ITTO20090367A1 - Procedimento e sistema di conversione statica per la regolazione della potenza in una rete elettrica in corrente alternata - Google Patents

Description

DESCRIZIONE dell'invenzione industriale dal titolo: "Procedimento e sistema di conversione statica per la regolazione della potenza in una rete elettrica in corrente alternata"

DESCRIZIONE

La presente invenzione riguarda un procedimento di regolazione della potenza in una rete elettrica in corrente alternata tramite un sistema di conversione statica.

Sfondo dell'invenzione

La comunità internazionale sta dedicando crescenti risorse all’innovazione nella conversione statica di media/alta potenza, fino alla media tensione, sospinta sia dalla potenzialità di nuove applicazioni, come la generazione di energia da fonti rinnovabili, sia dalla crescente richiesta di migliori prestazioni di conversione e compatibilità in applicazioni tradizionali, ad esempio per l'alimentazione di motori elettrici in impianti esistenti.

Il denominatore comune di tali sforzi si può riassumere nella utilizzazione delle proprietà di regolazione delle tecniche del tipo PWM (Pulse Width Modulation), permesse dalla commutazione forzata, in sostituzione di quelle più limitate della commutazione naturale a diodi controllati, tuttavia risolvendo alla radice i problemi di compatibilità ed efficienza posti dalle strutture PWM note allo stato dell’arte.

Lo stato dell’arte della commutazione forzata “two-level” è infatti rappresentato da strutture circuitali semplici, nelle quali le grandezze elettriche sono generate e regolate da impulsi a due valori o livelli che delimitano il campo di regolazione. La commutazione forzata fra tali valori o livelli estremi produce una quantità di energia dissipata che, alla elevata frequenza di commutazione richiesta dalle tecniche PWM, ha effetto energetico dominante sul rendimento totale.

La riduzione dei tempi di commutazione, quindi dell’energia persa, non è attuabile per limiti dinamici dei semiconduttori o fisici di lay-out, cui corrisponde l’emissione di interferenze elettromagnetiche che rendono un convertitore incompatibile o aggravato dalla presenza di filtri complessi e in parte dissipativi per assicurare la compatibilità elettromagnetica.

Il compromesso fra prestazioni di commutazione e di compatibilità elettromagnetica, alla base della diffusione degli azionamenti elettrici industriali, si basa anche sull’opportunità di utilizzare nuove macchine elettriche, o riprogettare ad hoc macchine tradizionali, capaci di sostenere le sollecitazioni dinamiche di commutazione al fine di sfruttarne la natura reattiva induttiva come parte funzionale della conversione.

In questo contesto è ovvio considerare che le applicazioni di generazione nella rete elettrica non possono essere ricondotte a quelle degli azionamenti industriali. Per le applicazioni di generazione si impone la necessità di attenuare le discontinuità delle commutazioni PWM verso il circuito elettrico convertito, cioè di disporre filtri (ovvero bipoli reattivi di filtro) che incidono in misura dominante su volume, massa, rendimento e costo di un convertitore PWM completo.

Stato dell’arte

Nella attualità gli sforzi della ricerca internazionale sembrano in larga misura devoluti alla dimostrazione della funzionalità di nuove strutture di conversione più complesse, aventi in comune l’approccio detto "multilivello", con il quale sono resi disponibili molteplici valori istantanei diversi di tensione, intermedi tra i valori estremi richiesti dall’applicazione. Tale molteplicità di livelli si realizza ponendo in serie molteplici sottostrutture elementari, capaci di commutare ampiezze che sono una frazione del campo totale dei valori. La composizione polifase di tali sottostrutture elementari ottiene anche proprietà e ridondanze peculiari delle componenti vettoriali risultanti.

Il termine “multi-level” sintetizza la distinzione rispetto allo stato dell’arte “two-level”.

Il frazionamento multilivello aumenta la risoluzione, permettendo di ridurre l’ampiezza delle singole discontinuità, richieste per la regolazione di valor medio in tutto il campo di regolazione specificato. La riduzione delle singole discontinuità riduce le perdite per commutazione e migliora la compatibilità, ovvero richiede filtri (reattivi) di costo ridotto in proporzione all’ampiezza delle singole discontinuità. D’altro canto, tale molteplicità multilivello è realizzata con una serie di molteplici interruttori, che aumentano grandemente le perdite nei semiconduttori per la conduzione della medesima componente di corrente.

Tuttavia le strutture multilivello possono anche essere indispensabili, ad esempio in media tensione, in quanto gli interruttori elementari sarebbero o non convenienti, o non realizzabili per sostenere la piena tensione. In questo senso lo sviluppo delle strutture multilivello segue un percorso obbligato dalla necessità, con la quale vengono giustificate complessità, costi, precarietà funzionali, che diversamente verrebbero giudicate inaccettabili. Tra queste se ne possono mettere in evidenza alcune correlate con la cascata di sottostrutture:

- molteplici alimentazioni di tensione indipendenti, costose e difficili da dimensionare per il funzionamento fortemente discontinuo di ciascuna sottostruttura;

- le sottostrutture “flottanti” richiedono una alimentazione galvanicamente isolata, a trasformatore;

- una alimentazione rigenerativa in alternativa al rilevante sovradimensionamento di un banco di condensatori, capace di accumulare e erogare i picchi di potenza permettendo il dimensionamento degli alimentatori per un opportuno valore medio di potenza.

In conclusione, la conversione multilivello richiede una molteplicità, crescente col numero di livelli, di alimentatori a trasformatore e/o accumuli di energia in banchi di condensatori isolati (Flying Capacitor Banks).

Considerando i requisiti e i costi di ciascuna sottostruttura e la necessità di protezione del sistema di conversione completo dal guasto o dal disservizio individuale, il peso degli “alimentatori” spiega la ridotta diffusione della conversione multilivello, in contrasto con le aspettative previste dalla riduzione di costo dei filtri di ingresso e di uscita.

Tuttavia il problema di competitività dei convertitori multilivello è più semplicemente evidenziato dall’aumento delle perdite di potenza per conduzione, correlato con il numero di componenti in serie o di strutture in cascata che devono condurre la medesima corrente per ottenere la prestazione multilivello.

Sintesi dell'invenzione

Uno scopo della presente invenzione è di proporre un approccio innovativo alla conversione statica fondato sul riconoscimento delle proprietà di componenti caratteristiche delle grandezze elettriche alternative, assecondando le quali si definiscono strutture di conversione implicitamente dotate di prestazioni “multilivello”, di tipo singolare in quanto peculiari del sistema in c.a. convertito.

Un ulteriore scopo è di proporre un approccio alla conversione statica che richieda strutture circuitali molto semplificate, economiche e di alto rendimento per il ridotto numero di componenti o strutture in cascata, in relazione al grado di risoluzione della regolazione multilivello.

Questi ed altri scopi vengono realizzati secondo l'invenzione mediante un procedimento di regolazione della potenza in una rete elettrica in corrente alternata tramite un sistema di conversione che presenta almeno due terminali di connessione alla rete, in cui a ciascuno di detti terminali corrisponde un rispettivo potenziale elettrico.

I potenziali di detti terminali presentano rispettivi inviluppi superiore ed inferiore la cui differenza, definita "tensione d'inviluppo", è una grandezza continua positiva variabile, presentante un valore massimo, definito "ampiezza di inviluppo".

Il procedimento comprende le operazioni di: - definire almeno un campo superiore di valori di tensione o campo di inviluppo, comprendente detto valor massimo o ampiezza di inviluppo e presentante un'estensione sostanzialmente inferiore all'ampiezza di inviluppo;

- utilizzare una struttura includente almeno un primo convertitore statico atto a regolare la potenza elettrica attraverso la regolazione della tensione di inviluppo nel suddetto campo superiore; - detto campo superiore avendo un'estensione determinata in modo tale per cui detto almeno un convertitore statico regola più della metà della potenza elettrica attiva media scambiata con la rete. Definizioni e caratteristiche dell'invenzione L'invenzione permette di ottenere nuove proprietà di conversione sulla base della distinzione degli effetti energetici e delle proprietà di valori caratteristici delle grandezze in c.a..

L'invenzione prevede l'impiego di un sistema di conversione di potenza variabile intorno ad un valore medio definito continuo, che può essere correttamente accoppiato ad una rete in c.c., in relazione alla quale opera come "inverter" per attuare la regolazione di potenza nella rete in c.a.. La struttura risultante è quindi del tipo c.c./c.a.. Il campo dei valori di potenziale sul lato c.c. necessario per la regolazione verso le connessioni alla rete in c.a., corrisponde alla differenza tra i potenziali di inviluppo superiore ed inferiore di tutti i potenziali elettrici dei terminali di connessione verso la rete in c.a., tale differenza essendo definita tensione di inviluppo.

La tensione di inviluppo è in generale una variabile, positiva per definizione, il cui valore massimo viene denominato ampiezza di inviluppo, o più semplicemente "ampiezza", tale variabile essendo quella dominante sul dimensionamento del sistema di conversione nel suo complesso.

In un modo elementare di attuazione dell'invenzione l'ampiezza di inviluppo viene ripartita in due campi di valori, definiti l'uno "campo superiore" o "campo di inviluppo", o ancora di tipo “E “(dall'inglese Envelope), l'altro "campo inferiore" o "campo di transizione", o ancora di tipo “T” (dall'inglese Transition).

A tale ripartizione o scomposizione, nel seguito definita scomposizione "ET", nelle diverse configurazioni corrispondono sottostrutture di conversione dedicate, cioè specificamente dimensionate per le componenti di tipo E e di tipo T, per cui le strutture di conversione realizzate conformemente alla presente invenzione possono essere definite in generale "DC/ETAC", per evidenziare il riferimento alle componenti E e T delle grandezze in c.a..

Descrizione dei disegni

Ulteriori caratteristiche e vantaggi dell'invenzione appariranno dalla descrizione dettagliata che segue, effettuata a puro titolo di esempio non limitativo, con riferimento ai disegni allegati, nei quali:

la figura 1 è un diagramma che mostra, in funzione di una coordinata angolare riportata in ascissa, andamenti di tensione, corrente e potenza in un sistema monofase con cosϕ=1;

la figura 2 è una diagramma che illustra una scomposizione, del campo di variazione della tensione d’inviluppo di una tensione sinusoidale, in sottocampi di regolazione di tipo E e T;

la figura 3 è uno schema circuitale di principio di un inverter monofase con convertitori per le componenti E e T, alimentati in rispettivi campi di tensione continua;

la figura 4 è un diagramma che illustra come viene composto l'andamento della tensione di inviluppo di una terna regolare simmetrica di tensioni fase-neutro sinusoidali di ampiezza unitaria,

la figura 5 è uno schema elettrico di principio di uno stadio di un inverter trifase secondo l'invenzione;

la figura 6 è una serie di diagrammi che illustrano gli andamenti di componenti di tensione in un sistema trifase;

la figura 7 è uno schema elettrico che mostra una struttura elementare di stadio di inverter trifase secondo l'invenzione;

la figura 8 è uno schema elettrico di un inverter trifase cui è aggiunto un convertitore omopolare;

la figura 9 è uno schema elettrico di una matrice di filtro trifase controllata in corrente con l'impiego di snubber;

la figura 10 è uno schema elettrico di uno stadio trifase di transizione direttamente connesso alla rete in c.a., associato ad una matrice di connessione per convertitori di inviluppo;

la figura 11 è uno schema elettrico di un inverter trifase in cui sono integrati tre convertitori di transizione ed una matrice di connessione pilotata da un convertitore di inviluppo a MOSFET; la figura 12 è uno schema comprendente una matrice di connessione commutata verso una rete in c.a. trifase che permette la connessione indipendente di due componenti di corrente di transizione di direzionalità opposta, regolabili indipendentemente;

la figura 13 è uno schema di convertitore diretto DC/AC di potenza attiva attraverso un DC-link di tensione d'inviluppo;

la figura 14 è un altro schema di convertitore diretto DC/AC di potenza attiva attraverso un DC-link di tensione d'inviluppo;

la figura 15 è uno schema di convertitore completo AC/ET/AC;

la figura 16 è uno schema di convertitore ET/AC con convertitore di transizione comprendente un commutatore di livelli;

la figura 17 è uno schema elementare con un unico trasformatore per la realizzazione di una conversione interamente "FC-less";

la figura 18 è uno schema di convertitore AC/ET/AC a transizione multilivello con frazionamento minimo;

la figura 19 è uno schema di conversione AC/ET/AC a flusso di potenza di verso definito e con modularità di corrente pari a circa la metà dell’ampiezza delle correnti alternate di linea; la figura 20 mostra un sistema di conversione AC/ET/AC senza “Flying capacitors” e con conversione di tipo omopolare, e con un DC link ripartito in sette livelli;

la figura 21 mostra lo schema di un dispositivo di commutazione forzata multilivello; e

la figura 22 mostra lo schema di un gruppo di conversione DC/ET/AC per la generazione in una rete AC monofase da una sorgente di tensione DC.

Descrizione dettagliata di modi di attuazione Identificazione della componente E di maggior potenza di una grandezza AC

Si considera ad esempio una tensione alternativa in una rete polifase qualsiasi, presente tra due terminali della rete connessi ad un convertitore che la deve regolare.

Si può dimostrare che in ogni caso la maggior parte della potenza attiva in ogni singolo periodo è convertita per valori prossimi ai valori di ampiezza massima e minima della forma d’onda di tale tensione, ovvero prossimi al valore massimo del modulo della tensione, mentre la restante parte della forma d’onda della tensione definisce le modalità di passaggio o transizione tra i sottointervalli del periodo AC nei quali la conversione di potenza attiva è realizzata in quantità superiore.

Come esempio canonico, le forme d’onda alternative sinusoidali di figura 1 rappresentano una tensione v(t)=V<ˆ>sin (2 πt/TAC) di ampiezza V<ˆ>unitaria (TACessendo il periodo) e la componente di corrente i(t) proporzionale, di ampiezza Iˆ =0, 8 per ragioni grafiche.

La potenza istantanea p(t), prodotto delle due forme d’onda v(t) e i(t), è una cosinusoide di seconda armonica che si annulla due volte nel periodo di v(t) e i(t) e ha valore medio P = 0,4, pari alla metà della potenza massima di picco, 0.8 nel caso della figura 1. La potenza media P è invariante in presenza di qualsiasi altra componente della corrente i(t), non proporzionale alla tensione v(t).

Con il calcolo integrale si può dimostrare quanto segue:

- l'82% della potenza attiva viene prodotto nei quarti di periodo in cui |v(t)| > 0.707 Vˆ ;

- il 65% della potenza attiva viene prodotto nei sesti di periodo in cui |v(t)| > 0.866 Vˆ .

In altri termini, la presente invenzione si basa sul riconoscimento che una regolazione della tensione nel campo da 0.707 Vˆ a 1.00 Vˆ , (cioè in un campo pari a meno del 30% dell'ampiezza Vˆ ) consente di regolare una quota nettamente maggioritaria (82%!) della potenza attiva; analogamente, una regolazione della tensione nel campo da 0.866 Vˆ a 1.00 Vˆ (cioè in un campo pari a meno del 15% dell'ampiezza Vˆ ) consente di regolare una quota comunque preponderante (65%!) della potenza attiva.

Con riferimento alla definizione dell'invenzione data nella rivendicazione 1, negli esempi numerici sopra considerati, come "campo superiore" o campo di inviluppo si può adottare il campo [0.707 : 1]Vˆ , oppure il campo [0.866 : 1]Vˆ .

Con riferimento al caso sinusoidale di una rete monofase a due connessioni, la figura 2 riporta un esempio di scomposizione ET (inviluppotransizione) della tensione di inviluppo, in questo caso coincidente con il modulo della singola tensione AC, in un sottointervallo di valori di transizione da zero a VTche definisce il sottocampo di regolazione di transizione “TR”, pari ad esempio al 75% dell’ampiezza in figura, e in un altro sottointervallo di valori, compreso tra VTe l’ampiezza VEAo ampiezza di inviluppo, che definisce il sottocampo di regolazione “ER” dei valori massimi della tensione di inviluppo, di estensione VE =VEA –VT. Caso teorico elementare : stadio di inverter monofase ET/AC.

Con riferimento al caso monofase di fig.2, un convertitore ETAC può essere teoricamente realizzato come riportato in fig.3, nella configurazione che si può definire “ET/AC”, dove la separazione ET-“slash”-AC evidenzia che i sistemi di conversione di tipo E e T (“inviluppo” e “transizione”), indicati nella figura 3 con ES e, rispettivamente, TS e realizzati nell’esempio illustrato con semplici celle canoniche (moduli tipo inverter-leg), sono strutturalmente separati da una matrice di inversione e connessione commutata alla rete ACNW, indicata con SWM e realizzabile in modo convenzionale.

Nel caso di figura 3 la “matrice di interruttori” SWM, nel seguito più dettagliata, è realizzata per commutazione di diodi controllati, proprio per sottolineare che si tratta della commutazione di grandezze alternate e non di una regolazione PWM.

Il caso di fig. 3 evidenzia altri aspetti strutturali:

- la rete DC deve generare le due tensioni continue necessarie; tuttavia le capacità di filtro sono in serie, in particolare non flottanti come in altre strutture tipo multilevel;

- nell'implementazione di principio mostrata nella figura la matrice SWM di interruttori in AC non è generica, in quanto per definizione di inviluppo almeno una serie di tiristori possono essere sostituiti da semplici diodi, evidenziati e indicati con D nella figura, pertanto i tiristori TNR ad essi in parallelo non richiedono la reversibilità dello stato di interdizione.

Ciascun interruttore della matrice SWM è in molteplicità doppia per permettere la connessione bidirezionale di ciascuno dei tre terminali (EP,TB,EN) della conversione ET verso i due terminali della rete monofase ACNW, per un totale di sei interruttori bidirezionali ovvero di dodici interruttori unidirezionali.

In ragione della rivendicata definizione del sottocampo “ER” di valori, il sistema di conversione di tipo “E”, ovvero il convertitore ES, gode delle migliori proprietà di conversione della potenza attiva scambiata con la rete ACNW in corrente alternata.

Pertanto la maggior parte della potenza attiva deve essere convenientemente convertita da tale sistema ES, dotato per definizione delle migliori proprietà di efficienza della regolazione PWM, proprio perché l’estensione VEdel campo di regolazione “ER” è molto ridotto rispetto all’ampiezza di inviluppo VEA:

- le perdite per commutazione risultano ridotte in proporzione almeno al rapporto VE/( VE+ VT); - in qualsiasi caso di interesse reale tale rapporto VE/( VE+ VT) è strettamente inferiore a 1/3, almeno nelle condizioni operative nominali o di dimensionamento del convertitore;

- il convertitore ES può quindi essere realizzato con componenti di tensione nominale ridotta in proporzione, in genere caratterizzati da proprietà dinamiche e di conduzione molto migliori, con ulteriore vantaggio;

- altrettanto risulta vero per il dimensionamento dei reattori di filtro, necessari per la conversione E.

Il sistema “TS” complementare, idoneo alla conversione di transizione T, può essere progettato diversamente, ad esempio per ridurre costi, oppure può essere gravato di funzioni ausiliarie o secon darie di sistema, in quanto avrà minore impatto sulle prestazioni complessive.

Il convertitore TS può essere perfino omesso, nei casi particolari di interesse alla sola potenza attiva, ovvero nei quali la distorsione della forma d’onda AC di corrente può essere accettata.

Proprietà polifase della scomposizione ET: continuità della conversione “E” o di inviluppo.

In un sistema polifase sono comprese molteplici componenti alternative che hanno la proprietà di essere sfasate tra loro nel periodo, regolarmente o con piccoli errori di sfasamento o di simmetria relativa.

Indipendentemente dal numero delle fasi, dalla forma d’onda e dalle proprietà di simmetria, tutte le grandezze di una rete AC polifase possono essere convenientemente regolate in applicazione particolare del procedimento di scomposizione ET di ciascuna grandezza AC.

Infatti, il campo di valori della tensione di inviluppo di un qualsiasi sistema polifase, a partire dal bifase ortogonale compreso, soddisfa i principi di scomposizione ET e definisce il campo di regolazione del sistema di conversione di inviluppo che ne permette la continua utilizzazione, commutata verso le fasi della rete AC polifase.

Per definizione: il campo di valori della tensione di inviluppo, dei potenziali della rete AC polifase, definisce il campo “ER” di ideale regolazione “continua” del convertitore, o del sottosistema di conversione, di tipo E.

Tale continuità permette lo sfruttamento “continuo” delle proprietà di efficienza definite dal principio generale di efficienza ET, ma soprattutto ottiene la parte dominante del vantaggio competitivo di costo della conversione ET: un unico sottoconvertitore o sottosistema di conversione ES, di tipo “E”, regola ciascuna grandezza elettrica AC nel sottointervallo del periodo AC nel quale la singola grandezza AC coincide con l’inviluppo polifase.

Nella fig. 4 è riportato il grafico di un sistema trifase sinusoidale simmetrico, canonico di qualsiasi applicazione energetica, dove il potenziale dell’inviluppo negativo “EN” è usato come riferimento di zero. Come potenziale di riferimento può essere indifferentemente utilizzato quello dell'inviluppo positivo oppure quello del punto medio “M” dotato del potenziale intermedio tra i due potenziali di inviluppo, più immediato nelle applicazioni che richiedono il controllo del conduttore neutro.

Nel caso di grandezze sinusoidali di un sistema polifase regolare sono definiti i valori caratteristici per la conversione ET, in quanto per essi la tensione di inviluppo ha valor massimo pari all’ampiezza di inviluppo e valor minimo che è:

- superiore al 70,7% dell’ampiezza di inviluppo per i sistemi bifase ortogonale e tetrafase;

- superiore allo 86,6% dell’ampiezza nel sistema trifase.

Con riferimento al caso trifase sinusoidale simmetrico di figura 4, un convertitore ETAC può essere teoricamente realizzato come riportato in figura 5, nella configurazione definita “ET/AC” per la separazione dei sistemi di conversione ES e TS, di tipo E e T, dalla matrice SWM di inversione e connessione commutata alla rete AC trifase ACNW.

I campi di regolazione ET canonici sono riportati in figura 5 in funzione dell’ampiezza V<ˆ>fNdelle componenti fase-neutro di tensione trifase, essendo l’ampiezza di inviluppo pari a 3V<ˆ>fN(≡ ampiezza delle componenti di tensione fase-fase).

Così come per l’inverter monofase di figura 3, la matrice SWM è realizzata in modo teorico convenzionale da tiristori, tuttavia specializzata poiché si usano semplici diodi per le funzioni rigenerative di inviluppo, per cui i tiristori ad essi in parallelo non sono reversibili, mentre la reversibilità è necessaria per tutti i tiristori connessi al convertitore di transizione TS.

Nella figura 5 il blocco SWM appare analogo a quello del caso monofase di figura 3, tuttavia ciascun tipo di interruttore è ripetuto nella molteplicità “3” trifase, invece che “2” monofase.

Sovrapposizione dei campi di regolazione ET in convertitori reali.

Gli schemi elementari sopra riportati sono concettualmente e tecnicamente incompleti. La perfetta contiguità tra campi di regolazione pone problemi applicativi, ad esempio nei sistemi polifase reali caratterizzati da una dissimmetria tra le grandezze di fase, nonché nella utilizzazione delle proprietà di commutazione “naturale” di tiristori reali.

La soluzione di principio prevede la creazione di un campo di regolazione in sovrapposizione tra i due contigui del tipo E e T, pertanto chiamato “ETR”. In particolare tale campo ETR sarà preferibilmente realizzato dal convertitore di transizione TS, secondo il principio generale di costo ed efficienza.

Rispetto al caso ideale di figura 4, la dissimmetria tra le grandezze di fase di figura 6 permette una chiara definizione e visualizzazione grafica di tale campo ETR di sovrapposizione.

Nella figura 6 sono illustrate le grandezze di un sistema trifase in cui alla terna di componenti sinusoidali canoniche è sommata una terna altrettanto sinusoidale, di sequenza inversa e di ampiezza pari al 10% di quella canonica, valore eccessivo ma utilizzato per una migliore evidenza grafica.

In particolare, la figura 6a) mostra tale terna dissimmetrica di tensioni fase-neutro, la figura 6b) mostra la medesima terna nelle componenti fase-M (potenziali delle fasi riferite al potenziale medio dei due inviluppi superiore ed inferiore dei potenziali di fase), la figura 6c) mostra la medesima terna di tensione, nelle componenti di tensione fase-EN (EN è l’inviluppo negativo) cui è utilmente aggiunta la tensione neutro-EN.

Anche per il caso di figura 6, l’estensione VEidealmente associata al campo ER di regolazione d’inviluppo è definita dal campo di valori della tensione di inviluppo, più ampio di quello del caso canonico per la presenza della sequenza inversa.

Mantenendo la definizione dell’ampiezza di inviluppo come VEA= VE+VT, si nota che in alcune fasi la componente di transizione comprende valori superiori a VT, cioè in parte “entra” nel campo ER di regolazione d’inviluppo di estensione ideale VE.

In conclusione, con riferimento alla figura 6)c, la regolazione continua delle singole grandezze AC è realizzabile definendo come segue il valore ideale dell’estensione VETdel campo di regolazione ETR, in sovrapposizione parziale tra i campi contigui aventi estensione VEe VT:

- definita VEl’estensione effettiva del campo di valori della tensione di inviluppo polifase;

- definita l’ampiezza di inviluppo VEA= VE+VT; - definito come “VT+VET” il valore massimo della componente in transizione, pari al valore massimo dei minimi relativi della tensione d’inviluppo, - risulta allora definito il valore “VET”.

Ovviamente tale campo ETR di sovrapposizione aumenta la complessità concettuale del sistema di conversione, ma non sempre quella strutturale.

Viene qui confermata l’opportunità di porre a carico del sistema di conversione di transizione TS ogni necessario sovradimensionamento, in modo da minimizzare il costo del sistema di conversione d’inviluppo ES, dimensionandolo per la minima estensione VEnecessaria. Infatti VET<VE<<VTper definizione, per cui il comprendere VETnell’estensione totale del campo di regolazione di transizione, aumentato da VTa VET+VT, aumenta il costo della conversione di transizione in modo quantitativamente (percentualmente) poco significativo.

Inoltre nella pratica può aver significato generare esplicitamente la tensione VETsolo se VET<<VE, altrimenti, se tali valori sono prossimi, come nel caso di figura 6, è in generale conveniente farli coincidere (VET≡ VE) per semplicità.

Con valori e criteri di dimensionamento del tutto diversi, l’applicazione di tale principio di sovrapposizione permette il dominio regolato delle modalità di commutazione degli interruttori che devono commutare le correnti regolate in sovrapposizione. Ad esempio in questo modo è possibile utilizzare i tiristori più efficienti e meno costosi, adatti alla sola commutazione naturale.

Simmetria della conversione d’inviluppo

Il principio di sovrapposizione mette in evidenza l’opportunità di poter dominare e controllare le commutazioni di connessione tra i terminali ET e quelli AC, che si svolgono nell’intorno di entrambi i potenziali di inviluppo. Questa e altre ragioni suggeriscono l’opportunità di strutture dotate di proprietà di simmetria, in particolare per il controllo simmetrico degli inviluppi e delle relative proprietà.

Il punto e il relativo potenziale di simmetria degli inviluppi viene definito punto medio “M”, il cui potenziale è definito in ogni istante come il potenziale intermedio tra i potenziali dei due inviluppi superiore e inferiore dei potenziali delle connessioni alla rete AC regolata.

Con riferimento alla rete trifase sinusoidale non canonica a causa della componente di sequenza inversa, nel secondo grafico della figura 6(b) sono riportate le differenze di potenziale tra le connessioni AC e detto punto medio M. Il fatto che il potenziale di riferimento è proprio quello medio si dimostra in quanto rispetto ad esso i due inviluppi sono bilanciati, cioè a somma nulla.

Ogni definizione relativa alla scomposizione e ai campi ET di regolazione si applica ai singoli inviluppi per semplice divisione per due di quanto svolto per la tensione totale di inviluppo, in particolare quanto svolto per la definizione del campo ET di sovrapposizione.

Per opportuna visualizzazione nella figura 7 è riportato lo schema simmetrico, rispetto al punto medio M, del caso elementare di stadio trifase ET/AC già riportato in figura 5. In figura 7 il convertitore d’inviluppo ES è suddiviso in due convertitori “E/2”, ciascuno alimentato alla metà del campo totale dei valori della tensione d’inviluppo, mentre non è necessario modificare il convertitore di transizione TS, così come la matrice di interruttori SWM.

La suddivisione della tensione applicata al convertitore di transizione TS è indicativa per la definizione del punto medio, non necessaria se non è richiesta una connessione esplicita di potenza, ad esempio per la conversione omopolare, non compresa nello schema di figura 7.

Scomposizione e specializzazione della conversione omopolare

Nella molteplicità delle connessioni con una rete AC polifase, se ne distingue una particolare nei casi in cui esiste il punto neutro e ne è richiesto il controllo al sistema di conversione.

In tutti i casi di interesse energetico il potenziale neutro è ininfluente nella definizione delle proprietà della scomposizione ET, in quanto esso è sempre compreso tra i due potenziali di inviluppo. Inoltre, quando richiesta, la corrente della connessione neutra da regolare è sempre di molto inferiore alle correnti di linea. In definitiva un eventuale convertitore omopolare, cioè specializzato per la regolazione della corrente di neutro, è caratterizzato da requisiti di dimensionamento di molto ridotti rispetto a quelli del convertitore polifase.

In particolare il convertitore omopolare è configurato in modo semplice se nel sistema di conversione polifase è disponibile il punto medio “M”, sopra definito rispetto agli inviluppi dei potenziali della rete AC polifase.

In figura 8 è riportato un possibile schema di addizione di un convertitore omopolare “O-CONV” ad un convertitore di potenza polifase PCS.

Nel caso in figura 8 il PCS è un inverter trifase “two-level” secondo lo stato dell’arte della conversione senza connessione di neutro, la cui alimentazione in DC-link comprenda il punto medio M già definito. Nel caso di terna sinusoidale pura risulta sufficiente un campo di regolazione omopolare pari a ± 1

4V<ˆ>fN. Il valore ridotto di tensione si combina con il valore modesto della corrente di neutro generalmente richiesta, per dimostrare la convenienza di tale combinazione.

Si può ad esempio dimostrare che in tutti i casi trifase di interesse applicativo la combinazione proposta è vantaggiosa rispetto al sovradimensionamento dell’inverter PCS, altrimenti necessario per la regolazione di neutro senza convertitore omopolare O-CONV dedicato.

Un tale convertitore omopolare O-CONV può sempre essere aggiunto, senza modificare la struttura di conversione polifase di qualsiasi schema di conversione senza connessione di neutro, ET compreso. Integrazione di filtri e snubber nella matrice ET/AC

La conversione ET permette, grazie alla sovrapposizione dei campi di regolazione dei due tipi, di controllare anche le derivate di corrente degli interruttori compresi nella matrice SWM di connessione commutata.

Questo risolve uno dei problemi dell’uso dei tiristori, tuttavia un altro è dato dal requisito di limitazione della derivata di tensione applicata al tiristore, con valori piuttosto ridotti nel caso di utilizzazione dei più efficienti, meno costosi e quindi “lenti”, tiristori disponibili sul mercato.

Nelle applicazioni innovative si riconosce l’opportunità, se non la necessità, di un filtro capacitivo capace di garantire una alimentazione non discontinua nonostante le discontinuità della regolazione PWM. In questi casi la conversione ET, che ha prestazioni multilivello e pertanto la possibilità di una efficiente modulazione ad alta frequenza, può massimamente beneficiare di una integrazione delle funzioni di filtro e snubber associate ai tiristori nella matrice SWM di connessione commutata ET/AC.

In particolare a ciascun interruttore è possibile porre in parallelo direttamente un condensatore di snubber, CSN, senza diodi o resistori in quanto le commutazioni possono essere governate dai convertitori ET dotati di campo di sovrapposizione.

Ovviamente, in questo caso gli induttori per il controllo in modo PWM delle correnti di inviluppo e di transizione vanno interposti fra i convertitori ES e TS e la matrice SWM provvista di condensatori di snubber, come è illustrato nel riquadro a tratteggio nella figura 9.

La figura 9 mostra uno schema di base di una matrice bidirezionale SWM trifase. Ovviamente, i condensatori di snubber CSN possono convenientemente svolgere anche una completa funzione di filtro. In aggiunta, oppure in alternativa ai condensatori in parallelo agli interruttori, si può utilizzare una terna canonica di condensatori (a stella e/o a triangolo) collegata ai terminali “1,2,3” della rete ACNW trifase.

Si può inoltre prevedere un’ulteriore terna di condensatori di filtraggio e snubber, collegata fra i terminali di inviluppo EP,EN e di transizione TB.

E’ interessante riportare che la conversione ET in sovrapposizione dei due tipi di campo di regolazione permette di dominare le derivate di corrente e di tensione, in particolare portando il singolo interruttore alla caduta di tensione di interdizione nulla, permettendone la commutazione di chiusura senza alcuna discontinuità o impulso, pertanto rendendo inutili i classici resistori in serie ai condensatori di snubber.

Così come suggerito dalla figura 9, la realizzazione di questo schema permette di utilizzare correttamente i TRIAC per la connessione commutata al sistema di conversione della transizione; diversamente, i TRIAC sarebbero incompatibili con qualsiasi applicazione di regolazione PWM, a causa degli elevati valori delle derivate della tensione. Soluzioni di molteplicità polifase dei convertitori di transizione

Uno dei problemi della conversione ET è dato dalla necessità di regolazione delle tensioni DC che definiscono i campi di regolazione ER e TR. In alcune applicazioni tale regolazione è utile in elevazione ("step-up"), mentre non si vorrebbe realizzarla a bassi valori fino allo zero.

A questi casi è possibile ovviare rinunciando a parte dei vantaggi di costo della conversione ET, moltiplicando il numero di convertitori di transizione TS per il numero di connessioni AC regolate, in modo da disporre di molteplici possibilità di regolazione “step-down” della rete AC con valori costanti della tensione DC.

Un caso interessante è quello trifase cui si riferisce la figura 10, dove in pratica un intero inverter trifase è usato come convertitore di transizione TS, in parallelo a una matrice SWM di interruttori di inviluppo dotati di condensatori di snubber. Il caso è disegnato nell’ipotesi di una conversione di inviluppo capace di regolare appunto la tensione di inviluppo ai massimi valori di tensione e potenza, ai quali un interruttore della matrice per ciascun inviluppo è permanentemente in conduzione. Al ridursi dell’ampiezza della tensione, tale convertitore di inviluppo non è più in grado di regolare e diviene un generatore di tensione, per cui solo uno dei due inviluppi può essere connesso direttamente alla rete ACNW tramite la matrice SWM.

Utilizzare la conduzione degli interruttori di SWM è molto più efficiente della possibile alternativa offerta dalla conversione PWM di transizione di TS. Pertanto una fase è connessa ad un inviluppo e le altre due fasi sono regolate in modo PWM da due delle tre gambe d’inverter predisposte per la conversione di transizione TS.

La corrente regolabile in tali condizioni di ampiezza ridotta della tensione potrà risultare di ampiezza inferiore rispetto a quella conducibile nella piena operatività della conversione di inviluppo, tuttavia in molte applicazioni questo è un requisito, oppure è comunque accettabile.

Un ulteriore caso interessante è dato dalla completa integrazione delle funzioni di transizione e di connessione commutata alla rete AC rappresentata in fig. 11, ancora per un sistema trifase. In questo caso, disegnato per la tensione industriale, una coppia di MOSFET M1, M2 attua la regolazione PWM di inviluppo nel suo campo di valori di estensione VE, applicando la tensione commutata a un circuito “TS+SWM” che nel complesso sembra un comune inverter trifase. In realtà, ciascun interruttore di tale circuito è composto dal parallelo di due transistor, uno molto veloce (MOSFET) per la modulazione PWM di transizione, un altro molto lento (IGBT “low-sat”) comandabile in alternativa per l’efficiente connessione commutata alla rete ACNW.

Questa soluzione è caratterizzata da valori alti di efficienza, e dalla riduzione di costo dei reattori di filtro, tuttavia il costo complessivo dei semiconduttori non è ridotto e tutti i componenti devono poter sopportare gli elevatissimi valori di derivata di tensione realizzati dai MOSFET in commutazione forzata per realizzare la regolazione PWM.

Modularità unidirezionale di transizione per la regolazione AC

Nell’applicazione della scomposizione ET, la conversione di transizione è ampiamente la più costosa in ragione dell’estensione del campo di regolazione, che ha valore inferiore ma prossimo all’ampiezza di inviluppo, per cui il moltiplicarla per il numero di connessioni AC (come nelle figure 10 ed 11) annulla il beneficio di costo dei semiconduttori proprio della scomposizione ET.

Tuttavia, la scomposizione ET offre una diversa possibilità di regolazione in discesa (“stepdown”) della rete AC senza aumentare il costo dei semiconduttori, a ulteriore beneficio di tutti i casi nei quali il DC-link debba comunque essere regolato in elevazione (“step-up”), come ad esempio per tutti i tipi di generatori o accumulatori DC.

Infatti, l'uscita del convertitore di transizione TS è di tipo AC, cioè bidirezionale, ed è sempre convenientemente scomponibile nelle due strutture unidirezionali costituenti. Controllandole indipendentemente una dall’altra, tali strutture possono regolare separatamente due componenti di corrente della rete ACNW, con il solo vincolo della direzionalità opposta. Ma questo vincolo si dimostra trascurabile nelle reti AC, le cui correnti hanno sommatoria nulla o molto ridotta.

Certamente occorre predisporre una matrice di connessione commutata SWM modificata, dotata di due connessioni di transizione indipendenti e di direzionalità opposta per ciascuna connessione di transizione bidirezionale prevista per la connessione alla rete ACNW polifase.

Per una rete AC trifase esiste una sola componente di transizione e la matrice SWM predispone una connessione bidirezionale commutata per tale componente, come nelle figg. 5, 7 e 9.

Per connettere alla rete AC componenti unidirezionali mutuamente indipendenti è sufficiente separare le connessioni comuni degli interruttori di uguale direzionalità.

Nel caso della figura 12 il concetto è applicato alla corrente bidirezionale di transizione, derivando da una matrice 3x3 bidirezionale la matrice 4x3 di figura 12, caratterizzata da due separate connessioni unidirezionali di transizione Tine Tout, le cui correnti sono regolate in modo indipendente da rispettivi convertitori indipendenti TUP e TUN.

Tale figura 12 illustra il caso di tiristori dotati di condensatori di snubber, di maggiore interesse applicativo, esplicitamente utilizzato nelle successive strutture delle figure 13 e 14 per il corretto accoppiamento ad un duplice sistema di convertitori unidirezionali di transizione.

Nel caso trifase più semplice il convertitore di transizione TS è unico e bidirezionale, realizzato con una gamba d’inverter. Tuttavia tale gamba d’inverter è in realtà la composizione di due celle canoniche di direzionalità opposta.

Scomponendo quindi la gamba d’inverter nelle due celle canoniche unidirezionali regolate in modo mutuamente indipendente, come anche nelle figure 13 e 14, poiché delle tre correnti di linea due saranno di un segno e la terza di segno opposto, la conversione è anche possibile regolando due correnti di transizione, diverse in modulo e di segno opposto, in due fasi AC diverse, in combinazione con la conduzione di un solo interruttore di inviluppo per l’alimentazione della terza fase.

La selezione delle fasi è direttamente derivata dal principio di scomposizione ET, in quanto almeno una tra le due fasi, che hanno segno di corrente uguale, genera uno dei due inviluppi, al quale inviluppo tale fase deve essere opportunamente connessa dalla matrice SWM di dimensione 4x3 (figura 12). Pertanto, le altre due componenti sono necessariamente di segno opposto, regolabili per definizione nel campo di regolazione di transizione dalle due celle unidirezionali di transizione.

Negli altri casi, in cui le due fasi di ugual segno di corrente generano entrambi gli inviluppi, è dato un grado di libertà aggiuntivo sulla scelta di quale dei due inviluppi connettere alla rete AC per mezzo della matrice 4x3, mantenendo per definizione la terza fase, che ha segno di corrente opposto, nel campo di regolazione della conversione di transizione.

Conversione diretta di inviluppo

La conversione di inviluppo può essere convenientemente realizzata da un sistema di conversione di inviluppo ES comprendente un regolatore PWM dedicato di potenza media ridottissima (celle bidirezionali 1 e 2 della figura 14), oppure anche nulla (figura 13).

Questo è possibile, e anche molto conveniente, in tutti i casi in cui si possa sommare una tale regolazione PWM di inviluppo a una distinta regolazione di sola potenza attiva, diversamente ottenuta, opportuna o già prevista dall’applicazione.

Una casistica esemplare e di grande interesse applicativo è quella dell’adattamento da sorgenti di tensione DC reali, batterie, FuelCell e moduli fotovoltaici.

In particolare è ormai diffuso il convincimento dell’opportunità di uno stadio di conversione DC/DC in elevazione (“step-up”), di potenza sostanzialmente costante e pari alla potenza attiva da convertire nella rete AC, oppure anche in un motore elettrico generalmente trifase.

Per tutti questi casi la scomposizione ET è utilizzabile in forma particolare, al fine di ottenere proprietà di conversione talmente singolari, dal punto di vista del rendimento ottenibile, al punto da poterla a buon diritto definire “conversione diretta d’inviluppo”. Nel seguito una tale conversione verrà definita anche conversione “EE/AC diretta”.

Occorre però precisare che tali proprietà di conversione “diretta” si riferiscono alla conversione di alcune componenti attive della potenza, cioè quelle dominanti prodotte dalla componente di inviluppo,ma non anche per la regolazione di forma d’onda così come di potenza reattiva e di potenza distorcente.

Un caso estremo di conversione ETAC diretta è illustrato dallo schema di figura 13, che è teorico in quanto un regolatore PWM di inviluppo esplicito è totalmente omesso, nell’ipotesi di una regolazio ne DC/DC che possa soddisfare idealmente tutti i requisiti della conversione ETAC, compresi quelli dinamici.

Lo schema di figura 13 riunisce altre proprietà ET già introdotte, oltre alla conversione diretta di potenza attiva. Esso introduce anche l’applicazione di un esemplare circuito passivo a diodi e condensatori, per la generazione autonoma ovvero implicita dei campi di regolazione di inviluppo e di transizione.

Lo schema di figura 13 è disegnato come sistema di conversione complessivo di tipo DC/AC trifase, con DC-link di tensione coincidente con la tensione di inviluppo (“EE-link”) generata dalla commutazione della matrice ET/AC SWM, nel caso specifico dotata di snubber che fungono da filtro capacitivo come in figura 12. La matrice SWM prevede un doppio convertitore unidirezionale di transizione TS, che infatti è disegnato in figura 13 come due celle canoniche unidirezionali (cella 1 e cella 2) a IGBT+diodo, che controllano le due componenti unidirezionali di corrente di transizione tramite regolazione PWM della corrente dei rispettivi induttori interposti L1,L2. Tali celle sono alimentate dal medesimo EE-link (EP-EN), tuttavia sono dotate di campo di regolazione incrementale esteso oltre entrambi gli inviluppi, ovvero in sovrapposizione.

In particolare, la tensione detta “VET” ai capi di ciascuno dei due condensatori CETpuò essere sempre sommata alla tensione d’inviluppo commutata dalle celle a IGBT di transizione, commutando opportunamente le celle unidirezionali a MOSFET di bassa tensione alimentate alla tensione “VET”. Questa soluzione soddisfa il principio di sovrapposizione ET necessario per le reti AC dissimmetriche, e soprattutto può controllare la corrente di transizione e quindi dei tiristori della matrice SWM negli intervalli di tempo necessari per le commutazioni delle fasi AC operate da detta matrice ET/AC(SWM).

La condizione di equilibrio a regime delle tensioni ai capi dei condensatori CCLe CETè imposta dalla ondulazione della tensione di inviluppo presente sull’ EE-link, attraverso i diodi schottky raddrizzatori che connettono il condensatore CCLallo EE-link e ai due condensatori CETpredisposti come in figura 13:

- il condensatore CCLnon può avere una tensione inferiore al valor massimo della tensione d’inviluppo, pertanto agisce dinamicamente come condensatore di “clamp”, impedendo sovratensioni sull’ EE-link;

- in condizioni operative CCLè carico alla ampiezza d’inviluppo VEA= VE+VT;

- la somma delle tensioni ai capi dei due condensatori CETè pari a VE, impressa in corrispondenza del minimo della tensione di inviluppo, che è “VT” per definizione;

- la serie del condensatore CCLe dei due condensatori CETattraverso i diodi schottky agisce come limitatore dinamico di valor minimo dell’ EE-link;

- si può ipotizzare che i due condensatori CETsi suddividano equamente la tensione VEper proprietà di simmetria (e per la possibilità di regolazione delle quantità di carica iniettata e assorbita nel controllo delle correnti di transizione negli intervalli di commutazione dei tiristori della matrice ET/AC).

In definitiva, il circuito di figura 13 è un convertitore diretto della componente d’inviluppo della potenza attiva, che permette la regolazione completa di tipo ET della rete ACNW, generando autonomamente su condensatori predisposti le tensioni continue necessarie, di valori corrispondenti ai valori canonici della scomposizione ET. Infatti, la commutazione della matrice ET/AC genera la tensione di inviluppo sul DC-link, detto pertanto EE-link, i cui valori massimi e minimi sono immagazzinati in condensatori attraverso una rete a diodi, utilizzando i quali una opportuna struttura di conversione di transizione TS è in grado di regolare le potenze reattive e le forme d’onda della rete ACNW, nonché la commutazione di corrente nei tiristori della matrice ET/AC in applicazione del principio di sovrapposizione ET.

Il circuito di figura 13 è direttamente utilizzabile in pratica con qualsiasi tipo di convertitore in ingresso, step-up o step-down, che generi una corrente impressa sull’ EE-link. Tuttavia, tale convertitore ha come compito preferenziale la regolazione della corrente media nella sorgente prima, che in generale si vorrebbe costante in un bilancio medio di potenza attiva con la potenza totale convertita nella rete ACNW.

Per contro, nella generalità dei casi la potenza attiva richiesta sull’EE-link dalla conversione ETAC non è perfettamente costante, a causa dei termini distorcenti eventualmente propri della rete ACNW, nonché per effetto dei transitori necessari per la gestione della commutazione dei tiristori della matrice ET/AC.

In altri termini, in generale è preferibile una indipendenza quantomeno dinamica tra le regolazioni di potenza verso la sorgente di ingresso e verso la rete ACNW, così come allo stato dell’arte implicito nei sistemi a DC-link intermedio con adeguato accumulo di energia in tale DC-link.

Questo concetto rappresenta la naturale evoluzione della conversione diretta d’inviluppo, la quale prevede quindi un contributo indipendente di regolazione d’inviluppo a valor medio pressoché nullo di potenza.

Rispetto alla figura 13, il circuito della figura 14 introduce una soluzione circuitale con modificazioni sufficienti per realizzare il requisito della indipendenza dinamica di regolazione delle potenze in ingresso e uscita in una rete ACNW:

- la rete di diodi schottky è sostituita da MOSFET di bassa tensione che realizzano due celle canoniche bidirezionali, ciascuna alimentata da un condensatore “CET” utilizzato come in figura 13 per l’estensione della regolazione di transizione in applicazione del principio di sovrapposizione ET;

- al condensatore CCLè posto in serie almeno un induttore, per permetterne la regolazione PWM della corrente operata dalle commutazioni di entrambe dette celle bidirezionali a MOSFET;

- tale corrente regolata in CCLè identicamente impressa sull’ EE-link, come contributo indipendente della corrente d’inviluppo, regolato da dette celle bidirezionali a MOSFET; - il dimensionamento in corrente di tali MOSFET definisce la quota massima di differenza di corrente, e quindi di potenza, tra ingresso e uscita, regolabile in modo indipendente;

- il valor medio della tensione su CCLdeve comunque essere regolato pari all’ampiezza d’inviluppo VT+VE, affinché le due celle bidirezionali a MOSFET possano controllarne la corrente con continuità;

- il valore della capacità di CCLe la variazione regolabile della tensione ai suoi capi determinano l’intervallo di tempo entro il quale è necessario bilanciare la regolazione di potenza tra ingresso e uscita;

- analogamente, la somma delle tensioni sui condensatori CETdeve essere superiore o, meglio, uguale all’estensione VEdel campo ER di regolazione d’inviluppo;

- poiché le due celle bidirezionali a MO-SFET conducono la medesima corrente, che è quella che fluisce nel condensatore CCL,è quindi possibile regolare con continuità la distribuzione di tensione tra i due condensatori CET, ai quali in figura 14 è infatti assegnato uguale valore di tensione.

In definitiva, il circuito di figura 14 è un convertitore diretto, o meglio quasi-diretto, della componente d’inviluppo della potenza attiva, che permette la regolazione completa di tipo ET della rete ACNW, generando autonomamente su condensatori predisposti le tensioni continue necessarie, di valore regolabile, mediamente uguale ai valori canonici della scomposizione ET, permettendo inoltre la regolazione dinamicamente indipendente delle potenze di ingresso e uscita grazie alla regolazione PWM della corrente nel condensatore CCLpredisposto in un ramo intermedio che funge anche da circuito limitatore delle sovratensioni d’inviluppo transitorie e di protezione.

La conversione è di tipo diretto, ma può essere correttamente chiamata quasi-diretta, nonostante il requisito di potenza media nulla, quando il dimensionamento in corrente del convertitore intermedio d’inviluppo è dello stesso ordine di grandezza dell’ampiezza della corrente d’inviluppo.

Conversione quasi diretta AC/ET/AC tra reti in AC di pari ampiezza

Nella conversione ETAC si riconosce una possibile singolarità di dimensionamento e prestazioni quando è richiesta la conversione tra reti del tutto diverse, in frequenza, fattore di potenza, tipologia di connessione del neutro, e perfino di numero di fasi, che tuttavia sono caratterizzate da ampiezze di tensione uguali o, più in generale, di valori equivalenti ai fini della scomposizione ET.

Il caso d’interesse, infatti, corrisponde a campi di regolazione ET delle due reti uguali o molto prossimi, per i quali diviene particolarmente utile tentare di sovrapporli, ovvero di unificarli.

Questo è possibile in applicazione particolare del principio di sovrapposizione ET, definendo un nuovo campo di regolazione di inviluppo, “EER”, dato dall’unione dei campi di regolazione d’inviluppo di tutte le reti interconnesse dalla conversione ET.

In altri termini, la tensione VEErisultante rappresenta l’estensione ideale, necessaria e sufficiente, del campo di regolazione EER richiesto per la regolazione di inviluppo di tutte le reti interconnesse.

Il valore di tensione definito VT, alla base delle conversioni di transizione, permane analogamente definito dal valore minimo possibile di tutti gli inviluppi polifase. Infine, l'estensione VETdel campo di sovrapposizione ETR viene ancora definito in modo che il valore (VT+VET) possa permettere la regolazione continua di tutte le componenti di transizione, per tutte le reti interconnesse dalla conversione ET.

La figura 15 schematizza una applicazione trifase della conversione quasi diretta AC/ET/AC di pari ampiezza secondo la descrizione generale che precede. In particolare la figura 15 mostra:

- la struttura di conversione AC/AC complessiva, qui chiamata AC/ET/AC perché condivide il medesimo DC-link, ovvero l’ ET-link, per entrambe le conversioni ETAC verso le due reti in AC, ACNW1 e ACNW2; - la struttura d’inviluppo simmetrica realizzata da duplici blocchi "E/2" per ciascuna rete in AC; ciascun blocco E/2 corrisponde strutturalmente a un blocco E/2 della figura 7;

- il convertitore di transizione TS, di tipo in cascata multilivello, realizzato con la somma in cascata della regolazione di tensione nel campo VTin serie alla quale è posto un blocco “ET”; tale blocco è capace di regolare l'estensione VETdel campo di sovrapposizione ETr, esplicitato dalla tensione “±1⁄2VET”;

- l'eventuale duplice conversione omopolare per la regolazione della corrente di neutro delle due reti ACNW1 e ACNW2, riferita al comune punto medio M e avente comune alimentazione, definita “±<1>4V<ˆ>fN”, essendo V<ˆ>fNl’ampiezza massima delle componenti fase-neutro di entrambe le reti.

In definitiva, il principio della conversione quasi diretta AC/ET/AC tra reti in AC di pari ampiezza si concretizza nella notevole semplificazione di un comune DC-link, qui definito ET-link, per entrambe le conversioni ETAC, in applicazione particolare del principio generale della scomposizione ET di reti in AC dissimmetriche e del relativo principio di sovrapposizione ET dei campi di regolazione d’inviluppo e transizione.

Frazionamento multilivello e PWM del campo di regolazione di transizione

Nella conversione ETAC si riconosce che il convertitore di transizione TS ha campo di regolazione TR molto più ampio del campo ER detto d’inviluppo. Pertanto, in applicazione particolare del principio generale di costo ed efficienza, nelle applicazioni di tensione elevata il solo convertitore di transizione TS può dover beneficiare del frazionamento multilivello del suo campo di regolazione. In particolare, nella conversione ETAC è possibile ed utile frazionare il campo di regolazione TR in modo da assegnare costantemente il compito della regolazione PWM ad un solo stadio di conversione.

Nella conversione quasi diretta AC/ET/AC di figura 15 il campo ETR (VET) in sovrapposizione è affidato ad un convertitore dedicato con struttura a cascata, quindi di piccola tensione e più idoneo alla regolazione PWM. Tuttavia, nel caso di figura 15 il blocco “T” deve necessariamente operare la regolazione PWM nel campo TR (VT), soltanto marginalmente aiutato dal blocco “ET” ad esso in cascata.

La medesima configurazione a DC-link (ET-link) comune, di per sé molto conveniente per la semplificazione di una struttura multilivello, può essere conservata utilizzando il frazionamento generalizzato della transizione suggerito nella figura 16, nell’ambito di una struttura completa di conversione ET simmetrica rispetto al punto medio M.

Il concetto generale del frazionamento del campo di transizione prevede quanto segue (figura 16):

- a un convertitore incrementale di sovrapposizione ET a cascata (ad es. quello di figura 15) si estende il campo di regolazione di un’entità ΔV, per un totale di [± 1⁄2 (VET+ ΔV)];

- il risultante convertitore in cascata, definito “ET+Δ”, può essere utilizzato come unico convertitore PWM se detta estensione ΔV del campo di regolazione è corrispondente con il frazionamento del campo di transizione;

- in questo caso il convertitore di transizione diviene un semplice commutatore di livello (ML T-Δ).

In considerazione del contributo [± 1⁄2 (VET+ ΔV)] di regolazione PWM del blocco in cascata “ET+Δ”, al blocco commutatore di livello di transizione “MLT-Δ” è opportunamente ridotta l’estensione del campo VTdi due quantità 1⁄2ΔV verso entrambi gli estremi del campo VT. Pertanto, il residuo campo “VT-2(1⁄2ΔV)” è correttamente frazionato in “NL” livelli diversi, essendo NL il numero (intero positivo) di condensatori tra i quali è ripartita la tensione VT-ΔV, per cui risulta:

VT= (1+NL) ΔV .

Nel caso particolare e non limitativo di figura 16, NL è inoltre un numero pari, in modo da far coincidere il punto medio M con uno dei livelli disponibili al commutatore di livello “MLT-Δ”.

In ogni caso, la proprietà interessante è data dal fatto che il campo incrementale VETdi regolazione in sovrapposizione ET diviene disponibile anche per aiutare le singole commutazioni di livello operate dal commutatore multilivello di transizione “MLT-Δ”, ad esempio riducendo la corrente condotta negli intervalli di tempo di commutazione a valori opportuni per la commutazione, al limite fino ad annullarla per rendere possibile l’utilizzazione di semplici tiristori.

Per poter realisticamente ottenere quanto teoricamente desiderabile occorre però implementare opportuni rapporti tra i tempi di commutazione degli switch e il periodo di modulazione PWM.

Conversione FC-less (Flying Capacitor-less)

Uno degli aspetti più interessanti della prestazione multilivello nella conversione ET è data dalla semplificazione della struttura dei banchi di condensatori indipendenti necessari. In particolare appare decisamente interessante poter realizzare la prestazione multilivello senza la necessità di banchi di condensatori “volanti” detti “FC”(Flying Capacitors)che in generale penalizzano le realizzazioni multilivello allo stato dell’arte, in particolare richiedendo sistemi di alimentazione a trasformatore per alta frequenza, anche di tipo reversibile o rigenerativo.

Un’ applicazione particolare del principio generale del frazionamento multilivello e PWM del campo di regolazione della transizione risolve il problema alla radice, utilizzando direttamente tali trasformatori per alta frequenza per la realizzazione del blocco in cascata quali il blocco “ET+Δ” della figura 16.

Inoltre, il dimensionamento in flusso di tali trasformatori per i blocchi “ET+Δ” beneficia della particolare forma d’onda di tensione di transizione, di tipo quasi triangolare a frequenza multipla della frequenza delle grandezze di rete.

In figura 17 è riportata la realizzazione più elementare, quanto generale, del principio di conversione “FC-less”:

- un semplice avvolgimento secondario W2 di un trasformatore TRASF è posto in cascata ad un commutatore di livello a tiristori (ML T-Δ), per svolgere la funzione della regolazione PWM in un campo di valori simmetrico del tipo [± 1⁄2 (VET+ ΔV)];

- un circuito PWMC di regolazione PWM con struttura a ponte ad H alimenta in tensione simmetrica l'avvolgimento primario W1 di tale trasformatore, e pertanto tale circuito può essere alimentato con una tensione continua (“DC-supply”) disponibile, ad esempio una tra le tensioni del frazionamento multilivello già predisposte;

- nel caso specifico della figura 17 lo stadio commutatore di livello (ML T-Δ) è di tipo unidirezionale, in applicazione del principio di scomposizione e modularità unidirezionale della transizione; pertanto, il segno della corrente nell’avvolgimento secondario è definito così come quello della corrente nell’avvolgimento primario, a parte il contributo della corrente magnetizzante, per cui il circuito PWMC a ponte ad H è unidirezionale e non è possibile il corto-circuito tipico della gamba di inverter.

Ovviamente, le realizzazioni pratiche possono beneficiare in modo molteplice del principio di conversione “FC-less”. E’ possibile, ad esempio:

- utilizzare una sola alimentazione di tensione, DC-supply in figura 17, per tutti gli stadi di conversione associati agli avvolgimenti primari dei trasformatori coinvolti nella conversione ETAC FC-less completa;

- frazionare lo stadio convertitore “ET+Δ” in molteplici convertitori e trasformatori di potenza ridotta, con la possibilità di alimentare in parallelo i convertitori collegati agli avvolgimenti primari e porre in serie tutti gli avvolgimenti secondari, aumentando la risoluzione della modulazione PWM;

- utilizzare i trasformatori in modo bidirezionale quando non è necessario o opportuno applicare il principio di modularità unidirezionale della transizione, completando il circuito a ponte ad H, ovvero rendendolo completamente commutabile per la bidirezionalità. Soluzioni particolare ed elementare di conversione quasi diretta AC/ET/AC “multilevel FC-less”

Il caso particolare riportato in figura 18, nella sua semplicità ottiene molteplici proprietà caratteristiche di rilevante interesse pratico. Il frazionamento multilivello è infatti ottenuto con il valore minimo NL=1 del frazionamento coerente con il principio generale della conversione multilivello+PWM della transizione, e pertanto VT= 2 ΔV.

In questo caso:

- ciascun selettore multilivello, quale il selettore “MLT-Δ” in fig. 16 e 17, si riduce ad una singola cella unidirezionale, oppure singola gamba di inverter in caso bidirezionale, dimensionata in tensione per metà della tensione VT;

- il trasformatore per la conversione PWM in cascata è ottimamente sfruttato in flusso, grazie alla particolare forma d’onda della componente di transizione.

Si ricorda che VTcoincide con 3/2 volte l’ampiezza V<ˆ>fNdelle componenti fase-neutro trifase, per cui i componenti di “MLT-Δ” sono dimensionati per 3⁄4 dell'ampiezza V<ˆ>fN.

Il dimensionamento in flusso massimo all'avvolgimento secondario di un singolo trasformatore, come nella figura 17, prevede l’integrale di una tensione media pseudo-triangolare con periodi caratteristici di semionda che durano 1/24 del periodo elettrico, e con valore di flusso che è meno di 1/20 del flusso di un trasformatore per rete in AC connesso tra fase e neutro.

Ovviamente il dimensionamento e il costo di tali trasformatori possono essere ulteriormente ridotti all’aumentare di NL.

Modularità di corrente e ridondanza funzionale.

Una proprietà notevole della conversione ET/AC è data dalla implicita possibilità di realizzare le grandezze in AC in modo modulare per ciascuna componente, di inviluppo e di transizione.

Questa proprietà è di notevole interesse applicativo per i convertitori di alta potenza o corrente, e la conversione ET ne beneficia in modo particolare al fine di realizzare una semplice ridondanza funzionale, che permette al contempo:

- la continuità di servizio anche in presenza di guasto di singoli moduli, senza modificare la struttura e le prestazioni complessive, se non nella riduzione di disponibilità di corrente massima; - la possibilità di regolazione di ampiezza di tensione in AC fino a zero, per contributi di corrente, dai diversi moduli del sistema di conversione di transizione, distribuiti opportunamente tra le diverse fasi AC;

- tale regolazione fino a zero delle ampiezze di tensione in AC, praticamente alla piena corrente disponibile alla piena tensione, applicando il concetto della modularità unidirezionale di transizione con un adeguato numero di moduli unidirezionali.

Ciascuna componente di corrente, di inviluppo e transizione, può essere convertita dal medesimo DC-link ovvero ET-link, come somma di un numero qualsiasi di parti tipicamente uguali, convertita da moduli dimensionanti per tale frazione di corrente, ciascuna commutata nella rete in AC da tiristori o diodi dedicati di matrici SWM o ET/AC nella medesima molteplicità dei singoli moduli. In caso di guasto di un modulo, questo può essere sezionato, in modo attivo e/o da fusibili, sia verso il DC-link, sia verso la rete in AC, mantenendo invariate le proprietà di tutti gli altri moduli.

Un esempio molto semplice di modularità di corrente è riportato in figura 19, dove tutti i dispositivi di conversione e commutazione sono dimensionati in corrente per circa metà dell’ampiezza delle correnti AC di linea.

Specializzazione dei convertitori ET con il fattore di potenza.

L’utilizzazione dei principi della scomposizione ET permette di ridurre il costo dei componenti di potenza a semiconduttore in molti casi, nei quali alle specifiche dell’applicazione corrispondono vincoli di verso della potenza convertita e limiti di sfasamento tra tensione e corrente ovvero di fattore di potenza.

L’esempio più semplice, ma di notevole interesse applicativo, è quello di una alimentazione AC/DC da una rete trifase, in sostituzione di semplici raddrizzatori a diodo al fine di ottenere un assorbimento sinusoidale di corrente. In questo caso, caratterizzato da un fattore di potenza unitario, la componente di corrente di transizione è costituita da archi di sinusoide in fase con la tensione di transizione, il cui valore massimo è metà dell’ampiezza delle correnti di linea della rete in AC.

Pertanto, con riferimento alla figura 19 (sistema PCS1), si verifica che il sistema di conversione di transizione TS è convenientemente realizzato da due sottosistemi distinti di conversione unidirezionale TUP, TUN, dimensionati per una corrente massima pari a metà dell’ampiezza Î delle correnti di linea, dotati di campi di regolazione differenziati per i due segni di corrente, ciascuno avente estensione pari a circa metà della estensione totale della componente di tensione di transizione.

Lo stadio PCS1 d’ingresso in figura 19 è disegnato in modo semplificato per evidenziare tali proprietà di dimensionamento in corrente e di campo di regolazione.

In figura 19 si distinguono in particolare: - la struttura simmetrica rispetto al punto medio M;

- i convertitori d’inviluppo ES unidirezionali e la riduzione degli interruttori d’inviluppo a soli diodi raddrizzatori per il convertitore PCS1, e a soli diodi controllati per PCS2;

- il dimensionamento di ES suddiviso in due moduli unidirezionali EUi, EUoper ciascun inviluppo;

- la suddivisione del sistema di transizione TS in due convertitori unidirezionali TUP, TUN in PCS1, e in numero doppio in PCS2;

- la correlata suddivisione della matrice di switch SWM in duplici connessioni unidirezionali di transizione e di inviluppo per PCS2;

- il dimensionamento in corrente di tutti i componenti di potenza per circa metà dell’ampiezza Î di corrente AC.

Nella pratica lo stadio PCS1 d’ingresso in figura 19 appare semplificato soprattutto per l’assenza del campo di sovrapposizione ET, capace di dominare le commutazioni dei tiristori della matrice, tuttavia i singoli blocchi TUP, TUN possono comprendere ogni tipo di provvedimento e realizzazione dedicata alla transizione.

Lo stadio PCS2 di uscita è congruente con quello d’ingresso per il verso della potenza e quindi delle correnti. Per semplificare analogamente la parte d’inviluppo della matrice in semplici tiristori senza diodi in antiparallelo, occorre però ipotizzare uno sfasamento della corrente conte nuto entro ± 30 gradi, ovvero 1⁄2cosϕ1⁄2 > 0.866 come indicato in figura 19. La medesima ipotesi di campo di valori del cosϕ implica anche:

- l’estensione del campo di regolazione di tensione a tutto il campo di transizione anche per i convertitori unidirezionali di transizione TUP, TUN;

- la capacità di regolare la corrente massima di transizione pari all’ampiezza delle componenti di linea AC, esattamente come per i convertitori d’inviluppo.

In conclusione, la variabilità specificata di |cosϕ| non predispone alcun beneficio di dimensionamento dei convertitori d’inviluppo e di transizione, tuttavia permette la semplificazione degli interruttori d’inviluppo della matrice.

In figura 19 è quindi riportato l’esempio di conversione AC/ET/AC tra due reti trifasi ACNW1 e ACNW2 di ampiezza uguale o prossima, caratterizzato in particolare da:

- assorbimento a cosϕ =1 dalla rete d’ingresso; - erogazione di potenza a 1⁄2cosϕ1⁄2 > 0.866 nella rete d’uscita;

- modularità in corrente di tutti i moduli di conversione, pari a circa metà dell’ampiezza delle correnti di linea; pertanto verso l’uscita i moduli di transizione TUP, TUN sono previsti in numero doppio rispetto all’ingresso;

- campi di regolazione della tensione di transizione specializzati in funzione del rispettivo cosϕ.

Tensione DC di alimentazione comune per tutti i convertitori PWM (common-DC-PWM FC-less).

Uno dei problemi della conversione multilivello è l’utilizzazione parziale, discontinua a tratti, degli alimentatori di tensione con relativi banchi di condensatori di filtro delle sorgenti necessarie per la generazione dei potenziali multilivello. Il risultato è sempre un notevole sovradimensionamento degli alimentatori e/o dei condensatori, rispetto a quanto sarebbe sufficiente con un superiore grado di contemporaneità della utilizzazione di una singola sorgente DC che alimenti più convertitori contemporaneamente.

La conversione di tipo ET permette l’utilizzazione di un solo DC-link, frazionato in campi che dipendono dall’applicazione specifica della scomposizione ET, che di per sé semplifica la regolazione della distribuzione di carica e il relativo dimensionamento dei mezzi di conversione ausiliari. Tuttavia occorre anche affermare che le sorgenti di tensione destinate alla alimentazione di convertitori PWM devono essere regolate e protette con criteri più restrittivi rispetto a quanto opportuno o sufficiente nella generazione di tensioni commutate da più semplici interruttori, quali tiristori a commutazione naturale o a turn-OFF comandato.

In definitiva, per una più semplice ed efficace modalità di affidabile funzionamento e relativa “failure-mode analysis”, sarebbe ideale privilegiare una sorgente di tensione, o al più due sorgenti, per l’alimentazione di tutti i convertitori PWM, i quali sarebbero quindi realizzati con unica tecnologia, e mutuamente equipotenziali per ulteriore economia di montaggio isolato, raffreddamento, pilotaggio e controllo.

Quanto sopra è possibile nella conversione ET in applicazione particolare del principio generale della conversione multilivello di transizione detto “FC-less”, cioè a regolazione PWM in cascata a trasformatore, come per il singolo modulo unidirezionale generico di figura 17, nel caso in cui i convertitori PWM all’avvolgimento primario dei trasformatori utilizzati vengano tutti alimentati alla tensione di alimentazione del convertitore o del sistema di conversione di inviluppo. Ad esempio, la conversione ET dissimetrica prevede un'unica tensione che definisce il campo di regolazione d’inviluppo, tuttavia nelle strutture simmetriche sono al più previste due tensioni diverse agli estremi opposti del DC-link detto ET-link.

La figura 20 comprende una applicazione di tale principio, dove i convertitori PWM al primario sono quattro diversi perché tutti unidirezionali verso entrambe le reti in AC ACNW1 e ACNW2. La tensione VEE, dedicata ai sistemi di conversione PWM degli inviluppi di entrambe le reti AC convertite, è messa a disposizione di tutti i convertitori PWM che regolano la tensione sommata. Pertanto la tensione VEEgode del massimo grado di contemporaneità di alimentazione dei convertitori PWM, e i relativi condensatori di filtro ne beneficiano.

Conversione completa a DC-link equiripartito, tipo common-DC-PWM FC-less AC/ET/AC.

Il frazionamento regolare della tensione sul DC-link, cioè la sua ripartizione in tensioni tutte uguali o nominalmente uguali, può essere molto utile per l’impiego di un solo tipo di condensatori, nonché per semplificarne il bilanciamento di carica attraverso la regolazione delle rispettive tensioni.

In figura 20 è riportato il caso di ottimale utilizzazione della equiripartizione nella scomposizione ET trifase per due reti in AC di pari ampiezza delle tensioni AC, imponendone quindi l’utilizzazione anche per la alimentazione dei convertitori omopolari nella misura necessaria e sufficiente.

Il numero minimo utile per tale frazionamento equiripartito è sette, grazie alla scelta della struttura dissimmetrica, altrimenti tale numero minimo verrebbe raddoppiato. L’estensione del campo di regolazione di inviluppo, di per sé pari a circa 1/7.5 dell’ampiezza di inviluppo di una sola rete trifase sinusoidale, è aumentata a 1/7 per meglio comprendere entrambi gli inviluppi delle due reti in AC. I restanti 6/7 rappresentano la base di conversione della transizione, cui si deve sommare il campo di sovrapposizione in cascata. Tale contributo in cascata è esteso anche al termine ±1/2ΔV che completa la capacità di regolazione PWM in cascata in applicazione del concetto FC-less; ovviamente 1/2ΔV è imposto pari a 1/7 dell’ampiezza d’inviluppo, ovvero pari a 1/6 VT, per la corretta equiripartizione del DC-link, meglio definito "ET-link equipartito".

Con riferimento alle forme d’onda di figura 4, in particolare alla tensione omopolare VN,ENtra neutro e inviluppo negativo, il frazionamento del campo di transizione in sei parti uguali è notevole proprio perché rende disponibili ai terminali OP,ON i potenziali a 1/3 e 2/3 del campo di transizione, necessari e sufficienti per l’alimentazione dei due convertitori omopolari O-CONV. La struttura risulta dissimmetrica nel suo complesso, come imposto dalle forme d’onda di figura 4. Esse sono riferite al potenziale negativo d’inviluppo, che è usato come terminale “costante” (ovvero non regolato) d’inviluppo, mentre il terminale positivo deve essere regolato in tutto il campo VEEdi regolazione d’inviluppo, posto all’estremo positivo dell’ ET-link.

Nella figura 20 è riportato un esempio di strutture dissimmetriche di conversione, specializzate per cosϕ =1 in ingresso e per 1⁄2cosϕ1⁄2 > 0.866 in uscita per una maggiore evidenza comparativa rispetto al caso simmetrico di figura 19, definito per la medesima specifica sui fattori di potenza.

Nel caso, essendo utilizzata la equiripartizione del DC-link, la conversione di transizione lato ingresso, che beneficia di cosϕ =1, è peculiarmente dissimmetrica in applicazione della riduzione di costo per specializzazione in due convertitori unidirezionali, i quali beneficiano in due modi diversi della riduzione dei rispettivi campi di regolazione in tensione. Questo è visualizzato dai due diversi commutatori di livello: per la corrente entrante è sufficiente la commutazione di 1/6 VT, mentre è necessario il doppio per la corrente uscente.

Integrazione del campo di sovrapposizione ET in PWM-switch-driver per convertitori di transizione.

Il principio di sovrapposizione ET dei campi d’inviluppo e di transizione può essere applicato in modo particolarmente semplice ed economico quando la tensione necessaria, definita VET,è uguale o prossima alla tensione di alimentazione dei driver dei transistor predisposti alla regolazione PWM della componente di transizione. La tensione VETdefinisce il campo regolabile in sovrapposizione per campi contigui di inviluppo e transizione. In applicazione del criterio di costo ed efficienza tale campo è aggiunto a quello di transizione, per cui la regolazione in sovrapposizione è attuata dal convertitore di transizione nel campo di regolazione d’inviluppo.

Questo può avvenire ed è interessante ad esempio in una conversione ET/AC verso una singola rete in AC, per la quale il campo in sovrapposizione ET è dimensionato per il controllo della derivata di corrente nei tiristori a commutazione naturale utilizzati nella matrice SWM (ET/AC), di tipo con o senza condensatori di snubber integrati. Nel caso, occorre “anticipare” la presa di servizio, cioè l’accensione, del tiristore di transizione, al fine di permettere lo spegnimento “naturale” del tiristore d’inviluppo, controllato dal sistema di conversione d’inviluppo nel suo campo di regolazione. In altri termini, per la continuità della regolazione delle correnti AC occorre che almeno un convertitore di transizione possa regolare “in anticipo” la corrente al fine di permettere lo spegnimento anticipato di una corrente di inviluppo e quindi la commutazione naturale del tiristore che la conduce nella matrice ET/AC.

La bassa tensione VETprevista dallo schema ETSW è sufficiente in alcuni casi particolari, tipicamente quando una conversione di transizione PWM a frequenza molto elevata è utilizzata in una conversione verso una rete AC di frequenza bassa o largamente inferiore alla frequenza di PWM. Inoltre, questa possibilità si può facilmente verificare nelle applicazioni di bassa ampiezza della tensione AC, domestica o al più industriale. Pertanto la figura 21 riporta un esempio di schema ETSW realizzato con un transistore IGBT, tipico delle applicazioni industriali, cui è aggiunta una cella canonica a MOSFET e diodo schottky DSET di bassissima tensione, tipicamente < 30V, capace di commutare la tensione VETdalla quale sarà facile derivare l’alimentazione del circuito driver “ETDR”. La descrizione funzionale mette in evidenza i tre stati utili della tensione VETSWgenerabile ai capi dello ETSW, tra il collettore C dell’IGBT e il terminale chiamato MET:

- l’IGBT è il principale transistor di potenza della transizione; nel suo stato di OFF la tensione VETSWè elevata e imposta dalla conduzione del diodo di ricircolo della cella di transizione cui l’IGBT appartiene, non riportato in figura 21; quando l’IGBT è OFF, il MOSFET può liberamente essere commutato per generare impulsi per l’alimentazione regolata del driver ETDR;

- l’IGBT opera come corto-circuito in ON (tensione circa nulla) per aumentare la corrente di transizione che regola, se il MOSFET è OFF, alla caduta di tensione dell'IGBT si somma quella del diodo schottky DSET; questa combinazione è usata per la normale regolazione nel campo di transizione definito VT;

- l’IGBT e il MOSFET sono ON contemporaneamente per imprimere la tensione VETal circuito imponendo quindi VETSW= -VET(trascurando le cadute di tensione di conduzione), portando quindi la regolazione di transizione nel campo d’inviluppo;

- quindi se l’IGBT è permanentemente in ON per ottenere il campo di sovrapposizione ET, la regolazione PWM della corrente di transizione è attuata dalla cella (MOSFET- diodo schottky DSET);

- in particolare sarà possibile attivare un tiristore di transizione in modo complementare allo spegnimento “anticipato” di un tiristore d’inviluppo, controllato dal sistema di regolazione d’inviluppo.

Conversione DC/ET e semplice esempio in un inverter monofase a fattore di potenza unitario.

La conversione ET, definita per le reti in AC, pone requisiti peculiari di conversione DC/DC nella realizzazione di convertitori DC/AC, comunemente denominati inverter. Infatti, il DC-link capace di fornire le tensioni necessarie alla conversione ET, denominato ET-link proprio perché definisce i campi di regolazione ET, deve essere alimentato in modo differenziato per ciascun condensatore dell’ET-link, opportunamente predisposto come filtro e come accumulo di energia capace di rendere dinamicamente indipendenti le conversioni tra le diverse reti convertite.

A tale requisito tuttavia non corrisponde la necessità di molteplici convertitori di regolazione DC/DC, uno per ciascuna tensione dei diversi condensatori. Infatti una proprietà dell’ET-link consiste nel fatto che i suoi condensatori di filtro hanno una connessione comune, per cui diviene conveniente realizzare strutture integrate di conversione DC/DC dedicate all’ET-link, pertanto definite strutture di conversione DC/ET.

La strutture di conversione DC/ET di interesse applicativo sono definite dalle caratteristiche delle sorgenti DC di energia, che tipicamente hanno proprietà di generatori reali di tensione. Pertanto un opportuno convertitore DC/ET, di qualsiasi tipologia (step-down, step-up ecc.), regola innanzi tutto una variabile di stato induttiva, cioè la corrente in un induttore, per regolare la potenza DC convertita. Ebbene, tale corrente induttiva può essere “distribuita” in modulazione PWM tra i diversi terminali dell’ET-link, con strutture convenientemente integrate per sfruttarne le proprietà multilivello.

Nella figura 22 è riportato il più semplice caso di una regolazione DC/ET di tipo step-up, di maggiore interesse applicativo, ma meno intuitiva rispetto ad una regolazione di tipo step-down. Il convertitore è un inverter di generazione monofase in rete AC di tensione bassa o industriale, pertanto l’ET-link definisce i campi di regolazione ET, ad esempio come in figura 2, con la proprietà notevole di due tensioni aventi un terminale comune, detto MET, e molto diverse fra loro essendo VT>>VE.Il convertitore DC/ET è quindi convenientemente realizzato da due celle canoniche unidirezionali del tutto differenziate per dimensionamento in tensione, ma che operano congiuntamente e in modo sincrono:

- la cella “IGBT diodo U”, che è dimensionata per la tensione totale, essendo predisposta come per una comune conversione step-up di tensione dalla sorgente DC al terminale comune sull’estremo positivo del DC-link; il diodo U è di tipo PWM, ovvero “ultrafast”;

- una cella di distribuzione PWM di corrente, DCELL.

L’uscita di tipo step-up è disponibile in figura 22 come corrente nell’anodo del diodo U, nel punto ED di DCELL, e non è dedicata ad un solo terminale, ma può essere “distribuita” tra i restanti terminali dell’ET-link, nel caso in figura quelli del condensatore di filtro di VE.

Il “distributore” di corrente è la cella unidirezionale "DCELL", dimensionata per una tensione molto ridotta, pari all’estensione VEdel campo di regolazione superiore o d’inviluppo.

La funzionalità ottimale della conversione DC/ET di tipo step-up prevede convenientemente tre fasi in ciascun periodo di modulazione PWM:

- IGBT ON: per immagazzinare energia nell’induttore aumentandone la corrente; in questa fase nessuna corrente è disponibile verso l’ET-link e il MOSFET può essere in qualsiasi stato; tuttavia, l’apertura dell’ IGBT (turn-OFF) è conveniente che avvenga alla minima tensione, cioè con il MOSFET in ON; pertanto la fase successiva sarà IGBT OFF e MOSFET ON;

-IGBT OFF e MOSFET ON: in questa fase la corrente induttiva è erogata sul terminale intermedio dell’ET-link, denominato MET; la corrente e l’energia nell’induttore possono aumentare o diminuire a seconda del segno della differenza di tensione (VT–VDC); quando la carica erogata su tale terminale è quella necessaria si deve aprire il MOSFET;

-IGBT e MOSFET entrambi OFF: in questa fase la corrente induttiva è erogata sul terminale estremo dell’ET-link, il terminale negativo in figura 22; certamente l’energia nell’induttore si riduce; occorre quindi ripassare alla prima fase chiudendo l’ IGBT, tuttavia è molto più efficiente chiudere il MOSFET con piccolissimo anticipo, in modo da far svolgere il turn-ON dell’ IGBT alla minima tensione VT,invece che alla massima (VT+VE).

Tale sequenza definisce la conveniente sincronizzazione in fase delle commutazioni delle diverse celle canoniche che compongono una conversione DC/ET step-up. Il medesimo concetto è applicabile ad esempio ad un sistema di conversione d’inviluppo simmetrico, semplicemente raddoppiando le celle di “distribuzione” per le utilizzazioni agli estremi opposti del ET-link, analogamente a quanto realizzato nella figura 14 dalle celle bidirezionali 1 e 2.

Ancora più semplice e con maggiori gradi di libertà è il caso della conversione step-down, per il quale il “distributore” a MOSFET sui terminali di VEpotrebbe operare con continuità la distribuzione della corrente induttiva regolata da un convertitore DC/DC step-down. Pertanto questo caso non è ulteriormente descritto.

È interessante notare che le strutture DC/ET impiegano i componenti utilizzati nella conversione ET/AC, dimensionati nei medesimi campi di regolazione, come è evidente in figura 22, utilizzando lo schema di figura 21 per il blocco “ETSW” capace di regolare la transizione e la commutazione dei tiristori in sovrapposizione di campo di regolazione ET.

Con riferimento alla figura 22 è interessante notare che tutte le proprietà di regolazione possono ancora essere ottenute in uno schema capace di conversione diretta DC/ET/AC, ottenibile collegando i terminali comuni delle celle di inviluppo a MOSFET, indicati con ED ed EI in figura 22. In realtà tale conversione diretta pone importanti vincoli di dimensionamento e funzionalità verso una rete monofase, mentre sarebbe ottimale verso una rete trifase. Questa osservazione serve a rendere visibile la compatibilità e l’omogeneità tecnologica delle conversioni DC/ET e ET/AC, ovvero della convenienza dell’integrazione anche della conversione DC/AC come conversione DC/ET/AC, diretta o quasi diretta in funzione di fattori secondari di costo.

Naturalmente, fermo restando il principio del trovato, i modi di attuazione ed i particolari di realizzazione potranno essere ampiamente variati rispetto a quanto è stato descritto ed illustrato a puro titolo di esempio non limitativo, senza per questo uscire dall’ambito dell’invenzione come definito nelle annesse rivendicazioni.

Claims (22)

1. RIVENDICAZIONI 1. Procedimento di regolazione della potenza in una rete elettrica in corrente alternata (ACNW; ACNW1,ACNW2), tramite un sistema di conversione (PCS) presentante almeno due terminali (1,2; 1,2,3; 1,2,3,N) di connessione alla rete, in cui a ciascuno di detti terminali corrisponde un rispettivo potenziale elettrico; i potenziali di detti terminali presentando rispettivi inviluppi superiore ed inferiore, la cui differenza o tensione di inviluppo (VEP,EN) è una grandezza continua positiva variabile, presentante un valore massimo (VEA) definito ampiezza di inviluppo; il procedimento comprendendo le operazioni di: - definire almeno un campo superiore (ER) di valori di tensione comprendente detto valore massimo o ampiezza di inviluppo (VEA) e presentante un'estensione (VE; VEE) sostanzialmente inferiore all'ampiezza di inviluppo (VEA); - utilizzare una struttura (PCS) includente almeno un primo convertitore statico (ES) atto a regolare la potenza elettrica attraverso la regolazione di detta tensione di inviluppo (VE; VEE) nel suddetto campo superiore (ER); - detto campo superiore (ER) avendo un'estensio ne determinata in modo tale per cui detto almeno un convertitore statico (ES) regola più della metà della potenza elettrica attiva media scambiata con la rete (ACNW; ACNW1, ACNW2).
2. 2. Procedimento secondo la rivendicazione 1, in cui la rete (ACNW; ACNW1, ACNW2) è una rete alternata polifase e detto almeno un convertitore (ES) è accoppiato alla rete tramite almeno tre terminali di connessione (1, 2, 3; 1, 2, 3, N), ed in cui la suddetta tensione di inviluppo (VEP, EN) varia in un intervallo di valori (VT÷VEA) compreso fra un valore massimo (VEA) ed un valore minimo (VT), ed il convertitore statico (ES) è utilizzato per regolare la potenza elettrica attraverso la regolazione della tensione di inviluppo (VEP,EN) in detto campo (ER), il quale comprende detto intervallo (VT÷VEA).
3. 3. Procedimento secondo la rivendicazione 2, in cui detto campo (ER) sostanzialmente coincide con detto intervallo(VT+VEA).
4. 4. Procedimento secondo una qualsiasi delle rivendicazioni precedenti, in cui viene utilizzato almeno un secondo sistema convertitore statico (TS) per regolare la potenza elettrica in un campo inferiore (TR) di valori di tensione, o campo di transizione.
5. 5. Procedimento secondo la rivendicazione 4, in cui detto campo di transizione (TR) presenta un'estensione (VT+VET) tale per cui esso si sovrappone parzialmente con detto campo superiore (ER).
6. 6. Procedimento secondo una qualsiasi delle rivendicazioni precedenti, in cui almeno una delle connessioni fra la rete (ACNW; ACNW1, ACNW2) ed il sistema di conversione (PCS) è una connessione neutra od omopolare (N); il procedimento comprendendo inoltre l'utilizzo di almeno un convertitore dedicato (O-CONV) predisposto per regolare la potenza elettrica nella rete (ACNW; ACNW1, ACNW2) controllando la corrente (IN) in detta connessione neutra od omopolare (N).
7. 7. Procedimento secondo una qualsiasi delle rivendicazioni da 1 a 5, in cui si utilizza un sistema globale di conversione (PCS) comprendente almeno un sistema di conversione di inviluppo (ES), almeno un eventuale sistema di conversione di transizione (TS), e una matrice di connessioni commutabili a comando (SWM) fra le uscite del o dei sistemi di conversione (ES,TS) e i terminali (1,2; 1,2,3) della rete (ACNW; ACNW1, ACNW2); la matrice (SWM) essendo caratterizzata dal fatto che comprende diodi non comandabili (D) e interruttori non reversibili (TNR) per tutte le connessioni verso i terminali (EP,EN) tra i quali è generata la tensione di inviluppo (VEP,EN).
8. 8. Procedimento secondo una qualsiasi delle rivendicazioni precedenti, in cui si utilizza un sistema di conversione (PCS) includente un sistema di conversione di inviluppo (ES) suddiviso in un primo ed un secondo convertitore (E/2; EUi, EUo), alimentati con rispettive tensioni nominalmente uguali e pari a circa la metà dell’estensione (VE; VEE) del suddetto campo superiore (ER), generate agli estremi opposti di una catena o serie di tensioni continue, fra i quali estremi (TP, TN) è generata una tensione continua (VT) predefinita.
9. 9. Procedimento secondo la rivendicazione 7, in cui detta matrice di connessioni (SWM) comprende inoltre interruttori reversibili (THR) e condensatori di snubber (CSN) associati a detti interruttori reversibili (THR) e agli interruttori non reversibili (TNR).
10. 10. Procedimento secondo una qualsiasi delle rivendicazioni precedenti, in cui si utilizza almeno un sistema di conversione di transizione bidirezione (TS) formato da una coppia di convertitori di corrente unidirezionali (TUP, TUN), regolabili in modo mutuamente indipendente, ed una matrice (SWM) di connessioni commutabili presentante corrispondentemente almeno una coppia di ingressi (Tin, Tout) di direzionalità opposta, collegati ciascuno all'uscita di un rispettivo convertitore di corrente unidirezionale (TUP, TUN).
11. 11. Procedimento secondo una qualsiasi delle rivendicazioni da 1 a 10, in cui si utilizza un sistema di conversione di inviluppo (ES) alla cui uscita è connesso in cascata un sistema di conversione di transizione (TS).
12. 12. Procedimento secondo la rivendicazione 11, per una rete polifase, in cui si utilizzano un sistema di conversione di transizione (TS) che comprende un convertitore polifase a ponte controllato in modo PWM e presentante una pluralità di uscite collegate alla rete, ed una matrice (SWM) di connessioni ad interruttori controllati, collegata all'uscita del sistema di conversione di inviluppo (ES) e presentante una corrispondente pluralità di uscite collegate alle uscite del sistema di conversione di transizione (TS) ed alla rete.
13. 13. Procedimento secondo la rivendicazione 11, per una rete polifase, in cui il sistema di conversione di transizione (TS) è integrato con una matrice (SWM) di connessioni ad interruttori controllati, in una struttura a ponte polifase presentante una pluralità di uscite connesse ai terminali della rete (ACNW), e in cui fra ciascun terminale di ingresso e ciascun terminale di uscita della struttura a ponte è collegato un rispettivo gruppo di interruzione controllata includente il parallelo di almeno un interruttore atto a realizzare una commutazione di tipo PWM e di almeno un interruttore comandabile per la conduzione commutata con le fasi della rete.
14. 14. Procedimento secondo le rivendicazioni 5 e 11, per una rete polifase (ACNW; ACNW1, ACNW2), e in cui alle uscite del sistema di conversione di inviluppo (ES) sono accoppiati mezzi per la generazione, passiva o regolata, di tensioni continue superiori al potenziale positivo e inferiori al potenziale negativo della tensione di inviluppo (VEP,EN), utilizzabili nel sistema di conversione di transizione (TS) per la regolazione nel campo (ETR) di sovrapposizione fra il campo di transizione (TR) e detto campo superiore (ER).
15. 15. Procedimento secondo una delle rivendicazioni da 1 a 11, per la conversione di potenza fra reti in corrente alternata (ACNW1, ACNW2) con tensioni di inviluppo di ampiezze sostanzialmente uguali, e in cui si utilizza un sistema di conversione AC/AC (PCS) includente almeno un primo ed un secondo convertitore AC/DC (PCS1, PCS2) aventi le rispettive uscite DC ordinatamente collegate fra loro.
16. 16. Procedimento secondo la rivendicazione 4 o una delle rivendicazioni da 5 a 15 in combinazione con la 4, in cui viene utilizzato un DC-link multilivello presentante due terminali (TP, TN) fra i quali è presente una tensione (VT) corrispondente alla differenza fra la tensione (VT+ VE; VT+ VEE) fra i terminali estremi di detto DC-link e l'estensione (VE; VEE) del campo di regolazione (ER) del primo sistema di conversione statica (ES), detta tensione (VT) essendo suddivisa in NL tensioni frazionarie intermedie (ΔV), con NL intero qualsiasi, e in due tensioni frazionarie estreme aventi ciascuna un valore (1/2 ΔV) pari a metà del valore (ΔV) delle tensioni frazionarie intermedie, e in cui il suddetto secondo sistema di conversione statica (TS) comprende un commutatore di tensione multilivello (ML T–Δ) a cui in ingresso sono applicate dette tensioni frazionarie intermedie, e alla cui uscita è connesso in cascata un sistema di conversione PWM (ET+Δ).
17. 17. Procedimento secondo la rivendicazione 16, in cui il sistema di conversione PWM (ET+Δ) comprende almeno un trasformatore (TRASF) con un avvolgimento primario (W1) accoppiato all'uscita di un corrispondente circuito convertitore PWM (PWMC) e con un avvolgimento secondario (W2) collegato in cascata all'uscita del commutatore di tensione multilivello (ML T-Δ).
18. 18. Procedimento secondo la rivendicazione 15, per la conversione di potenza fra reti in AC trifasi (ACNW1, ACNW2), in cui uno (PCS1) di detti convertitori AC/DC (PCS1, PCS2) è utilizzato per convertire esclusivamente potenza attiva di segno costante da una prima (ACNW1) di dette reti all'altra rete (ACNW2), per cui il suo sistema di conversione di inviluppo (ES) comprende soltanto convertitori unidirezionali (EUi; EUo), e in cui il suo sistema di conversione di transizione (TS) è scomposto in due convertitori unidirezionali (TUP; TUN), dimensionati ciascuno per una corrente pari a circa la metà dell'ampiezza delle correnti AC di linea ( Iˆ) di detta prima rete (ACNW1) e aventi ciascuno un campo di regolazione di tensione pari a circa la metà dell'estensione (VT+VET) del suddetto campo di transizione (TR).
19. 19. Procedimento secondo la rivendicazione 16 o 17, per la conversione di potenza fra una prima (ACNW1) ed una seconda rete in AC (ACNW2) di tipo trifase, in cui il numero NL delle suddette tensioni frazionarie intermedie è uguale a 2, e ciascuna tensione frazionaria intermedia è a sua volta frazionata in due tensioni (1/2 ΔV) uguali fra loro, e in cui viene definito un singolo campo di conversione di inviluppo (ER) avente un'estensione (VE; VEE) sostanzialmente uguale a metà del valore di ciascuna di dette tensioni frazionarie intermedie; il risultante frazionamento della tensione fra i suddetti terminali (TP, TN) essendo tale per cui risultano disponibili terminali intermedi (OP, ON) i cui potenziali sono idonei all'alimentazione di un'eventuale sistema di conversione omopolare (O-CONV) per la regolazione delle correnti delle connessioni neutre di dette reti (ACNW1, ACNW2).
20. 20. Procedimento secondo la rivendicazione 4 o una qualsiasi delle rivendicazioni che dipendono dalla rivendicazione 4, in cui nel secondo sistema di conversione statica (TS) vengono utilizzati dispositivi di interruzione a commutazione forzata (ETSW) includenti ciascuno un primo ed un secondo terminale di potenza o d'uscita (C, MET) fra i qua li sono collegati in cascata un interruttore principale o interruttore di transizione (TSW) e una cella canonica di commutazione forzata PWM includente un transistore, preferibilmente di tipo MO-SFET (MOSFET) ed un diodo, in particolare di tipo schottky (DSET), e alimentata con una tensione (VET) pari all'estensione del campo di regolazione in sovrapposizione (ETR), in modo tale per cui quando l'interruttore principale (TSW) è aperto, fra i terminali di potenza (C, MET) vi è un circuito aperto e quando l'interruttore principale (TSW) è chiuso fra detti terminali di potenza (C, MET) è presente una condizione di corto-circuito o una tensione di valore corrispondente a detta tensione di alimentazione (VET).
21. 21. Procedimento secondo una qualsiasi delle rivendicazioni precedenti, in cui l'estensione (VE; VEE) di detto campo superiore (ER) è regolata mediante almeno una cella canonica di commutazione forzata PWM (DCELL) predisposta per deviare almeno una corrente induttiva generata da un convertitore DC/DC (IGBT, U).
22. 22. Sistema di conversione statica per la regolazione della potenza in una rete elettrica in corrente alternata, attuante un procedimento secondo una o più delle rivendicazioni precedenti.