ITTO980502A1 - Circuito di controllo per motore elettrico senza collettore. - Google Patents

Description

DESCRIZIONE dell'invenzione industriale dal titolo: "Circuito di controllo per motore elettrico senza collettore"

DESCRIZIONE

La presente invenzione riguarda un circuito di controllo per un motore elettrico.

Più in particolare essa si riferisce ad un circuito di controllo per un motore elettrico polifase a corrente continua a semionda senza collettore, comprendente :

una pluralità di commutatori elettronici di fase ciascuno dei quali è collegato in serie ad un avvolgimento o fase del motore per accoppiare selettivamente tale avvolgimento ad una sorgente di tensione di alimentazione continua;

mezzi circuitali di pilotaggio per fornire segnali di abilitazione atti a rendere selettivamente e ciclicamente conduttivi detti commutatori elettronici di fase secondo modalità predeterminate; e mezzi di ricircolo di corrente collegati alle fasi del motore per convogliare la corrente transitoria che circola in ciascuna fase del motore ogni volta che l'associato commutatore elettronico viene disabilitato, detti mezzi comprendendo un diodo di ricircolo associato ad ogni fase.

E' noto che un motore elettrico senza collettore (di seguito si adotterà la più diffusa denominazione di motore brushless) del tipo descritto sopra viene comandato alimentando selettivamente ciascuna fase del motore con una corrente continua erogata da una sorgente di alimentazione, ad esempio una batteria, per un intervallo di tempo in cui il corrispondente commutatore elettronico di fase è reso conduttore. Tale intervallo è determinato in funzione della posizione angolare del rotore.

Al momento della disabilitazione di ciascun commutatore, a causa della propria componente induttiva, ogni fase libera l'energia elettromagnetica accumulata, e si genera sul corrispondente avvolgimento una sovratensione. E' tecnica nota predisporre un percorso per il ricircolo della corrente transitoria di scarica dell'avvolgimento ed una rete circuitale per la limitazione della sovratensione sulla fase .

Le soluzioni adottate comprendono, ad esempio, un diodo zener di ricircolo disposto tra ciascuna fase e la massa per aggirare il commutatore di fase quando disabilitato e limitare contemporaneamente la sovratensione ad un valore di soglia determinato.

Tale diodo zener può essere in alternativa collegato tra la fase ed il terminale di comando dell'associato commutatore di fase in modo da riaccendere quest'ultimo anche in assenza di comando del circuito di pilotaggio e quindi protrarre la conduzione del commutatore fino ad un eventuale esaurimento della corrente, contemporaneamente limitando la tensione ad un valore determinato.

Un'ulteriore soluzione comprende una rete attiva atta a pilotare l'elettrodo di gate dei commutatori di fase limitando la tensione ad un valore lentamente variabile e proporzionale alla velocità di rotazione del motore.

Nell'impiego di un circuito di controllo del tipo descritto nell'introduzione è desiderabile migliorare ulteriormente le prestazioni del motore ed ottenere un recupero della corrente transitoria di scarica di ciascuna fase verso la sorgente di alimentazione, minimizzando allo stesso tempo le perdite lungo il percorso.

Altre soluzioni note adottate comprendono un diodo di ricircolo disposto tra ciascuna fase e la sorgente di alimentazione tramite componenti resistivi e capacitivi, ed ivi connesso permanentemente, con lo svantaggio che la tensione di soglia deve essere forzatamente maggiore della tensione di alimentazione, almeno del valore della tensione generata dalle forze elettromotrici autoindotte.

Altre soluzioni ancora consistono non in una struttura di pilotaggio a semionda, ma nell'assai diffuso ponte intero, che presenta inconvenienti con tensioni di alimentazione basse a causa della presenza di commutatori in serie.

Allo scopo di superare gli inconvenienti delle soluzioni citate, forma oggetto dell'invenzione un circuito di controllo per motore brushless in cui ciascun diodo di ricircolo è collegato alla sorgente di tensione di alimentazione attraverso un rispettivo commutatore elettronico di ricircolo comandabile selettivamente in modo tale da consentire un flusso di corrente da ciascun avvolgimento di fase a detta sorgente nel corso di ciascuna semionda della forza elettromotrice indotta in tale avvolgimento durante la quale l'associato commutatore elettronico di fase è reso conduttivo.

Il circuito di controllo così realizzato e gestito, e come successivamente descritto, si presta in modo vantaggioso al pilotaggio di motori elettrici senza collettore per applicazioni in ambito automobilistico con tensione di alimentazione continua di basso valore (12V) derivata dalla batteria.

In tale circuito di controllo ciascun commutatore di ricircolo è selettivamente abilitato alla conduzione da un circuito di pilotaggio, garantendo un percorso per la corrente transitoria tra il terminale della rispettiva fase e la sorgente di alimentazione, almeno nei momenti in cui viene disabilitato il relativo commutatore di fase, e per un periodo sufficiente a garantire la completa scarica della corrente dal relativo avvolgimento di fase.

Secondo un modo di funzionamento per sé noto nella tecnica, i commutatori di fase sono pilotati da un segnale a larghezza d'impulso modulata (PWM) nel periodo di tempo in cui la corrispondente fase è alimentata. Ciascun commutatore di ricircolo è reso conduttivo nel corso dell'intero periodo in cui viene comandata la modulazione PWM del rispettivo commutatore di fase, e preferibilmente per un ulteriore intervallo di tempo sufficiente a garantire l'esaurimento completo della corrente nella fase. Il ramo circuitale comprendente il diodo ed il commutatore di ricircolo, negli intervalli in cui è reso conduttore, si comporta inoltre come rete 1imitatrice di tensione, forzando il corrispondente terminale di fase ad una tensione di poco superiore alla tensione di alimentazione, per un valore determinato dalla tensione che si instaura ai capi del diodo e del commutatore.

La soluzione secondo l'invenzione presenta dunque il vantaggio di permettere un elevato rendimento nel recupero dell'energia accumulata nelle fasi e di controllare la sovratensione di fase con un circuito relativamente semplice e poco costoso.

L'impiego nella rete di ricircolo di dispositivi a semiconduttore, che presentano nella condizione di funzionamento bassa resistenza in conduzione, limita inoltre le perdite per effetto Joule che potrebbero verificarsi durante il passaggio della corrente transitoria e consente di ottenere un miglior comportamento in temperatura dell'intero circuito di controllo.

Ulteriori caratteristiche e vantaggi dell'invenzione verranno più dettagliatamente esposti nella descrizione particolareggiata seguente data a titolo di esempio non limitativo, con riferimento ai disegni allegati, nei quali:

le figure 1a e 1b sono due schemi circuitali di due particolari forme di realizzazione di un circuito di controllo secondo l'invenzione; e

la figura 2 mostra una serie di diagrammi indicativi dell'andamento delle grandezze rappresentative del funzionamento del circuito.

Nella figura la è illustrata una prima forma di attuazione, non limitativa, del circuito secondo l'invenzione. Le fasi di statore di un motore elettrico trifase brushless a semionda sono costituite dagli avvolgimenti W1, W2, W3, disposti secondo una configurazione a stella il cui terminale comune è collegato direttamente al terminale positivo di una sorgente di tensione continua di alimentazione B.

Ciascun avvolgimento Wi è stato rappresentato con un circuito equivalente di tipo serie, includente un generatore di tensione fem1 che rappresenta la forza elettromotrice autoindotta, un resistore che rappresenta la componente resistiva dell'avvolgimento, ed un induttore L1 che rappresenta la componente induttiva dell'avvolgimento.

Attraverso i terminali di fase, indicati come nodi A1, A2, A3, i tre avvolgimenti W1, W2, W3 sono collegati in serie agli elettrodi di drain di tre rispettivi transistori di fase Ql, Q2, Q3, realizzati come transistori MOSFET a canale n. Gli elettrodi di source di tali transistori sono collegati tra loro ed accoppiati a massa.

Rispettivi rami di ricircolo sono disposti parallelamente a ciascun avvolgimento di fase, e comprendono ciascuno un diodo di ricircolo, rispettivamente DI, D2, D3, il cui anodo è connesso al terminale della corrispondente fase, ed un transistore di ricircolo, rispettivamente Q4, Q5, Q6, in serie al diodo .

I transistori di ricircolo sono realizzati come transistori MOSFET a canale p i cui elettrodi di source sono connessi in serie al catodo del relativo diodo ed i cui elettrodi di drain sono accoppiati alla sorgente di alimentazione B.

Gli elettrodi di gate dei transistori di fase e dei transistori di ricircolo sono accoppiati alle uscite di un circuito di pilotaggio 10, alimentato dalla stessa sorgente B ed atto a fornire i segnali di abilitazione per rendere tali transistori selettivamente e ciclicamente conduttivi secondo modalità predeterminate .

Un condensatore C è previsto sostanzialmente in parallelo alla sorgente di alimentazione B come filtro delle componenti armoniche di tensione che nascono ai capi della sorgente di alimentazione nel particolare funzionamento del circuito.

Un filtro del tipo LC, realizzato con gli induttori LP1 e L„ ed il condensatore Cf, è ulteriormente previsto ai capi della sorgente di alimentazione per effettuare un ulteriore filtraggio.

Una seconda forma di attuazione del circuito di controllo è illustrata nella figura lb. Essa è sostanzialmente simile a quella rappresentata nella figura la, salvo per il fatto che i transistori di ricircolo Q4, Q5, Q6 sono ora realizzati come transistori MOSFET a canale n, connessi in serie al catodo del relativo diodo con gli elettrodi di drain, ed accoppiati alla sorgente di alimentazione B attraverso gli elettrodi di source.

Un circuito elevatore di tensione 12 è disposto tra il terminale positivo dell'alimentazione ed il circuito di pilotaggio 10, che già riceve l'alimentazione dalla sorgente B, per fornirvi una ulteriore tensione Vs, maggiore della tensione di batteria VB.

Quest'ultima soluzione è preferibile per il minor costo dei MOSFET a canale n rispetto a quelli a canale p. I transistori di ricircolo Q4, Q5 e Q6, se realizzati come MOSFET a canale n e disposti come descritto, richiedono tuttavia tensioni di pilotaggio di gate superiori alla massima tensione disponibile VB fornita da una tipica batteria di autoveicolo e presente al proprio elettrodo di source. La seconda tensione di alimentazione Vs ricavata tramite il circuito elevatore di tensione 12 e fornita al circuito di pilotaggio 10 soddisfa il requisito anzidetto.

Per comprendere meglio il funzionamento del circuito di controllo, si farà riferimento nel seguito all'andamento delle grandezze elettriche'in una singola fase del motore, descritto nei diagrammi della figura 2.

Il primo diagramma raffigura l'andamento qualitativo della forza elettromotrice fem1 che si sviluppa sull'avvolgimento di fase W1 in funzione della posizione angolare del rotore del motore. Il secondo diagramma raffigura parzialmente l'andamento qualitativo dell'analoga forza elettromotrice fem2 che si sviluppa sull'avvolgimento W2 con uno sfasamento di 120° elettrici.

Nel terzo diagramma è indicato a tratteggio l'andamento temporale della tensione di fase Vf1 presente al nodo A1 rispetto alla massa per un funzionamento teorico "a vuoto", in cui cioè il transistore di fase Q1 è interdetto per l'intero ciclo della fem1 corrispondente. A tratto continuo è indicato invece l'andamento della stessa tensione in funzione del pilotaggio dei transistori Q1 e Q4 riportati nei diagrammi successivi.

Nei diagrammi Q1 e Q4, accompagnati per riferimento da quello relativo al pilotaggio del transistore Q2, è indicato il segnale di pilotaggio fornito dal circuito 10 ai suddetti transistori. Tale segnale presenta alternatamente un primo livello interpretabile come un comando di abilitazione alla conduzione (transistore nello stato ON) ed un secondo livello interpretabile come un comando di disabilitazione (transistore nello stato OFF).

Gli ultimi due diagrammi illustrano infine l'andamento nel tempo della corrente di fase If1 che circola sull'avvolgimento W1 e della corrente di fase If2 che circola sull'avvolgimento W2.

Con riferimento alla fase Wl, il transistore Q1 è pilotato in conduzione in corrispondenza della semionda negativa della forza elettromotrice fem2 dal segnale a larghezza d'impulso modulata indicato nel diagramma ancora con Q1.

Tale modo di funzionamento è noto nella tecnica per controllare con precisione il valor medio della corrente di fase If1 nell'avvolgimento W1, e non viene pertanto descritto nei particolari.

Nell'esempio il transistore Q1 viene portato in conduzione (stato ON) quando è rilevato, in modo per sé noto, il passaggio del rotore (non illustrato) del motore in una determinata posizione angolare.

Esso viene mantenuto chiuso per un predeterminato intervallo iniziale di tempo così da permettere la crescita della corrente di fase If1 sull'avvolgimento W1 fino ad un valore predeterminato in funzione della velocità di rotazione prescelta del motore elettrico, e quindi pilotato con un segnale PWM di duty cycle prescelto.

La conduzione del transistore Q1 può essere interrotta, ad esempio, in anticipo rispetto alla chiusura del transistore Q2 della fase W2 per permettere il completo esaurimento della corrente nell'avvolgimento W1 prima dell'alimentazione dell'avvolgimento successivo. Questa soluzione non è l'unica possibile, ed anzi può rivelarsi vantaggioso operare per un breve intervallo di tempo con due fasi alimentate contemporaneamente, in modo da ridurre le perdite di coppia che sperimentalmente si verificano in corrispondenza delle commutazioni di fase per effetto della sensibile diminuzione del campo elettromagnetico di induzione generato da fasi successive .

Il transistore di ricircolo Q4 viene comandato in conduzione dal circuito di pilotaggio almeno quando il corrispondente transistore Q1 è aperto, per un periodo di tempo all'interno dei 180° elettrici in cui la tensione fem1 mantiene la polarità utile alla generazione di coppia, e viene interdetto al di fuori del suddetto intervallo di 180° elettrici per evitare la frenatura del motore.

E' semplice ed utile nella pratica mantenere permanentemente chiuso il transistore Q4 all'interno di detto periodo, sia mentre il transistore Q1 è pilotato in conduzione sia quando viene interdetto.

Quando il transistore Q1 conduce, la tensione di fase Vf1 presente sul nodo A1 si porta ad un valore prossimo alla tensione di massa, determinato dalla caduta di tensione fra il drain di Q1 e la massa. Il diodo di ricircolo DI non può essere polarizzato direttamente così da entrare anch'esso in conduzione, e la corrente di fase If1 circola dall'avvolgimento W1 verso massa.

A seguito dell'interdizione di Q1, al nodo A1 si stabilisce una sovratensione positiva per effetto dell'energia elettromagnetica accumulata dall'avvolgimento W1. Il diodo D1 si polarizza direttamente ed il ramo circuitale di ricircolo diventa conduttivo e drena la corrente transitoria di scarica dalla fase W1. La tensione al nodo A1 viene limitata ad un valore pari alla somma della tensione di sorgente VB, della tensione di polarizzazione diretta del diodo DI e della caduta di tensione sul transistore di ricircolo Q4.

Nell'esempio vengono vantaggiosamente impiegati come diodi di ricircolo i diodi Schottky, poiché presentano in commutazione una velocità di risposta maggiore rispetto ai dìodi a giunzione p-n ed una più bassa caduta di tensione.

In seguito all'apertura del transistore Q1, il transistore di ricircolo Q4 può venire mantenuto ancora in conduzione per un periodo di tempo sufficiente a consentire l'esaurimento della corrente nell'associato avvolgimento di fase, come mostrato in figura.

In seguito il circuito di pilotaggio 10 riprende ciclicamente la sequenza di pilotaggio descritta sopra .

Analogamente può essere derivato il comportamento delle altre fasi, che si presenta sostanzialmente equivalente, ma sfasato di 120° elettrici tra ciascuna di esse.

Naturalmente, fermo restando il principio del trovato, le forme di attuazione ed i particolari di realizzazione potranno essere ampiamente variati rispetto a quanto è stato descritto ed illustrato a puro titolo di esempio non limitativo, senza per questo uscire dall'ambito di protezione della presente invenzione.

In particolare, il circuito di controllo secondo l'invenzione può essere impiegato per il controllo di un motore brushless a semionda con un diverso numero di fasi, ed in cui ciascuna fase viene alimentata nel corso della semionda di polarità opposta rispetto a quanto descritto, a seconda delle soluzioni di montaggio e circuitali adottate.

Claims (11)

1. RIVENDICAZIONI 1. Circuito di controllo per un motore elettrico polifase a corrente continua a semionda senza collettore, comprendente: una pluralità di commutatori elettronici di fase (Ql, Q2, Q3) ciascuno dei quali è collegato in serie ad un avvolgimento (Wl, W2, W3) o fase del motore per accoppiare selettivamente tale avvolgimento (Wl, W2, W3) ad una sorgente di tensione di alimentazione continua (B); mezzi circuitali di pilotaggio (10) per fornire segnali di abilitazione atti a rendere selettivamente e ciclicamente conduttivi detti commutatori elettronici di fase (Ql, Q2, Q3) secondo modalità predeterminate; e mezzi di ricircolo (DI, Q4; D2, Q5; D3, Q6) di corrente collegati alle fasi del motore (Wl, W2, W3) per convogliare la corrente transitoria che circola in ciascuna fase del motore ogni volta che l'associato commutatore elettronico (Ql, Q2, Q3) viene disabilitato, detti mezzi comprendendo un diodo di ricircolo (DI, D2, D3) associato ad ogni fase; caratterizzato dal fatto che ciascun diodo di ricircolo (DI, D2, D3) è collegato alla sorgente di tensione di alimentazione (B) attraverso un rispettivo commutatore elettronico di ricircolo (Q4, Q5, Q6) comandabile selettivamente in modo tale da consentire un flusso di corrente da ciascun avvolgimento di fase (Wl, W2, W3) a detta sorgente (B) nel corso di ciascuna semionda della forza elettromotrice indotta in tale avvolgimento, durante la quale l'associato commutatore elettronico di fase (Ql, Q2, Q3) è reso conduttivo.
2. 2. Circuito secondo la rivendicazione 1, caratterizzato dal fatto che ciascun commutatore di fase (Ql, Q2, Q3) è pilotato in modo tale per cui viene disabilitato con un anticipo sufficiente rispetto all'istante di disabilitazione del corrispondente commutatore di ricircolo (Q4, Q5, Q6) al fine di consentire l'esaurimento della corrente nell'associato avvolgimento di fase (Wl, W2, W3).
3. 3. Circuito secondo la rivendicazione 1 o 2, caratterizzato dal fatto che i commutatori elettronici delle fasi (Ql, Q2, Q3) sono pilotati in conduzione attraverso segnali di abilitazione a larghezza d'impulso modulata.
4. 4. Circuito secondo una qualsiasi delle rivendicazioni precedenti, caratterizzato dal fatto che i commutatori di ricircolo (Q4, Q5, Q6) sono permanentemente resi conduttivi per un periodo compreso nel corso di detta semionda della forza elettromotrice.
5. 5. Circuito secondo una qualsiasi delle rivendicazioni 1 a 3, caratterizzato dal fatto che i commutatori di ricircolo (Q4, Q5, Q6) sono pilotati con un segnale complementare al segnale di pilotaggio dei commutatori di fase (Ql, Q2, Q3).
6. 6. Circuito secondo una qualsiasi delle rivendicazioni precedenti, caratterizzato dal fatto che i commutatori elettronici di ricircolo (Q4, Q5, Q6) sono transistori MOSFET a canale n, e dal fatto che detto circuito comprende mezzi elevatori di tensione (12) interposti tra la sorgente di alimentazione (B) ed i mezzi circuitali di pilotaggio (10) e predisposti per fornire a detti mezzi di pilotaggio (10) una tensione di alimentazione (Vs) maggiore della tensione (VB) generata da detta sorgente di alimentazione ed atta a comandare in conduzione detti commutatori di ricircolo (Q4, Q5, Q6).
7. 7. Circuito secondo una qualsiasi delle rivendicazioni 1 a 5, caratterizzato dal fatto che i commutatori elettronici di ricircolo (Q4, Q5, Q6) sono transistori MOSFET a canale p.
8. 8. Circuito secondo una qualsiasi delle rivendicazioni precedenti, caratterizzato dal fatto che i commutatori elettronici di fase (Ql, Q2, Q3) sono transistori MOSFET a canale n.
9. 9. Circuito secondo una qualsiasi delle rivendicazioni precedenti, caratterizzato dal fatto che i diodi di ricircolo (DI, D2, D3) sono diodi a semiconduttore di tipo Schottky.
10. 10. Circuito secondo una qualsiasi delle rivendicazioni precedenti, caratterizzato dal fatto che comprende un condensatore (C) di filtro disposto sostanzialmente in parallelo alla sorgente (B) di tensione di alimentazione per filtrare le componenti armoniche di tensione che si generano ai capi di detta sorgente (B) nel funzionamento del circuito.
11. 11. Circuito secondo la rivendicazione 10, caratterizzato dal fatto che comprende mezzi di filtraggio (LP1, LF2, CF) del tipo LC per effettuare un ulteriore filtraggio delle componenti armoniche. Il tutto sostanzialmente secondo quanto descritto ed illustrato, e per gli scopi specificati.