione, e

- la figura 14 mostra un esempio di processo di adatti vita del livello fisico con un predefinito profilo.

Nel proseguo della presente descrizione si farà uso del termine “adattività” per indicare il procedimento per cui, al variare nel tempo delle condizioni di propagazione, si variano dinamicamente e automaticamente (in dipendenza delle medesime condizioni ed in modo ad esse adattato) le modalità di trasmissione sul sistema radio. Più specificatamente, a parità di banda occupata, si varia il livello fisico tra due o più condizioni disponibili per meglio contrastare gli effetti sfavorevoli della propagazione medesima.

II termine “livello fisico” indica il complesso di operazioni svolte sul segnale da trasmettere, relative al formato ed al metodo di modulazione ed a quello associato di codifica/decodifica per correzione errori (FEC) e congiuntamente dalla modalità di utilizzo delle antenne che determina il fattore m di multiplexing del segnale.

Data una banda di canalizzazione a radio frequenza da rispettare BW, un particolare livello fisico comporta la capacità di trasmettere una capacità netta T, detta anche “payload” o “throughput netto”), legata alla banda occupata dalla semplice relazione: T (Mbit/sec) = m*p*BW /(1+p)

Ove

m è il fattore di multiplexing,

BW indica la banda disponibile in MHz ,

η (bit/Hz) indica la efficienza spettrale netta, e

p è il fattore di roll-off del filtraggio di sagomatura (in pratica 0,2<p<0,5).

Con configurazioni MIMO (2,2) il fattore m di multiplexing può assumere valore 1 o 2 in dipendenza della modalità di utilizzo delle antenne.

L’efficienza spettrale risulta tanto più elevata quanto maggior sono la complessità del formato di modulazione ed il fattore m di multiplexing e si riduce all’ aumentare dell’overhead trasmissivo, legato alla potenzialità della codifica/decodifica di correzione errori. Anche la prestazione del livello fisico, ossia il livello di soglia a del rapporto segnale su rumore S/N tra le potenze di segnale e rumore di ricezione necessario per ottenere una determinata probabilità di errore (BER = Bit Error Rate), cambia con la complessità del livello fisico stesso. In altri terni ini ad ogni livello fisico sono associati i due parametri η,α tra loro direttamente legati, nel senso che per realizzare h più elevati (modulazioni più complesse), occorre anche disporre di valori maggiori di livello di soglia a.

Si indica con PHYMIN il livello fisico minimo, rappresentante il livello fìsico più robusto, e con PHYMAXil livello fisico massimo, rappresentante il livello fisico più efficiente.

Se al variare delle condizioni di propagazione aumenta, ad esempio, nel tempo la attenuazione supplementare sulla tratta, si commuta ad un livello fisico meno complesso, che richieda quindi un livello di soglia a minore e possa quindi meglio contrastare il peggioramento propagativo in atto sul collegamento. A parità di banda BW ciò comporterà quindi una riduzione dell’efficienza spettrale netta η ed una corrispondente riduzione del throughput T istantaneo.

In altri termini, la adattività del livello fisico determina la variazione nel tempo del throughput T istantaneo supportato dal sistema. Si può quindi adottare solo per la trasmissione di segnali che tollerano appunto la variabilità del ritmo di trasmissione nel tempo, cioè tipicamente per la trasmissione di payload che, almeno per una quota, contengano dati che non obblighino alla trasmissione in tempo reale, siano essi del tipo “celi oriented” (ATM) oppure “packet oriented “(IP). Il sistema radio punto-punto secondo l'invenzione utilizza gamme di frequenza elevate (tipicamente > 6GHz e più comunemente >13GHz), viste le significative larghezze di banda offerte dai relativi piani di canalizzazione standardizzati e viste anche le lunghezze di tratta relativamente basse da coprire (tipicamente pochi Km in ambiente urbano/suburbano e comunque <15/20Km in ambiente rurale).

La banda disponibile per il singolo collegamento o banda di canale BW è in genere un multiplo di 3,5MHz, BW = [3,5 - 7 - 14 - 28] MHz.

Si tratta di collegamenti in piena visibilità (LoS = Line of Sight) con antenne molto direttive e con trascurabile presenza di effetti dispersivi sulla banda impegnata, dovuti a propagazione con cammini multipli (multipath). Gli echi hanno ritardi piccoli rispetto al valore 1/BW per l’effetto combinato delle tratte di limitata lunghezza e per i valori delle bande stesse anch’esse limitate.

La propagazione provoca cioè attenuazioni non selettive in banda attribuibili sostanzialmente a due fenomeni:

1) Multipath con ritardi d’eco piccoli rispetto a 1 valore 1/BW, situazione che si può considerare prevalente per le gamme RF basse, da 6GHz a 13GHz,

2) Pioggia che si può invece considerare prevalente per le frequenze maggiori di 13 GHz.

In queste condizioni, si consideri una configurazione con pluralità di antenne trasmittenti (o ingressi) e pluralità di antenne riceventi (o uscite), brevemente configurazione ΜΙΜΟ(Μ,Ν), nell’esempio schematizzato in Figura 1 MIMO (2,2). Dato che tra separazione s tra le antenne e la lunghezza di tratta L vale la disuguaglianza s«<L , vi è un’elevata correlazione tra la propagazione sui cammini diretti ed incrociati.

Trasmessi cioè due segnali SI ed S2 sulle due anteime di trasmissione, rispettivamente TI e T2, si riceveranno rispettivamente sulle due antenne di ricezione RI e R2 i segnali:

[1]

La forte correlazione tra i vari cammini comporta in pratica che i coefficienti di trasmissione ν/χχ siano tutti uguali allo stesso valore w0e che risulti Φ2ι ~ Φ12~ Φο.

Se si esplicita quindi nel termine e<JO>° la differenza di fase dei cammini incrociati rispetto a quelli diretti, tale differenza è da attribuirsi essenzialmente alla differente lunghezza fisica dei cammini stessi.

Vale la relazione con

ed infine Φο (gradi) ~ 360*(s<2>/2LX).

Per quanto riguarda i parametri caratteristici del livello fisico, si assume che la variazione del formato di modulazione nell’ambito della adattività avvenga a potenza di picco statica della costellazione costante, così da lavorare sull’amplificatore di trasmissione nelle stesse condizioni di quasi-linearità.

In questa ipotesi il guadagno di sistema SG sarà definito come differenza in dB tra la potenza di picco statica trasmessa PPTX (dBm) e la soglia di ricezione THRX (dBm) , per il valore limite del BER accettabile:

SG (dB) = PPTX - THRX

Ove

NF(dB) è la figura di rumore del ricevitore,

BN(MHZ) la banda equivalente di rumore del medesimo,

a è il rapporto (S/N) tra potenza di picco (statica) del segnale ricevuto e rumore termico per la soglia di BER, e

BN è legato alla banda di canale BW .

Ad esempio, per formati di modulazione QAM con ripartizione ottimale del filtraggio tra trasmissione e ricezione, si ha

ove

Fs è la frequenza di simbolo e

p il fattore di roll-off del filtraggio di sagomatura adottato (in pratica 0,2< p <0,5). Giova rilevare che, per le relazioni sopra fomite, la differenza di guadagno di sistema disponibile tra due diversi livelli fisici usati a parità di potenza di picco statica trasmessa PPTX e di ricevitore, ovvero stessa figura di rumore NF e stessa banda equivalente BN, risulta:

ASG (dB) = - Δα

quindi uguale alla differenza dei relativi a , cambiata di segno.

La condizione di soglia per un dato livello fisico, ovvero il raggiungimento del limite prefissato di BER, è semplicemente rappresentata dalla uguaglianza tra guadagno di sistema disponibile per un dato livello fisico e l’attenuazione totale presente sul collegamento. Deve valere cioè la relazione SG > ASL As ove si è posto:

ASL (dB) = attenuazione di spazio libero (compreso il guadagno delle antenne di trasmissione T1,T2 e ricezione R1,R2),

As (dB) = attenuazione supplementare (dovuta alla propagazione).

Data una lunghezza di tratta L, fissata cioè ASL, ed a parità degli altri parametri PPTX, BN, NF, la condizione di commutazione da un livello fisico con soglia a al livello fisico inferiore, o la condizione di soglia del collegamento se si è già al livello fisico minimo PHYMIN, è rappresentata dalla relazione

As < SG - ASL = costante ~~ a - KK - a

che appunto esprime il valore di As massimo tollerabile per un dato livello fisico, o per la soglia del collegamento.

Il valore della costante KK dipende da tutti i parametri fissi del collegamento cioè quei parametri che restano costanti nella commutazione da un livello fisico all’altro, ovvero L, PPTX, NF, BW, BN, Fs.

Più alta è la massima attenuazione tollerabile As, cioè più basso è il valore di a del livello fisico minimo PHYMIN, e più bassa risulta la probabilità POUT, definita come probabilità nel tempo di avere BER peggiore di un certo obiettivo.

Da quanto sopra emerge che, per evidenziare le funzionalità base dei livelli fisici ai fini della loro prestazione sul collegamento, conviene utilizzare la coppia di parametri caratteristici η, RSG, dove η (bit/Hz) è l’efficienza spettrale netta e RSG (dB) è il guadagno di sistema relativo ed è pari a - a.

Nel contesto della adattività dei livelli fisici è possibile utilizzare la configurazione MIMO(2,2) in due distinte modalità.

Modalità “lx “ - La struttura fisica ad antenne multiple MIMO non viene usata con funzionalità di multiplexing spaziale ma per realizzare solo configurazioni di diversità, vuoi di ordine 2, ovvero diversità di ricezione semplice spegnendo un trasmettitore e realizzando in realtà uno schema MIMO(l,2), oppure di ordine 4, cioè combinata di trasmissione e di ricezione utilizzando in pieno la base MIMO (2, 2). Il throughput supportato non è raddoppiato, da cui la notazione “lx”.

Modalità “2x” - La configurazione MIMO(2,2) è usata per massimizzare il throughput, cioè con funzionalità di multiplexing spaziale di ordine 2, da cui la notazione “2x”.

L’obiettivo della adattività del livello fisico è essenzialmente quello di disaccoppiare tra loro il valore dei due parametri “efficaci” nel sistema, e cioè il rapporto segnale rumore S/N di soglia del collegamento, ovvero il valore a del livello fisico minimo PHYMIN, e l’efficienza spettrale media determinata prevalentemente dai valori di efficienza spettrale netta η dei livelli fisici superiori e del livello fisico massimo PHYMAX, tollerando la variabilità del throughput T nel tempo.

In pratica quindi conviene dimensionare il sistema con i seguenti obiettivi distinti: - livello fisico minimo PHYMIN : Si tollera un’efficienza spettrale η più bassa, comunque entro certi limiti, per il traffico T minimo, per il quale si desidera minimizzare la probabilità POUT . Questo comporta sia la scelta di un formato di modulazione/codifìca robusto, che l’utilizzo della configurazione MIMO in modalità “lx “ in modo da minimizzare congiuntamente il valore di a , quindi anche la probabilità POUT.

livelli fisici superiori e livello fìsico massimo PHYMAX: si usano formati di modulazione più complessi e la configurazione MIMO è operata in modalità “2x”. in modo da massimizzare l’efficienza spettrale η media del collegamento.

Ai fini della prestazione si può rappresentare lo schema a blocchi di una direzione di collegamento del sistema radio secondo l'invenzione, come mostrato nella Figura 2, l’altra direzione essendo perfettamente reciproca.

Il sistema radio comprende un processore di trasmissione di livello fisico 1 , nel quale ad esempio vengono effettuate le operazioni di segmentazione, inserimento dei servizi, codifica, mappatura e doppia modulazione, due moduli di trasmissione a radio frequenza 4,5, ciascuno comprendente un modulo di traslazione da una frequenza intermedia IF alla frequenza di trasmissione RF, un amplificatore di potenza ed un’antenna di trasmissione T1,T2, due moduli di ricezione a radio frequenza 6,7,

Ciascun modulo di ricezione a radio frequenza 6,7 comprende un’antenna, un amplificatore a basso rumore ed un modulo di traslazione dalla frequenza di trasmissione RF alla frequenza intermedia IF, un combinatore/cancellatore 8, un processore del livello fisico 11, nel quale ad esempio vengono effettuate le operazioni di doppia demodulazione, demappatura, decodifica, estrazione dei servizi e serializzazione.

I valori di a per i vari livelli fisici sono da intendersi all’ingresso dei ricevitori 6 e 7 (sezione A-A ). Rispetto ai corrispondenti valori β all’ingresso dei demodulatori 9 e 10 (sezione B-B) vale naturalmente:

a (dB) - β - GCOMB

ove GCOMBindica il guadagno in rapporto S/N del blocco combinatore/cancellatore 8. Avremo quindi:

RSG = - a = GCOMB - β

Adottando formati di modulazione QAM, conviene introdurre la notazione compatta KxNS (N,M) per indicare un generico livello fisico ove:

K = indice per la modalità d’uso della struttura MIMO (K=l per modalità “lx” e K=2 per modalità “2x” )

NS = numero stati della costellazione QAM

(Ν,Μ) = numero ingressi ed uscite della configurazione MIMO, rispettivamente usate.

Ad esempio con la notazione 1x4(1, 2) si indicherà un livello fìsico che usa la modalità “lx”, con una costellazione 4QAM e realizza la semplice diversità di ricezione. La notazione 2x64(2,2) indicherà invece un livello fisico che usa la modalità “2x”, con una costellazione 64QAM e realizza un multiplexing spaziale di ordine 2.

La struttura del combinatore/cancellatore 8 si può rappresentare con lo schema di principio della Figura 3, indipendentemente dalla modalità di uso della configurazione MIMO. In pratica ciascun segnale ricevuto R1,R2 viene moltiplicato per il coefficiente Ci2,C2i rispettivamente, sfasato del termine e<Jy>e sommato all'altro segnale R2,R1 rispettivamente.

Partendo dalle espressioni dei segnali ricevuti U1 e U2, si ottiene, per le varie modalità d’uso della struttura MIMO, la seguente Tabella 1 di valori ottimali dei parametri ai quali gli algoritmi di controllo del combinatore/cancellatore 8 devono convergere.

Tabella 1

Giova rilevare che nel livello fìsico lxNS(l,2) e lxNS(2,2) il segnale di uscita U2 non viene utilizzato. Occorre altresì rilevare che il livello fisico lxNS(2,2) richiede la coerenza ed il controllo in remoto delle fasi medie dei segnali a radio frequenza trasmessi.

Il sistema radio punto-punto secondo l’invenzione utilizza pertanto configurazioni MIMO con formati di modulazione a singola portante ed adattivita’ del livello fìsico, in cui il livello fisico è definito congiuntamente da una modalità di funzionamento delle antenne e da un formato di modulazione e codifica.

Viene descritto qui di seguito un metodo e relativo algoritmo per supportare le funzionalità sopra descritte, precisando che è possibile utilizzare metodi alternativi fermo restando le funzionalità sopra descritte.

Per quanto riguarda le varie modalità di funzionamento della configurazione M1M0(2,2), occorre premettere che la modalità 2xNS(2,2) impone la coerenza in fase degli oscillatori locali di ricezione per ottimizzare la cancellazione. La modalità lxNS(2,2) richiede invece coerenza dal lato di trasmissione, nel seguito diversità di trasmissione. Poiché tipicamente i front-end integrati a microonde utilizzano un singolo oscillatore locale per la traslazione in frequenza da IF a RF e quella inversa da RF a IF, si assume di disporre di oscillatori locali coerenti sia in trasmissione che in ricezione.

Ciò premesso, occorre innanzitutto provvedere ad una regolazione automatica fine dei livello dei due segnali ricevuti, ad esempio tramite due controlli automatici del guadagno AGC1 ed AGC2, per rendere uguali le potenze medie dei segnali RI ed R2, compensando così eventuali differenze dovute a tolleranze e/o imperfette tarature dei blocchi che riportano in banda base i segnali ricevuti, quali imperfetti puntamenti e/o leggere diversità di guadagno delle antenne, diversi guadagni nelle traslazioni RF/3F e simili

Successivamente, le altre variabili che occorre controllare finemente si ricavano da un esame delle tre modalità MIMO previste, qui di seguito riportato.

Modalità lxNS(2.2ì o diversità ricezione e trasmissione (FIGURA 41 Per la diversità combinata trasmissione e ricezione supportata da questa modalità, occorre regolare in trasmissione le fasi di emissione sulle due antenne TI e T2 in modo che i segnali ricevuti giungano con fasi opportune alla ricezione. A questo scopo serve su una delle due vie di trasmissione uno sfasatore che introduce uno sfasamento e<Jcx>in grado di assorbire ogni differenza di sfasamento presente tra la coppia di percorsi uscenti dall’antenna TI e la coppia uscente dall’antenna T2. Tale sfasatore deve essere regolato a ritroso attraverso un canale di telemetria con il criterio di ottenere il massimo del segnale combinato in ricezione Tale massimo si verifica per α·^0.

In altri termini, se sulla coppia di cammini uscente dall’antenna T2 si accumula una differenza di fase β rispetto all’altra coppia uscente dall’antenna TI (differenza dovuta ad esempio ad imprecisioni nella geometria della base, piuttosto che a differenze di ritardo elettrico nei front-end RF di trasmissione, imperfezioni di taratura e simili) a deve essere pilotato dairalgoritmo fino ad assumere il valore a = (-β), per la necessaria compensazione. La situazione è visualizzata in Figura 4.

Per ottenere il segnale di controllo C si effettua la differenza tra i moduli del segnale RI e del segnale R2.

Matematicamente vale quanto segue:

|U1| = |(4wo)Sl*cos(Oo/2)cos(ot/2)| massimo per a -^0, a pari Φο

Controllo via telemetria per far convergere arH)

C - |R11 - |R2| = - (4wo)Sl*sen(<J>o/2)sen(a/2)

Modalità 2xNSf2.21 o multiplexing spaziale (FIGURA 5)

In questa modalità, i segnali ricevuti successivamente alla combinazione, nell’ipotesi che il loop sulla trasmissione abbia già portato a ">0, valgono:

La situazione è visualizzata in Figura 5 e la condizione di convergenza risulta γ12, γ21τ> (π - Φο) .

E’ possibile controllare in retroazione il valore dei coefficienti γ, ad esempio mediante un processo del tipo MMSE recursivo (“Stochastic gradient algorithm”), noto e quindi no ulteriormente descritto minimizzando gli errori alla decisione Si = <Ul> - Ul ed 82= <U2> - U2

ove la notazione < > indica appunto “valore stimato” a valle della decisione.

Si possono cioè utilizzare gli algoritmi recursivi :

ove μ è il valore di step-size del processo.

Da notare che occorre una probabilità di errore relativamente bassa (orientativamente migliore del 10%) per permettere la convergenza degli algoritmi MMSE. Questo comporta la necessità di abilitare Γ algoritmo partendo da valori di γ già vicini a quelli di convergenza, valori da identificare e memorizzare per esempio per mezzo di una routine di self-training all’atto della accensione iniziale del sistema.

Matematicamente vale che nella condizione di cancellazione che comporta γ12 , γ21 (π - Φο) , si ha:

Modalità lxNSHJf) o diversità in ricezione (FIGURA 61

Per realizzare una combinazione in fase (massima potenza con la semplice diversità in ricezione), occorre regolare la fase di combinazione del segnale RI ricevuto dalla prima antenna con quella del segnale R2 ricevuto dalla seconda antenna. Essendo per questa modalità S2-0, si tratta di sfasare il segnale della seconda antenna blocco e<jY>e far convergere γ*^( -Φο) , se si effettua poi una somma dei due segnali. Se si effettua invece una differenza dei due segnali, occorre realizzare γ~>( π-Φο), soluzione questa più conveniente in quanto coincidente con la convergenza del caso 2xNS(2,2) (figura 6).

Matematicamente vale quanto segue:

|U1| = 1 wo* [SI- Sle<i(Cw>>] |

massimo per γ 4 (π- Φο) per cui

|U1| = 2wo* SI.

In generale, le funzionalità principali da garantire per un buon funzionamento del sistema durante le commutazioni dei livelli fisici sono le seguenti: Commutazioni “Hitless”: le commutazioni di livello fisicio devono avvenire istantaneamente e senza transitori implicanti possibili pacchetti di errori (devono cioè essere di tipo “hitless”). Da questo punto di vista le commutazioni di formato di modulazione e/o codifica (a parità di Modalità MIMO) sono ininfluenti, mentre occorre gestire opportunamente le commutazioni di Modalità MIMO.

Continuità dei controlli : i vari loop che controllano le variabili coinvolte non devono essere soggetti a discontinuità in corrispondenza delle commutazioni di modalità MIMO. Occorre cioè mantenere con continuità il controllo di tutte le variabili coinvolte, indipendentemente dalla modalità MIMO in uso e senza turbative ai relativi meccanismi di controllo. I loop di controllo da gestire sono i seguenti:

- AGC1, AGC2

- Controllo di a

- Controlli di γ12 e γ21.

A questo scopo la metodologia che qui si propone è quella di predisporre dei campi di servizio nella segmentazione dei dati, riservati ad opportune parole uniche (UW=Unique Word) sempre presenti in trama, sulle quali calcolare i vari segnali errore necessari al funzionamento dei loop di controllo di cui sopra.

Si realizza la completa indipendenza (ortogonalità) tra i vari loop e, conseguentemente, la continuità di funzionamento dei medesimi, indipendentemente dalla Modalità MIMO in uso e senza turbativa alcuna in corrispondenza delle commutazioni di livello fisico.

Sono previste quindi per ogni via due UW con le seguenti finalità:

U identica sulle due vie TI e T2, per il controllo di a ed altre funzioni di “housekeeping” (inizio trama, identificazione del Link)

A due parole diverse (Al ed A2) sulle due vie TI e T2, per i controlli di AGC1, AGC2, γ!2 ey21.

Considerando formati di modulazione QAM con numero di stati NS<~>2<2L>(quindi 4QAM, 16QAM, 64QAM,...) conviene ad esempio adottare una struttura di codifica con Codec indipendenti ed uguali in parallelo, operanti ciascuno su una coppia di bit (il formato 4QAM attiva 1 solo Codec, il 16QAM ne attiva 2, il 64QAM ne attiva 3, . )·

Considerando inoltre che il rimanente overhead (per correzione errori (FEC), telemetria di MAC e canale di servizio EOW End-to-End) sia concentrato in ulteriori due campi (rispettivamente FEC e SRV-servizi) la trama suggerita sulle 2 vie di trasmissione è come mostrato in Figura 7. Scelte di segmentazione diverse (ma equivalenti) sono sempre possibili nel rispetto delle funzionalità discusse.

Giova notare che il campo servizi SRV può essere previsto solo per i due bit più significativi (4QAM), mentre per i bit meno significativi è disponibile per il payload. Il formato di modulazione delle UW (U ed A) è qui ipotizzato 4QAM, ma è possibile sceglierne uno ancora più robusto (2PSK), per meglio garantire la corretta ricezione delle UW stesse.

Chiaramente la parola unica U è uguale sulle due vie perché indirizzata al controllo di a, necessario nella modalità lxNS(2,2). Le parole Al ed A2 (diverse) sono indirizzate in particolare alla gestione dei γ, basilari per la modalità 2xNS(2,2). A parte gli Overhead di cui si è detto, le trasmissioni dei payload sulle due vie TI e T2 sono in dettaglio organizzate come segue, per le varie modalità MIMO previste:

Modalità MIMO Antenna 1 (Tl) Antenna 2 (T2) 2xNS(2,2) Payload 1 Payload 2

lxNS(2,2) Payload 1 Payload 1

lxNS(l,2) Payload 1 Tx2 = OFF

Normali tecniche di mescolamento con sequenze pseudo-casuali note, o di rotazione nel tempo permettono di evitare che le UW sistematiche provochino indesiderate componenti concentrate negli spettri trasmessi.

La figura 8 presenta uno schema dettagliato delle funzionalità trasmissione e ricezione indirizzate in particolare alla gestione delle commutazioni di modalità MIMO. Non sono mostrate per semplicità altre funzioni, non specificatamente attinenti alla gestione delle suddette commutazioni, ma evidentemente essenziali nel contesto del sistema radio. Le funzioni omesse, per altro ben note agli esperti della materia, riguardano circuiti quali ad esempio Traslatori IF/RF ed RF/IF e relativi oscillatori locali, amplificatori di alta potenza e amplificatori a basso rumore, Sintetizzatori IF, Modulatori e Demodulatori QAM, AGC 1F (coarse), interfacce cavo e simili.

Le funzioni di processamento del livello fisico in trasmissione (segmentazione, codifica FEC, inserzione delle UW e dei servizi e mapping di modulazione) sono svolte nel blocco 101 che prepara i dati sulle due vie di trasmissione per le successive conversioni D/A e modulazioni IF.

Il blocco 101 viene predisposto sotto il controllo esterno del comando di selezione del livello fisico fornito dal controllore di livello fisico, non mostrato in figura.

Una linea di trasmissione, nell’esempio la linea T2, è ruotata rispetto all’altra di un angolo a nel blocco 102. Tale blocco 102 è controllato in loop dal lato ricezione tramite un canale di telemetria.

Tralasciando le funzioni RF non evidenziate, nella parte ricevente i segnali RI e R2 sono regolati finemente per la stessa potenza di uscita dagli amplificatori 103 e 104, che rappresentano gli amplificatori con controllo automatico del guadagno AGC1 e AGC2.

I relativi segnali di controllo sono ottenuti misurando con i rilevatori 106 e 107 le potenze uscenti a valle dei convertitori A/D solo in corrispondenza delle parole uniche Al e, rispettivamenteme, A2. Ciò è reso possibile mediante un’apposita forma d’onda di abilitazione SAfornita dal blocco di sincronizzazione 115, atto ad acquisire la sincronizzazione di trama.

II segnale di controllo dello sfasatore a di trasmissione è ricavato dal comparatore 105 calcolando direttamente la differenza dei moduli dei segnali RI ed R2, solo in corrispondenza della parola unica U, mediante apposita forma d’onda di abilitazione Su- La somma dei segnali RI ed R2 fornisce invece l’uscita combinata per la modalità lxNS(2,2).

Successivamente i segnali vengono processati in una struttura di cancellazione rappresentata dalla somma dei segnali stessi RI ed R2 con le rispettive versioni sfasate ed incrociate.

Gli sfasamenti γ12 e γ21, prodotti dai blocchi sfasatori 108 e 109, sono controllati dai processori MMSE del blocco 112 che elaborano il segnale di correzione stocastica solo in corrispondenza delle parole uniche Al ed A2, grazie alla apposita forma d’onda di abilitazione SA.

Per la modalità lxNS(l,2) viene anche effettuata la differenza tra i segnali RI ed R2 sfasato di γ21.

Per il corretto funzionamento, occorre dimensionare opporunamente la quantizzazione e la qualità dell’aritmetica utilizzata, congiuntamente responsabili della precisione dei controlli, ed occorre una corretta sincronizzazione del blocco di sincronizzazione 115. Quest’ultimo deve acquisire la sincronizzazione di trama utilizzando peraltro normali tecniche di ricerca del sincronismo di trama, ben note dal campo dei multiplatori/demultiplatori numerici o dei decodificatori per codici a blocco.

I selettori 110 e 111 selezionano infine i segnali verso i blocchi di decisione 113 e 114 sotto il controllo esterno del comando di selezione del livello fisico, con la seguente logica:

Modalità MIMO lxNS(2,2) = posizione 1

Modalità MIMO lxNS(l,2) = posizione 2

Modalità MIMO 2xNS(2,2) = posizione 3

I segnali decisi vengono infine processati dal blocco di processamelo 116, anch’esso condizionato dal comando esterno di selezione del livello fisico. Il blocco 1 16 comprende le funzionalità di demapping, decodifica FEC, estrazione servizi e serializzazione dei dati ricevuti.

A titolo d’esempio la Tabella 2 dettaglia le caratteristiche di un possibile profilo di PHY Level da utilizzare per la configurazione MIMO (2,2).

I formati di modulazione comprendono 4QAM, 16QAM e 64QAM, quest’ultimo assunto come formato di ragionevole massima complessità. La modalità d’uso del livello fisico PHYMINè del tipo “lx” con diversità trasmissione e ricezione combinate. Si tiene conto anche di ragionevoli perdite pratiche (implementation loss) e di un margine (3dB) per assorbire l’isteresi da introdurre nei passaggi tra livelli fisici adiacenti. Si suppone di utilizzare una codifica a blocchi tipo RS (Reed Solomon) con blocco corto (86byte) e capacità di correzione di 3 errori per blocco con decodifica hard. Si ipotizza inoltre una efficienza di trama non altissima (0,86) che tiene conto degli overhead per servizi (le due parole uniche UW, la parola U che può servire anche da identificatore di link e la parola A, lo EOW=canale di servizio End-toEnd, e la telemetria per il MAC) e di quelli per correzione errori (FEC).

II livello di uncoded BER = 1E-3 (che viene abbassato dal FEC a Coded BER » 1E-7 ) viene assunto come soglia di BER per il collegamento. Da notare che queste scelte sono puramente esemplificative, ed altre soluzioni di segmentazione/codifica possono essere perfettamente compatibili con la soluzione MIMO qui proposta, Profilo MIMO(2,2) ' Φο {gradi) = 45,00 Efficienza. Fratrie = ; 0,86

PHY Level Muxing (S/N)avg età QAM Impl-loss Peak/avg margine bela GCOMB età RSG <dS) (dB) (dB) (dB) (dB) (dB) (netto) (dB) 1x4 (2,2) 1 ,00 0,54 2,00 1.50 0,00 0,00 11,04 8,34 1,72 ; -2,7p 1x16 (2,2) 1,00 16,53 4.00 2,00 2,55 3,00 24,08 8,34 3,44 -15,74.

2x16 (2,2) 2,00 16,53 4.00 2,00 2,55 3,00 24,08 0,00 6,88 -24,08 ^ 2x64 (2,2) 2,00 22,76 6.00 2.50 3,68 3,00 31,94 0,00 10,33 :-31,94Ì !<'>!<■>Tabella 2 - Esempio di profilo a 4 stati per la configurazione proposta MIMO (2,2) Per confronto si considera una configurazione tradizionale ad anteima singola sia in trasmissione che in ricezione STND (1,1) che, utilizzando la adattività del livello fisico con gli stessi fonnati, avrebbe le caratteristiche mostrate nella Tabella 3.

Profilo STND (1, 1)1.1; Efficienza Frame = (0,&6

PHY Level Muxing (S/N)avg età QAM ImpMoss Peak/avg margine beta GCOMB età RSG (dB) (dB) (dB) (dB) (dB) (dB) (netto) (dB) 1x4 (1 ,1) 1 ,00 9,54 2,00 1.50 0,00 0,00 11 ,04 0,00 1,72<'>-11,04 : 1x16 (1,1) 1,00 16,53 4.00 2,00 2,55 3,00 24,08 0,00 3,44 : ■ -24,08 .

1x64 (1,1) 1,00 22,76 6.00 2.50 3,68 3,00 31,94 0,00 ^5,16 ; -31,94 :

Tabella 3 - Profilo corrispondente per il sistema convenzionale STND (1,1) Rappresentando i due profili nel piano (RSG, η), si evidenziano immediatamente i grossi vantaggi offerti dalla configurazione MIMO(2,2) oggetto della presente invenzione, sia in termini di efficienza spettrale che di guadagno di sistema disponibile alla soglia (Figura 9). Da notare come il valore di Φο influenza i valori di RSG dei livelli fisici superiori, mentre non modifica apprezzabilmente il guadagno relativo di sistema RSG di soglia.

La qualità del collegamento nei sistemi con Adattività del PHY Level

La qualità per un collegamento con adattività del livello fisicol non è più solo definibile con la probabilità di soglia POUT, che si registra al livello fisico minimo PHYMIN· Essendo attivati per la grande percentuale del tempo anche livelli fisici superiori al minimo, occorre introdurre un secondo parametro che esprima la capacità del sistema di fornire throughput più elevati di quello competente al livello fasico minimo PHYMIN- E’ comodo per questo scopo utilizzare un parametro che misuri l’efficienza spettrale media e fornisca ad esempio una misura di quanto essa si discosti dalla efficienza spettrale massima competente al livello fisico massimo PHYMAX.

Si può introdurre quindi un parametro addizionale TL (Throughput Loss) di “perdita relativa di throughput” rispetto al massimo, definito semplicemente come :

L’efficienza spettrale media <η>, nota la forma della distribuzione della attenuazione supplementare A$sulla tratta, è data dalla relazione:

ove fi(As) rappresenta “la gradinata di efficienza” che il profilo prescelto di livello fisicio mette a disposizione.

Per un collegamento da cellular backhauling con adattività del livello fiisico (fissato ad esempio un BER limite BER* = 1E-6), un obiettivo di qualità eccellente è ad esempio rappresentato dalla coppia di valori :

POUT - 1E-5 TL - 1 E- 3

Le migliori prestazioni derivanti dall’invenzione proposta si possono apprezzare compiutamente comparando a parità di condizioni e, ad esempio, sulla stessa lunghezza di tratta , la configurazione oggetto dell’invenzione MIMO(2,2) ed una configurazione convenzionale ad antenna singola, non già a modulazione fìssa, ma anch’essa operata con adattività del livello fisico su un profilo utilizzante gli stessi fonnati di modulazione/codifica. Per questa configurazione di riferimento si utilizzaerà la notazione STND(1,1).

I vantaggi sono riconducibili alla possibilità di realizzare :

Un guadagno di sistema più elevato in prossimità della soglia (propagazione cattiva che si verifica per percentuali di tempo molto basse), tollerando una momentanea riduzione del throughput, e Raddoppio della efficienza spettrale media <η> (cioè alto throughput T) nella normalità delle condizioni di propagazione, per la grandissima parte del tempo.

Si può inoltre sostenere che questa combinazione di effetti permette di realizzare una serie di vantaggi quali :

Raddoppio del throughput a parità di banda concessa BW, che con la soluzione convenzionale sarebbe possibile solo impegnando un altro canale RF (ossia, pur ammettendone la disponibilità, sopportando poi anche il raddoppio dei costi ricorrenti di licenza,

Con la soluzione convenzionale quindi raddoppierebbe anche il costo deirhardware, mentre con la soluzione proposta il costo hardware risulta inferiore al doppio a causa di notevoli sinergie nella realizzazione della soluzione MIMO(2,2).

Riduzione significativa della potenza PPTX necessaria per antenna a parità di lunghezza di tratta coperta. Ciò si traduce in risparmio di componentistica costosa nei 2 trasmettitori RF rispetto ai due della soluzione di doppia radio STND(1,1), e negli associati benefici di risparmio di potenza assorbita, riduzione costi dei regolatori DC/DC e minori problemi legati alla dissipazione termica complessiva (migliore affidabilità dell’hardware.

Riduzione del diametro delle antenne (che con la soluzione di doppia radio convenzionale sarebbero sempre 2 per ogni Iato del collegamento), sempre a parità di lunghezza di tratta coperta, con conseguente significativa riduzione dell’ impatto visivo ambientale (aspetto questo estremamente importante, ad esempio, nelle applicazioni urbane).

Per quantificare i vantaggi della soluzione proposta in un caso concreto, si valutano qui le prestazioni di soluzioni MIMO (2,2) con profili a 2 stati nella gamma 23GHz, confrontandole con la soluzione convenzionale STND (1,1) che utilizza gli stessi formati di modulazione.

I profili a 2 stati portano infatti alla massima semplificazione del MAC e non riducono apprezzabilmente le prestazioni rispetto ai profili a 4 stati.

Si può ad esempio valutare che un profilo a 4 stati, confrontato a parità di stati estremi (PHYMINe PHYMAX uguali) ed a parità di altre condizioni con un profilo a 2 stati, comporta circa un dimezzamento del valore TL che non è molto importante per il dimensionamento complessivo del sistema (permetterebbe solo una riduzione della spaziatura s tra le antenne di circa il 10% , quindi abbastanza marginale).

Si confrontano c uindi le prestazioni delle configurazioni elencate nella Tabella 4 System ED Tipologia PHYMIN PHYMAX Modalità MIMO

al PHYMIN

RIF STND (1,1) 1x4 (1,1) 1x64 (1,1) —

A MIMO (2,2) lx4 (l,2) 2x64 (2,2) Diversità semplice RX B MIMO (2,2) 1x4 (2,2) 2x64 (2,2) Diversità TX ed RX C MIMO (2,2) 1x16(1,2) 2x64 (2,2) Diversità semplice RX D MIMO (2,2) 1x16(2,2) 2x64 (2,2) Diversità TX ed RX Tabella 4 - Configurazioni di Profili a 2 stati confrontati

Per la distribuzione della attenuazione supplementare As (a 23 GHz dovuta solo a pioggia) si utilizza la forma fornita in ITU-R P.1057-1 “Probability distributions relevant to radio- wave propagation model ing” .

Posto X - (As/A0>0i%) rapporto tra As e la attenuazione supplementare allo 0,01% del tempo (ambedue espresse in dB) si ha :

CCDF (As) - 0,01*exp {-14,62 0,02326*sqrt[395145,16 ~ 99011,16*Ln(8,33X)]} valida per latitudini maggiori di 30 gradi , ove la notazione CCDF indica “Distribuzione Cumulativa Complementare”.

Per quanto riguarda i parametri caratteristici di sistema si fanno poi le assunzioni seguenti:

Segmentazione/Coditka

Per BW=3,5MHz e PHYMIN 4QAM : durata frame = 86 byte da 64Kbps,

con Throughput lordo pari a 86*64 - 5504 Kbps ed F3⁄4 = 2752 KHz (*) Roll-Off = 100*(3500/2752 - 1) = 27,2 %

Codec RS accorciato (86,74), correttore del triplo errore

BER di soglia : Uncoded = 1E-3 , Coded ? 1E-7

Overhead bytes = (6 per correzione FEC, 2 per la UW U, 2 per la UW A, 1 per EOW, 1 per MAC) Parametri RF

Gamma = 23 GHz , con banda di canale BW = 3,5 MHz (Fg = 2,752 MHz)

Zona K (42mm/h) e polarizzazione verticale (Κγ = 0,094 , αγ - 1,043)

Antenne da 30 cm (Gant = 34,5 dB)

NF = 8 dB

PPTX = variabile nel range da 10 a 20 dBm (da considerare che la potenza di saturazione HPA dovrà essere circa 4/5 dB più alta della PPTX).

Obiettivi di qualità

POUT = 1E-5

TL = 1E-3

(*) Il PHYMIN 4QAM [opzioni A) e B)] trasporterebbe quindi una capacità pari a quella dei prodotti attualmente disponibili (2xEl in banda 3,5MHz), mentre le opzioni C) e D) trasporterebbero il doppio.

La configurazione MIMO (2,2) ha un parametro supplementare da dimensionare rispetto alla configurazione convenzionale e cioè la separazione s tra le antenne. Come si può intuire anche dalla Figura 4 (anche se relativa ad un profilo a 4 stati) è possibile variare s (ossia Φο, lo sfasamento tra cammini incrociati e diretti) senza influenza apprezzabile sulla prestazione del PHYMÌN (quindi sulla POUT) mentre si può influenzare direttamente la prestazione del PH YMAx (quindi il valore di TL).

Interessando naturalmente minimizzare s per ovvi motivi di semplicità di istallazione, viene spontaneo adottare per Φο il minimo valore compatibile con l’obiettivo TL ™ lE-3.

Le prestazioni dei vari profili presi in esame si possono quindi facilmente confrontare tracciando in funzione della lunghezza L del collegamento gli andamenti di Potenza PPTX minima richiesta per soddisfare l’obiettivo POUT = 1E-5, e

- Angolo Φο minimo per soddisfare l’obiettivo TL=lE-3 Le figure 10 e 11 forniscono appunto questi risultati per le varie configurazioni esaminate.

Si osserva pertanto il vantaggio offerto dalle soluzioni MIMO con PHYMIN<=>4QAM [opzioni A) e B)] rispetto al sistema convenzionale di riferimento in termini di PPTX richiesta a pari lunghezza di tratta, oltre naturalmente al vantaggio più grosso del raddoppio del throughput .

E’ molto interessante anche la opzione D) con PHYΜΓΝ= 16QAM e diversità combinata TX ed RX, che pur comportandosi quasi come il sistema di riferimento in termini di PPTX, fornisce già un raddoppio del throughput minimo.

Un confronto puntuale delle prestazioni limite per le varie opzioni considerate è presentato nella Tabella 5 a parità di PPTX.

PPTX = 15dBm e BRF = 3,5MHz Fs (KH/) = 2752 Configurazione (1,1) STND<■■■>L;·:<·>Y-AJ. V; - -j/B) : ; -;

PHY MIN lx4QAM(l,l) lx4QAM(l,2) ; lx4QAM(2,2):lxl6QAM(l,2) lxl6QAM(2,2) η ΜΑΧ (bit/Hz) 5,16 10,33 10,33 10,33 10,33 η MIN (bit/Hz) 1,72 1,72 1,72 3,44 3,44 Truput netto MAX (MBps) 14,21 28,42 28,42 28.42 28,42 Truput netto MIN (MBps) 4,74 4,74 4,74 9,47 9,47 LMAX (Km) 5,25 5,65 6,48 4,38 5,11 Φο (gradi) NA 10jl8 12,91 6,35 8,04 Separazione Antenne s (m) NA 2,04 2,46 1.42 1,73 Tabella 5 - Prestazioni limite con PPTX = 15 dBm

Le separazioni di antenna necessarie non sono particolarmente gravose come mostra la Figura 12 nemmeno per la opzione meno interessante [la opzione A) con PHYMIN<=>4QAM (1,2)].

Per valori di PPTX nel range da 10 a 20 dBm la separazione non supera mai i 2,3m circa, restando anche consistentemente al di sotto, per valori di L inferiori alla massima lunghezza LMAX·

In figura 12 sono mostrate due famiglie di curve, una nell’ipotesi di adottare un dimensionamento a Φο costante nel campo di variazione di L, l’altra nell’ipotesi di adottare comunque per ogni L (anche inferiore a LMAX) la separazione minima sufficiente per soddisfare TL = 1E-3.

Si fornisce qui di seguito, a titolo esemplificativo, la descrizione di una possibile realizzazione dell’invenzione.

La realizzazione descritta è da considerarsi “tipica”, nel senso che, anche se soluzioni simili, magari in parte alternative, sono naturalmente possibili, esse dovranno necessariamente garantire la realizzazione pratica del processo con le stesse funzionalità e caratteristiche che qui si commentano.

Si fa riferimento allo schema a blocchi di Figura 13, nel quale sono mostrati numerati da 201 a 208 i blocchi che gestiscono il funzionamento di una direzione di comunicazione (la direzione GO), mentre sono indicati a tratteggio e numerati da 201b a 208b gli analoghi blocchi per la direzione inversa (direzione RETURN), che è del tutto reciproca.

Si descrive il funzionamento del sistema relativamente ad una singola direzione (la direzione GO), l’altra essendo del tutto analoga.

Come già discusso, il segnale trasmesso è costituito dalla combinazione del segnale informativo vero e proprio (il payload) da trasferire da un terminale all’altro della tratta, e da un canale di Servizi/Telemetria (a velocità ovviamente molto inferiore rispetto al payload) da utilizzarsi per il trasferimento di uno (o più) canali di servizio (EOW = Engineering Order Wire) e di comandi/controlli remoti da un terminale all’ altro. Ai ottiene questa combinazione di segnali mediante tecniche ben note di multiplexing numerico, realizzando una segmentazione del segnale trasmesso in antenna in trame di ugual durata e successive nel tempo. Si è visto che la formattazione del segnale è tale per cui una quota (porzione) molto piccola della trama è riservata alle due parole uniche UW, nelTesempio U ed A, una successiva porzione alla correzione errori FEC ed infine una ai servizi SRV cioè al canale EOW e, appunto, al canale di telemetria. La restante e predominante porzione è riservata al trasferimento dei payload vero e proprio.

Complessivamente le porzioni dedicate ai servizi rappresentano un “overhead” (OH) rispetto al payload (PD) ed è di interesse il rapporto tra la capacità netta del payload e quella totale, data dalla somma del payload e degli overhead: Efficienza Trama - PD /(PD+OH)

La rivelazione della parola unica U permette di sincronizzare il ricevitore sulla temporizzazione di trama. L’operazione di creazione della trama “in aria” o, come si dice anche, della inserzione (“bit insertion”) dei servizi e della telemetria in trasmissione, è effettuata dal processore in trasmissione di livello fìsico 201, che include anche le funzionalità di codifica, doppia modulazione e distribuzione per la realizzazione dei livelli fisici in trasmissione. Il processore 201 genera due segnali modulati verso il doppio trasmettitore di radio frequenza 202.

La selezione in tempo reale del livello fisico e della modalità MIMO viene effettuata sotto il controllo del ricevitore 203 del canale di telemetria 208 atto ad attivare Padattività in trasmissione.

I due segnali modulati vengono poi traslati alla frequenza RF di trasmissione, mediante conversione IF/RF ed opportunamente amplificati dal trasmettitore 202 comprendente i due trasmettitori RF che alimentano le relative antenne.

Al lato ricevente i segnali raccolti dalle due antenne di ricezione vengono amplificati a basso rumore e traslati in frequenza, mediante conversioni RF/IF da parte del doppio ricevitore a radio frequenza 204.

Successivamente i segnali vengono elaborati dal combinatore/cancel latore di ricezione e processore in ricezione del livello fisico 205 avente funzioni di doppia demodulazione, decodifica ed estrazione telemetria.

Per un corretto funzionamento del collegamento, evitando errori nei transitori di commutazione tra i vari livelli fisici, occorre assicurare dinamicamente, in tempo reale ed in modo fine, la congruenza tra livello fisico selezionato in trasmissione e la predisposizione del combinatore 205 alla ricezione per ricevere lo stesso livello fisico.

Questa caratteristica di sincronizzazione TX/RX del livello fisico è assicurata tenendo in tracking mutuo i due processori di livello fìsico 201 e 205, tramite il canale remoto di telemetria.

Le condizioni di propagazione sulla tratta vengono valutate in tempo reale mediante la misura della qualità della ricezione (in pratica del tasso d’errore BER che si sta commettendo), desunta dal valore di un indicatore legato al BER stesso da una dipendenza monotonica, nel seguito chiamato per brevità CSI (Channel State Indicator).

Possono essere usati come CSI i seguenti criteri ricavabili da misure in tempo reale effettuate in ricezione su segnali disponibili nel blocco 205:

- Rapporto (S/N) in ricezione, ricavato dalla semplice misura delle due potenze ricevute S, essendo il rumore N noto e comunque costante per ogni opzione di banda di canale BW

- Numero medio di correzioni nell’unità di tempo effettuate dalla decodifica di ricezione (FEC), se disponibile come componente del livello fisico

- MSE (mean square error) alla decisione, a valle cioè degli AGC di ricezione che riportano il livello dei segnali ricevuti S ad un valore costante di riferimento.

La misura del CSI è effettuata nel misuratore di CSI 206 e fornita al controllore di adatti vi tà 207. Quest’ultimo che incorpora le funzionalità di controllore di adattività del collegamento, di attuatore di adattività in ricezione e di trasmettitore del canale di telemetria, è atto a gestire l’ adattività del collegamento controllando:

da remoto il lato di trasmissione lontano attraverso il canale di telemetria, e

- localmente il lato di ricezione vicino.

Al controllore 207 vengono fomiti anche parametri esterni, normalmente configurabili via software che rappresentano valori di soglia opportuni con i quali confrontare la misura corrente del CSI per derivarne dinamicamente ed in tempo reale il criterio di scelta del livello fisico e comandarne conseguentemente la commutazione sulla tratta. Giova rammentare che è necessario sincronizzare l’attuazione della commutazione del livello fisico sul lato trasmissione, effettuata dal processore 201, e la corrispondente predisposizione sul lato ricezione, effettuata tramite il combinatore 205, onde evitare di commettere pacchetti di errori ad ogni commutazione. Ciò richiede l’utilizzo di un protocollo di comunicazione “ad hoc” sul canale di telemetria che controlli opportunamente le modalità di accesso al mezzo trasmissivo (MAC=Medium Access Control), rappresentate appunto dalla scelta sincronizzata e congruente dei livelli fisici ai due lati del collegamento.

Il requisito della sincronizzazione nel cambio di livello fisico può essere ad esempio soddisfatto localizzando gli istanti di possibile commutazione esattamente all’inizio di ogni trama, numerando ciclicamente le trame e comunicando al processore 201 il numero di trama scelto per la successiva commutazione. Per maggior sicurezza, può essere previsto un messaggio di conferma a ritroso.

Per maggiore chiarezza in Figura 14 è mostrato un tipico processo di adattività del livello fisico per un profilo a due soli stati su un ipotetico collegamento avente KK = 50dB. Le caratteristiche del profilo sono riassunte in Tabella 6.

Ordine Tipo del Efficienza netta RSG AS =KK+RSH del PHY Level PHY Level η (bit/Hz) (dB) (dB)

1 (PHY MIN) lx4( 2,2) 1,72 -2,70 47,3

2 (PHYMAX) 2x64 (2,2) 10,33 -31,94 18,06 Tabella 6 - Parametri di un Profilo a 2 stati su una ipotetica tratta (KK=50dB) La Figura 14 riporta in particolare l’andamento del rapporto S/N di ricezione, in funzione della condizione di propagazione sulla tratta e più particolarmente in funzione della attenuazione supplementare As (dB) che si viene a determinare sulla stessa.

Al crescere di As con il peggioramento della propagazione, diminuisce linearmente in dB il rapporto S/N disponibile alla ricezione, che si suppone monitorato in tempo reale ed in modo sufficientemente preciso dal misuratore di CSI 206. Non appena il valore di S/N scende al di sotto di una soglia prefissata s2, con s2 = [p2(avg) m ) dB

ove

- m rappresenta un opportuno margine di sicurezza prima del raggiungimento del BER di soglia e

- p2(avg) è il valore di (S/N)avg del livello fisico massimo PHYMAX,

il controllore 207 decide la commutazione del livello fìsico verso il livello più robusto (PHYMJN), comunicando al terminale remoto 201 il primo numero progressivo di trama al quale attuarlo e predisponendo similmente e per lo stesso istante (inizio della stessa trama) il terminale ricevente locale205.

La commutazione avviene quando As supera il valore C (circa 20 dB nell’esempio), il throughput istantaneo si riduce drasticamente ma la soglia del collegamento si abbassa e viene raggiunta per un valore di As (circa 47 dB nell’esempio) per cui il valore S/N avg disponibile diventa pari a pl(avg), ovvero alla soglia del livello mìnimo.

Si suppone di operare a potenza di picco PPTX costante sui trasmettitori 202, quindi il valore di (S/N)avg si incrementa istantaneamente nel passaggio a PHYMIN del rapporto “statico” ΔΡΤΧ tra le potenze medie dei due modi (in questo caso ΔΡΤΧ = 3,68dB , rapporto tra 4QAM e 64QAM).

Nel passaggio inverso, ossia al decrescere di As con il ritorno a condizioni migliori di propagazione, è opportuno prevedere la nuova commutazione di modo ossia il ritorno al PHYMAXper un valore di (S/N) diverso e più elevato, creando una opportuna isteresi nella effettuazione della commutazione di livello fisico nei due versi (As crescente o decrescente) . Questa soluzione permette di evitare possibili ed inutili oscillazioni tra i due livelli per condizioni di propagazione “quasi stazionarie” o variabili nel tempo molto lentamente.

Da notare inoltre, come mostrato a titolo di esempio nella stessa Figura 14, che è possibile adottare la adattività del livello fiisico congiuntamente al controllo automatico di potenza trasmessa (ATPC = Automatic Transmit Power Control).

La tecnica ATPC è ben nota e permette di ridurre dinamicamente il valore della potenza trasmessa PPTX, per valori particolarmente bassi di As, ossia in condizioni buone o normali di propagazione (condizioni che si verificano peraltro per la gran parte del tempo), con il grande beneficio di ridurre il livello di interferenza generata su altri collegamenti riutilizzanti le stesse frequenze RF in aree geografiche vicine. E’ inoltre possibile realizzare un controllo “congiunto” di adattività sulla tratta (cioè di ATPC combinato con la adattività del livello fisico) assegnandone la relativa gestione integrata al controllore 207, e realizzando un opportuno protocollo MAC per gestire la doppia funzionalità attraverso lo stesso canale di telemetria 208.

Con questa forma di “Adattività Combinata”, è così possibile distinguere nel modo più generale varie zone di funzionamento automatico sulla tratta, come mostrato nella Figura 14.

1 ) Zona di ATPC : per bassi valori di As (da 0 al punto A) il valore di PPTX cresce proporzionalmente con As- Il livello fisico è il più complesso, PHYMAX, ed il valore di PPTX è controllato in anello attraverso il canale di telemetria in modo da tenere il valore di (S/N) in ricezione costante e pari ad un valore β* = [32(avg) m* , maggiore con un opportuno margine rispetto a P2(avg).

2) Zona a livello fisico massimo PHYMAX: per valori di As compresi tra A e B .

E’ in pratica una zona di separazione tra la zona di ATPC e la successiva zona 3), ed è operata a livello fisico massimo PHYMAX con PPTX costante e pari alla massima potenza disponibile.

3) Zona di isteresi : per valori di As compresi tra B e C, in cui avviene la commutazione di livello fisico per valori opportunamente diversi di (S/N), a seconda del senso di variazione di As , crescente o decrescente.

4) Zona a livello fisico minimo PHYMIN: per valori di As oltre il punto C, in cui il livello fisico è ormai PHYMIN e la PPTX è la massima disponibile. As può continuare a crescere fino ad entrare nella successiva zona 5).

5) Zona di indisponibilità : per As oltre il punto D, ossia per (S/N) scesi ormai al di sotto della soglia del livello fisico minimo PHYMIN = pl(avg). Nell’esempio di Figura 14 questa zona inizia per As maggiori di circa 47 dB, quindi ha probabilità molto bassa.

Come si può apprezzare da quanto descritto, il sistema radio punto-punto ed il metodo per il funzionamento del sistema radio secondo la presente invenzione consenton di soddisfare le esigenze e di superare gli inconvenienti di cui si è riferito nella parte introduttiva della presente descrizione con riferimento alla tecnica nota.

Ovviamente, un tecnico del ramo, allo scopo di soddisfare esigenze contingenti e specifiche, potrà apportare numerose modifiche e varianti al sistema secondo l’invenzione sopra descritta, tutte peraltro contenute neil’ambito di protezione dell’invenzione quale definito dalle seguenti rivendicazioni.

Claims (24)

1. RIVENDICAZIONI 1. Sistema radio punto-punto comprendente una pluralità di antenne di trasmissione ed una pluralità di antenne di ricezione, dette antenne essendo utilizzabili con una modalità di funzionamento scelta tra una pluralità di modalità di funzionamento disponibili ed essendo destinate a trasmettere e ricevere segnali a singola portante e frequenza di trasmissione maggiore di 6 GHz, detti segnali avendo formato di modulazione e codifica scelto tra una pluralità di formati di modulazione e codifica disponibili, detta modalità di funzionamento delle antenne e detto formato di modulazione e codifica individuando congiuntamente un livello fisico di trasmissione, detto sistema essendo caratterizzato dal fatto di comprendere, in trasmissione ed in ricezione, mezzi di processamento di segnale accoppiati rispettivamente all’ingresso delle antenne di trasmissione ed all’uscita delle antenne di ricezione ed atti a commutare il livello fisico di trasmissione in funzione della qualità di ricezione del segnale ricevuto da detta pluralità di antenne di ricezione.
2. 2. Sistema radio punto-punto in accordo con la rivendicazione 1, in cui detti mezzi di processamento di segnali commutano il livello fisico tra due o più formati trasmissivi a parità di banda di canale al variare della qualità di ricezione del segnale.
3. 3. Sistema radio punto-punto in accordo con la rivendicazione 1 o 2, in cui detta pluralità di modalità di funzionamento delle antenne comprende modalità di semplice diversità in ricezione, in cui un'antenna di trasmissione è spenta, modalità di diversità combinata in trasmissione e ricezione e modalità di multiplexing spaziale.
4. 4. Sistema radio punto-punto in accordo con una qualunque delle rivendicazioni da 1 a 3, in cui detta pluralità di formati di modulazione e codifica comprende formati di modulazione diversi a parità di schemi di codifica/decodifica (FEC) utilizzati, formati di modulazione uguali ma differenti schemi di codifica/decodifica (FEC) utilizzati, e formati di modulazione diversi e contemporanea diversità di schemi di codifica/decodifica (FEC) utilizzati.
5. 5. Sistema radio punto-punto in accordo con una qualunque delle rivendicazioni da 1 a 4, operante in ambienti propagativi che causano prevalentemente attenuazione non-selettiva in banda,
6. 6. Sistema radio punto-punto in accordo con la rivendicazione 5, in cui detti ambienti propagativi comprendono collegamenti ad alta frequenza con attenuazioni da pioggia o attenuazioni dovute a cammini multipli con ritardi d’eco di durata piccola rispetto all'inverso della banda di canale.
7. 7. Sistema radio punto-punto in accordo con una qualunque delle rivendicazioni da 1 a 6, in cui detti mezzi di processamento commutano il livello fisico misurando in tempo reale una grandezza legata in modo monotonico al tasso d’errore istantaneo del segnale ricevuto alle antenne riceventi.
8. 8. Sistema radio punto-punto in accordo con una qualunque delle rivendicazioni da 1 a 7, nel quale la stima della qualità del canale è realizzata misurando almeno una variabile scelta tra rapporto segnale rumore in ricezione, ricavato dalla misura delle due potenze ricevute, numero medio di correzioni nell’unità di tempo effettuate dal complesso di decodifica di ricezione, errore medio quadratico alla decisione per ognuno dei demodulatori accoppiati alle antenne riceventi.
9. 9. Sistema radio punto-punto in accordo con una qualunque delle rivendicazioni da 1 a 8, in cui la commutazione tra le diverse modalità di funzionamento delle antenne è realizzata utilizzando un metodo basato su più parole uniche indipendenti.
10. 10. Sistema radio punto-punto in accordo con la rivendicazione 9, in cui l’utilizzo di più parole uniche indipendenti è finalizzato a mantenere la continuità di controllo sui vari loop di regolazione automatica delle variabili necessarie al corretto funzionamento delle varie modalità di funzionamento delle antenne, e realizzare la mutua indipendenza di tali regolazioni e la loro totale insensibilità alle commutazioni di livello fisico.
11. 11. Sistema radio punto-punto in accordo con una qualunque delle rivendicazioni da 1 a 10, in cui dette antenne sono utilizzate anche su polarizzazioni ortogonali.
12. 12. Sistema radio punto-punto in accordo con una qualunque delle rivendicazioni da 1 a 10, in cui detto sistema è utilizzato unitamente ad un secondo sistema radio punto-punto operante su una polarizzazione ortogonale alla polarizzazione di detto sistema radio punto-punto per quadruplicare la capacità trasmissiva.
13. 13. Metodo per il funzionamento di un sistema radio punto-punto comprendente una pluralità di antenne di trasmissione ed una pluralità di antenne di ricezione, dette antenne essendo utilizzabili con una modalità di funzionamento scelta tra una pluralità di modalità di funzionamento disponibili ed essendo destinate a trasmettere e ricevere segnali a singola portante e frequenza di trasmissione maggiore di 6 GHz, detti segnali avendo formato di modulazione e codifica scelto tra una pluralità di formati di modulazione e codifica disponibili, detta modalità di funzionamento delle antenne e detto formato di modulazione e codifica individuando congiuntamente un livello fisico di trasmissione, detto metodo comprendendo la commutazione, in trasmissione e ricezione, del livello fisico di trasmissione in funzione della qualità di ricezione del segnale ricevuto da detta pluralità di antenne di ricezione.
14. 14. Metodo in accordo con la rivendicazione 13, in cui il livello fìsico è commutato tra due o più formati trasmissivi a parità di banda di canale al variare della qualità di ricezione del segnale.
15. 15. Metodo in accordo con la rivendicazione 13 o 14, in cui detta pluralità di modalità di funzionamento delle antenne comprende modalità di semplice diversità in ricezione, in cui un'antenna di trasmissione è spenta, modalità di diversità combinata in trasmissione e ricezione e modalità di multiplexing spaziale.
16. 16. Metodo in accordo con una qualunque delle rivendicazioni da 13 a 15, in cui detta pluralità di fonnati di modulazione e codifica comprende formati di modulazione diversi a parità di schemi di codifica/decodifica (FEC) utilizzati, formati di modulazione uguali ma differenti schemi di codifica/decodifica (FEC) utilizzati, e formati di modulazione diversi e contemporanea diversità di schemi di codi fica/decodifica (FEC) utilizzati.
17. 17. Metodo in accordo con una qualunque delle rivendicazioni da 13 a 16, operante in ambienti propagativi che causano prevalentemente attenuazione nonselettiva in banda,
18. 18. Metodo in accordo con la rivendicazione 17, in cui detti ambienti propagativi comprendono collegamenti ad alta frequenza con attenuazioni da pioggia o attenuazioni dovute a cammini multipli con ritardi d’eco di durata piccola rispetto all’inverso della banda di canale.
19. 19. Metodo in accordo con una qualunque delle rivendicazioni da 13 a 18, in cui il livello fisico è commutato misurando in tempo reale una grandezza legata in modo monotonico al tasso d’errore istantaneo del segnale ricevuto alle antenne riceventi.
20. 20. Metodo in accordo con una qualunque delle rivendicazioni da 13 a 19, nel quale la stima della qualità del cariale è realizzata misurando almeno una variabile scelta tra rapporto segnale rumore in ricezione, ricavato dalla misura delle due potenze ricevute, numero medio di correzioni nell’unità di tempo effettuate dal complesso di decodifica di ricezione, errore medio quadratico alla decisione per ognuno dei demodulatori accoppiati alle antenne riceventi.
21. 21. Metodo in accordo con una qualunque delle rivendicazioni da 13 a 20, in cui la commutazione tra le diverse modalità di funzionamento delle antenne è realizzata utilizzando un metodo basato su più parole uniche indipendenti.
22. 22. Sistema radio punto-punto in accordo con la rivendicazione 21, in cui Γ utilizzo di più parole uniche indipendenti è finalizzato a mantenere la continuità di controllo sui vari loop di regolazione automatica delle variabili necessarie al corretto funzionamento delle varie modalità di funzionamento delle antenne, e realizzare la mutua indipendenza di tali regolazioni e la loro totale insensibilità alle commutazioni di livello fisico.
23. 23. Metodo in accordo con una qualunque delle rivendicazioni da 13 a 22, in cui dette antenne sono utilizzate anche su polarizzazioni ortogonali.
24. 24. Metodo in accordo con una qualunque delle rivendicazioni da 13 a 23, in cui detto sistema è utilizzato unitamente ad un secondo sistema radio punto-punto operante su una polarizzazione ortogonale alla polarizzazione di detto sistema radio punto-punto per quadruplicare la capacità trasmissiva.