ITTO20130144A1 - Convertitore dc-dc migliorato, metodo per operare il convertitore dc-dc, sistema di raccolta di energia ambientale comprendente il convertitore dc-dc, e apparecchio comprendente il sistema di raccolta di energia - Google Patents

Description

DESCRIZIONE

“CONVERTITORE DC-DC MIGLIORATO, METODO PER OPERARE IL CONVERTITORE DC-DC, SISTEMA DI RACCOLTA DI ENERGIA AMBIENTALE COMPRENDENTE IL CONVERTITORE DC-DC, E APPARECCHIO COMPRENDENTE IL SISTEMA DI RACCOLTA DI ENERGIAâ€

La presente invenzione à ̈ relativa ad un convertitore DC-DC, in particolare di tipo a singolo induttore e uscite multiple (SIMO – “Single Inductor Multiple Output†). La presente invenzione à ̈ inoltre relativa ad un sistema di raccolta di energia ambientale (“environmental energy harvesting†) comprendente il convertitore DC-DC, ed ad un apparecchio (“apparatus†) comprendente tale sistema di raccolta di energia ambientale.

Come noto, sistemi per la raccolta di energia (anche noti come sistemi di “energy harvesting†o “energy scavenging†) da fonti energetiche ambientali intermittenti (che forniscono cioà ̈ energia in modo irregolare) hanno suscitato e suscitano notevole interesse in svariati campi della tecnologia. Tipicamente, i sistemi di raccolta di energia sono atti a raccogliere (“harvest†), accumulare (“store†), e trasferire energia generata da sorgenti meccaniche ad un generico carico di tipo elettrico.

Vibrazioni a bassa frequenza, come ad esempio vibrazioni meccaniche di disturbo in sistemi con parti in movimento possono essere una valida sorgente di energia. L’energia meccanica à ̈ convertita, da uno o più opportuni trasduttori (ad esempio dispositivi piezoelettrici o elettromagnetici) in energia elettrica, che può essere utilizzata per alimentare un carico elettrico. In questo modo, il carico elettrico non necessita di batterie o altri sistemi di alimentazione ingombranti e scarsamente resistenti a stress meccanici.

La figura 1 mostra, in forma schematica mediante blocchi funzionali, un sistema di raccolta di energia di tipo noto.

Il sistema di raccolta di energia (“energy harvesting system†) 1 di figura 1 comprende un trasduttore 2, ad esempio di tipo elettromagnetico o piezoelettrico, soggetto durante l’uso a vibrazioni meccaniche ambientali e configurato per convertire energia meccanica in energia elettrica, tipicamente in tensioni AC (corrente alternata); un’interfaccia di raccolta (“scavenging interface†) 4, ad esempio comprendente un circuito rettificatore a ponte di diodi (anche noto come ponte di Gretz), configurata per ricevere in ingresso il segnale in AC generato dal trasduttore 2 e fornire in uscita un segnale in DC (corrente continua) per caricare un condensatore 5 collegato sull’uscita del circuito rettificatore 4; e un convertitore DC-DC 6, collegato al condensatore 5 per ricevere in ingresso l’energia elettrica immagazzinata dal condensatore 5 e fornirla ad un carico elettrico 8. Il condensatore 5 ha dunque la funzione di elemento di immagazzinamento di energia, che viene resa disponibile, quando richiesto, al carico elettrico 8 per il funzionamento di quest’ultimo.

Il trasduttore 2 Ã ̈, ad esempio, un trasduttore elettrochimico, o un trasduttore elettromeccanico, o un trasduttore elettroacustico, o un trasduttore elettromagnetico, o un trasduttore fotoelettrico, o un trasduttore elettrostatico, o un trasduttore termoelettrico.

L’efficienza globale ηTOTdel sistema di raccolta di energia 1 à ̈ data dalla formula (1):

ηTOT= ηTRASD·Î·SCAV·Î·DCDC(1) dove ηTRASDà ̈ l’efficienza del trasduttore 2, indicativa della quantità di energia disponibile nell’ambiente effettivamente convertita, dal trasduttore 2, in energia elettrica; ηSCAVà ̈ l’efficienza dell’interfaccia di raccolta 4, indicativa dell’energia consumata dall’interfaccia di raccolta 4 e del fattore di disaccoppiamento d’impedenza tra trasduttore ed interfaccia; e ηDCDCà ̈ l’efficienza del convertitore DC-DC 6.

Come noto, al fine di fornire al carico la massima potenza disponibile, l’impedenza del carico dovrebbe essere uguale a quella della sorgente. Il trasduttore 2 può essere schematizzato, in questo contesto, come un generatore di tensione 3 provvisto di una propria resistenza interna RS. La massima potenza PTRASD<MAX>che il trasduttore 2 può fornire in uscita può essere definita come:

PTRASD<MAX>=VTRASD_EQ<2>/4RSse RLOAD=RS(2) dove VTRASD_EQà ̈ la tensione prodotta dal generatore di tensione equivalente; e RLOADà ̈ la resistenza elettrica equivalente sull’uscita del trasduttore 2 (o, analogamente, vista in ingresso all’interfaccia di raccolta 4), che tiene in dovuta considerazione la resistenza equivalente dell’interfaccia di raccolta 4, del convertitore DC-DC 6 e del carico 8.

A causa del disaccoppiamento d’impedenza (RLOAD≠RS), la potenza in ingresso all’interfaccia di raccolta 4 à ̈ inferiore alla potenza massima disponibile PTRASD<MAX>.

La potenza PSCAVaccumulata dal condensatore 5 à ̈ una frazione della potenza recuperata dall’interfaccia, ed à ̈ data dalla formula (3):

PSCAV=ηTRASD·Î·SCAV·PTRASD<MAX>, (3) mentre la potenza PEL_LOADfornita in uscita dal convertitore DC-DC al carico elettrico 8 à ̈ data dalla seguente formula (4):

PEL_LOAD=PDCDC·Î·DCDC(4) dove PDCDCà ̈ la potenza ricevuta in ingresso dal convertitore DC-DC 8, in questo caso coincidente con PSCAV.

Il principale svantaggio della configurazione secondo la figura 1 riguarda il fatto che la tensione massima fornita in uscita dall’interfaccia di raccolta 4 à ̈ limitata dalla dinamica di ingresso del convertitore DC-DC 8.

La tensione VOUTai capi del condensatore 5 (fornita in uscita dall’interfaccia di raccolta 4 ed in ingresso al convertitore DC-DC 8) à ̈ infatti determinata sulla base del bilanciamento di potenza secondo la seguente formula (5):

PSTORE=PSCAV-PDCDC(5)

dove PSTOREindica la potenza in eccesso rispetto a quella richiesta dal carico, recuperata dall’interfaccia di raccolta 4 ed accumulata sul condensatore 5.

In applicazioni in cui il trasduttore 2 converte energia meccanica in energia elettrica in modo discontinuo (cioà ̈ la potenza PTRASD<MAX>varia in modo significativo nel tempo) e/o la potenza PEL_LOADrichiesta dal carico elettrico 8 varia in modo significativo nel tempo, anche la tensione VOUTha, conseguentemente, un andamento variabile nel tempo. Questo causa, ad esempio, una variazione del fattore di efficienza ηDCDC, che assume valori bassi in corrispondenza di valori alti di VOUT. Il valore massimo di VOUTà ̈ inoltre limitato dall’intervallo di tensioni di ingresso accettate dal convertitore DC-DC.

La domanda di brevetto nr. EP 2518878 descrive un convertitore DC-DC che consente di mantenere un fattore di efficienza ηDCDCelevato anche in condizione di basso carico (“light load†) e di ottenere una dinamica di tensioni ingresso elevata. Il convertitore DC-DC secondo il documento EP 2518878 à ̈ di tipo SIMO (singolo induttore e uscita multipla, o “single inductor multiple output†), ed à ̈ atto ad alimentare una pluralità di carichi elettrici. Tuttavia, tale convertitore DC-DC ha alcune limitazioni. Ad esempio, l’alimentazione dei carichi elettrici segue una procedura a multiplazione di tempo fissa, che prevede una sequenza di alimentazione dei carichi elettrici predeterminata; inoltre, ciascun carico à ̈ alimentato durante un rispettivo slot temporale la cui durata à ̈ definita da un segnale di clock predeterminato e indipendente dal carico che si sta alimentando.

Scopo della presente invenzione à ̈ quello di fornire un convertitore DC-DC, un metodo per operare il convertitore DC-DC, un sistema di raccolta di energia comprendente il convertitore DC-DC, ed un apparecchio comprendente il sistema di raccolta di energia che consentano di superare i succitati problemi e svantaggi. In particolare, il convertitore DC-DC secondo la presente invenzione consente di mantenere un fattore di efficienza ηDCDCelevato anche in condizione di basso carico (“light load†), ad esempio dell’ordine di alcune centinaia di µW. Inoltre, secondo un aspetto della presente invenzione, i consumi di energia sono minimizzati; secondo un ulteriore aspetto della presente invenzione, la sequenza e la durata degli slot temporali sono ottimizzate in base ai carichi elettrici applicati al convertitore DC-DC.

Secondo la presente invenzione vengono pertanto forniti (“provided†) convertitore DC-DC, un metodo per operare il convertitore DC-DC, un sistema di raccolta di energia comprendente il convertitore DC-DC, ed un apparecchio comprendente il sistema di raccolta di energia, come definiti nelle rivendicazioni allegate.

Per una migliore comprensione della presente invenzione, ne vengono ora descritte forme di realizzazione preferite, a puro titolo di esempio non limitativo e con riferimento ai disegni allegati, nei quali:

- la figura 1 mostra un sistema di raccolta di energia di tipo noto;

- la figura 2 mostra schematicamente un convertitore DC-DC di tipo SIMO (singolo induttore, uscite multiple – “Single Inductor Multiple Outputs†);

- la figura 3 mostra in maggior dettaglio il convertitore DC-DC di figura 2;

- le figure 4a-4c mostrano in forma schematica una suddivisione temporale di alimentazione di carichi elettrici mediante il convertitore DC-DC di figura 2 o 3 secondo una tecnica a multiplazione di tempo;

- le figure 5a e 5b mostrano in modo esemplificativo fasi di caricamento e completo scaricamento dell’induttore 18 del convertitore DC-DC di figura 2 o 3, secondo una modalità di conduzione di tipo discontinuo DCM;

- la figura 6 mostra una forma di realizzazione di un circuito di pilotaggio di un interruttore atto ad accoppiare l’induttore del convertitore DC-DC di figura 2 o 3 con una sorgente di segnale di alimentazione di ingresso;

- le figure 7a e 7b mostrano segnali di controllo del circuito di pilotaggio di figura 6;

- la figura 7c mostra l’andamento di segnali interni al comparatore DC-DC di figura 2 o 3 quando comprendente il circuito di pilotaggio di figura 6, utilizzando la scala temporale dei segnali delle figure 7a e 7b;

- la figura 8 mostra un circuito di generazione di tempi morti, accoppiabile al convertitore DC-DC di figura 2 o 3;

- la figura 9 mostra con maggior dettaglio una porzione del circuito di generazione di tempi morti di figura 8;

- le figure 10a-10c mostrano segnali di gestione e controllo del circuito di generazione di tempi morti delle figure 8 e 9;

- la figura 10d mostra l’andamento di un segnale interno al comparatore DC-DC di figura 2 o 3 quando comprendente il circuito di generazione di tempi morti di figura 8, utilizzando la scala temporale dei segnali delle figure 10a-10c;

- la figura 11 mostra una forma di realizzazione del convertitore DC-DC comprendente circuiti di pilotaggio di interruttori del convertitore DC-DC utilizzati durante fasi di scaricamento dell’induttore;

- la figura 12 mostra una forma di realizzazione di un interruttore accoppiato all’induttore del convertitore DC-DC di figura 11, operabile durante fasi di scaricamento dell’induttore;

- la figura 13 mostra una forma di realizzazione del convertitore DC-DC comprendente un circuito di controllo adattativo configurato per gestire l’accoppiamento e il disaccoppiamento dell’induttore con una pluralità di carichi elettrici, per l’alimentazione dei carichi elettrici;

- la figura 14 mostra un circuito atto a cooperare con il circuito di controllo adattativo di figura 13 per la generazione di un intervallo temporale di carica del singolo induttore del convertitore DC-DC secondo la presente invenzione;

- la figura 15 mostra un circuito includente il circuito di figura 14 e atto a generare un segnale di orologio;

- le figure 16a-16f mostrano segnali logici interni al circuito di figura 15;

- la figura 17 mostra fasi di un metodo per operare il convertitore DC-DC di figura 13 secondo un aspetto della presente invenzione;

- la figura 18 mostra fasi di un metodo per operare il convertitore DC-DC di figura 13 secondo un ulteriore aspetto della presente invenzione;

- le figure 19a-19d mostrano in forma schematica una suddivisione temporale di alimentazione di carichi elettrici, e fasi di caricamento e completo scaricamento dell’induttore 18 del convertitore DC-DC di figura 2 o 3 o 13, secondo una ulteriore forma di realizzazione della presente invenzione;

- la figura 20 mostra una forma di realizzazione di un circuito di rilevazione di corrente utilizzabile nel convertitore DC-DC di figura 2 o 3 o 13, secondo un aspetto della presente invenzione;

- le figure 21a-21g mostrano in forma schematica una suddivisione temporale di alimentazione di carichi elettrici (figure 21a-21c), fasi di caricamento e completo scaricamento dell’induttore 18 del convertitore DC-DC di figura 2 o 3 o 13 (figura 21d), e segnali operativi associati al circuito di rilevazione di corrente di figura 20 (figure 21e-21g), secondo una ulteriore forma di realizzazione della presente invenzione;

- la figura 22 mostra un sistema di raccolta di energia ambientale comprendente il convertitore DC-DC di figura 13; e

- la figura 23 mostra un veicolo comprendente sistema di raccolta di energia ambientale di figura 18.

La figura 2 mostra schematicamente un convertitore DC-DC 10, in particolare di tipo “buck†, comprendente un singolo induttore 18 accoppiato all’ingresso del convertitore DC-DC 10 ed una pluralità di uscite per alimentare una rispettiva pluralità di carichi 20a-20n (anche conosciuto come convertitore SIMO – “Single Inductor Multiple Outputs†).

In maggior dettaglio, il convertitore 10 comprende un ponte principale (“main bridge†) 12, includente un terminale di alimentazione 12a a tensione VIN(con VINvariabile, ad esempio, tra 1V e 40V) e un terminale di riferimento a tensione di terra GND (ad esempio, pari a circa 0 V, tuttavia altre tensioni di riferimento possono essere utilizzate, ad esempio -VIN). Il ponte principale 12 include inoltre un interruttore lato alto (“high side switch†) 13 ed un interruttore lato basso (“low side switch†) 14, collegati in serie tra loro tra il terminale di alimentazione 12a e il terminale di riferimento GND. In particolare, l’interruttore lato alto 13 à ̈ collegato direttamente al terminale di alimentazione 12a per ricevere il segnale VIN, e l’interruttore lato basso 14 à ̈ collegato direttamente al terminale di riferimento GND.

Secondo una forma di realizzazione, (si veda la figura 3), l’interruttore lato alto 13 à ̈ un transistore MOSFET, in particolare un transistore MOS a doppia diffusione (DMOS), a canale n, e resistenza in stato acceso (RON) di circa 1 Ω a 100 mA. L’interruttore lato basso 14 à ̈ dello steso tipo del transistore 13. Alternativamente, l’interruttore lato alto 13 e l’interruttore lato basso 14 possono essere formati con una tecnologia differente, ad esempio possono essere transistori MOSFET a canale p, o transistori bipolari NPN o PNP, IGBT o semplicemente diodi.

Con riferimento alla figura 3, un diodo 15 e diodo 16 sono collegati tra un rispettivo terminale di sorgente (“source†) S e un rispettivo terminale di pozzo (“drain†) D dell’interruttore lato alto 13 e dell’interruttore lato basso 14. I diodi 15 e 16 sono collegati in configurazione nota come “antiparallela†(rispetto alla normale direzione di scorrimento della corrente attraverso l’interruttore lato alto 13 e l’interruttore lato basso 14). Come noto, una caratteristica di un transistore MOSFET à ̈ quella di mostrare, in certe condizioni operative, le proprietà elettriche di un diodo (diodo parassita). Tale diodo à ̈ elettricamente interposto (integrato) tra i terminali di sorgente e di pozzo del transistore MOSFET. In altre parole, l’interruttore lato alto 13 e l’interruttore lato basso 14 possono avere il comportamento elettrico di un diodo, in cui il catodo del diodo corrisponde al terminale di pozzo e l’anodo al terminale di sorgente del rispettivo interruttore lato alto 13 e interruttore lato basso 14 (viceversa nel caso di transistori MOSFET di tipo p). In maggior dettaglio, il terminale di pozzo D dell’interruttore lato alto 13 à ̈ collegato al terminale di alimentazione 12a, il terminale di sorgente S dell’interruttore lato alto 13 à ̈ collegato al terminale di pozzo dell’interruttore lato basso 14, e il terminale di sorgente S dell’interruttore lato basso 14 à ̈ collegato al terminale di riferimento GND. Gli interruttori lato alto 13 e lato basso 14 sono controllati in conduzione mediante un rispettivo primo e secondo circuito di pilotaggio 25, 26, meglio descritti in seguito. I circuiti di pilotaggio 25, 26 sono collegati al terminale di controllo G (o terminale di porta - “gate†) dei transistori che formano gli interruttori lato alto 13 e lato basso 14.

Con riferimento congiunto alle figure 2 e 3, il convertitore DC-DC 10 comprende inoltre un induttore 18, avente induttanza L compresa tra circa 1µH e circa 20µH. L’induttore 18 include un primo terminale di conduzione 18a collegato tra l’interruttore lato alto 13 e l’interruttore lato basso 14 (in particolare, collegato ai terminali di sorgente S e di pozzo D dell’interruttore lato alto 13 e dell’interruttore lato basso 14, rispettivamente), ed un secondo terminale 18b, collegato ad una pluralità di carichi elettrici 20a, 20b, ..., 20n mediante una pluralità di rispettivi interruttori di accoppiamento 22a, 22b, ..., 22n. Ciascun interruttore di accoppiamento 22a-22n à ̈ dunque collegato in serie con l’induttore 18.

Ciascun carico elettrico 20a-20n include, esemplificativamente, un condensatore 20a’-20n’ ed un resistore 20a†-20b†collegati tra il secondo terminale 18b dell’induttore 18 e il terminale di riferimento GND.

Gli interruttori di accoppiamento 22a-22n, come mostrano le figure 2 e 3, hanno la funzione di consentire ad una pluralità di uscite indipendenti tra loro (la pluralità di “n†carichi elettrici 20a-20n) di condividere il singolo induttore 18. Per garantire assenza di conduzione incrociata (“cross conduction†) tra i carichi elettrici 20a-20n, gli interruttori di accoppiamento 22a-22n sono controllati (aperti/chiusi), secondo una forma di realizzazione della presente invenzione, utilizzando una tecnica a multiplazione di tempo (“time multiplexing†).

Ciascun carico elettrico 20a-20n può richiedere un valore di tensione di alimentazione Vout_a, Vout_b, ..., Vout_ndiverso da quello richiesto dagli altri carichi elettrici 20a-20n. Ad esempio ciascun carico elettrico 20a-20n può richiedere un valore di tensione di alimentazione Vout_a-Vout_ncompreso tra 0.8 V e 3 V, o altri valori ancora, a seconda dell’applicazione.

In uso, l’energia richiesta dai carichi elettrici 20a-20n per il loro funzionamento à ̈ fornita dall’induttore 18, che, a sua volta, à ̈ caricato e scaricato controllando opportunamente gli interruttori lato alto 13 e lato basso 14 del ponte principale 12. Gli interruttori lato alto 13 e lato basso 14 sono controllati (aperti/chiusi) in modo tale da evitare un collegamento diretto tra il terminale 12a a tensione di alimentazione VINe il terminale di riferimento di terra GND. In maggior dettaglio, gli interruttori lato alto 13 e lato basso 14 sono controllati utilizzando un controllo di tensione ad anello con isteresi (“hysteretic voltage control loop†), mostrato in figura 8.

Le figure 4a-4c mostrano, utilizzando una stessa scala temporale (asse delle ascisse), una pluralità di “n†intervalli temporali τ1-τndurante i quali gli interruttori di accoppiamento 22a-22n sono aperti o chiusi in modo da implementare la tecnica di controllo a multiplazione di tempo, secondo un aspetto della presente invenzione.

Le figure 5a e 5b mostrano, utilizzando la stessa scala temporale delle figure 4a-4c, un metodo di controllo degli interruttori lato alto 13 e lato basso 14 per caricare e scaricare completamente l’induttore 18 in ciascun intervallo temporale τ1-τn(secondo una modalità di conduzione di tipo discontinuo DCM – “Discontinuous Conduction Mode†; o, alternativamente, di tipo pseudo continuo PCCM – “Pseudo-Continuous Conduction Mode†).

Con riferimento alle figure 4a-4c e 5a, 5b, considerando l’istante temporale t1come istante di inizio, l’intervallo temporale Ï„1à ̈ compreso tra t1e t2. Durante l’intervallo temporale Ï„1, l’interruttore di accoppiamento 22a à ̈ chiuso (figura 4a), e i restanti interruttori di accoppiamento 22b-22n sono aperti (figure 4b, 4c). Si evita in questo modo di collegare direttamente tra loro due o più carichi elettrici 20a-20n, evitando fenomeni di conduzione incrociata tra i carichi elettrici 20a-20n.

Per quanto riguarda il controllo del ponte principale 12 (figura 5a), durante l’intervallo temporale Ï„1, in particolare tra t1e t1a, l'interruttore lato alto 13 à ̈ chiuso mentre l'interruttore lato basso 14 à ̈ aperto; tra t1ae t1bl'interruttore lato alto 13 à ̈ aperto e l'interruttore lato basso 14 à ̈ chiuso. Si evita in questo modo di collegare direttamente il terminale di alimentazione 12a a tensione di riferimento GND, evitando fenomeni di conduzione incrociata tra il terminale 12a e il terminale a riferimento GND. Come mostrato in figura 5b, durante l’intervallo t1-t1ala corrente ILdi carica dell’induttore 18 aumenta dal valore iniziale I0(induttore scarico) fino al valore di picco ILmax, caricando l’induttore 18. Durante l’intervallo t1a-t1b, l’induttore 18 viene completamente scaricato, fino a raggiungere nuovamente il valore iniziale I0.

Analogamente, considerando l’intervallo temporale Ï„2(compreso tra t2e t3), l’interruttore di accoppiamento 22b à ̈ chiuso (figura 4b), e i restanti interruttori di accoppiamento 22a-22n sono aperti (figure 4a, 4c), evitando la conduzione incrociata tra i carichi elettrici 20a-20n.

Per quanto riguarda il ponte principale 12 (figura 5a), durante l’intervallo temporale Ï„2gli interruttori lato alto 13 e lato basso 14 sono controllati analogamente a quanto descritto con riferimento all’intervallo temporale Ï„1. Dunque, tra t2e t2al'interruttore lato alto 13 à ̈ chiuso e l'interruttore lato basso 14 à ̈ aperto; viceversa, tra t2ae t2b, l'interruttore lato alto 13 à ̈ aperto e l'interruttore lato basso 14 à ̈ chiuso. Analogamente, durante l’intervallo t2-t2ala corrente ILdi carica dell’induttore 18 aumenta dal valore iniziale I0(assunto al termine dell’intervallo temporale Ï„1) fino al valore di picco ILmax. Durante l’intervallo t2a-t2b, l’induttore 18 viene completamente scaricato, fino a raggiungere nuovamente il valore iniziale I0.

Secondo quanto mostrato nelle figure 4a-4c, il procedimento descritto à ̈ eseguito per tutti gli “n†interruttori (cioà ̈ fino all’interruttore di accoppiamento 22n). Tuttavia, secondo la presente invenzione, il procedimento di alimentazione dei carichi elettrici 20a-20n non segue necessariamente un ordine prestabilito. In altre parole, non à ̈ necessario che gli intervalli temporali Ï„1-Ï„nsiano utilizzati per alimentare in una sequenza predeterminata i carichi elettrici 20a-20n. Al contrario, ciascun carico elettrico 20a-20n à ̈ alimentato solo nel caso in cui esso richieda alimentazione elettrica per il suo funzionamento; se un carico elettrico à ̈ spento, o non necessita di ulteriore alimentazione, l’intervallo temporale Ï„1-Ï„nprevisto per l’alimentazione di tale carico non viene utilizzato per l’alimentazione del carico stesso ma per l’alimentazione di un altro carico elettrico 20a-20n che, invece, necessita di essere alimentato. È inoltre previsto che due o più intervalli temporali Ï„1-Ï„ntemporalmente immediatamente consecutivi siano riservati per alimentare più volte uno stesso carico elettrico 20a-20n.

Questa situazione può essere descritta come qui di seguito esemplificato, ancora con riferimento alle figure 4a-4c e 5a-5b. In questo caso, dopo aver alimentato il carico elettrico 20a durante l’intervallo temporale Ï„1, si prosegue con l’alimentazione dello stesso carico elettrico 20a durante l’intervallo temporale Ï„2(compreso tra t2e t3). Dunque, durante l’intervallo temporale Ï„2, si procede con una nuova fase di carica dell’induttore 18 (nell’intervallo t2-t2a) e di alimentazione del carico elettrico 20a (nell’intervallo t2a-t2b) chiudendo l’interruttore di accoppiamento 22a (durante l’intero intervallo Ï„2); i restanti interruttori di accoppiamento 22b-22n sono aperti, evitando la conduzione incrociata tra i carichi elettrici 20a-20n. Per quanto riguarda il ponte principale 12, durante l’intervallo temporale Ï„2gli interruttori lato alto 13 e lato basso 14 sono controllati analogamente a quanto descritto con riferimento all’intervallo temporale Ï„1. Dunque, tra t2e t2al'interruttore lato alto 13 à ̈ chiuso e l'interruttore lato basso 14 à ̈ aperto; viceversa, tra t2ae t2b, l'interruttore lato alto 13 à ̈ aperto e l'interruttore lato basso 14 à ̈ chiuso. Analogamente, durante l’intervallo t2-t2ala corrente ILdi carica dell’induttore 18 aumenta dal valore iniziale I0(assunto al termine dell’intervallo temporale Ï„1) fino al valore di picco ILmax. Durante l’intervallo t2a-t2b, l’induttore 18 viene completamente scaricato, fino a raggiungere nuovamente il valore iniziale I0.

In conclusione, tra t1e t(n+1), tutti o solo alcuni tra i carichi elettrici 20a-20n vengono alimentati in uno o più intervalli o “slot†temporali, sempre evitando fenomeni di conduzione incrociata tra i carichi elettrici 20a-20n stessi.

Come detto e mostrato in figura 5b, in ciascun intervallo temporale Ï„1-Ï„n(e intervalli temporali successivi Ï„(n+1), ecc.) l’induttore 18 viene caricato e scaricato completamente. In dettaglio, l’induttore 18 viene caricato chiudendo l'interruttore lato alto 13, accoppiando così il terminale 18a dell’induttore 18 al terminale 12a del ponte principale 12. Lo scaricamento dell’induttore 18 avviene aprendo l'interruttore lato alto 13 e chiudendo l'interruttore lato basso 14. Il terminale 18a dell’induttore 18 à ̈ in questo modo accoppiato al terminale di riferimento GND. Le fasi di caricamento e completo scaricamento dell’induttore 18 garantiscono l’assenza di una regolazione incrociata (“cross regulation†) tra i vari carichi elettrici 20a-20n. Risulta evidente che la regolazione incrociata può comunque essere minimizzata anche se l’induttore 18 non si scarica completamente, ma la corrente ILraggiunge un valore prossimo al valore di partenza I0. Una fase di scaricamento poco accurata, tuttavia, può causare nel tempo fenomeni di divergenza della corrente accumulata nell’induttore 18, che aumenta in modo indesiderato. È quindi opportuno, in ogni caso, prevedere cicli di completo scaricamento dell’induttore 18.

La fase di scaricamento dell’induttore 18 deve essere opportunamente monitorata, al fine di evitare che la tensione VLsull’induttore 18 assuma un valore negativo, causando un assorbimento di corrente dai carichi elettrici 20a-20n quando questi vengono accoppiati all’induttore 18.

La figura 11, descritta in seguito, mostra una forma di realizzazione di un circuito atto a monitorare la corrente che scorre dall’induttore 18 verso il terminale di riferimento GND, per evitare fenomeni di scaricamento del carico 20a-20n.

La figura 6 mostra il primo e il secondo circuito di pilotaggio 25, 26 collegati al ponte principale 12, secondo una forma di realizzazione della presente invenzione.

Con riferimento all'interruttore lato alto 13, il primo circuito di pilotaggio 25 ad esso accoppiato à ̈ configurato per controllare l'interruttore lato alto 13 alternativamente in uno stato aperto, in cui l'interruttore lato alto 13 non conduce corrente, e in uno stato chiuso, in cui l'interruttore lato alto 13 conduce corrente. Con riferimento ad un interruttore lato alto 13 di tipo MOSFET a canale n (come mostrato in figura 6), il primo circuito di pilotaggio 25 à ̈ configurato per polarizzare opportunamente il terminale di porta G dell'interruttore lato alto 13 in modo tale che, quando à ̈ necessario chiudere l'interruttore lato alto 13, la tensione tra terminale di sorgente S e terminale di porta G sia maggiore della tensione di soglia di accensione dell'interruttore lato alto 13. A questo fine, il primo circuito di pilotaggio 25 comprende un circuito di “bootstrap†. In dettaglio, il primo circuito di pilotaggio 25 comprende un terminale di alimentazione 25a, a tensione VDDcompresa tra circa 2 V e circa 3.3 V, ad esempio pari a circa 2.5 V; un interruttore di ricarica 30 (in particolare in figura 6 à ̈ mostrato un transistore MOSFET 30’, di tipo p, con diodo integrato 30†avente il terminale di pozzo D collegato al terminale di alimentazione 25a); e un condensatore 29, avente capacità CBOOTcompresa tra circa 200 pF e circa 700 pF ad esempio pari a circa 400pF, collegato tra il terminale di sorgente S dell’interruttore di ricarica 30 e il terminale 18a dell’induttore 18. L’interruttore di ricarica 30 à ̈ configurato per accoppiare il condensatore 29 al terminale di alimentazione 25a per caricare il condensatore 29 mediante la tensione VDD, e, alternativamente, disaccoppiare il condensatore 29 dal terminale di alimentazione 25a. Il primo circuito di pilotaggio 25 comprende inoltre ulteriori interruttori 32 e 33. L’interruttore 32 à ̈ collegato tra il terminale di sorgente S e il terminale di porta G dell’interruttore di ricarica 30, mentre l’interruttore 33 à ̈ collegato tra il terminale di porta G dell’interruttore di ricarica 30 e il terminale di riferimento GND.

Gli interruttori 32 e 33 sono, ad esempio, transistori MOSFET controllati in conduzione e interdizione da un rispettivo segnale di controllo φAe φB, applicati al terminale di porta del rispettivo interruttore 32, 33. I segnali di controllo φAe φBsono generati da una logica esterna al primo circuito di pilotaggio 25, in modo da implementare le fasi descritte con riferimento alle figure 4a-4c e 5a, 5b.

L'interruttore lato alto 13 e l'interruttore lato basso 14 hanno il terminale di porta G collegato ad un rispettivo dispositivo di pilotaggio 34, 35. Ad esempio, il primo e il secondo dispositivo di pilotaggio 34, 35 sono formati, ciascuno, da una catena di “m†invertitori, con “m†numero pari.

Con riferimento al dispositivo di pilotaggio 34, quest’ultimo comprende un primo e un secondo ingresso di alimentazione 34a, 34b collegati ad una alimentazione flottante, tra VPe VBOOT, per generare in uscita un segnale VHSatto a pilotare (aprire/chiudere) il transistore lato alto 13, sulla base di un segnale VHS’ che riceve in ingresso, generato da una opportuna logica di controllo (logica di controllo 42 e logica di controllo 85, meglio descritte in seguito con riferimento alle figure 8 e 13). Poiché il dispositivo di pilotaggio 34 à ̈ alimentato a tensione compresa tra VPe VBOOT, in uso à ̈ in grado di generare una tensione di pilotaggio del terminale di porta dell’interruttore lato alto 13 maggiore della tensione VPapplicata al terminale di sorgente S (in particolare maggiore della tensione di soglia di accensione dell’interruttore lato alto 13). Si veda ad esempio, nella figura 7c, la tensione VX.

Con riferimento al dispositivo di pilotaggio 35, quest’ultimo riceve in ingresso un segnale VLS’ (anch’esso generato dalla logica di controllo), e genera in uscita un segnale VLSatto a pilotare (aprire/chiudere) il transistore lato basso 14. Poiché il transistore lato basso 14 ha il terminale di sorgente S collegato al riferimento GND non à ̈ necessario un circuito di alimentazione analogo a quello descritto con riferimento al dispositivo di pilotaggio 34 che garantisca tensioni sul terminale di porta G variabili in funzione della tensione assunta dal terminale di sorgente S.

La figura 7a mostra, in funzione del tempo t (asse delle ascisse), l’andamento dei segnali VHS’ e VLS’ applicati, rispettivamente, al dispositivo di pilotaggio 34 e 35; la figura 7b mostra, utilizzando la stessa scala temporale della figura 7a, l’andamento dei segnali di controllo φAe φB, atti a controllare in apertura e chiusura gli interruttori 32 e 33 di figura 6; e la figura 7c mostra, utilizzando la stessa scala temporale delle figure 7a e 7b, l’andamento del segnale di tensione VBOOTe del segnale di tensione VP.

Quando l'interruttore lato basso 14 à ̈ chiuso (segnale VLS’ alto), il terminale 18a à ̈ connesso a tensione di riferimento di terra GND e il segnale VPà ̈ dunque a tensione di riferimento GND (es., circa 0 V). Durante questo intervallo di tempo il condensatore 29 viene caricato mediante la tensione VDD. Questo à ̈ reso possibile collegando il condensatore 29 al terminale di alimentazione 25a chiudendo l’interruttore 30 (l’interruttore 33 à ̈ chiuso e l’interruttore 32 aperto). Come già detto, durante l’intervallo temporale in cui l’interruttore lato basso 14 à ̈ chiuso l’induttore 18 à ̈ connesso a terra GND e una corrente di scarica fluisce attraverso l’interruttore lato basso 14.

Quando à ̈ necessario ricaricare l’induttore 18, l’interruttore 30 viene aperto (aprendo l’interruttore 33 e chiudendo l’interruttore 32). Prima della chiusura dell’interruttore lato alto 13, l'interruttore lato basso 14 viene aperto, per evitare fenomeni di conduzione incrociata, come precedentemente detto. Il condensatore 29, precedentemente caricato, mantiene la carica accumulata ed alimenta il dispositivo di pilotaggio 34 che, a sua volta, polarizza il terminale di controllo dell'interruttore lato alto 13, controllandolo in conduzione. Il terminale di alimentazione 12a à ̈ quindi collegato al terminale 18a dell’induttore 18 consentendo l’alimentazione del carico elettrico come spiegato precedentemente.

Dalle figure 7a e 7b si nota che il segnale VLS’ à ̈ a valore alto quando il segnale di controllo φAà ̈ a valore alto (interruttore 32 aperto) e il segnale VHS’ à ̈ a valore basso. Durante questo intervallo, il condensatore 29 à ̈ ricaricato. Quando il segnale VLS’ scende, anche il segnale di controllo φAscende (chiudendo l’interruttore 32). Allo stesso tempo, il segnale di controllo φBsale (aprendo l’interruttore 33). Dopo un certo intervallo di tempo anche il segnale VHS’ sale. Tra il fronte di discesa del segnale VLS’ e il fronte di salita del segnale VHS’ à ̈ infatti previsto un intervallo di guardia (tempo morto – “dead time†) per evitare fenomeni di conduzione incrociata.

Con la chiusura dell'interruttore lato alto 13 la tensione VPsale al valore VIN.

In questa fase, in cui l’interruttore 33 à ̈ aperto e l’interruttore 32 à ̈ chiuso, il condensatore 29 à ̈ carico (VBOOT≈VDD). Con l’accensione dell'interruttore lato alto 13, il nodo a tensione VPcresce e, per effetto “bootstrap†(capacitivo), sale anche la tensione sul piatto opposto del condensatore 29 (condensatore di bootstrap). La tensione VBOOTai capi del condensatore 29 à ̈ mantenuta sostanzialmente costante (a meno di qualche perdita, si veda la formula (7) nel seguito). In questo modo durante la fase di accensione dell'interruttore lato alto 13, il dispositivo di pilotaggio 34 à ̈ alimentato ed à ̈ quindi in grado di accendere l'interruttore lato alto 13.

La differenza di tensione VBOOT=VXai capi del condensatore 29 quando l'interruttore lato alto 13 à ̈ chiuso à ̈ data da:

V<x>=VD D( 1 −<C>BOOT )

<D>(7) CBOOT C GS

dove CGSà ̈ la capacità tra terminale di porta e terminale di sorgente del transistore lato alto 13.

La forma di realizzazione di figura 6 consente di minimizzare l’area richiesta per l’insieme formato dall'interruttore lato alto 13 e il primo circuito di pilotaggio 25, mantenendo buone caratteristiche prestazionali per quanto riguarda la resistenza in stato acceso (RON) e consentendo una completa integrazione del primo circuito di pilotaggio 25 e dell'interruttore lato alto 13 senza la necessità di utilizzare componenti esterni.

La figura 8 mostra, in forma schematica, un circuito di controllo dei tempi morti (“dead time control circuit†) 40 secondo una forma di realizzazione della presente invenzione, accoppiato al ponte principale 12 del convertitore DC-DC 10. La logica di controllo dei tempi morti 40 à ̈ configurata per generare i segnali VHS’ e VLS’, precedentemente descritti.

Il circuito di controllo dei tempi morti 40 comprende una logica di controllo 42, configurata per generare i segnali VHS’ e VLS’ sulla base di un segnale di comando (“command signal†) SCOMM, ad esempio un segnale orologio SCOMM=CLK_IN, che riceve su un primo ingresso (ingresso 40a). I segnali VHS’ e VLS’ sono, come detto, forniti ai dispositivi di pilotaggio 34, 35 che generano in uscita un rispettivo segnale VHSe VLSatto a pilotare l’interruttore lato alto 13 e lato basso 14. Il segnale di comando SCOMMà ̈ un segnale digitale, atto ad assumere un valore logico basso (†0†logico) e un valore logico alto (†1†logico).

Il circuito di controllo dei tempi morti 40 comprende inoltre un primo elemento di ritardo (“delay element†) 46 collegato tra l’uscita del dispositivo di pilotaggio 34 e un secondo ingresso 40c della logica di controllo 42, e configurato per ricevere in ingresso il segnale VHS, ritardarlo di un tempo D1, e fornire alla logica di controllo 42 un segnale VHS_Dtemporalmente ritardato di D1 rispetto al segnale VHS.

Il circuito di controllo dei tempi morti 40 comprende inoltre un secondo elemento di ritardo 48 collegato tra l’uscita del dispositivo di pilotaggio 35 e un terzo ingresso 40e della logica di controllo 42, e configurato per ricevere in ingresso il segnale VLS, ritardarlo di un tempo D2, e fornire alla logica di controllo 42 un segnale VLS_Dtemporalmente ritardato di D2 rispetto al segnale VLS.

Il primo e il secondo elemento di ritardo 46, 48 comprendono, ad esempio, una catena di inverter, o di altri elementi atti a generare il ritardo D1 e D2 desiderato. Ad esempio i ritardi D1 e D2 sono compresi tra 5 ns e 20 ns, ad esempio pari a circa 10 ns.

Il funzionamento della logica di controllo 42, per la generazione dei tempi morti TD, à ̈ meglio comprensibile con riferimento alla figura 9, che mostra con maggior dettaglio la logica di controllo 42, e alle figure 10a-10d, che illustrano graficamente l’andamento del segnale di comando SCOMM(figura 10a), dei segnali VHS’, VHS, e VHS_D(figura 10b), dei segnali VLS’, VLS, e VLS_D(figura 10c), con riferimento al segnale di tensione VPal terminale 18a dell’induttore 18 (figura 10d).

La logica di controllo 42 comprende un invertitore 41, collegato all’ingresso 40a per ricevere il segnale di comando SCOMMe generare in uscita un segnale di comando negato /SCOMM; una porta logica OR 43, configurata per ricevere in ingresso il segnale di comando negato /SCOMMe il segnale ritardato VLS_D; un invertitore 45, collegato all’uscita della porta logica OR 43, e generante il segnale VHS’; una porta logica AND 47, configurata per ricevere in ingresso il segnale di comando negato /SCOMMe il segnale ritardato VHS_De generare in uscita il segnale VLS’.

Con riferimento alle figure 10a e 10c, ad un tempo T1 il segnale di comando SCOMMpassa da valore basso a valore alto. Il fronte di salita del segnale di comando SCOMMà ̈ indicativo dell’inizio delle fasi operative del convertitore DC-DC 10, con il controllo dell’apertura dell’interruttore lato basso 14 (nel caso quest’ultimo sia già aperto, viene mantenuto aperto). Nel seguito delle operazioni del convertitore DC-DC 10, le fasi di apertura dell’interruttore lato basso 14 non sono sincrone con successivi fronti di salita del segnale di comando SCOMM, ma sono forzate dalla logica di controllo 54 (figura 11) sulla base di un segnale Szerogenerato da un rilevatore di corrente 51 (si veda anche in questo caso la figura 11).

Tornando alle figure 10a-10d, in corrispondenza del fronte di salita del segnale di comando SCOMM, la logica di controllo 42 controlla in apertura l’interruttore lato basso 14, controllando un cambiamento di stato del segnale VLS’, che passa da valore alto a valore basso (o à ̈ mantenuto a valore basso nel caso lo stato iniziale sia tale). Conseguentemente, il dispositivo di pilotaggio 35 genera il segnale VLS. Dopo l’intervallo TD(tempo morto), in particolare TD=D2, la logica di controllo 42 riceve in ingresso il segnale VLS_D. Questo fatto determina (tempo T2) il cambiamento di stato del segnale VHS’ che passa da valore basso a valore alto. Conseguentemente, il dispositivo di pilotaggio 34 genera il segnale VHS, per controllare in chiusura l’interruttore lato alto 13. A causa del ritardo con cui il segnale VHSviene portato in ingresso alla logica di controllo 42, quest’ultima riceve il segnale VHS_Ddopo un ritardo TD=T1. Tuttavia, questa informazione può essere scartata.

Al tempo T3, il segnale di comando SCOMMcambia stato, passando da stato alto a stato basso. Questo determina un corrispondente cambiamento di stato del segnale VHS’. Conseguentemente, il dispositivo di pilotaggio 34 controlla in apertura l’interruttore lato alto 13 (segnale VHSscende a valore basso). La logica di controllo 42 rileva il cambiamento di stato del segnale VHS(o, analogamente, del segnale VHS’) dopo un certo ritardo, al tempo T3+TD. In questo istante temporale il segnale VLS’ à ̈ nuovamente controllato in modo tale da accendere l’interruttore lato basso 14, e il processo riprende. Come si può notare, ad ogni semiperiodo del segnale di comando SCOMMsi ha una commutazione degli interruttori lato alto 13 e lato basso 14, garantendo sempre la presenza di un tempo mordo TDper evitare conduzione incrociata tra il terminale ad alta tensione (terminale 12a) e il terminale di riferimento GND.

Durante il semiperiodo del segnale di comando SCOMMin cui l’interruttore lato alto 13 à ̈ chiuso e l’interruttore lato basso 14 à ̈ aperto (cioà ̈, tra T2 e T3), la tensione VPaumenta e l’induttore 18 viene caricato. Al contrario, nel semiperiodo successivo, quando l’interruttore lato basso 14 à ̈ chiuso, l’induttore 18 viene completamente scaricato. Al fine di scaricare l’induttore 18, à ̈ necessario applicare ad esso una tensione di valore opposto alla tensione di carica. È possibile fare ciò in modo passivo sfruttando il diodo di body integrato in un transistore MOSFET, o in modo attivo utilizzando lo stesso transistore come interruttore. In particolare, secondo una forma di realizzazione della presente invenzione, si sfrutta l'interruttore lato basso 14.

Per scaricare l’induttore 18 in modo attivo, l'interruttore lato basso 14 à ̈ pilotato in modo opportuno, come descritto nel seguito con riferimento alla figura 11. Quando si raggiunge il valore limite di picco di corrente ILmax(si veda ad esempio la figura 5b), dopo il tempo morto TDgestito come descritto con riferimento alle figure 8 e 10a-10d, l'interruttore lato basso 14 viene chiuso, collegando il terminale 18a al terminale di riferimento di terra GND, consentendo così all’induttore 18 di scaricarsi. Quando la corrente che fluisce sul ramo dell'interruttore lato basso 14 raggiunge un valore limite inferiore (ad esempio circa 0 A), l'interruttore lato basso 14 viene aperto interrompendo il collegamento tra il terminale 18a al terminale di riferimento di terra GND. Questo garantisce che la corrente nell’induttore 18 non diventi negativa, il che potrebbe causare uno scaricamento dei carichi elettrici 20a-20n, con conseguente diminuzione dell’efficienza globale. La corrente che fluisce sul ramo dell'interruttore lato basso 14 à ̈ monitorata per mezzo di un rilevatore di corrente 51, ad esempio comprendente un comparatore 53 avente gli ingressi non invertente e invertente collegati a terminali di conduzione opposti dell'interruttore lato basso 14 (in particolare, ingresso non invertente collegato al terminale di pozzo D e ingresso invertente al terminale di sorgente S, o, analogamente, ingresso non invertente collegato al terminale 18a dell’induttore 18 e ingresso invertente al terminale di riferimento di terra GND). Una logica di controllo 54 riceve il segnale Szerogenerato in uscita dal comparatore 53 e, sulla base del segnale Szerocosì ricevuto, controlla in apertura o chiusura l'interruttore lato basso 14, tramite il dispositivo di pilotaggio 35 (qui esemplificativamente schematizzato come una catena di invertitori).

Il convertitore DC-DC secondo la presente invenzione comprende inoltre un interruttore anti-oscillazioni 58, collegato in parallelo all’induttore 18, come mostrato in figura 11. L’interruttore anti-oscillazioni 58 à ̈ controllato in apertura/chiusura dalla logica di controllo 54, tramite il segnale ΦC. In particolare, quando la corrente rilevata dal rilevatore di corrente 51 raggiunge il valore di limite inferiore, la logica di controllo 54 comanda in apertura l'interruttore lato basso 14 e in chiusura l’interruttore anti-oscillazioni 58. In questo modo, vengono evitate oscillazioni di fase spurie al terminale 18a, causate da energia residua immagazzinata nell’induttore 18 e nel condensatore parassita associato ai terminali 18a e 18b. Infatti, eventuali oscillazioni indesiderate possono causare problemi di natura elettromagnetica, e conseguente riduzione dell’efficienza globale del convertitore DC-DC.

La figura 12 mostra in maggior dettaglio una forma di realizzazione dell’interruttore anti-oscillazioni 58. L’interruttore anti-oscillazioni 58 comprende due transistori 61, 62, ad esempio MOSFET di tipo n, collegati in configurazione “back-to-back†, tra il terminale 18a e il terminale 18b dell’induttore 18. In collegamento antiparallelo con ciascun transistore 61, 62 à ̈ mostrato un rispettivo diodo 63, 64 (diodo integrato nel rispettivo transistore 61, 62).

In maggior dettaglio, il transistore 61 comprende un terminale di pozzo D collegato al terminale 18a dell’induttore 18, il transistore 62 comprende un terminale di pozzo D collegato al terminale 18b dell’induttore 18, mentre i terminali di sorgente S del transistore 61 e del transistore 62 sono collegati tra loro. I terminali di controllo G dei transistori 61 e 62 sono ad esempio accoppiati ad un dispositivo di pilotaggio 67, atto a ricevere in ingresso il segnale ΦCe controllare in apertura/chiusura, sulla base del segnale ΦC, i transistori 61 e 62. Il dispositivo di pilotaggio 67 comprende ad esempio una pluralità di invertitori connessi in cascata tra loro.

In uso, quando à ̈ necessario scaricare l’energia residua dell’induttore 18, l’interruttore anti-oscillazioni 58 viene chiuso controllando in conduzione entrambi i transistori 61 e 62. Al termine della fase di scarica dell’induttore 18, se uno dei carichi elettrici 20a-20n deve essere ricaricato, l’interruttore anti-oscillazioni 58 viene aperto controllando in interdizione entrambi i transistori 61 e 62 prima di chiudere l'interruttore lato alto 13.

Come precedentemente descritto, la condivisione di un singolo induttore tra una pluralità di carichi elettrici 20a-20n à ̈ resa possibile dalla presenza degli interruttori di accoppiamento 22a-22n, ciascuno di essi accoppiato ad un rispettivo carico elettrico 20a-20n e configurato per alimentare il relativo carico elettrico 20a-20n secondo una metodologia a multiplazione temporale e in una modalità discontinua DCM (per ogni carico elettrico 20a-20n, l’induttore 18 à ̈ caricato e scaricato completamente fino a corrente nulla). Gli interruttori di accoppiamento 22a-22n sono controllati mediante opportuni segnali, in rispettivi intervalli temporali non sovrapposti (si vedano le figure 4a-4c). Ciascun carico elettrico 20a-20n viene alimentato, se necessario, durante uno o più slot temporali Ï„1-Ï„n. Un comparatore di tensione con isteresi verifica se il rispettivo carico elettrico 20a-20n necessita di essere alimentato, e, in caso positivo, utilizza uno slot temporale Ï„1-Ï„nper la sua alimentazione, chiudendo il rispettivo interruttore di accoppiamento 22a-22n.

Quando un carico elettrico 20a-20n necessita di essere alimentato (es., la tensione di uscita del comparatore DC-DC 10, relativa a quel carico elettrico 20a-20n, à ̈ inferiore ad una certa soglia), il ponte principale 12 à ̈ controllato come precedentemente descritto al fine di caricare l’induttore 18; quindi, il rispettivo interruttore di accoppiamento 22a-22n viene chiuso, collegando l’induttore 18 con il rispettivo carico elettrico 20a-20n. Poiché il controllo degli interruttori di accoppiamento 22a-22n à ̈ eseguito a multiplazione di tempo, queste fasi vengono eseguite in ciascuno slot temporale Ï„1-Ï„n. Tuttavia, l’operazione di alimentare un carico elettrico 20a-20n à ̈ eseguita solo se il relativo carico elettrico 20a-20n necessita di essere alimentato. Nel caso in cui nessun carico elettrico necessiti di alimentazione, , non viene eseguita alcuna operazione e si attende che una delle uscite abbia necessità di essere ricaricata; solo se quest’ultima condizione à ̈ verificata vengono generati gli slot temporali, con l’assegnazione di ciascuno slot temporale (o, come detto, di più slot temporali consecutivi) all’alimentazione di un carico elettrico. In questo modo il consumo di energia à ̈ minimizzato, consentendo di ottenere elevati valori di efficienza.

La figura 13 mostra il convertitore DC-DC 10 secondo la presente invenzione comprendente un circuito di controllo adattativo 70 configurato per gestire la chiusura e l’apertura degli interruttori lato alto e lato basso 13 e 14 del ponte principale 12.

Il circuito di controllo adattativo 70 comprende un amplificatore 72, avente un ingresso invertente accoppiato, mediante un resistore 73 (con resistenza RINcompresa tra circa 5MΩ e 20MΩ, ad esempio RINpari a circa 10MΩ), al terminale di alimentazione 12a del ponte principale 12, per ricevere il segnale di alimentazione VIN, e un ingresso non invertente accoppiabile, alternativamente, ad una delle linee di alimentazione dei carichi elettrici 20a-20n, per prelevare il segnale di uscita Vout_a, Vout_b, ..., Vout_nfornito al rispettivo carico elettrico 20a-20n. A questo fine, il circuito di controllo adattativo 70 comprende un dispositivo multiplatore (“multiplexer†) 74, includente una pluralità di “n†interruttori 74a-74n ciascuno di essi collegato tra l’ingresso non invertente del comparatore 72 ed una rispettiva linea di alimentazione dei carichi 20a-20n. Il dispositivo multiplatore 74 opera in modo tale che l’ingresso non invertente dell’amplificatore 72 sia connesso, di volta in volta, ad uno solo tra i segnali di uscita Vout_a, Vout_b, ..., Vout_n, a seconda del carico alimentato in ogni singolo slot temporale (ad esempio, nello slot temporale τ1riceve il segnale Vout_a, nello slot temporale τ2riceve il segnale Vout_b, ecc.).

L’uscita dell’amplificatore 72 à ̈ collegata in retroazione sull’ingresso invertente tramite un transistore 76, ad esempio un MOSFET di tipo n. Il terminale di sorgente S del transistore 76 à ̈ collegato all’uscita del comparatore 72, mentre i terminali di pozzo D e di porta G sono collegati entrambi all’ingresso non invertente dell’amplificatore 72. In questo modo, il transistore 76 à ̈ attraversato in conduzione da una corrente proporzionale al segnale di alimentazione VIN. Sull’uscita dell’amplificatore 72 à ̈ inoltre collegato un transistore 78, ad esempio un MOSFET di tipo n. Il transistore 78 comprende un terminale di sorgente S collegato all’uscita dell’amplificatore 72, un terminale di porta G collegato al terminale di porta G del transistore 76 (e quindi all’ingresso invertente dell’amplificatore 72), ed un terminale di pozzo D. In particolare, il terminale di pozzo D del transistore 76 à ̈ collegato a un terminale di alimentazione 80 a tensione VDDtramite un transistore 79. Il transistore 79 comprende un terminale di sorgente S collegato al terminale di alimentazione 80, ed un terminale di pozzo D e di porta G collegati tra loro. Un ulteriore transistore 82 à ̈ collegato in configurazione a specchio di corrente con il transistore 79. In particolare, il transistore 82 comprende un terminale di porta collegato al terminale di porta del transistore 79, un terminale di sorgente collegato al terminale di alimentazione 80, ed un terminale di pozzo, collegato ad una logica di controllo 85. La logica di controllo 85 include, secondo la forma di realizzazione mostrata, la logica di controllo 42 descritta con riferimento alla figura 8 e la logica di controllo 54 descritta con riferimento alla figura 11.

Il circuito di controllo adattativo 70 converte la tensione di ingresso VINin un segnale di corrente iINproporzionale alla tensione VLsull’induttore 18 e consente di controllare la corrente di picco dell’induttore 18, evitando che cresca eccessivamente. In particolare, il circuito 70 ha il compito di generare un segnale di corrente Sin=M·iIN(considerato 1:M il rapporto di guadagno dello specchio di corrente formato dai transistori 79 e 82) proporzionale alla tensione VLpresente sull’induttore 18. Il segnale di corrente Sinà ̈ dato da:

Sin=(VIN-Vout_x)·M/RIN(8) dove Vout_xassume i valori Vout_a, o Vout_b, ..., o Vout_n, a seconda del carico che viene alimentato in ogni slot temporale.

Il segnale di corrente Sincosì generato viene utilizzato dalla logica di controllo 85 per generare un segnale di controllo, di durata pari a TON, atto a mantenere in stato acceso (cioà ̈, in conduzione) l’interruttore lato alto 13. In questo modo, la corrente di picco ILmaxche fluisce attraverso l’induttore 18 rimane costante indipendentemente dalla tensione di ingresso VIN. L’intervallo temporale TONdurante cui l’induttore 18 viene caricato assume un valore variabile a seconda del valore di tensione in ingresso VINo, meglio, a seconda del valore assunto dal segnale di corrente iIN, che à ̈ proporzionale al valore di caduta di tensione (†voltage drop†) VLsull’induttore 18.

Con maggior dettaglio, la logica di controllo 85 riceve in ingresso, tramite il transistore 82, il segnale Sinproporzionale alla corrente iINche scorre attraverso il resistore 73 (e nel ramo comprendente i transistori 78 e 79). Il segnale Sinà ̈ ricevuto da un circuito di generazione ritardo temporale 81, mostrato in figura 14, integrato nella logica di controllo 85. Il circuito di generazione ritardo temporale 81 comprende un transistore 93, un MOSFET di tipo p, avente il terminale di sorgente collegato al terminale di pozzo del transistore 82, con in serie un transistore 95, un MOSFET di tipo n, avente il terminale di sorgente collegato al terminale di riferimento GND. I terminali di gate dei transistori 93 e 95 formano una porta di ingresso 81’ del circuito di generazione ritardo temporale 81.

I terminali di pozzo di entrambi i transistori 93 e 95 sono collegati tra loro e ad un invertitore 96. Tra il terminale di pozzo dei transistori 93 e 95 e il terminale di riferimento GND à ̈ inoltre collegato un condensatore 97, avente capacità CONcompresa tra 100fF e 1pF, ad esempio pari a 500fF.

La logica di controllo 85 si occupa della generazione dei segnali di accensione/spegnimento dell'interruttore lato alto 13 e dell'interruttore lato basso 14, ma anche della generazione dei segnali di controllo degli interruttori del dispositivo multiplatore 74 e dell’interruttore anti-oscillazioni 58. A questo fine, la logica di controllo 42 riceve in ingresso, oltre al segnale di comando SCOMM,al segnale di corrente nulla Szeroe al segnale di corrente Sin, anche una pluralità di “n†segnali indicativi delle tensioni di uscita Vout_a-Vout_ndi ciascun carico elettrico 20a-20n. A questo fine, accoppiato a ciascun carico 20a-20n, à ̈ disposto un rispettivo comparatore isteretico 87a-87n (in cui ciascun comparatore isteretico, di tipo di per sé noto, comprende una prima soglia Vth<->ed una seconda soglia Vth<+>, con Vth-<Vth<+>). Ciascun comparatore isteretico 87a-87n comprende un ingresso invertente configurato per ricevere uno tra i segnali di uscita Vout_a-Vout_n, e un ingresso non invertente configurato per ricevere un segnale di riferimento Vref_c.

Il segnale di riferimento Vref_cà ̈ un riferimento “bandgap†, indipendente dalla tensione di alimentazione e

dalla temperatura. In figura 13, i comparatori 87a-87n ricevono tutti lo stesso segnale di riferimento Vref_c. Tuttavia, à ̈ possibile generare un segnale di riferimento Vref_cdiverso per ciascun comparatore 87a-87n, sulla base dei valori delle tensioni di uscita Vout_a-Vout_n. L’anello di controllo isteretico dell’intero convertitore DC-DC fa si che ciascuna uscita sia regolata al valore Vref_cimpostato per ciascun carico d’uscita.

L’uscita di ciascun comparatore isteretico 87a-87n à ̈ indicativa del livello di tensione assunto da ciascun segnale di uscita Vout_a-Vout_n. Il segnale Vcomp_a, Vcomp_b, ..., Vcomp_ngenerato in uscita da ciascun comparatore isteretico 87a-87n à ̈ ricevuto in ingresso ed elaborato dalla logica di controllo 85, per essere utilizzato durante le fasi di alimentazione dei carichi elettrici 20a-20n. Questi ultimi, infatti, vengono alimentati (ricaricati) solo quando il rispettivo segnale di tensione di uscita Vout_a, Vout_b, ..., Vout_nscende al di sotto della soglia definita dal segnale di riferimento Vref_c.

Ciascun comparatore isteretico 87a-87n ha due possibili livelli logici di uscita, in particolare il valore di riferimento di terra (GND, o equivalente) o il valore del segnale di alimentazione (VDD). Quando l’n-esimo segnale di uscita Vcomp_ndall’n-esimo comparatore isteretico 87n à ̈ pari a VDD, allora la rispettiva tensione d’uscita Vout_nà ̈ scesa al di sotto del riferimento Vref_ce il rispettivo carico elettrico 20n deve essere alimentato. Quando l’n-esimo segnale di uscita Vcomp_ndall’n-esimo comparatore isteretico 87n à ̈ pari a GND, allora la rispettiva tensione d’uscita Vout_nà ̈ maggiore del riferimento Vref_ce il rispettivo carico elettrico 20n non deve essere alimentato. La caratteristica dell’n-esimo comparatore 87n à ̈ centrata attorno al riferimento Vref_ced à ̈ la classica caratteristica isteretica (indicativamente con soglia Vth<+>>Vref_ce Vth-<Vref_c).

Per decidere se ciascun carico elettrico 20a-20n necessita di essere alimentato, la logica di controllo 85 monitora continuamente, tramite l’uscita di ciascun comparatore isteretico 87a-n, i segnali di uscita Vout_a-Vout_n. Se uno tra i segnali di uscita Vout_a-Vout_nscende al di sotto della soglia Vth<->del rispettivo comparatore isteretico 87a-87n, il ponte principale à ̈ pilotato come precedentemente descritto, e il rispettivo carico elettrico 20a-20n à ̈ alimentato e caricato. L’alimentazione di un carico elettrico 20a-20n avviene, come detto, durante un singolo slot temporale Ï„1-Ï„no durante più slot temporali immediatamente consecutivi tra loro. La fase di carica termina quando il segnale di uscita Vout_a-Vout_nsupera la soglia Vth<+>(eventualmente alternando gli slot temporali di ricarica con altri carichi elettrici che necessitano di essere alimentati). Con questo tipo di controllo, i “ripple†di uscita dipendono esclusivamente dall’isteresi dei comparatori 87a-87n, mentre la frequenza della fase di carica à ̈ funzione della capacità del condensatore di uscita e della corrente del carico. In questo contesto, la corrente di carico à ̈ la corrente che fluisce sulla resistenza di carico connessa in parallelo alla capacità d’uscita, come rappresentato in figura 13 per ciascun carico elettrico 20a-20n. Minore à ̈ la resistenza di carico maggiore à ̈ la corrente di carico. Conseguentemente, a causa della maggiore à ̈ la necessità di ricaricare il carico elettrico, il “ripple†ha una frequenza più elevata.

Ciascun comparatore 87a-87 à ̈ configurato per avere l’isteresi pari al massimo valore di “ripple†tollerato dalla specifica applicazione, ad esempio pari a circa 10-50mV.

Come mostrato in figura 15, i comparatori isteretici 87a-87n sono connessi ciascuno ad un rispettivo flip-flop 89a-89n di tipo D, in modo tale che l’uscita di ciascun comparatore isteretico 87a-87n sia fornita in ingresso al rispettivo flip-flop 89a-89n. Ciascun flip-flop 89a-89n include inoltre un ingresso di sincronizzazione, per ricevere un rispettivo segnale di sincronizzazione Ssync_a-Ssync_n(segnali di clock, schematicamente illustrati nelle figure 16a, 16c, 16e). L’uscita /Q di ciascun flip-flop 89a-89n à ̈ retroazionata mediante il circuito di generazione ritardo temporale 81 di figura 14. L’uscita Q di ciascun flip-flop 89a-89n fornisce invece un rispettivo segnale ΦQ_a-ΦQ_n(mostrati nelle figure 16b, 16d, 16f), ciascuno definente un segnale di porta temporale che definisce la durata TON. In questo modo ciascun flip-flop 89a-89n à ̈ in grado di generare un impulso di durata TONcompensata secondo il valore di VIN(si ricorda qui che il circuito di generazione ritardo temporale 81 riceve in ingresso il segnale Sin). I segnali ΦQ_a-ΦQ_nsono forniti in ingresso ad una logica OR, che genera in uscita il segnale di comando SCOMM, utilizzato, come precedentemente illustrato, per pilotare il ponte principale 12 del convertitore DC-DC.

In conclusione, il circuito di generazione ritardo temporale 81 di figura 14 riceve in ingresso un segnale digitale generato dal flip-flop 89a-89n a cui à ̈ collegato e produce un impulso di durata TONproporzionale al segnale di corrente Sin, sfruttando il condensatore 97 e l’invertitore 96. Essendo la corrente Sinproporzionale alla tensione VLsull’induttore 18 grazie al circuito di controllo adattativo 70, il tempo TONà ̈ inversamente proporzionale alla tensione VL(come da formula (10)). Questo consente di generare una corrente di picco ILmaxnell’induttore 18 di valore costante al variare della tensione di ingresso VIN.

La seguente formula (9) mostra l’intervallo temporale TONdurante il quale l'interruttore lato alto 13 à ̈ chiuso e l’induttore 18 viene caricato (con riferimento alla figura 5b, gli intervalli temporali t1-t1a, t2-t2a, tn-tna, ecc.), in funzione della corrente iINche carica il condensatore 97:

 V V

T = C th _ inv

ï£ ́ï£ ́ON ON =CDD 1

S ON

 IN 2 S IN (9)

ï£ ́ V − V V

S = M IN out _ x =ML

ï£ ́ IN

 R IN R IN

dove Vout_xà ̈ la tensione di uscita sul carico elettrico 20a-20n considerato, e scelta nel gruppo comprendente le tensioni di uscita Vout_a, Vout_b, ..., Vout_n; Vth_invà ̈ la tensione di soglia dell’invertitore 96 di figura 14; e CONil valore di capacità del condensatore 97 di figura 14.

Dalla formula (9) si ricava che TONÃ ̈ dato da:

V RT<ON>=CDD

<ON>(10) 2 MV L

e cioà ̈ TONà ̈ proporzionale a 1/VL.

Per quanto riguarda la corrente di picco ILmaxche scorre nell’induttore 18, si ha che tale corrente à ̈ data, approssimativamente, dalla formula (11) seguente:

I<V>V

<L max>= LTL V

ON =CDD R RC

ON =<ON>V<DD>(11) L L 2 MV L 2 ML

da cui si ricava che la corrente di picco ILmaxnon dipende direttamente dal valore della tensione di alimentazione di ingresso VIN.

La figura 17 illustra, schematicamente e mediante diagramma a blocchi, le fasi eseguite dalla logica di controllo 85 durante ciascuno slot temporale Ï„1-Ï„n. Come detto, durante ciascuno slot temporale Ï„1-Ï„n, viene alimentato un solo carico elettrico 20a-20n, ma slot temporali Ï„1-Ï„n,temporalmente immediatamente consecutivi tra loro, possono essere utilizzati per alimentare uno stesso carico elettrico 20a-20n.

Nel caso in cui nessun carico elettrico 20a-20n necessiti di essere alimentato, le fasi di figura 17 non sono eseguite. In pratica viene eseguita la sola fase 100, che verifica se uno dei carichi elettrici 20a-20n necessita di essere alimentato). Nel caso in cui nessun carico necessiti di alimentazione, à ̈ altresì previsto che la porzione di logica di controllo 85 deputata alla verifica del valore assunto dai segnali Vcomp_a-Vcomp_ninvii un segnale di spegnimento alle restanti porzioni del convertitore DC-DC, così che sia garantito un ulteriore risparmio energetico e perciò un aumento di efficienza del convertitore stesso.

Con riferimento alla figura 17, la logica di controllo 85 verifica (fase 100) se un carico elettrico (nel seguito si considera esemplificativamente il carico elettrico 20a) necessita di essere alimentato; tale verifica à ̈ eseguita, come detto, sulla base del valore assunto dal segnale Vcomp_agenerato dal comparatore con isteresi 87a (si veda anche quanto detto con riferimento alla figura 13). In caso negativo (il carico elettrico 20a non deve essere alimentato), si ritorna in modalità di osservazione delle uscite (segnali Vcomp_a-Vcomp_n) e si attende che almeno un uscita abbia bisogno di essere caricata. Viceversa, se il carico elettrico 20a deve essere alimentato viene generato (fase 102) uno slot temporale (es., Ï„1) e viene chiuso l’interruttore 22a di alimentazione del carico 20a. Si passa quindi alla fase 104.

Nella fase 104, la logica di controllo 85 chiude l’interruttore lato alto 13. A questo fine, ad un primo fronte di salita del segnale di comando SCOMM, la logica di controllo 85 genera i segnali φAe φB, per chiudere l’interruttore 32 ed aprire l’interruttore 33 (si veda anche la figura 6). I segnali φAe φBgenerati dalla logica di controllo 85 sono, ad esempio, forniti in ingresso ad un rispettivo circuito di pilotaggio (non mostrato, ad esempio un amplificatore o una cascata di invertitori), collegato con gli interruttori 32 e 33, e configurato per controllare in apertura/chiusura gli interruttori 32, 33 utilizzando segnali di tensione aventi ampiezza opportuna e variabile in funzione della specifica implementazione degli interruttori 32, 33 (ad esempio, nel caso di interruttori 32, 33 di tipo MOSFET, i segnali di tensione generati dai dispositivi di pilotaggio in funzione dei segnali φAe φBsono tali da controllare in conduzione i rispettivi MOSFET, generando una tensione porta-sorgente maggiore della tensione di soglia del rispettivo MOSFET).

Come descritto precedentemente, a seguito della generazione dei segnali ΦAe ΦBviene asserito il segnale VHS’ che consente la chiusura dell’interruttore lato alto 13. Non appena l’interruttore lato alto 13 conduce, la tensione al terminale 18a inizia a salire, agganciandosi a VIN. Contestualmente per effetto capacitivo, mantenendosi invariata la differenza di potenziale ai capi del condensatore 29, la tensione VBOOTsale consentendo al dispositivo di pilotaggio 34 di generare un segnale VHStale da mantenere in conduzione l’interruttore lato alto 13. L’induttore 18 può quindi essere caricato.

La logica di controllo 85 genera inoltre un segnale Φout_adi pilotaggio dell’interruttore di accoppiamento 22a. Il segnale Φout_a(eventualmente fornito all’interruttore di accoppiamento 22a tramite un opportuno dispositivo di pilotaggio analogo a quanto già descritto) controlla in conduzione l’interruttore di accoppiamento 22a, collegando l’induttore 18 al carico 20a.

Quindi, fase 106, la logica di controllo 85 genera il segnale Φcomp_aper chiudere l’interruttore 74a del dispositivo multiplatore 74. La logica di controllo 85 riceve quindi in ingresso il segnale Sine calcola, secondo la formula (3) precedentemente illustrata, l’intervallo di tempo TONper caricare completamente l’induttore 18.

Al termine di TON, fase 108, l’interruttore lato alto 13 viene aperto (la logica di controllo 85 genera un opportuno segnale VHS’ tale per cui, tramite il dispositivo di pilotaggio 34, l’interruttore lato alto 13 à ̈ controllato in stato aperto) e viene generato il tempo morto TDcome descritto con riferimento alla figura 8.

Il segnale VHS’ à ̈ un segnale logico CMOS, di ampiezza pari a VDD. La durata a valore alto del segnale di comando SCOMMà ̈ pari a TON. Quindi, l’interruttore lato alto 13 viene aperto istantaneamente con la discesa del segnale di comando SCOMM. Invece, l’interruttore lato basso 14 viene chiuso con un certo ritardo che à ̈ dato dal valore del tempo morto TD. Durante il tempo morto TDla corrente dell’induttore 18 circola nel diodo parassita 16 dell’interruttore lato basso 14 e il terminale 18a, a tensione VP, scende a valori inferiori al riferimento GND (es., circa -0.7 V).

Quindi, la logica di controllo 85 controlla in stato chiuso l’interruttore lato basso 14, generando il segnale VLS’ che viene applicato, tramite il dispositivo di pilotaggio 35, al terminale di controllo dell’interruttore lato basso 14 (fase 110). Il segnale VLS’, come VHS’, à ̈ un segnale logico CMOS di ampiezza pari a VDD.

L’induttore 18 à ̈ quindi scaricato (fase 112). Durante la fase 112 di scaricamento dell’induttore 18 la corrente di scarica che fluisce attraverso l’interruttore lato basso 14 à ̈ monitorata per mezzo del rilevatore di corrente 51, in particolare per mezzo del comparatore 53 (si veda anche la figura 11 e la relativa descrizione). La logica di controllo 85 riceve il segnale Szerogenerato dal comparatore 53 e, quando rileva che la corrente di scarica dell’induttore 18 ha raggiunto un valore nullo (ad esempio mediante confronto con un valore di riferimento memorizzato), controlla (fase 114) in stato aperto l’interruttore lato basso 14 (generando il segnale VLS’) e controlla in stato chiuso l’interruttore anti-oscillazioni 58, generando il segnale ΦC(come precedentemente descritto). Prima di passare all’eventuale slot temporale successivo viene riaperto l’interruttore di accoppiamento 22a.

Quindi, si può passare all’alimentazione di un carico elettrico successivo (es., un carico elettrico tra i carichi elettrici 20b-20n), oppure continuare ad alimentare lo stesso carico elettrico (in questo caso il carico elettrico 20a), generando un nuovo slot temporale τ2(come detto, solo se richiesto da uno dei carichi elettrici).

Il procedimento di figura 17 Ã ̈ eseguito solo nel caso in cui almeno uno tra i carichi elettrici 20a-20n necessita di alimentazione.

La frequenza del segnale di comando SCOMMà ̈, secondo una forma di realizzazione, definita sulla base di un segnale di orologio CLK generato esternamente al circuito convertitore DC-DC 10, o generato da un circuito di orologio di tipo integrato. Questo segnale di orologio CLK viene utilizzato per generare i segnali Ssync_a-Ssync_ndella logica di figura 15. La frequenza di orologio CLK à ̈, ad esempio compresa tra circa 100 kHz e circa 400 kHz, ad esempio pari a circa 230 kHz. Il segnale SCOMMha in questo caso una frequenza pari a CLK. Il segnale di orologio CLK può essere generato mediante un circuito oscillatore di tipo noto. Su ogni fronte di salita del segnale orologio viene generato lo slot temporale, di durata pari al periodo di oscillazione del segnale di orologio. Quando nessuna uscita ha bisogno di essere ricaricata l’orologio viene posto in modalità dormiente “sleep†, cioà ̈ a basso consumo, e nessuno slot temporale viene generato. Appena una uscita necessita di essere caricata, la macchina a stati viene risvegliata e si riparte con la generazione degli slot temporali per alimentari i carichi elettrici che necessitano di alimentazione.

Secondo una ulteriore forma di realizzazione della presente invenzione, il segnale di comando Scommnon à ̈ definito sulla base del segnale di orologio CLK. Secondo questa forma di realizzazione, i blocchi di generazione del segnale di comando Scommdi figura 15 (cioà ̈ i flip-flops 89a-89n, i circuiti di generazione ritardo temporale 81 e il blocco di logica OR) non utilizzano più il segnale di orologio CLK, e dunque il circuito oscillatore può essere omesso o disattivato.

In questo caso, il segnale di comando Scommà ̈ un segnale digitale del tipo mostrato in figura 10a (e pertanto la discussione relativa alle figure 10b-10d si applica in modo analogo), avente uno o più fronti di salita e rispettivi uno o più fronti di discesa. Tuttavia, il periodo del segnale di comando Scommnon à ̈ predefinito, ma à ̈ controllabile secondo necessità. Come detto, la porta temporale compresa tra un fronte di salita del segnale di comando Scomme il suo successivo fronte di salita definisce la durata di un rispettivo slot temporale Ï„1-Ï„n(figure 4a-4c). Entro lo slot temporale Ï„1-Ï„nsi eseguono le operazioni di carica dell’induttore 18, alimentazione del rispettivo carico 20a-20n e scarica completa dell’induttore 18 (figure 5a e 5b). La figura 5b mostra un caso esemplificativo ideale, in cui le fasi di scarica dell’induttore hanno tutte la stessa durata (si vedano gli intervalli t1a-t1b, t2a-t2b, tna-tnb, ecc.). Tuttavia, nella maggior parte dei casi reali, la carica e la scarica dell’induttore 18 può avvenire con tempistiche differenti, dipendenti dalla caduta di tensione VLai capi dell’induttore stesso. Il tempo di carica dell’induttore TONdipende, come già visto, in modo inversamente proporzionale alla tensione VLmentre il tempo di scarica dipende dalla tensione di uscita del carico 20a-20n che si sta alimentando durante quel particolare slot temporale Ï„1-Ï„n. Può dunque accadere che, sempre con riferimento alla figura 5b, per l’alimentazione di un certo carico 20a-20n sia utilizzato tutto l’intervallo t1-t2, ..., tn-tn+1per la carica e la scarica dell’induttore 18, mentre per l’alimentazione di un altro, diverso, carico 20a-20n sia utilizzata solo una minima parte dell’intervallo t1-t2, ..., tn-tn+1per la carica e scarica dell’induttore 18. Risulta dunque evidente che l’utilizzo di slot temporali Ï„1-Ï„ndi durata predefinita (es., basati sul segnale di orologio CLK) non à ̈ ottimale e può causare un rallentamento dell’intero sistema di alimentazione nel caso in cui gli slot temporali Ï„1-Ï„nabbiano durata maggiore del necessario. Si deve considerare che una eventuale durata fissa dello slot temporale dovrebbe consentire di effettuare la completa fase di carica e di scarica nel caso più lento, risultando perciò di durata eccessiva per tutte le altre possibili situazioni.

Prevedendo l’utilizzo di un segnale di comando Scommdi periodo non predefinito, à ̈ possibile adattare la durata di ciascuno slot temporale Ï„1-Ï„nall’effettiva durata di carica/scarica dell’induttore 18. In altre parole, quando à ̈ necessario caricare l’induttore 18 (inizio di uno slot temporale Ï„1-Ï„n), il segnale di comando Scommviene forzato a valore alto. Questo causa lo spegnimento dell’interruttore lato basso 14 e l’accensione dell’interruttore lato alto 13. Dopo un certo tempo predefinito, durante il quale la corrente nell’induttore 18 ha raggiunto il valore di picco ILmax(tale intervallo temporale TONà ̈ noto, come precedentemente spiegato), il segnale di comando Scommviene forzato a valore basso. Questo causa lo spegnimento dell’interruttore lato alto 13 e l’accensione dell’interruttore lato basso 14. La corrente che scorre attraverso l’interruttore lato basso 14 à ̈ costantemente monitorata, per rilevare quando essa raggiunge un valore prossimo al valore nullo tramite il comparatore 51 (la scarica dell’induttore 18 à ̈ completata). Quindi, il corrispondente slot temporale Ï„1-Ï„nviene interrotto forzando nuovamente il segnale di comando Scomma valore alto, se à ̈ necessaria una ulteriore alimentazione di uno dei carichi elettrici. Dunque, dopo la scarica dell’induttore 18, si procede immediatamente con la generazione di un nuovo, successivo, slot temporale Ï„1-Ï„n, sempre se necessario. Ciascuno slot temporale Ï„1-Ï„nha durata definita dalla somma della durata del periodo del rispettivo segnale di comando Scomm(fase di carica dell’induttore) e della fase di scarica dell’induttore 18. La corrente di scarica dell’induttore fluisce sul ramo dell'interruttore lato basso 14 ed à ̈ monitorata per mezzo del rilevatore di corrente 51, che genera il segnale Szeroquando rileva che la corrente che scorre attraverso l'interruttore lato basso 14 raggiunge un valore circa nullo. La logica di controllo 54 riceve il segnale Szerogenerato in uscita dal rilevatore di corrente 51 e, sulla base del segnale Szerocosì ricevuto, controlla la transizione tra uno slot temporale Ï„1-Ï„ned un eventuale successivo slot temporale Ï„1-Ï„n. La durata complessiva dello slot temporale può dunque variare, ed in particolare à ̈ adattativo sul funzionamento del convertitore DC-DC.

La figura 18 mostra, mediante diagramma di flusso, la generazione del segnale di comando Scommsecondo quanto appena descritto. Le figure 19a-19c mostrano graficamente la successione temporale di slot temporali τ1-τnaventi durata variabile e la figura 19d mostra le operazioni di carica/scarica dell’induttore 18 in ciascuno slot temporale τ1-τnsecondo le fasi del diagramma di flusso di figura 18.

Le fasi 100 e 104-114 del diagramma di flusso di figura 18 corrispondono rispettivamente alle fasi 100 e 104-114 del diagramma di flusso di figura 17, e non sono ulteriormente descritte. La fase 102 di figura 17 prevede la generazione di uno slot temporale ad intervalli predefiniti, cioà ̈ ad ogni fronte di salita del segnale orologio (la durata dello slot temporale secondo la figura 17 à ̈ pari al periodo di oscillazione del segnale di orologio ed indipendente dalla carica/scarica dello induttore, come si può vedere dalle figure 4a-4c e 5a-5b). Tale fase 102 à ̈ sostituita, in figura 18, da una fase 102’, durante la quale la generazione dello slot temporale avviene senza attendere il fronte di salita di un segnale di orologio. La generazione dello slot temporale secondo la fase 102’ à ̈ eseguita immediatamente appena la fase 100 produce un’uscita positiva. Non vi à ̈ dunque l’attesa di un segnale di orologio, né il periodo di ciascuno slot temporale à ̈ predefinito. Il periodo di uno slot temporale secondo le fasi di figura 18 à ̈ unicamente definito dal tempo impiegato per l’esecuzione delle fasi 104-114 (che può variare, come già detto, a seconda della tensione di ingresso (terminale 12a) e della tensione del carico 20a-20n che si sta alimentando).

Con riferimento alle figure 19a-19c, considerando l’istante temporale t1’ come istante di inizio, l’intervallo temporale Ï„1à ̈ compreso tra t1’ e t2’. Durante l’intervallo temporale Ï„1, l’interruttore di accoppiamento 22a à ̈ chiuso, e i restanti interruttori di accoppiamento 22b-22n sono aperti. Si evita in questo modo di collegare direttamente tra loro due o più carichi elettrici 20a-20n, evitando fenomeni di conduzione incrociata tra i carichi elettrici 20a-20n.

Per quanto riguarda il controllo del ponte principale 12 per la carica/scarica dell’induttore 18 (figura 19d), durante l’intervallo temporale Ï„1, in particolare tra t1’ e t1a’, l'interruttore lato alto 13 à ̈ chiuso mentre l'interruttore lato basso 14 à ̈ aperto; tra t1a’ e t2’ l'interruttore lato alto 13 à ̈ aperto e l'interruttore lato basso 14 à ̈ chiuso. Si evita in questo modo di collegare direttamente il terminale di alimentazione 12a a tensione di riferimento GND, evitando fenomeni di conduzione incrociata tra il terminale 12a e il terminale a riferimento GND. Come mostrato in figura 19d, durante l’intervallo t1’-t1a’ la corrente ILdi carica dell’induttore 18 aumenta dal valore iniziale I0(induttore scarico) fino al valore di picco ILmax, caricando l’induttore 18. Durante l’intervallo t1a’-t2’, l’induttore 18 viene completamente scaricato, fino a raggiungere nuovamente il valore iniziale I0.

L’intervallo temporale successivo, Ï„2, inizia immediatamente al termine della scarica dell’induttore 18 dell’intervallo temporale t1’. Dunque, considerando l’intervallo temporale Ï„2(compreso tra t2’ e t3’), l’interruttore di accoppiamento 22b à ̈ chiuso, e i restanti interruttori di accoppiamento 22a-22n sono aperti, evitando la conduzione incrociata tra i carichi elettrici 20a-20n. Per quanto riguarda il ponte principale 12, durante l’intervallo temporale Ï„2, tra t2’ e t2a’ l'interruttore lato alto 13 à ̈ chiuso e l'interruttore lato basso 14 à ̈ aperto; viceversa, tra t2a’ e t3’, l'interruttore lato alto 13 à ̈ aperto e l'interruttore lato basso 14 à ̈ chiuso. Analogamente, durante l’intervallo t2’-t2a’ la corrente ILdi carica dell’induttore 18 aumenta dal valore iniziale I0(assunto al termine dell’intervallo temporale Ï„1) fino al valore di picco ILmax. Durante l’intervallo t2a’-t3’, l’induttore 18 viene completamente scaricato, fino a raggiungere nuovamente il valore iniziale I0.

Si procede quindi in modo analogo per la generazioni di successivi intervalli temporali τ3-τn, solamente se necessari e alimentando solamente i carichi elettrici che lo richiedono (intervalli temporali τ1-τnimmediatamente successivi tra loro possono essere indifferentemente utilizzati per alimentare uno stesso carico elettrico 20a-20n oppure carichi elettrici 20a-20n diversi). Risulta evidente che, sempre con riferimento alle figure 19a-19d, con questa realizzazione adattativa degli slot temporali si assicura al convertitore DC-DC la maggiore velocità possibile.

Al fine di ottenere elevati valori di efficienza, il rilevatore di corrente 51, ed in particolare il comparatore 53, deve essere di tipo a basso consumo; tuttavia, per rilevare la condizione di corrente nulla attraverso l’interruttore lato basso 14 non appena essa si verifica, tale comparatore 53 deve anche garantire elevata velocità di risposta. Poiché un singolo comparatore 53 à ̈ utilizzato per rilevare la condizione di corrente indipendentemente dal carico elettrico 20a-20n che viene alimentato (e dalla tensione di uscita selezionata per il carico stesso), tale comparatore non può essere progettato in modo dedicato per lo specifico carico. Questo, infatti, causerebbe un errore dei valori rilevati durante l’alimentazione degli altri carichi elettrici.

Dunque, secondo un ulteriore aspetto della presente invenzione, il rilevatore di corrente 51 comprende inoltre un pre-amplificatore 55, come mostrato in figura 20. Il pre-amplificatore 55 à ̈ di tipo a guadagno variabile (“variable gain†) avente propri ingressi 55a e 55b (ingresso non invertente e ingresso invertente) collegati a terminali di conduzione opposti dell'interruttore lato basso 14. In dettaglio, il pre-amplificatore 55 ha l’ingresso non invertente 55a elettricamente accoppiato al terminale di sorgente S dell'interruttore lato basso 14 (connesso a tensione di riferimento GND) e l’ingresso invertente elettricamente accoppiato al terminale di pozzo D dell'interruttore lato basso 14 (connesso al terminale 18a dell’induttore 18). Secondo una forma di realizzazione, l’ingresso invertente à ̈ elettricamente accoppiato al terminale 18a tramite un resistore 57 avente resistenza RP1; inoltre, l’ingresso invertente à ̈ elettricamente accoppiato ad una uscita 55c del pre-amplificatore 55 mediante un resistore 59 pilotabile in modo tale da variare il proprio valore di resistenza RP2. Entrambi i resistori hanno, tipicamente, resistenza dell’ordine dei MΩ, così da mantenere bassi i consumi dello stadio, e consentono di avere un’amplificazione dello stadio 55 variabile tra un fattore 2 e un fattore 10. Secondo questa forma di realizzazione, il comparatore 53 ha l’ingresso non invertente elettricamente accoppiato al terminale di sorgente S dell'interruttore lato basso 14 (connesso a tensione di riferimento GND), e l’ingresso invertente elettricamente accoppiato all’uscita 55c del preamplificatore 55. In questo modo, il comparatore 53 riceve in ingresso un segnale VAMPLIgenerato in uscita dal preamplificatore 55, proporzionale al valore di corrente che scorre attraverso l’interruttore lato basso 14, ma amplificato rispetto a quello valutabile direttamente tra il terminale di pozzo D e il terminale di sorgente S dell’interruttore lato basso 14.

Con riferimento alle figure 21a-21g sono mostrati segnali esemplificativi del funzionamento del rilevatore di corrente secondo la figura 20. Le figure 21a-21d corrispondono alle figure 19a-19d. Tuttavia, quanto qui descritto si applica in modo analogo anche agli intervalli temporali definiti secondo le figure 4a-4c e 5a-5b.

Durante l’uso, come mostrato esemplificativamente nelle figure 21a-21g, il pre-amplificatore 55 riceve in ingresso il segnale di tensione ai capi dell’interruttore lato basso 14 (tensione al nodo 18a e rappresentata in figura 21e) durante un primo intervallo temporale Ï„1. Si suppone che durante questo intervallo temporale Ï„1venga alimentato il carico elettrico 20a chiudendo l’interruttore di accoppiamento 22a (gli altri interruttori 22b-22n sono aperti). Come si nota dalle figure 21d e 21e, la tensione VPal nodo 18a raggiunge, nell’intervallo temporale Ï„1, un valore massimo negativo pari a VPmaxappena l’interruttore lato basso 14 viene acceso, in quanto il segnale di corrente ILsull’induttore 18 à ̈ al valore massimo ILmax. Il pre-amplificatore 55 à ̈ configurato in modo da generare in uscita il segnale amplificato VAMPLI_1. Il valore di amplificazione impostato à ̈ tale da ottenere una pendenza (“slope†) predefinita (figura 21f), e scelta liberamente.

In un successivo intervallo temporale Ï„2viene alimentato il carico elettrico 20b chiudendo l’interruttore di accoppiamento 22b (gli altri interruttori 22a e 22c-22n sono aperti). Come si nota dalle figure 21d e 21e, durante Ï„2, la tensione VPal nodo 18a raggiunge un valore massimo negativo pari a VPmaxappena l’interruttore lato basso 14 viene acceso, in quanto il segnale di corrente ILsull’induttore 18 à ̈ al valore massimo ILmax. Il preamplificatore 55 à ̈ configurato in modo da generare in uscita un nuovo segnale amplificato VAMPLI_2. L’amplificazione dello stadio à ̈ tale da generare un segnale VAMPLI_2con una pendenza (“slope†) predefinita (figura 21f) e scelta in modo tale da essere circa uguale alla pendenza del segnale amplificato VAMPLI_1. Questo à ̈ ottenibile modulando opportunamente il guadagno del pre-amplificatore 55 a seconda della tensione generata su ciascun carico elettrico. In particolare, ad un tempo di scarica dell’induttore 18 più lungo corrisponde un guadagno proporzionalmente maggiore. Conoscendo il tipo di carico elettrico 20a-20n accoppiato alle varie uscite del convertitore ed in particolare il valore di tensione regolata, à ̈ anche noto, con una certa approssimazione, il tempo di scarica dell’induttore 18 (cioà ̈ i tempi t1a’-t2’, t2a’-t3’, ecc.). È quindi possibile, sulla base del carico elettrico 20a-20n che viene alimentato durante un particolare intervallo temporale Ï„1-Ï„n, prevedere a priori il guadagno da applicare al segnale amplificato VAMPLIal fine di ottenere uno slope del segnale amplificato VAMPLIche non varia (o varia minimamente) indipendentemente dal carico elettrico che si sta alimentando.

Ad esempio, nel caso in cui il pre-amplificatore 55 sia del tipo mostrato, includente il resistore variabile 59, la logica di controllo 85 Ã ̈ accoppiata al resistore variabile 59 in modo tale da variare opportunamente il valore di resistenza RP2a seconda del carico elettrico che si sta alimentando. Altri tipi di amplificatori a guadagno variabile sono utilizzabili in sostituzione del preamplificatore 55 come illustrato in figura 20.

La figura 21g mostra l’uscita del comparatore 53. Quando il valore del segnale amplificato VAMPLIraggiunge un valore pari al valore di riferimento GND (in questo caso, il valore nullo), il comparatore 53 genera in uscita un segnale (es., un segnale impulsivo) identificativo di questa situazione. Tale segnale corrisponde al segnale Szeroprecedentemente discusso.

Secondo questa forma di realizzazione, il comparatore 53 riceve in ingresso un segnale avente sempre lo stesso slope (o slope minimamente variabile), indipendentemente dal carico elettrico 20a-20n che si sta alimentando. È quindi possibile utilizzare un comparatore 53 progettato per lavorare in modo ottimo con una precisa tipologia di segnali di ingresso, semplificando la circuiteria del comparatore 53, riducendone i consumi e migliorandone la velocità.

Secondo un aspetto della presente invenzione, durante la fase di carica dell’induttore 18, il rilevatore di corrente 51 viene spento, così da ottenere un risparmio di energia. Il rilevatore di corrente 51 viene acceso durante la fase di scarica dell’induttore 18 (ovvero quando la corrente ILha raggiunto il picco ILMAX). Lo spegnimento e la ri-accensione del rilevatore di corrente 51 à ̈ comandata dalla logica di controllo 85.

Secondo un diverso aspetto della presente invenzione, il rilevatore di corrente 51 viene spento quando nessun carico elettrico 20a-20n necessita di alimentazione. Lo spegnimento e la ri-accensione del rilevatore di corrente 51 Ã ̈ comandata dalla logica di controllo 85.

La figura 22 mostra un sistema di raccolta di energia 200 comprendente il convertitore DC-DC 10 secondo la presente invenzione (es., secondo la forma di realizzazione di figura 13, eventualmente includente il rilevatore di corrente di figura 20, controllato come descritto con riferimento alle figure 17 o 18 e 21a-21g. Il sistema di raccolta di energia 200 à ̈ analogo al sistema di raccolta di energia 1 di figura 1 (elementi comuni sono indicati con gli stessi numeri di riferimento), e non à ̈ qui ulteriormente descritto.

I trasduttori 2 possono essere tutti dello stesso tipo o di tipo diverso tra loro, indifferentemente. Ad esempio, il/i trasduttore/i 2 possono essere scelti nel gruppo comprendente: trasduttori elettrochimici (atti a convertire energia chimica in un segnale elettrico), elettromeccanici (atti a convertire energia meccanica in un segnale elettrico), elettroacustici (atti a convertire variazioni di pressione in un segnale elettrico), elettromagnetici (atti a convertire un campo magnetico in un segnale elettrico), fotoelettrici (atti a convertire energia luminosa in un segnale elettrico), elettrostatici, termoelettrici.

Il convertitore DC-DC 10 viene connesso all’uscita dell’interfaccia di raccolta 4. L’energia accumulata sul condensatore di accumulo dell’interfaccia di raccolta 4 (noto) alimenta il convertitore DC-DC. La tensione d’ingresso del convertitore DC-DC risulta essere quindi la tensione prodotta dall’interfaccia di raccolta 4.

La figura 23 mostra un veicolo 300 comprendente il sistema di raccolta di energia 200 di figura 22, secondo una forma di realizzazione della presente invenzione. Il veicolo 300 à ̈, in particolare, una automobile. Risulta evidente tuttavia, che il sistema di raccolta di energia 200 può essere utilizzato in qualsiasi veicolo 300 o in sistemi o apparecchi (“apparatuses†) diversi da un veicolo. In particolare il sistema di raccolta di energia 200 può trovare applicazione in generici sistemi in cui sia desiderabile raccogliere (“harvest†), immagazzinare, ed utilizzare energia ambientale, in particolare mediante conversione di energia meccanica in energia elettrica.

Con riferimento alla figura 23, il veicolo 300 comprende uno o più trasduttori 2 accoppiati in modo noto ad una porzione del veicolo 300 soggetta a stress meccanici e/o vibrazioni, per convertire tali stress meccanici e/o vibrazioni in corrente elettrica.

Il sistema di raccolta di energia 200 à ̈ collegato ad uno o più carichi elettrici 20a, ..., 20n, tramite l’interposizione del convertitore DC-DC 10, come descritto. In particolare, secondo una applicazione della presente invenzione, i carichi elettrici 20a, ..., 20n comprendono, ad esempio, sensori TPM (“tyre parameters monitoring†) per il monitoraggio di parametri di pneumatici 250 del veicolo 300. In questo caso, i sensori TPM sono accoppiati ad una porzione interna degli pneumatici 250 del veicolo 300. Analogamente, anche i trasduttori 2 (ad esempio, di tipo elettromagnetico, o piezoelettrico) sono accoppiati ad una porzione interna degli pneumatici 250. La sollecitazione dei trasduttori 2 durante la marcia del veicolo 300 causa la produzione di un segnale di corrente elettrica/tensione in uscita dal trasduttore 2 mediante conversione dell’energia meccanica in energia elettrica. L’energia elettrica così prodotta à ̈ immagazzinata, come precedentemente descritto, nell’elemento di accumulo 5 e fornita, tramite il convertitore DC-DC 10, ai sensori TPM.

Secondo una forma di realizzazione della presente invenzione, il sistema di raccolta di energia 200 e i sensori TPM vengono incollati all’interno di uno o più pneumatici 250. L’urto del pneumatico 250 sul terreno durante il moto del veicolo 300 consente la produzione di energia elettrica.

Alternativamente a quanto mostrato in figura 23, il sistema di raccolta di energia 200, può essere disposto in qualsiasi altra porzione del veicolo 300, e/o utilizzato per alimentare un carico elettrico 20a-20n diverso dai o ulteriore ai sensori TPM.

Un’altra possibile applicazione del sistema di raccolta di energia 200 à ̈ la generazione di energia elettrica sfruttando l’energia meccanica prodotta da un individuo durante una camminata o una corsa. In questo caso, il sistema di raccolta di energia 200 à ̈ disposto all’interno delle scarpe di tale individuo (ad esempio, all’interno della suola). Nei sistemi rivolti al fitness, ove risulta particolarmente interessante contare i passi, à ̈ utile recuperare energia dalle vibrazioni indotte dalla passeggiata/corsa per poter alimentare senza l’uso di batteria sensori di accelerazione e/o trasmettitori wireless (per esempio RFID, BT, etc.) in grado di comunicare con telefoni cellulari, dispositivi di riproduzione di musica, o con qualsiasi altro apparecchio interessato ad un informazione sui passi percorsi.

Da un esame delle caratteristiche del trovato realizzato secondo la presente invenzione sono evidenti i vantaggi che essa consente di ottenere.

In particolare, il convertitore DC-DC 10 secondo la presente invenzione consente di alimentare una pluralità di carichi 20a-20n che richiedono basse tensioni di alimentazione con elevata efficienza, utilizzando un singolo induttore 18 e superando problemi di regolazione incrociata tra i carichi 20a-20n.

Inoltre, il convertitore DC-DC 10 à ̈ completamente integrabile in un sistema di raccolta di energia 200, che deve tipicamente garantire elevate prestazioni e robustezza alle sollecitazioni. L’elevata integrabilità à ̈ consentita dalla presenza della rete di bootstrap 25 per l’accensione dell’interruttore lato alto 13 di tipo interno al (integrato nel) convertitore DC-DC 10.

Inoltre il circuito di generazione dei tempi morti 40 garantisce la generazione di un tempo morto TDottimo per differenti tensioni di ingresso VIN.

Inoltre, il circuito di controllo adattativo 70 consente di operare il convertitore DC-DC 10 in modalità a corrente di picco costante su un elevato intervallo di tensioni di ingresso, consentendo di compensare l’intervallo temporale TONper diversi valori della tensione di ingresso VIN.

Inoltre, la possibilità di alimentare uno stesso carico elettrico 20a-20n durante slot temporali consecutivi tra loro (nel caso in cui altri carichi elettrici non richiedano di essere alimentati), consente di soddisfare in modo efficiente le richieste di energia da parte dei carichi elettrici, senza ritardi di risposta. L’efficienza à ̈ mantenuta elevata anche in condizione di carico leggero (una o più centinaia di µW). La latenza di ricarica à ̈ minimizzata.

Inoltre, la forma di realizzazione di figura 18 consente di ottimizzare il tempo dedicato all’alimentazione di ciascun carico, ottimizzando la velocità di risposta del convertitore DC-DC alle richieste di alimentazione che arrivano dai carichi elettrici. Il loop di controllo non necessita di un clock digitale per il funzionamento secondo questa forma di realizzazione. La durata degli slot temporali à ̈ adattativa al profilo di corrente dell’induttore, così che le risorse temporali non sono sprecate. La cross-regulation tra uscite à ̈ evitata, pur avendo una latenza tra slot temporali consecutivi molto bassa (decine di nano secondi).

Infine, l’utilizzo di un rilevatore di corrente secondo la forma di realizzazione di figura 20 consente di ottenere elevata accuratezza nella rilevazione dello stato di corrente nulla, ottenendo perciò una efficienza elevata dell’intero convertitore DC-DC. Inoltre il rilevatore di corrente consente di mantenere un basso consumo di corrente.

Risulta infine chiaro che a quanto qui descritto ed illustrato possono essere apportate modifiche e varianti senza per questo uscire dall’ambito di protezione della presente invenzione, come definito nelle rivendicazioni allegate.

In particolare, la tecnica di controllo descritta prescinde dall’architettura circuitale del convertitore DC-DC. Può essere applicata a qualsiasi convertitore DC-DC di tipo SIMO, di tipo a elevazione di tensione (“boost†), “buck-boost†, ecc.

Claims (23)

1. RIVENDICAZIONI 1. Convertitore DC-DC (10) per alimentare (“supply†) in modo indipendente una pluralità di carichi elettrici (20a-20n), comprendente: - un interruttore di carica (13) ed un interruttore di scarica (14), collegati in serie tra loro tra una sorgente di energia elettrica (12a), atta a fornire un segnale di alimentazione di ingresso (VIN), ed un terminale di riferimento (GND); - un induttore (18) avente un primo ed un secondo terminale di conduzione (18a, 18b), il primo terminale di conduzione (18a) dell’induttore (18) essendo collegato tra l’interruttore di carica (13) e l’interruttore di scarica (14); - una pluralità di interruttori di accoppiamento (22a-22n) ciascuno di essi collegato tra il secondo terminale di conduzione (18b) dell’induttore (18) e un rispettivo carico elettrico (20a; 20b; 20n) della pluralità di carichi elettrici (20a-20n) per fornire al rispettivo carico elettrico un segnale di alimentazione di uscita (Vout_a-Vout_n); e - una pluralità di circuiti comparatori (87a-87n) ciascuno di essi configurato per ricevere in ingresso un rispettivo segnale di alimentazione di uscita (Vout_a-Vout_n) ed un rispettivo segnale di riferimento di comparazione (Vref_c), e generare un rispettivo segnale risultato (Vcomp_a-Vcomp_n) ottenuto dalla comparazione tra il segnale di alimentazione di uscita e il segnale di riferimento di comparazione, detto segnale risultato essendo indicativo della necessità di alimentare il rispettivo carico elettrico, caratterizzato dal fatto di comprendere inoltre una logica di controllo (85) includente mezzi di elaborazione configurati per generare un primo e un secondo intervallo temporale operativo (τ1, τ2), tra loro immediatamente successivi, durante i quali il convertitore DC-DC (10) alimenta un rispettivo carico elettrico della pluralità di carichi elettrici (20a-20n), la logica di controllo (85) essendo configurata per: (a) ricevere in ingresso, per ciascun circuito comparatore, il segnale risultato (Vcomp_a-Vcomp_n); (b) rilevare, in un primo istante di verifica precedente al primo intervallo temporale operativo (τ1) se, sulla base del rispettivo segnale risultato (Vcomp_a), un primo carico elettrico (20a) tra la pluralità di carichi elettrici (20a-20n) ha necessità di essere alimentato; (c) rilevare, in un secondo istante di verifica immediatamente successivo al primo intervallo temporale operativo (τ1) ma precedente al secondo intervallo temporale operativo (τ2) se, sulla base dei rispettivi segnali risultato (Vcomp_b-Vcomp_n), i restanti carichi elettrici (20b-20n) della pluralità di carichi elettrici (20a-20n) hanno necessità di essere alimentati; e (d) alimentare detto primo carico elettrico (20a) durante il primo e il secondo intervallo temporale operativo (τ1, τ2) nel caso in cui (b) dà esito positivo e (c) dà esito negativo.
2. 2. Convertitore secondo la rivendicazione 1, in cui la logica di controllo (85) à ̈ inoltre configurata per alimentare detto primo carico elettrico (20a) durante il primo intervallo temporale operativo (Ï„1) e alimentare un secondo carico elettrico (20b) della pluralità di carichi elettrici (20a-20n) durante il secondo intervallo temporale operativo (Ï„2) nel caso in cui (b) dà esito positivo e (c) indica che detto secondo carico elettrico (20b) ha necessità di essere alimentato.
3. 3. Convertitore secondo la rivendicazione 2, in cui il primo intervallo temporale operativo (Ï„1) include una prima porzione temporale in cui l’induttore (18) à ̈ caricato e una seconda porzione temporale in cui in cui l’induttore (18) à ̈ scaricato alimentando il primo carico elettrico, e in cui il secondo intervallo temporale operativo (Ï„2) include una rispettiva prima porzione temporale in cui l’induttore (18) à ̈ caricato e una rispettiva seconda porzione temporale in cui l’induttore (18) à ̈ scaricato alimentando il primo carico elettrico o il secondo carico elettrico.
4. 4. convertitore secondo la rivendicazione 3, comprendente inoltre: - un circuito di controllo adattativo (70, 81) includente mezzi per acquisire, per ciascun carico elettrico da alimentare, un segnale indicativo del valore di tensione (VL) accumulata tra il primo e il secondo terminale di conduzione (18a, 18b) dell’induttore (18), e mezzi per generare la rispettiva prima porzione temporale del primo e del secondo intervallo temporale operativo (Ï„1,Ï„2) avente durata (TON) che à ̈ funzione del segnale indicativo del valore di tensione (VL) rilevato, in cui, durante la rispettiva prima porzione temporale del primo e del secondo intervallo temporale operativo (Ï„1,Ï„2), l’interruttore di carica (13) à ̈ controllato in modo da collegare il primo terminale di conduzione (18a) dell’induttore (18) alla sorgente di energia elettrica (12a) per caricare l’induttore (18), e in cui, durante la rispettiva seconda porzione temporale del primo e del secondo intervallo temporale operativo (Ï„1,Ï„2), l’interruttore di scarica (14) à ̈ controllato in modo da collegare il primo terminale di conduzione (18a) dell’induttore (18) al terminale di riferimento (GND) per favorire la scarica dell’induttore (18).
5. 5. Convertitore secondo la rivendicazione 4, in cui il circuito di controllo adattativo (70, 81) comprende un circuito operazionale (72) includente un primo terminale di ingresso accoppiato alla sorgente di energia elettrica (12a) per ricevere il segnale di alimentazione di ingresso (VIN); un secondo terminale di ingresso, accoppiabile al carico elettrico da alimentare, per ricevere il rispettivo segnale di alimentazione di uscita (Vout_a-Vout_n); ed un terminale di uscita configurato per fornire un rispettivo segnale intermedio (Sin) proporzionale alla differenza tra il segnale di alimentazione di ingresso (VIN) e il rispettivo segnale di alimentazione di uscita (Vout_a-Vout_n), le rispettive prime porzioni temporali del primo e del secondo intervallo temporale operativo (Ï„1,Ï„2) essendo inversamente proporzionali al rispettivo segnale intermedio (Sin).
6. 6. Convertitore secondo una qualsiasi delle rivendicazioni precedenti, comprendente inoltre: - un circuito rilevatore di corrente (51) accoppiato al primo terminale di conduzione (18a) dell’induttore (18) per ricevere un segnale elettrico presente al primo terminale di conduzione (18a), e al terminale di riferimento (GND) per ricevere un segnale elettrico presente al terminale di riferimento (GND), e configurato per generare in uscita, sulla base di una comparazione tra il segnale elettrico presente al primo terminale di conduzione (18a) e il segnale elettrico presente al terminale di riferimento (GND), un segnale di corrente di scarica (Szero); e - un circuito di pilotaggio di scarica (54, 35) configurato per ricevere in ingresso il segnale di corrente di scarica (Szero) e, sulla base del segnale di corrente di scarica (Szero), rilevare, durante la seconda porzione temporale del primo intervallo temporale operativo (τ1), uno stato di corrente nulla (“zero current state†) nel quale la corrente di scarica attraverso l’interruttore di scarica (14) e l’induttore (18), assume un valore prossimo al valore nullo, e, raggiunto lo stato di corrente nulla, aprire l’interruttore di scarica (14), la logica di controllo (85) essendo inoltre configurata per terminare il primo intervallo temporale operativo (τ1) al rilevamento dello stato di corrente nulla.
7. 7. Convertitore secondo la rivendicazione 6, in cui il circuito rilevatore di corrente (51) include: un pre-amplificatore (55) di tipo a guadagno variabile, accoppiato al primo terminale di conduzione (18a) dell’induttore (18) per ricevere il segnale elettrico presente al primo terminale di conduzione (18a), e al terminale di riferimento (GND) per ricevere il segnale elettrico presente al terminale di riferimento (GND), e configurato per generare in uscita un segnale amplificato (VAMPLI) indicativo del valore di corrente che fluisce attraverso l’interruttore di scarica (14) e l’induttore (18); e un comparatore (53), accoppiato al terminale di riferimento (GND) per ricevere il segnale elettrico presente al terminale di riferimento (GND), e all’uscita del pre-amplificatore (55) per ricevere il segnale amplificato (VAMPLI), e configurato per generare in uscita il segnale di corrente di scarica (Szero), in cui la logica di controllo (85) à ̈ configurata per variare il guadagno del pre-amplificatore (55) in modo tale che la pendenza (“slope†) del segnale amplificato (VAMPLI) sia indipendente dalla durata nel tempo delle seconde porzioni temporali del primo e del secondo intervallo temporale operativo (Ï„1,Ï„2).
8. 8. Convertitore secondo la rivendicazione 6 o 7, comprendente inoltre un interruttore anti-oscillazioni (58) collegato in parallelo all’induttore (18), il circuito di pilotaggio di scarica (54, 35) essendo configurato per chiudere l’interruttore anti-oscillazioni (58) quando la corrente di scarica attraverso l’interruttore di scarica (14) raggiunge detto valore prossimo al valore nullo.
9. 9. Convertitore secondo una qualsiasi delle rivendicazioni precedenti, comprendente inoltre un circuito di generazione di tempi morti (40), configurato per generare un intervallo temporale di guardia (TD) tra il primo intervallo temporale operativo e il secondo intervallo temporale operativo.
10. 10. Convertitore secondo la rivendicazione 9, in cui il circuito di generazione di tempi morti (40) comprende: - una logica di controllo di conduzione (42) configurata per generare un primo segnale di controllo di carica (VHS’) atto a controllare l’interruttore di carica (13) in un primo stato operativo e, alternativamente, in un secondo stato operativo, e per generare un primo segnale di controllo di scarica (VLS’) atto a controllare l’interruttore di scarica (14) nel primo stato operativo quando l’interruttore di carica (13) à ̈ nel secondo stato operativo, e viceversa; - un primo elemento di ritardo (46), configurato per acquisire un secondo segnale di controllo di carica (VHS) funzione del primo segnale di controllo di carica (VHS’) e ritardarlo di un valore pari al terzo intervallo temporale (TD) generando un segnale di controllo di carica ritardato (VHS_D); - un secondo elemento di ritardo (48), configurato per acquisire un secondo segnale di controllo di scarica (VLS) funzione del primo segnale di controllo di scarica (VLS’) e ritardarlo di un valore pari al terzo intervallo temporale (TD), generando un segnale di controllo di scarica ritardato (VLS_D), la logica di controllo di conduzione (42) essendo inoltre configurata per acquisire il segnale di controllo di carica ritardato (VHS_D) e il segnale di controllo di scarica ritardato (VLS_D), rilevare una variazione dal primo stato operativo al secondo stato operativo di uno tra l’interruttore di carica (13) e l’interruttore di scarica (14), e generare una corrispondente variazione dal secondo stato operativo al primo stato operativo dell’altro tra l’interruttore di carica (13) e l’interruttore di scarica (14).
11. 11. Convertitore secondo una qualsiasi delle rivendicazioni precedenti, comprendente inoltre un primo circuito di pilotaggio (25) dell’interruttore di carica (13), il circuito di pilotaggio (25) comprendendo: - un dispositivo di pilotaggio (34) includente una pluralità di invertitori connessi in serie tra loro; - un condensatore di bootstrap (29) accoppiato ad un primo e ad un secondo ingresso di alimentazione del dispositivo di pilotaggio (34) per alimentare il dispositivo di pilotaggio (34); - un interruttore di boootstrap (30), connesso tra un terminale di alimentazione (25a) e il primo ingresso di alimentazione del dispositivo di pilotaggio (34), e operabile durante il primo intervallo temporale (TON) per accoppiare il terminale di alimentazione (25a) al condensatore di bootstrap (29), caricando il condensatore di bootstrap (29) e alimentando così il dispositivo di pilotaggio (34).
12. 12. Sistema di raccolta di energia (“energy harvesting system†) (200) atto ad alimentare (“supply†) una pluralità di carichi elettrici (20a-20n), comprendente: - un trasduttore (2), configurato per convertire energia proveniente da una fonte energetica esterna a detto sistema (200) in un segnale elettrico AC; - un circuito rettificatore (4), configurato per ricevere in ingresso il segnale elettrico AC e fornire in uscita un segnale di uscita DC; - un primo elemento di accumulo (5) accoppiato al circuito rettificatore (4) per ricevere in ingresso il segnale di uscita DC, e configurato per accumulare energia elettrica; e - un convertitore DC-DC (10) secondo una qualsiasi delle rivendicazioni 1-11, collegato tra il circuito rettificatore (4) e i carichi elettrici (20a-20n), e configurato per ricevere in ingresso il segnale di uscita DC generato dal circuito rettificatore (4) e alimentare i carichi elettrici (20a-20n).
13. 13. Apparecchio (“apparatus†) (300) comprendente il sistema di raccolta di energia (2000) secondo la rivendicazione da 12.
14. 14. Apparecchio secondo la rivendicazione 13, in cui detto apparecchio à ̈ un mezzo di trasporto o una calzatura.
15. 15. Metodo per operare un convertitore DC-DC (10) per alimentare in modo indipendente una pluralità di carichi elettrici (20a-20n), il convertitore DC-DC comprendendo: - un interruttore di carica (13) ed un interruttore di scarica (14), collegati in serie tra loro tra una sorgente di energia elettrica (12a), atta a fornire un segnale di alimentazione di ingresso (VIN), ed un terminale di riferimento (GND); - un induttore (18) avente un primo ed un secondo terminale di conduzione (18a, 18b), il primo terminale di conduzione (18a) dell’induttore (18) essendo collegato tra l’interruttore di carica (13) e l’interruttore di scarica (14); e - una pluralità di interruttori di accoppiamento (22a-22n) ciascuno di essi collegato tra il secondo terminale di conduzione (18b) dell’induttore (18) e un rispettivo carico elettrico (20a; 20b; 20n) della pluralità di carichi elettrici (20a-20n) per fornire al rispettivo carico elettrico un segnale di alimentazione di uscita (Vout_a-Vout_n), il metodo comprendendo le fasi di: (a) per ciascun carico elettrico da alimentare, comparare un rispettivo segnale di alimentazione di uscita (Vout_a-Vout_n) con un rispettivo segnale di riferimento di comparazione (Vref_c); (b) generare un rispettivo segnale risultato (Vcomp_a-Vcomp_n) ottenuto dalla comparazione tra il segnale di alimentazione di uscita e il segnale di riferimento di comparazione, detto segnale risultato essendo indicativo della necessità di alimentare il rispettivo carico elettrico; (c) generare un primo e un secondo intervallo temporale operativo (τ1, τ2), tra loro immediatamente successivi, durante i quali il convertitore DC-DC (10) alimenta un rispettivo carico elettrico della pluralità di carichi elettrici (20a-20n); (d) rilevare, in un primo istante di verifica precedente al primo intervallo temporale operativo (τ1) se, sulla base del rispettivo segnale risultato (Vcomp_a), un primo carico elettrico (20a) tra la pluralità di carichi elettrici (20a-20n) ha necessità di essere alimentato; (e) rilevare, in un secondo istante di verifica immediatamente successivo al primo intervallo temporale operativo (τ1) ma precedente al secondo intervallo temporale operativo (τ2) se, sulla base dei rispettivi segnali risultato (Vcomp_b-Vcomp_n), i restanti carichi elettrici (20b-20n) della pluralità di carichi elettrici (20a-20n) hanno necessità di essere alimentati; e (f) alimentare detto primo carico elettrico (20a) durante il primo e il secondo intervallo temporale operativo (τ1, τ2) nel caso in cui la fase (d) dà esito positivo e la fase (e) dà esito negativo.
16. 16. Metodo secondo la rivendicazione 15, comprendente inoltre le fasi di: - alimentare detto primo carico elettrico (20a) durante il primo intervallo temporale operativo (τ1); e - alimentare un secondo carico elettrico (20b) della pluralità di carichi elettrici (20a-20n) durante il secondo intervallo temporale operativo (τ2) nel caso in cui la fase (d) dà esito positivo e la fase (e) indica che detto secondo carico elettrico (20b) ha necessità di essere alimentato.
17. 17. Metodo secondo la rivendicazione 16, comprendente inoltre le fasi di: - controllare l’interruttore di carica (13) in modo da collegare il primo terminale di conduzione (18a) dell’induttore (18) alla sorgente di energia elettrica (12a) durante una prima porzione temporale del primo intervallo temporale operativo (τ1), caricando così l’induttore (18); - controllare l’interruttore di scarica (14) in modo da collegare il primo terminale di conduzione (18a) dell’induttore (18) al terminale di riferimento (GND) durante una seconda porzione temporale del primo intervallo temporale operativo (τ1), per scaricare l’induttore (18) alimentando il primo carico elettrico; - controllare l’interruttore di carica (13) in modo da collegare il primo terminale di conduzione (18a) dell’induttore (18) alla sorgente di energia elettrica (12a) durante una rispettiva prima porzione temporale del secondo intervallo temporale operativo (τ2), caricando così l’induttore (18); e - controllare l’interruttore di scarica (14) in modo da collegare il primo terminale di conduzione (18a) dell’induttore (18) al terminale di riferimento (GND) durante una rispettiva seconda porzione temporale del secondo intervallo temporale operativo (τ2), per scaricare l’induttore (18) alimentando il secondo carico elettrico.
18. 18. Metodo secondo una qualsiasi delle rivendicazioni 15-17, comprendente inoltre le fasi di:- acquisire, per ciascun carico elettrico da alimentare, un segnale indicativo del valore di tensione (VL) accumulata tra il primo e il secondo terminale di conduzione (18a, 18b) dell’induttore (18); e - generare la rispettiva prima porzione temporale del primo e del secondo intervallo temporale operativo (Ï„1,Ï„2) avente una durata (TON) che à ̈ funzione del segnale indicativo del valore di tensione (VL) rilevato.
19. 19. Convertitore secondo una qualsiasi delle rivendicazioni 15-18, comprendente inoltre le fasi di: - acquisire un segnale elettrico operativo (VAMPLI) che à ̈ funzione di un segnale segnale elettrico (VP) presente al primo terminale di conduzione (18a) ed à ̈ indicativo del valore di corrente che fluisce attraverso l’interruttore di scarica (14) e l’induttore (18); -acquisire un segnale elettrico presente al terminale di riferimento (GND); - comparare tra loro il segnale elettrico presente al primo terminale di conduzione (18a) e il segnale elettrico presente al terminale di riferimento (GND); - generare, sulla base di detta comparazione, un segnale di corrente di scarica (Szero) indicativo di uno stato di corrente nulla (“zero current state†) nel quale la corrente di scarica che fluisce attraverso l’interruttore di scarica (14) e l’induttore (18) assume un valore prossimo al valore nullo; e - raggiunto lo stato di corrente nulla, aprire l’interruttore di scarica (14) e terminare il primo intervallo temporale operativo (Ï„1).
20. 20. Metodo secondo la rivendicazione 19, comprendente inoltre le fasi di: - prelevare il segnale elettrico (VP) presente al primo terminale di conduzione (18a) ad un istante iniziale della seconda porzione temporale del primo intervallo temporale operativo (τ1); - amplificare, utilizzando un primo valore di guadagno, il segnale elettrico (VP) presente al primo terminale di conduzione (18a) generando un primo segnale amplificato; - prelevare il segnale elettrico (VP) presente al primo terminale di conduzione (18a) ad un istante iniziale della seconda porzione temporale del secondo intervallo temporale operativo (τ2); e - amplificare, utilizzando un secondo valore di guadagno, il segnale elettrico (VP) presente al primo terminale di conduzione (18a) generando un secondo segnale amplificato, in cui il primo e il secondo valore di guadagno sono scelti in modo tale per cui la pendenza (“slope†) del primo e del secondo segnale amplificato sia indipendente dalla durata nel tempo delle seconde porzioni temporali del primo e del secondo intervallo temporale operativo (τ1,τ2), la fase di acquisire un segnale elettrico operativo (VAMPLI) comprendendo acquisire il primo segnale amplificato durante il primo intervallo temporale operativo (τ1) e acquisire il secondo segnale amplificato durante il secondo intervallo temporale operativo (τ2).
21. 21. Metodo secondo la rivendicazione 19 o 20, in cui il convertitore DC-DC (10) comprende inoltre un interruttore anti-oscillazioni (58) collegato in parallelo all’induttore (18), il metodo comprendendo inoltre la fase di chiudere l’interruttore anti-oscillazioni (58) quando la corrente di scarica che fluisce dall’induttore (18) verso il terminale di riferimento (GND), attraverso l’interruttore di scarica (14), raggiunge detto valore prossimo al valore nullo.
22. 22. Metodo secondo una qualsiasi delle rivendicazioni 15-121, comprendente inoltre la fase di generare un intervallo temporale di guardia (TD) tra il primo intervallo temporale operativo (Ï„1) e il secondo intervallo temporale operativo (Ï„2).
23. 23. Metodo secondo la rivendicazione 22, comprendente le fasi di: - generare un primo segnale di controllo di carica (VHS’) atto a controllare l’interruttore di carica (13) in un primo stato operativo e, alternativamente, in un secondo stato operativo; - generare un primo segnale di controllo di scarica (VLS’) atto a controllare l’interruttore di scarica (14) nel primo stato operativo quando l’interruttore di carica (13) à ̈ nel secondo stato operativo, e viceversa; - acquisire un secondo segnale di controllo di carica (VHS) funzione del primo segnale di controllo di carica (VHS’); - ritardare il secondo segnale di controllo di carica (VHS) di un valore pari al terzo intervallo temporale (TD) generando un segnale di controllo di carica ritardato (VHS_D); - acquisire un secondo segnale di controllo di scarica (VLS) funzione del primo segnale di controllo di scarica (VLS’); - ritardare il secondo segnale di controllo di scarica (VLS) di un valore pari al terzo intervallo temporale (TD), generando un segnale di controllo di scarica ritardato (VLS_D); acquisire il segnale di controllo di carica ritardato (VHS_D) e il segnale di controllo di scarica ritardato (VLS_D); rilevare, sulla base del segnale di controllo di carica ritardato (VHS_D) o del segnale di controllo di scarica ritardato (VLS_D), una variazione dal primo stato operativo al secondo stato operativo di uno tra l’interruttore di carica (13) e l’interruttore di scarica (14); e - generare una variazione dal secondo stato operativo al primo stato operativo dell’altro tra l’interruttore di carica (13) e l’interruttore di scarica (14).