ITTO20070623A1 - Rilevamento di repliche in un radar secondario di sorveglianza - Google Patents

Description

DESCRIZIONE

Come è noto, la nascita e lo sviluppo del radar si deve al contributo di diversi scienziati, inventori e ingegneri, da Heinrich Hertz che studiò la riflessione delle onde elettromagnetiche su corpi metallici, fino all 'ingegner Christian Hulsmeyer di Dusseldorf il quale il 30 Aprile 1904 ottenne il brevetto n. 165546 relativo al sistema da lui sviluppato per rilevare la presenza di oggetti metallici (navi) a mezzo di onde elettriche. Negli anni che precedettero la seconda guerra mondiale, grazie agli ingenti investimenti in ambito militare, si ebbe un'accelerazione nello sviluppo degli apparati radar, cosi come avvenne per altre tecnologie di sussidio alla navigazione che, una volta terminate le ostilità, costituirono la base dei sistemi civili.

Durante la guerra la capacità di rilevare un velivolo tramite l'uso del radar era importante, così come era importante saper distinguere un aereo alleato da uno nemico. A tal fine venne sviluppata un'apparecchiatura, in dotazione agli aerei alleati, che permetteva di rilevare le trasmissioni delle stazioni radar di terra e di rispondere con un segnale per identificarsi quale aereo amico. Questo

sistema, noto come Identification Friend or Foe (IFF), fu l'antenato dell'attuale radar secondario di sorveglianza civile (SSR, dall'inglese Secondary Surveì llance Radar) che rientra nella categoria dei sistemi cooperativi, in quanto richiede la cooperazione del bersaglio, a differenza del radar classico, anche detto radar primario di sorveglianza (PSR), che è un sistema non cooperativo. Si susseguirono diverse versioni del sistema IFF, identificate con i nomi Mk I fino a Mk X (SIF) che utilizzava la frequenza 1030 MHz per le interrogazioni e 1090 MHz per le risposte da parte dei velivoli.

Verso la fine del 1953 il sistema IFF Mk X venne liberato dal segreto militare e reso disponibile per l'uso civile internazionale. Alla riunione della Communica tion Dìvìsìon dell ' International Cìvìl Avia tion Organization (ICAO) nel 1954 le frequenze del Mk X furono adottate per il SSR civile poiché si ritenne importante mantenere la compatibilità con i velivoli militari esistenti.

Attualmente, molti paesi forniscono un servizio di controllo di traffico aereo (ATC) almeno in parte del proprio spazio aereo. I piloti sono tenuti ad archiviare i programmi di volo prima della loro partenza in modo che i controllori del traffico aereo possano integrare queste informazioni con quelle relative al resto del traffico e conoscere le intenzioni dei piloti con anticipo. Il grado di separazione richiesto per i velivoli dipende dalla qualità e dall'esattezza dei dati di posizione disponibili. Nelle zone scarsamente popolate i sussidi alla navigazione esterni all'aeromobile, a disposizione del pilota, possono essere pochi e distanti, per cui le separazioni tra aerei sulla stessa rotta possono essere impostate fino a trenta minuti di viaggio. Queste separazioni procedurali sono molto generose poiché dipendono dall'esattezza con cui l'aeromobile conosce la propria posizione e i margini devono essere tali da tollerare possibili errori nella navigazione.

Nelle zone con elevato traffico l'uso del radar a terra è necessario per gestire le richieste dello spazio aereo senza pregiudicare la sicurezza. Come tutti i sistemi, il radar primario presenta vantaggi e svantaggi. Il vantaggio principale è costituito dal fatto che, per funzionare, non ha bisogno di nessuna apparecchiatura speciale a bordo del velivolo, trattandosi di un sistema non cooperativo; l'importante è che presenti una superficie riflettente adeguata.

Uno degli svantaggi più importanti è senz'altro il clutter; il radar infatti riceve echi indesiderati dalla superficie terrestre o marina, pioggia o fenomeni atmosferici in generale e persino sciami di uccelli e insetti. Tali echi estranei "sporcano" il visore radar e rendono difficile la rilevazione dei velivoli. Nel corso degli anni sono state sviluppate molte tecniche ad hoc, come il MTI, per superare con un certo successo questo problema. Il radar primario fornisce nella maggior parte dei casi una posizione bidimensionale dell'aeromobile, senza poter determinare con sufficiente accuratezza la quota di volo. Inoltre un radar primario può rilevare la presenza di un velivolo, ma difficilmente è in grado di identificarlo. Infatti un radar primario generalmente non riesce a distinguere un aeromobile da un altro ad esso simile.

Il SSR supera queste difficoltà, ma presenta lo svantaggio di richiedere la presenza a bordo di ogni velivolo di un'apparecchiatura ricetrasmittente, detta transponder. Il principio di funzionamento è molto semplice: una stazione a terra trasmette dei segnali di interrogazione a radiofrequenza, opportunamente codificati, da un'antenna ruotante; il transponder a bordo del velivolo, una volta ricevuta e decodificata l'interrogazione, risponde con un segnale contenente i dati richiesti, ad esempio identità e quota di volo la stazione di terra riceve quindi la replica da cui determina oltre alle informazioni richieste, dopo il processo di decodificazione del segnale, anche distanza e azimut dell'aeromobile, come avviene in un tradizionale radar primario, dal ritardo temporale tra l'invio dell'interrogazione e la ricezione della replica, e dalla direzione dell'antenna nel momento in cui rileva il segnale di risposta.

È importante notare come in un SSR le potenze utilizzate siano molto più basse rispetto ad un radar primario. È infatti sufficiente trasmettere segnali con una potenza tale da superare le perdite di percorso ad una via, mentre nel radar primario il segnale trasmesso deve superare le perdite di percorso a due vie, oltre alle inevitabili perdite dovute alla riflessione non ideale con il velivolo. Ciò comporta l'utilizzo, nel radar primario, di impulsi di centinaia o migliaia di kilowatt di potenza, contro le poche centinaia di watt utilizzate nel radar secondario.

Un'ulteriore peculiarità del SSR è l'utilizzo di due frequenze distinte per le interrogazioni e le risposte. In questo modo viene di fatto risolto il problema del clutter.

Il vantaggio principale del SSR è quindi costituito dalla possibilità di ottenere informazioni supplementari dal velivolo. La disponibilità dell'apparecchiatura a bordo dell'aeromobile permette infatti di aggiungere un rudimentale data-link alle funzionalità del radar. La capacità del SSR di fornire queste informazioni aggiuntive ha un immenso valore per il controllore del traffico aereo a terra. Di conseguenza il SSR sta trasformandosi nel sensore principale per il controllo del traffico aereo. Inoltre, il SSR permette di ottenere coperture fino a 250 miglia nautiche, ad un costo notevolmente ridotto rispetto a quello di un radar primario. Tutto ciò ha permesso l'installazione di molte stazioni di questo tipo.

La strumentazione a terra di un generico SSR comprende un'antenna ruotante, una torre con apparecchiatura per la rotazione, un ricetrasmettitore, che solitamente è denominato interrogatore e un processatone del segnale della replica, conosciuto come plot extractor o digitizer. La stazione a terra trasmette al velivolo su una frequenza di 1030 MHz e riceve la risposta del velivolo su una frequenza di 1090 MHz . Il plot extractor converte i dati ricevuti in un target report per ogni velivolo e trasmette questi rapporti ai centri di ATC. I dati sono visualizzati al controllore del traffico aereo tramite display pianimetrico (PPI, Pian Position Indicator) , in cui viene riportato un simbolo sulla posizione di ogni aeromobile rilevato con un'etichetta che contiene il codice identificativo del volo, o la relativa identità SSR (Modo di interrogazione A), la quota di volo, espressa come centinaia di piedi, ovvero flight level (Modo di interrogazione C), ed eventualmente altri dati come velocità a terra, direzione, ecc.

La strumentazione a bordo del velivolo comprende le antenne, installate nella parte superiore ed inferiore della fusoliera, un transponder che rileva il segnale trasmesso dalla stazione a terra ed emette una risposta e un'unità di controllo attraverso la quale il pilota può regolare diversi parametri, tra cui il numero di identità di SSR assegnato dall'ATC.

Nella Tabella 1.1 sono riportate le separazioni tra gli impulsi nelle interrogazioni convenzionali.

Nonostante gli indiscussi vantaggi del SSR, ci si rese presto conto, però, che sotto certe condizioni, in particolare in caso di elevato traffico aereo, questo sistema presentava dei problemi:

• quando ci sono velivoli nelle immediate vicinanze, cioè a breve distanza tra loro e/o vicini in azimut, le loro risposte possono sovrapporsi. Il ricevitore a terra potrebbe decodificare il segnale ricevuto erroneamente oppure non riuscire a decodificarlo; in questa seconda evenienza il messaggio viene rigettato e le informazioni perse. Questo fenomeno è conosciuto come garbling;

· un altro fenomeno classico è il cosiddetto FRUIT (False Replies Unsynchronized with thè Interrogation Transmissions ), dovuto al fatto che la risposta di un velivolo è ricevuta, a causa dell'omnidirezionalità dell'antenna a bordo, non solo dal SSR che l'ha innescata ma anche da tutti gli altri nelle vicinanze. La risposta inattesa che arriva così a queste stazioni porta ad una decodifica errata e/o a misure di posizione contraddittorie, che infine forzano il calcolatore a rifiutare le informazioni; e

• nella logica del SSR, ad ogni aeromobile è assegnato un codice costituito da quattro cifre comprese tra 0 e 7, per un totale di 4096 indirizzi. Ma in pratica, considerando le necessità attuali, questi indirizzi sono già insufficienti poiché molti di essi sono riservati. Se lo stesso codice è usato in zone vicine allora i sistemi di elaborazione hanno un problema nell'assegnazione dello stesso a due voli differenti. Attualmente ci sono circa diecimila cambiamenti di codice al giorno e le possibilità di duplicazione o errata assegnazione sono incrementate con il conseguente aumento del sovraccarico di lavoro dell'equipaggio e dei controllori.

Sfortunatamente una buona coordinazione con le unità ATC vicine non è una regola soddisfacente visto che la ripartizione dei codici dei radar secondari di sorveglianza non viene sempre rispettata da tutte le unità adiacenti.

Gli ingegneri che provarono a risolvere il problema del garbling intorno agli anni '70 giunsero alla conclusione che si dovesse migliorare il SSR almeno nell'accuratezza della misura della direzione. La capacità del radar di discriminare le direzioni deriva dalla larghezza angolare del relativo fascio di radiazione, che normalmente è di 2° o 3°. Ciò significa che due velivoli abbastanza vicini in azimut possono non essere distinti come voli differenti, e le relative repliche possono sovrapporsi o essere confuse, e quindi rigettate. Fino ad allora l'azimut veniva calcolato sulla media degli azimut stimati da ognuna delle risposte ricevute, dato che un velivolo viene "visto" per circa 30 ms che corrispondono a circa dieci interrogazioni. Questo procedimento, detto a "finestra scorrevole" (sliding window), implica che l'azimut è noto solo una volta che il velivolo non viene più "visto" .

Venne perciò sperimentata e poi adottata una tecnica sviluppata nel 1946 dai Bell Telephone Laboratories, che si basava sull'analisi della fase di arrivo del segnale di una replica. Dal momento che permetteva di determinare l'azimut di un velivolo da una sola replica, venne chiamata monopulse. Questa tecnica consiste nel confrontare il segnale ricevuto da un aeromobile su due canali differenti dell'antenna (somma e differenza, ovvero ∑ e Δ). Il valore fornito dalla funzione di confronto permette di conoscere l'angolo tra la direzione dell'aeromobile e l'asse di simmetria del lobo principale, che corrisponde alla direzione dell'antenna. Quello che viene misurato è quindi l'angolo cosiddetto "off boresight". In questo modo si ottengono risoluzioni di 0,5°-0,8°, contro i 3° circa del lobo principale. La posizione del velivolo all'interno del lobo principale dell'antenna viene quindi stimata su una singola replica.

I risultati furono così incoraggianti che venne introdotta una nuova generazione di stazioni che facevano uso della tecnica monopulse, che vengono solitamente chiamate stazioni MSSR (Monopulse SSR). Tale tecnica ridusse quindi il numero di repliche necessarie: mentre il SSR tradizionale ne richiedeva 450 al secondo, il MSSR poteva svolgere lo stesso lavoro con 50 repliche al secondo, riducendo cosi anche le possibilità che si verificasse FRUIT.

Questo risultato da solo ha permesso di eliminare circa il 90% dei problemi legati a garbling e FRUIT.

Rimaneva cosi da risolvere il problema della scarsità dei codici SSR. La soluzione proposta fu l'introduzione di un indirizzamento individuale che portò alla nascita del SSR di Modo S - dove la "S" sta per "selective" dal momento che le interrogazioni vengono effettuate in maniera selettiva - per distinguerla dal Modo Convenzionale.

Lo sviluppo del Modo S è cominciato indipendentemente in Gran Bretagna, con il sistema Address Selective (ADSEL) e negli Stati Uniti, con il Discrete Address Beacon System (DABS). In questi paesi ci si era infatti resi conto che al crescere del traffico aereo i problemi di interferenza tra gli aeromobili (FRUIT e garbling) e la scarsità di codici sarebbero diventati fattori limitanti nell'uso del SSR in un sistema di ATC automatizzato. Alcuni aeroporti statunitensi già avevano sperimentato la saturazione nelle ore di punta e ci si aspettava che il traffico aereo crescesse ulteriormente negli anni a venire.

Per far fronte a questa espansione il numero di controllori del traffico aereo necessari sarebbe aumentato drasticamente. Per aumentare la produttività dei controllori esistenti furono allora raccomandate alcune contromisure, che includevano una maggiore automazione con un controllo intermittente del velivolo da terra usando un data-link incorporato in una versione aggiornata del SSR, in modo da limitare il sempre maggiore contatto radio tra velivolo e stazione di terra .

L 'indirizzamento individuale dell'aeromobile e l'invio di più dati rispetto alle sole informazioni su identità e altitudine, avrebbe richiesto dei formati dei segnali di interrogazione e replica più lunghi e di conseguenza dei tempi di interrogazione maggiori.

Visto che il tempo di illuminazione non poteva essere aumentato - a meno di ridurre la velocità di rotazione dell'antenna, che però è spesso montata sull'antenna del PSR - bisognava diminuire notevolmente il numero di interrogazioni per ogni velivolo (fino a una sola interrogazione) . Si presentava quindi il problema di stimare l'azimut su una sola replica, che, come è stato visto, già era stato risolto efficacemente con la tecnica monopulse.

Solo una replica per aeromobile per scansione sarebbe stata così necessaria, e tale replica avrebbe contenuto informazioni su identità e altitudine di volo, evitando cosi di dover correlare repliche di Modo A e C di uno stesso aeromobile, e cosa più importante avrebbe permesso di ridurre il tasso di repliche e quindi l'interferenza dovuta ad altri velivoli.

Allo stesso tempo però l'evoluzione dal SSR Convenzionale a quello di Modo S doveva far si che la strumentazione fosse compatibile, dal momento che si ritenne inopportuno che uno stesso aeromobile dovesse trasportare due apparati differenti, uno da usare dove il nuovo sistema fosse già operativo, e l'altro dove ancora non lo fosse.

Per soddisfare il requisito sulla compatibilità si decise di usare per il Modo S le stesse frequenze già in uso per il Modo Convenzionale, ovvero 1030 MHz per le interrogazioni e 1090 MHz per le risposte.

I segnali di interrogazione e risposta di Modo S non dovevano interferire con gli apparati esistenti, ne richiedere modifiche. A tale scopo vengono utilizzati dei formati di interrogazione e risposta ad hoc che sfruttano gli algoritmi di Side Lobe Suppression (SLS), previsti nel Modo Convenzionale.

Nel Modo S tutti i dati necessari sono contenuti in un'unica risposta e l'esattezza dei dati è confermata dal controllo di parità a 24 bit. Al contrario le informazioni dei modi A e C vengono inviate separatamente e devono essere associate correttamente dalla stazione di terra. Non c'è garanzia sull'esattezza dei dati e una convalida può essere ottenuta solo confrontando le repliche relative alle diverse scansioni dell 'antenna.

In conclusione il Modo S migliora notevolmente le performance del SSR Convenzionale e risolve molti dei problemi in esso riscontrati.

Per informazione più dettagliate sul funzionamento del SSR si rimanda ai documenti [1, 2, 5, 6] citati in bibliografia .

Qui di seguito verrà ora brevemente descritta la catena ricevente del radar secondario, nel seguito indicato con SIR radar secondario di sorveglianza -S, prodotto da SELEX Sistemi Integrati S.p.A., in modo da fornire una visione d'insieme del sistema.

SEZIONE ANALOGICA

L'unità ricevitore, nell'apparato SIR-S, deve assolvere alle seguenti funzioni principali:

• effettuare la ricezione dei segnali ∑, Δ e Ω provenienti dall'antenna;

· filtrare opportunamente tali segnali e autoproteggersi da segnali in banda troppo elevati;

• effettuare una prima down conversion del segnale radio frequenza (RF, 1090 MHz) verso la frequenza intermedia (IF, 60 MHz);

· realizzare un opportuno filtraggio a IF dei segnali secondo la normativa ICAO;

• amplificare i segnali con una terna di amplificatori logaritmici mantenendo l'adattamento di ampiezza e fase;

• estrarre l'informazione di fase, necessaria per la stima monopulse;

• effettuare una seconda conversione da IF a video dei segnali ricevuti;

· generare, secondo un'opportuna temporizzazione che gli proviene dal Reply Processor & Channel Management (RPCM), tramite la carta d'interfaccia RXCM, una sequenza di segnali a RF che iniettati a monte del ricevitore (prima del Low Noise Amplifier, LNA) , permettono al ricevitore di recuperare eventuali disallineamenti dovuti a derive termiche; e

• generare una serie di segnalazioni che permettono al RPCM di diagnosticare lo stato di funzionamento del ricevitore stesso.

Lo schema a blocchi dell'unità ricevente comprende i seguenti componenti principali:

• un sottoassieme contenente la terna di filtri di tipo matched denominato filtri preselettori;

• un sottoassieme contenente i tre circuiti limitatore/accoppiatore, radiofrequenza, test oscillator, denominato RF&TO (TO: Test Oscillator); e

• un sottoassieme contenente i due circuiti LOG IF e phase detector (PD), denominato LOG_IF&PD.

Sono inoltre presenti, ma non raffigurati:

• un setto magnetico, che scherma elettromagneticamente i sottoassiemi filtri preselettori, RF&TO e LOG_IF&PD dalla carta digitale Receiver Control Module (RXCM);

· tre moduli di alimentazione per la generazione delle tensioni ±15V, ±5V, 5V, 24V;

• un sistema di ventilazione costituito da tre ventilatori ;

• due termocoppie, che hanno lo scopo di mantenere sotto controllo la temperatura del cestello dove è allocata l'unità ricevitore; e

• una scheda digitale denominata RXCM che funge da interfaccia del ricevitore con il mondo esterno; in essa ad esempio confluiscono tutti i comandi che RPCM invia verso il ricevitore, nonché tutte le segnalazioni di BITE (Built-In Test Equipment ) che dal ricevitore vanno verso RPCM.

Filtri preselettori

I filtri preselettori hanno lo scopo di effettuare una prima selezione della banda del ricevitore proteggendolo dalla frequenza immagine a 970 MHz (1030 -60) e dalla frequenza di trasmissione a 1030 MHz.

Il sottoassieme denominato LIC (Limiter-Coupler) ha 10 scopo sia di proteggere il ricevitore durante la fase di trasmissione sia durante la fase di calibrazione della catena ricevente (limitatore). Attraverso l'accoppiatore, è inoltre possibile iniettare un segnale di test a potenza nota durante la fase di calibrazione del ricevitore.

RF

Il sottoassieme denominato RF rappresenta il primo stadio di amplificazione a 1090 MHz (LNA, guadagno nominale pari a 24.5 dB) del ricevitore. Sempre dentro questa sezione è presente la parte circuitale dedicata all'operazione di down conversion a 60 MHz e alla definizione del livello di potenza del segnale a 60 MHz, nonché i circuiti per il pilotaggio dei tre limitatori.

11 guadagno di ciascun canale è variabile dall'esterno in modo da poter allineare i tre canali recuperando eventuali mismatching (VVA, Voltage Variable Attenuator) . Gli amplificatori AMP2 ed AMP3, unitamente all'attenuatore variabile, regolabile dal pannello frontale, danno un guadagno nominale di 34.25 dB, calcolato a partire dalla sezione di ingresso del limitatore. All'uscita del circuito RF, dopo il filtro ICAO, viene prelevata una porzione di segnale tramite un circuito ad alta impedenza (un emitter follower ); questo segnale viene rivelato di ampiezza, filtrato e quindi mandato in ingresso ad un amplificatore di guadagno pari a 13 dB. L'uscita dell'amplificatore è inviata poi in ingresso ad un comparatore a doppia soglia con le soglie impostabili tramite due potenziometri nel modo seguente: viene iniettato un segnale di potenza nominale pari a -32 dBm e facendo variare tale potenza di 3 dB è possibile impostare le due soglie (superiore ed inferiore) tramite i suddetti potenziometri. Durante le fasi di autocalibrazione, quando, attraverso l'accoppiatore, viene iniettato un segnale di potenza pari a -32 dBm (misurati in ingresso alla sezione RF), le due soglie, superiore ed inferiore, non devono essere in nessun caso superate.

TO

Nel circuito di Test Oscillator (TO) la portante a 1030 MHz proveniente dall'unità trasmettitore viene suddivisa in quattro canali, tramite un power splitter (PS) .

I primi due canali forniscono il riferimento per la conversione da 1090 a 60 MHz (canali ∑ e Δ). Su ciascuno dei due canali è presente uno sfasatore Φι, la cui fase d'inserzione può variare con continuità di oltre 90° ed uno sfasatore a step Φ2, che permette l'eventuale inserzione di un'ulteriore sfasamento fisso di 90°. Regolando l'oscillatore locale del canale Δ con uno sfasamento nominale di 90° in ritardo rispetto al canale ∑, si ottiene all'uscita del Phase Detector (nell'assieme LOG_IF&PD) la funzione 1060 sin(φΔ- φ∑). Poiché il segnale di test viene accoppiato in fase sui canali ∑ e Δ, in presenza del segnale suddetto l'uscita del phase detector del ricevitore dovrà essere nominalmente di 0 V.

Eventuali disadattamenti dei canali riceventi ∑ e Δ potranno essere recuperati variando opportunamente gli sfasatori Φ1e Φ2fino ad ottenere una tensione d'uscita nulla dal phase detector in corrispondenza dell'inserzione del segnale di test. Nel terzo canale, destinato al mixer del canale , gli sfasatori non sono inseriti, in quanto l'informazione di fase del canale non è richiesta. Il quarto ramo in cui viene divisa la portante a 1030 MHz serve alla generazione del segnale di test a 1090 MHz. Anche nella sezione TO una porzione del segnale viene prelevata ed inviata in ingresso ad un comparatore a doppia soglia, la cui filosofia di intervento è la stessa di quella sopra descritta per il circuito di BITE del sottoassieme RF. Anche in questo caso, è possibile tramite due potenziometri impostare i livelli delle due soglie di scatto del comparatore.

in tal modo se la potenza del segnale all'interno del loop sale oltre i 3 dB, l'anomalia viene segnalata dallo scatto del comparatore.

LOG_IF

L'uscita della sezione RF, viene posta in ingresso all'amplificatore logaritmico (LOG_IF) che amplifica il segnale secondo la legge:

dove con Pinsi intende il livello di potenza in ingresso alla LOG_IF stessa, espresso in dBm, mentre Voutè espresso in mV. Si tratta di una terna di amplificatori capaci di gestire una dinamica di 80 dB, con un guadagno di 90 dB, che forniscono in ingresso al rivelatore d'ampiezza (RIV) una dinamica compressa di circa 12.5 dB, tra 12.85 e 24.55 dBm nominali.

Le variazioni con la temperatura dei parametri elettrici dei componenti dell'amplificatore logaritmico e del guadagno dell'intero ricevitore provocano una variazione della pendenza e dell'offset della retta caratteristica del ricevitore.

Per compensare queste variazioni si è implementato nel ricevitore un sistema di calibrazione (loop di ALC) che prevede l'uso di un segnale di test con due livelli di potenza. In pratica poiché una retta passante per due punti è univocamente definita, i due livelli di potenza del segnale di test con le loro rispettive uscite in tensione consentono di stimare la retta attuale, calcolare l'errore rispetto a quella teorica e compensare. I due livelli del segnale di test corrispondono ad una potenza d'ingresso di 2,25 (Pin1) e -47,75 dBm (Pin2). In corrispondenza del segnale di test a livello più alto (2,25 dBm) l'uscita video dell'amplificatore logaritmico viene confrontata con un riferimento di tensione corrispondente al livello atteso (1100 mV), l'errore viene amplificato, campionato, ed inviato all'attenuatore variabile comandato in tensione (VVA) . Viene così a formarsi un loop di controllo automatico del livello d'uscita che stabilizza un punto (Pin1, Vout1) della retta teorica, nonostante le variazioni dei parametri elettrici del ricevitore con la temperatura. In corrispondenza dell'iniezione nel ricevitore del segnale di test a livello più basso (-47,75 dBm) si avrà all'uscita del ricevitore un livello di tensione Vout2. Poiché il loop di ALC in questa fase non è attivato, la tensione di uscita Vout2varierà secondo la variazione di pendenza della caratteristica logaritmica con la temperatura. Si determina quindi una coppia di punti sul piano Pin, Voutche determina univocamente una retta giacente in quel piano. Il RPCM dovrà stimare la pendenza della retta attuale ed applicare quindi un algoritmo di correzione che riporti la retta misurata a quella teorica. L'amplificatore video (AMPLI VIDEO), realizzato mediante la cascata di più operazionali, ha lo scopo di aggiustare la dinamica di uscita del circuito in modo che la funzione di trasferimento globale sia quella desiderata .

Le uscite video dell'amplificatore vengono inviate sia all'estrattore, sia alla sezione denominata phase detector (PD), per la chiusura dei loop di ALC che mantengono costante il livello della potenza di uscita al variare delle condizioni termiche di funzionamento del ricevitore, mentre le due uscite intermedie, a IF, dei due canali ∑ e Δ vengono inviate nel phase detector, dove sono ulteriormente amplificate e limitate, per l'estrazione dell'informazione di fase.

Una delle uscite del circuito viene prelevata e fornita in ingresso ad un comparatore a doppia soglia. Le due soglie sono fissate a -3 ± 0,3 dB e 3 ± 0,3 dB. In corrispondenza all'iniezione di un determinato livello di potenza (+2,25 dBm in ingresso alla LOG_IF), il livello di uscita deve assumere il valore 1100 mV. Questo livello viene confrontato perciò con i due livelli a 1100 ± 45 mV, e se li supera, in un senso o nell'altro, il malfunzionamento viene indicato con un livello di tensione di uscita che da 1 logico passa a 0 logico .

PD

Il Phase Detector (PD) contiene la circuiteria per la chiusura dei tre loop di ALC che si richiudono in ingresso alla LOG_IF e che hanno lo scopo di mantenere costante il livello di potenza delle uscite video della LOG_IF stessa. Inoltre viene generata l'informazione di fase, necessaria alla stima monopulse, secondo la legge:

dove le due fasi si intendono calcolate all'ingresso dell'intero ricevitore. Anche il sottoassieme PD genera una segnalazione di BITE. Il circuito di BITE è realizzato da un comparatore a doppia soglia in ingresso al quale viene inviato il livello della tensione di uscita, prelevata dall'amplificatore video tramite un buffer. Durante la fase di calibrazione del ricevitore, viene inviata in ingresso alla LOG_IF, e conseguentemente anche al PD, una coppia di segnali in quadratura fra loro. Poiché la funzione di trasferimento del phase detector è di tipo cosinusoidale, il livello della tensione di uscita deve essere di 0 mV nominali.

In realtà le due soglie sono poste ai due livelli di tensioni corrispondenti a 380 mV , che corrispondono a circa 21°. Se dunque, durante la fase di iniezione del segnale di test, il livello della tensione di uscita del PD eccede i 380 mV, il malfunzionamento del circuito viene segnalato con un livello di tensione di uscita che da 1 logico passa a 0 logico.

SEZIONE DIGITALE

Il blocco Reply Processor & Channel Management (RPCM) provvede al completo controllo e monitoraggio del SIR-S, nonché al controllo dello stato delle configurazioni effettuate a livello locale e remoto. Il RPCM è a sua volta costituito da diversi blocchi funzionali ognuno con delle finalità specifiche.

Power PC board e interfaccia LAN

Questa sezione costituisce il processore che esegue tutte le funzioni software dell'estrattore e dell'interfaccia LAN:

• organizzazione delle fasi di all-call e ron -cali per il Modo S;

• estrazione dei bersagli di Modo A/C e Modo S; • gestione dei dati di azimut e di

temporizza zione;

• comunicazioni su LAN;

• calibrazione del canale ricevente;

• gestione del blocco recording and playback;

• gestione del pannello di controllo;

• gestione delle configurazioni; e

• gestione del blocco BITE (Built-In Test Equipment) .

VIM (Video Interface Module)

Esegue la conversione analogico/digitale a 10 bit alla frequenza di 20 Ms/s del segnale proveniente dal ricevitore .

REP (REply Processor)

Esegue le seguenti funzioni:

• gestione del filtraggio del segnale con soglia adattativa;

• gestione della calibrazione;

· decodifica degli impulsi per repliche di Modo A/C e di Modo S;

• decodifica delle repliche di Modo A/C e di Modo S;

• trasferimento dei dati al processore; e

· registrazione e playback dei dati elaborati.

VEG (VME Event Generator)

Gestisce i dispositivi master/slave in caso di guasti e il dato angolare azimuth count pulse (ACP).

I/O parallelo e seriale

In questa sezione si provvede allo scambio veloce di indicazioni con unità esterne:

• RX : malfunzionamenti generici e stato on/off del ricevitore;

• TX: malfunzionamenti generici e stato on/off del trasmettitore ;

• motore dell'antenna: comandi e stato on/off della rotazione; e

• stato del fascio e controllo della temperatura; • fornisce due interfacce seriali per il trasmettitore ed il ricevitore. I messaggi scambiati riguardano segnalazione di allarmi, localizzazione di guasti, indicazioni di stato.

Disco Flash

Provvede all'archiviazione di massa dei dati per i software del RPCM, è dotato di interfaccia SCSI standard ed ha capacità superiore agli 80 MBytes. Immagazzina:

• sistema operativo LynxOs;

• programmi applicativi;

• configurazione di avvio; e

• parametri del sito e mappe.

PROCESSING DI REPLICHE CONVENZIONALI

Per l'estrazione dell'informazione, siano esse convenzionali o di Modo S, sono necessari cinque segnali :

· Log|∑|: questo segnale proviene dal canale Somma dell'antenna, attraversa tutta la catena ricevente ed entra nel blocco Video Interface Module del RPCM in cui viene quantizzato a 10 bit, 20 Ms/s;

• Log|Δ| : è il segnale che proviene dal canale Δ dell 'antenna;

• Log|Ω| : il segnale che proviene dal canale Ω dell 'antenna;

• Sign: questo segnale serve a determinare se il bersaglio si trova a destra o a sinistra del boresight. È quantizzato ad un bit e si ottiene calcolando il seno della differenza di fase tra il segnale ∑ e quello Δ. Se SIGN è positivo il bersaglio si trova a destra, altrimenti a sinistra. Il valore dell'angolo di OBA si ottiene invece attraverso il confronto del rapporto tra i canali ∑ e Δ con una Look Up Table (LUT); e

• ACP: indica l'angolo di puntamento del boresight, può essere quantizzato a 12 o 14 bit, per questo studio lo si considererà quantizzato a 12 bit, per cui ciascun bit vale 360°/2<12>= 0,088°.

La fase di processing del segnale può essere suddivisa in due sezioni, un estrattore degli impulsi ed un elaboratore del segnale.

Estrattore degli impulsi

L'estrattore ha il compito di ricavare dai segnali in ingresso le sole informazioni utili per rivelare e decodificare correttamente le repliche. Infatti dall'estrattore esce un segnale ad un bit rappresentante il presunto andamento temporale del segnale ∑, che altrimenti sarebbe molto più difficile da trattare.

Di seguito vengono descritti brevemente i blocchi dell 'estrattore.

Pulse Detection

Il segnale Log|∑| viene confrontato con una soglia, e viene generato il segnale PRES, codificato ad un bit, che vale 1 in caso di superamento della soglia, e 0 altrimenti.

Edge Selection

Il segnale Log|∑| viene derivato, e vengono individuati i fronti di salita (LE, leading edge) e di discesa (TE, trailing edge) del segnale.

Receiving Side Lobe Suppression

Questo blocco verifica che il segnale sia stato ricevuto dal lobo principale dell'antenna, attraverso il confronto tra i segnali Log|∑| e Log|Ω |.

Off Boresight Angle

In questo blocco viene implementata la tecnologia monopulse: si effettua il rapporto tra le ampiezze dei segnali Log|∑| e Log|Ω | e si estrae l'angolo di offboresight ad esso associato. A questo angolo viene poi attribuito il segno ricavato dall'analisi di fase.

Edge Validation

Il blocco filtra il segnale proveniente dal fascio principale da quello provenienti dai lobi secondari grazie al flag RSLS; in base all'andamento dei segnali PRES, LE e TE cerca di identificare i fronti di salita e discesa appartenenti agli impulsi isolandoli da quelli dovuti al disturbo RF sovrapposto al segnale.

Edge Filtering

Il blocco calcola la larghezza degli impulsi; processando opportunamente quelli troppo corti o troppo lunghi, e cioè quelli di lunghezza non standard.

Elaboratore del segnale

Nella fase di elaborazione si cerca di individuare le repliche e le informazioni in esse contenute.

Brackets Detection

Il blocco cerca le parentesi della replica di Modo A/C con finestre di correlazione sia in range che in azimut. Qualora si riscontri una replica, si salva tutto il contenuto tra le due parentesi individuate e si passa al blocco successivo; vengono passati anche i valori di OBA contenuti tra le parentesi individuate.

Pulse Association & Degarbling

Vengono applicati degli algoritmi di correlazione per associare gli impulsi alla replica, cercando di risolvere casi di garbling ed eliminando le repliche affette da auto-phantoming. Il phantoming è un fenomeno caratteristico del Modo Convenzionale. Si hanno casi di phantoming quando si inizializzano repliche di Modo A/C, interpretando come brackets impulsi di altre repliche, casualmente distanti come le parentesi (20.3 ps). Caso particolare del phantoming e l ' autophantoming, cioè l'inizializzazione di una replica considerando come parentesi i bit C2 e SPI (quando presenti) che sono distanti proprio 20.3 ps.

Phantom Detection

Il blocco riceve in ingresso le repliche filtrate ed esegue il controllo del phantoming.

Reply Message Formatting & Phantom Rejection

Vengono scartate le repliche affette da phantoming, mentre per quelle accettate si calcola la distanza, si estrae il codice, gli si associa la confidenza ed infine si calcola l'angolo.

Correlation With Existing Plots

Il blocco riceve le repliche con le informazioni associate; esegue delle operazioni di correlazioni, in range, azimut e codice, con i plot già inizializzati. In caso positivo si associano le repliche ai plot già esistenti, altrimenti se ne creano di nuovi.

Plot Range/Azimuth Correlation

In questa fase le informazioni associate alle repliche vengono usate per aggiornare i dati contenuti nei plots già esistenti.

Comparison With Presence/Absence Threshold

Questo blocco è l'ultimo da cui passano i plot, si confrontano le occorrenze associate ad un plot con una soglia (presence threshold ) per vedere se corrisponde realmente ad un target, e si confrontano con un'altra soglia (absence threshold ) per capire se il target è uscito dal fascio e quindi inviare le informazioni associategli al processore di sorveglianza.

Processing di repliche di Modo s

Anche per il processing di Modo S è possibile individuare una fase di estrazione ed una di elaborazione .

Estrattore degli impulsi

La fase di estrazione fino al blocco Edge Validation è uguale a quella del Modo Convenzionale; le differenze risiedono solo nei valori di soglia utilizzati. Si descriveranno quindi solo i blocchi a partire dall'Edge Validation.

Edge Validation

Il blocco elabora a seconda dell'andamento dei segnali PRES, LE e TE un segnale quantizzato ad un bit, SQ_D, che viene utilizzato nei blocchi successivi.

Preamble Detector

Dal momento che SQ_D entra nel blocco si convalida la presenza di un preambolo se si riconoscono 4 impulsi validi nelle posizioni dovute. In uscita è fornito un segnale ad un bit (TRGS) che attiva le funzioni successive nel caso si riscontri un preambolo.

AARTU (Azimuth And Range Timing Unit)

Questo blocco funziona in due modi; se riceve il segnale TRGS immagazzina, al momento dell'arrivo del segnale, il valore di azimut dell'antenna e calcola la distanza in base al ritardo di arrivo della replica; se non riceve il TRGS calcola la lunghezza della replica che si sta elaborando.

Sampling Control Logic

Si valuta la stima dei bit che costituiscono il Data Block della replica, verificando quale dei due chip del bit è maggiore. Si salva il valore dei due chip del bit per poi valutare la confidenza. Stima i valori di OBA, RSLS, Log|∑| nel centro dell'impulso. Il campionamento viene attivato dal segnale TRGS in ingresso al blocco funzionale.

Elaboratore del segnale

Message Processor

In base ai segnali ricevuti in input, si stimano il valore dei bit e il livello di confidenza associato; si stima inoltre il valore monopulse associato alla replica e si correggono eventuali errori grazie ai bit di parità previsti .

Reply Data Block Assembler & Storage

Immagazzina i reply data block per possibili elaborazioni successive.

Target Report Processing

Le diverse repliche ricevute vengono correlate con i target già esistenti, nel caso di roll-call, mentre viene aggiornata la lista in fase di ali-cali.

Mode S Reply Processing

Si aggiornano i dati relativi ai target rilevati con le informazioni delle nuove repliche ricevute.

Position Data Selection

Si aggiornano le informazioni di posizione dei target con le informazioni delle nuove repliche correlate.

Recording & Playback

Si memorizzano i dati richiesti per una possibile presentazione ad un operatore. Questo ultimo blocco non è necessario per il corretto funzionamento del sistema ma è stato inserito per permettere un monitoraggio efficiente .

FUSIONE DEI PROCESSING CONVENZIONALE E DI MODO S

Nel SIR-S i due sistemi sono fusi per funzionare contemporaneamente. Come si è visto, nelle prime fasi entrambi gli estrattori svolgono le stesse operazioni. Naturalmente questa congruenza non è casuale, è stato pensato un comune punto di partenza per poi far lavorare i due processori indipendentemente. Ciò ha permesso una semplificazione dell'architettura del RPCM del radar.

Lo schema del SIR-S prevede un blocco denominato Azimuth And Range Timing Unit (AARTU), che è stato già brevemente descritto precedentemente in relazione al processing delle repliche di Modo S. Questo blocco riceve in ingresso il segnale di ACP, e provvede a fornire il valore di distanza ed OBA associato alla replica riconosciuta.

IL FILTRO ADATTATO

È noto dalla teoria dei segnali che il filtro adattato è il sistema lineare ottimo, nel senso che massimizza il rapporto segnale/rumore (SNR) nell'istante di decisione, in presenza di rumore additivo. È possibile dimostrare [5] che, a meno di un inessenziale fattore di scala, la risposta all'impulso del suddetto filtro risulta essere una versione ribaltata e ritardata (in modo da risultare causale) della forma dell'impulso in ingresso.

I filtri adattati vengono comunemente utilizzati nei radar primari, i quali trasmettono un segnale (noto) e misurano i segnali riflessi da eventuali target puntiformi. Il segnale ricevuto, solitamente, è una versione attenuata e sfasata dell'impulso trasmesso. Il passaggio del segnale ricevuto nel filtro adattato all'impulso trasmesso mette in evidenza gli impulsi ricevuti che somigliano a quelli trasmessi. L'uscita del filtro adattato viene quindi confrontata con una soglia, opportunamente scelta, in funzione delle probabilità di falso allarme e rivelazione volute.

Nei sistemi SSR, sia nella modalità convenzionale che in quella selettiva, è possibile applicare i concetti sopra esposti: nel Modo Convenzionale infatti sono note le forme e le posizioni delle brackets delle repliche, mentre nel Modo S è perfettamente nota la forma del preambolo, che resta invariata per tutti i tipi di risposta. Si ricorda infine che in assenza di rumore l'uscita del filtro adattato è semplicemente l'autocorrelazione del segnale trasmesso.

FILTRO ADATTATO AL PREAMBOLO DI MODO S

Precedentemente è stato descritto il processing di Modo S e si è visto come uno dei blocchi principali sia il preamble detector, preposto all'individuazione di eventuali preamboli, e conseguentemente di repliche. Nei sistemi attualmente operativi, di solito si effettua la ricostruzione degli impulsi e si verifica che questi siano adeguatamente disposti nel tempo.

Il presente lavoro è invece diretto all'applicazione della teoria del filtro adattato al problema della detezione dei preamboli. È stato quindi realizzato un filtro FIR adattato ad un generico preambolo di Modo S. Come si è detto, la risposta impulsiva di tale filtro non è altro che una versione scalata e ritardata di un preambolo come mostrato in figura 3.1. Il preambolo rappresentato rispetta le specifiche dell'annesso 10 dell'ICAO [1] in termini di durata dell'impulso (0.5μs), jitter e durata dei fronti di salita e discesa degli impulsi. Nella figura 3.2 sono riportati tre grafici: in quello in alto è raffigurata una replica di Modo S simulata, mentre in quello in mezzo è mostrata l'uscita del filtro adattato al preambolo. Si nota facilmente in questo grafico il pattern caratteristico dell 'autocorrelazione di un preambolo di Modo S, mostrata nel grafico in basso.

In figura 3.3 è invece riportato lo schema a blocchi del preamble detector realizzato: il segnale ricevuto viene filtrato e quindi confrontato con una soglia. Infine ne viene calcolata la derivata di cui si individuano gli zeri, determinando così i massimi (teoricamente un solo massimo assoluto) della funzione di correlazione.

Per lo studio della soglia si è partiti dalla teoria classica di NeymanPearson [11, 5], considerando che l'inviluppo del rumore bianco gaussiano (AWGN) segue la statistica di Rayleigh la cui funzione di densità di probabilità (probability density function, PDF), si ricorda, ha espressione:

dove σ è la potenza di rumore e u (x) è il gradino unitario. In prima analisi è stata applicata la soglia data dal criterio di NeymanPearson

moltiplicata per un fattore pari alla somma dei coefficienti del filtro, per tenere conto dell'operazione di convoluzione con la risposta impulsiva che opera il filtro sul segnale in ingresso ad esempio per un campionamento a 50 MHz il fattore è pari a 100 = 4 impulsi * 25 campioni/impulso, mentre se la frequenza di campionamento fosse 20 MHz tale fattore si ridurrebbe a 40 = 4 * 10. Il valore di soglia così calcolato è però svincolato dal requisito sulla probabilità di falso allarme (Pfa), in quanto i campioni del segnale in uscita dal filtro non sono più distribuiti secondo la statistica di Rayleigh, bensì secondo una legge gaussiana.

Infatti ogni campione in uscita, essendo il risultato di una convoluzione, è dato dalla somma di n campioni in ingresso pesati per gli n coefficienti del filtro adattato. In realtà i coefficienti del filtro valgono o zero o uno, per cui i campioni in uscita non sono altro che la somma di m campioni in ingresso, dove con m si è indicata la somma dei coefficienti del filtro, ovvero il numero di coefficienti non nulli.

Ipotizzando che i campioni in ingresso siano n variabili aleatorie indipendenti ed identicamente distribuite (i.i.d.) ogni campione in uscita segue una statistica la cui funzione di densità di probabilità è data dalla convoluzione delle funzioni di densità delle variabili in ingresso (Rayleigh). Essendo m elevato, è possibile applicare il teorema del limite centrale, evitando così di calcolare la convoluzione . Ogni campione in uscita dal filtro è infatti distribuito secondo una legge gaussiana, caratterizzata da una media pari a m volte la media del segnale in ingresso (distribuito secondo Rayleigh), e da una varianza pari a m volte la varianza in ingresso, come ha dimostrato il test di Kolmogorov Smirnov, che è stato applicato a dei segnali simulati.

In formule :

dove :

essendo

rispettivamente i valori di media e varianza della distribuzione di Rayleigh.

A questo punto, la soglia viene calcolata attraverso la funzione cumulativa Gaussiana inversa.

Il valore di soglia cosi calcolato è efficace contro il rumore, ma non è indicato nei casi in cui siano presenti uno o più impulsi disturbanti che correlano temporalmente con gli impulsi del filtro adattato, ovvero, che sono opportunamente spaziati nel tempo .

Un esempio di tale situazione è mostrato in figura 3.4 in cui sono stati simulati diversi impulsi, caratterizzati da un SNR pari a 16 dB, con un tool appositamente realizzato: i primi tre corrispondono al preambolo di una replica di Modo S da cui è stato eliminato il quarto impulso, mentre i successivi impulsi corrispondono esattamente ad un preambolo di Modo S. Come si osserva, il segnale in uscita del filtro adattato supera in più punti la soglia appena descritta, basata su considerazioni sul solo rumore. Quello che ci si aspetta è che il segnale filtrato superi la soglia solo in corrispondenza del preambolo, mentre resti sotto soglia altrove.

Per il calcolo della soglia denominata effettiva in figura 3.4 si sono quindi considerate le funzioni di densità di probabilità dei campioni relativi agli impulsi dell'inviluppo del segnale ricevuto. In questo caso, sia la componente in fase che quella in quadratura sono distribuite secondo una distribuzione gaussiana con varianza pari alla potenza di rumore e media non nulla, ma pari all'ampiezza del segnale. Per semplificare la notazione è stato omesso il termine di fase:

con SNR = A<2>/ 2O<2>

L'inviluppo del segnale è quindi distribuito secondo la statistica di Rice, che ha espressione:

dove I0è la funzione modificata di Bessel di ordine zero, la quale è definita come:

che ammette lo sviluppo in serie:

In generale:

Si trova [11] che media e varianza sono date dalle espressioni :

Si osserva che la statistica di Rice è una generalizzazione di quella di Rayleigh, infatti ponendo A = 0, si ottengono gli stessi risultati della legge di Rayleigh .

Nei casi di interesse, considerando la portata del radar secondario, ci si aspetta un SNR ben superiore ai 10 dB. Sotto tale ipotesi la distribuzione di Rice può essere ben approssimata da una distribuzione gaussiana con medra A e varianza σ<2 .>Anche rn questo caso e stato utilizzato il test di Kolmogorov Smirnov per verificare l'attendibilità dell'ipotesi fatta.

Affinché la soglia sia superata solo nel caso in cui in ingresso si abbiano quattro impulsi, questa deve essere calcolata sulla coda della funzione di densità di probabilità relativa ai campioni in uscita dal filtro quando in ingresso si hanno tre impulsi.

In tale evenienza, ogni campione in uscita è una variabile aleatoria, data dalla somma di 3m/4 variabili aleatorie distribuite secondo Rice, relative agli impulsi, e m/4 distribuite secondo Rayleigh, relative al rumore. Per cui i campioni in uscita, considerando le variabili aleatorie in ingresso indipendenti, sono distribuiti secondo funzioni di densità di probabilità che sono date dalla convoluzione delle funzioni di densità delle variabili in ingresso.

Anche in questo caso, considerando che m è generalmente grande, è lecito applicare il teorema del limite centrale.

Il segnale in uscita dal filtro è quindi un processo aleatorio gaussiano non stazionario; i valori di media e varianza cambiano ad ogni passo di clock al variare del segnale in ingresso, in base alla presenza o meno di impulsi. Essendo questi parametri noti, è possibile ricavare il valore di soglia per ottenere la probabilità di falso allarme desiderata.

I ragionamenti fin qui esposti sono stati applicati a delle repliche di Modo S registrate a Delft, Olanda, utilizzando un array lineare di quattro monopoli su un piano di massa. In figura 3.5 è mostrato lo schema di ciascuno dei quattro canali di ricezione.

Di ciascuna replica sono quindi disponibili le misurazioni effettuate sui quattro canali. In questo lavoro sono state utilizzate solo le misurazioni sul quarto canale in quanto presentano mediamente il rapporto segnale/rumore maggiore.

Ogni replica è stata processata sia con il preamble detector tradizionale, fondato sulla ricostruzione degli impulsi, descritto in [4], sia con quello basato sul filtro adattato, precedentemente illustrato. Sono state quindi valutate le probabilità di detezione nei due casi al diminuire del SNR.

Per ognuna delle 94 repliche a disposizione, si è partiti dal rapporto segnale rumore originario, ovvero quello disponibile al momento della registrazione, e lo si è diminuito di 1 dB alla volta, aggiungendo rumore AWGN, fino a valori di 3 dB di SNR. Per ogni valore di SNR impostato sono stati applicati i due algoritmi ed è stata verificata l'esatta detezione della replica, essendo nota la posizione del primo impulso del preambolo. La procedura viene reiterata per tutte le 94 repliche e per tutti i valori di SNR, da un massimo di 28 dB fino ai 3 dB impostati come valore minimo. Al termine del ciclo iterativo, vengono effettuate le stime sulla Pdnei due casi. È abbastanza intuitivo notare che le stime più affidabili sono quelle calcolate per bassi valori di SNR, in quanto sono state effettuate su un numero maggiore di repliche. Solo un numero limitato di repliche è stato infatti registrato con un SNR alto (24 28 dB ), mentre tutte le repliche, o quasi, presentano un SNR di almeno 10 dB.

In figura 3.6 sono riportati gli andamenti delle probabilità di detezione per i due algoritmi sotto esame, tradizionale e con filtro adattato, al variare del rapporto segnale/rumore. Si osserva che l'algoritmo proposto, grazie all'utilizzo del filtro adattato, ore prestazioni lievemente migliori di quello tradizionale. Il miglioramento non è particolarmente significativo in quanto nei sistemi SSR il rumore non rappresenta un fattore limitante, dato che generalmente le repliche ricevute presentano dei valori di SNR elevati (superiori ai 10 dB). Successivamente si analizzerà l'utilizzo del filtro adattato, appena visto, seguito da un dispositivo CFAR per il calcolo della soglia adattativa in ambienti caratterizzati da interferenze.

È importante notare che le considerazioni fatte sulle distribuzioni statistiche del rumore e dei segnali in ingresso sono valide per un ricevitore lineare come quello utilizzato nelle acquisizioni di Delft. Si è invece visto precedentemente che il radar SIR-S utilizza un amplificatore logaritmico per meglio gestire l'estesa dinamica dei segnali in ingresso (circa 80 dB). A pagina 21 è stata riportata la legge caratteristica dell'amplificatore logaritmico utilizzato nel radar SIR-S. Il rumore in uscita da tale amplificatore non è più distribuito secondo la legge di Rayleigh, come nel caso di ricevitore lineare, ma secondo la legge di Gumbel, come verrà mostrato nel seguito.

Si considera in ingresso al ricevitore del rumore il cui inviluppo è distribuito secondo Rayleigh:

Si considera inoltre un amplificatore logaritmico con la seguente curva caratteristica:

Applicando il teorema fondamentale del calcolo della probabilità [5], la densità di probabilità del rumore in uscita del ricevitore logaritmico è data da:

che può essere posta nella forma location-scale:

in cui i parametri di locazione $Le di scala $ssono dati da:

Si ottiene quindi una forma molto simile alla legge di Gumbel:

caratterizzata da media pari a E[z] = μG+ γ σG, in cui γ ≡ 0,5772156649 è la costante di Eulero, e varianza pari a VAR[z] = π<2>/6 * σG<2>. Ponendo μG= -(9L+ c) e σG= 9ssi ha infatti una legge di Gumbel ribaltata rispetto all'asse delle ordinate:

A questo punto è possibile calcolare media e varianza del rumore in uscita al ricevitore logaritmico:

Il valore quadratico é pari a :

Infine la varianza è data da:

E importante notare come la varianza del segnale in uscita al ricevitore logaritmico dovuta alla presenza di solo rumore termico non dipenda dalla potenza del rumore. Una volta noti questi parametri è possibile fare delle considerazioni sull'uscita del filtro adattato, analoghe a quelle effettuate precedentemente nel caso di ricevitore lineare.

FILTRO ADATTATO ALLE BRACKETS DI MODO A/C

Precedentemente si è parlato diffusamente del filtro adattato al preambolo per la rivelazione di repliche di Modo S. In modo analogo si è pensato di sviluppare un filtro adattato alle brackets di una replica di Modo Convenzionale, per rivelare repliche di Modo A/C.

Anche in questo caso la risposta impulsiva del FIR consiste in una versione scalata e ritardata di una coppia di impulsi, come mostrato in figura 3.7. Si osservano infatti i due impulsi, da 0,45 ps ciascuno, distanti 20,3 ps. I tempi di salita e discesa degli impulsi sono pari a 0,05 ps. I valori citati sono quelli nominali, specificati nell'annesso 10 dell'ICAO [1].

In presenza di solo rumore, l'utilizzo del filtro adattato alle brackets non ha presentato vantaggi significativi rispetto all'algoritmo tradizionale. Il filtro realizzato è stato infatti pensato per essere utilizzato in combinazione con un dispositivo CFAR, per la detezione di repliche convenzionali in un ambiente di interferenza, determinato dalla presenza di FRUIT di Modo S. Questo aspetto sarà trattato in maggior dettaglio nel seguito.

CFAR

Nella rivelazione del segnale, l'obiettivo di base è derivare la struttura ottimale del ricevitore, basandosi su un certo criterio di verifica che è determinato dalla specifica applicazione. Tali ricevitori ottimi (ideali) richiedono una descrizione statistica essenzialmente completa dei segnali in ingresso e del rumore. In pratica però, queste informazioni non possono essere disponibili a priori e le statistiche dei dati in input possono anche variare con il tempo. Tali vincoli portano a prendere in considerazione altri ricevitori (non ottimi). Nei radar primari (PSR) il problema è rivelare automaticamente un bersaglio nel rumore termico e nel clutter. Il clutter è il termine applicato a tutti i segnali radar indesiderati prodotti da scatteratori che non sono di interesse all'utente del radar. Esempi di echi indesiderati, o clutter, nella rivelazione del segnale radar sono riflessioni da terreno, mare, pioggia, uccelli, insetti, chaff e così via.

Poiché l'ambiente in cui un radar opera dipende da fattori quali le condizioni atmosferiche e l'ubicazione sica del sistema, i segnali restituiti sono statisticamente non stazionari, con la varianza sconosciuta all'ingresso del ricevitore. Il ricevitore ideale, utilizzando una soglia fissa, è estremamente sensibile alla varianza totale di rumore (rumore termico più clutter). Infatti, un piccolo aumento della potenza totale di rumore porta ad un aumento di parecchi ordini di grandezza nella probabilità di falso allarme.

Di conseguenza, sono necessarie delle tecniche adattative per la soglia al fine di mantenere una probabilità di falso allarme costante (Constant False Alarm Rate, CFAR). Si vuole quindi che il ricevitore garantisca una probabilità di falso allarme fissata e la massima probabilità di detezione del bersaglio [11].

Classificazione dei CFAR

Le tecniche CFAR si possono dividere in due grandi categorie, in funzione del fatto che siano basate su statistiche spaziali o statistiche temporali. Nella prima categoria CFAR, la soglia di rivelazione è calcolata sulla base delle statistiche temporali del disturbo. Gli elaboratori che utilizzano queste tecniche sono spesso chiamati elaboratori a mappe di clutter. Nella seconda categoria la soglia di rivelazione T viene calcolata cella per cella, considerando i valori dei segnali presenti in un gruppo di celle che circondano quella sotto analisi (Celi Under Test, CUT) nella stessa scansione. In Figura 4.1, è riportato lo schema di un generico dispositivo CFAR, in cui il blocco denominato elaboratore assume differenti forme secondo il tipo di CFAR spaziale che si intende implementare.

Ne esistono diversi tipi:

CA-CFAR Celi Averaging CFAR, proposto da Finn e Johnson [il], che fissa la soglia adattativa stimando la media di una finestra di N celle in range;

LCA-CFAR Log Celi Averaging CFAR, simile al precedente con la sola differenza che è preceduto da un ricevitore logaritmico, consentendo così di gestire una dinamica elevata del segnale in ingresso;

GO-CFAR Greatest Of CFAR, calcola il massimo delle somme delle finestre di leading, che precedono la cut, e quelle di lagging, che la seguono;

SO-CFAR Smallest Of CFAR, simile al precedente, con la differenza che viene selezionato il valore minimo;

OS-CFAR Ordered Statistic CFAR, effettua un ordinamento crescente dei campioni d'eco presenti nelle finestre di riferimento, selezionando il k-esimo elemento per calcolare la soglia;

TM-CFAR Trimmed Mean CFAR, è una generalizzazione del CA-CFAR e dell'OS-CFAR, ai quali si riduce come casi particolari. Gli echi della finestra di riferimento sono inizialmente ordinati, scartandone poi i T2valori più grandi e i Tipiù piccoli. La soglia è calcolata operando la media sugli (N - TL- T2)campioni rimanenti.

Il funzionamento è piuttosto semplice: l'eco proveniente dalla cella y, viene confrontato con la soglia di rivelazione calcolata a partire dagli N echi relativi alle celle adiacenti ad y, contenute nella finestra di N 1 campioni in range.

La cella sotto test non è inclusa nella stima della soglia, evitando così che il bersaglio eventualmente presente la innalzi, sovrastimando, di fatto, il clutter. È possibile che si vogliano scartare gli echi di alcune celle immediatamente adiacenti a quella di interesse, evitando che eventuali bersagli estesi (ovvero di dimensioni maggiori della cella di risoluzione) alzino eccessivamente la soglia, mascherando il bersaglio stesso. Le celle in questione sono dette celle di guardia.

Si può parlare di bersaglio presente nella cella sotto test, se risulta Y > TZ (dove Z è il valore di uscita calcolato dall'elaboratore), ossia se l'eco ad essa associato supera la soglia. T è un fattore di scala necessario per garantire la probabilità di falso allarme desiderata [11].

Le tecniche CFAR fin qui descritte sono state pensate per essere utilizzate nei radar primari. Questa invenzione si propone invece di cercare di adattare queste tecniche, in particolare il CA-CFAR, al processamento di repliche convenzionali e di Modo S. Nei sistemi SSR infatti il rumore non rappresenta un fattore limitante, in quanto generalmente si trova diversi dB sotto il segnale ricevuto. Al contrario le interferenze, causate da altri sistemi SSR o sistemi diversi che utilizzano lo stesso canale, possono degradare le prestazioni dei sistemi radar secondari. Tali interferenze possono essere viste come una sorta di clutter. Questa analogia tra i sistemi primari e quelli secondari ha portato ad ipotizzare l'utilizzo di un dispositivo CFAR per la detezione di repliche di Modo Convenzionale e di Modo S.

Applicazione a repliche di Modo A/C

Negli ultimi anni si è assistito ad un crescente dispiegamento di stazioni radar di Modo S, che ha portato ad una sensibile riduzione del fenomeno chiamato FRUIT, ma ha altresì creato un nuovo ambiente di interferenza, caratterizzato da un elevato numero di repliche di Modo S.

Inoltre il processo di detezione di repliche convenzionali è compromesso dal fatto che il canale di comunicazione è utilizzato da un grande numero di sistemi, quali TCAS, ADS-B, multilaterazione.

Il processo di detezione di repliche di Modo S prevede l'inibizione dei processori di repliche convenzionali quando viene rilevato un preambolo di Modo S. Questo approccio è valido per rapporti SNR alti, ovvero quando il preambolo viene chiaramente distinto. A causa dell'elevato tasso di FRUIT di Modo S, e della bassa potenza con cui questi vengono ricevuti, può però capitare che il preambolo non venga rilevato e che il blocco dati venga analizzato dai processori di repliche convenzionali. Un requisito generale di progettazione dei moderni radar di Modo S è lo sfruttamento di quattro o cinque processori convenzionali in parallelo, cosicché il blocco dati di Modo S può saturare le capacità di processamento ed inficiare le performance di corretta detezione sui bersagli convenzionali.

In figura 4.2 è ad esempio mostrata una replica di Modo s, che è stata fatta passare in un filtro adattato alle brackets di una replica di Modo A/C. È immediato verificare, analizzando i picchi della funzione di correlazione, che, escludendo il preambolo, sono presenti ben 31 potenziali coppie di parentesi, che quindi saturerebbero i 4 processori di Modo A/C di cui dispone il radar SIR-S. In una replica di tipo long, il cui corpo dati dura 112 μs, il numero di parentesi rivelate sarebbe ovviamente maggiore. Questo fenomeno può risultare particolarmente dannoso se al corpo dati della replica di Modo S è sovrapposta una replica di Modo A/C. Una situazione come quella appena descritta è riportata in figura 4.3, in cui si può osservare la simulazione, effettuata con un sistema simulatore d'ambiente radar, di una replica di Modo s a cui ne è sovrapposta una di Modo A/C. Se il segnale raffigurato fosse processato, i 4 processori di Modo A/C verrebbero saturati dal passaggio della prima parte del corpo dati della replica di Modo S, e la replica di Modo A/C non verrebbe rivelata.

Nelle prossime pagine viene presentato un approccio al problema che sfrutta un filtro adattato alle brackets di una replica A/C (già visto precedentemente) il quale calcola la correlazione del segnale in ingresso con il segnale di riferimento.

Viene inoltre proposta una tecnica CFAR che modifica adattativamente la soglia di detezione per mantenere costante la probabilità di falso allarme. L'architettura di riferimento del dispositivo CFAR adottato è stata quella mostrata in figura 4.1, a cui sono state apportate delle modiche, come mostrato in figura 4.4.

Il segnale in uscita dal filtro adattato alle brackets viene caricato in un Buffer di n finestre, ognuna larga t ps. In questo studio sono state considerate 18 celle, 9 di leading e 9 di lagging, oltre a quella di test e le 2 di guardia. Per quanto riguarda la durata di ogni cella, si è osservato che il picco di correlazione tra due impulsi di 0,45 ps ciascuno è largo circa 1 ps. È stato pertanto scelto questo valore come larghezza temporale di ogni cella. La finestra di osservazione è quindi di 21 ps.

I campioni in uscita dal filtro adattato vengono mediati all'interno di ogni cella; questi valori vengono quindi sommati separatamente tra le celle di leading e quella di lagging, per fornire U e V, dei quali viene calcolata un'ulteriore media per fornire Z.

Questo valore viene a sua volta moltiplicato per un fattore T determinato empiricamente pari a 1,2. Alla soglia così calcolata ne va aggiunta una fissa, detta detection threshold, pari a 6 alla frequenza di campionamento di 16 MHz, tale da rivelare la presenza di una replica A/C, in assenza di sovrapposizioni con altre repliche. In altre parole, se in ingresso ci fosse solo una replica A/C, Z sarebbe piccolo, mentre la detection threshold ne garantirebbe comunque la detezione. In figura 4.5 è mostrato il caso in cui in ingresso si ha solo una replica di Modo A/C, riportata nel grafico in alto. In basso si osservano invece l'uscita del filtro adattato alle brackets e la soglia di detezione determinata dal dispositivo CFAR. Si nota come questa venga superata solo in corrispondenza del picco di correlazione, che coincide con il passaggio della seconda bracket nel filtro adattato. In figura 4.6 è stato invece simulato il caso in cui giungono al ricevitore due repliche sovrapposte, una di Modo S e l'altra di Modo Convenzionale. Nel grafico in basso, si osserva che l'uscita del filtro supera la soglia in più punti tre per l'esattezza di cui solo uno, quello centrale, che coincide con il passaggio della seconda bracket nel filtro, è di interesse. Il fatto che la soglia venga superata in più punti non deve preoccupare, in quanto sono disponibili quattro processori convenzionali in parallelo; l'importante è che non venga superata in più di quattro punti. È notevole il passo in avanti rispetto alla situazione in cui venivano rivelate 31 coppie di brackets potenziali.

È importante notare che si sono considerati segnali in ingresso al filtro adattato normalizzati ad 1.

Il dispositivo n qui descritto è stato testato su delle repliche convenzionali immerse in FRUIT di Modo S e di Modo A/C. Sono stati considerati 10000 FRUIT al secondo, di cui il 70% di Modo A/C, il 21% di Modo S short e il restante 9% di Modo S long. Il segnale dal target noto viene ricevuto con una potenza di -50 dBm, corrispondente ad una distanza media, mentre la potenza dei FRUIT è stata variata, da -70 dBm a -40 dBm. I risultati ottenuti sono mostrati in figura 4.7. Si osserva che la tecnica adottata, che utilizza il filtro adattato alle brackets, seguito dal dispositivo CFAR, guadagna diversi punti percentuali di Pdper tutte le potenze di FRUIT considerate.

Applicazione a repliche di Modo S

Visti i buoni risultati ottenuti per la detezione di repliche convenzionali, si è cercato di applicare gli stessi ragionamenti alla detezione di preamboli di Modo S. Anche in questo caso si è utilizzato un filtro, adattato al preambolo, seguito da un dispositivo CFAR, secondo lo schema mostrato in figura 4.8.

In questo caso il numero di celle è stato ridotto a 10, essendo il preambolo lungo 8 ps. Ogni cella è larga 1 ps per le stesse considerazioni sulla larghezza del picco di correlazione tra due impulsi larghi 0.5 ps ciascuno. A differenza dello schema adottato nella rivelazione di repliche convenzionali (figura 4.4) si osserva che non viene utilizzata la detection threshold. Ciò permette l'utilizzo di segnali in ingresso al filtro adattato non normalizzati.

È stato proposto infine un altro schema, mostrato in figura 4.9, del tutto simile al primo, dal quale si differenzia per la definizione del valore Z che è pari al massimo tra U e V invece che alla loro media, come nel primo caso.

In figura 4.10 è riportato un esempio di processamento di un replica di Modo S, riportata nel grafico in alto. Nel grafico in basso sono invece riportati gli andamenti nel tempo della cut e della soglia elaborata dal dispositivo CFAR.

Il grafico relativo alla celi under test non ha il tipico andamento dell'uscita di un filtro adattato al preambolo, mostrato ad esempio in figura 3.2, in quanto questo segnale è stato mediato su una finestra (cella) di 1 μs. Si osserva che la soglia viene superata solo in corrispondenza del picco di correlazione relativo all'entrata del quarto impulso del preambolo della replica nel filtro adattato.

Entrambi gli algoritmi sono stati testati sulle repliche registrate a Delft, e confrontati con l'algoritmo tradizionale, attualmente implementato nel radar SIR-S, basato sulla ricostruzione e la ricerca degli impulsi nelle posizioni canoniche. Nel grafico riportato in figura 4.11 viene mostrato l'andamento delle probabilità di detezione (Pd) al variare del rapporto segnale/rumore. Si osserva come i due algoritmi basati sull 'utilizzo del dispositivo CFAR guadagnano diversi dB di SNR a parità di probabilità di detezione, ed in particolare il secondo schema, in cui Z è pari al massimo tra U e V , risulta migliore del primo. Per rapporti segnale/rumore di 10 dB la probabilità di detezione è ancora prossima all'unità in entrambe le configurazioni, mentre con l'algoritmo tradizionale la Pdè pari all'80% circa. Si ricorda di nuovo che nei sistemi SSr, data la peculiarità del collegamento ad una via, difficilmente vengono processati segnali con SNR inferiori ai 10 dB. Ciò vuol dire che le architetture proposte permettono di avere una Pdprossima all'unità su tutta la copertura radar.

Anche in questo caso sono stati fatti dei test su repliche di Modo S immerse in FRUIT di Modo S e di Modo A/C. Sono stati nuovamente considerati 10000 FRUIT al secondo, di cui il 70% di Modo A/C, il 21% di Modo S short e il restante 9% di Modo S long. Il segnale dal target noto viene ricevuto con una potenza di -50 dBm, corrispondente ad una distanza media, mentre la potenza dei FRUIT è stata variata, da -70 dBm a -40 dBm. I risultati ottenuti sono mostrati in figura 4.12. Si osserva che la tecnica adottata, che utilizza il filtro adattato al preambolo, seguito dal dispositivo CFAR mostrato in figura 4.9, guadagna diversi punti percentuali di Pdper tutte le potenze di FRUIT considerate .

LISTA DEGLI ACRONIMI

AARTU Azimuth And Range Timing Unit ACAS Airborne Collision Avoidance System

ACP Azimuth Count Pulse

ACPR Azimtuh Count Pulse per Revolution

ADSB Automatic Dependent Surveillance Broadcast

ADSEL ADress SELective

AGC Automatic Gain Control

ALC Automatic Level Control

ATC Air Trac Control

AWGN Additive White Gaussian Noise BITE Built In Test Equipment

BPS Band Pass Filter

CA-CFAR Celi Averaging CFAR

CDF Cumulative Density Function CFAR Constant False Alarm Rate

CUT Celi Under Test

DABS Discrete Address Beacon System DSS Data Storage Standard

EDR Extended radar Data Recorder FIR Finite Impulse Response

FRUIT False Replies Unsynchronized In Time

GO-CFAR Greatest Of CFAR

GPS Global Positioning System

ICAO International Civil Aviation Organization

IF Intermediate Frequency

IFF Identification Friend or Foe IPR Interrogations Per Revolution IRF Interrogation Repetition Frequency

ISLS Interrogation Side Lobe Suppression

LAN Locai Area Network

LAPB Link Access Protocol Balanced LCA-CFAR Log Celi Averaging CFAR

LE Leading Edge

LIC Limiter-Coupler

LVA Large Vertical Aperture

LNA Low Noise Amplifier

Mk Mark

NM Nautical Mile

OBA Off Boresight Angle

OS-CFAR Ordered Statistic CFAR

PD Phase Detector

PdProbability of Detection

PDF Probability Density Function P-, Probabilità di Falso Allarme PMC PCI Mezzanine Card

PPI Pian Position Indicator

PRES PRESence

PS Power Splitter

PSR Primary Surveillance Radar PVV Pulse Vector Voltmeter

RADAR RAdio Detection And Ranging RASSS Radar Analysis Support System for Sites

REP REply Processor

RES Radar Environment Simulator RF Radio Frequency

RFT RF Testset

RFA Radar Field Analyzer

RIV Rivelatore d'ampiezza

RPCM Reply Processor & Channel Management

RSLS Receiver Side Lobe Suppression RVI Radar Video Interface

RVR Radar Video Recorder

RX Unità ricevitore

RXCM Receiver Control Module

SLS Side Lode Suppression

SNR Signal to Noise Ratio

SO-CFAR Smallest Of CFAR

SPI Special Position Identification SSR Secondary Surveillance Radar STC Sensitivity Time Control

TCP Transmission Control Protocol TE Trailing Edge

TO Test Oscillator

TOY Time Of Year

TM-CFAR Trimmed Mean CFAR

TRGS Trigger S

TX Unità trasmettitore

UDP User Datagram Protocol

UTC Coordinated Universal Time VNA Vector Network Analysis

VEG VME Event Generator

VIM Video Interface Module

VME Versabus Module Eurocard

VVA Voltage Variable Attenuator

∑ Canale Somma

Δ Canale Differenza

Ω Canale Omnidirezionale BIBLIOGRAFIA

[1] Aeronautical Telecommunications , Annex 10 to thè Convention on International Civil Aviation _ Voi. IV, International Civil Aviation Organization (icao), Luglio 1998

[2] M.C. Stevens, Secondary Surveillance Radar, Artech House, 1988

[5] G. Galati, Radar e Navigazione, Texmat, 2004

[6] Federai Aviation Administration, Documento FAA-E-2716 & Amend.-2, Marzo 1983

[11] M. Barkat, Signal Detection and Estimation, Artech House, 2005

[14] Documentazione sul sistema RASS-S, http://www.intersof t-electronics.com/

Claims (5)

1. RIVENDICAZIONI 1. Dispositivo per la radio-identificazione cooperativa di un oggetto fisso o in movimento, comprendente : · mezzi ricetrasmettitori configurati per trasmettere un segnale di interrogazione specificatamente indirizzato a detto oggetto, e per ricevere un segnale di replica trasmesso da detto oggetto in risposta a detto segnale di interrogazione; detti mezzi ricetrasmettitori comprendendo mezzi rilevatori di un segnale di replica; caratterizzato dal fatto che detti mezzi rilevatori di un segnale di replica comprendono: • mezzi di filtraggio adattati a detto segnale di replica; e • mezzi di mantenimento di un tasso di falso allarme ad un valore sostanzialmente costante.
2. 2. Dispositivo secondo la rivendicazione 1, in cui detto segnale di interrogazione e detto segnale di replica comprendono, ciascuno, un preambolo associato a detto oggetto, ed in cui detti mezzi di filtraggio adattati a detto segnale di replica comprendono mezzi di filtraggio adattati a detto preambolo.
3. 3. Dispositivo secondo la rivendicazione 1, in cui detto segnale di interrogazione e detto segnale di replica comprendono, ciascuno, brackets, ed in cui detti mezzi di filtraggio adattati a detto segnale di replica comprendono mezzi di filtraggio adattati a dette brackets .
4. 4 . Dispositivo secondo una qualsiasi delle rivendicazioni precedenti, in cui detti mezzi di mantenimento di un tasso di falso allarme ad un valore sostanzialmente costante comprendono mezzi di adattamento di una soglia di falso allarme sulla base dei segnali di replica ricevuti.
5. 5. Dispositivo secondo la rivendicazione 4, in cui detti mezzi di adattamento di detta soglia di falso allarme comprendono mezzi di campionamento numerico dei segnali di replica ricevuti, e mezzi di elaborazione dei campioni dei segnali di replica ricevuti per l'adattamento di detta soglia di falso allarme.