ITRM20130290A1 - Radar coerente - Google Patents

Description

RADAR COERENTE

Campo dell’invenzione

La presente invenzione si riferisce al settore tecnico dei radar coerenti, ad esempio utilizzabili a bordo delle imbarcazioni o per la sorveglianza marittima dalla costa. Tali apparati sono chiamati indifferentemente radar marittimi (marine radar in inglese) oppure radar di navigazione. Altri utilizzi per radar coerenti possono essere previsti, ad esempio, su autoveicoli con funzione di anticollisione e/o di controllo del veicolo.

Stato della tecnica

La localizzazione con onde elettromagnetiche di natanti, ed in generale di mezzi mobili o di ostacoli, per scopi di sorveglianza e navigazione à ̈ una tecnica antica, che risale agli inizi del secolo scorso, e, come noto, il principale sistema utilizzato per rivelare e localizzare oggetti a distanza anche assai grandi (centinaia di km) à ̈ il radar, che illumina tali oggetti con segnali elettromagnetici di alta potenza e analizza il segnale di ritorno (eco radar). Da oltre mezzo secolo le imbarcazioni utilizzano apparati radar per la navigazione in condizioni di limitata visibilità (nebbia, ore notturne) e per la localizzazione di bersagli di superficie. Tali apparati sono essenziali per la rivelazione e la localizzazione di natanti e di ostacoli di varia natura, e indispensabili per una navigazione sicura, in particolare di notte e/o con nebbia. Radar di simile costruzione sono anche utilizzati per sorvegliare le imbarcazioni da postazione costiera, principalmente per la gestione del traffico navale, oggi necessaria nei cosiddetti Vessel Traffic Services (VTS) oppure per il Vessel Traffic Management Information System (VTMIS).

Un quadro generale di questi apparati e dei sistemi che li utilizzano à ̈ presentato in due volumi:

- “Target Detection by Marine Radar†di J.N. Briggs, IEE Radar, Sonar and Navigation Series 16, The Institute of Electrical Engineers, London, 2004;

- “Radar and ARPA Manual†di A. Bole, B. Dineley e A. Wall, Elsevier, Second Edition, 2005.

Gli apparati radar di navigazione con trasmettitore a magnetron, notevolmente i più diffusi, operano con durata dell’impulso da un minimo variabile tra 0,055 µs e 0,08 µs (con risoluzione nominale in distanza tra 8m e 12m) con un massimo dell’ordine del µs, ad esempio 0,9 µs. I valori della frequenza di ripetizione degli impulsi (impulsi/s) e della durata dell’impulso (s) dipendono dal fondo scala impostato, e il loro prodotto à ̈ mantenuto circa costante in maniera da rispettare il vincolo del ciclo di lavoro del trasmettitore, dell’ordine di poche unità su diecimila: il ricetrasmettitore trasmette per la frazione (cosiddetto duty cycle) 0,0002 – 0,0007 del tempo, come ordine di grandezza, e riceve per la restante frazione del tempo.

Recentemente sono stati proposti sul mercato dei radar di navigazione basati su trasmettitori allo stato solido, con potenze di picco tra 170 e 250 W (valori ben più bassi dei ricetrasmettitori a magnetron, e durate dell’impulso molto maggiori), con valori del duty cycle dell’ordine del 10-13%, cioà ̈ da 200 a 500 volte quello tipico dei radar a magnetron. Si nota che tra la tecnica “stato solido†e la tecnica “magnetron†l’energia emessa sul bersaglio rimane sostanzialmente invariata, poiché la minore potenza di picco dell’impulso à ̈ compensata dalla sua maggiore durata, oltre che dal guadagno d’integrazione coerente degli impulsi nel tempo d’illuminazione.

Un noto problema posto dai radar di navigazione à ̈ quello della loro mutua interferenza, dovuta al gran numero di unità navali equipaggiate con questi apparati e al fatto che essi operano, per normativa internazionale, in alcune, relativamente strette, bande di frequenza. Gli apparati in banda S (utilizzati principalmente in caso di pioggia e, insieme alla banda X, da imbarcazioni mediograndi) operano da 3020 a 3080 MHz, e gli apparati in banda X, largamente utilizzati anche da piccole imbarcazioni, operano da 9300 a 9500 MHz. Quello dell’interferenza à ̈ un problema che ha portato ad alcune norme internazionali, relative ai radar di navigazione, che hanno fatto crescere il costo degli apparati senza un diretto beneficio per il singolo utente. Si tratta di una norma del 2003 per la “riduzione delle emissioni fuori banda e sui lobi laterali dello spettro†e di una norma del 2006 par la “riduzione delle emissioni spurie†. Fino ad oggi i radar per uso marittimo si sono difesi dalle interferenze di radar omologhi sfruttando proprio il limitato “duty cycle†. Infatti, anche alla presenza di un gran numero di radar in visibilità, se, come avviene di solito, la frequenza di ripetizione degli impulsi à ̈ diversa da apparato ad apparato, con temporizzazioni di emissione diversificate, gli impulsi dei radar disturbanti vengono a trovarsi in posizioni tali da non essere integrati nel processo azimutale, e possono essere soppressi in tale processo. Questo rimedio risulterà non più valido quando verranno installati numerosi radar marittimi allo stato solido che, come illustrato, avranno valori del duty cycle da 200 a 500 volte maggiori dell’attuale.

E’ pertanto sentita l’esigenza di realizzare un radar innovativo capace di superare i suddetti inconvenienti.

Sommario dell’invenzione

Scopo primario della presente invenzione à ̈ quello di realizzare un radar di tipo coerente che permette la trasmissione di forme d’onda pseudocasuali, di tipo rumoroso, non prevedibili da un osservatore esterno, generata con tecniche numeriche “digitali†.

Un altro scopo dell’invenzione à ̈ quello di prevedere un relativo processo di sintesi di forme d’onda pseudocasuali “ortogonali†in un numero praticamente illimitato. Attribuendone ciascuna di queste forme d’onda a un diverso radar si riduce di due o tre ordini di grandezza l’effetto di mutuo disturbo.

In questa descrizione le forme d’onda pseudo-casuali, trasmesse dai radar oggetto dell’invenzione, sono definite “ortogonali†quando la funzione di mutua correlazione à ̈ prossima a zero, cioà ̈ ha valori di almeno due o tre ordini di grandezza inferiori rispetto all’autocorrelazione di ciascuna di esse.

La presente invenzione, pertanto, si propone di raggiungere gli scopi sopra discussi realizzando un radar coerente che presenta le caratteristiche della rivendicazione 1.

Un secondo aspetto della presente invenzione prevede un processo di sintesi di forme d’onda pseudo-casuali, che vengono trasmesse dal suddetto radar. Tale processo comprende gli stadi della rivendicazione 9.

Come appena introdotto, i problemi sopra descritti sono superati, nella presente invenzione, utilizzando per la trasmissione radar forme d’onda pseudo-casuali, secondo un concetto che, nelle applicazioni militari, à ̈ noto come quello dei Noise Radar, apparati che emettono segnali di tipo pseudo casuale. Con questo metodo di trasmissione, grazie alle caratteristiche delle forme d’onda emesse, à ̈ assai difficile intercettare tali radar e quindi localizzarli e ostacolarne il funzionamento. La presente invenzione ha per oggetto un sistema radar di nuova concezione che, insieme ad altri concetti, utilizza, migliorandone le prestazioni, il concetto del Noise Radar già noto per applicazioni militari, ampliandone le capacità e le applicazioni. Nella presente invenzione le forme d’onda pseudo-casuali sono utilizzate non allo scopo di rendere difficile l’intercettazione del radar, cosa che non ha alcun pratico interesse nel campo dei radar civili, ma per minimizzare l’interferenza mutua dei numerosi radar presenti in uno specchio d’acqua o nel traffico stradale sfruttando la mutua ortogonalità di dette forme d’onda pseudocasuali.

Nel paragrafo precedente à ̈ stato mostrato che, una volta completato il passaggio - già in fase di avvio - dalla tecnologia a magnetron a quella con trasmettitore allo stato solido, i fenomeni interferenti avranno una rilevanza da 200 a 500 volte maggiore, rendendo difficile se non impossibile l’uso del radar in ambienti di denso traffico, proprio quelli in cui il radar à ̈ maggiormente necessario. E’ noto agli esperti del settore che in un sistema di radar i segnali interferenti possono essere separati, e possibilmente neutralizzati, con una o più di queste tecniche note: (a) mediante filtri, sfruttando la differenza di frequenza (più esattamente, la differente occupazione di banda); (b) sfruttando la differenza spaziale mediante antenne fortemente direttive e lobi laterali molto bassi, oppure con un filtraggio d’antenna mediante array processing; (c) sfruttando la differenza dei tempi di emissione dei diversi radar. La soluzione (c), come già illustrato, viene comunemente praticata nei radar marittimi che, attualmente dotati di magnetron, trasmettono impulsi molto brevi (di durata tipicamente sotto il microsecondo). Tuttavia detta soluzione non avrà efficacia sufficiente nel caso di radar a stato solido, con impulsi centinaia di volte più lunghi. La soluzione (a) à ̈ poco praticabile e comunque di limitato vantaggio data la ristretta gamma di frequenze (9300-9500 MHz) disponibile, come già illustrato. Infine la soluzione (b), tipica dei radar militari, non à ̈ adatta alla specifica applicazione per evidenti ragioni di complessità e costo.

Nell’ambito della presente invenzione si utilizza, quindi, una quarta soluzione basata sull’ortogonalità dei segnali pseudo-casuali trasmessi dalla nuova famiglia di radar oggetto della presente invenzione. E’ noto (vedere ad esempio il libro “Il rumore elettrico - dalla fisica alla progettazione†di G.V. Pallottino, edito da Spinger Verlag Italia, 2011) che un rumore (ottenibile ad esempio per filtraggio del rumore termico), che occupa un intervallo di frequenze (banda) B ed ha durata T, ha una funzione di autocorrelazione di durata 2T ed un picco a ritardo zero di ampiezza proporzionale al prodotto BT e larghezza, o tempo di decorrelazione, 1/B. I lobi casuali fuori dalla zona del picco hanno ampiezza media - bassa rispetto al picco, decrescente con la distanza dal picco. Segmenti di rumore di durata T, con T>>1/B, presi a tempi disgiunti costituiscono forme d’onda con una mutua correlazione molto più bassa della autocorrelazione di ciascuno di esse, e tendente a zero quando T tende a infinito. E’ quindi possibile generare forme d’onda concettualmente ortogonali nel senso detto sopra, in un numero sostanzialmente illimitato. Attribuendone ciascuna forma d’onda a un diverso radar, si riduce l’effetto di mutuo disturbo di due o tre ordini di grandezza.

In una forma di realizzazione della presente invenzione si preferisce utilizzare forme d’onda pseudocasuali opportunamente generate e registrate su una memoria di massa, ad esempio un disco rigido. Il numero di dette forme d’onda pseudocasuali varia con la particolare applicazione del radar dell’invenzione e può agevolmente raggiungere valori dell’ordine delle decine o centinaia di miliardi, ampiamente compatibili con le normali capacità dei dischi rigidi. Questi numeri sono tali che la probabilità che due radar si trovino per caso a trasmettere la stessa sequenza in modo sincrono à ̈ dell’ordine di uno a dieci milioni o anche inferiore.

Vantaggiosamente il radar e il processo dell’invenzione permettono di ottenere: - un rapporto picco-lobi della funzione di autocorrelazione sufficientemente alto (dell’ordine di 35 dB o anche superiore in dipendenza della particolare configurazione) per evitare il mascheramento di oggetti piccoli vicini ad un bersaglio principale;

- una mutua correlazione sufficientemente bassa (25 dB o anche meno rispetto al picco dell’autocorrelazione) per limitare a valori tollerabili, non superiori a quello degli attuali radar a magnetron, il disturbo dovuto ad altri radar presenti nel teatro operativo;

- un fattore di picco (rapporto tra potenza di picco e potenza media, o equivalentemente tra ampiezza di picco ed ampiezza media) prossimo o uguale all’unità per sfruttare al massimo le capacità del trasmettitore allo stato solido, facendolo lavorare in regime di saturazione. Questo à ̈ particolarmente vantaggioso per la localizzazione a grande distanza con trasmissione di impulso lungo.

Il generatore digitale di forme d’onda del radar dell’invenzione opera in maniera ricorsiva, generando anzitutto dei numeri pseudocasuali indipendenti, filtrandoli in maniera passa-basso ottenendo una densità spettrale tale da occupare un definito intervallo di frequenze, applicando una trasformazione non lineare senza memoria per rendere circa uguale all’unità il fattore di picco, ed iterando il procedimento per un numero di passi predefinito, atto a raggiungere un adeguato grado di convergenza, dopo il quale la sequenza di coppie numeriche viene passata ad un blocco di registrazione e selezione.

Le forme d’onda da trasmettere contenute nella memoria del radar sono preventivamente selezionate in detto blocco di registrazione e selezione, allo scopo di ottenere un rapporto picco-lobi della funzione di autocorrelazione di almeno 35 dB ed il minimo valore possibile nella funzione di mutua correlazione, indicativamente inferiore a 25 dB sotto il picco dell’autocorrelazione, minimizzando i falsi bersagli e le interferenze tra radar operanti nello stesso ambiente.

Le rivendicazioni dipendenti descrivono forme di realizzazione preferite dell’invenzione.

Breve descrizione delle figure

Ulteriori caratteristiche e vantaggi dell’invenzione risulteranno maggiormente evidenti alla luce della descrizione dettagliata di una forma di realizzazione preferita, ma non esclusiva, di un radar, illustrato a titolo esemplificativo e non limitativo, con l’ausilio delle unite tavole di disegno in cui:

la Fig. 1 rappresenta uno schema generale del radar oggetto della presente invenzione, con illustrazione dei segnali in esso scambiati;

la Figura 2 rappresenta uno schema di un modulatore coerente, parte del radar della presente invenzione;

la Figura 3 rappresenta uno schema di un demodulatore coerente, parte del radar della presente invenzione;

la Figura 4 rappresenta uno schema di generazione delle forma d’onda che sono trasmesse dal radar della presente invenzione.

Gli stessi numeri di riferimento nelle figure identificano gli stessi elementi o componenti.

Descrizione in dettaglio di una forma di realizzazione preferita dell’invenzione Con riferimento alla Figure à ̈ rappresentata una prima forma di realizzazione di un radar coerente secondo l’invenzione. Tale radar, oggetto della presente invenzione, comprende:

- un generatore digitale 1 di forme d’onda pseudo-casuali in forma di sequenze di prime coppie numeriche I, Q (in fase e in quadratura);

- una memoria di massa 2, ad esempio un disco rigido, atta alla registrazione su di essa di almeno una selezione di dette sequenze di prime coppie numeriche I, Q che rappresentano, e consentono di generare, segnali analogici ricadenti nella gamma di frequenze di lavoro del radar ed idonei alla trasmissione da parte del radar stesso;

- un ricetrasmettitore coerente comprendente a sua volta

- un modulatore coerente 3, atto a ricevere detta almeno una selezione delle sequenze di prime coppie numeriche I, Q, lette dalla memoria di massa 2, ed a generare rispettivi segnali analogici;

- un amplificatore di potenza 4 per amplificare detti segnali analogici;

- almeno un’antenna 6 per trasmettere detti segnali analogici e ricevere segnali analogici riflessi da uno o più bersagli radar;

- un demodulatore coerente 7 atto a ricevere detti segnali analogici riflessi ed a generare segnali digitali, rappresentativi di detti segnali analogici riflessi, in forma di sequenze di seconde coppie numeriche I’, Q’;

- un sintetizzatore 8 di frequenza atto a generare frequenze di riferimento fc, fsutilizzate dal modulatore coerente 3 e dal demodulatore coerente 7;

- un ricevitore 9 del tipo a correlazione digitale per calcolare la funzione di mutua correlazione tra detta selezione di sequenze di prime coppie numeriche I, Q e dette sequenze di seconde coppie numeriche I’, Q’, idoneo a rilevare i bersagli radar e determinarne la distanza.

Detto ricevitore 9 esegue, in sostanza, una correlazione digitale tra le forme d’onda pseudo-casuali trasmesse e le forme d’onda pseudo-casuali ricevute, per calcolare la funzione di correlazione tra l’eco elettromagnetico causato dal bersaglio radar ed un riferimento costituito dalla replica della forma d’onda trasmessa sul bersaglio stesso.

Quando in un certo ambiente di traffico navale, stradale o similare à ̈ presente una pluralità di radar secondo l’invenzione, i segnali trasmessi da detti radar sono di tipo pseudo-casuale, variabili nel tempo e diversi da radar a radar, e progettati in modo tale da evitare il più possibile mutue interferenze tra detta pluralità di radar operanti nello stesso ambiente.

Vantaggiosamente il generatore digitale 1 di forme d’onda pseudo-casuali, che in una variante preferita può invece non far parte del radar, ossia essere un componente distinto ed esterno al radar, comprende in successione:

- un elaboratore 32 per generare le sequenze di prime coppie numeriche I, Q con i ben noti metodi numerici di generazione di numeri pseudo-casuali incorrelati;

- un filtro passa-basso 33 atto a trasformare linearmente dette sequenze di prime coppie numeriche I, Q per correlare dette prime coppie definendo uno spettro di potenza di dette sequenze di prime coppie numeriche, considerato a valle di detta trasformazione, tale da renderle rappresentative di un segnale analogico contenuto nella gamma di frequenze di lavoro del radar, detto filtro passa-basso 33 fornendo in uscita sequenze di terze coppie numeriche in fase ed in quadratura I1, Q1;

- mezzi 34 di trasformazione non lineare senza memoria (ZMNL) di dette sequenze di terze coppie numeriche I1, Q1per produrre sequenze di quarte coppie numeriche I2, Q2caratterizzate da un fattore di picco prossimo o uguale a 1 ed inviare dette sequenze di quarte coppie numeriche I2, Q2nuovamente a detto filtro passa-basso 33 fino a che sussiste la condizione n<N, dove n à ̈ il numero di iterazioni corrente ed N à ̈ un valore predefinito sufficiente a raggiungere una convergenza del processo iterativo, oppure inviare per n=N dette sequenze di quarte coppie numeriche I2, Q2ad un blocco di registrazione e selezione 36;

- detto blocco di registrazione e selezione 36 essendo atto a registrare e selezionare un sottoinsieme di dette sequenze di quarte coppie numeriche I2, Q2caratterizzato da valori di almeno 35 dB del rapporto picco/lobi della funzione di autocorrelazione e valori della funzione di mutua correlazione inferiori di almeno 25 dB rispetto al picco della funzione di autocorrelazione, detto sottoinsieme di dette sequenze di quarte coppie numeriche I2, Q2definendo la suddetta almeno una selezione di sequenze di prime coppie numeriche I, Q.

A valle del ricevitore 9 del tipo a correlazione digitale, o semplicemente correlatore digitale 9, sono previsti filtri Doppler 10 per separare i bersagli radar, tra di loro e dai disturbi ambientali, a diverse velocità radiali. Su ogni filtro Doppler 10 à ̈ applicato un sistema di soglie 11 atto a rilevare i bersagli radar di interesse.

Lo schema complessivo del radar dell’invenzione à ̈ mostrato in Figura 1. Le sequenze numeriche generate dal generatore digitale 1 sono registrate nella memoria di massa 2 sotto forma di campioni “in fase†e “in quadratura†, cioà ̈ come coppie I, Q nella rappresentazione ben nota agli esperti di trattamento numerico dei segnali e dei radar (vedere ad esempio il testo “Teoria e Tecnica Radar†di G. Galati, edizioni Texmat, Roma, 2009). Dette sequenze di coppie numeriche I, Q, lette dalla memoria 2, sono inviate al modulatore coerente 3 la cui uscita, che à ̈ il segnale analogico da trasmettere, à ̈ inviata all’amplificatore di potenza 4 e, in una prima variante preferita che utilizza la stessa antenna 6 sia per trasmettere che per ricevere, al duplexer 5 ed infine a detta antenna 6. In una seconda variante (non illustrata) non à ̈ previsto il duplexer ma sono previste due antenne: una prima antenna trasmittente ed una seconda antenna ricevente.

In fase di ricezione l’eco del bersaglio, ossia il segnale analogico riflesso, captato dall’antenna 6 viene inviato al demodulatore coerente 7. Il demodulatore 7 ed il modulatore 3, come ben noto agli esperti del settore, utilizzano delle frequenze di riferimento che, in numero di due (fs, fc) nella realizzazione preferita, sono generate dal sintetizzatore 8, che comprende un oscillatore ad alta stabilità ed opportuni circuiti di moltiplicazione e somma delle frequenze. L’uscita del demodulatore coerente 7 à ̈ costituita da segnali digitali, rappresentativi dei segnali analogici riflessi, in forma di una sequenza di seconde coppie numeriche I’, Q’ che viene inviata al correlatore digitale 9. In esso viene eseguito il calcolo della correlazione delle sequenze di coppie I’, Q’ con le sequenze di coppie I, Q lette dalla memoria 2. Com’à ̈ noto agli esperti di radar, la correlazione realizza un filtraggio adattato alla forma d’onda trasmessa e permette di rivelare i bersagli e determinarne la distanza. L’uscita del correlatore à ̈ inviata ad un blocco provvisto di filtri Doppler 10 dove ha luogo il filtraggio Doppler che permette di separare i bersagli a diverse velocità radiali, inclusa quella nulla. Su ogni filtro Doppler 10 à ̈ applicato un sistema di soglie 11 che permette di rilevare i bersagli in presenza di rumore e disturbi, creando i cosiddetti “target report†che vanno all’elaboratore dei dati radar e successivamente, sotto forma di tracce radar, agli utenti.

Il modulatore coerente 3 à ̈ illustrato, in una sua variante preferita, in Figura 2. La sua configurazione preferita à ̈ quella di un ricevitore supereterodina a doppia conversione con due oscillatori di riferimento: lo STALO alla frequenza fsed il COHO alla frequenza fc. La frequenza di trasmissione del radar à ̈, nella forma di realizzazione qui descritta, la somma (fs+ fc) delle frequenze fsed fc.

Le sequenze numeriche I, Q lette dalla memoria 2 sono convertite in forma analogica dalla coppia di convertitori 12, 13 e traslate alla frequenza fccon la coppia di mescolatori 14, 15. Sul mescolatore 14 arriva il riferimento, proveniente dal sintetizzatore 8, alla frequenza fc, mentre sul mescolatore 15 arriva il riferimento alla frequenza fcsfasato di novanta gradi grazie al transito nel blocco 16. I due segnali a frequenza fccosì ottenuti sono sommati nel blocco 17 e il risultato à ̈ filtrato nel blocco 18 per eliminare sostanzialmente le componenti frequenziali di trasmissione al di fuori della gamma di frequenze di lavoro del radar. Il mescolatore 19 permette di traslare il segnale risultante alla frequenza di trasmissione (fs+ fc) del radar. Dopo il filtraggio mediante il blocco 20, per eliminare le componenti frequenziali indesiderate, ossia al di fuori della gamma di frequenze di lavoro del radar, il segnale alla frequenza di trasmissione (fs+ fc) viene inviato all’amplificatore 4 per l’amplificazione e la successiva trasmissione. In una variante alternativa (non illustrata nelle figure), modulando il blocco 20 di filtraggio, la frequenza di trasmissione del radar può essere la differenza (fs- fc) delle frequenze fsed fc.

Il demodulatore coerente 7 à ̈ illustrato, in una sua prima variante preferita, in Figura 3. Il segnale analogico ricevuto, proveniente dal duplexer 5 o direttamente dall’antenna ricevente, à ̈ amplificato con un amplificatore a basso rumore 21, traslato alla frequenza fccon il mescolatore 22, filtrato con il filtro passabanda 23, amplificato con l’amplificatore 24 e traslato alla frequenza video (ossia su una banda centrata alla frequenza zero) mediante i due mescolatori 25 e 26. Sul mescolatore 25 arriva il riferimento, proveniente dal sintetizzatore 8, alla frequenza fc, mentre sul mescolatore 26 arriva il riferimento alla frequenza fcsfasata di novanta gradi grazie al transito nel blocco 27. Mediante i filtri passa-basso 28 e 29 si ottengono due segnali video, sostanzialmente privi di componenti al di fuori della gamma di frequenze di lavoro del radar, le cui uscite, dopo la conversione da analogico a digitale rispettivamente nei convertitori 30 e 31, sono le sequenze di coppie numeriche I’ e Q’ che vengono inviate al correlatore digitale 9.

In una seconda variante alternativa (non illustrata), capace di fornire l’identico risultato per quanto riguarda le uscite, il demodulatore coerente contiene un solo mescolatore ed un solo convertitore analogico-digitale operante con frequenza di conversione più elevata (almeno doppia) dei due convertitori 30, 31 della prima variante sopra descritta. Un’elaborazione opportuna, ben nota agli esperti del trattamento dei segnali radar e basata sul filtro di Hilbert, trasforma l’uscita del detto singolo convertitore analogico-digitale nelle sequenze di coppie numeriche I’ e Q’ che vengono inviate al correlatore digitale 9.

Viene di seguito descritto, con riferimento alla Figura 4, il processo di sintesi di forme d’onda pseudo-casuali secondo la presente invenzione, ossia il processo di generazione digitale della forma d’onda trasmessa dal radar dell’invenzione.

Tale processo comprende i seguenti stadi:

- generazione di forme d’onda pseudo-casuali in forma di sequenze di prime coppie numeriche incorrelate I, Q in fase e in quadratura mediante l’elaboratore 32;

- trasformazione lineare di dette sequenze di prime coppie numeriche I, Q, mediante il filtro passa-basso 33 per definire uno spettro di potenza di dette sequenze di prime coppie numeriche tale da renderle rappresentative di un segnale analogico contenuto nella gamma di frequenze di lavoro del radar, detto filtro passa-basso 33 fornendo in uscita sequenze di terze coppie numeriche I1, Q1in fase ed in quadratura;

- trasformazione non lineare senza memoria (ZMNL) di dette sequenze di terze coppie numeriche I1, Q1per produrre sequenze di quarte coppie numeriche I2, Q2caratterizzate da un fattore di picco prossimo o uguale a 1;

- invio di dette sequenze di quarte coppie numeriche I2, Q2a detto filtro passabasso 33 fino a che sussiste la condizione n<N, dove n à ̈ il numero di iterazioni corrente ed N à ̈ un valore predefinito sufficiente a raggiungere una convergenza del processo iterativo, oppure per n=N invio di dette sequenze di quarte coppie numeriche I2, Q2al blocco di registrazione e selezione 36;

- registrazione di dette sequenze di quarte coppie numeriche I2, Q2e selezione, mediante detto blocco di registrazione e selezione 36, di un sottoinsieme di dette sequenze di quarte coppie numeriche I2, Q2caratterizzato da valori di almeno 35 dB del rapporto picco/lobi della funzione di autocorrelazione e valori della funzione di mutua correlazione inferiori di almeno 25 dB rispetto al picco della funzione di autocorrelazione, detto sottoinsieme di dette sequenze di quarte coppie numeriche I2, Q2definendo la selezione di dette sequenze di prime coppie numeriche I, Q che rappresentano, e consentono di generare, segnali analogici ricadenti nella gamma di frequenze di lavoro di detto radar ed idonei alla trasmissione da parte del radar stesso.

La generazione di sequenze di numeri o variabili pseudocasuali Gaussiane indipendenti, realizzata mediante un elaboratore numerico 32 con uno dei numerosi algoritmi noti agli esperti e che fornisce sequenze di campioni in fase in quadratura I, Q, ha in uscita il filtro numerico passa-basso 33, che definisce la forma e la larghezza ottimale B dello spettro di potenza della sequenza.

Allo scopo di utilizzare al meglio la potenza del trasmettitore, realizzato con l’amplificatore di potenza 4, le sequenze I1, Q1in uscita dal filtro passa-basso 33 sono trattate in modo non-lineare e senza memoria nel blocco 34, che realizza una trasformazione non lineare senza memoria (ZMNL, acronimo di Zero Memory Non Linearity).

Una variante preferita della trasformazione ZMNL delle sequenze di terze coppie numeriche I1, Q1avviene imponendo al segnale complesso di componenti I1e Q1un’ampiezza M=(I<2>

1Q1<2>)<1/2>uguale ad un valore costante fissato, convenzionalmente, eguale all’unità. Questa variante preferita ottiene questa trasformazione dividendo ciascun valore I1, Q1per l’ampiezza M, ottenendo I2=I1/M e Q2=Q1/M. Altri metodi per la trasformazione ZMNL, pure efficaci, sono tuttavia possibili, ad esempio metodi che utilizzano algoritmi computazionalmente semplici per la radice quadrata e la divisione, oppure metodi che applicano la divisione per M solo a quei valori che superano una data soglia, oppure metodi che utilizzano funzioni non lineari differenti dalla divisione per la radice quadrata del modulo, funzioni comunque volte a realizzare una saturazione che per alcune di dette funzioni può essere “dolce†, diversa quindi da quella “dura†appena descritta.

L’uscita dal blocco 34 di trasformazione non lineare senza memoria, indicata come sequenza di quarte coppie numeriche I2, Q2e caratterizzata da un fattore di picco prossimo o uguale all’unità, viene trattata in accordo alla decisione del successivo blocco di iterazione 35. In particolare, se il numero n d’iterazioni à ̈ maggiore di 1 ma minore di un predefinito valore N sufficiente a raggiungere una sostanziale convergenza del metodo iterativo, la sequenza I2, Q2viene inviata all’ingresso del filtro passa-basso 33 (sostituendo quindi l’uscita dell’elaboratore numerico 32, che viene utilizzata solo se n =1), altrimenti la sequenza I2, Q2viene inviata al blocco di registrazione e selezione 36.

In detto blocco 36 sono scartate le eventuali sequenze I2, Q2la cui funzione di autocorrelazione à ̈ insoddisfacente per gli scopi del radar della presente invenzione (lobi laterali troppo alti) e si registrano le altre sulla memoria di massa 2. In particolare sono selezionate e registrate sulla memoria di massa 2 le sequenze di quarte coppie numeriche I2, Q2caratterizzate da valori di almeno 35 dB del rapporto picco/lobi della funzione di mutua autocorrelazione, preferibilmente di almeno 50 dB.

Una successiva analisi, sempre all’interno del blocco 36, fatta a livello di coppie di sequenze I2, Q2, permette di eliminare eventuali sequenze la cui funzione di mutua correlazione à ̈ insoddisfacente per gli scopi del radar della presente invenzione (picchi eccessivi, valore medio troppo alto). In particolare sono selezionate e registrate sulla memoria di massa 2 le sequenze di quarte coppie numeriche I2, Q2caratterizzate da valori della funzione di mutua correlazione inferiori di almeno 25 dB rispetto al picco dell’autocorrelazione, preferibilmente di almeno 30 dB.

Una realizzazione possibile del filtraggio passa-basso à ̈, a solo titolo esemplificativo, quella eseguita nel dominio della frequenza con una trasformata rapida di Fourier, con un pesaggio nel dominio della frequenza che permette di definire la forma preferita della densità spettrale di potenza e, quindi, dell’autocorrelazione (ad esempio, quella gaussiana) e con una trasformata rapida di Fourier inversa per ritornare nel dominio del tempo.

Il processo di sintesi, sopra illustrato e spiegato, permette vantaggiosamente di massimizzare il rapporto tra ampiezza media ed ampiezza di picco delle forma d’onda rendendo nel contempo sufficientemente bassa la potenza trasmessa in quelle gamme di frequenza dello spettro elettromagnetico che possono essere utilizzate da altri utenti in modo da non creare disturbo ad essi.

Tale processo di sintesi può essere realizzato all’interno del radar dell’invenzione mediante il generatore digitale 1 di forme d’onda pseudo-causali sopra descritto, integrato in detto radar, oppure può essere realizzato fuori linea meadiante un generatore digitale distinto ed esterno al radar.

Tra i possibili usi del radar coerente dell’invenzione vi sono:

- uso del radar per applicazioni marittime o di navigazione, potendo esso essere installato su natanti o installato sulla costa o in ambito portuale per il controllo del traffico navale;

- uso di un radar su veicoli stradali per scopi di anticollisione e/o di controllo del veicolo, preferibilmente mediante aggancio della velocità del veicolo a quella di un ulteriore veicolo che lo precede.

Il radar coerente, oggetto della presente invenzione, può essere del tipo a compressione d’impulso.

Claims (10)

1. RIVENDICAZIONI 1. Radar coerente provvisto di - una memoria di massa (2) atta alla registrazione su di essa di almeno una selezione di sequenze di prime coppie numeriche (I, Q) che rappresentano, e consentono di generare, segnali analogici ricadenti nella gamma di frequenze di lavoro di detto radar ed idonei alla trasmissione da parte del radar stesso; - un ricetrasmettitore coerente comprendente un modulatore coerente (3), atto a ricevere detta almeno una selezione delle sequenze di prime coppie numeriche (I, Q), lette dalla memoria di massa (2), ed a generare rispettivi segnali analogici; un amplificatore di potenza (4) per amplificare detti segnali analogici; almeno un’antenna (6) per trasmettere detti segnali analogici e ricevere segnali analogici riflessi da uno o più bersagli radar; un demodulatore coerente (7) atto a trattare detti segnali analogici riflessi ed a generare segnali digitali, rappresentativi di detti segnali analogici riflessi, in forma di sequenze di seconde coppie numeriche (I’, Q’); un sintetizzatore (8) di frequenza atto a generare frequenze di riferimento (fc, fs) utilizzate dal modulatore coerente (3) e dal demodulatore coerente (7); - un ricevitore (9) del tipo a correlazione digitale per calcolare la funzione di mutua correlazione tra detta selezione di sequenze di prime coppie numeriche (I, Q) e dette sequenze di seconde coppie numeriche (I’, Q’), idoneo a rilevare i bersagli radar e determinarne la distanza.
2. 2. Radar secondo la rivendicazione 1, in cui à ̈ previsto, a monte della memoria di massa (2), un generatore digitale (1) di forme d’onda pseudo-casuali in forma di sequenze di dette prime coppie numeriche in fase e in quadratura (I, Q), detto generatore digitale (1) comprendente in successione - un elaboratore (32) per generare le sequenze di prime coppie numeriche incorrelate (I, Q); - un filtro passa-basso (33) atto a trasformare linearmente dette sequenze di prime coppie numeriche (I, Q) per definire uno spettro di potenza di dette sequenze di prime coppie numeriche tale da renderle rappresentative di un segnale analogico contenuto nella gamma di frequenze di lavoro del radar, detto filtro passa-basso (33) fornendo in uscita sequenze di terze coppie numeriche in fase ed in quadratura (I1, Q1); - mezzi (34) di trasformazione non lineare senza memoria (ZMNL) di dette sequenze di terze coppie numeriche (I1, Q1) per produrre sequenze di quarte coppie numeriche (I2, Q2) caratterizzate da un fattore di picco prossimo o uguale a 1 ed inviare (35) dette sequenze di quarte coppie numeriche (I2, Q2) nuovamente a detto filtro passa-basso (33) fino a che sussiste la condizione n<N, dove n à ̈ il numero di iterazioni corrente ed N à ̈ un valore predefinito sufficiente a raggiungere una convergenza del processo iterativo, oppure inviare (35) per n=N dette sequenze di quarte coppie numeriche (I2, Q2) ad un blocco di registrazione e selezione (36); - detto blocco di registrazione e selezione (36) essendo atto a registrare e selezionare un sottoinsieme di dette sequenze di quarte coppie numeriche (I2, Q2) caratterizzato da valori di almeno 35 dB del rapporto picco/lobi della funzione di autocorrelazione e valori della funzione di mutua correlazione inferiori di almeno 25 dB rispetto al picco della funzione di autocorrelazione, detto sottoinsieme di dette sequenze di quarte coppie numeriche (I2, Q2) definendo l’almeno una selezione di dette sequenze di prime coppie numeriche (I, Q).
3. 3. Radar secondo la rivendicazione 1 o 2, in cui sono previsti una singola antenna (6) per trasmettere e ricevere ed un duplexer (5) disposto tra l’amplificatore di potenza (4) e detta singola antenna (6); oppure in cui sono previste due antenne (6), una prima antenna trasmittente ed una seconda antenna ricevente.
4. 4. Radar secondo una qualsiasi delle rivendicazioni precedenti, in cui sono previsti filtri Doppler (10) atti a separare i bersagli radar, tra di loro e dai disturbi aambientali, a diverse velocità radiali.
5. 5. Radar secondo la rivendicazione 4, in cui su ogni filtro Doppler (10) Ã ̈ applicato un sistema di soglie (11) atto a rilevare bersagli radar di interesse.
6. 6. Radar secondo una qualsiasi delle rivendicazioni precedenti, in cui il sintetizzatore (8) di frequenza à ̈ atto a frequenze di riferimento in numero di due (fc, fs).
7. 7. Uso di un radar, secondo una qualsiasi delle rivendicazioni precedenti, per applicazioni marittime o di navigazione, potendo esso essere installato su natanti o installato sulla costa o in ambito portuale per il controllo del traffico navale.
8. 8. Uso di un radar, secondo una qualsiasi delle rivendicazioni precedenti, su veicoli stradali per scopi di anticollisione e/o di controllo del veicolo, preferibilmente mediante aggancio della velocità del veicolo a quella di un ulteriore veicolo che lo precede.
9. 9. Processo di sintesi di forme d’onda pseudo-casuali per applicazioni radar, dette forme d’onda pseudo-casuali potendo essere trasmesse da un radar secondo una qualsiasi delle rivendicazioni precedenti, il processo comprendente i seguenti stadi: - generazione di forme d’onda pseudo-casuali in forma di sequenze di prime coppie numeriche incorrelate in fase e in quadratura (I, Q) mediante un elaboratore; - trasformazione lineare di dette sequenze di prime coppie numeriche (I, Q), mediante un filtro passa-basso per definire uno spettro di potenza di dette sequenze di prime coppie numeriche tale da renderle rappresentative di un segnale analogico contenuto nella gamma di frequenze di lavoro del radar, detto filtro passa-basso fornendo in uscita sequenze di terze coppie numeriche in fase ed in quadratura (I1, Q1); - trasformazione non lineare senza memoria (ZMNL) di dette sequenze di terze coppie numeriche (I1, Q1) per produrre sequenze di quarte coppie numeriche (I2, Q2) caratterizzate da un fattore di picco prossimo o uguale a 1; - invio di dette sequenze di quarte coppie numeriche (I2, Q2) a detto filtro passabasso fino a che sussiste la condizione n<N, dove n à ̈ il numero di iterazioni corrente ed N à ̈ un valore predefinito sufficiente a raggiungere una convergenza del processo iterativo, oppure per n=N invio di dette sequenze di quarte coppie numeriche (I2, Q2) ad un blocco di registrazione e selezione; - registrazione di dette sequenze di quarte coppie numeriche (I2, Q2) e selezione, mediante detto blocco di registrazione e selezione, di un sottoinsieme di dette sequenze di quarte coppie numeriche (I2, Q2) caratterizzato da valori di almeno 35 dB del rapporto picco/lobi della funzione di autocorrelazione e valori della funzione di mutua correlazione inferiori di almeno 25 dB rispetto al picco della funzione di autocorrelazione, detto sottoinsieme di dette sequenze di quarte coppie numeriche (I2, Q2) definendo almeno una selezione di dette sequenze di prime coppie numeriche (I, Q) che rappresentano, e consentono di generare, segnali analogici ricadenti nella gamma di frequenze di lavoro di detto radar ed idonei alla trasmissione da parte del radar stesso.
10. 10. Processo secondo la rivendicazione 9, in cui la trasformazione non lineare senza memoria (ZMNL) di dette sequenze di terze coppie numeriche (I1, Q1) avviene imponendo ad un generico segnale complesso della sequenza, di componenti I1e Q1, un’ampiezza M=(I1<2> +Q1<2>)<1/2>uguale ad un valore costante prefissato e preferibilmente dividendo ciascun valore I1, Q1per detta ampiezza M.