ITPD20100352A1 - Convertitore a ponte intero con modulazione digitale degli impulsi (dpwm) per pilotare un carico. - Google Patents

Convertitore a ponte intero con modulazione digitale degli impulsi (dpwm) per pilotare un carico. Download PDF

Info

Publication number
ITPD20100352A1
ITPD20100352A1 IT000352A ITPD20100352A ITPD20100352A1 IT PD20100352 A1 ITPD20100352 A1 IT PD20100352A1 IT 000352 A IT000352 A IT 000352A IT PD20100352 A ITPD20100352 A IT PD20100352A IT PD20100352 A1 ITPD20100352 A1 IT PD20100352A1
Authority
IT
Italy
Prior art keywords
modulation signal
input
circuit
square wave
bridge
Prior art date
Application number
IT000352A
Other languages
English (en)
Inventor
Enrico Braidotti
Denis Molaro
Original Assignee
Sincrotrone Trieste S C P A
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by Sincrotrone Trieste S C P A filed Critical Sincrotrone Trieste S C P A
Priority to ITPD2010A000352A priority Critical patent/IT1402788B1/it
Priority to PL11802295T priority patent/PL2643924T3/pl
Priority to PCT/EP2011/070757 priority patent/WO2012069512A2/en
Priority to ES11802295.3T priority patent/ES2539901T3/es
Priority to SI201130526T priority patent/SI2643924T1/sl
Priority to EP11802295.3A priority patent/EP2643924B1/en
Priority to US13/988,698 priority patent/US9046907B2/en
Priority to DK11802295.3T priority patent/DK2643924T3/da
Publication of ITPD20100352A1 publication Critical patent/ITPD20100352A1/it
Application granted granted Critical
Publication of IT1402788B1 publication Critical patent/IT1402788B1/it

Links

Classifications

    • G—PHYSICS
    • G05—CONTROLLING; REGULATING
    • G05F—SYSTEMS FOR REGULATING ELECTRIC OR MAGNETIC VARIABLES
    • G05F1/00—Automatic systems in which deviations of an electric quantity from one or more predetermined values are detected at the output of the system and fed back to a device within the system to restore the detected quantity to its predetermined value or values, i.e. retroactive systems
    • G05F1/10—Regulating voltage or current 
    • G05F1/46—Regulating voltage or current  wherein the variable actually regulated by the final control device is DC
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M7/00—Conversion of AC power input into DC power output; Conversion of DC power input into AC power output
    • H02M7/42—Conversion of DC power input into AC power output without possibility of reversal
    • H02M7/44—Conversion of DC power input into AC power output without possibility of reversal by static converters
    • H02M7/48—Conversion of DC power input into AC power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
    • H02M7/53—Conversion of DC power input into AC power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal
    • H02M7/537—Conversion of DC power input into AC power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only, e.g. single switched pulse inverters
    • H02M7/5387—Conversion of DC power input into AC power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only, e.g. single switched pulse inverters in a bridge configuration
    • H02M7/53871—Conversion of DC power input into AC power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only, e.g. single switched pulse inverters in a bridge configuration with automatic control of output voltage or current
    • H02M7/53873—Conversion of DC power input into AC power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only, e.g. single switched pulse inverters in a bridge configuration with automatic control of output voltage or current with digital control
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03K—PULSE TECHNIQUE
    • H03K7/00—Modulating pulses with a continuously-variable modulating signal
    • H03K7/08—Duration or width modulation ; Duty cycle modulation

Landscapes

  • Engineering & Computer Science (AREA)
  • Physics & Mathematics (AREA)
  • Electromagnetism (AREA)
  • General Physics & Mathematics (AREA)
  • Radar, Positioning & Navigation (AREA)
  • Automation & Control Theory (AREA)
  • Power Engineering (AREA)
  • Dc-Dc Converters (AREA)
  • Details Of Television Scanning (AREA)
  • Control Of Direct Current Motors (AREA)
  • Amplifiers (AREA)

Description

Descrizione del brevetto per invenzione industriale dal titolo:
CONVERTITORE A PONTE INTERO CON MODULAZIONE DIGITALE DEGLI IMPULSI (DPWM) PER PILOTARE UN CARICO.
CAMPO TECNICO DELL<'>INVENZIONE
La presente invenzione riguarda un apparato e un metodo per convertitori di potenza di tipo switching e motori a corrente continua per un’ ampia gamma di applicazioni che includono robotica, elettronica portatile,,attrezzature da sport, elettrodomestici, dispositivi medici, applicazioni per le automobili, strumenti per macchine di luce come sincrotroni.
DESCRIZIONE DELL’ARTE ANTERIORE
La modulazione d<'>ampiezza di impulso (PWM) à ̈ una tecnica molto diffusa per il pilotaggio di carichi di diversi sistemi elettrici e per diversi valori delia potenza d’uscita. Carichi elettrici che richiedono un pilotaggio a quattro quadranti (cioà ̈ tensione e corrente d'uscita ..possono assumere un qualunque valore rappresentato nel piano tensione-corrente) sono spesso pilotati dalla topologia a ponte intero (o ponte H). Negli ultimi anni, l<'>interesse per il controllo digitale dei convertitori di tipo switching à ̈ cresciuto notevolmente. L<'>approccio digitale, rispetto a quello analogico, offre diversi vantaggi, come l<'>immunità alle variazioni dei componenti usati nel circuito durante il periodo di utilizzo.
Il diagramma di questo circuito à ̈ mostrato in FIG. 1 .
Questo circuito include due segnali di ingresso A1 e A2, due terminali di uscite B1 e B2 e due segnali di controllo X1 e X2. Gli elementi di commutazione Q1, Q2, Q3, e Q4 sono normalmente dispositivi a semiconduttori, come per esempio i transistore di tipo BJT, MOSFET o IGBT. Il ponte à ̈ composto da due differenti rami, identificabili con i percorsi di conduzione dei transistor, cioà ̈ delle correnti collettore-emettitore o drain-source. I pin di controllo Q1 e Q4 sono direttamente connessi ai rispettivi segnali di controllo X1 e X2. Il terminale di controllo di Q3 à ̈ connesso al terminale X2 attraverso una porta invertente, invece il terminale di Q2 à ̈ connesso ad X1 attraverso un'altra porta invertente. Il carico à ̈ connesso fra i terminali di uscite B1 e B2 mentre gli ingressi A1 e A2 sono normalmente connessi rispettivamente a un potenziale positivo e a una massa di riferimento. I segnali di ingresso a XI e X2 definiscono i livelli di tensione di B1 e B2: quando la tensione su X1 à ̈ alta, Q1 à ̈ acceso e Q2 à ̈ spento (cioà ̈ A1 e B1 idealmente assumono lo stesso potenziale) quando X1 à ̈ a una tensione basso, Q1 à ̈ spento e Q2 à ̈ acceso (cioà ̈ A2 e B1 allo stesso potenziale). Questa situazione à ̈ riproducibile sull<'>altro ramo del ponte.
La via più comune di pilotare un ponte intero à ̈ quella mostrata in FIG.2, dove X1 e X2 sono i segnali di controllo.
La corrente media d'uscita che scorre attraverso il carico connesso fra i terminali B1 e B2 può essere regolata in ampiezza e direzione cambiando la porzione di tempo che X1 , e conseguentemente X2, rimane ad un livello di tensione alta durante un periodo T della frequenza di switching. Una tecnica base per i ponti interi implica che X1 rimanga alto per m1 ·Î¤ mentre X2, che à ̈ la versione invertita di Xì , rimanga alto per m2*T = (1-m1)*T. Con questa tecnica i segnali di controllo X1 e X2 sono direttamente correlati ad un singolo coefficiente di modulazione (o in gergo duty cycle) m = mi = 1-m2.
Utilizzando circuiti a modulazione digitale dell<'>ampiezza d<'>impulso (DPWM) si introduce una discretizzazione dei possibili valori dei coefficienti di modulazione m1 e m2; questo conduce a una conseguente discretizzazione dei valori raggiungibili della tensione/corrente media d<'>uscita. Questa modulazione deH'ampiezza d'impulso facente uso di un quantizzatore a n-bit porta a una situazione dove la tensione/corrente può raggiungere, in condizione di stato stazionario, N=.2<n>differenti valori, ove n à ̈ la risoluzione, cioà ̈ il numero di bits usati per quantizzare ciascun valore.
SOMMARIO DELL'INVENZIONE
È un oggetto della presente invenzione di provvedere un circuito a modulazione digitale dell'ampiezza d<'>impulso che incrementa la risoluzione dell<'>attuatore nella topologia a ponte intero.
L<'>idea base della presente invenzione à ̈ dare una procedura per pilotare i due rami del ponte intero come due stadi indipendenti di semi-ponte con una data sequenza di impulsi digitali d<'>ampiezza tale che i segnali di controllo non sono direttamente correlati a un singolo coefficiente di modulazione, come nell<'>arte anteriore, e tale da aumentare la risoluzione media della tensione/corrente.
Il metodo e il circuito di pilotaggio di un carico con un ponte intero in combinazione con un circuito standard n-bit DPWM porta ad avere una risoluzione d<'>uscita equivalente di n+log2(2+1/2<n>), aumentandola di un po’ più di un bit. Il circuito, combinato con il DPWM ed incluso nel loop di controreazione di un alimentatore di potenza di tipo switching, permette di rilassare le condizioni che portano ad instaurarsi cicli limite a causa di scarsa risoluzione e migliora la capacità di controllo. L<'>alimentazione switching a ponte intero include un ingresso, un’uscita e due ingressi di controllo.
Questo e altri oggetti sono raggiunti per mezzo di un apparato e metodo come descritto nelle rivendicazioni allegate, e sono considerate come parte integrale della presente descrizione.
BREVE DESCRIZIONE DELLE FIGURE
L'invenzione diventa totalmente chiara dalla seguente descrizione dettagliata, data come mera esemplificazione e non limitativo esempio, da leggere con riferimento alle figure allegate, laddove:
FIG. 1 -à ̈ uno schematico semplificato di uno stadio a ponte intero standard che usa<†̃>transistore di tipo MOSFET;
FIG. 2 illustra delle forme d<'>onda tipiche usate per pilotare un circuito a ponte intero;
FIG. 3 Ã ̈ un diagramma a blocchi di un alimentatore di potenza di tipo switching contenente il circuito secondo la presente;
FIG. 4 Ã ̈ una rappresentazione mediante diagramma a blocchi del circuito secondo la presente invenzione;
FIG. 5 illustra delle tipiche forme d<'>onda ottenute dal circuito secondo la presente invenzione;
FIG. 6 à ̈ un diagramma a blocchi funzionale di un alimentatore di potenza di tipo switching contente il circuito secondo l<'>invenzione combinata con uno schema di modulazione che esegue la tecnica “dithering†;
FIG. 7 à ̈ una rappresentazione comportamentale degli indici di modulazione in funzione di una variabile di controllo quando à ̈ applicata la tecnica “dithering†;
FIG. 8 mostra un diagramma di flusso di un metodo per generare I coefficienti di modulazione dal circuito secondo la presente invenzione.
Gli stessi riferimenti numerali e le lettere nelle figure designano la stessa o parti funzionalmente equivalenti.
DESCRIZIONE DI UN ESEMPIO DI REALIZZAZIONE
Fig. 3 mostra un diagramma di un alimentatore di tipo switching, che include il circuito 31 che à ̈ il particolare oggetto dell<'>Invenzione. Quando uno stadio a ponte intero à ̈ modulato da una sequenza d<’>impulsi contenente N=2<n>impulsi d'ampiezza, dopo un filtro ideale passa basso (LP), il numero di valori discreti di uscita ammonta a N. La risoluzione della tensione d<'>uscita corrisponde all<'>intervallo fra i livelli di tensione.
Il circuito 31 , secondo la presente invenzione, à ̈ posto fra l<'>uscita del blocco proporzionale-integrativo-derivativo (PID) 32 e l<'>ingresso del circuito di modulazione digitale d<'>ampiezza d<'>impulso (DPWM) 33. Il segnale d'ingresso del blocco digitale di controllo PID 32 rappresenta l'errore fra il valore della tensione di riferimento (punto di “set†) VREF e il valore di uscita del convertitore analogicodigitale (ADC) 36; il segnale d<'>uscita rappresentata il coefficiente di modulazione m.
Il coefficiente di modulazione m à ̈ applicato come ingresso digitale al blocco 31 , che genera due differenti uscite digitali, definiti come m1 e m2. Questi due coefficienti di modulazione sono quindi convertiti in due differenti onde quadre XI e X2 dal blocco DPWM 33. Queste onde quadre, X1 e X2, pilotano uno stadio a ponte intero switching 34 del tipo del circuito di figura 1 , che include anche un fensione di ingresso VIN, seguito da un filtro passa basso d'uscita 35 per ottenere la tensione d'uscita VOUT, la quale viene rilevata da un convertitore analogico digitale (ADC). I blocchi 32, 33, 34, 35 e 36 sono rilevantemente di una struttura nota.
La figura 4 mostra il circuito 31, che à ̈ l<'>oggetto dell<'>invenzione. L<'>ingresso m del circuito 31 viene prelevato dall<'>uscita del blocco proporzionale-integrativoderivativo (PID) 32 mostrato in figura 3, con una risoluzione di almeno un bit più alta rispetto al generatore standard DPWM. Il suddetto valore m à ̈ quindi saturato fra i valori 0 e 1 dal blocco 401 (questa operazione può essere fatta anche dal blocco PID 401). L<'>uscita del blocco 401 à ̈ applicato a un blocco di guadagno (402) che lo moltiplica per N = 2<n>- 1 e genera un altro valore digitale; si noti che N à ̈ il numero totale di livelli del blocco DPWM 33 impiegato in combinazione con il circuito 31. Questa operazione à ̈ normalmente usata nei circuiti digitali PWM standard per ottenere un valore intero da usare nel contatore digitale standard incluso nel dispositivo impiegato.
L<'>ingresso del blocco 403 à ̈ quindi campionato nel tempo con una frequenza predeterminata fs = 1/Ts; questo valore del periodo deve coincidere ed essere sincronizzato con il suddetto periodo del DPWM (404). Il campionamento nel tempo, per esempio, può essere eseguito da un modulo di ordine zero, dove il precedente valore campionato à ̈ mantenuto costante fino al seguente valore campionato. Il blocco 405 à ̈ un quantizzatore ad n-bit. Il blocco 406, connesso al blocco 405, esegue un<'>operazione di arrotondamento verso il basso (o troncamento) del suo valore dell<'>ingresso digitale. L<'>uscita del blocco 406 à ̈ il coefficiente di modulazione m1 il quale à ̈ direttamente connessa al DPWM avente una risoluzione di N-bit; m1 à ̈ un valore intero compreso nell<'>intervallo [0, N-1]. Questo valore di m1, o duty-cycle, à ̈ usato per pilotare solamente un ramo del circuito a ponte universale. La parte frazionaria che non può essere rappresentata da m1 a causa della limitata risoluzione, à ̈ ottenuta per differenza fra le uscite del blocco 404 e il blocco 406; questo valore, fornito al blocco 407, à ̈ sempre un numero positivo e ha la stessa risoluzione dell<'>ingresso m. La combinazione dei blocchi 407 e 408 esegue l<'>arrotondamento del suddetto valore al prossimo valore intero (0 oppure 1). Il blocco 408 stesso esegue un’operazione di arrotondamento verso il basso, tale che la sua uscita à ̈ il valore minimo intero che non à ̈ più grande dell<'>ingresso. Il coefficiente di modulazione m2 à ̈ calcolato come la somma di m1 e il risultato della suddetta operazione di arrotondamento ed à ̈ quindi applicato al blocco digitale PWM 33 per pilotare l’altro ramo del ponte intero (oppure ponte H) 34.
Le due uscite m1 e m2 sono applicate a un generatore digitale di forme d<'>onda a pulsazione d'ampiezza 33 composti da due circuiti di pilotaggio indipendenti di tipo semi-ponte. Il circuito oggetto dell<'>invenzione 31, congiuntamente al blocco 33, permette la generazione di due valori differenti di duty cycle, inserendo un nuovo livello di quantizzazione, pur mantenendo lo stesso intervallo di tempo della larghezza dell'impulso definito dall<'>LSB del generatore N-bit DPWM. Con un predefinito periodo di switching Ts, il circuito dell<'>invenzione conduce a certe situazioni dove il duty cycle m1 e il duty cycle m2 differiscono di un solo LSB, come mostrato in Fig. 5.
La Fig. 5 mostra delle tipiche forme d<'>onda all<'>ingresso dei transistors Q1 e Q4 su due periodi di switching T1 e T2: nel primo periodo T1 , l<'>ampiezza dell<'>impulso in Q4 à ̈ Ts/(N-1) più grande di quella in Q1 , mentre nel secondo periodo T2, i coefficienti di modulazione sono uguali. Il valore del coefficiente di modulazione m, in FIG. 5, ovviamente à ̈ cambiato dall<'>intervallo di tempo TI all<'>intervallo di tempo T2.
I livelli della tensione media ai terminali del filtro passa basso sono N=2<n>con un generatore PWM standard, ma essi salgono a 2N+1 =.2<n+1>+1 in combinazione con il circuito dell'invenzione.
I valori medi della tensione d<'>uscita ai terminali d<'>uscita dell<'>alimentazione di potenza possono essere calcolati come VOUT = VIN-(m1+m2-1).
In un esempio di realizzazione, lo schema base per un<'>alimentazione di potenza controllata digitalmente, che usa il circuito oggetto dell<'>invenzione, può essere combinata con la ben nota tecnica del “dithering†; questa permette la riduzione dell'ondulazione residua dalle componenti d<'>uscita alla frequenza di switching, mantenendo nei contempo la stessa risoluzione equivalente di output.
La Figura 6 mostra un sistema a reazione chiuso con rapporto di dithering pari a K.
In questo alimentatore controllato in tensione, il segnale d<'>errore digitale fra la tensione d<'>ingresso (punto di “set") VREF e il suo valore misurato VOUT à ̈ applicato al blocco proporzionale-integrale-derivativo (PID) (o a un blocco che esegue un differente algoritmo di compensazione) che genera il coefficiente di modulazione m. Questo valore, dopo essere stato campionato con un periodo Tc e applicato al circuito 31 secondo quanto rappresentato in Fig. 4, genera due differenti coefficienti di modulazione m1 e m2.
Tali coefficienti sono usati per generare due differenti segnali a onda quadra nel blocco DPWM 63, che genera segnali a onda quadra dai valori quantizzati ad N-livelli dell<'>indice di modulazione (cioà ̈ m1 e m2). Lo stadio ponte H (64) à ̈ direttamente pilotato da due differenti circuiti di pilotaggio semi-ponte (oppure da un singolo circuito dì pilotaggio ponte intero).
L<'>uscita del ponte H 64 Ã ̈ quindi filtrata da un circuito passa basso 65 e la tensione d<'>uscita VOUT Ã ̈ poi rilevata dal convertitore analogico-digitale (ADC) 46 con il suddetto periodo Tc.
L<'>aggiunta del sotto sistema di tipo dithering 67 permette di ottenere una bassa ondulazione (ripple) della tensione d<'>uscita, mantenendo nel contempo la stessa risoluzione d<'>uscita (su un periodo Tc).
Questo. sotto sistema 67 Ã ̈ composto da un moltiplicatore di clock (di un fattore K) 671 che comanda un contatore a K-livelli 672 che indicizza a una tabella di tipo Look-up (LUT) 673 contenente i pattern binari del dithering con un periodo tempo Ts=K*Tc (frequenza di switching).
Questi pattern sono sommati agli indici di modulazione m1 e m2 e quindi applicati al suddetto generatore di impulsi a doppio canale nel blocco DPWM 63.
I valori medi della tensione d<'>uscita raggiungibili con questa tecnica coincidono esattamente con quelli ottenibili senza l<'>uso della funzionalità del dithering, cioà ̈ la stessa risoluzione, ma l<'>ondulazione (ripple) della tensione d<'>uscita, mantenendo la stessa uscita del filtro passa basso, à ̈ diminuita grazie all<'>aumento della frequenza di switching Ts.
Questo schema di controllo à ̈ adatto per il controllo di altri tipi di variabili come corrente d<'>uscita, velocità del motore, etc.
II comportamento degli indici di modulazione mi e m2, con un rapporto di dithering a K-livelli (K=4) come funzione di m e con un quantizzatore che ha una risoluzione di n=8, sono rappresentati in Fig.7.
In Fig.8 à ̈ mostrato un diagramma di flusso del metodo usato per generare il coefficiente di modulazione mi e m2. È evidente, per una persona esperta nel mestiere, come implementare il metodo secondo i blocchi 81-88 alla luce dei blocchi 401 , 402 e 403. Il blocco di metodo 89 esegue una quantizzazione ad n-bit secondo il circuito 405 e un troncamento secondo il blocco 406. La combinazione dei blocchi 92 e 93 esegue un<'>operazione di arrotondamento della parte frazionale 91 al valore intero più prossimo (“0" oppure Ί†); l’operazione di arrotondamento à ̈ eseguita al livello circuitale dalla combinazione del blocco 407, che moltiplica per 2 la parte frazionaria, e del blocco 408, che tronca il risultato della moltiplicazione. Il blocco 94 esegue un'addizione secondo il modulo d<'>addizione del circuito di figura 4.
Altri dettagli implementativi non saranno descritti, dal momento che l<'>uomo del mestiere può eseguire l<'>invenzione partendo dall<'>insegnamento della descrizione di cui sopra.
Molti cambi, modifiche, variazioni e altri usi e applicazioni del soggetto dell'invenzione saranno chiari a quelli facenti parte del campo dopo aver considerato le specifiche e le figure che l<'>accompagnano che rivelano ì miglior esempi realizzativi dell'invenzione. Tutti tali cambi, modifiche, variazioni e altri usi e applicazioni del soggetto che non si allontanano dallo scopo dell<'>invenzione, sono coperti da questa invenzione.

Claims (14)

  1. RIVENDICAZIONI 1. Metodo per pilotare un circuito a ponte intero (34,64) comprendente un circuito (31 ) ricevente un segnale dì modulazione in ingresso (m) e generante un primo segnale di modulazione d<'>uscita (m1) e un secondo segnale di modulazione d<'>uscita (m2) per controllare il ponte intero, il metodo comprende i passi per: - generare una prima (X1) e una seconda (X2) forma d<'>onda quadra avente un periodo comune (Ts), dove la prima forma d<'>onda (X1) à ̈ configurata in modo da pilotare un ramo del ponte intero e la seconda forma d<'>onda à ̈ configurata in modo da pilotare l<'>altro ramo del ponte intero; caratterizzato dal fatto che: - la prima forma d<'>onda quadra (X1) à ̈ generata con un primo duty cycle basato su un primo segnale di modulazione (m1), dove il segnale di modulazione (m1) à ̈ la versione troncata ad N-Iivelli del segnale di controllo in ingresso (m); - la seconda forma d<'>onda quadra (X2) à ̈ generata con un secondo duty cycle uguale o maggiore del primo duty cycle di un incremento temporale Ts/(N-1 ) basato sul secondo segnale di modulazione (m2), dove il secondo segnale dì modulazione (m2) à ̈ ottenuto dapprima facendo la differenza (90) fra il segnale di modulazione d<'>ingresso (m) e la versione troncata ad N-livelli, poi facendo un<'>operazione di arrotondamento della suddetta differenza (92,93). .
  2. 2. Metodo secondo la rivendicazione 1 , caratterizzato dal fatto che il segnale di modulazione in ingresso (m) Ã ̈ generato da un modulo digitale proporzionaleintegrativo-derivativo (PID).
  3. 3. Metodo secondo una delle rivendicazioni precedenti, dove il segnale di modulazione in ingresso (m) à ̈ saturato a un valore alto predeterminato quando il segnale di modulazione in ingresso (m) à ̈ maggiore di un valore di soglia, saturato a un valore predeterminato basso quando il segnale di modulazione in ingresso (m) é minore del valore di soglia.
  4. 4. Metodo secondo una delle rivendicazioni precedenti, dove il circuito (31) à ̈ combinato con un modulo di tipo dithering (67) avente un rapportò dithering K tale da generare patterns di tipo dithering aventi un periodo di onda quadra Ts=Tc*K, dove Tc à ̈ un periodo di campionamento del segnale di modulazione in ingresso (m), dove i patterns di dithering sono aggiunti al primo segnale di modulazione (m1 ) e al secondo segnale di modulazione (m2).
  5. 5. . Metodo secondo una delle rivendicazioni precedenti, caratterizzato dal fatto che la tensione/corrente d<'>uscita nel carico del ponte intero (34,64) Ã ̈ retroazionata all<'>ingresso del segnale di modulazione (m).
  6. 6. Metodo secondo una delle rivendicazioni precedenti, caratterizzato dal fatto che l’ingresso del segnale di modulazione (m) à ̈ campionato con un periodo di campionamento pari al comune segnale ad onda quadra (Ts).
  7. 7. Circuito (31) per pilotare un circuito a ponte intero (34, 64) comprendente un segnale di modulazione in ingresso (m) e comprendente un primo segnale di modulazione d<'>uscita (m1) e un secondo segnale di modulazione d<'>uscita (m2) per controllare il ponte intero, dove il circuito à ̈ atto a generare una prima (X1) e una seconda (X2) forma d<'>onda quadra avente un periodo comune d’onda quadra (Ts), dove la prima forma d<’>onda (X1) à ̈ configurata in modo da pilotare un ramo del ponte intero e la seconda forma d<'>onda à ̈ configurata in modo da pilotare l<'>altro ramo del ponte intero, caratterizzato dal fatto che il circuito comprende: - mezzi per generare la prima forma d<'>onda quadra (X1) con un primo duty cycle basato su un primo segnale di modulazione (m1), dove il segnale di modulazione (m1) à ̈ la versione troncata ad N-livelli (405,406) del segnale di controllo in ingresso (m); - mezzi per generare la seconda forma d<'>onda quadra (X2) con un secondo duty cycle uguale o maggiore del primo duty cycle di un incremento temporale Ts/(N-1 ) basato sul secondo segnale di modulazione (m2), dove il secondo segnale di modulazione (m2) à ̈ ottenuto prima facendo la differenza fra il segnale di modulazione d<'>ingresso (m) e la versione troncata ad N-iivelli e poi facendo un<'>operazione di arrotondamento della suddetta differenza (407,408).
  8. 8. Circuito secondo la rivendicazione 7 comprendente ulteriormente un modulatore digitale d<'>ampiezza di impulsi, in breve DPWM, capace di generare una prima onda quadra (X1) e una seconda onda quadra (X2) e di ricevere come ingressi il primo segnale di modulazione (m1) e il secondo segnale di modulazione (m2).
  9. 9. Circuito secondo la rivendicazione 7 comprendente ulteriormente un modulo proporzionale-integrativo-derivativo, in breve PID, (32,62) capace di generare un segnale di modulazione d<'>ingresso (m).
  10. 10. Circuito secondo una qualsiasi rivendicazione precedente, dove il circuito comprende ulteriormente un blocco (401) capace di saturare il segnale di modulazione in ingresso (m) a un valore predeterminato alto quando il segnale di modulazione in ingresso (m) Ã ̈ maggiore di un primo valore di soglia e capace di saturare il segnale di modulazione in ingresso (m) a un valore predeterminato basso quando il segnale di modulazione in ingresso (m) Ã ̈ minore di un secondo valore di soglia.
  11. 11. Circuito secondo una qualsiasi rivendicazione precedente, dove il circuito (31 ) comprende ulteriormente un modulo di tipo dithering (67) avente un rapporto di dithering K tale da generare patterns di dithering aventi un periodo di onda quadra Ts=TcK, dove Tc à ̈ un periodo di campionamento del segnale di modulazione in ingresso (m), e tale che i patterns di dithering sono aggiunti al primo segnale di modulazione (m1) e al secondo segnale di modulazione (m2).
  12. 12. Circuito secondo una qualsiasi rivendicazione precedente caratterizzato da un valore della corrente/tensione nel carico del ponte intero (34,64) retro-azionata in ingresso al segnale di modulazione (m).
  13. 13. Circuito secondo una qualsiasi rivendicazione precedente che include ulteriormente un circuito (403) che campiona nel tempo il segnale di modulazione in ingresso (m) con un periodo di campionamento pari al periodo di onda quadra comune (Ts).
  14. 14. Circuito secondo la rivendicazione 13, dove il circuito di campionamento (403) Ã ̈ un modulo di mantenimento di ordine zero.
ITPD2010A000352A 2010-11-23 2010-11-23 Convertitore a ponte intero con modulazione digitale degli impulsi (dpwm) per pilotare un carico. IT1402788B1 (it)

Priority Applications (8)

Application Number Priority Date Filing Date Title
ITPD2010A000352A IT1402788B1 (it) 2010-11-23 2010-11-23 Convertitore a ponte intero con modulazione digitale degli impulsi (dpwm) per pilotare un carico.
PL11802295T PL2643924T3 (pl) 2010-11-23 2011-11-23 Sposób i układ przetwornicy pełnomostkowej sterowanej cyfrową modulacją szerokości impulsu
PCT/EP2011/070757 WO2012069512A2 (en) 2010-11-23 2011-11-23 Full-bridge converter with digital pulse modulation (dpwm) for driving a load
ES11802295.3T ES2539901T3 (es) 2010-11-23 2011-11-23 Método y circuito de conducción de un convertidor de puente completo con modulación de ancho de pulso digital
SI201130526T SI2643924T1 (sl) 2010-11-23 2011-11-23 Metoda in tokokrog za pogon premostitvenega pretvornika z digitalno modulacijo širine impulza
EP11802295.3A EP2643924B1 (en) 2010-11-23 2011-11-23 Method and circuit for driving a full-bridge converter with digital pulse width modulation
US13/988,698 US9046907B2 (en) 2010-11-23 2011-11-23 Full-bridge converter with digital pulse modulation (DPWM) for driving a load
DK11802295.3T DK2643924T3 (da) 2010-11-23 2011-11-23 Fremgangsmåde og kredsløb til at styre en fuldbro-konverter med digital impulsbreddemodulation

Applications Claiming Priority (1)

Application Number Priority Date Filing Date Title
ITPD2010A000352A IT1402788B1 (it) 2010-11-23 2010-11-23 Convertitore a ponte intero con modulazione digitale degli impulsi (dpwm) per pilotare un carico.

Publications (2)

Publication Number Publication Date
ITPD20100352A1 true ITPD20100352A1 (it) 2012-05-24
IT1402788B1 IT1402788B1 (it) 2013-09-18

Family

ID=43742911

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
ITPD2010A000352A IT1402788B1 (it) 2010-11-23 2010-11-23 Convertitore a ponte intero con modulazione digitale degli impulsi (dpwm) per pilotare un carico.

Country Status (8)

Country Link
US (1) US9046907B2 (it)
EP (1) EP2643924B1 (it)
DK (1) DK2643924T3 (it)
ES (1) ES2539901T3 (it)
IT (1) IT1402788B1 (it)
PL (1) PL2643924T3 (it)
SI (1) SI2643924T1 (it)
WO (1) WO2012069512A2 (it)

Families Citing this family (6)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
IT1402788B1 (it) * 2010-11-23 2013-09-18 Sincrotrone Trieste S C P A Ora Elettra Sincrotrone Trieste S C P A Convertitore a ponte intero con modulazione digitale degli impulsi (dpwm) per pilotare un carico.
JP6088851B2 (ja) * 2013-02-25 2017-03-01 株式会社東芝 インバータ制御回路およびインバータ回路
US9941789B2 (en) * 2015-11-02 2018-04-10 Infineon Technologies Ag Feedforward circuit for DC-to-DC converters with digital voltage control loop
US10284110B2 (en) 2017-06-19 2019-05-07 Esab Ab Power supply having four quadrant converter and techniques for operation
CN108398976B (zh) * 2018-01-30 2019-11-08 昆明理工大学 一种基于脉宽调制生成高精度电压的方法
WO2022060565A1 (en) * 2020-09-15 2022-03-24 Covidien Lp Surgical robotic system for controlling wristed instruments

Citations (2)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
EP1014552A1 (en) * 1998-12-23 2000-06-28 STMicroelectronics S.r.l. Conversion of a numeric command value in a constant frequency PWM drive signal for an electromagnetic load
US20050146366A1 (en) * 2003-11-27 2005-07-07 Infineon Technologies Ag High-resolution digital pulse width modulator and method for generating a high-resolution pulse width modulated signal

Family Cites Families (4)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US5285372A (en) * 1991-10-23 1994-02-08 Henkel Corporation Power supply for an ozone generator with a bridge inverter
US7308027B1 (en) * 2004-04-21 2007-12-11 Cirrus Logic, Inc. Circuits and methods for reducing distortion and noise in pulse width modulation systems utilizing full-bridge drivers
KR20080044984A (ko) * 2006-11-17 2008-05-22 삼성전자주식회사 램프 구동회로 및 이를 갖는 표시장치
IT1402788B1 (it) * 2010-11-23 2013-09-18 Sincrotrone Trieste S C P A Ora Elettra Sincrotrone Trieste S C P A Convertitore a ponte intero con modulazione digitale degli impulsi (dpwm) per pilotare un carico.

Patent Citations (2)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
EP1014552A1 (en) * 1998-12-23 2000-06-28 STMicroelectronics S.r.l. Conversion of a numeric command value in a constant frequency PWM drive signal for an electromagnetic load
US20050146366A1 (en) * 2003-11-27 2005-07-07 Infineon Technologies Ag High-resolution digital pulse width modulator and method for generating a high-resolution pulse width modulated signal

Non-Patent Citations (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Title
YAN-FEI LIU ET AL: "Digital control of switching power converters", CONTROL APPLICATIONS, 2005. CCA 2005. PROCEEDINGS OF 2005 IEEE CONFERE NCE ON TORONTO, CANADA AUG. 29-31, 2005, PISCATAWAY, NJ, USA,IEEE, 29 August 2005 (2005-08-29), pages 635 - 640, XP010835158, ISBN: 978-0-7803-9354-7, DOI: DOI:10.1109/CCA.2005.1507198 *

Also Published As

Publication number Publication date
US20130241514A1 (en) 2013-09-19
EP2643924A2 (en) 2013-10-02
SI2643924T1 (sl) 2015-08-31
DK2643924T3 (da) 2015-06-22
IT1402788B1 (it) 2013-09-18
WO2012069512A2 (en) 2012-05-31
ES2539901T3 (es) 2015-07-07
EP2643924B1 (en) 2015-03-25
US9046907B2 (en) 2015-06-02
WO2012069512A3 (en) 2012-07-19
PL2643924T3 (pl) 2015-11-30

Similar Documents

Publication Publication Date Title
Peterchev et al. Quantization resolution and limit cycling in digitally controlled PWM converters
US6833691B2 (en) System and method for providing digital pulse width modulation
ITPD20100352A1 (it) Convertitore a ponte intero con modulazione digitale degli impulsi (dpwm) per pilotare un carico.
CN102484433B (zh) 用于向负载供应电力的电源、方法和计算机程序产品
US12537434B2 (en) Digital zero-current switching lock-in controller IC for optimized operation of resonant switched-capacitor converters (SCCs)
CN105556836A (zh) 用于d类音频放大器的多相脉冲宽度调制器
CN104362851A (zh) 一种dc-dc转换器控制系统
Anderson et al. Design and Measurement of a CT $\Delta\Sigma $ ADC With Switched-Capacitor Switched-Resistor Feedback
JP2010115066A (ja) Ｐｗｍ制御回路
CN113949249B (zh) 包括开关型输出级的电子装置、对应电路布置和方法
Homann et al. High bandwidth phase voltage and phase current control loop of a permanent magnet synchronous motor based on delta sigma bitstreams
CN116248119B (zh) Pwm转换模拟输出的数模转换电路、芯片及电子设备
CN102594141B (zh) 一种数字开关电源转换装置及方法
KR20130058289A (ko) 전력 제어 구동 장치 및 그 방법
US8018364B2 (en) Control apparatus for a load supply device
US12401369B2 (en) Closed loop DAC artifact generation
Suraj et al. Generation of phase shifted PWM and phase shifted sawtooth signals utilizing FPGA for controlling of power converters
KR20110083874A (ko) 디지털 입력 증폭기
CN103607185B (zh) 产生脉宽调制信号的装置及方法
JP2012156855A (ja) サンプルホールド回路及びａｄ変換器
Pate et al. A PCM to PWM conversion stage resolution enhancement architecture
JP2009296334A (ja) Δς変調方式のａ／ｄ変換器及びこれを用いた制御装置
Abdullah Limit-Cycle Free Digitally Controlled Power Converters.
Kimball et al. Sigma-delta modulation of multi-phase high frequency converters
Unnikrishnan et al. Linearization of synthesizable VCO-based ADCs using delta modulation