ITTO20070325A1

ITTO20070325A1 - Isolatore galvanico integrato utilizzante trasmissione wireless

Info

Publication number: ITTO20070325A1
Application number: IT000325A
Authority: IT
Inventors: Giovanni Girlando; Giuseppe Palmisano; Santo Alessandro Smerzi; Nunzio Spina
Original assignee: St Microelectronics Srl
Priority date: 2007-05-11
Filing date: 2007-05-11
Publication date: 2008-11-12
Also published as: US8364195B2; EP1990914A2; EP1990914A3; US20080311862A1

Description

D E SCR IZ ION E

La presente invenzione si riferisce a un isolatore galvanico integrato, in particolare a un isolatore galvanico per il trasferimento di segnali numerici. Come noto, gli isolatori integrati sono ad oggi divisi in tre classi principali. La prima classe include gli optoaccoppiatori, i quali utilizzante una coppia LED-fototransistori per effettuare una doppia conversione elettro-ottica. I problemi principali legati a tale classe di dispositivi sono dovuti alla bassa efficienza del processo di fabbricazione e alla limitata velocità di trasmissione dati («bit rate·) raggiungibile, data dalla conversione di segnale, sopra menzionata, dal dominio ottico a quello elettrico e viceversa.

Alla seconda classe appartengono i dispositivi a interfaccia capacitiva, dove una coppia di condensatori trasferisce il segnale elettrico; tali dispositivi sono caratterizzati da un isolamento galvanico di circa una decina di kilovolt, tipicamente. I dispositivi a interfaccia capacitiva sono limitati da una ridotta immunità ai transitori di tensione di modo comune.

La terza classe comprende i dispositivi utilizzanti trasformatori.

Un dispositivo 30 di tal tipo è mostrato in figura 1. II dispositivo 30 comprende tre piastrine («dice·) di silicio distinte, 7a, 7b e 7c, alloggianti rispettivamente un circuito trasmittente 1, un circuito ricevente 2 ed un trasformatore 3 formato da uno stadio primario 3a e da uno stadio secondario 3b isolati reciprocamente, come sotto descritto in dettaglio. Il dispositivo 30 è assemblato in un unico incapsulamento («package») 6, rappresentato solo schematicamente, comprendente un composto di saldatura («molding compound») 4, avente elevata rigidità dielettrica in modo da isolare reciprocamente le piastrine 7a-7c.

Il circuito di trasmittente 1 alloggiato nella prima piastrina 7a ha lo scopo di elaborare un segnale dati fornito su piedini di ingresso e da trasmettere allo stadio primario 3a del trasformatore 3. Il circuito di trasmittente 1 è collegato allo stadio primario 3 tramite primi fili di collegamento 5a. Lo stadio secondario 3b è collegato tramite secondi fili di collegamento 5b alla terza piastrina le alloggiante il circuito ricevitore 2. Nell'esempio considerato, 10 stadio primario 3a è realizzato tramite deposizione di uno strato di oro sopra il composto di saldatura 4; lo stadio secondario 3b è formato nello strato metallico superiore previsto da un processo di fabbricazione CMOS. Il circuito trasmittente 1 ed il circuito ricevitore 2 operano tipicamente in banda base e permettono quindi la trasmissione di un solo canale dati.

11 dispositivo noto sopra descritto richiede alcune fasi di post-processamento costruttivo per la realizzazione degli stadi primario 3a e secondario 3b del trasformatore 3, il che comporta un elevato costo del dispositivo.

Inoltre, nessuno dei dispositivi sopra menzionati permette una vera e propria trasmissione senza fili a radiofrequenza, necessitando di strutture complesse o di fili di collegamento per la connessione di diverse parti del dispositivo.

Lo scopo della presente invenzione è quindi quello di fornire un isolatore integrato galvanico che risolva i problemi dei dispositivi noti, in particolare non richieda fasi di post-processamento costruttivo o di fili di collegamento per la connessione delle varie parti.

Secondo la presente invenzione, viene realizzato un dispositivo isolatore galvanico integrato, come definito nella rivendicazione 1.

Per una migliore comprensione dell'invenzione, ne vengono ora descritte forme di realizzazione, a puro titolo di esempio non limitativo e con riferimento ai disegni allegati, nei quali:

- la figura 1 mostra uno schema a blocchi di un dispositivo isolatore galvanico integrato noto;

- la figura 2 mostra uno schema a blocchi di principio del presente dispositivo isolatore galvanico integrato;

- la figura 3 mostra una vista dall'alto di una prima forma di realizzazione del presente dispositivo;

- la figura 4 mostra una vista in sezione del dispositivo di figura 5, dopo l'incapsulamento;

- la figura 5 mostra una vista prospettica di una seconda forma di realizzazione del presente dispositivo;

- la figura 6 mostra una vista in sezione del dispositivo di figura 5, dopo l'incapsulamento; - la figura 7 mostra una vista in sezione, ingrandita, del dispositivo di figura 5;

- la figura 8 mostra uno schema a blocchi del circuito di trasmittente e del circuito ricevente del presente dispositivo;

- la figura 9 mostra forme d'onda simulate ottenibili con i circuiti trasmittente e ricevente di figura 8; - la figura 10 mostra le forme d'onda ottenibili con il circuito 8, evidenziando i relativi ritardi;

- le figure 11 e 12 mostrano l'inviluppo di due segnali generati dai circuiti trasmittente e ricevente di figura 8;

- la figura 13 mostra l'andamento di impulsi generati dai circuiti trasmittente e ricevente di figura 8; e

- la figura 14 mostra lo schema a blocchi di una variante dei circuiti di figura 8.

- la figura 15 mostra una variante del dispositivo, in cui è incluso un circuito di riduzione dei disturbi da modo comune.

Secondo la figura 2, un isolatore galvanico 30 comprende una prima piastrina 25 ed una seconda piastrina 26. La prima piastrina 25 alloggia un circuito trasmittente 31 ed una antenna trasmittente 33a; la seconda piastrina 26 alloggia un circuito ricevitore 32 ed una antenna ricevente 33b.

Il circuito trasmittente 31 comprende un ingresso dati 34 ricevente un segnale di ingresso 100, un ingresso di riferimento 35, collegato ad un potenziale di massa, ed un'uscita 36 collegata all'antenna trasmittente 33a. Il circuito trasmittente 31 elabora il segnale di ingresso 100, lo trasla in radiofrequenza e lo fornisce all'antenna trasmittente 33a.

L'antenna ricevente 33b è accoppiata all'antenna trasmittente 33a ed è collegata ad un ingresso 37 del circuito ricevitore 32 che elabora il segnale ricevuto, lo trasla in banda base e lo fornisce ad un'uscita 38. Il circuito ricevitore 32 presenta inoltre terminale di riferimento 39, collegato ad un potenziale di massa.

Le antenne trasmittente e ricevente 33a, 33b possono essere costituite da dipoli, da dipoli ripiegati o da antenne a loop. Le antenne trasmittente e ricevente 33a, 33b generano un accoppiamento elettromagnetico in campo vicino («near field·) o in campo lontano (•far field·) a seconda della condizioni operative, cioè a seconda del rapporto tra la lunghezza d'onda e la distanza tra le due antenne trasmittente 33a e ricevente 33b. Infatti, nell'ipotesi che:

dove r è la distanza tra le due antenne, D è la dimensione maggiore delle parti radianti delle antenne 33a, 33b e λ rappresenta la lunghezza d'onda del segnale a radiofrequenza, le antenne 33a, 33b operano in condizioni di campo lontano, altrimenti operano in condizioni di campo vicino. Al proposito si rimanda: Antenna Theory, Constantine A. Balanis, 2nd Ed. John Wiley & Sons. Ine., capitoli 4 e 5.

Secondo una prima forma di realizzazione, mostrata nelle figure 3 e 4, la prima e la seconda piastrina 25, 26 sono montate pianamente su leadframe 27, 28 separate e sono incapsulate in un incapsulamento 22, costituito da un composto di stampaggio. Piedini (·pίn·) 21 sono collegati ai circuiti trasmittente 31 e ricevente 32 attraverso fili di saldatura («bonding wires·) 29.

Nella forma di realizzazione considerata, le antenne trasmittente e ricevente 33a, 33b presentano forma a loop quadrato, sono montate su uno stesso piano e circondano rispettivamente aree attive integranti rispettivamente il circuito trasmittente 31 e il circuito ricevente 32, come mostrato in figura 3.

La forma di realizzazione delle figure 3, 4 permette di ottenere una buona reiezione alle tensioni di modo comune, scapito di una certa attenuazione di tratta. Infatti, come noto, a seconda della lunghezza dei lati reciprocamente affacciati 33c delle antenne 33a e 33b, il diagramma di irradiazione delle antenne 33a, 33b stesse presenta massimo di direttività non diretto lungo l'asse x, di allineamento delle antenne 33a, 33b.

Viceversa, l'accoppiamento di modo comune è direttamente proporzionale alla capacità di accoppiamento delle antenne. Come noto, la capacità di accoppiamento è proporzionale all'area comune delle due armature di un condensatore, qui costituita dall'area dei lati reciprocamente affacciati 33c, di dimensioni molto ridotte.

Nella forma di realizzazione delle figure 3 e 4, la distanza tra le antenne 33a e 33b è pari a Imm, il che permette un isolamento galvanico dell'ordine di lOkv, molto maggiore di quello dei dispositivi attuali (tipicamente 6kV).

In simulazioni effettuate dalla richiedente in tecnologia BCD (Bipolar-CMOS-DMOS), caratterizzata da una frequenza di taglio propria pari a 22 GHz, con una frequenza di simulazione del segnale a radiofrequenza fornito all'antenna ricevente di 1 GHz, si è ottenuta una attenuazione di tratta compresa tra 43 e 45dB e un rapporto di reiezione di modo comune CMRR pari 80 kV/ps.

Le figure 5-7 mostrano una forma di realizzazione di tipo stacked. In dettaglio, la prima piastrina 25 è montata al di sopra della seconda piastrina 26, con l'antenna trasmittente 33a sovrapposta alla antenna ricevente 33b. In questa forma di realizzazione, come visibile in particolare in figura 6, un unico leadframe 40 porta entrambe le piastrine 25, 26. Inoltre, la stessa figura 6 mostra anche il collegamento delle piastrine 25, 26 con i pin esterni 21 dell'incapsulamento 22.

In dettaglio, le piastrine 25, 26 comprendono un rispettivo substrato 48, 49, di materiale semiconduttore, alloggiante regioni 50 di diverso tipo di conducibilità, formanti i circuiti trasmittente 31 e ricevente 32. Al di sopra dei substrati 48, 49 si estendono rispettive regioni di passivazione 44 e 45 alloggianti diversi livelli di metallizzazione, formanti connessioni elettriche e le antenne 33a, 33b. In figura 7, per semplicità sono mostrati solamente un livello di metallizzazione inferiore 51, 52, formante regioni di connessione elettrica, ed uno strato di metallizzazione superiore 42, 43, formante, fra l'altro, le antenne trasmittente 33a e ricevente 33b. Le due piastrine 25, 26 sono fissate («bonded») e isolate reciprocamente tramite uno strato isolante 41, interposto fra la regione di passivazione 45 della seconda piastrina 26 e il substrato 48 della prima piastrina 25. In pratica, la prima piastrina 25 sovrasta la seconda piastrina 26 e guest'ultima è fissata alla leadframe 40.

La seconda piastrina 26 presenta un maggiore spessore rispetto alla prima piastrina 25a, ad esempio la prima piastrina 25 può avere spessore di 150 μιη, la seconda piastrina 26 può avere spessore di 500 μιη e lo strato isolante 41 può avere spessore di 300 pm. Nella forma di realizzazione delle figure 5-7, il circuito ricevente 32 è realizzato in una zona della seconda piastrina 26 arretrata rispetto alla prima piastrina 25, in modo da permettere una facile realizzazione dei fili di collegamento 29 e prevenire fenomeni di surriscaldamento.

Nella forma realizzativa delle figure 5-7, le antenne 33a e 33b sono reciprocamente affacciate per cui, sebbene presentino una maggiore capacità parassita rispetto alla forma di realizzazione delle figure 34, permettono un'attenuazione di tratta molto minore, data dal ridotto spessore dello strato isolante 41. Questa forma realizzativa è soggetta quindi ad una maggiore sensitività ai transitori di tensione dì modo comune.

La disposizione mostrata consente un semplice incollaggio («bonding·) delle piastrine 25, 26 nonché una semplice accessibilità da parte dei fili di collegamento 29 ai terminali costituenti l'ingresso dati 34, il terminale di massa 35 e l'uscita 38 del circuito trasmittente 31 e del circuito ricevente 32. Come può essere notato chiaramente in figura 7, la presenza di fili di collegamento 29 è solamente necessaria per connettere l'ingresso dati 34, ed i terminali di massa 35 e di uscita 38, 39 verso l'esterno, mentre nessun filo di collegamento viene utilizzato per connettere le due piastrine 25, 26. Con circuito di figura 5-7 si ottiene un buon livello di adattamento fra il circuito trasmittente 31 e l'antenna trasmittente 33a. Infatti, rappresentando il circuito trasmittente 31 come un quadripolo avente due porte (ingressi 34, 35 e uscite 37), dette bl e b2 le onde progressive in tali porte e al e a2 le onde regressive in tali porte, la matrice scattering viene definita come:

dove SII, S12, S21 and S22 sono parametri di scattering. Come è noto, SII, definito come il rapporto tra bl e al calcolato con a2=0, cioè con carico adattato sulla seconda porta, determina il coefficiente di riflessione sulla prima porta del quadripolo. Un basso valore di SII implica che l'antenna trasmittente IOa è ben progettata e previene il circuito trasmittente 31 da possibili danni derivanti da riflessioni dì segnale a radiofrequenza trasmesso dall'antenna trasmittente 33a. Nell'esempio di realizzazione descritto, il parametro di scattering SII misurato è pari a -33dB. L'isolatore galvanico integrato 30 mostrato nelle figure 2-7 può operare in modalità mono o pluricanale a singola interfaccia, usando una particolare modulazione e demodulazione, come descritto in dettaglio qui di seguito.

In particolare, la figura 8 mostra una forma di realizzazione in cui viene utilizzata una tecnica di modulazione OOK (On-Off Keying) con diverse ampiezze del segnale trasmesso. In dettaglio, il circuito trasmittente 31 comprende una pluralità di ingressi dati 34, riceventi ciascuno un rispettivo canale di ingresso Chl-Ch4 e collegati ad un convertitore parallelo/seriale 12a, ricevente inoltre un primo segnale di orologio CKT L'uscita del convertitore parallelo/seriale 12a, fornisce un segnale dati 100 ad un oscillatore RF 13, ricevente anche il segnale di orologio CKR e generante in uscita un segnale a radiofrequenza 300 la cui ampiezza dipende sia dal valore logico del primo segnale di orologio CKT sia dal valore logico del segnale 100. In particolare, quando il primo segnale di orologio CKT è a livello logico 1, il segnale a radiofrequenza 300 ha una prima ampiezza Vh nel caso che il segnale dati 100 abbia un livello logico pari a 1 ed una seconda ampiezza Vi nel caso che il segnale dati 100 abbia un livello logico pari a 0. Quando il primo segnale di orologio CKT è a livello logico 0, l'oscillatore RF 13 è disattivato e non produce alcun segnale.

Ad esempio, il livello logico 1 del segnale dati 100 può essere associato ad un'ampiezza del segnale a radiofrequenza 300 pari a 6 Vpp mentre il livello logico 0 logico può essere associato ad un'ampiezza del segnale a radiofrequenza 300 pari a 4Vpp. La figura 9 mostra un set di forme d'onda simulate così ottenibili .

II segnale a radiofrequenza 300 viene quindi fornito ad un primo buffer 14 per adattare il segnale a radiofrequenza 300 stesso all'antenna 33a.

L'antenna ricevente 33b è collegata ad uno stadio amplificatore 16 appartenente al circuito ricevente 32 e collegato ad un stadio miscelatore 17. A sua volta, il stadio miscelatore 17 è collegato ad un filtro passa basso di tipo RC 18, che elimina le componenti a frequenza doppia generate dal stadio miscelatore 17, generando in uscita un segnale di inviluppo 400, mostrato esemplificativamente in figura 11.

Il segnale di inviluppo 400 è quindi squadrato da un primo e da un secondo circuito di trigger 19a e 19b operanti in modo da fornire in uscita rispettivi segnali il cui livello logico è 1 solamente se il segnale al loro ingresso supera una rispettiva tensione di soglia Vth, Vtl, diverse fra loro e legate ciascuna ad una rispettiva ampiezza del segnale a radiofrequenza 300.

In dettaglio, per il primo circuito di trigger 19a si ha:

Vth ≤Vh±Vn

dove Vth rappresenta la tensione di soglia del primo circuito di trigger 19a, Vh è la prima ampiezza del segnale a radiofrequenza 300 e Vn è una componente di rumore.

Il secondo circuito di trigger 19b ha una tensione di soglia Vtl che è legata alla seconda ampiezza Vi del segnale radiofrequenza 300. In tale caso:

Vtl ≥ Vl±Vn

dove Vi è la seconda ampiezza del segnale a radiofrequenza 300 e Vn la componente di rumore.

In pratica, il segnale generato dal secondo circuito di trigger 19b costituisce una replica ritardata del primo segnale di orologio CKT.

I segnali di uscita dei circuiti di trigger 19a, 19b sono forniti a un secondo buffer 15 e da questo a un flip flop di tipo D (DFF) 20 che genera in uscita un segnale ricostruito 500 alimentato ad un convertitore seriale parallelo 12b, sincronizzato con la replica del secondo segnale di orologio CKT estratta dal secondo circuito di trigger 19b. Una catena di invertitori 40 ritarda il segnale in uscita dal secondo circuito di trigger 19b di circa 2 ns rispetto al segnale in uscita dal primo circuito di trigger 19a. In questo modo si ha la certezza che durante il fronte di salita dell'ingresso di CK del flip-flop 20, l'ingresso D veda il corretto livello logico da trasferire in uscita. La figura 10 mostra i ritardi tra il segnale di orologio CKR e un segnale SI in uscita dal primo circuito di trigger 19a.

Il convertitore seriale parallelo 12b divide quindi i dati in formato seriale in modo da ottenere una pluralità di canali di uscita Chi'-Ch4' che vengono trasferiti all'esterno del circuito tramite l'uscita 38. Il formato dei canali di uscita Chi'-Ch4' è identico al formato dei canali di ingresso Chl-Ch4, a parte la traslazione temporale data dai ritardi di propagazione e di elaborazione.

La soluzione mostrata in figura 8 è particolarmente economica poiché permette di non replicare i circuiti trasmittente 31 e ricevente 32 per ogni canale, evitando un grosso dispendio di area di semiconduttore nonché di potenza elettrica dissipata. Secondo alcune simulazioni effettuate, nelle stesse condizioni operative indicate con riferimento alle figure 5-7, la soluzione di figura 8 presenta un'attenuazione di tratta di circa 26dB.

La figura 13 mostra il diagramma di distorsione dell'impulso; tale grafico mostra le differenze tra un impulso di uno dei canali di ingresso Chl-Ch4 e un impulso di uno dei canali di uscita Chi<1>-Ch4'.

Come si nota, la distorsione di impulso, definita come PD= |TLH-THL|, dove TLHrappresenta il ritardo dell'impulso del segnale ricostruito 500 rispetto a quello del segnale dati 100 durante una transizione da livello logico 0 a livello logico 1, mentre THLrappresenta il ritardo dell'impulso del segnale ricostruito 500 rispetto a quello del segnale dati 100 per passare da livello logico 1 a livello logico 0 , è compresa tra 0,5 e 1 ns.

La figura 14 mostra un esempio di realizzazione di un isolatore galvanico 30 di tipo a un solo canale trasmissivo utilizzante una modulazione OOK pura, in figura 14, l'oscillatore RF 13 è collegato direttamente all'ingresso 34 e genera un segnale di uscita 300 di tipo sinusoidale avente una prima ampiezza fissa quando il segnale di ingresso 100 è a livello logico 1 e ampiezza nulla quando il segnale di ingresso 100 è a livello logico 0. Analogamente alla figura 8, il segnale a radiofrequenza 300 viene fornito all'antenna trasmittente 33a, trasmesso all'antenna 33b e fornito al circuito ricevente 32. Qui, il segnale ricevuto viene amplificato dallo stadio amplificatore 16, rettificato dal circuito di rettificazione 16a (formante il mixer 17 di figura 8) e successivamente filtrato dal filtro passabasso di tipo RC 18, ottenendo il segnale di inviluppo 400, fornito al secondo buffer 15.

La figura 15 mostra una variante del circuito di figura 8. Nella soluzione di figura 14, un circuito di protezione 50 è disposto tra l'antenna ricevente 33b e il circuito ricevente 32 allo scopo di migliorare ulteriormente le caratteristiche di reiezione al modo comune.

La soluzione mostrata in figura 14, per quello che riguarda la parte RF, utilizza segnali differenziali al fine di rendere il dispositivo più robusto ai disturbi di natura diversa che possono presentarsi. In condizioni near-field, a causa dell'accoppiamento elettrico parassita che può crearsi tra le due antenne 33a, 33b, i transitori di tensione di modo comune che possono innescarsi sul circuito trasmittente 31 possono creare, all'ingresso del circuito ricevente 32, una corrente di modo comune che, in particolari condizioni operative, può alterare la polarizzazione dello stadio amplificatore 16.

Infatti, il transitorio di tensione di modo comune (dV/dt) presente nel circuito trasmittente 31 rispetto a quello ricevente 32 produce una corrente parassita Ip, proporzionale all'accoppiamento elettrico parassita, che risulta pari a:

dove C è la capacità parassita tra le due antenne.

Secondo quanto mostrato da figura 14, la corrente parassita Ip produce una caduta di tensione ·ν ai capi di ciascuna R e pertanto la tensione Ve non è uguale alla Vbias desiderata. Pertanto la corrente parassita Ip può causare, nel ricevitore, il fallimento della corretta demodulazione del segnale utile. Per rendere il dispositivo più robusto alla presenza di tali transitori di tensione, si propone di utilizzare un circuito aggiuntivo in configurazione retroazionata che svolge una ulteriore funzione di protezione per il circuito ricevente 32. Secondo quanto mostrato in figura 14, lpè la corrente parassita totale, mentre I ' e lp' ' sono rispettivamente la parte di corrente che fluisce sul circuito di protezione e la parte di corrente che invece scorre verso il circuito ricevente 32, alterandone la polarizzazione.

Il circuito di protezione 50 deve essere dimensionato in modo che, in presenza di transitori di modo comune molto intensi (esempio 50 kv/»s), sia verificata la seguente condizione: Ip *> Ip' mentre

Pertanto, ai capi dell'antenna ricevente 33b, la corrente parassita di modo comune non fluisce più verso il ricevitore. Tale corrente viene invece "catturata" in percentuale più o meno elevata (dipendente dal dimensionamento dei componenti del circuito mostrato in figura 14 e dall'entità dei transitori di modo comune) dal circuito di protezione. Dimensionando opportunamente la corrente di polarizzazione di tale circuito, è possibile ottenere specifiche in termini di CMRR più elevate rispetto a quelle che si avrebbero altrimenti.

La soluzione proposta in figura 14 è utile soprattutto nel caso in cui i die di silicio vengano montati in configurazione stacked.

I vantaggi ottenibili con l'isolatore descritto sono chiari dalla descrizione precedente. In particolare l'isolatore galvanico sopra descritto può essere realizzato utilizzando fasi processuali di per sé note, senza richiedere fasi apposite dopo la realizzazione della regione di passivazione 44 e 45 o la formazione del livello di metallizzazione superiore .

Inoltre, con l'isolatore galvanico 30 descritto viene realizzata una struttura a radiofrequenza per il trasferimento multicanale di dati senza fili caratterizzata da un'elevata velocità di ricetrasmissione e da un'unica interfaccia, e quindi poco costosa e molto affidabile.

Risulta infine evidente che all'isolatore galvanico 30 descritto descritto possono essere apportate modifiche e varianti, senza uscire dall'ambito della presente invenzione, come definito dalle rivendicazioni allegate. In particolare, i componenti del circuito trasmittente 31 e ricevente 32 possono variare rispetto a quanto mostrato; ad esempio il tipo di filtro utilizzato può essere diverso. Inoltre, nella soluzione delle figure 5-7, la disposizione reciproca delle piastrine 25, 26 può essere invertita. Infine, benché le configurazioni mostrate si riferiscano a soluzioni di trasmissione unidirezionale, l'isolatore galvanico può essere facilmente adattato in modo da operare anche in condizione di trasmissione bidirezionale.

Claims

R I V E N D I C A Z I O N I 1. Dispositivo isolatore galvanico senza fili comprendente un circuito trasmittente (31), un circuito ricevente (32), e mezzi di accoppiamento senza fili interposti fra detto circuito trasmittente a detto circuito ricevente (32), caratterizzato dal fatto che detti mezzi di accoppiamento senza fili comprendono un'antenna (33a, 33b) .
2. Dispositivo secondo la rivendicazione 1, in cui l'antenna è formata da un'antenna trasmittente (33a) e un'antenna ricevente (33b); detto circuito trasmittente (31) e detta antenna trasmittente (33a) essendo integrati in un prima piastrina (25); detto circuito ricevente (32) e detta antenna ricevente (33b) essendo integrati in una seconda piastrina (26); dette prima e seconda piastrina (25, 26) essendo incapsulate in un unico involucro (22).
3. Dispositivo secondo la rivendicazione 2, in cui la prima e la seconda piastrina (25, 26) sono reciprocamente sovrapposte e galvanicamente isolate da uno strato isolante (41) interposto fra dette prima e seconda piastrina (25, 26).
4. Dispositivo secondo la rivendicazione 3, in cui dette prima e seconda piastrina (25, 26) comprendono, ciascuna, un substrato di materiale semiconduttore (48, 49) ed una regione di passivazione (44, 45), detti corpi di materiale semiconduttore (48, 49) di dette prima e seconda piastrina (25, 26) integrando rispettivamente detto circuito trasmittente (31) e detto circuito ricevente (32), dette antenne trasmittente (33a) e ricevente (33b) essendo formate in uno strato metallico superiore (51, 52) all'interno della regione di passivazione (44, 45) di detta prima (25), rispettivamente di detta seconda piastrina (26).
5. Dispositivo secondo la rivendicazione 4, in cui uno strato isolante (41) è interposto fra detta regione di passivazione (45) di detta seconda piastrina (26) e detto substrato di materiale semiconduttore (48) di detta prima piastrina (25).
6. Dispositivo secondo la rivendicazione 2, la prima e la seconda piastrina (25, 26) sono disposte affiancate e giacenti su uno stesso piano.
7. Dispositivo secondo la rivendicazione 6, in cui dette prima e la seconda piastrina (25, 26) sono portate da strutture di supporto (27, 28) separate e comprendono ciascuna un'area attiva integrante detto circuito trasmittente (31) e, rispettivamente, detto circuito ricevente (32); dette antenna trasmittente (33a) e detta antenna ricevente (33b) circondando una rispettiva area attiva.
8. Dispositivo secondo una qualunque delle precedenti rivendicazioni, in cui detto circuito trasmittente (31) comprende un ingresso dati (34) ricevente un segnale di ingresso (100) ed uno stadio di modulazione on-off, collegato fra detto ingresso dati (34) e detta antenna trasmittente (33a); detto circuito ricevente (32) comprende un'uscita dati (38) ed uno stadio di demodulazione collegato fra detta antenna ricevente (33b) e detta uscita dati (38).
9. Dispositivo secondo la rivendicazione 8, in cui detto segnale di ingresso (100) presenta un primo ed un secondo livello logico e detto stadio di modulazione on-off genera un segnale a radiofrequenza (300) avente una prima e una seconda ampiezza ( Vh , Vi) associate rispettivamente a detto primo e secondo livello logico di detto segnale di ingresso (100).
10. Dispositivo secondo la rivendicazione 9, in cui detto segnale di ingresso comprende una pluralità di segnali di canale (Chl-Ch4), e detto stadio di modulazione on-off comprende un convertitore parallelo/seriale (12) ricevente detta pluralità di segnali di canale (Chl-Ch4) ed un primo segnale di orologio (CKT) e avente un'uscita connessa con un oscillatore RF (13); detto oscillatore RF (13) ricevendo inoltre detto primo segnale di orologio (CKT) di trasmissione (CKT) ed avendo un'uscita connessa con un primo circuito di buffer (14); detto primo circuito di buffer (14) avendo un'uscita connessa con detta antenna trasmittente (33a).
11. Dispositivo secondo la rivendicazione 10, in cui detto stadio di demodulazione comprende uno stadio miscelatore (17) connesso con detta antenna ricevente (33b) ed avente un'uscita connessa con un filtro passabasso (18); detto filtro passabasso (18) avendo un'uscita connessa con un primo ed un secondo circuito di trigger (19a) e (19b); detto primo circuito di trigger (19a) avendo una propria tensione di soglia correlata alla prima ampiezza (Vh) del segnale a radiofrequenza (300) e detto secondo circuito di trigger (19b) avendo una propria tensione di soglia correlata alla seconda ampiezza ( Vi) del segnale a radiofrequenza (300); detti primo e secondo circuito di trigger (19a, 19b) essendo connessi con detta uscita dati attraverso un convertitore seriale/parallelo (12b).
12. Dispositivo secondo la rivendicazione 11, in cui detta seconda ampiezza ( Vi) è inferiore di detta prima ampiezza (Vh) e detto secondo circuito di trigger (19b) fornisce in uscita un secondo segnale di orologio (CKR) fornito a detto convertitore seriale/parallelo (12b).
13. Dispositivo secondo la rivendicazione 11, in cui detti primo e secondo circuito di trigger (19a) e (19b) presentano rispettive uscite connesse con un ingresso dati ed un ingresso di temporizzazione di uno stadio di sincronizzazione (20) interposto fra detti primo e secondo circuito di trigger (19a) e (19b) e detto convertitore seriale parallelo (12b).
14. Dispositivo secondo una qualsiasi delle precedenti rivendicazioni, in cui detta antenna trasmittente (33a) e detta antenna ricevente (33b) operano in condizioni di campo vicino.
15. Dispositivo secondo una qualsiasi delle precedenti rivendicazioni, in cui detta antenna trasmittente (33a) e detta antenna ricevente (33b) operano in condizioni di campo lontano.
16. Dispositivo secondo una qualsiasi delle precedenti rivendicazioni, in cui dette antenne trasmittente (33a) e ricevente (33b) sono scelte fra antenne a dipolo, a dipolo ripiegato, a loop.
17. Dispositivo secondo una qualsiasi delle precedenti rivendicazioni, in cui un circuito di protezione (50) è collegato ad un nodo intermedio tra detta antenna ricevente (33b) e detto circuito ricevente (32), detto circuito di protezione avendo mezzi di sottrazione di corrente incrementanti lareiezione del circuito ricevente (32) a disturbi di modo comune.